TDS—OFDM系统中信道估计方法的研究

l 引 言
    在近十余年中，数字电视地面广播(DTTB)已达到了实际应用阶段。目前已被国际电信联盟(ITU)承认的DTTB传输标准有3个，即：美国先进电视系统委员会提出的格型编码8电平残余边带调制(8VSB)系统(简称ATSC)，欧洲开发的基于编码正交频分复用(COFDM)技术的数字视频地面广播标准(DVB—T)和日本采用的分段正交频分复用的地面综合业务数字广播标准(ISDB—T)。现阶段对这3个标准的比较和测试见诸多文献，一般来说，这3个标准各有特点。ATSC系统为传统的单载波(SC)系统，它使用复杂的信道均衡器来进行信道估计，消除多径干扰。该算法的对均衡器要求比较高，均衡器设计的复杂度很高。欧洲DVB—T多载波系统是在OFDM频谱中插入导频信号的，它规定了分散导(Scattered Pilot)频和连续(Continu—ous Pilot)导频。连续导频在每个COFDM符号中的位置都是固定的，散布导频的位置在不同的COFDM符号中有所不同。然而该方案在使用了大量导频来完成估计和均衡，使得系统有效数据的传输率较低。ISDB—T是日本无线电工商业协会开发的，系统采用的调制方法称为频带分段传输(BST)OFDM，由一组共同的成为BST段的基本频率块组成，属于单载波传输。
    在上述背景下，我国制定了中国地面传输数字电视标准(简称DTMB)。欧洲的DVB—T与和日本的ISDB一T标准都是采用具有循环前缀保护间隔的编码正交频分复用，即COFDM调制。而DTTB标准采用了PN序列作为循环间隔，时域同步正交频分复用(TDS一OFDM)进行调制。
    然而，要想完全实现OFDM技术所带来的性能的提高，还需要进行关键技术的实现，而信道估计就是其中之一。本文针对清华所提出的DMB—T系统中信道估计部分进行了研究，对迭代算法进行了优化，使得估计得到的信道冲激响应更加精准，从而提高系统的性能。

2 TDS—OFDM信道估计算法
2．1 TDS—OFDM的系统模型
    TDS—OFDM是现在清华提出的DMB—T传输系统的核心调制技术，它是时域同步的正交频分复用技术，或者称为以PN序列为保护间隔的正交频分复用调制。系统的离散系统模型如图l所示。

信号通过串并变换，经过IFFT调制，然后再并串变换，加入PN序列，形成信号帧。一个信号帧由帧同步和帧体两部分组成，考虑到信道的时间选择性(多普勒分布约为100 Hz)，每个信号帧的长度定义为<600 μs。一个信号帧可以作为一个正交频分复用(OFDM)块。对于TDS一OFDM来说，帧同步序列(即PN序列)作为OFDM的保护间隔，而帧体作为IFFT块，以DMB—T传输系统为例，信号帧的结构如图2所示。

信号帧中的帧同步由前同步、8阶PN序列和后同步三部分组成。PN序列定义为255个符号，前同步和后同步定义为PN序列的循环扩展，如图3所示。

8阶PN序列定义为本原多项式x8+x6+x5+x+1的m序列，其初始条件将确定所生成的m序列的相位，而初始条件是由每一个帧的帧号所决定的。信号帧群中的每个信号帧分配有惟一的帧同步信号，以此作为信号帧的识别特征。也就是说，在接收端，我们只要确定m序列的相位，就可以确定帧号，从而可以达到同步的目的。
2．2 PN序列自相关实现信道估计
    在DMB—T系统中，采用TDS一OFDM(时域同步正交频分复用)调制技术，没有插入OFDM导频信号，而是在OFDM的保护间隔中插入时域PN信号作为同步头。不考虑数据对同步头的干扰，接收到的同步头可以表示为：

