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  • 红外传感器监测肺炎疫情体温

     2020年鼠年春节期间,武汉疫情席卷全国,牵动国人,全国多地启动重大突发公共卫生事件一级响应,阻断疫情进一步扩散刻不容缓。在本次疫情防控过程中,起到关键作用的呼吸机、监护仪、制氧机、负压救护车等医疗产品,在危重病人抢救以及防止病毒扩散的过程中发挥了重大作用,这些都离不开传感器技术的支持。其中,疫情导致红外体温计需求激增,而这一在此次疫情防疫工作中做出重要贡献的红外体温计设备,便是传感器技术的典型应用。 近段时间以来,为满足湖北武汉等防疫一线的需求,国内多个省份的多家红外体温计传感器生产商,正在加足马力生产红外体温计传感器。比如,在厦门,相关传感器生产企业仅一天的传感器出货量便达到100多万支,这些传感器被发往其他公司装配成红外体温计,进而发往武汉等全国防疫一线地区。 我们知道,此次新型冠状病毒比之前的SARS病毒更狡猾,其常见症状主要表现为呼吸道感染:发热、咳嗽、呼吸急促或者呼吸困难。为避免多次交叉传染出现的病毒变异,必须在第一时间切断传染源,预防更大规模的传播。从目前各种症状来看,虽然“发热”并不是判断感染武汉肺炎的最关键指标,甚至有病例没有发热,但发热症状,仍是各基层医院和特殊公共场所出入口用于初步判断是否感染病毒的重要参考。因此,在没有完全精准有效的方法前,体温筛查还是有必要的。 此时,红外测温仪设备便起到了非常重要的作用。相对于其他类型的测温方式,采用红外测温方式的优势在于快速、直观、非接触检测。在此类设备中,不论是红外测温仪,还是耳温枪、额温枪等红外检测设备,都离不开基础的热红外传感器元件。简单来说,红外传感器接收到物体发出的能量后,通过其光学系统,可将红外能量转换成电信号,然后将其转换为温度值。 例如,耳温枪是一种典型的非接触式的红外测温仪,它是利用检测鼓膜(相当于下视丘) 所发出的红外线光谱(6~15μm)来测量体温。根据玻耳兹曼定律,物体温度越高,辐射能量越大。E=σεT(σ=常量,T物体绝对温度,ε比辐射率,n=4)。只要测出物体所发射的辐射能量,就可以确定它的温度。 具体来说,红外测温仪由光学系统、光电探测器、信号放大器及信号处理、显示输出等部分组成。待测目标的红外辐射信号,经过光学接收器传输给调制器滤除大面积的背景干扰信号,然后经过红外探测器将红外辐射信号转变成电信号,该信号经过放大器和信号处理电路,并按照仪器内疗的算法和目标发射率校正后,最中可转变为被测目标的温度值。 总的来说,面对严峻的疫情防控形势,对于前期筛查而言,在人群中发现疑似发烧人员,进一步采用各类红外传感器检测设备进行精确的体温测量及后续检查,显得非常重要。

    时间:2020-02-10 关键词: 传感器 信号 放大器

  • 采用“系列优先”的方法进行运算放大器设计

    采用“系列优先”的方法进行运算放大器设计

    当我第一次光顾德克萨斯的一家烧烤店时,菜单上各式各样的肉让我感到非常惊讶,以至于我不知道要选哪一种。但幸运的是,烧烤店提供了三种肉的拼盘,因而我可以尝一下不同种类的肉。其实,作为一个寻求运算放大器(op amp)的设计工程师,您也可以有很多选择。另外,随着如今生产周期不断缩短,您需要快速做出决定。选择了错误的运算放大器可能会耗费时间和金钱。TI丰富的产品组合由48个独特的放大器组成(包括新的TLV9001、TLV9052、TLV9064),提供了16种不同的封装,其中包括业内最小的单通道和四通道封装。在此技术文章中,您将了解到此新的运算放大器系列如何满足各种项目需要,减少印刷电路板(PCB)的空间,并提供多种带宽选项,为您的信号链提供更多增益。我们拥有丰富多元的产品组合可以帮助您选择准确的通道数量、速度以及确定您的系统需求。通过出色产品性能,实现设计功能多元化图1概述了全器件系列,顶部突出显示了相似之处。这三种子系列可以互换,因为它们使用的电源电压、输入和输出电压范围以及偏移电压均相同。此外,其相似的低电阻输出阻抗可最大限度地减少稳定性问题。图1:放大器系列对比然而,每个子系列都具有独特的性能优势。例如,如果您为了感测电机电流,最初在带输出摆幅至GND电路的单电源低压侧、单向电流传感解决方案中使用TLV9002,但后来,为了处理大型电机电流瞬变,确定需要更高的增益和更快的转换速率,那么您可以轻松切换到更高带宽、引脚对引脚兼容的TLV9052,无需再重新进行设计。这是可以实现的,因为每个子系列都有相同的16个封装选项,涵盖所有三种通道配置。封装灵活性图2详细列出了各种封装方案的详细信息。“行业标准”(Industry Standard)一列确定了封装是否可从其他供应商处获得,以作为第二次采购的选项。“关闭”(Shutdown)一列突出显示了具有关闭功能的封装。关闭功能有助于降低总能耗。虽然大多数的小封装选项都是四方扁平无引线(QFN)封装,但我所强调的封装选项不属于上述类型。双通道、小外形晶体管(SOT)-23-薄封装采用单通道SOT-23封装体,但它有8个引脚,而不是传统的5或6个引脚。这对于那些更大的引线封装来说是一个非常好的选择,如小外形集成电路(SOIC)、薄小外形封装(TSSOP)或极薄小外形封装(VSSOP)。如要多源采购8引脚SOT-23和传统的引线封装,也可以采用双布局技术。如要了解更多详情,请阅读模拟设计期刊文章,“小封装放大器的二次采购选项”。但是,如果您想最大限度地减少PCB空间的话,我建议采用QFN封装选项。图2:放大器系列封装选项尺寸的突破这三种放大器子系列采用业界最小的单通道和四通道封装。相比同类小尺寸器件,TI单通道的0.8mm x  0.8mm超小型无引线(X2SON)封装的尺寸要小13%,其2.0mm x  2.0mm超小型QFN(X2QFN)封装的尺寸还要小7%。这些封装加上双通道1.0mm x  1.5mm X2QFN封装,能提供多种选择来帮助您减少PCB面积。您可以在图3的右侧看到这3种封装。图3:逐步实现更小的封装由于间距较小的缘故,制造技术可能会限制采用超小型QFN封装,因此,TI还可以提供不同间距的多种小型封装选项。应用报告“使用TI的X2SON封装进行设计和制造”提供了这些封装的布局和走线指南。总结有人说选择太多会导致无从下手。但我认为,不管是在德克萨斯州决定吃什么烧烤,还是设计工程师选择放大器,选择当然是越多越好。当您下次开始设计时,可以选择如下运算放大器系列:有三款不同的性能水平可供选择;16个独特的封装选项之一;采用业界最小的单通道和四通道封装并可在您需要时节省PCB面积。

    时间:2019-12-27 关键词: PCB 放大器 运算放大器

  • 基本运算放大器配置是怎样的?

    基本运算放大器配置是怎样的?

    必须为运算放大器始终提供直流电源,因此在添加任何其他电路元件之前,最好配置这些连接。图1显示了无焊试验板上的一种可能的电源配置。我们将两根长轨用于正电源电压和地,另一根用于可能需要的2.5 V中间电源连接。板上包括电源去耦电容,其连接在电源和地(GND)轨之间。现在详细讨论这些电容的用途还为时过早,只需知道它们用于降低电源线上的噪声并避免寄生振荡。在模拟电路设计中,务必在电路中每个运算放大器的电源引脚附近使用小型旁路电容,这被认为是良好实践。 图1.电源连接 将运算放大器插入试验板,然后添加导线和电容,如图1所示。为避免以后出现问题,可能需要在试验板上贴一个小标签,指示哪些电源轨对应5 V、2.5 V和地。导线应利用颜色加以区分:红色为5 V,黑色为2.5 V,绿色为GND。这有助于保持连接的有序性。 接下来,在ADALM1000板和试验板上的端子之间建立5 V电源和GND连接。使用跳线为电源轨供电。注意,电源GND端子将是电路接地基准。有了电源连接之后,可能需要使用DMM直接探测IC引脚,确保引脚7为5 V且引脚4为0 V(地)。 注意,使用电压表测量电压之前,必须将ADALM1000插入USB端口。 单位增益放大器(电压跟随器): 第一个运算放大器电路很简单(如图2所示)。这称为单位增益缓冲器,有时也称为电压跟随器,它由转换函数VOUT = VIN定义。乍一看,它似乎是一个无用的器件,但正如我们稍后将展示的那样,其有用之处在于高输入电阻和低输出电阻。 图2.单位增益跟随器 使用试验板和ADALM1000电源,构建图2所示的电路。请注意,此处未明确显示电源连接。任何实际电路中都会进行这些连接(如上一步中所做的那样),因此从这里开始,原理图中没必要显示它们。使用跳线将输入和输出连接到波形发生器输出CA-V和示波器输入CB-H。 通道A电压发生器设置为1.0 V最小值和4.0 V最大值(3 V p-p,以2.5 V为中心),使用500 Hz正弦波。配置示波器,使输入信号迹线显示为CA-V,输出信号迹线显示为CB-V。导出所产生的两个波形图,并将其包含在实验报告中,注意波形参数(峰值和频率的基波时间周期)。你的波形应当确认其为单位增益或电压跟随器电路的说明。 缓冲示例: 运算放大器的高输入电阻(零输入电流)意味着发生器上的负载非常小;也就是说,没有从源电路汲取电流,因此任何内部电阻(戴维宁等效值)上都没有电压降。所以,在这种配置中,运算放大器的作用类似于缓冲器,屏蔽信号源免受系统其他部分带来的负载效应。从负载电路的角度看,缓冲器将非理想电压源转换成近乎理想的电压源。图3给出了一个简单的电路,我们可以用它来演示单位增益缓冲器的这个特性。这里,缓冲器插在分压器电路和某一负载电阻(10 kΩ电阻)之间。 图3.缓冲器示例 断开电源并将电阻添加到电路中,如图3所示(注意这里没有更改运算放大器连接,我们只是相对于图2翻转了运算放大器符号以更好地安排导线)。 重新连接电源,并将波形发生器设置为500 Hz正弦波、0.5 V最小值和4.5 V最大值(4 V p-p,以2.5 V为中心)。同时观察VIN CA-V和VOUT CB-H,并在实验报告中记录幅度。使用示波器输入CB-H还能测量运算放大器引脚3上的信号幅度。 图形实例如图4所示。 图4.缓冲器曲线 移除10 kΩ负载,代之以1 kΩ电阻。记录幅度。现在移动引脚3和2.5 V之间的1 kΩ负载,使其与4.7 kΩ电阻并联。记录输出幅度如何变化。你能预测新的输出幅度吗? 简单放大器配置 反相放大器: 图5所示为常规反相放大器配置,输出端有10 kΩ负载电阻。 图5.反相放大器配置 现在使用R2 = 4.7kΩ组装图5所示的反相放大器电路。组装新电路之前,请记住断开电源。根据需要切割和弯曲电阻引线,使其平放在电路板表面,并为每个连接使用最短的跳线(如图1所示)。记住,试验板有很大的灵活性。例如,电阻R2的引线不一定要将运算放大器从引脚2桥接到引脚6;你可以使用中间节点和跳线来绕过该器件。 重新连接电源并观察电流消耗,确保没有意外短路。现在将波形发生器调整为500 Hz正弦波,设置为2.1 V最小值和2.9 V最大值(0.8 V p-p,以2.5 V为中心),并再次在示波器上显示输入和输出。测量和记录此电路的电压增益,并与课堂上讨论的原理进行比较。导出输入/输出波形图,并将其包含在实验报告中。 图形实例如图6所示。 图6.反相放大器曲线 趁此机会说一下电路调试。在课堂中的某个时候,你可能无法让电路工作。这并不意外,没有人是完美的。但是,你不应简单地认为电路不工作必定意味着器件或实验仪器有故障。这基本上不是事实,99%的电路问题都是简单的接线或电源错误。即便是经验丰富的工程师也会不时出错,因此,学会如何调试电路问题是学习过程中非常重要的一部分。为你诊断错误不是助教的责任,如果你以这种方式依赖其他人,那么你就错过了实验的一个关键点,你将不大可能在以后的课程中取得成功。除非你的运算放大器冒烟,电阻上出现了棕色烧伤痕迹,或者电容发生爆炸,否则你的元器件很可能没问题。事实上,大多数器件在发生重大损伤之前都能容忍一定程度的滥用。当事情不妙时,最好的办法就是断开电源并寻找一个简单的解释,而不要急着责怪器件或设备。在这方面,DMM可是一件十分有价值的调试工具。 输出饱和: 现在将图5中的反馈电阻R2从4.7 kΩ更改为10 kΩ。现在的增益是多少?将输入信号的幅度缓慢增加至2 V,仍然以2.5 V为中心,并将波形导出到实验室笔记本电脑中。任何运算放大器的输出电压最终都会受电源电压的限制,而在很多情况下,由于电路中存在内部电压降,实际限制要远小于电源电压。根据你的以上测量结果量化AD8541的内部压降。如果你有时间,可尝试用OP97或OP27放大器替换AD8541,并比较它能产生的最小和最大输出电压。

