• 环路设计相关计算讲解——以反激电源为例

    作为工程师,每天接触的是电源的设计工程师,发现不管是电源的老手、高手、新手,几乎对控制环路的设计一筹莫展,基本上靠实验。靠实验当然是可以的,但出问题时往往无从下手,在这里我想以反激电源为例子(在所有拓扑中环路是最难的,由于RHZ 的存在),大概说一下怎么计算,至少使大家在有问题时能从理论上分析出解决问题的思路。示意图:这里给出了右半平面零点的原理表示,这对用PSPICE做仿真很有用,可以直接套用此图。递函数自己写吧,正好锻炼一下,把输出电压除以输入电压就是传递函数。bode 图可以简单的判定电路的稳定性,甚至可以确定电路的闭环响应,就向我下面的图中表示的零极点说明了增益和相位的变化。单极点补偿适用于电流型控制和工作在DCM,方式并且滤波电容的ESR零点频率较低的电源。其主要作用原理是把控制带宽拉低,在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180度以前使其增益降到0dB也叫主极点补偿。双极点,单零点补偿,适用于功率部分只有一个极点的补偿.如:所有电流型控制和非连续方式电压型控制。三极点,双零点补偿,适用于输出带LC谐振的拓扑,如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑。C1 的主要作用是和R2 提升相位的.当然提高了低频增益。在保证稳定的情况下是越小越好。C2 增加了一个高频极点,降低开关躁声干扰。串联C1 实质是增加一个零点,零点的作用是减小峰值时间,使系统响应加快,并且闭环越接近虚轴,这种效果越好.所以理论上讲,C1 是越大越好.但要考虑,超调量和调节时间,因为零点越距离虚轴越近,闭环零点修正系数Q 越大,而Q 与超调量和调节时间成正比,所以又不能大.总之,考虑闭环零点要折衷考虑。并联C2 实质是增加一个极点,极点的作用是增大峰值时间,使系统响应变慢.所以理论上讲,C2也是越大越好.但要考虑到,当零级点彼此接近时,系统响应速度相互抵消.从这一点就可以说明,我们要及时响应的系统C1 大,至少比C2 大。环路稳定的标准只要在增益为1 时(0dB)整个环路的相移小于360 度,环路就是稳定的。但如果相移接近360 度,会产生两个问题:1)相移可能因为温度,负载及分布参数的变化而达到360 度而产生震荡;2)接近360 度,电源的阶跃响应(瞬时加减载)表现为强烈震荡,使输出达到稳定的时间加长,超调量增加.如下图所示具体关系。所以环路要留一定的相位裕量,如图Q=1时输出是表现最好的,所以相位裕量的最佳值为52度左右,工程上一般取45度以上.如下图所示:这里要注意一点,就是补偿放大器工作在负反馈状态,本身就有180度相移,所以留给功率部分和补偿网络的只有180度.幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足的,所以设计时一般不用特别考虑.由于增益曲线为-20dB/decade时,此曲线引起的最大相移为90度,尚有90度裕量,所以一般最后合成的整个增益曲线应该为-20dB/decade部分穿过0dB.在低于0dB带宽后,曲线最好为-40dB/decade,这样增益会迅速上升,低频部分增益很高,使电源输出的直流部分误差非常小,既电源有很好的负载和线路调整率。如何设计控制环路?经常主电路是根据应用要求设计的,设计时一般不会提前考虑控制环路的设计.我们的前提就是假设主功率部分已经全部设计完成,然后来探讨环路设计.环路设计一般由下面几过程组成:1)画出已知部分的频响曲线.2)根据实际要求和各限制条件确定带宽频率,既增益曲线的0dB频率。3)根据步骤2)确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点.使带宽处的曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路的频响曲线。上述过程也可利用相关软件来设计:如pspice,POWER-4-5-6.一些解释:已知部分的频响曲线是指除Kea(补偿放大器)外的所有部分的乘积,在波特图上是相加。环路带宽当然希望越高越好,但受到几方面的限制:a)香农采样定理决定了不可能大于1/2Fs;b)右半平面零点(RHZ)的影响,RHZ随输入电压,负载,电感量大小而变化,几乎无法补偿,我们只有把带宽设计的远离它,一般取其1/4-1/5;c)补偿放大器的带宽不是无穷大,当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法提供增益的限制,及电容零点受温度影响等.所以一般实际带宽取开关频率的1/6-1/10反激设计实例条件:输入85-265V交流,整流后直流100-375V输出12V/5A初级电感量370uH初级匝数:40T,次级:5T次级滤波电容1000uFX3=3000uF震荡三角波幅度.2.5V开关频率100K电流型控制时,取样电阻取0.33欧姆下面分电压型和峰值电流型控制来设计此电源环路.所有设计取样点在输出小LC前面.如果取样点在小LC后面,由于受LC谐振频率限制,带宽不能很高.1)电流型控制。假设用3842,传递函数如下此图为补偿放大部分原理图.RHZ的频率为33K,为了避免其引起过多的相移,一般取带宽为其频率的1/4-1/5,我们取1/4为8K。分两种情况:A)输出电容ESR较大输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较低,这样在8K处的相位滞后比较小.Phanseangle=arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=22度。另外可看到在8K处增益曲线为水平,所以可以直接用单极点补偿,这样可满足-20dB/decade的曲线形状.省掉补偿部分的R2,C1。设Rb为5.1K,则R1=[(12-2.5)/2.5]*Rb=19.4K。8K处功率部分的增益为-20*log(1225/33) 20*log19.4=-5.7dB因为带宽8K,即8K处0dB。所以8K处补偿放大器增益应为5.7dB,5.7-20*log(Fo/8)=0Fo为补偿放大器0dB增益频率Fo=1/(2*pi*R1C2)=15.42。C2=1/(2*pi*R1*15.42)=1/(2*3.14*19.4*15.42)=0.53nF相位裕度:180-22-90=68度。输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较高,这样在8K处的相位滞后比较大。Phanseangle=arctan(8/5.3)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=-47度。如果还用单极点补偿,则带宽处相位裕量为180-90-47=43度.偏小.用2型补偿来提升。三个点的选取,第一个极点在原点,第一的零点一般取在带宽的1/5左右,这样在带宽处提升相位78度左右,此零点越低,相位提升越明显,但太低了就降低了低频增益,使输出调整率降低,此处我们取1.6K.第二个极点的选取一般是用来抵消ESR零点或RHZ零点引起的增益升高,保证增益裕度.我们用它来抵消ESR零点,使带宽处保持-20db/10decade的形状,我们取ESR零点频率5.3K。数值计算8K处功率部分的增益为-20*log(5300/33) 20*log19.4=-18dB因为带宽8K,即最后合成增益曲线8K处0dB所以8K处补偿放大器增益应为18dB,5.3K处增益=18 20log(8/5.3)=21.6dB水平部分增益=20logR2/R1=21.6推出R2=12*R1=233Kfp2=1/2*pi*R2C2推出C2=1/(2*3.14*233K*5.4K)=127pF.fz1=1/2*pi*R2C1推出C1=1/(2*3.14*233K*1.6K)=0.427nF相位fo为LC谐振频率,注意Q值并不是用的计算值,而是经验值,因为计算的Q无法考虑LC串联回路的损耗(相当于电阻),包括电容ESR,二极管等效内阻,漏感和绕组电阻及趋附效应等.在实际电路中Q值几乎不可能大于4—5。由于输出有LC谐振,在谐振点相位变动很剧烈,会很快接近180度,所以需要用3型补偿放大器来提升相位.其零,极点放置原则是这样的,在原点有一极点来提升低频增益,在双极点处放置两个零点,这样在谐振点的相位为-90 (-90) 45 45=-90.在输出电容的ESR处放一极点,来抵消ESR的影响,在RHZ处放一极点来抵消RHZ引起的高频增益上升。元件数值计算,为方便我们把3型补偿的图重画一下。蓝色为功率部分,绿色为补偿部分,红色为整个开环增益。如果相位裕量不够时,可适当把两个零点位置提前,也可把第一个极点位置放后一点。同样假设光耦CTR=1,如果用CTR大的光耦,或加有其他放大时,如同时用IC的内部运放,只需要在波特图上加一个直流增益后,再设计补偿部分即可.这时要求把IC内部运放配置为比例放大器,如果再在内部运放加补偿,就稍微麻烦一点,在图上再加一条补偿线结束。我想大家看完后即使不会计算,出问题时也应该知道改哪里.。END来源:电源研发精英圈版权归原作者所有,如有侵权,请联系删除。▍