式中c(k)为选用的PN序列，它具有良好的相关特性，其归一化相关函数可表示为：

通过时域的相关，即r(k)和本地的c(k)相关，可以得到信道的时域冲激响应的粗估计h(n)。得到的粗估计h(n)中的小电平值被丢弃，因为存在白噪声和多径时，这些小电平已经不用考虑了。
    相关使用的PN序列有K=255个符号，所以提出的信道估计算法能给出的信道估计长度为K，即要求L≤K。我们所得到的粗估计h(n)时由信道的第一条路径来定位的，实际中一般以主径来定位，而主径前的旁径造成相对于主径的信号的向前扩散，主径后的旁径造成相对予主径的信号的向后扩散。前同步缓冲和后同步缓冲定义为PN序列的循环扩展，它们作为PN序列的保护段，只要信道的前径长度和后径长度分别小于前同步长度和后同步长度，就可以得到比较准确的时域冲激响应。
    根据得到的粗估计h(n)，可以构造PN序列经过信道冲激响应后得到的信号y(k)，通过接收的信号r(k)减去y(k)，可以得到数据部分通过信道后的响应信号x(k)。对x(k)进行时域的判决反馈处理，均衡后得到z(k)，这里的z(k)是净化后的x(k)。由于需要得到纯净的y(k)通过y(k)和本地PN序列的频域相除得到信道的冲激响应)，所以再分段从r(k)中减去上一帧数据部分对本帧帧头的影响x_pre(k)以及本帧数据部分对本帧帧头的影响z(k)，重建了帧头y(k)，然后根据频域上的除法，就可以得到比较精确的信道估计：

其中的iter=j+1，表示经过几次迭代之后所得到的最终的信道估计。接收端去除PN序列之后的帧体经过FFT操作之后，得到频域输出Y(n，k)，然后使用所得到的信道频率响应估计h(n，k)(这里的n指的是第n帧)对本帧的频域数据Y(n，k)进行信道均衡，即z(n，k)=y(n， k)／H(n，k)。整个信道估计的过程如图4所示。

4次迭代以后得到的信道估计和理想信道估计比较的结果图如图7所示，可以看到，迭代以后得到的估计相对1次迭代估计已经非常接近理想信道，做均方差比较可以得到，迭代4次以后的ehannle_MSE_iter为3．350 6e一006，已经达到了10-6级。
    8次迭代以后得到的信道估计和理想信道估计比较的结果图如图8所示，可以看到，迭代以后得到的估计几乎和理想信道时重合的，做均方差比较可以得到，迭代8次以后的channle_MSE_iter为1．328 6e一008，已经达到了10一8级。
    下面比较粗估计得到的数据点星座图和8次迭代均衡以后得到的星座图，可以看到迭代之后得到的信道估计星座映射效果相对比较好。根据粗估计得到的星座图如图9所示，8次迭代之后得到的星座图如图10所示。

通过图9和图10可以看出，迭代8次以后得到的信道冲激应用于均衡，均衡效果明显优于粗估计的均衡效果。

4 综合分析
    表1为8次迭代估计过程中信道估计的均方差(MSE)和均衡之后的误比特率(BER)的比较：Iter_num=8。

在迭代8次的条件下，BER随迭代次数变化示意图如图ll所示。在迭代8次的条件下，Channel_MSE随迭代次数变化示意图如图12所示。

从图11和图12中可以看出，经过TDS一OFDM的信道估计方法，经过8次迭代，信道估计的精度已经很高了，均衡之后的误码率也相对较小。几次迭代之后的信道估计与理想信道的比较说明了迭代算法的效果是很明显的，同时均衡后的误比特率在一定的条件下，也随迭代次数的增加下降的比较块。软件的仿真结果表明了信道估计算法的设计实现的准确性。

5 结 语
    针对清华所提出的DMB—T系统中信道估计部分进行了以上分析和研究，对迭代算法进行优化，结果表明，优化后的信道估计方法在保证了良好信道估计性能和系统误码的同时具有较低的复杂度，并且得到的信道冲激响应更加精准，MSE更小，系统性能更好，是一种非常具有实用意义的信道估计算法。