    时间:2019-11-10 关键词: 放大器 直流电源 电源资讯

  • HEV/EV电池管理系统中的标准放大器功能

    HEV/EV电池管理系统中的标准放大器功能

      混合动力电动汽车(HEV)和电动汽车(EV)之所以备受欢迎,是因为它们具有低(零)排放和低维护要求,同时提供了更高的效率和驱动性能。新的HEV/EV公司方兴未艾,而且现有的汽车制造商正大举投资HEV/EV市场,以争夺市场份额。  HEV/EV动力总成的核心在于系统。该系统从电网获取电力,将其存储在电池中(静止时),并从电池获取能量以转动电机并移动车辆。该系统主要包括四个子系统:车载充电器(OBC)、电池管理系统(BMS)、DC-DC转换器(DC/DC)以及逆变器和电机控制(IMC),如图1所示。在HEV/EV的BMS中经常忽略放大器的灵活性和成本效益。因此,本文将重点介绍BMS以及设计人员如何在系统中使用放大器。  热侧  冷侧  车载充电器  12V总线  (系统中的其他组件)  12V 电池  12V至48V DC•DC转换器  48V总线  (典型的48V负载......)  逆变器和电机控制  48V电池管理系统  高压负载  DC/DC转换器  电池管理系统  图1:典型的带有OBC、BMS、DC/DC、逆变器和电机控制的HEV/EV系统图  BMS的作用是什么?  BMS维护和监控电池,包括有效和安全地充电和放电。BMS相对地平衡每个单体电池的电压和电荷,监控电池的健康状况,使电池保持安全的工作温度,并确保更长的电池寿命。BMS应该防止诸如电池反复过度放电,因为这将缩短电池寿命,或应防止过度充电,因为这可能会损坏电池并引起火灾或爆炸。HEV/EV中的电池是许多串联和并联的锂离子电池组合,可以满足所需的电压和能量。待完全充电后,单个锂离子电池的电压为4.2V,放电时接近2.8V。HEV/EV中充满电的电池电压范围为200V至800V。图2是典型的BMS框图。  12V电源  输入保护  GAN  DC-DC转换器/ SBC  联锁  CAN 收发器  高侧和低侧开关  微控制器  电池组热管理  实时时钟和监控器  隔离检查  隔离器  隔离器/启用  电流感应  电流感应  降压HV-12V  微控制器  DC-DC转换器/ SBC  高压诊断  电池监测AFE(M&P)  电池监测AFE(M&P)  图2:BMS系统框图  让我们回顾一下BMS的主要功能。  电池电流感应  监控输入电池组的电流和输出电池组的电流至关重要。在主锂离子电池中,该电流的大小往往高达数百安培。霍尔传感器、感应传感器或分流电阻器上的隔离放大器通常用于电池冷侧(低电压)到热侧(高电压)电流感测。这些隔离电流感测解决方案可以具有模拟差分输出信号。隔离电流感测旨在保持热侧和冷侧分离,并将关于感测到的电流的模拟信息提供给主微控制器中的由低压电源供电的模数转换器(ADC)。这种电流感测通常不需要非常准确。运算放大器将差分信号转换为单端信号(以接地为参考),增加动态范围,并驱动ADC。在BMS中,通常使用电流分流监控器进行精确的热侧电流感测。  图3所示为不同电压域的带隔离放大器和运算放大器电路(用于带直流传递功能的电流感测)。分流电阻上产生的电压VSHUNT由一个隔离放大器放大,作为其隔离输出的差分输出信号VDIFF。运算放大器将差分信号VDIFF转换为单端信号OUT,并通过向信号施加2 V/V的增益来提高动态范围。隔离放大器偏移决定了初始电流感测精度。差分放大器的共模抑制比主要由电阻容差决定。  Vhv - 屏障高压  VINP  VINN  VOUTN  VSHUNT  输出  输出  VDIFF  输入电流(A)  VOUTP  VDD1  VDD1  VDD2  VDD1  VDD2  GND2  GND1  GND2  GND1  GND1  GND2  Vhv 500  图3:用于隔离电流感测的带运算放大器的隔离放大器  DC-DC转换器从HEV/EV中的主高压电池生成单独的48V电池子系统。这款48V电池子系统为空调、加热、制动系统和动力转向提供动力,并提供比使用铅酸电池的传统12 V电源轨更高的效率。48V子系统不含主电池那么高的电流负载,但仍然需要电流感测,这就是为何它有自己的本地BMS。在48V BMS中,非隔离精密电流分流监控器用于主电流感测,双向运算放大器电流感测电路用作冗余过流保护。图4所示为进行双向电流感测的运算放大器电路。  Vbus 48  Rshunt 10m  Vshunt  输入电流(A)  图4:低侧双向电流感应运算放大器电路  电池电压感测  需要像电流一样监控电池的电压。在隔离电压检测中,电阻分压器将高电压从电池分压到放大器的共模输入范围。隔离放大器感测到分压电压,差分放大器配置中使用的运算放大器将隔离放大器中的差分输出信号转换为单端输出。若不需要隔离,则差分放大器配置中的运算放大器可以执行直接电压感测。  图5所示为采用隔离放大器和运算放大器的隔离电压感测。隔离放大器隔离热侧和冷侧,并输出增益为1的差分信号。运算放大器将差分信号转换为单端输出,并使ADC增益满足全动态范围。该电压被馈送到冷侧MCU中的ADC。  专为BMS设计的集成功率芯片可跟踪每个锂离子电池的电压并平衡电荷。以菊花链方式连接这些功率芯片可以同时测量所有锂离子电池的电压,平衡这些电池上的电压,并将此信息传递给MCU。  输入电压(V)  隔离势垒高压  VIN  SHTDN  VOUTP  VOUTN  VDD1  VDD2  GND1  GND2  图5:通过隔离放大器和运算放大器感测隔离电压  隔离漏流电流测量  正如我之前提到的那样,高压200至800V侧与车辆底盘接地和其他低压域(12 V和48 V)保持隔离。通过测试隔离中断测量电池电压和漏泄电流还将导致测量高压轨与底盘接地的低压之间的电阻或泄漏。汽车高压和隔离泄漏测量参考设计解释了测试隔离中断。它需要使用已知的电阻路径暂时短接隔离栅,如图6所示。  高压电池  高压侧  低压侧  图6:带运算放大器的隔离漏流电流测量电路  有必要从高压电池的正极或负极侧了解故障漏电流的路径。每当发生隔离中断时,继电器S1位于正极侧或继电器S2位于负极侧。将该已知的隔离电阻与测量的电阻进行比较可以确定通过隔离屏障的泄漏。  例如,当S1关闭时,如果在负极侧无泄漏,则ISO_POS电压将等于Vref。若在负极侧存在漏电流(隔离破坏),则ISO_POS电压将不等于Vref。由于漏电流流过Rps1、Rps2和Rs1、电池的正极侧和负极侧到低压侧接地,闭环增益不同。具有低输入偏置电流的运算放大器适用于此应用,因为连接到反相输入的阻抗可能非常高(在兆欧范围内)。  温度监测  HEV/EV需要高电压和高电流,这可能导致高功耗和快速温升。监测电池及其周围系统的温度非常有必要,以防止功耗过大。若故障导致高功耗,电池控制单元将断开电池,以防止发生火灾和爆炸等灾难性事件。  一种经济有效的温度感测解决方案是使用运算放大器缓冲来自与电阻串联的负温度系数(NTC)热敏电阻的信号。由于BMS和电池占位空间较大,因此整个系统的温度可能不均匀。这种不均匀的温度需要在整个BMS中放置多个温度感测单元。将来自这些单元的信号复用到单个ADC或MCU引脚需要信号调节。还需要缓冲和放大信号,以满足ADC的全动态范围。  图7说明了用于缓冲放大器或同相放大器配置的运算放大器。具有合理偏移和失调漂移的低成本高压运算放大器适用于此应用。  图7:使用NTC热敏电阻和运算放大器进行温度感测  联锁监测  联锁是一个电压和电流回路系统,流经HEV/EV系统中的一系列子系统,如图8所示。联锁从BMS启动并经过逆变器、DC/DC转换器、OBC再返回BMS,以监测任何篡改、打开高压系统或打开维护舱口的事件。汽车高压联锁参考设计解释了联锁系统如何断开高压线路以防止受伤。  联锁回路主要涉及感测不需要高精度测量的以脉冲传输的电流。紧凑的解决方案需求可能会导致基于仪表放大器的解决方案。最经济的解决方案是在差分放大器配置中使用带运算放大器和分立电阻的电流感测电路。联锁回路不是高电流回路;因此,您可以使用高值分流电阻,且不会有高功耗风险。安全和诊断功能需要冗余,以覆盖主系统发生故障时的情况。为检测所有可能的故障,可能存在更多需要二次电压和电流感测的情况,以及低成本解决方案变得更加可行的情况。  联锁回路电流  BMS(电池)  逆变器  车载充电器  OC-DC转换器  断开开关  联锁回路电流  图8:BMS中的联锁系统  结论  这些都是使用放大器的BMS中的标准功能,但根据系统设计,您使用运算放大器时可能会有更多功能。当出现新问题或异常问题且不存在集成解决方案时,基于运算放大器的解决方案变得更加实用。EV/HEV中的系统正在发展,且运算放大器提供快速、精确和灵活的解决方案的情况正变得越来越普遍。  参考文献  1. 德州仪器BMS应用页面。  2. 模拟工程师的电路说明书。

    时间:2019-09-23 关键词: 电池管理系统 放大器

  • 5G和高频应用让氮化镓大有用武之地

    苏州能讯高能半导体有限公司董事总经理任勉: 氮化镓产品类型和对应的市场不断发生变化,5G和高频应用让氮化镓大有用武之地。3.5GHz是一个分水岭,3.5GHz及以上频率,氮化镓工艺有全面的优势,无论是带宽、线性度、增益还是效率,硅器件都无法与氮化镓竞争。氮化镓可以减小Massive MIMO基站的体积,氮化镓的功率密度比当前LDMOS技术高20多倍,每单位面积可将功率提高7到10倍;氮化镓裸片尺寸为LDMOS裸片尺寸的1/7至1/10,寄生电容大幅减少,可以更好地发挥射频特性;氮化镓具有更高功率密度特性,能够实现更小器件封装,因而非常适用于Massive MIMO天线系统;氮化镓的大带宽特性能够使得单个氮化镓射频功率器件替代LDMOS器件组合,使基站的体积不断减小,成本不断下降。 氮化镓非常适合于制造5G和毫米波射频前端系统,如大带宽和高效率功率放大器(PA)、大功率大带宽开关(RF SWITCH)、低噪声高功率压控振荡器(VCO)、高可靠大带宽低噪声放大器(LNA)。 GaN高频芯片相比低频芯片,还有一些技术难题需要突破:首先,高频条件下,缺陷的释放时间要求更加严格,因此芯片的效率显著下降;其次,高频条件下寄生电容和电阻的影响增加,因此缩小栅长不能有效提升增益;再次,高频器件有严重的短沟道效应,影响功率增益和效率;最后,亚微米栅会增加栅极边缘电场,造成更高的漏电,降低击穿电压并引入可靠性问题。

    时间:2019-09-17 关键词: 放大器 振荡器 电源资讯

  • 直击增益范围:利用仪表放大器获得多个增益范围

    直击增益范围:利用仪表放大器获得多个增益范围

    问:我有一个仪表放大器,但我需要更宽的动态范围,而不是单一增益。我可以通过多路复用增益电阻来获得可编程增益吗?答:为了实现高精度传感器测量动态范围的最大化,可能需要使用可编程增益仪表放大器(PGIA)。由于大多数仪表放大器使用外部增益电阻(RG)来设置增益,似乎通过一组多路复用增益电阻就可以实现所需的可编程增益。虽然这是可能的,但在以这种方式将固态多路复用器施加于系统之前需要考虑三个主要问题:电源与信号电压的限制、开关电容和导通电阻。图1.AD8421 PGIA带有多路复用器保持在信号电压范围内固态CMOS开关需电源供电。源电压或漏极电压超过电源电压时,故障电流流过,会导致输出不正确。每个电阻RG引脚的电压通常处于二极管相应输入端的压降范围内;因此,该开关的信号电压范围须大于仪表放大器的输入范围。考虑电容该开关电容类似于将电容悬于其中一个RG引脚上,并保持另一个RG引脚不变。足够大的电容可能导致峰化或不稳定,但更容易被忽视的问题是对共模抑制比的影响。在电路板布局中,接地层一般从Rg引脚下方移除,因为小于1 pF的电容不平衡会大大降低AC CMRR。开关电容可为几十pF,会导致较大误差。以具有完美CMRR的仪表放大器为简单示例,不存在RG,仅在一个RG引脚上存在电容,由电容引起的CMRR的估算如下:CMRR(f)=–20 × log10(f × 2π × CRG × RF)例如,如果内部反馈电阻RF=25kΩ,CRG=10pF,则10kHz时的CMRR仅为36dB。这表明需要使用低电容开关或平衡开关架构,如图2所示的SPST开关。关于阻抗最后,根据仪表放大器的增益公式,开关的导通电阻直接影响增益。如果导通电阻足够低,以至于仍能实现所需增益,这或许可行。然而,此开关的导通电阻随漏极电压发生变化(指定为RFLAT(ON))。开关电阻的变化使增益既依赖于共模电压,又会产生非线性效应。例如,使用1kΩ的RG和具有10Ω RFLAT(ON)的开关,在共模范围内会引起1%的增益不确定性。一部分将转化为差分信号(即2Ω变化将会引起2000ppm的非线性度)。这表明需要使用低导通电阻开关,与上述建议的低电容开关截然相反,因为大尺寸晶体管器件尺寸可实现低导通电阻,而小尺寸晶体管可实现低电容。ADG5412F故障保护四通道SPST开关在许多情况下提供了很好的解决方案。这些故障保护开关的架构能够提供10Ω的导通电阻,在整个信号范围内,导通电阻曲线非常平坦,并且关断电容仅为12pF。图2.采用ADG5412F四通道SPST和AD8421的平衡式PGIA了解替代方案如果这些电路仍不能满足设计要求,还可以采用其他方法来实现仪表放大器的可编程增益功能。强烈建议选择集成式PGIA(如果有合适的)。集成式PGIA旨在实现高性能、更小的尺寸,比分立解决方案的寄生效应更少,并且规格包含内部开关效应。AD8231、AD8250/AD8251/AD8253以及LTC6915便是集成式PGIA很好的例子。此外,还有一些更高集成度的解决方案包含此功能,如AD7124-8和ADAS3022。结论仪表放大器是在芯片级尽可能保持平衡的高精度元件,以实现共模抑制。使用固态开关的确有可能构建可编程增益仪表放大器,但是这种方式也非常容易使仪表放大器失去其特有的平衡,同时降低电路精度。为了进行必要的取舍,需要考虑开关的非理想效应。平衡开关架构和现代开关(如ADG5412F)是优化这些设计的利器。建议使用集成式PGIA,因为它们已经在规格中考虑了开关效应。