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  • 400Gb/s!中国电信建成全球首条全G.654E陆地干线光缆

    9月17日,中国电信宣布,已在上海-广州间建成国内首条全G.654E陆地干线光缆,全长1970公里。为验证G.654E超低损耗及大有效面积新型光纤的实际性能,中国电信利用该条新建光缆完成了国内首次在G.654E光缆上的400Gb/s超长距WDM传输商用设备现网试验,实现了超过1900公里的无电中继传输。中国电信在业内率先引入G.654E超低损耗及大有效面积新型光纤。在技术指标、施工工艺、建设方案和验收规范等方面,反复论证,明确了纤芯直径、有效面积、光衰指标等一系列技术参数,引导光缆生产商投入研发实现规模生产。本次试验,中国电信联合华为、中兴、烽火配置了多套环境,充分测试以比较G.654E和G.652D光纤环境下的系统性能差异。通过现网试验,在G.654E光纤环境中100G、200G、400G等速率均可实现上海-广州的全程无电中继传输,12小时以上连续测试无误码,三周测试期间系统运行稳定。经测算,满足标准OSNR余量要求下,PM-16QAM 400Gb/s可实现1500km左右的无电中继传输。现网对比测试结果表明,G.654E光缆的应用可以使得系统OSNR相较G.652D纤芯环境提升3.5dB,起到减少电中继数量和节能降耗等实际效果,对未来单波1T及更高速率传输系统的发展演进提供有力支撑。END来源:快科技版权归原作者所有,如有侵权,请联系删除。▍

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  • 比亚迪汉EV采用独立升压模块实现高电压充电!完美兼顾充电速度与安全

    近日,比亚迪公布了最新销量数据,备受好评的汉上市一周年的累计销量已突破10万辆,达到101309辆,稳坐中高端新能源车Top1及中国品牌中大型轿车市场Top1。在长期被外国品牌占据的豪华区里成功突围,汉的亮眼成绩背后,刀片电池功不可没,其搭载的高电压充电技术方案更是备受好评。众所周知,一直以来电动车充电对于用户来讲可以说是非常头疼,一方面充电速度慢,另一方面又担心充电的安全问题,还要担心电池衰减与性能减弱的问题。为了保证电池的充放电功率,根据电功率公式P(功率)=U(电压)*I(电流),即功率等于电压与电流的乘积。车辆需要满足大功率充电可以通过提升电流和提升电压,两种方式。根据热量公式Q(热量)=P(功率)*t(时间)=I2(电流)*R(内阻)*t(时间),充电功率相同时,电流越大,产生热量就越多,一旦产生热量堆积,就极易导致电池出现热失控风险,这也是为什么目前大家见到的电池自燃,大多发生在电动车充电的时候。然而很多大功率的充电,车辆真正在大功率充电的时间,仅为几分钟,后续会迅速下降。这一定程度上是为了保障电池安全,防止热量堆积,所以此时的充电功率会迅速下降。在实际体验中,充电就并没有想象中那么快。目前来说,市场上主流的充电桩输出电压相对较低,无法发挥高电压大功率充电的优势,而车企自建充电桩,一是难以完全覆盖,二是兼容性较差。比亚迪采用高电压的充电方案,高电压对于充配电系统提出了更高的要求,零部件的耐压等级都需要提升,这个不是谁都可以做,而比亚迪掌握核心三电技术、DC-DC、OBC、PDU等新能源技术,能有效解决高电压对零部件高要求的问题。创新采用独立升压模块,泵升充电桩电压,实现高电压充电。汉EV所搭载的刀片电池取消电池模组,体积比能量密度相较传统的电池包提升超60%。由于刀片设计扁平的外形使其能均匀整齐地排布在电池包中,而且其散热面积相比于方形电芯大大增加,同时电池排布紧凑有序,配合采用高效热管理系统的液冷板,能均匀且高效的把电池产生的热量带走,精确控制电池的温度,使电池包内部温度更加一致,大幅度提升安全性,避免热失控风险。同时高效的散热保障,电池可以保持长时间的大功率充电。据了解,搭载刀片电池与高电压充电技术的汉EV,电池容量达77kWh,通过高压充电技术,能长时间维持100kW的大功率充电,由30%充电至80%仅需25分钟。同时汉EV还获得了C-IASI全优和C-NCAP五星安全认证,也是首款获得“双优安全认证”的新能源轿车。END来源:快科技版权归原作者所有,如有侵权,请联系删除。▍

