摘 要:为了利用临界连续导电模式功率因数校正器(PFC)高效的优点，将其应用到较大功率场合，提出一种用于临界连续PFC的单周期控制策略。采用开关频率和采样频率可变的方法，利用单数字信号处理器实现了3个临界连续。PFC变换器的并联交错运行。提出的针对临界连续PFC变换器的单周期控制器无需对开关的高频峰值电流、电感电流过零点进行检测与判断，筒化了临界连续PFC交换器的控制。实验结果表明：该方案可实现临界连续PFC变换器输入电流和输出电压的有效控制，可在保证高的输入功率因教同时，获得稳定的直流输出电压。
关键词；电源；临界连续导电模式；功率因数校正器；单周期；并联交错；数字控制
连续导电模式(continuous conduction mode,CCM)功率因数校正器(PFC)变换器在工业中已经得到广泛的应用;但是，在CCM PFC中，高压快恢复二极管的反向恢复损耗限制了变换器效率的提高，而在临界连续导电模式(critical conductionmode，CRM)PFC可以消除该损耗，而且还可以实现开关管开通零电压、零电流开通(ZVZCS)，且是一种自然的、不用任何辅助功率器件的软开关，因此，CRM PFC变换器得到了广泛的应用。
然而，较大的电感电流纹波导致单开关CRMPFC变换器一般只适用于小功率场合。为了利用CRM工作模式的优点，将其应用到较大功率场合，本文提出一种单周期控制方法。基于该方法可容易地实现CRM PFC变换器并联交错运行，将CRMPFC变换器应用到较大功率场合，同时，并联工作可减小器件的电流应力，交错技术可减小总输入电流高频纹波幅值、提高总输入电流的纹波频率，降低输入端EMI滤波器的体积。
1 CRM PFC变换器的工作原理
CRM PFC变换器的系统原理如图1所示。
由图1可见，主电路采用Boost拓扑，控制部分采用开关频率可变的峰值电流控制方法，其中L为电感，D为二极管，S为开关管。控制输入为电流i波形和输出电压Udc的幅值。电压控制环的输出Uvea乘以输入电压Uac得到电流给定iref,使得输入电流的包络线跟随iref,实现功率因数校正和输出电压幅值控制。为了使电感电流临界连续，实现开关管开通的软开关以及消除快恢复二极管的反向恢复损耗，控制器对电感电流过零点进行了检测，使开关管在电感电流值过零附近开通。
2 针对CRM Boost PFC的单周期控制器
由于对CRM Boost PFC变换器进行控制，需对高频的电感电流过零点和高频的开关电流峰值进行检测与判断，因此，要实现其数字控制具有一定的难度。因为其控制要求数字控制器要在一个高频控制周期内，对2个高频的信号点进行检测与判断，由采样定理可知，这对低端数字控制器来说是很困难的，即使采用数字控制器的外部中断可以实现基本控制，但变换器的控制频率将很低，满足不了高功率密度变换器的要求。为此，本文提出一种开关频率可变的单周期控制器，只需使用现有的低成本数字控制器就可以实现CRM Boost PFC变换器的控制。该控制器只需对输入电压和输出电压采样，无需用硬件电路对高频的电感电流过零点和开关管电流峰值进行检测与判断。
根据Boost变换器一个开关周期内开关管S的工作状态，可将变换器的工作模式分为2种，如图2所示。
在CRM工作模式下，从图2可得到，S导通时
式中：uac、Udc是输入和输出电压的瞬时值，假定在一个高频开关周期内保持不变；ton、和toff是开关管的导通和断开时间。
根据式(1)和式(2)就可得到一个用于CRMBoost PFC变换器的单周期控制方案，如图3所示。
由图3可知，电感电流的参考值为
由CRM PFC变换器的工作原理可知，电感电流的包络是跟踪iref的，因此，由式(1)和式(2)可以得到
依据式(4)和(5)可得到每个控制周期开关管的导通和关断时间，实现电感电流的临界连续，同时，通过电压环来改变iref实现输出电压的幅值控制。
可以看出，在每个控制周期内，ton和toff与前一个周期的状态无关，只取决于该开关周期的iref、uac和Udc,也就是说，当给定变化时，输入电流和输出电压的瞬态响应过程可在一个控制周期内结束。
3 并联交错数目N对输入功率因数的影响
为了研究变换器交错数目N对输入功率因数的影响，对并联交错变换器的输入电流波形进行了数学分析与研究。N个并联交错的电感电流波形，如图4所示。