    时间:2019-09-16 关键词: 放大器 pgia 多路复用增益电阻

  • 盘点精彩绝伦的设计

    盘点精彩绝伦的设计

    前些日子看CAN总线,那么多设备挂接在单信息总线上,都想说话,还没有领导,那不成一锅粥了吗?看懂就发现,原来它们给每个接入设备分配了ID号——有大小区分的身份证,靠二进制的01级别展开无限制的竞争,一下就实现了多个设备无领导情况下的单总线竞争占用。看完后,我的感觉是美妙。这些洋鬼子,看来是聪明的,至少不比我笨。 再看放大器。要检测一个负载的用电电流,有一种方法是在回路中串联一个检测电阻,只要获得电阻两端的压差,就可以计算出流过的电流,这谁都清楚。但是串联电阻串在哪里?是高侧,就是负载的头顶,还是低侧,就是负载的脚底下?于是,我知道原来有两种检测方法,分别是High side,Low side。两种方法各有优缺点:低侧检测的最大好处是串联电阻两端几乎没有共模电压,比如一端是0V,另一端是0.1V,压差是0.1V,这可以直接使用仪表放大器检出,方便得很。但是它也有缺点,就是负载的脚底不再是0V,而是0.1V了,如果电流在波动,这个0.1也就不稳,就像站在一楼,但地板晃荡一般,结果是负载很不舒服。你是个检测仪表,要检测负载中的电流,但搞得负载很不舒服,就像医生搞得病人很不舒服一般,这有点不妙。 于是大量的设计,都采用高侧检测。但高侧检测也有麻烦,比如负载工作电压为100V,正常工作时,负载的脚底是0V,头顶是100V,现在你串联了一个小电阻在负载头顶,上面有0.1V的压差,这就使得电阻高端是100V,电阻下端是99.9V(也就是负载的头顶电位)。从效果看,负载其实是很舒服的,它脚底下很稳,0V,没错,它头顶有点飘,差不多在99.9V附近,我们知道一般的负载对头顶的电压波动不太敏感,因此它很舒服。 但负载舒服了,测量仪表就不舒服了。测量放大电路必须把两根线上的压差检测出来,它们分别是100V和99.9V,共模就有99.95V,这么大的共模电压,加载到任何一个仪表放大器上,都会立即烧毁放大器。 怎么办呢? 老外就设计了一款差动放大器,比如ADI的AD628,电路如下图。它用两套分压电阻,将100V分压到10V以内,实际加载到内部运放管脚的电压只有10V左右了,安全了,但是我们发现,要检测的差压0.1V也被衰减了10倍,变为0.01V了,于是他们又在这个减法器的输出端,增加了一级10倍放大,即保护了内部的运放不被烧毁,又保证压差0.1V没有被衰减,且输出就是我们需要检测的0.1V。 妙吧。其实一点儿都不妙,妙的在后面。 我们都知道先把一个东西缩小,然后再放大,总是让人心里不踏实,有没有一个电路能够实现:第一,抵抗高的共模输入,第二,对差模量不衰减。 这时候我开始佩服老外了,他们设计了一款AD629,就是AD628它弟弟,就满足了这个要求,电路结构如图。号称能够抵抗高达270V左右的共模电压,且实现了一比一的差压检出。他们怎么想出来的?看来他们的牛肉是没有白吃的。

    时间:2019-09-07 关键词: 放大器 电源其他电源电路 负载用电电路

  • 分立差动放大器与集成解决方案

    分立差动放大器与集成解决方案

    问题:为什么要多花钱少办事?回答:经典的分立差动放大器设计非常简单。一个运算放大器和四电阻网络有何复杂之处?但是,这种电路的性能可能不像设计人员想要的那么好。本文从实际生产设计出发,讨论了与分立电阻相关的一些缺点,包括增益精度、增益漂移、交流共模抑制(CMR)和失调漂移等方面。经典的四电阻差动放大器如图1所示。图1.经典分立差动放大器该放大器电路的传递函数为:若R1=R3且R2=R4,则公式1简化为:这种简化有助于快速估算预期信号,但这些电阻绝不会完全相等。此外,电阻通常有低精度和高温度系数的缺点,这会给电路带来重大误差。例如,使用良好的运算放大器和标准的1%、100ppm/°C增益设置电阻,初始增益误差最高可达2%,温度漂移可达200ppm/°C。为了解决这个问题,一种解决方案是使用单片电阻网络实现精密增益设置,但这种结构很庞大且昂贵。除了低精度和显著的温度漂移之外,大多数分立差动运算放大器电路的CMR也较差,并且输入电压范围小于电源电压。此外,单片仪表放大器会有增益漂移,因为前置放大器的内部电阻网络与接入RG引脚的外部增益设置电阻不匹配。解决所有这些问题的最佳办法是使用带内部增益设置电阻的差动放大器,例如AD8271。通常,这些产品由高精度、低失真运算放大器和多个微调电阻组成。通过连接这些电阻可以创建各种各样的放大器电路,包括差动、同相和反相配置。芯片上的电阻可以并联连接以提供更广泛的选项。相比于分立设计,使用片内电阻可为设计人员带来多项优势。运算放大器电路的直流性能大部分取决于周围电阻的精度。这些内部电阻布局紧密匹配,并经过激光调整和匹配精度测试。因此,它能保证增益漂移、共模抑制和增益误差等特性高度精确。图1所示的电路集成后可提供0.1%的增益精度和小于10ppm/°C的增益漂移,如图2所示。图2.增益误差与温度的关系——AD8271与分立解决方案比较交流性能在电路尺寸方面,集成电路比印刷电路板(PCB)小得多,因此相应的寄生参数也较小,对交流性能有利。例如,AD8271运算放大器的正负输入端有意不提供输出引脚。这些节点不连接到PCB上的走线,电容保持较低,从而提高环路稳定性并优化整个频率范围内的共模抑制。性能比较参见图3。图3.CMRR与频率的关系——AD8271与分立解决方案CMRR比较差动放大器的一项重要功能是抑制两路输入的共模信号。参考图1,如果电阻R1至R4不完全匹配(或者当增益大于1时,R1、R2和R3、R4的比率不匹配),那么部分共模电压将被差动放大器放大,并作为V1和V2之间的有效差压出现在VOUT处,其无法与实际信号相区分。如果电阻不理想,那么部分共模电压将被差动放大器放大,并作为V1和V2之间的有效差压出现在VOUT处,其无法与实际信号相区分。差动放大器抑制这一部分电压的能力称为共模抑制。该参数可以表示为共模抑制比(CMRR)或转换为分贝(dB)。分立解决方案的电阻匹配不如集成解决方案中的激光调整电阻匹配那么好,这可以从图4中输出电压与CMV的关系曲线看出来。图4.输出电压与共模电压的关系——AD8271与分立解决方案比较假设使用理想运算放大器,则CMRR为:其中,Ad为差动放大器的增益,t为电阻容差。因此,对于单位增益和1%电阻,CMRR为50V/V或约34dB;使用0.1%电阻时,CMRR增加到54dB。即使采用具有无限大共模抑制的理想运算放大器,整体CMRR也会受电阻匹配的限制。某些低成本运算放大器具有60dB至70dB的最小CMRR,使误差更为糟糕。低容差电阻放大器在其指定工作温度范围内通常表现良好,但必须考虑外部分立电阻的温度系数。对于带有集成电阻的放大器,电阻可以进行漂移调整和匹配。布局通常使电阻相互靠近,因此它们会一同漂移,从而降低其失调温度系数。在分立情况下,电阻在PCB上散开,匹配情况也不如集成方案,产生的失调温度系数会更差,如图5所示。图5.系统失调与温度的关系——AD8271与分立解决方案比较无论是分立式或是单芯片,四电阻差动放大器的使用都非常广泛。由于只有一个器件放置在PCB上,而不是多个分立元件,因此可以更快速、更高效地构建电路板,并节省大量面积。为了获得稳定且值得投入生产的设计,应仔细考虑噪声增益、输入电压范围和CMR(达到80dB或更高)。这些电阻均采用相同的低漂移薄膜材料制成,因此在一定温度范围内可提供出色的比例匹配。结论通过本文很容易看出内置增益设置电阻的放大器与分立差动放大器之间的区别。

    时间:2019-09-05 关键词: 放大器 运算放大器 分立差动

  • 什么是共模抑制比CMRR

    什么是共模抑制比CMRR

    CMRR(Common Mode Rejection Ratio)共模抑制比。 在电子学中,差分放大器(或其他装置)的共模抑制比(CMRR)是一个度量,用于量化装置抑制共模信号的能力,即那些同时出现在两个输入端且同相出现的信号。一个理想的差分放大器将有无限的共模抑制比,但这在实践中是无法实现的。当差分信号必须在可能存在较大共模输入(如强电磁干扰(EMI))的情况下放大时,需要高CMRR。例如,在扩声或录音中,音频通过平衡线传输。 理想情况下,差分放大器差分电压V+和V-,在其两个输入端并产生输出电压Vo=Ad(V+ - V-)。Ad—差分增益 然而真实差分放大器输出电压为:     Acm—共模增益,通常远小于差分增益 CMRR定义为差分增益与共模增益之比,以正分贝为单位     由于差分增益应超过共模增益,因此这将是正数,越高越好。 CMRR是一个非常重要参数,因为它表示您的测量中会出现多少共模信号。CMRR的值通常也取决于信号频率,并且必须指定为其功能。 在降低传输线噪声方面通常很重要。例如,在嘈杂环境中测量热电偶的电阻时,来自环境的噪声在两个输入引线上都显示为偏移,使其成为共模电压信号。测量仪器的CMRR确定应用于偏移或噪声的衰减。

    时间:2019-09-03 关键词: 电压 放大器 电源技术解析

  • 放大器的稳定性,选对反馈电阻很重要

    放大器的稳定性,选对反馈电阻很重要

    信号需要增益时,放大器是首选组件。对于电压反馈型和全差分放大器,反馈和增益电阻之比RF/RG决定增益。一定比率设定后,下一步是选择RF或RG的值。RF的选择可能影响放大器的稳定性。 放大器的内部输入电容可在数据手册规格表中找到,其与RF交互以形成传递函数中的一个极点。如果RF极大,此极点将影响稳定性。如果极点发生的频率远高于交越频率,则不会影响稳定性。不过,如果通过f = 1/(2πRFCin,amp)确定的极点位置出现在交越频率附近,相位裕量将减小,可能导致不稳定。 图1的示例显示小信号闭环增益与 ADA4807-1电压反馈型放大器频率响应的实验室结果,采用同相增益为2的配置,反馈电阻为499 ?、1 k?和10 k?。数据手册建议RF值为499 。     图1.使用不同反馈电阻的实验室结果。VS = ±5 V, VOUT = 40 mV p-p,RLOAD = 1 k?,针对499 ?、1 k?和10 k?的RF值 小信号频率响应中的峰化程度表示不稳定性。RF从499 ?增加至1 k?可稍微增加峰化。这意味着RF为1 k?的放大器具有充足的相位裕量,且较稳定。RF为10 k?时则不同。高等级的峰化意味着不稳定性(振荡),因此不建议。     图2.使用ADA4807 SPICE模型的模拟结果。 VS = ±5 V,G = 2,RLOAD = 1 k?,针对499 ?、1 k?和10 k?的RF值。 在实验室中验证电路不是检验潜在不稳定性的强制步骤。图3显示使用SPICE模型的模拟结果,采用相同的RF值499 ?、1 k?和10 k?。结果与图1一致。图3显示了时域内的不稳定性。     图3.使用ADA4807 SPICE模型的脉冲响应模拟结果。 VS = ±5 V,G = 2,RLOAD = 1 k?,针对499 ?、1 k?和10 k?的RF值 通过在RF两端放置反馈电容给传递函数添加零点,可以去除图4所示的不稳定性。 图4.脉冲响应仿真结果, 使用3.3 pF反馈电容CF。     VS = ±5 V, G = 2, RF = 10 k? , RLOAD = 1 k?。 RF的选择存在权衡,即功耗、带宽和稳定性。如果功耗很重要,且数据手册建议反馈值无法使用,或需要更高的RF值,可选择与RF并联放置反馈电容。此选择产生较低的带宽。 为电压反馈型和全差分放大器选择RF时,需要考虑系统要求。如果速度不重要,反馈电容有助于稳定较大的RF值。如果速度很重要,建议使用数据手册中推荐的RF值。忽略RF与稳定性、带宽和功率的关系可能妨碍系统,甚至阻碍系统实现完整性能。

    时间:2019-09-03 关键词: 电阻 放大器 电源技术解析

  • 面临扫地机器人设计挑战?这六种情况可以用小型放大器搞定!

    面临扫地机器人设计挑战?这六种情况可以用小型放大器搞定!