    电源系统设计 高电压 升压模块 充电速度

  • 实测:PCB走线与过孔的电流承载能力

    简介:使用FR4敷铜板PCBA上各个器件之间的电气连接是通过其各层敷着的铜箔走线和过孔来实现的。由于不同产品、不同模块电流大小不同,为实现各个功能,设计人员需要知道所设计的走线和过孔能否承载相应的电流,以实现产品的功能,防止过流时产品烧毁。文中介绍设计和测试FR4敷铜板上走线和过孔的电流承载能力的方案和测试结果,其测试结果可以为设计人员在今后的设计中提供一定的借鉴,使PCB设计更合理、更符合电流要求。1、引言现阶段印制电路板(PCB)的主要材料是FR4的敷铜板,铜纯度不低99.8%的铜箔实现着各个元器件之间平面上的电气连接,镀通孔(即VIA)实现着相同信号铜箔之间空间上的电气连接。但是对于如何来设计铜箔的宽度,如何来定义VIA的孔径,我们一直凭经验来设计。为了使layout设计更合理和满足需求,对不同线径的铜箔进行了电流承载能力的测试,用测试结果作为设计的参考。2、影响电流承载能力因素分析产品PCBA不同的模块功能,其电流大小也不同,那么我们需要考虑起到桥梁作用的走线能否承载通过的电流。决定电流承载能力的因素主要有:铜箔厚度、走线宽度、温升、镀通孔孔径。在实际设计中,还需要考虑产品使用环境、PCB制造工艺、板材质量等。2.1 铜箔厚度在产品开发初期,根据产品成本以及在该产品上的电流状态,定义PCB的铜箔厚度。一般对于没有大电流的产品,可以选择表(内)层约17.5μm厚度的铜箔:如果产品有部分大电流,板大小足够,可以选择表(内)层约35μm厚度的铜箔;如果产品大部分信号都为大电流,那么必须选(内)层约70μm厚度的铜箔。对于两层以上的PCB,如果表层和内层铜箔使用相同厚度,相同线径走线的承载电流能力,表层大于内层。以PCB内外层均使用35μm铜箔为例:内层线路蚀刻完毕后便进行层压,所以内层铜箔厚度是35μm。外层线路蚀刻完毕后需要进行钻孔,由于钻孔后孔不具有电气连接性能,需要进行化学镀铜,此过程是全板镀铜,所以表层铜箔会镀上一定厚度的铜,一般约25μm~35μm之间,因此外层实际铜箔厚度约为52.5μm~70μm。敷铜板供应商的能力不同,铜箔均匀度会有不同,但差异不大,所以对载流的影响可以忽略。2.2 走线宽度产品在铜箔厚度选定后,走线宽度便成为载流能力的决定性因素。走线宽度的设计值和蚀刻后的实际值有一定的偏差,一般允许偏差为 10μm/-60μm。由于走线是蚀刻成型,在走线转角处会有药水残留,所以走线转角处一般会成为最薄弱的地方。这样,在计算有转角走线的载流值时,应将在直线走线上测得的载流值基础上,乘以(W-0.06)/W(W为走线线宽,单位为mm)。2.3 温升PCB的走线上通过持续电流后会使该走线发热,从而引起持续温升,当温度升高到基材TG温度或高于TG温度,那么可能引起基材起翘、鼓泡等变形,从而影响走线铜箔与基材的结合力,走线翘曲形变导致断裂。PCB的走线上通过瞬态大电流后,会使铜箔走线最薄弱的地方短时间来不及向环境传热,近似绝热系统,温度急剧升高,达到铜的熔点温度,将铜线烧毁。2.4 镀通孔孔径镀通孔通过电镀在过孔孔壁上的铜来实现不同层之间的电气连接,由于为整板镀铜,所以对于各个孔径的镀通孔,孔壁铜厚均相同。不同孔径镀通孔的载流能力取决于铜壁周长。3、测试PCB设计现阶段使用TG温度分别是>135℃和>150℃的基材,由于考虑到ROHS对无铅的要求,PCB将逐步切换为无铅,那么必须选择TG温度>150℃的基材。所以此次测试板基材选择Shengyi S1000。测试板PCB大小采用宽164mm、长273.3mm。PCB由深圳牧泰莱技术有限公司制作。测试板PCB分三组。3.1 第一组:外层铜箔17.5μm,内层铜箔35μm第一组测试板PCB使用外层17.5μm基铜,内层35μm基铜。外层线径分别是:0.125mm0.16mm,0.2mm,0.25mm,0.3mm,0.4mm,0.5mm,0.6mm,0.7mm,0.8 mm,0.9mm,1.0mm,1.2mm,1.5mm,2.0mm,2.4mm,2.8mm,3.0mm,3.5mm,4.0mm,4.5mm,5.0mm,5.5mm,6.0mm,6.5mm,7.0mm,7.5mm,8.0mm。每种线径两个样品。内层线径分别是:0.125mm,0.16mm,0.2mm,0.25mm,0.3mm,0.4mm,0.5mm,0.6mm,0.7mm,0.8 mm,0.9mm,1.0mm,1.2mm,1.5mm,2.0mm,2.4mm,2.8mm,3.0mm,3.5mm,4.0mm,4.5mm,5.0mm,5.5mm,6.0mm,6.5mm,7.0mm,7.5mm,8.0mm。每种线径两个样品。镀通孔孔径分别是:0.15mm,0.25mm,0.3mm,0.5mm,0.7mm。每种孔径两个样品。3.2 第二组:外层铜箔35μm,内层铜箔70μm第二组测试板PCB使用外层35μm基铜,内层70μm基铜。外层线径分别是:0.125mm,0.16mm,0.2mm,0.25mm,0.3mm,0.4mm,0.5mm,0.6mm,0.7mm,0.8 mm,0.9mm,1.0mm,1.2mm,1.5mm,2.0mm,2.4mm,2.8mm,3.0mm,3.5mm,4.0mm,4.5mm,5.0mm,5.5mm,6.0mm,6.5mm,7.0mm,7.5mm,8.0mm。每种线径两个样品。由于对于70μm的铜箔厚度,现有供应商的能力为内层最小线径0.2mm,所以内层线径分别是:0.2mm,0.25mm,0.3mm,0.4mm,0.5mm,0.6mm,0.7mm,0.8 mm,0.9mm,1.0mm,1.2mm,1.5mm,2.0mm,2.4mm,2.8mm,3.0mm,3.5mm,4.0mm,4.5mm,5.0mm,5.5mm,6.0mm,6.5mm,7.0mm,7.5mm,8.0mm。每种线径两个样品。镀通孔孔径分别是:0.15mm,0.25mm,0.3mm,0.5mm,0.7mm。每种孔径两个样品。3.3 第三组:外层铜箔70μm,内层铜箔105μm第三组测试板PCB使用外层70μm基铜,内层105μm基铜。由于对于70μm的铜箔厚度,现有供应商的能力为外层最小线径0.3mm,所以外层线径分别是:0.3mm,0.4mm,0.5mm,0.6mm,0.7mm,0.8 mm,0.9mm,1.0mm,1.2mm,1.5mm,2.0mm,2.4mm,2.8mm,3.0mm,3.5mm,4.0mm,4.5mm,5.0mm,5.5mm,6.0mm,6.5mm,7.0mm,7.5mm,8.0mm。每种线径两个样品。由于对于105μm的铜箔厚度,现有供应商的能力为内层最小线经0.3mm,所以内层线径分别是:0.3mm,0.4mm,0.5mm,0.6mm,0.7mm,0.8 mm,0.9mm,1.0mm,1.2mm,1.5mm,2.0mm,2.4mm,2.8mm,3.0mm,3.5mm,4.0mm,4.5mm,5.0mm,5.5mm,6.0mm,6.5mm,7.0mm,7.5mm,8.0mm。 每种线径两个样品。镀通孔孔径分别是:0.15mm,0.25mm,0.3mm,0.5mm,0.7mm。每种孔径两个样品。4、测试方案根据IPC-TM-650 TEST METHODS MANUAL的2.5.4多层线路板耐电流部分,设计测试方案如下。室温下,对于内外层走线的测试:将温度传感器贴在待测铜箔走线中间位置,在待测铜箔走线两端施加电流,待温升ΔT稳定后,保持3min,记下ΔT。逐步增加电流,直至铜箔走线毁坏。室温下,对于镀通孔的测试:将温度传感器贴在VIA上,在待测VIA引出走线两端施加电流,待温升ΔT稳定后,保持3min,记下ΔT。逐步增加电流,直至VIA毁坏。电流值范围为0~100A。采样值:0.1A,0.2A,0.3A,0.4A,0.5A,0.6A,0.7A,0.8A,0.9A,1A,1.2A,1.5A,1.8A,2A,2.3A,2.5A,2.7A,3A,4A,5A,6A,7A,8A,9A,10A,15A,20A,25A,30A,35A,40A,45A,50A,55A,60A,65A,70A,75A,80A,85A,90A,95A,100A。5、测试结果分析 在此,只对第一组测试数据结果进行分析。5.1 线径的测试结果分析以2.8mm线径的外层铜箔为例,其测量数据如表1。根据表1测量数据可以做出一个趋势图,如图1所示:图1 2.8mm外层铜箔线径的温升与电流的趋势图我们根据实测值取平均值后,可以得到2.8mm,外层铜箔走线在温升为ΔT=20℃时可以承载约8A电流;在温升为ΔT=40℃时可以承载约10.8A电流;在温升为ΔT=60℃时可以承载约13A电流;在温升为ΔT=100℃时可以承载约16A电流;极限耐持续电流约为20A。根据以上的方法,我们可以得到17.5μm外层铜箔不同线径的载流能力,35μm内层铜箔不同线径的载流能力。5.2 镀通孔的测试结果分析由于镀通孔的温度测量无法在孔壁的铜层上实现,我们实测的是镀通孔焊盘面的温度,所以以下测试数据仅作为参考。图2 0.15mm孔径的VIA温升与电流的趋势图0.15mm孔径的镀通孔测量值0.25mm、0.3mm、0.5mm、0.7mm孔径的镀通孔测量值的图形在此就省略了,汇总后,可以得到表2。表2 17.5μm外层/35μm内层铜箔的PCB上不同孔径载流能力数据表6、总结通过本次实验和对实验数据的分析,对敷铜PCB上走线和过空的电流承载能力有了一个较为感性的认识。但是一方面由于测试板不是批产供应商制作的,制作工艺的不同影响到走线宽度的不同和镀通孔孔臂厚度和周长的不同;另一方面实验过程中每个样品的散热状态有一定的差异。此外测试板的设计和实验方案的设计为理想状态,而实际产品的安装位置不同,产品上的元器件分布的不同,布线的密集度以及使用基材的不同,都是测试板无法模拟的,所以分析数据不能直接指导设计。但是在以后的开发和设计中,我们可以借鉴本次实验的数据。同时也可以在今后产品中设计情况和实践验证来修正实验数据,以便于更准确地指导设计。END来源:面包板社区版权归原作者所有,如有侵权,请联系删除。▍

