为了稳定到 16 位，简单的 RC 需要大约 14 个时间常数，就 20Msps 而言，这会导致大约 90MHz 的带宽。随着稳定过程的发生，放大器由于采样，会受到一定程度的干扰，这意味着，简单后置滤波器的带宽必须扩展至 130MHz 至 150MHz，以给放大器留出一定的稳定时间来响应这个干扰。不幸的是，这将使得在放大器的峰值频率区域有噪声通过。更高阶滤波器也许能从之前的奈奎斯特 (Nyquist) 区更显著地降低噪声影响，但是未必会非常快速地稳定。

本文描述的电路可以驱动具备 84.1dB SNR、采用 17pF 采样电容器的 25Msps LTC2270 系列。在 20Msps 及更低采样率时，阻抗可以提高，功耗可以降低。例如，采样率高于 30Msps 时，需要一种更常用的、包括一个快速缓冲器的拓扑，其后跟着一个 LTC6409 这样的差分放大器。在这种情况下，也可以使用 LTC6404-1。

几乎无噪声的解决方案

图 1 中的电路是我们建议的一个驱动电路，该电路采用 LTC2270 系列，几乎不产生 SNR 损耗，但是在 25Msps 时，可能在 1 个像素时间内稳定到 16 位。–84.0dB 的噪声(所有噪声都包括在内)可能导致这样的结果：该电路未必会在一次计数时间内稳定，但是平均多个帧后，可以稳定到 16 位。

图 1：几乎无噪声的电路，用于连接 CCD 和高性能 ADC

缓冲放大器 (U2) 是一款电流反馈放大器，实际上用作射极跟随器。尽管功率是从输出提供的，但是大量的输出电流通过 R16 获取，所以看起来电流似乎来自射极。

因为与反馈网络相比，向负输入看进去的阻抗较低，所以输出噪声在负输入端被衰减了，因此，负输入噪声电流没有很大贡献。尽管当用作单位增益缓冲器时，这款放大器的电压噪声规格为 4.5nV/√Hz，但是，在电阻值最小的反馈电阻器中的负输入噪声电流会产生 10.1nV/√Hz 噪声。不过，在这种类似射极-跟随器的工作模式下，电压噪声结果为 1.5nV/√Hz 至 2nV/√Hz 量级。

该放大器附近有一个反馈环路，这个放大器加上了一个 400Ω 的最小值反馈电阻器。不过在低频时，400Ω 反馈阻抗与 R23 并联，以减小输出端所需的偏移。但是在高频时，所需的反馈电阻为最小 400Ω。

通过 R24 从输出吸取少量输出功率，这只是为了减小输出所需产生的偏移。不过在很多情况下，这也许不是必需的，例如，在视频信号为 0V 至 4V 或更小的情况时。

为防将来 U2 是一个差分放大器，已经针对 R24 做了一些准备，在 U2 是差分放大器的情况下，从输出吸取功率是切合实际的。还有几种可能的、取决于所需转换率的可替换方案。低噪声、快速稳定的 FET 放大器有可能在单电源情况下使用。在使用轨至轨放大器时，正轨可能必须是 6V，以避免穿过两个输入级之间的过渡区，这个区域会引起失真。如果采用了 LT1395，那么在打算接收 0V 至 5V 信号时，VCC 必须是 7.5V 至 8V，VSS 必须是 –2V。

如果不需要在像素之间的满标度阶跃期间稳定，那么也可以使用 LT6252 等更低功率的放大器。不过，不良像素会渗入其后的像素中。时钟馈通的存在和实际可得到的稳定时间有可能限制放大器的选择。

第二个放大器也是 LT1395，但是请注意，这个放大器不可能是双通道 LTC1396，除非应用会涉及以地电位为中心的信号。第二级必须用 5V 和 –5V 工作，以吸收电流，并执行从大约 2.5V 共模至 0.9V 共模的电平移位，以及通过根据控制共模提供差分驱动。假定放大器周围的网络是完全对称的，那么这个放大器引起的噪声和失真大部分被 ADC 的 CMRR 抑制了，因为这影响仅体现在共模信号上。