    忙碌一周后,家庭清洁工作是人们最不愿做的事情之一。迄今为止,扫地机器人已面世约23年了,随着其智能和自动化程度日益提高,人们可以在其工作时专注于自己的事情。如今的扫地机器人上集成了非常多的功能,比如新的拖地功能和自动除尘等。但对设计人员来说,这也意味着在设计可靠的系统时将会面临更多的挑战。而小型放大器可以帮助其快速克服许多重大挑战。下文列举了设计人员在设计过程中会遇到的六种挑战,以及小型放大器能提供的六种解决方案:设计挑战1:由于失速检测延迟,导致电机寿命缩短。扫地机器人车轮的力量决定了它的越障能力。为了能够通过厚地毯和越过门槛,其电机功率需要达到至少30W或更高。如果发生失速或过载事件,例如车轮被电线卡住,电机绕组电流将立即上升。延迟检测到这种情况会导致电机过热并缩短其寿命。解决方案1:电机控制系统中的快速瞬态响应电流感应。为减少过热的可能性,可以使用低侧电流感应电路来监控电机的电流;见图1。图1:电机控制系统中的电流感应电路在该应用中用作运算放大器(op amps)电机控制系统中的电流感测电路的关键参数是压摆率。例如,当发生失速事件时,绕组电流会从0.5A上升到3.5A,运算放大器的相应输出为0.5V至3.5V(50mΩ分流电阻和20-V/V增益)。使用压摆率为0.5V/μs的运算放大器时,阶跃变化的安定时间约为6μs,而使用TI的TLV905x等压摆率为15V/μs的运算放大器,相同阶跃变化的安定时间仅为0.2μs。因此,使用瞬态响应速度提高30倍的TLV905x将增加控制器执行过流保护的余量。设计挑战2:由于充电电压不准确,导致电池续航时间缩短。扩大电池容量是扫地机器人面临的一大重要设计挑战。消费者期望机器人在需要再次充电前,能够完成一个完整的清洁周期。使用低质量电流感测的高输出电压纹波将产生无法使用的电池容量。例如,如果4.2V时的电池精度为±3.5%,经过250次充电循环后会将可用电池容量降低至40%,而如果4.2V时的电池精度为±0.5,则会使可用电池容量保持在85%。解决方案2:恒流/恒压回路中的高精度电压/电流感应。对电池充电的一种常见方法是使用如图2所示的分立充电解决方案。电压和电流感应电路在控制回路中产生反馈电压和电流信号。为了实现高精度和稳定性,偏移电压和温度漂移是此处所用运算放大器的两大关键参数。图2:分立电池充电器电路设计挑战3:由于负温度系数(NTC)热敏电阻错误,导致电池过热。监控电池组的温度是扫地机器人的一大主要安全问题。与温度传感器的解决方案相比,监控电池组温度的具有成本效益的方法是使用NTC热敏电阻感测电路。温度感测不准可能导致电池组过热或烧坏。解决方案3:使用NTC进行高精度温度测量。测量温度的一种方法是使用电阻和热敏电阻来分配电源,并将分压器输出直接连接到系统控制器内部的模数转换器(ADC)引脚。分压器的输出阻抗很低,输出电压范围对ADC来说并不理想,因此这种方式效率不高,且测量结果不准确。图3使用运算放大器作为调节温度输出信号的缓冲器,为分压器和低阻抗节点提供高阻抗节点以驱动ADC,并将输出范围调节至最佳ADC分辨率。运算放大器的影响参数包括直流精度(偏移电压、电压漂移)和稳定性。图3:NIC热敏电阻感测电路设计挑战4:由于里程计测量不准,导致定位和导航系统精度较低。当扫地机器人构建环境地图时,里程计应提供用于绘图的准确行进距离。里程计测量不准将导致机器人的定位和导航精度较低。解决方案4:可用稳健的里程计信号增强电路。测量里程的常用方法是使用光电解码器或霍尔效应传感器并对脉冲进行计数,以获得里程信息。通常来讲,里程计安装在车轮内部,因此印刷电路板走线很长,更容易受到开关噪声的影响,从而导致输出信号在MCU的输入端口失真。如图4所示的缓冲电路可产生无抖动和失灵的标准逻辑信号。图4:用于稳健逻辑输出电路的缓冲器设计挑战5:嘈杂/失真的电机驱动信号会导致电机意外运行。系统控制器通常位于控制板的中心,而电机安装在电路板的边缘。因此,直接连接到MCU端口的驱动信号更容易产生噪声或失真,导致电机意外运行。解决方案5:电机驱动路径中的脉宽调制(PWM)增强器电路。此处的解决方案是加装一个用作增强器的运算放大器,而不是将驱动信号与MCU引脚连接的电路。图5所示为用于有刷直流电机的分立电机驱动解决方案。控制器通过图腾柱场效应晶体管驱动器产生PWM信号,以驱动H桥功率晶体管。PWM增强器电路有助于最大限度地减少延迟并增强PWM信号,同时降低噪声和失真。图5:增强型PWM电路设计挑战6:由于扫地机器人距离检测出错,导致碰撞或跌落事故。防跌落传感器用于检测楼梯的高度,而碰撞传感器用于检测扫地机器人周围的障碍物。距离检测出错时,会导致传感器性能不准,从而发生碰撞或跌落事件,并导致机器人损坏。解决方案6:高精度红外输出信号调节。如图6所示,红外LED和光电晶体管被广泛用作检测距离的低成本解决方案。距离信息与固定频率调制波所携带回波的幅度相关。图6:红外LED接收器的信号调节电路具有低输入偏置电流的互阻抗运算放大器电路在此处被广泛使用。参考电路如SBOA268A所示。TI的TLV906x、TLV905x和TLV900x通用放大器非常适用于上述的六种情况,设计人员可以利用其缩短产品上市时间,并克服常见的设计挑战。

    时间:2019-09-02 关键词: 自动化 放大器 扫地机器人

  • 有关运算放大器发生振荡的两种常见原因

    有关运算放大器发生振荡的两种常见原因

    就运算放大器不稳定和振荡而言,Bode 图这是对常见原因的一种直观表述。在反馈信号到达反相输入端时就会发生如图 1 中所示的完美的无延迟阻尼响应。运算放大器通过斜坡至最终阈值并在反馈信号检测到在适当输出电压时的闭合缓缓下降来进行响应。 当反馈信号延迟的时候问题就会进一步恶化。由于在环路中有延迟,放大器无法立即检测到其达到最终阈值的进程,进而以过快地向正常输出电压移动的形式表现为过响应。请注意延迟反馈越多最初斜率也就越快。反相输入无法及时接收到其已经达到并传递出正常输出电压的反馈。其将过冲目标并在最终建立时间前需要诸多连续的极性纠正。 如果是少量的延迟,您可能只是看到了一些过冲和振铃。如果是大量的延迟,那么这些极性纠正就会永无休止——进而形成振荡器。 延迟的根源通常是一个简单的低通 R-C 网络。就所有频率而言,这虽然不是一个恒定的延迟,但是该网络从 0° 到 90° 的逐渐相移会产生一个一阶逼近的时延,td=RC。 最常见的有两种情况,R-C 网络不经意间就会在我们的电路中形成。第一种情况是容性负载(请参见图 2a)。电阻就是运算放大器的开环输出电阻,当然电容器就是负载电容了。 第二种情况是(请参见图2b)反馈电阻和运算放大器的输入电容形成了 R-C 网络。在这个敏感的电路节点电路板连接也是电容的重要因素。请注意这两个电路具有相同的反馈环路,唯一不同的是输出的节点不同。从环路稳定性的角度来说,他们会产生同样的问题。延迟反馈的这两个因素通常都会起作用——如果两个因素同时作用的话会带来更大的麻烦。 对于第二种情况需要作一点点解释:就简单的 G=1 缓冲器而言通常不需要反馈电阻,因此更为常见的一种情况是在使用了一个反馈电阻和电阻接地的增益结构中(请参见图 3)。R/C 电路中的这些并联的电阻就形成了高效的 R。 关于反馈放大器的 Bode 分析我们还有很多要学习的方面。因此该有关反馈路径中的延迟或相移如何影响稳定性的简单直观表述有助于您诊断并解决一些最常见的稳定性问题。

    时间:2019-08-23 关键词: 放大器 电源技术解析 振荡器

  • 振荡运算放大器应该如何处理?

    振荡运算放大器应该如何处理?

    鉴于反馈通路中相移(或者称作延迟)引起的诸多问题,我们一直在追求运算放大器的稳定性。通过上周的讨论我们知道,电容性负载稳定性是一个棘手的问题。 如果受反馈网络电阻影响的运算放大器输入电容(加上一些杂散电容)形成的相移或者延迟过大,则简易非反相放大器便会不稳定,或者出现大量过冲和振铃。您可以通过减少该节点的杂散电容来获得一定的改善,其可以最小化这种连接的电路板线路面积。使用某个特定的运算放大器时,输入电容(差分电容+共模电容)为固定值—您会受到它的束缚。 但是,您可以按比例减小反馈网络的电阻值,以保持增益不变。这样可将该电容所产生的极点频率移至更高频率,并减小延迟时间常量。本例中,我们将电阻减小至 5kΩ 和 10kΩ,获得了明显改善,但仍然产生了约 10% 过冲,并有振铃出现。 另外,它还给运算放大器带来额外的负载,因此您不能过多地使用这种解决方法。两个电阻器的和为运算放大器负载,因此您可能不希望其太低。 更理想的解决方案可能是一个与 R2 并联的电容器 Cc(请参见图 2)。当 R1?Cx= R2?Cc 时,分压器获得补偿,并且所有频率的阻抗比均恒定不变。这样,反馈网络中便没有相移或者延迟。:) 您可以把这种反馈网络比作 10x 示波器探针的补偿衰减器(请参见图 3),其概念是一样的。探针中的可变电容器允许进行调节,以让两个时间常量相等。请注意,这种示波器探针的响应从未表现出不稳定,即使错误调节时也是如此。为什么呢?原因是它并没有在反馈环路内部。 正如让其中一个电容器在示波器探针中可调节来对补偿进行微调一样,您也需要对图 2 所示 Cc 的值进行调节。由于杂散电容存在不确定的影响,因此我们可能无法知道电容 Cx 的准确大小。 另外,您可能希望微调电路的响应来达到您的要求。这样做可能会产生一些过冲,但却可以获得更高的速度和更佳的带宽。 之前,我介绍了不稳定性的另一种常见情况,即电容性负载运算放大器。现在,这种解决方案又在环路中产生了相移(反馈延迟),而其为问题的根源。这一次的情况很复杂,因为开环输出电阻在运算放大器内部。

    时间:2019-08-23 关键词: 放大器 电源技术解析 分压器

  • 如何将双绞线与低通滤波器结合来抑制射频干扰和电磁干扰

    如何将双绞线与低通滤波器结合来抑制射频干扰和电磁干扰

    “The Twist”指双绞线,Alexander Graham Bell于1881年申请该项专利。而该项技术一直沿用到今天,原因是它提供了诸多便利。此外,随着现场可编程门阵列(FPGA)器件处理能力的逐渐强大,结合电路仿真及滤波器设计软件,使得双绞线在数据通信领域的应用也越来越普遍。 FPGA为设计工程师提供了强大、灵活的控制能力,特别是那些无法获取专用集成电路(ASIC)的小批量设计项目,可以利用FPGA实现设计;许多 大批量生产的产品,在项目设计初期也利用FPGA进行原型开发,并定制芯片之前对新功能进行测试。FPGA的强大之处在于复杂的数字处理功能,而一些模拟 信号则会受限于数字噪声的干扰。需要外部提供模拟放大,以及失调、滤波和信号处理,确保FPGA满足系统的整体需求。 双绞线的重要性 双绞线对数据通信有着重大意义,能够大幅降低串扰、RFI和EMI。 互联网和计算机的普及带动了双绞线应用的普及,许多人误以为双绞线是项新发明,实际情况并非如此。图1所示是Alexander Graham Bell早在1881年就已申请的专利副本,他描述了多对双绞线之间的相互影响。 Bell先生指出:多个电路通过两条线连接——一条直通线和一条返回线,构成一个金属线导电回路。当金属线导电回路置于其它电路附近时,如果周边电 路在两条线上感应信号不同,则金属线所连接的电话及其它电气设备就会感应干扰信号;显而易见,如果在直通线和返回线上产生相同影响,则其中一条导线产生的 电流将抵消另一条导线产生的电流。如果两条导线与干扰电流的感应关系相同,或将两条导线置于与上述电路相同的距离(确保其它条件完全相同),则可避免干 扰。 这些经过125年历史验证的真理,为现代的差分信号原理奠定了基础。图2所示,导线A的电流所产生的磁场会在导线B中产生所不期望的电流。     图2. 导线之间的串扰:导线A中电流所产生的磁场在导线B产生所不期望的电流。 图中导线之间的电容表示杂散分布电容,当增大串扰信号的频率时,电容耦合将更为明显。图3中,我们观察到Bell先生提出的“抵消”效应。当在双绞 线两侧施加相等的干扰信号时,干扰信号将被抵消。射频环境下,杂散电容会耦合导线之间的能量。同理,由于双绞线的干扰相等、方向相反,RFI趋于抵消。以 差分形式接收双绞线信号将增强“抵消”效应。     图3. 当对双绞线两侧施加相等的干扰信号时,导线之间的串扰被抵消。 也可以利用屏蔽导体将双绞线包裹起来,起到静电屏蔽作用。屏蔽增大了杂散电容,作用相当于低通滤波器,进一步衰减RF干扰。导线的阻性和感性为串联元件,分散电容对地形成低通滤波器。当通信链路仅传输低频信号时,例如电话音频或其它窄带信号,这一特性有助于改善传输效果。 利用低通滤波器降低RFI 举例说明,温度测量的速度可能受限于被测对象的物理质量。家用加热器可能只需要每隔一、两分钟测量一次温度。由于空气、墙壁、地板和天花板的质量比较大,温度变化非常缓慢。所以,每秒钟测量数百万次温度对加热器的温度测量或温度控制毫无意义。 我们转向室外,室外产生的RFI可能进入室内。以我家为例,我家距离一座50,000W AM电台大约1英里。不幸的是,电话线拾取了电台的1.37MHz信号。信号在电话中经过检波,恢复出电台的音频信号。每每听到这个干扰信号会让人难以忍 受,这一干扰严重影响了电话的调制解调器。电台播音室与发射机和天线相邻,系统维护比较方便。按道理说,工程师比较擅长消除音频和电话系统的 1.37MHz信号,于是我们通过“噪杂”的电话提出维修申请,并询问了他们使用的是什么低通滤波器。     图4. 低通滤波器。 采用图4非常简单的滤波器即可获得不错的效果,为什么?原因在于物理学:我们希望线路上保留什么,抑制什么?本 例中,我们正常的电话信号为300Hz至3kHz,要抑制的信号是1.37MHz,频率相差450倍。利用Nuhertz的FilterFree软件,我 们制作了一个巴特沃斯响应滤波器并绘制了其响应特性(图5)。滤波器在3kHz以下基本平坦,在1.37MHz时衰减超过135dB。135dB相当于衰 减了560万倍。电台使用了滤波器后,有效解决了这一问题,不再干扰电话线。     图5. 使用低通滤波器后,电话音频通过线路,而电台的RFI得到抑制。 利用一个简单的滤波电路是否就能解决问题?软件工具Solve Elec是一款电路仿真器,带有低通滤波器设计文件,这是一个简单的RC滤波器。利用该RC滤波器,更改参数值,得到8kHz下的3dB衰减,频响特性如图6所示。 如何将双绞线与低通滤波器结合来抑制射频干扰和电磁干扰 图6. 图中所示为简单的RC滤波器对电话线中RFI的响应特性。 对于音频信号,3kHz时衰减小于0.5dB,而对电台的RFI干扰则衰减44dB,或150倍。实际上,我们也利用了电话线的电阻和电感串联元件,只是增加了一个小的接地电容,对电台的RFI做进一步的衰减。 现在,我们重新考虑工厂的温度测量系统,其中导线有数百英尺长,相当于一个无线电天线,因此,受RFI影响的几率非常大。如果在规定的时间周期内,温度测量数据保持一致,可以在检测线路中串联一个低通滤波器,以消除RFI。那么,如何通过双绞线接收信号?当然要采用差分信号,确保干扰信号彼此抵消,图7所示为此类电路。 如何将双绞线与低通滤波器结合来抑制射频干扰和电磁干扰 图7. 采用MAX5426高精度电阻网络构成差分放大器,可灵活设置放大器参数。 图7所示的电路配置也称为仪表放大器,市场上可以找到多种完全集成的方案,MAX5426高精度电阻网络为设计人员提供了控制放大器参数的便利条 件。高精度电阻允许以数字方式选择差分增益:1、2、4或8,精度可选择0.5%至0.025%。电阻的精确匹配确保获得79dB以上的共模抑制指标。电 路设计人员可方便选择运算放大器,根据具体应用量身定制频率响应特性,改善前端滤波。