    电源系统设计 电流

  • 同步、低 EMI LED 驱动器具有集成开关和内部 PWM 调光功能IC

    1、前言 LED 应用的广度已经发展到涵盖从通用照明到汽车、工业和测试设备、标志牌和安全设备的所有领域。因此,LED 驱动器的设计要求范围扩大了。最新的 LED 解决方案需要紧凑、高效、低噪声、高调光比和先进故障保护的驱动器。该 TL3922 轻松满足这些需求。 2.具有集成开关和内部 PWM 调光功能的 LT3922 具有集成 2A 开关的 LT3922 36V、同步 LED 驱动器可配置为升压、降压或升压-降压 LED 驱动器。其高效率同步和集成电源开关适用于微型 4mm × 5mm QFN 封装。该器件集成了凌力尔特最先进的开关技术,将高功率能力集中到狭小的空间中,同时控制边缘速率并减少不需要的场发射。集成同步开关采用不振铃的受控开关边沿运行 - 提供高效率和低噪声的恰到好处的平衡 - 并且可以以高达 2.5MHz 的频率运行,从而形成紧凑的解决方案。 3.拓扑选择:升压、降压模式、升压-降压 LED 灯串由无需直接返回地面的受控电流驱动。LED +和 LED - 或其中任何一个都可以连接到非接地电位。这为浮动输出 DC/DC LED 驱动器拓扑开辟了选择领域,包括降压模式(降压)和升压-降压(升压和降压)。LT3922 的高端 PWMTG 驱动器和同步开关可配置为升压、降压模式或升压-降压 LED 驱动器,同时保留所有 IC 功能的使用,即内部 PWM 调光、SSFM、低 EMI、ISMON 输出电流监视器和输出故障保护从标准升压拓扑延续到降压模式和升压-降压。 4.应用电路 当用作升压转换器时,LT3922 可为高达 34V 的 LED 供电,从而为低于 40V 的 LED 开路过冲留出一些裕量。图 1 所示的 2MHz、4V 至 28V 升压 LED 驱动器以高达 34V 的电压为 330mA 的 LED 串供电。它可以在 120Hz 的外部 PWM 调光至 2000:1 的比率,也可以通过 PWM 引脚上的模拟输入电压在内部将其调光至 128:1 的比率。 图 1. 2MHz 常规升压原理图,在 120Hz 时具有 2000:1 PWM 调光 它能够承受 LED 开路和 LED +对地短路,并通过置位其 FAULT 引脚来报告这些故障。即使在 PWM 调光期间,也可以通过 ISMON 引脚监控输出电流。在 2MHz 开关频率下,其基本 EMI 谐波位于 AM 频段以上,但其 EMI 仍然很低。可以添加扩频调频 (SSFM) 以在 2MHz 至 2.5MHz 之间扩展开关频率,并降低基波及其许多谐波处的 EMI。由于集成了同步开关,2MHz 升压转换器的效率在 12V IN 时仍高达 91% 。在较低的 V IN 下,当峰值电感电流达到其极限时,输出电流会在 LED 保持点亮的情况下优雅地降低而不会闪烁。 当 LT3922 用于降压模式拓扑时,输入电压可高达 36V,并且可以以高达 1.5A 的电流驱动一串 LED,如图 2 所示。 高端 ISP 和 ISN 电流检测输入和 PWMTG PMOS 驱动器可轻松移至 LED 的高端,该 LED 以降压模式连接到输入。LED− 直接连接到电感器而不是接地。当以 6.5V 驱动两个 1A LED 时,同步降压模式效率在 12V V IN 时高达 94%,在 36V V IN 时保持高达 89% 。降压模式转换器的高带宽使其能够在 100Hz 下以 1000:1 的 PWM 调光比工作。   图 2. 具有 1000:1 100Hz PWM 调光亮度控制的 400kHz 降压模式 LED 驱动器 升压降压电路 图 3 中的 LT3922 升压-降压拓扑支持一个高于和低于 LED 串电压的输入电压范围。LED 灯串电压和输入电压的总和必须保持在 35V 以下,以保持 ISP 和 ISN 电压低于 40V 的绝对最大值。   图 3. 具有低输入和输出纹波的 2MHz 升压-降压 LED 驱动器。该解决方案通过了 CISPR 25 Class 5。 这种获得专利的低 EMI 拓扑具有升压型低纹波输入电感器和降压模式型低纹波输出电感器。4V–18V 汽车输入或多电池化学输入(5V、12V 和 19V)升压-降压转换器可以驱动 3V 到 16V 之间的任何 LED 串电压。 与其他拓扑结构一样,PWMTG 驱动器简化了 PWM 调光 MOSFET 连接。在浮动 LED 拓扑中,开路和短路保护不会受到影响。LED 上的可选二极管-可防止 LED -与 GND 短路。 图 3 中的 2MHz 转换器在 12V V IN、15V V LED、330mA I LED和高达 2000:1 的 PWM 调光比在 120Hz 时具有 85% 的效率(无 EMI 滤波器时为 87%)。由于其尺寸、多功能性和低 EMI,该解决方案适合汽车日间行车灯、信号灯或尾灯 LED 驱动器的要求。 汽车照明 如此多的 LED 使它们非常适合用于汽车照明。LED尾灯和日间行车灯具有视觉吸引力。高效的 LED 大灯坚固耐用,其使用寿命比它们相对容易烧坏的灯丝前辈长几个数量级。驱动器体积小、效率高,输入和输出电压范围宽,应具有低 EMI。 纤巧的 LT3922 LED 驱动器具有汽车环境所需的低 EMI、高效率和故障保护功能。它可以从汽车 9V–16V 输入范围供电,并在瞬变情况下工作至 36V 和低至 3V(冷车发动条件)。其低 EMI Silent Switcher ®架构、SSFM 和受控开关边缘使其非常适合为低 EMI 的 LED 供电。其多功能性使其可用于外部日间行车灯、信号灯、尾灯和大灯部分以及具有高调光比的内部仪表板和平视显示器的升压、降压和升压-降压应用。内置的灵活性和故障保护减少了防止 LED 串短路和开路所需的组件数量。 图 4 中的 400kHz 汽车升压 LED 驱动器通过了 CISPR 25 5 类 EMI 测试,如图 5 所示,其中显示了 LT3922 的传导和辐射 EMI 测试结果以及 5 类 EMI 限制。这是 LT3922 低 EMI 特性组合的结果,包括但不限于受控开关边沿和扩频频率调制 (SSFM)。当然,应该使用适当的布局和少量的铁氧体磁珠过滤(FB1 和 FB2)以获得最佳的 EMI 结果。   图 4. 400kHz 汽车升压 LED 驱动器,带有用于低 EMI 的滤波器和 100%、10% 或 1% 内部产生的 PWM 调光选项。EMI 测试(图 5)表明该解决方案通过了 CISPR 25 Class 5。   图 5. 图 4 中所示的 400kHz LED 驱动器的 EMI 曲线,它通过了 CISPR 25 Class 5,并使用了最少的 EMI 滤波器。如果特定制造商的 EMI 要求需要进一步降低 EMI,则可以在输入中添加更大的 LC 滤波器。 低 EMI 的内置功能 LT3922 包括许多特性,使设计人员能够轻松实现低 EMI 解决方案。首先,LT3922 整合了凌力尔特获得专利的 Silent Switcher 架构,其中内部同步开关最大限度地减少了热开关环路尺寸,并且受控开关边缘不会振铃。 图 6 显示了 LT3922 的引脚排列如何在两个 V OUT引脚附近放置小型高频电容器,以最大限度地减小热回路尺寸和 EMI。   图 6. 双回路布局和高频 0402 分离电容器产生小的反向热回路,有助于降低高频 EMI。 开关边沿速率由 LT3922 控制,消除了在没有此功能的开关转换器中常见的高频振铃。LT3922 的受控开关边缘在不降低效率和功率能力的情况下降低了电源开关高频 EMI。 对于 400kHz 转换器,LT3922 中的 SSFM 以 1.6kHz 的速率将电阻器设置的开关频率从其值的 100% 上下扩展。这降低了转换器在低频和高频下的峰值和平均 EMI。通过将 SYNC/SPRD 引脚分别连接到 INTV CC或 GND,可以轻松开启和关闭该功能。 内部产生的 PWM 调光 通过 CTRL 引脚上的可调电压进行模拟调光一直比更精确的 PWM 调光更容易实现。到目前为止,PWM 调光需要一个外部时钟或微信号,其占空比通过 PWM 输入引脚控制亮度。然而,LT3922 具有内部生成的 PWM 调光信号,该信号仅需要 PWM 引脚上的外部电压来设置 128:1 PWM 调光的占空比。PWM 周期(例如 122Hz)由 RP 引脚上的单个电阻器设置。 LED 电流精度是配备冗余灯组的车辆的必要条件。由于显而易见的原因,双方的亮度必须匹配。相同制造的 LED 可以在相同的驱动电流下产生不同的亮度。LT3922 的内部调光功能可用于在接近或略低于 100% 占空比时进行亮度微调,然后设置为准确的 10:1 或 100:1 比率。这可以使灯组制造商免于为专门分档的 LED 支付额外费用。 当需要更高的调光比时,LT3922 可以以通常的方式从外部调光。图 2 中的高带宽 400kHz 降压模式 LED 驱动器在 100Hz 下产生 1000:1 的 PWM 调光比。图 1 中的 2MHz 升压 LED 驱动器可以在 120Hz 下实现 2000:1 的调光比,如图 7a 所示。通过在 RP 引脚上放置一个 122Hz 频率电阻器并将 PWM 引脚电压设置在 1.0V 和 2.0V 之间,可以为内部生成的 PWM 调光设置相同的电路,以实现高达 128:1 的调光,如图 7b 所示。在某些应用中,LT3922 可以设置为使用高达 5000:1 的外部 PWM 调光,并且 PWM 调光可以与 LT3922 的模拟调光相结合,以实现超过 50,000:1 的亮度控制   图 7. (a) 图 1 中外部生成的 2000:1 或 4000:1 PWM 调光和 (b) 图 1 中内部生成的 128:1 PWM 调光。 机器视觉 在工业装配线应用中,机器视觉(图 8)使用高速数字摄影结合数字图像处理提供设备的快速视觉反馈。这有助于在很少或无需人工检查的情况下快速识别和隔离有缺陷的产品。用于机器视觉系统的照明必须与装配线流程的速度同步,同时保持在无限期关闭时间内产生一致光脉冲的能力。   图 8. 装配线系统概览与机器视觉应用。 传统的 LED 驱动器在 PWM 输入信号保持低电平一段时间后无法保持其输出电压。这是由于输出电容器逐渐放电,使得通用 LED 驱动器不适合这些类型的应用。然而,LT3922 在 PWM 信号的下降沿期间对转换器的输出状态进行数字采样。然后,它通过在 PWM 关断时间内执行“维护开关”,而 LED 被高端 PMOS 断开连接,从而在延长关断时间内保持其输出电压。在100Hz以上频率的标准PWM调光过程中,最长关断时间为10ms或更短,此时可以拉断输出的漏电流很小。机器视觉和频闪应用可能有 100 毫秒到 5 秒(或更长时间)之间的长时间关闭, 维护开关确保输出电容器保持在 LT3922 的前一个采样周期期间记录的电压。假设向 IC 提供不间断的输入电源,转换器状态的数字样本将无限期存储。这允许 LT3922 在任何给定的关断时间内具有一致的输出电流波形,如图 9 所示。   图 9. 无论空闲还是停机时间,相机闪光灯波形看起来都一样。波形显示 10ms 和 1 小时后的脉冲。闲置一小时后,闪光灯看起来与闲置 10 毫秒后相同。这些结果适用于图 1 所示的电路。 表 1. 宽输入范围 LED 驱动器   LT3922 LT3795 LT8391 LT3952 LT3518 输入电压范围 2.8V–36V 4.5V-110V 4V-60V 3V-42V 3V–30V(40V 瞬态) 同步           频率范围 200kHz–2.5MHz 100kHz–1MHz 150kHz–650kHz 200kHz–3MHz 250kHz–2.5MHz 峰值开关电流 2A 10A+ 10A+ 4A 4A SSFM           脉宽调制           内部 PWM 调光           短路证明           包裹 4mm × 5mm QFN 28 导联 TSSOP 4mm × 5mm QFN 28 导联 TSSOP 4mm × 4mm QFN 结论 LT3922 36V LED 驱动器具有内部、同步、2A 开关,是一款紧凑且通用的 LED 驱动器。它可以轻松用于升压、降压和升压-降压拓扑。无论拓扑如何,它的所有功能都可用,包括高 PWM 调光能力和内部生成的 PWM 调光。借助 Silent Switcher 布局和 SSFM,可以轻松实现低 EMI。其紧凑的同步开关即使在高达 2MHz 的频率下也能保持高效率。凭借强大的故障保护,该 IC 可轻松满足汽车其他要求苛刻的应用的要求。  