图中：Tsw／N为电感电流iL(M-1)较iLN的延迟时间;Tsw为开关周期；Kon和Koff为电感电流第n个周期的上升斜率和下降斜率；td2、td3、…、tdN为第n个周期内各电感电流起始点，较电感电流iL1起始点的延迟时间；ILPK为第n个周期电感电流的峰值。
由图4可知，由于电感电流是交错的，在第n个周期，除了iL1为规则的临界连续电感电流波形以外，iL2、iL3、…、iLN都不是规则的临界连续电感电流波形。这些电流可以通过电感电流iL1来计算。为了计算电感电流，可根据tdN(N≥2)与关断时间toff的关系，将iL2、iL3、…、iLN的波形分为3类，如图5所示。
以图5a为例来说明电感电感电流iLN的计算方法。图中iLstr和iLend为第n周期内电感电流iLN的起始值和终点值。由于CRM PFC变换器具有较高的开关频率，可以假设相邻两个开关周期内，电感电流的上升斜率Kon及下降斜率Koff相等、开关管的开通时间ton及关断时间toff相等，因此，可得到
根据式(6)，可得到第n周期内所有的电感电流iLN，然后可得到总输入电流，对其进行分析就可确定合适的并联交错数目N。
一般来说，当N=2时，其功率因数要比单开关变换器(N=1)提高很多，但当N>2时，功率因数的提高并不明显。本文综合考虑，选取N=3来进行研究。N=3时，变换器可得到较高的输入功率因数、较小的输入电流纹波和较大的功率输出，因此，还可以得到合适的控制频率。
4 基于单周期单闭环控制器的并联交错
本文利用数字控制器的优点，提出采用单闭环控制器，即前面提到的单周期控制器，使用变开关频率和占空比的方法控制3个Boost变换器在CRM模式下并联交错运行，实现PFC功能，并联交错变换器的结构框图如图6所示。控制器选用的是低成本的数字信号处理器TMS320LF2407。
由图6所示结构框图可知，在3个并联的Boost变换器中间确定1个为主变换器单元，另外2个为从变换器单元。考虑到电感电流是临界连续的，即电感电流每个开关周期都要过零点，所以可以采用主变换器单元闭环控制，另外2个从变换器单元开环控制，让从变换器的电感电流跟随主变换器的电感电流变化，并将3个变换器的PWM交错120°，使得电感电流交错起来，实现3个CRM Boost变换器的并联交错运行。3个PWM的交错原理如下，选择TMS320LF2407的T1PWM、T2PWM和T3PWM通道作为并联变换器的3个驱动脉冲，相应的定时器T1、T2、T3的周期寄存器T1PR、T2PR和T3PR决定开关周期Tsw。定时器T4的周期寄存器T4PR决定控制周期Ts。由于Tsw是可变的，因此必须有一个同步信号才能实现3个PWM的均匀交错，然而要引入该同步信号又是非常困难的。本文考虑到DSP的PWM发生原理，提出采用使T4的计数器T4CNT和T1的计数器T1CNT同时计数到零的方法来实现信号的同步即可，并在定时器T4的中断里对并联交错变换器进行控制。
5 实验结果
实验的基本条件：输入电压uac=110 V，输出电压Udc=380 V，输出功率为520 W，最低的开关频率为100 kHz，电感为100 μH，输出滤波电容Cb=660μF，开关管的型号是STW20NM60，二极管的型号是HFAl5TB60。
利用上述的控制方案进行了实验研究，实验波形如图7和8所示。
图7为交错的电感电流与输入电流波形。
由图7a和7b可见，3个电感电流实现了均匀交错，且得到的总输入电流的纹波很小，满足时功率因数可达0．99，可与CCM工作模式下的输入电流质量相媲美。
图8为在输出负载跃变时，并联交错变换器的输出电压瞬态测试波形。
由图8可见，当负载从轻载跃变到满载，从满载跃变到轻载时，输出电压的变化幅度很小(只有14V)，而且响应速度非常快。
6 结 论
本文针对CRM PFC变换器，提出一种开关频率可变的单周期控制方案，研究并实现了基于DSP2407的高频CRM PFC模块的并联交错运行，取得了满载时功率因数为0．99和稳态输出电压稳定的性能。提出的单周期控制器从很大程度上简化了CRM PFC变换器的控制，输出电压具有较好的动态响应性能;基于采用的开关频率和采样频率皆可变方法，仅用1颗DSP实现了3个CRM PFC变换器的并联交错工作，减小了总的输入电流纹波，获得了较大的功率输出，可将CRM PFC变换器应用到较大功率场合。