    时间:2019-08-22 关键词: 电阻 放大器 电源技术解析

  • 用漏斗放大器测量电流的教程

    用漏斗放大器测量电流的教程

    准确的电流测量并不像电压测量那么轻松,当试图测量的电流流过与相对较高的电源电压相连的负载时,这种测量会变得更加困难。电流检测电阻器也称为分流电阻器,因测量精度高、温度系数低、成本相对较低,已经成为测量电流的首选技术。由于这种电阻器的阻抗低,通常必须对其两端的较低电压进行升压。此项任务通常由在低压侧或高压侧配置中连接的电流检测放大器来完成。 不过,当负载由电压相对较高的电源驱动时(例如:工业控制应用),检测电阻器可以大得多,而不会从负载争夺过多的驱动电压。与流过低阻抗分流电阻器(数值通常以毫欧姆或微欧姆计)的检测电流所产生的电压相比,这些增加的电阻会产生大得多的电流检测电压。在从电机控制到功率转换之类高功率工业应用中,这些检测电压通常可以高达几伏。 这种检测电压往往需要进行衰减和电平位移之后,才能应用于通常采用单极 3 V 或 5 V 电源供电的模数转换器 (ADC)。衰减和电平位移信号调节链有时也称为漏斗信号链,因为检测到的电压信号在通过 ADC 的信号调节链时会逐渐变窄。降低或收窄这些检测电压的传统方式是使用无源衰减法,但也可以使用差分漏斗放大器,这种方法在减少元件数量的同时可以提高测量精度。 漏斗放大器可以执行多达三项信号调节任务: 在模拟前端 (AFE) 信号链的末端,将检测到的电压衰减到 ADC 可接受的电平。 根据需要执行电平转换(电平位移),例如在高压侧检测设计中。 可以具有驱动全差分 ADC 所需的差分输出。 设计人员如果需要测量数百伏级极高共模电压上的小信号,请参阅 Art Pini 的文章“测量高电压上的小信号,并避免传感器接地回路”。 高压侧与低压侧检测概览 如图 1 所示,最常见的电流监控信号链配置包括分流电阻器、AFE、ADC 和系统控制器。运算放大器或专用电流检测放大器将分流电阻器两端产生的小差分电压转换为 ADC 所需的更大输出电压。     图 1:最简单的电流测量方法是使用分流电阻器(最左侧),该电阻器自身产生的电压与流经它的电流成正比。检测放大器对信号进行调节,使其符合 ADC 的输入要求。 低压侧电流测量将分流电阻器放置在有源负载和接地之间。低压侧电流测量更容易实现,因为分流电阻器两端的检测电压以接地为参考。然而,低压侧的测量配置具有明显的缺点:分流电阻器位于负载和接地之间,这意味着负载不以接地为参考。此外,无法检测负载到接地之间的潜通路上的漏电电流。 高压侧电流测量将分流电阻器插在电源和有源负载之间。图 2 展示了用于进行低压侧和高压侧电流测量的电路。     图 2:低压侧电流测量电路将电流检测电阻器放置在有源负载和接地之间,而高压侧测量电路则将电流检测电阻放置在电源和负载之间。 与低压侧电流测量相比,高压侧电流测量具有两个关键优势: 通过潜通路可以轻松检测到负载内部对接地产生的短路,因为产生的短路电流将流过分流电阻器,在其两端形成检测电压。 高压侧电流测量不以接地为参考,因此流过系统接地平面的大电流所引起的差分接地电压不会影响测量。 高压侧电流测量也有一个明显缺点:检测电压叠加在相对较大的共模电压之上。 无论是低压侧测量还是高压侧测量,在高电压和大电流下运行的负载所产生的检测电压很容易超过输入电压额定值,甚至超过用来将检测电压转换为数字值的 ADC 电源轨。这种情况下需要某种衰减。此外,检测电压取决于高压侧测量的大电压偏移量,通常高达数十甚至数百伏。这些情况下需要进行电平转换,使得检测电压处于 ADC 的额定输入电压范围内。 漏斗放大器内部集成了出厂前已经过微调的高匹配电阻器,可设置精确的电压增益和偏移。与基于分立式、非匹配电阻器的设计相比,这些内部电阻器具有更好的性能和更高的精度,同时减少了元件数量。最后,这些电流检测应用中使用的高性能 ADC 可能具有差分输入,因此某些漏斗放大器拥有差分输出功能,可以正确地驱动这些差分 ADC。 介绍两种漏斗放大器 Analog Devices 的 LT1997 漏斗放大器(LT1997-2 和 LT1997-3)以及 AD8475 全差分漏斗放大器都是配有全集成精密电阻器的实例。所有这三个器件均可用于执行类似的信号调节任务,但各自的功能差别很大。 其中两款 LT1997 增益可选的漏斗放大器属于衰减(漏斗)差分放大器,可将较大的差分信号转换为能够与 ADC 输入兼容的较低电压范围。两个 LT1997 漏斗放大器均在一个芯片上集成了一个精密运算放大器和一组高度匹配的内部电阻器。这两个器件无需额外的外部元件,便可进行精确的电压衰减和电平位移。图 3 是一个展示采用 DFN 封装的 LT1997-2 放大器的元件的内部示意图,图 4 是采用 MSOP 封装的 LT1997-3 放大器的内部示意图。     图 3:LT1997-2 放大器包含多个精确匹配的电阻器,这些电阻器可以组合在一起,产生多个高精度的小数增益和衰减。     图 4:LT1997-3 放大器包含多个精确匹配的电阻器,这些电阻器可以组合在一起,产生多个高精度的小数增益和衰减。 请注意,尽管这两个器件的架构非常相似,零件编号也很接近,但电阻值有很大差别。另请注意,MSOP 封装将连接至 DFN 封装内 REF 引脚的内部电阻器分割成两个与引脚 REF1 和 REF2 相连的较大电阻器。 当采用并联连接时,两个封装中的电阻相同,不过,MSOP 封装的这一功能允许将这两个电阻器连接到电源轨,从而在内部放大器的正输入端建立精确的中点电压基准,且无需额外的元件。LT1997-2 和 LT1997-3 MSOP 封装中均存在这种分离式电阻器配置。 为了产生各种放大器增益,可以连接 LT1997 的内部输入电阻器。为了实现漏斗化任务,可通过连接输入电阻器,来产生多种用于形成漏斗放大器的衰减设置。表 1 列出的是使用 LT1997-2 放大器的内部正输入电阻器可实现的 38 种小数衰减设置,而表 2 列出的是使用 LT1997-3 的内部正输入电阻器可实现的 30 种设置。     表 1:LT1997-2 放大器的精确匹配型正输入电阻器可以组合使用,以产生多个精确小数衰减级别。     表 2:LT1997-3 放大器的精确匹配型正输入电阻器可以组合使用,以产生多个精确小数衰减级别。 表 1 和表 2 显示了只使用 LT1997-2 和 LT1997-3 漏斗放大器的内置电阻器便可实现的多种精确衰减可能,但这并不是它们的全部功能。此外,还可以使用其他内部电阻器对放大器增益进行编程,然后用衰减乘以增益,得出放大器的输出。当然,如果内部电阻器所实现的衰减/增益组合都不适合总体设计要求,也可以为电路添加外部精密电阻器。然而,使用外部分立式电阻器缺乏内部电阻器所具有的出厂严格匹配优势。 LT1997-2 和 LT1997-3 漏斗放大器可在较宽的共模输入电压范围内运行(可以比器件的负电源轨高出 76 V)。通过在分压器配置中使用器件的内部输入电阻器,LT1997-3 的模拟 INA 输入可由高达 ±160 V 的电压安全驱动,LT1997-2 的 INA 输入则可由高达 ±255 V 的电压驱动。 内部电阻器的严格匹配可使两个器件实现极高的共模抑制比。这种能够适应具有较高共模电压的信号的极端能力,依托的就是 Analog Devices 称之为“Over-The-Top”的操作能力。当器件处于 Over-The-Top 模式时,可通过削弱其他规格(包括线性度、输入偏置电流、输入失调电流、差分输入阻抗、噪声和带宽)来承受极端共模电压。此功能看似需要削弱很多参数,但好处是,它能处理对其他运算放大器致命的输入电压。 LT1997-2 和 LT1997-3 放大器均具有规格书中列出的全部规格,可在 5 V 单端电源和 ±15 V 电源下运行,此外,这两种器件也可在 3.3 V - 50 V 的更宽供电电压范围内运行。最后需要注意的是,LT1997 放大器具有单端输出。 全差分漏斗放大器 Analog Devices 的 AD8475 全差分漏斗放大器可提供 0.4 或 0.8 的精密衰减能力、共模电平位移以及单端信号到差分信号转换,并具有输入过压保护功能(图 5)。该器件包含一整套 AFE 构件,包括经过匹配的激光微调输入电阻器和一个精密差分放大器。该放大器可用于将工业级信号连接到低电压、高性能 16 或 18 位单电源 SAR(逐次逼近)ADC 的差分输入端。AD8475 放大器可使用单电源处理 ±10 V 信号,当在单个 5 V 电源下运行时,还可提供相对输入电压高达 ±15 V 的过压保护。     图 5:Analog Devices 的 AD8475 全差分漏斗放大器使用经过匹配的内部激光微调电阻器,提供 0.8 和 0.4 的引脚可编程增益。 AD8475 具有两个标准增益选项:0.4 和 0.8。使用与目标增益对应的输入引脚可设置该器件的增益。 AD8475 漏斗放大器的大电流差分输出级能够让放大器驱动许多 ADC 的开关电容器前端电路,且误差很小。此外,压摆增强型 AD8475 的高速输出使其能够稳定至 18 位精度,实现快至每秒 4 兆次的采集率,因而可以测量高速电流(进而测量功率)。该放大器的差分输出可轻松驱动 SAR、ΣΔ 和流水线型 ADC 的输入。     图 6 显示的 AD8475 放大器将差分输入驱动到 Analog Devices 每秒 1 兆次采样的 18 位、低功耗 AD7982 ADC。 图 6:AD8575 漏斗放大器的差分输出可直接驱动像 Analog Devices AD7982 这样的 ADC 的差分输入。 该差分输入 ADC 由单个电源供电。三个正弦波形描述了该电路执行漏斗放大器可以执行的所有三种信号处理任务的示意图:衰减、电平位移和差分驱动。请注意,位于图中间顶部和底部的两个正弦波的相位差为 180°。这两个波形展示了 AD8475 放大器的差分驱动能力。 图中左下方 Analog Devices 的 ADR435 超低噪声 XFET? 电压基准为该电路生成了精确的 5 V 基准电压。 图 6 中的电路可适应来自电流检测电阻器的双极 ±10 V 的交流输入信号摆动。此电路可对输入信号进行衰减和电平位移,最终使用以 2.5 V 直流偏移为中心的 4 V 峰峰信号摆幅来驱动 ADC 的输入,以匹配 AD7982 ADC 的输入要求。由两个 10 千欧 (kΩ) 电阻器组成的分压器(如图中右下角所示)可为 AD8475 的 VOCM 输入引脚产生 2.5 V 偏移基准电压,用于设置该放大器的输出电压偏移。设计工程师可利用此功能接入设计中所用 ADC 需要的精确偏移电压。 总结 许多工业应用都以相对较高的电压来驱动负载。这种情况下,高压侧电流测量电路的模拟前端必须能够接受通常大于其供电电压的输入信号电压。而处理这样的输入电压需要进行信号衰减和电平位移。漏斗放大器专为这类信号调节任务而设计,它集成了经过工厂匹配的精密型激光微调电阻器。 此外,配有差分输出功能的漏斗放大器还可轻松驱动高速 ADC,这些 ADC 带有开关电容器前端电路,具有非常特殊的驱动要求。