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  • 使用功率 WCSP 技术解决小型应用中的热性能问题

    1.前言 当谈到以经济高效的方式为空间受限的高功率密度应用供电时,例如固态驱动器 (SSD) 或可穿戴设备,晶圆芯片级封装 (WCSP) DC/DC 转换器解决方案广泛用于行业。更紧密地集成到系统级封装 (SIP) 模块的趋势对现有封装技术提出了越来越大的挑战,迫使工程师寻找优化空间受限应用中热性能的新方法。 热性能和解决方案尺寸,尤其是最大轮廓高度,是每位 SIP 设计人员都面临的非常现实的挑战。作为为您的下一个应用设计小尺寸 SIP 模块的设计师,您可能正在寻找一种电源设备,它既适合您拥有的狭小空间,又能在为您的系统提供所需电源的同时保持凉爽。 TI 的电源芯片级封装(电源 WCSP)是一种低调的 WCSP 增强型,专注于热性能和电流密度优化。与使用固定球直径(图 1a)的标准 WCSP 不同,电源 WCSP 利用铜柱尺寸的灵活性来增加电源引脚等关键互连的面积,而无需增加芯片尺寸或侵犯间距表面贴装制造技术的公差。铜柱可以是方形或矩形,总堆叠厚度小至 85 µm(图 1b)。接线柱的形状可以实现关键引脚的显着表面增益,从而提高电流处理能力并改善封装的传热和热性能。同时,封装高度可低至0.3mm, 图 1:6 引脚标准 WCSP 封装(a) 6 引脚电源 WCSP 封装 (b) TI 的TPS62088 DC/DC 转换器展示了电源 WCSP 封装的热性能。TPS62088 是一款 1.2mm x 0.8mm、高效率 2.4V 至 5.5V 输入、3A DC/DC 降压转换器,以 4MHz 开关频率运行。该器件提供两种封装选项:标准 WCSP (TPS62088YFP) 或新型电源 WCSP (TPS62088YWC)。通过查看每个封装选项中这些其他相同器件的热特性,我们可以清楚地比较两种封装技术的热性能。 图 2a 显示了 TPS62088YFP (WCSP) 的热性能,图 2b 显示了 TPS62088YWC(功率 WCSP)在 V IN = 5 V、V OUT = 1.8 V 和 I OUT = 3 A 下工作,使用红外相机在室温下拍摄. 由于结到顶部特性参数值非常低——两种封装的Ψ JT = 0.5-0.7°C/W——您可以假设结温大致等于外壳温度。结果表明,与标准 WCSP 器件相比,功率 WCSP 器件的温度降低了 3°C,同时考虑器件和印刷电路板 (PCB) 布局解决方案。 TPS62088YWC 功率 WCSP 版本在通过将轮廓高度从 0.5 毫米降低到 0.3 毫米来提高功率密度的同时,使您能够通过更大的凸块结构改善向 PCB 的热传递,从而优化系统的热性能。当然,设计您的应用以获得最佳热性能意味着还要注意系统的其他方面。正确的 PCB 布局会产生更小的结到环境和结到电路板的热阻,从而在给定的耗散功率和电路板温度下降低器件结温。宽电源走线还可以有效地吸收散发的热量。请记住,许多与系统相关的属性,例如热耦合、气流、增加的散热器和对流表面,以及其他发热组件的存在, 图 2:TPS62088(测量点:Bx1)的热性能在 V IN = 5 V、V OUT = 1.8 V 和 I OUT = 3 A 时在室温下获得:TPS62088YFP WCSP 版本 (a);TPS62088YWC 电源 WCSP 版 (b) 许多空间受限的应用,如 SIP 模块、SSD 或可穿戴设备,都需要整体电源解决方案(不仅仅是电源 IC),以适应最薄的空间。TPS62088YWC 的高开关频率允许您使用纤巧、低外形尺寸的 0.24 µH 电感器将解决方案尺寸缩小至 15 mm 2,并充分利用整个电源电路的 0.3 mm 轮廓高度。