    时间:2019-08-22 关键词: 电阻 放大器 电源技术解析

  • 什么是共集、共基、共射放大器?让我们来看看

    什么是共集、共基、共射放大器?让我们来看看

    我们在学习和生活中都会用到许多三极管放大电路,但是也有好多人傻傻分不清放大器的类型,比如笔者就是这样的人。今天对放大器类型做一个简单总结。     应用 情况 3种放大器中,共发射极放大器应用最为广泛,在各种频率的放大系统中都有应用,是信号放大的首选电路。 共集电极放大器由于它的输入阻抗大,输出阻抗小这一特点,主要用在放大系统中起隔离作用,比如说做多级放大系统中的输入级,输出级和缓冲级,使得放大器的前级电路和后级电路之间的互相影响减到最小。 共基极放大器具有高频特性优良,所以主要用在工作频率比较高的电路。 放大器类型 判断方法 通过三极管接法进行判断,可以知道它的放大类型及特性。 原理:放大器有一个输入回路,一个输出回路,每个回路需要有两个引脚,而三极管只有三个引脚必然有一个引脚被输入输出公用,比如共用发射极就是共发射极放大器。 方法:放大器的地线是电路中的共用参考点。所以三极管的这根引脚应该交流接地,只要看出三极管的哪个引脚交流接地就可以知道是什么类型的放大器。 1共发射级放大器     图中所示电路中Q1发射极直接接地,Q2中发射极通过电容C3接地,因为C3的容量较大,对交流信号的容抗很小而呈通路,这样对交流信号而言就是发射极相当于接地,所以这个是共发射极放大器。 从电路可以看出,三级管的基极和集电极不接地,输入信号从基极与地之间输入到三极管中,将输入信号从三极管的集电极与地之间输出简单说成从集电极输出。 2共集电极放大器     集电极接直流电源+V,对交流而言+V端等效接地(C1将+V端交流接地),所以三极管集电极接地,是共集电极放大器。交流信号是从基极输入(基极与地之间输入),信号从发射极输出(发射极与地之间输出)。发射极与地之间不能接入旁路电容,否则放大器交流短路,无信号输出。 3共基极放大器     基极通过旁路电容C2交流接地,这样基极被共用,所以这是共基极放大器。交流信号从发射极输入(发射极与地之间输入),集电极输出(集电极与地之间输出)。

    时间:2019-08-22 关键词: 放大器 电源技术解析 三极管

  • 零漂移精密运算放大器参数分析和基本构成

    零漂移精密运算放大器参数分析和基本构成

    零漂移精密运算放大器是专为由于差分电压小而要求高输出精度的应用设计的专用运算放大器。它们不仅具有低输入失调电压,还具有高共模抑制比(CMRR)、高电源抑制比(PSRR)、高开环增益和在宽温度及时间范围的低漂移(见表1)。这些特征使其非常适用于诸如低边电流检测和传感器接口、特别是具有非常小的差分信号的应用。     表1. 影响运算放大器准确度和精密度的关键参数。 虽然零漂移运算放大器制造商有时声称这些器件没有混叠效应,但实际上它们可能容易出现混叠,因为这些器件使用采样来最小化输入失调电压。因此,设计人员应测试其运算放大器电路的混叠效应。 经证实使用频谱或网络分析器的传统方法检测混叠是不够的,因此建议设计人员使用一种测量技术,将输入扫过一个频率范围,并在示波器上观察运算放大器的输出。本文将这种测试方法应用于不同的运算放大器,以观察不同的零漂移运算放大器在混叠方面的差异。测试的器件包括安森美半导体和竞争对手的自动调零和斩波稳定类型。 本文首先阐述了输入失调电压对运算放大器性能的影响,以及零漂移、斩波稳定运算放大器与通用运算放大器在性能上的差异。接下来描述斩波稳定运算放大器的运行,以及当输入信号接近或超过运放偏移校正频率时,这些放大器中发生的采样如何导致混叠。斩波稳定结构并不是实施零漂移运算放大器的唯一方法,并且将斩波稳定结构与另一种称为自动调零的零漂移结构进行了比较。 在给出了各种运算放大器的混叠测量后,本文解释了奈奎斯特采样(Nyquist sampling)理论如何确定无混叠的允许输入频率范围,以及如何应用简单的低通滤波器来防止混叠。本文后面的章节阐释了零漂移运算放大器中运放输入失调电压与其他参数如瞬态响应、启动时间、轨对轨运行、低频噪声和输入电流之间的关系。最后,阐释了SPICE模型不能解释像混叠这样的零漂移效应。 为何输入失调电压很重要? 失调电压是限制能可靠捕获的最小信号的参数之一。这定义了低动态范围级别。 输入失调电压是所有运算放大器的关键参数。在数据表中,它通常被称为VOS或VIO。它是IN+和IN-端子之间固有的差分电压,衡量输入对匹配程度。对于理想运算放大器,在闭环系统中VIN+ = VIN-。在现实世界中,由于输入失调电压的影响,VIN-不会等于VIN+。 尽管有一些硅级设计技术可以用来改进输入对匹配,但是制造工艺是产生输入失调电压的主要因素。半导体材料中的缺陷导致输入引脚之间的内部电压差。制造工艺引起的不同类型的缺陷会产生不同的温度系数。 器件间的这差异会导致特定器件的漂移(不同温度下的输入失调电压漂移)高于或低于数据表上的典型值。此外,漂移系数随温度的变化可能是正的,也可能是负的。这使得很难简单地校准应用中的输入失调电压。在某些情况下,减小传统线性运算放大器中的偏移或漂移会导致功耗的损失。 输入失调电压乘以增益并加到输出电压中,实质上向输出增加误差因子,如图1所示。这个参数在测量小差分电压时变得至关重要。随着差分电压的减小,由输入失调电压引起的误差增大。     Closed Loop Gain:闭环增益 Noise Gain:噪声增益 Error due to Vcc:由Vcc引起的误差 图1.差分放大器配置中带有运算放大器的电流检测。 低失调电压至关重要,因为输入失调电压被噪声增益放大,在输出端产生偏移误差。 在图1所示的差分放大电路中,输出电压是信号增益项和噪声增益项之和: 作为内部运放参数,输入失调电压与噪声增益而不是信号增益相乘。这将导致输出偏移误差。 尽量减小这种偏移量的一种精密放大器,利用多种技术来降低输入失调电压。对于零漂移放大器,这特别适用于低频和直流信号。表2比较了常用的通用运算放大器与斩波稳定的零漂移放大器的最大输入偏移量。 表2. 比较常用的通用运算放大器与斩波稳定零漂移运算放大器的最大失调电压。     零漂移运算放大器的构成? 精密运放能够实现“零漂移”失调电压,随着温度和时间的变化,通过多种技术保持低输入失调电压。放大器可实现这的方法之一是使用一种定期测量输入失调电压并校正输出端偏移量的设计技术。这种结构称为斩波稳定结构。 与所有工程解决方案一样,零漂移运算放大器也有其局限性。一个不太明显的原因是斩波稳定放大器的内部电路包含钟控系统。安森美半导体的NCS333[4]和NCS21911[3]中所用的斩波稳定结构的简化框如图2所示。 虽然有些人可能会认为,这种类型的斩波是一个实时系统,但实践表明,它容易受到经典采样系统的混叠或外差问题的影响。斩波稳定运算放大器的主要伪像发生在信号接近斩波器的时钟频率时。本文使用了混叠这个词,但所含的问题称为外差可能更为恰当。     Chopper-Stabilized Amplifier:斩波稳定放大器High frequency path:高频路径 Main amp:主放大器Low frequency path:低频路径Chopper:斩波 Nulling amp:稳零放大器RC notch filter: RC陷波滤波器 图2.斩波稳定运算放大器的简化框图 在图2中,下信号路径是斩波器采样输入失调电压的地方,然后用于校正输出偏移量。此偏移校正频率在放大器的总带宽内。由于这种结构使用采样法,所以当输入信号频率保持在相关奈奎斯特(Nyquist)频率以下时,就会表现出最佳性能。 这意味着输入信号频率不仅需要在闭环带宽范围内,而且还要在偏移校正频率的一半范围内才能达到最佳性能。这使得斩波器保持高于Nyquist速率的采样频率,消除了混叠的可能性。当信号频率超过Nyquist频率时,可能在输出端发生混叠。由于使用采样系统,故这是所有斩波器和斩波稳定结构的固有限制。 斩波器稳定的结构得益于具有前馈路径,如图2框图的上信号路径所示,这是一种将增益带宽扩展到采样频率之外的高速信号路径。这不仅有助于保留输入信号的高频分量,而且还能提高低频的环路增益。假设运算放大器的开环增益下降了-20 dB/十年。当单位增益带宽增加时,图也向更高增益方向移动。 在图3中给出了一个例子,当运算放大器被放入闭环系统时,系统的开环增益增加,提高了系统的闭环精度。这对于低边电流检测和传感器接口应用特别有用,在这些应用中,信号是低频的,差分电压相对较小。 图3. 开环增益随两个斩波稳定放大器的频率变化而变化。更高带宽的NCS21911显示增加单位增益带宽也如何增加总开环增益。增加的开环增益提高闭环系统的精度,即使是直流系统。 然而,并不是所有的零漂移放大器都一样。架构的不同实施可能有不同的结果。即使由于采样的限制,安森美半导体的NCS333和NCS21911系列运算放大器与其他制造商的竞争器件相比有最小的混叠,不太容易受到混叠效应的影响。这是因为安森美半导体的专利方案使用两个级联的、对称的、RC陷波滤波器调谐到斩波频率和它的5次谐波,以减少混叠效应。 另一种零漂移架构被称为“自归零”。图4所示的自归零架构的框图类似于斩波稳定架构,但实现方式不同。自归零架构有主放大器和稳零放大器。此方法还使用时钟系统。 在第一阶段,开关电容保持前一相位在稳零放大器输出的偏移误差。在第二阶段中,利用稳零放大器输出的偏移量来校正主放大器的偏移量。自归零和斩波稳定放大器的结构差异导致噪声性能和混叠灵敏度的差异,这将在后面的章节中讨论。     Auto-Zero Amplifier:自归零放大器High frequency path:高频路径Main amp:主放大器 Switch:开关Nulling amp:稳零放大器Low frequency path:低频路径 图4. 自归零运放的简化框图 确定零漂移放大器时钟频率 许多零漂移放大器数据表不提供关于内部时钟频率的信息。有时,可能在应用部分的段落中提及。有时,可通过噪声或带宽图中的扰动来识别所指的时钟频率。因此,取决于用户测试电路是否易受混叠的影响。 这里分享的方法非常简单:它包括在一定范围的频率扫描放大器输入到增益带宽乘积,同时观察示波器上的运算放大器输出。据作者所知,所有已知的零漂移放大器的内部时钟频率在放大器的增益带宽内,通常在增益带宽的大约三分之一处。这些放大器将在小于该频率一半的信号带宽上表现最佳。 发现和测试混叠 一些零漂移放大器的数据表声称它们没有混叠。可以假设这些制造商尽力测量任何可能的混叠,但没有发现。安森美半导体在零漂移放大器的开发中,对竞争放大器的初始测量也证明没有混叠。当时,在竞争对手器件的输出中没有发现伪时钟。然而,进一步的测试表明,使用简单的基于示波器的测量技术仍可发现这些器件有混叠。 客户报告使用一些制造商的零漂移运放的系统出现问题,同时发现混叠。在这些情况下,共同主题是感兴趣的信号、低频或直流信号在哪里具有叠加的高振幅、高频干扰或纹波信号。端部系统的结果各不相同,包括闭环系统在不正确条件下稳定和系统无法报告正确信号。 过去发现混叠现象的工作涉及到使用精密的光谱和网络分析系统,这些系统提供了不确定的结果。为了采取更基本的方法,把示波器连接到放大器输出以便于直接视觉观察。对于输入激励,使用发生器在预期时钟频率处(和视乎需要的其它地方)扫描输入频率,以查看是否可以在输出端产生“拍频”。这种方法很好用,考虑到最初的工作是采用 +1的增益配置,如图5所示,可以说是最线性的运算放大器配置之一。     SIGNAL GENERATOR: 信号发生器OSCILLOSCOPE: 示波器 图5. 检测混叠的测试电路是个简单的单位增益缓冲器。该技术的实质是在示波器查看器件输出。频谱和网络分析仪似乎并不总是检测与零漂移放大器内部工作相关的信号。 为这测试选择的第一个运算放大器是安森美半导体的NCS325自归零技术放大器,而不是像测试的其他器件的斩波稳定放大器。从理论上讲,自归零结构将比斩波稳定型呈现更显著的混叠效应,这使得验证测试成为一种方便的首选。图6描绘了NCS325的混叠。测量熟悉的放大器第一次使验证这些测试很容易,因为时钟频率是已知的。     图6. 对第一个放大器的混叠输出进行了测试,安森美半导体的NCS325用于一个简单的 +1V/V缓冲器中。上面的蓝线是输入信号,下面的橙线是在放大器输出处看到的混叠。 在这一点上,重要的是要记住,混叠不是采样放大器的缺陷,而是一种行为。对这种行为的了解,以及如何避免这种行为,可以使零漂移放大器工作在最佳状态。 在检查NCS325之后,接下来对安森美半导体的斩波稳定放大器NCS333进行测试。这里产生了一个有趣的结果,可能发现在两倍时钟频率处出现唯一明显的混叠。这表明执行该测试以发现混叠可能需要在放大器的整个带宽内进行扫描以检测这些信号。图7描述了NCS333的混叠信号。     图7. NCS333斩波稳定型零漂移运算放大器的混叠。这种混叠现象预计会发生在时钟频率附近,但我们却没有发现混叠。但在时钟频率的二次谐波中确实出现了混叠现象。 我们对竞争对手的零漂移斩波稳定放大器也进行了混叠测试。该流行的放大器数据表表明它没有混叠。然而,图8描绘了在内部时钟的基本频率上的混叠。对于这种放大器,以前采用频谱和网络分析器进行的广泛测试无法发现时钟或其频率的迹象。     图8.竞争对手的斩波稳定型零漂移运算放大器的混叠。 该5V,350千赫带宽运算放大器的数据表声称没有混叠。 同样,带宽2 MHz的NCS21911精密运算放大器在输入信号为500 kHz,增益约为G=-1V/V时显示有混叠,如图9所示。 图9.36V、2 MHz的精密放大器NCS21911的混叠。混叠仍然控制在500千赫处。居中的蓝线是输入信号,较大的紫红线是放大器输出,显示有混叠。 但在相同条件下与其他制造商的对应产品相比,NCS21911的混叠得到了较好的控制,如图10所示。 图10. 竞争对手的36 V,2 MHz精密放大器的混叠在相同的 500 kHz信号频率下的输出表现出更不稳定的行为。居中的蓝线是输入信号,较大的紫红线是放大器输出,显示有混叠。 另一示例显示在NCS21911和竞争对手的2MHz斩波稳定精密运算放大器的比较中。NCS21911显示单位增益缓冲电路中1MHz至2MHz范围内的最小混叠,如图11所示。相比之下,竞争对手的器件在1 MHz处表现正常,在1.5 MHz处表现出有混叠,以及在2 MHz(连同带宽)时的混叠减少,如图12所示。 图11. NCS21911在单位增益电路中在1 MHz(顶部)、1.5 MHz(中间)和2 MHz(底部)处具有小信号,混叠最小。 图12 .竞争对手的2MHz斩波稳定型精密运算放大器在1兆赫(顶部),1.5兆赫(中间),和2兆赫(底部) 有小信号。混叠(标记为蓝色)在1.5兆赫很明显,并随着输入信号增加到2兆赫而减小。还请注意竞争对手器件的较低带宽,如底部波形所示。 并非每个斩波稳定放大器都是相同的。因此在整个工作频率范围内测试每个器件至关重要。 易混叠的系统 当感兴趣的信号伴随着杂散信号的高频耦合或大的高频纹波时,系统容易出现混叠。结果可能仅包括传递不正确或有噪音的值,或控制回路落在不正确的工作点上。 根据Nyquist采样定理,零漂移时钟应至少是感兴趣信号的最大频率分量的两倍。换句话说,输入信号的最大频率应该小于或等于放大器内部时钟的一半。 如何遵守Nyquist采样理论?确定信号频率的上限(finCLOCK/2)很容易,但杂散信号、噪声或纹波的拾取可能包含高于Nyquist频率的频率。然后,这些频率可能混入适当的频率范围,从而导致错误或不正确的读数。 为了确保输入信号的频率成分被限制到可用的频率范围,可以在放大器之前添加低通滤波器。此滤波器用作抗混叠滤波器。通过衰减较高频率(超出Nyquist频率),减少或消除混叠效应。 在放大器输入之前,抗混叠滤波必须是纯模拟滤波。通常一个简单的RC滤波器就足够了,如图13所示。无需复杂的滤波器架构。不要将放大器配置为有源滤波器电路中滤波器的一部分。 图13. 抗混叠滤波器可以像两段RC滤波器一样简单。 滤波器必须置于放大器输入的前面。 级联零漂移放大器也可能带来风险,因为多个时钟频率可能相互作用并导致混叠。 瞬态响应考量 由于斩波器通道结构采用基于时间的采样方式,使得零漂移放大器实现较低的偏移量具有一定的时间特性,这就意味着偏移校正不会立即发生。在放大器输入的大的动态步,或者更糟的是,输入过载可以创造条件,使环路将需要时间来重建低偏移量。这本质上影响了稳定的时间和行为。 使用较高的时钟频率已实现了相对快速的恢复和稳定时间;然而,这些参数通常为几十微秒或对零漂移放大器更高。通常情况下,这是由于设计权衡。在晶体管级放大器设计中,选择更快的稳定时间会导致更高的失调电压。通常,较低的输入失调电压规格具有较高的优先级。 导通时间和强固的设计 由于零漂移放大器含相当多的逻辑电路,因此它们也包括一些在启动和电源故障(如停电)期间确保特定行为的方法也就不足为奇了。当第一次启动一个偏置校正放大器,在很短的时间内输出将反映未经校正的偏移量。一旦电源电压达到电源复位(POR)电路设定的跳闸点,偏置校正机制需要几个时钟周期,直到放大器的输出达到指定的失调电压限值为止。 通常,从整个系统的角度来看,放大器启动时间并不是个关键项,因为它通常在整个系统的启动时间内。这可能是许多运放制造商没有在他们的零漂移放大器数据表中显示这个参数的原因。应该注意的是,启动时间也取决于放大器的配置增益-更大的增益可增加整体启动时间。 在非常关键的系统中,应考虑这样一个事实,即线性放大器简单地消除了这些错乱,提供更强固的启动性能。一些精密运算放大器使用TRIM而不是斩波稳定型或自归零结构来实现低失调电压。这采用放大器省去了任何时钟系统。这在许多设计如大型工业断路器中是个关键的考量。折中之处在于,这些微调线性放大器不一定达到零漂移放大器相同的超低输入失调电压性能。 改善轨对轨性能的零漂移效应 轨对轨输入运算放大器使用两个输入对实现加宽共模输入电压范围。PMOS对可用作较低输入电压区域的输入级,而NMOS对可用于较高输入电压区域。每个输入对具有其自己相应的输入失调电压。当共模电压从一个区域移动到另一个区域时,通常存在交叉区域,其中失调电压从一个区域跳跃到下一个区域。 与非零漂移放大器相比,零漂移运算放大器中的轨对轨输入性能带来了明显的好处,显著地降低了PMOS和NMOS输入对之间的输入级交叉区域的影响。接近共模输入电压极限的失调电压和失调电压漂移性能是极佳的,因此零漂移放大器也常用于高边电流检测等应用。 零漂移对低频噪声的影响 零漂移斩波稳定型放大器特别适合在较低频率下进行精确、高增益放大。通常,它们不表现出线性运放的较高带宽,它们的时钟频率的位置为信号保真度确立了一个实用的频率限制,如在关于混叠的章节中所述。这使得在低频的性能特别重要,而且斩波稳定型架构通过消除经典的线性运放1/f输入电压噪声,进一步有助于低频可用性(见图14)。 许多高增益传感器应用处于低频,使得零漂移放大器成为这一功能的自然选择。尽管这里使用了术语“低频”,但是这些放大器通常提供高达100 kHz的优异性能。 与电压噪声一样,斩波稳定也消除了1/f电流噪声。但由于输入开关的电荷注入,斩波稳定型放大器显示出斩波中更大的输入电流噪声。这增加的电流降低了输入阻抗可导致噪声等于或超过电压噪声水平的水平。以NCS333为例,62-NV/√Hz输入电压噪声在1 kHz下,当输入阻抗大于177 kΩ时,350-fA/√Hz输入电流噪声将导致噪声超过输入电压噪声。 相比之下,零漂移自归零放大器把噪声降到基带。与斩波稳定型结构相比,这给自归零结构带来了在输入信号处于直流或低频时的一个缺点。 零漂移对输入电流的影响 由于斩波稳定技术,所有的零漂移放大器都存在输入电流尖峰。这些电流尖峰是由电荷注入和时钟馈通引起的。输入电流在IIB规范中被平均,但输入偏置电流不是真正恒定的。实际上,输入电流尖峰随着时钟频率周期性地出现。 当输入电流流过输入电阻时,这会导致输入电压尖峰,使增益倍增。为了最小化电压尖峰,不推荐使用非常大的输入电阻值。输入电流尖峰也可以用一个简单的低通RC滤波器滤除,如图13所示。滤波器频率应设置在斩波采样率以下。 此外,输入电流尖峰使零漂移放大器不适用于测量输入电流的跨阻抗放大器。 SPICE模型中零漂移效应的缺失 SPICE仿真不提供对零漂移放大器行为(如混叠)的任何了解。零漂移放大器的所有SPICE模型是连续时间模型。它们被设计成尽可能接近运算放大器的线性性能。斩波器未建模。它们是连续的时间,因为钟控和采样的系统仿真得更慢。 总结 零漂移放大器提供出色的DC和低频性能。增益带宽积是用于确定零漂移放大器电路实际带宽的不甚理想的规格,特别是因为它们的内部时钟在这带宽内。实现最佳性能需要了解不总是可用的内部时钟频率,但有时其他线索和测试将显示出来。