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  • 使嵌入式系统中的DCDC电源设计更小的技巧

    1、前言 实现并减小我们PCB布局中,电源DCDC解决方案的尺寸是嵌入式系统工程师的首要任务之一,尤其是那些设计工业和通信设备(如无人机或路由器)的工程师。与几年前发布的型号相比,目前可用的无人机更轻,机身更小,而路由器现在更便携,更紧凑,内置电源适配器。 随着设备尺寸的缩小,工程师正在寻找缩小电源解决方案的方法。在这篇技术文章中,我将提供一些技巧来帮助我们缩小电源芯片设计,同时演示如何解决由此产生的热性能挑战。 2.选着合适的IC 减小解决方案尺寸的一种明显方法是选择较小封装的集成电路 (IC)。小外形 (SO)-8 和小外形晶体管 (SOT)-23-6 封装通常用于 12V 电压轨 DC/DC 转换器。它们通常非常可靠。 但是,如果我们在一个每毫米都至关重要的行业(例如无人机市场)工作,我们可能正在寻找更小的 DC/DC 转换器。SOT-563 封装比 SOT-23-6 小几乎 260%,比 SO-8 封装小 700%。图 1 比较了所有三种封装的机械外形尺寸。 图 1:三种转换器封装的机械外形尺寸 除了选择更小的封装外,减小解决方案尺寸的另一种方法是减小输出电感器和电容器。对于大多数应用而言,电感的感值范围是4.7uh~10uh,电感值的选择一般要看纹波的大小来确定,一般要求纹波的电流应低于平均电流的20%。为了保证输出电压的纹波,选择输出的电容值时, 参考负载电流 1mA对应1uF,所以选择合适的电容值也非常重要,要在体积和纹波之间做一个平衡,但是电容器可施加的电压及纹波电流必须在电容器的最大额定以下。 公式 1 和 2 计算输出电感 (L OUT ) 和输出电容 (C OUT ) 其中 r定义为电感电流纹波的比率,V RIPPLE是允许的最大峰峰值纹波电压,f sw是转换器的开关频率。因为L OUT和C OUT都与f sw成反比,所以开关频率越大,L OUT和C OUT越小。较小的电感或电容意味着工程师可以选择较小尺寸的电感或电容器。具有较高 f sw 的转换器可以使用这些较小的电感器和电容器。 3.解决热性能问题 考虑到散热路径有限,较小的系统面临更严重的热性能问题。 为了有效解决任何可能的热问题并实现更高的效率,我们可以应用具有较低 R DS(on) 的转换器开关。公式 3 计算 DC/DC 转换器的温升: 其中 P LOSS是转换器的总功率损耗,R ΘJA是结到环境的热阻。 考虑一个 2A 负载转换器,其平均 R DS(on)变化从 100 mΩ 到 50 mΩ。该器件的功率损耗将导致 200-mW 的降低,这将使热阻为 80°C/W 的典型 SOT-563 电路板冷却 16°C。因此,具有较低 R DS(on) 的转换器可在较低温度下提供更好的工作条件。 4.理论到实践 现实设计中的嵌入式系统通常应用多个降压 DC/DC 电源芯片。图 2 显示了需要四个较低电压轨的家用路由器功率级架构的框图。让我们以在此类系统中应用的三个典型器件来演示封装尺寸和开关频率如何影响电源芯片解决方案尺寸。 图 2:嵌入式系统的功率级架构   该 TPS54228具有在SO-8封装的700 kHz的频率。该芯片TPS562201具有在SOT-23-6封装的580 kHz的频率,并且TPS562231具有一个SOT-563封装中的850千赫的频率。该TPS562231具有最高频率和最小的IC封装尺寸。此溶液尺寸为约比小142%TPS56221,以及比小227%TPS54228,如图3所示。   图 3:具有不同封装的转换器的解决方案尺寸   TPS562231中集成金属氧化物半导体场效应晶体管 (MOSFET)的 R DS(on)为 95 mΩ(高端)和 55 mΩ(低端)。图 4 是TPS562231评估板上12V 输入的满负载温升的热图像。   图 4:具有 12V 输入电压的 TPS562231 的热图像    通常,TPS562231在  850KHZ开关频率下工作,密封在小型 SOT-563 封装中,这有助于减小整体解决方案尺寸。其低导通电阻还具有良好的热性能。它适用于需要小型解决方案尺寸的路由器、无人机、机顶盒或任何其他嵌入式设计。

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  • 了解电容、电容和容性压降电源的区别

    1. 前言 相信电容在大家工作中并不陌生,两个相互靠近的导体,中间夹一层不导电的绝缘介质,这就构成了电容器。当电容器的两个极板之间加上电压时,电容器就会储存电荷。电容器的电容量在数值上等于一个导电极板上的电荷量与两个极板之间的电压之比。电容器的电容量的基本单位是法拉(F)。在电路图中通常用字母C表示电容元件。 电容器在调谐、旁路、耦合、滤波等电路中起着重要的作用。 对于我们工程师来说,了解电容器额定值与其实际电容之间的差异是确保设计可靠的关键。在考虑用于电表等设备的电容式降压电源中的高压电容器时尤其如此,因为损失过多的实际电容可能导致功率不足以支持应用,会产生很多不良结果。 对于电容式降压电源,高压电容器通常是电路中最大的(也是最昂贵的)组件之一。在确定电容器大小时,实际电容必须能够支持设计所需的负载电流。 2.电容器分析 图 1 显示了电容器制造商 Vishay 提供的现有电容器的电容值。 假设我们的设计计算表明我们的设计需要一个 1 µF 电容器(60 Hz 时为90 V AC_RMS,25 mA 时为5 V输出)。考虑到可用的电容器,我们可以选择 1.2-µF 的电容器以适应制造商 20% 的容差。但是,考虑到电容器的耐受性和老化效应,我们可能会发现电容器的实际电容随着时间的推移而减少 50%。换句话说,在最坏的情况下,我们选择的 1.2 µF 电容器在其使用寿命结束时可能只有 0.6 µF 的电容。  图 1:制造商 Vishay 提供的高压电容器样品范围 等等,老化是个问题?如果该应用预计工作 10 年以上,那么假设薄膜电容器在产品的整个生命周期内可能会因工作温度、负载电流和湿度而损失约 25% 的电容并不是没有道理的。表 1 显示了在考虑最坏情况容差和老化后对总电容的预测。 表 1:容差和老化对实际电容的影响 考虑到容差的影响,在传统电容压降架构中支持 5V OUT 时25mA 负载的最佳选择是 2.2μF 电容器,它具有严重的尺寸影响。有没有更好的办法? 减轻由于老化引起的电容损耗影响的一种方法是简单地使用较低值的电容器。例如,如果我们使用降压转换器将经过 DC 整流的 20 V 电压降至 5 V,以完美的效率在 5 V 输出时保持 25 mA,但我们只需要调整高压电容支持 6.25 mA。 说明一下——在上面的例子中,如果线性电源解决方案需要 1 µF,电压降低四倍将导致负载电流能力增加四倍。在本例中,1 µF 减少到 0.25 µF。 查看相同的容差降额,我们将计算出需要 0.3 µF 的电容器,但下一个可用电容器的值为 0.33 µF。再加上老化效应,我们应该考虑的下一个可用电容器实际上是 0.47 µF。 在电表等应用中使用 DC/DC 降压转换器的唯一问题是,它们往往需要非常高的抗干扰能力。这意味着需要防止外部磁场影响设计的附加电路,如霍尔效应传感器或防篡改外壳,这将增加额外成本。 解决超大电容器问题并仍支持防篡改的一种方法是使用非磁性降压转换器。TI 的TPS7A78 稳压器无需变压器或电感器即可产生非隔离式低压输出。TPS7A78 将一个 2.2-µF 的电容器减少到 0.470 mF,从而在产品的整个生命周期内保证 25 mA 的负载电流。图 2 比较了两个电容器的面积和体积。 图 2:两个高压电容器的面积和体积比较 那么为什么较小的电容器很重要呢?显而易见的答案是整体解决方案的大小。但不太明显的好处是待机功率和效率。将所需的电容量减少四倍,将待机功耗从~300 mW 降低到~77 mW。在支持 25mA 负载的 TPS7A78 后面添加智能钳位电路可将总待机功率降低至约 15 mW。 在使用电容式降压电源时,知道如何最小化电容器以确保足够的电容可为制造商和消费者节省成本。  

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  • GaN 打破壁垒——射频功率放大器变得更宽更高级

    1.前言 电信领域对更高数据速率和工业系统更高分辨率的需求不断增长,推动支持它们的电子设备的工作频率更高。许多这些系统在很宽的频谱上运行,进一步增加带宽要求是对新设计的普遍要求。在许多这些系统中,都在推动对所有频段使用一个信号链。半导体技术的进步带来了高功率和宽带放大器能力的突破。由于 GaN 革命席卷整个行业并使 MMIC 能够在数十年的带宽内产生大于 1 W 的功率,因此曾经由行波管主导的领域已经开始让位于半导体器件。随着更短的栅极长度 GaAs 和 GaN 晶体管的面世,再加上改进的电路设计技术,新的器件不断涌现,它们可以在毫米波频率下轻松运行,开启了十年前难以想象的新应用。本文将简要描述支持这些发展的半导体技术的状态、实现最佳性能的电路设计考虑因素,以及展示当今技术的 GaAs 和 GaN 宽带功率放大器 (PA) 的示例。 许多无线电子系统在很宽的频率范围内工作。在军事工业中,雷达频段从几百 MHz 到几 GHz。需要在非常宽的带宽上工作的电子战和电子对抗系统。威胁可能来自各种频率,例如 MHz 到 20 GHz,甚至现在更高的频率。随着更多电子产品在更高频率下可用,对更高频率电子战系统的需求将激增。在电信领域,基站的工作频率范围为 450 MHz 至 ~3.5 GHz,并且随着对更多带宽的需求不断增加,基站的频率还在不断增加。卫星通信系统主要从 C 波段到 Ka 波段运行。用于测量这些不同电子设备的仪器需要在所有要求的频率范围内工作才能被普遍接受。其结果,系统工程师在尝试设计电子设备以覆盖整个频率范围时面临挑战。考虑到让一个信号链覆盖整个频率范围的可能性,大多数系统工程师和采购人员都会非常兴奋。让一个信号链覆盖整个频率范围有很多优势,包括更简单的设计、更快的上市时间、更少的组件库存管理等等。单一信号链方法的挑战始终与宽带解决方案与窄带解决方案带来的性能下降有关。这一挑战的核心是功率放大器,当在窄带宽上调谐时,它通常在功率和效率方面具有卓越的性能。大多数系统工程师和采购人员都会非常兴奋。让一个信号链覆盖整个频率范围有很多优势,包括更简单的设计、更快的上市时间、更少的组件库存管理等等。单一信号链方法的挑战始终与宽带解决方案与窄带解决方案带来的性能下降有关。这一挑战的核心是功率放大器,当在窄带宽上调谐时,它通常在功率和效率方面具有卓越的性能。大多数系统工程师和采购人员都会非常兴奋。让一个信号链覆盖整个频率范围有很多优势,包括更简单的设计、更快的上市时间、更少的组件库存管理等等。单一信号链方法的挑战始终与宽带解决方案与窄带解决方案带来的性能下降有关。这一挑战的核心是功率放大器,当在窄带宽上调谐时,它通常在功率和效率方面具有卓越的性能。单一信号链方法的挑战始终与宽带解决方案与窄带解决方案带来的性能下降有关。这一挑战的核心是功率放大器,当在窄带宽上调谐时,它通常在功率和效率方面具有卓越的性能。单一信号链方法的挑战始终与宽带解决方案与窄带解决方案带来的性能下降有关。这一挑战的核心是功率放大器,当在窄带宽上调谐时,它通常在功率和效率方面具有卓越的性能。 半导体技术 在过去的几年里,行波管 (TWT) 放大器在许多这些系统中作为输出功率放大器级在高功率电子设备中占据主导地位。TWT 有一些不错的属性,包括 kWs 的功率能力、在八度音程甚至多个八度音程带宽上运行、回退条件下的高效率以及良好的温度稳定性。TWT 有一些缺点,包括长期可靠性差、效率低以及需要非常高的工作电压(~1 kV 或更高)。鉴于半导体 IC 的长期可靠性,从 GaAs 开始,多年来一直在推动这些电子产品。在可能的情况下,许多系统工程师已经努力将多个 GaAs IC 组合起来以产生大的输出功率。整个公司的创建完全基于结合技术并有效地进行。组合技术有很多种,如空间组合、企业组合等,这些组合技术都遭遇同样的命运—组合有损失,理想情况下,您不必使用这些组合技术。这促使我们使用高功率电子设备来开始设计。增加功率放大器射频功率的最简单方法是增加电压,这使得氮化镓晶体管技术如此具有吸引力。如果我们比较各种半导体工艺技术,我们可以看到功率通常如何随着高工作电压 IC 技术而增加。硅锗 (SiGe) 技术使用 2 V 至 3 V 的相对较低的工作电压,但因其集成优势而极具吸引力。GaAs 多年来一直广泛用于微波频率的功率放大器,工作电压为 5 V 至 7 V。 工作电压为 28 V 的硅 LDMOS 技术已在电信、但它主要在 4 GHz 以下有用,因此它在宽带应用中的应用并不广泛。在碳化硅 (SiC) 等低损耗、高导热衬底上以 28 V 至 50 V 电压运行的 GaN 技术的出现开辟了一系列新的可能性。今天,硅基氮化镓技术仅限于在 6 GHz 以下运行。与硅衬底相关的射频损耗及其与 SiC 相比较低的热导率会随着频率的增加而影响增益、效率和功率。图 1 显示了各种半导体技术的比较以及它们之间的比较。碳化硅 (SiC) 等高导热衬底开辟了一系列新的可能性。今天,硅基氮化镓技术仅限于在 6 GHz 以下运行。与硅衬底相关的射频损耗及其与 SiC 相比较低的热导率会随着频率的增加而影响增益、效率和功率。图 1 显示了各种半导体技术的比较以及它们之间的比较。碳化硅 (SiC) 等高导热衬底开辟了一系列新的可能性。今天,硅基氮化镓技术仅限于在 6 GHz 以下运行。与硅衬底相关的射频损耗及其与 SiC 相比较低的热导率会随着频率的增加而影响增益、效率和功率。图 1 显示了各种半导体技术的比较以及它们之间的比较。 图 1. 微波频率范围电力电子的工艺技术比较。 GaN 技术的出现推动了行业从 TWT 放大器转向使用 GaN 放大器作为其中许多系统的输出级。许多这些系统中的驱动放大器仍然通常是 GaAs,因为这种技术的大部分已经存在并不断改进。接下来我们将看看如何使用电路设计从这些宽带功率放大器中提取尽可能多的功率、带宽和效率。当然,基于 GaN 的设计能够比基于 GaAs 的设计具有更高的输出功率,并且设计考虑因素大致相同。 设计注意事项 在选择如何开始设计以优化功率、效率和带宽时,IC 设计人员可以使用不同的拓扑和设计考虑因素。最常见的单片放大器设计类型是多级、共源、基于晶体管的设计,也称为级联放大器设计。在这里,每一级的增益都成倍增加,从而导致高增益并允许我们增加输出晶体管的尺寸以增加 RF 功率。GaN 在这里提供了好处,因为我们能够大大简化输出组合器,减少损耗,从而提高效率,并缩小芯片尺寸,如图 2 所示。因此,我们能够实现更宽的带宽并提高表现。从 GaAs 转向 GaN 器件的一个不太明显的好处是实现给定的 RF 功率水平,可能是 4 W—晶体管尺寸将更小,从而导致每级更高的增益。它将导致每个设计的阶段更少,并最终提高效率。这种级联放大器技术的挑战在于,即使在 GaN 技术的帮助下,也很难在不显着降低功率和效率的情况下实现一个倍频程以上的带宽。 图 2. 多级 GaAs PA 与等效 GaN PA 的比较。 兰格耦合器 实现宽带宽设计的一种方法是在 RF 输入和输出上使用兰吉耦合器实现平衡设计,如图 3 所示。这里的回波损耗最终取决于耦合器设计,因为优化增益和功率变得更容易频率响应,而无需优化回波损耗。即使使用兰格耦合器,在一个倍频程上实现带宽也变得更加困难,但它们确实为设计提供了非常好的回波损耗。 图 3. 使用兰格耦合器的平衡放大器。 分布式放大器 下一个要考虑的拓扑是图 4 中所示的分布式功率放大器。分布式功率放大器的好处是通过将晶体管的寄生效应合并到设备之间的匹配网络中来实现的。器件的输入和输出电容可以分别与栅极和漏极线电感结合,使传输线几乎透明,不包括传输线损耗。通过这样做,放大器的增益应仅受器件的跨导限制,而不受与器件相关的电容寄生效应的限制。只有当沿栅极线传输的信号与沿漏极线传输的信号同相时才会发生这种情况,因此每个晶体管的输出电压与之前的晶体管输出同相。传输到输出端的信号将产生相长干扰,因此信号沿漏极线增长。任何反向波都会破坏性地干扰,因为这些信号不会同相。包括栅极线终端以吸收未耦合到晶体管栅极的任何信号。包括漏极线路终端以吸收任何可能破坏性干扰输出信号并改善低频回波损耗的反向行波。因此,能够实现从 kHz 到许多 GHz 的数十倍带宽。当需要超过一个倍频程的带宽时,这种拓扑很流行,并且有一些不错的好处,例如增益平坦、良好的回波损耗、高功率等。分布式放大器的图示如图 4 所示。 图 4. 分布式放大器的简化框图。 分布式放大器面临的一个挑战是功率能力由施加到设备上的电压决定。由于没有窄带调谐能力,您实际上是为晶体管或接近晶体管提供 50 Ω 阻抗。当我们考虑功率放大器的平均功率等式时,PA 的平均功率、R L或最佳负载电阻基本上变为 50 Ω。因此,可实现的输出功率由施加到放大器的电压决定,如果我们想增加输出功率,我们需要增加施加到放大器的电压。   这就是 GaN 变得非常有用的地方,因为我们可以快速从使用 GaAs 的 5 V 电源电压转换为使用 GaN 的 28 V 电源电压,并且只需从 GaAs 更改为 GaN 技术,可实现的功率就从 0.25 W 增加到近 8 W . 还有其他需要考虑的因素,例如 GaN 中可用工艺的栅极长度,以及它们是否可以在频带的高频端实现您需要的增益。随着时间的推移,更多的这些 GaN 工艺变得可用。 固定 R L与级联放大器相比,分布式放大器的 50 Ω 是不同的,在级联放大器中,我们通过匹配网络改变呈现给晶体管的电阻值,以优化放大器的功率。优化呈现给具有级联放大器的晶体管的电阻值的好处在于它可以提高射频功率。从理论上讲,我们可以继续增加晶体管外围尺寸以继续增加 RF 功率,但是这存在实际限制,例如复杂性、裸片尺寸和组合损耗。匹配网络也倾向于限制带宽,因为它们变得难以在宽频率上提供最佳阻抗。在分布式功率放大器中,只有传输线的目的是使信号沿放大器产生相长干扰,而不是匹配网络。还有其他技术可以进一步提高分布式放大器的功率,例如使用共源共栅放大器拓扑进一步增加放大器的电压供应。 结论 我们已经表明,有多种技术和半导体技术可以在提供最佳功率、效率和带宽方面进行权衡。这些不同的拓扑和技术中的每一种都可能在半导体世界中占有一席之地,因为它们都提供了好处,这就是它们存活至今的原因。在这里,我们将重点关注一些我们认为可以展示当今使用这些技术实现高功率、高效率和高带宽的可能性的结果。