    时间:2019-08-20 关键词: 传感器 放大器 电源技术解析

  • 新的运算放大器NJU77552

    新的运算放大器NJU77552

    为了让IoT里不可缺少的传感器器件更加省电,新日本无线特别推出了轨到轨输入输出运算放大器NJU77552。此运算放大器有1.7MHz带宽、1回路50μA的超低消耗电流、高EMI抑制性能等特点,并且已经进入量产阶段。 【开发背景】 近年,随着IoT的普及,连接各类传感器的需求逐渐增多。大多数IoT设备都需要电池供电和长时间持续通电工作,省电的需求是必不可少的,因此所使用的传感器和电子器件就需要低功耗性能。作为增幅传感器信号用途的运算放大器同样也少不了要求低功耗性能。但是,通常运算放大器满足了低功耗,其可用的频率带宽就会变得狭窄。 为了解决这个问题,开发满足IoT时代的最佳运算放大器,新日本无线全面运用了擅长的模拟电路技术,重新设计了运算放大器的内部回路,开发出了IoT时代所要求的宽带、低功耗运算放大器。此运算放大器已经进入量产阶段。 作为系列产品NJU7755X分别开发有单路、双路、四路运算放大器。 【产品特点】 1. 拥有1.7MHz宽带的同时,实现了1回路消耗电流仅有50μA的超低功耗 尽管可用频率带宽比以往产品提高了大约40%,达到了1.7MHz,但是工作电流也减少了大约80%,实现了1回路仅有50μA的低功耗。 该运算放大器支持IoT等传感器器件实现高性能化和省电节能化。 2. 提高EMI抑制性能 为了提高无线连接不断发展的IoT及传感器模块等设备通信信息的可靠性,该运算放大器大大提高了抑制无线移动通信设备、便携设备等产生的RF噪声性能。 3. 内置有过大输入保护功能 超过电源电压的输入电压上限达7V都不用另配保护元件,有利于节省电路板空间。 4. 实现了最低工作温度达-55℃的挑战 即使在寒冷地区、试验装置、冷冻室等极度苛刻的零下温度环境中,也可放心使用,因此应用范围很广。     从左侧依次是  单路 NJU77550,双路 NJU77552,四路 NJU77554 【产品性能】 ●高效率 (兼有低工作电流和宽带) - GBW 1.7MHz - 消耗电流 50μA/ch ●高EMI抑制性能 ●轨到轨输入输出 ●过大输入保护功能 ●工作电压范围   1.8V to 5.5V ●工作温度范围   -55℃ to 125℃ 【应用】 ●电池供电设备:音响、医疗保健、安全防护 ●气体/烟雾传感器 ●智能电表 ●传感器接口 ●AD/DA转换器缓冲器 ●光电二极管放大器 【生产计划】 ●NJU77550/1(单路): 2018年5月开始提供样片 ●NJU77552(双路): 已经量产 ●NJU77554(四路): 已经量产 高效率

    时间:2019-08-14 关键词: 无线 放大器 电源新品 nju77552

  • 明确这五点硬件电路设计思路,你离成功就只差一步

    明确这五点硬件电路设计思路,你离成功就只差一步

    在学习电路设计的时候,不知道你是否有这样的困扰:明明自己学了很多硬件电路理论,也做过了一些基础操作实践,但还是无法设计出自己理想的电路。归根结底,我们缺少的是硬件电路设计的思路,以及项目实战经验。 设计一款硬件电路,要熟悉元器件的基础理论,比如元器件原理、选型及使用,学会绘制原理图,并通过软件完成PCB设计,熟练掌握工具的技巧使用,学会如何优化及调试电路等。要如何完整地设计一套硬件电路设计,下面为大家分享我的几点个人经验: 1)总体思路 设计硬件电路,大的框架和架构要搞清楚,但要做到这一点还真不容易。有些大框架也许自己的老板、老师已经想好,自己只是把思路具体实现; 但也有些要自己设计框架的,那就要搞清楚要实现什么功能,然后找找有否能实现同样或相似功能的参考电路板(要懂得尽量利用他人的成果,越是有经验的工程师越会懂得借鉴他人的成果)。 2)理解电路 如果你找到了的参考设计,那么恭喜你,你可以节约很多时间了(包括前期设计和后期调试)。马上就copy?NO,还是先看懂理解了再说,一方面能提高我们的电路理解能力,而且能避免设计中的错误。 3)找到参考设计 在开始做硬件设计前,根据自己的项目需求,可以去找能够满足硬件功能设计的,有很多相关的参考设计。没有找到?也没关系,先确定大IC芯片,找datasheet,看其关键参数是否符合自己的要求,哪些才是自己需要的关键参数,以及能否看懂这些关键参数,都是硬件工程师的能力的体现,这也需要长期地慢慢地积累。这期间,要善于提问,因为自己不懂的东西,别人往往一句话就能点醒你,尤其是硬件设计。 4)硬件电路设计的三个部分:原理图、PCB和物料清单(BOM)表 原理图设计,其实就是将前面的思路转化为电路原理图,它很像我们教科书上的电路图。pcb涉及到实际的电路板,它根据原理图转化而来的网表(网表是沟通原理图和pcb之间的桥梁),而将具体的元器件的封装放置(布局)在电路板上,然后根据飞线(也叫预拉线)连接其电信号(布线)。完成了pcb布局布线后,要用到哪些元器件应该有所归纳,所以我们将用到BOM表。 5)选择PCB设计工具 Protel,也就是Altium(现在入门的童鞋大多用AD)容易上手,网上的学习教程资料也很全面,在国内也比较流行,应付一般的工作已经足够,适合初入门的设计者使用。 硬件电路设计的大环节必不可少,主要都要经过以下这几个流程: 1)原理图设计 2)PCB设计 3)制作BOM表 现在再谈一下具体的设计步骤 原理图建立+网表生成 1. 原理图库建立。要将一个新元件摆放在原理图上,我们必须得建立改元件的库。库中主要定义了该新元件的管脚定义及其属性,并且以具体的图形形式来代表(我们常常看到的是一个矩形(代表其IC BODY),周围许多短线(代表IC管脚))。 protel创建库及其简单,而且因为用的人多,许多元件都能找到现成的库,这一点对使用者极为方便。应搞清楚ic body,ic pins,input pin,output pin,analog pin,digital pin,power pin等区别。 2. 有了充足的库之后,就可以在原理图上画图了,按照datasheet和系统设计的要求,通过wire把相关元件连接起来。在相关的地方添加line和text注释。 wire和line的区别在于,前者有电气属性,后者没有。wire适用于连接相同网络,line适用于注释图形。这个时候,应搞清一些基本概念,如:wire,line,bus,part,footprint,等等。 3. 做完这一步,我们就可以生成netlist了,这个netlist是原理图与pcb之间的桥梁。原理图是我们能认知的形式,电脑要将其转化为pcb,就必须将原理图转化它认识的形式netlist,然后再处理、转化为pcb。 4. 得到netlist,马上画pcb?别急,先做ERC先。ERC是电气规则检查的缩写。它能对一些原理图基本的设计错误进行排查,如多个output接在一起等问题。(但是一定要仔细检查自己的原理图,不能过分依赖工具,毕竟工具并不能明白你的系统,它只是纯粹地根据一些基本规则排查。) 5. 从netlist得到了pcb,一堆密密麻麻的元件,和数不清的飞线是不是让你吓了一跳?呵呵,别急还得慢慢来。 6. 确定板框大小。在keepout区(或mechanic区)画个板框,这将限制了你布线的区域。需要根据需求好考虑板长,板宽(有时,还得考虑板厚)。当然了,叠层也得考虑好。(叠层的意思就是,板层有几层,怎么应用,比如板总共4层,顶层走信号,中间第一层铺电源,中间第二层铺地,底层走信号)。 PCB布局布线 先解释一下前面的术语。post-command,例如我们要拷贝一个object(元件),我们要先选中这个object,然后按ctrl+C,然后按ctrl+V(copy命令发生在选中object之后)。 这种操作windows和protel都采用的这种方式。但是concept就是另外一种方式,我们叫做pre-command。同样我们要拷贝一个东西,先按ctrl+C,然后再选中object,再在外面单击(copy命令发生在选中object之前)。 1. 确定完板框之后,就该元件布局(摆放)了,布局这步极为关键。它往往决定了后期布线的难易。哪些元器件该摆正面,哪些元件该摆背面,都要有所考量。但是这些都是一个仁者见仁,智者见智的问题; 从不同角度考虑摆放位置都可以不一样。其实自己画了原理图,明白所有元件功能,自然对元件摆放有清楚的认识(如果让一个不是画原理图的人来摆放元件,其结果往往会让你大吃一惊。对于初入门的,注意模拟元件,数字元件的隔离,以及机械位置的摆放,同时注意电源的拓扑就可以了。 2. 接下来就是布线。这与布局往往是互动的。有经验的人往往在开始就能看出哪些地方能布线成功。如果有些地方难以布线还需要改动布局。对于fpga设计来说往往还要改动原理图来使布线更加顺畅。 布线和布局问题涉及的因素很多,对于高速数字部分,因为牵扯到信号完整性问题而变得复杂,但往往这些问题又是难以定量或即使定量也难以计算的。所以,在信号频率不是很高的情况下,应以布通为第一原则。 3. OK了?别急,用DRC检查检查先,这是一定要检查的。DRC对于布线完成覆盖率以及规则违反的地方都会有所标注,按照这个再一一的排查,修正。 4. 有些pcb还要加上敷铜(可能会导致成本增加),将出线部分做成泪滴(工厂也许会帮你加)。最后的pcb文件转成gerber文件就可交付pcb生产了。(有些直接给pcb也成,工厂会帮你转gerber)。 5. 要装配pcb,准备bom表吧,一般能直接从原理图中导出。但是需要注意的是,原理图中哪些部分元件该上,哪些部分元件不该上,要做到心理有数。对于小批量或研究板而言,用excel自己管理倒也方便(大公司往往要专业软件来管理)。 而对于新手而言,第一个版本,不建议直接交给装配工厂或焊接工厂将bom的料全部焊上,这样不便于排查问题。最好的方法就是,根据bom表自己准备好元件。等到板来了之后,一步步上元件、调试。 电路板调试 1. 拿到板第一步做什么,不要急急忙忙供电看功能,硬件调试不可能一步调试完成的。先拿万用表看看关键网络是否有不正常,主要是看电源与地之间有否短路(尽管生产厂商已经帮你做过测试,这一步还是要自己亲自看看,有时候看起来某些步骤挺繁琐,但是可以节约你后面不少时间!)。 其实短路与否不光pcb有关,在生产制作的任何一个环节可能导致这个问题,IO短路一般不会造成灾难性的后果,但是电源短路就...... 2. 电源网络没短路?那么好,那就看看电源输出是否是自己理想的值,对于初学者,调试的时候最好IC一件件芯片上,第一个要上的就是电源芯片。 3. 电源网络短路了?这个比较麻烦,不过要仔细看看自己原理图是否有可能这样的情况,同时结合割线的方法一步步排查倒底是什么地方短路了,是pcb的问题(一般比较烂的pcb厂就可能出现这种情况),还是装配的问题,还是自己设计的问题。关于检查短路还有一些技巧,这在今后登出......[!--empirenews.page--] 4. 电源芯片没有输出?检查检查你的电源芯片输入是否正常吧,还需要检查的地方有使能信号,分压电阻,反馈网络...... 5. 电源芯片输出值不在预料范围?如果超过很离谱,比如到了10%,那么看看分压电阻先,这两个分压电阻一般要用1%的精度,这个你做到了没有,同时看看反馈网络吧,这也会影响你的输出电源的范围。 6. 电源输出正常了,别高兴,如果有条件的话,拿示波器看看吧,看看电源的输出跳变是否正常。也就是抓取开电的瞬间,看看电源从无到有的情况(至于为什么要看着个,嘿嘿......专业人士还是要看的~) 电源设计 无疑电源设计是整个电路板最重要的一环。电源不稳定,其他啥都别谈。我想不用balabala述说它究竟有多么重要了。 在电源设计我们用得最多的场合是,从一个稳定的“高”电压得到一个稳定的“低”电压。这也就是经常说的DC/DC,其中用得最多的电源稳压芯片有两种,一种叫LDO(低压差线性稳压器,我们后面说的线性稳压电源,也是指它)。 另一种叫PWM(脉宽调制开关电源,我们在本文也称它开关电源)。我们常常听到PWM的效率高,但是LDO的响应快,这是为什么呢?别着急,先让我们看看它们的原理。 一、线性稳压电源的工作原理     如图是线性稳压电源内部结构的简单示意图。我们的目的是从高电压Vs得到低电压Vo。在图中,Vo经过两个分压电阻分压得到V+,V+被送入放大器(我们把这个放大器叫做误差放大器)的正端,而放大器的负端Vref是电源内部的参考电平(这个参考电平是恒定的)。 放大器的输出Va连接到MOSFET的栅极来控制MOSFET的阻抗。Va变大时,MOSFET的阻抗变大;Va变小时,MOSFET的阻抗变小。MOSFET上的压降将是Vs-Vo。 现在我们来看Vo是怎么稳定的,假设Vo变小,那么V+将变小,放大器的输出Va也将变小,这将导致MOSFET的阻抗变小,这样经过同样的电流,MOSFET的压差将变小,于是将Vo上抬来抑制Vo的变小。 同理,Vo变大,V+变大,Va变大,MOSFET的阻抗变大,经过同样的电流,MOSFET的压差变大,于是抑制Vo变大。 二、开关电源的工作原理     如上图,为了从高电压Vs得到Vo,开关电源采用了用一定占空比的方波Vg1,Vg2推动上下MOS管,Vg1和Vg2是反相的,Vg1为高,Vg2为低;上MOS管打开时,下MOS管关闭; 下MOS管打开时,上MOS管关闭。由此在L左端形成了一定占空比的方波电压,电感L和电容C我们可以看作是低通滤波器,因此方波电压经过滤波后就得到了滤波后的稳定电压Vo。 Vo经过R1、R2分压后送入第一个放大器(误差放大器)的负端V+,误差放大器的输出Va做为第二个放大器(PWM放大器)的正端,PWM放大器的输出Vpwm是一个有一定占空比的方波,经过门逻辑电路处理得到两个反相的方波Vg1、Vg2来控制MOSFET的开关。 误差放大器的正端Vref是一恒定的电压,而PWM放大器的负端Vt是一个三角波信号,一旦Va比三角波大时,Vpwm为高; Va比三角波小时,Vpwm为低,因此Va与三角波的关系,决定了方波信号Vpwm的占空比;Va高,占空比就低,Va低,占空比就高。经过处理,Vg1与Vpwm同相,Vg2与Vpwm反相;最终L左端的方波电压Vp与Vg1相同。如下图 当Vo上升时,V+将上升,Va下降,Vpwm占空比下降,经过们逻辑之后,Vg1的占空比下降,Vg2的占空比上升,Vp占空比下降,这又导致Vo降低,于是Vo的上升将被抑制。反之亦然。 三、线性稳压电源和开关电源的比较 懂得了线性稳压电源和开关电源的工作原理之后,我们就可以明白为什么线性稳压电源有较小的噪声,较快的瞬态响应,但是效率差;而开关电源噪声较大,瞬态响应较慢,但效率高了。 线性稳压电源内部结构简单,反馈环路短,因此噪声小,而且瞬态响应快(当输出电压变化时,补偿快)。但是因为输入和输出的压差全部落在了MOSFET上,所以它的效率低。因此,线性稳压一般用在小电流,对电压精度要求高的应用上。 而开关电源,内部结构复杂,影响输出电压噪声性能的因数很多,且其反馈环路长,因此其噪声性能低于线性稳压电源,且瞬态响应慢。但是根据开关电源的结构,MOSFET处于完全开和完全关两种状态,除了驱动MOSFET,和MOSFET自己内阻消耗的能量之外,其他能量被全部用在了输出(理论上L、C是不耗能量的,尽管实际并非如此,但这些消耗的能量很小)。 总而言之,要学好硬件电路设计,首先要弄清楚项目需求,根据功能设计硬件框架,结合参考设计,多借鉴别人的设计成果,复用到自己的硬件项目上面来。

    时间:2019-08-14 关键词: 电压 放大器 电源技术解析

  • 差动输入钳位对运算放大器的影响

    差动输入钳位对运算放大器的影响

    运算放大器在两个输入端之间的电压应大约为零,那么,在标准运算放大器电路中这些二极管绝不会正向偏置……又或者,它们会正向偏置? 之前,我们讨论了运算放大器用作比较器时(详情:将运算放大器用作比较器,可行么?),内部差动输入钳位二极管对运算放大器的影响。我提出了一个问题——这些钳位会影响运算放大器电路吗? 运算放大器在两个输入端之间的电压应大约为零,那么,在标准运算放大器电路中这些二极管绝不会正向偏置……又或者,它们会正向偏置? 稍微提醒一下,我们正在讨论的是一些可能出现某些运算放大器中的差动钳位二极管,请参见图 1。 通常在基本非反相放大器配置结构(包括一种简单的 G=1 缓冲器放大器)中,可以看到运算放大器电路的影响。 下面来看一下一个正向输入步进。输出无法立即跟随浪涌输入电压变化。如果输入步进大于 0.7V,则 D1 导电,从而影响非反相输入。当运算放大器正转向至其新的输出电压时,运算放大器输入端的电流会突然增加至某个更高的尖峰值,参见图 2。最终,当输出“赶上”输入时,一切又变好了。 许多应用本身就是处理慢或者带限信号的,其远低于运算放大器的转换速率,因此肯定不会出现这种情况。 在其他一些应用中,即使输入电压快速变化,输入端电流瞬态也不会对电路运行产生不利影响。但在一些特殊情况下,输入电流脉冲会导致许多问题。一种值得注意的情况是多路复用数据采集系统。 下图显示了这种系统的一个简化案例,其只有两条输入通道。 本例中,多路复用器在通道 1 和通道 2 之间切换,因此要求 U1 的输出能够快速地从 -5V 转换至 +5V。D1 正向偏置和由此产生的输入电流瞬态通过多路复用器开关,从而释放 C2 的电压。R/C 输入滤波器通常用于在通道切换期间保持稳定的电压,但是电流脉冲部分对 C2 放电。现在,C2 需要更多时间来重新充电至正确的输入电压,从而降低了复用速率,也即降低了精确度。 解决方法是为 U1 选择使用一种没有差动钳位的运算放大器。如 OPA140 等FET 输入放大器,均拥有低输入偏置电流(以便减少 MUX 串联电阻的负担),并且没有差动输入钳位,极为适合多路复用输入。OPA827 在大多数应用中都表现优异—FET 输入、非常低的噪声、高速且稳定快速。但是,它有一些差动输入钳位,因此 OPA827 或许并非运算放大器多路复用器的最佳选择。 之前的博文重点讨论了差动钳位,介绍了使用各种运算放大器类型的一般原则。详情请参阅《将运算放大器用作比较器,可行么?》。 我并不想让读者产生这样的印象:差动输入钳位运算放大器有风险,应该避免使用,但事实并不是这样的。少数情况下,它们会影响您的电路。但如果知道这一点,您就不会做出盲目的选择。

    时间:2019-08-12 关键词: 放大器 电源技术解析 钳位二极管

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