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  • 五菱芯片首次亮相!果然是“人民需要什么就造什么”?

    在昨天(9月15日)举办的上汽通用五菱“中国五菱,全球新能源普及者”品牌发布会上,五菱芯片首次公开亮相。在全球芯片持续短缺的背景下,上汽通用五菱的这一举动不同寻常。五菱芯片首次亮相从图片来看,这颗芯片属于MCU芯片。这是汽车身上极为重要的部件,相当于汽车的大脑。根据上汽通用五菱介绍,五菱计算芯片相关参数指标已达到国外同类产品技术水平。此外,五菱还在5G通讯芯片、存储芯片、能源芯片、人工智能芯片等领域寻求技术合作,加快芯片国产化步伐。除了以上信息,目前有关这颗五菱芯片的数据我们一无所知,相信后续官方还会放出更多相关信息。五菱芯片“人民需要什么,五菱就造什么”是五菱的原则。目前国内的芯片供应紧张,这一情况或许会持续很长一段时间。所以,五菱选择造芯片,这似乎也合情合理。在昨天的发布会上,上汽通用五菱不仅仅展示了自家的芯片,还公布了多项成果,比如智能微型换电站。据了解,五菱的智能微型换电站占地面积仅为2辆小E停车位大小,可灵活移动。同时,该智能微型换电站建造成本仅为业内常规换电站的1/3。END来源:快科技版权归原作者所有,如有侵权,请联系删除。▍

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  • Win11搭档 Office 2021 LTSC版10月5日上市:永久使用、不用更新?

    微软的Win11系统将于10月5日上市,届时还会有一堆产品同步上市,有Surface硬件也有Office软件。今天微软又宣布了Office 2021 LTSC版,也是10月5日上市,这是永久授权的办公软件,而且不用更新。对于Office办公软件,微软现在的重点转向了基于云端的Office 365/Microsoft 365,每年订阅、实时更新最新版。不过微软也没有彻底放弃买断版的Office 2021,这次推出的Office 2021 LTSC版更彻底,是面向长期服务的永久版Office,而且不会有微软不停推送的更新,主要适用于那些限制联网的受监管设备,生产车间设备或者没有条件联网的设备。由于不能更新,所以Office 2021 LTSC版会损失一些基于云端的功能,比如Word/Excel/PPT等软件中就没有实时协作或者AI自动化功能,安全性多少也受点影响。微软没有公布Office 2021 LTSC的具体价格,支持周期依然是5年。END来源:快科技版权归原作者所有,如有侵权,请联系删除。▍

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  • 如何快速找到电路板中的地线?

    在维修电路板时,有时候需要测量板子上某一点的电位,来判断到底是哪里出了问题,而参考点的选取一般都是选择电源的负极,也就是GND地线。如何快速寻找出板子中的地线,就成了必须要掌握的知识了。下面我总结了几种方法供大家参考一下。1、通过电解电容来查找GND上图中是一个电磁炉主板,我们要找地线,首先要找到板子最大的那个电解电容。一般情况下比较大的电解电容都是作为电源滤波的一种元件,它的负极就是GND了。上图中你看到的最大的电解电容就是一个电源滤波电容,它是从整流桥整流输出约300伏的脉动直流电,再经过此电容滤波才能输出比较平滑的直流电。它的负极就是直流电源的负极,也就是我们要找的GND地线。2、通过查看大片铜箔来确认GND上图中是一个两层板,图中标有红圈的那几个点就是地线,可以看出它和大片的铜箔相连。这是由于地线有屏蔽作用,可以有效减小地线环路带来的干扰,所以线路板中的地线铜箔一般都是成片出现的。3、通过查看连接插件上的标识来确认GND如上图,一般在板子的接插件处都有各种信号的标识,我们可以通过查看这个标识来确认地线,比如上图红线圈内的GND就是地线了。4、通过集成芯片来查找在线路板中通常有着各种各样的集成电路,这些集成电路如果要正常工作都需要有供电电源,可以通过查看芯片的引脚来确认GND地线。如上图,这是一个8脚的LM358比较器,通过查找它的资料可以看出它每个脚的功能 ,只要知道第四脚为GND就可以在板子上找到地线了。END来源:EDN电子技术设计版权归原作者所有,如有侵权,请联系删除。▍

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  • 四种常见恒流源电路分析及其应用

    基本的恒流源电路主要是由输入级和输出级构成,输入级提供参考电流,输出级输出需要的恒定电流。恒流源电路就是要能够提供一个稳定的电流以保证其它电路稳定工作的基础。即要求恒流源电路输出恒定电流,因此作为输出级的器件应该是具有饱和输出电流的伏安特性。这可以采用工作于输出电流饱和状态的双极结型晶体管或者金氧半场效晶体管来实现。为了保证输出晶体管的电流稳定,就必须要满足两个条件:其输入电压要稳定——输入级需要是恒压源;输出晶体管的输出电阻尽量大——输出级需要是恒流源。四种恒流源电路分析:在改进型差动放大器中,用恒流源取代射极电阻RE,既为差动放大电路设置了合适的静态工作电流,又大大增强了共模负反馈作用,使电路具有了更强的抑制共模信号的能力,且不需要很高的电源电压,所以,恒流源和差动放大电路简直是一对绝配! 恒流源既可以为放大电路提供合适的静态电流,也可以作为有源负载取代高阻值的电阻,从而增大放大电路的电压放大倍数。这种用法在集成运放电路中有非常广泛的应用。本节将介绍常见的恒流源电路以及作为有源负载的应用。镜像恒流源电路如图1所示为镜像恒流源电路,它由两只特性完全相同的管子VT0和VT1构成,由于VT0管的c、b极连接,因此UCE0=UBE0,即VT0处于放大状态,集电极电流IC0=β0*IB0。另外,管子VT0和VT1的b-e分别连接,所以它们的基极电流IB0=IB1=IB。设电流放大系数β0=β1=β,则两管集电极电流IC0=IC1=IC=β*IB。可见,由于电路的这种特殊接法,使两管集电极IC1和IC0呈镜像关系,故称此电路为镜像恒流源(IR为基准电流,IC1为输出电流)。        镜像恒流源电路简单,应用广泛。但是在电源电压一定时,若要求IC1较大,则IR势必增大,电阻R的功耗就增大,这是集成电路中应当避免的;若要求IC1较小,则IR势必也小,电阻R的数值就很大,这在集成电路中很难做到,为此,人们就想到用其他方法解决,这样就衍生出其他电流源电路。比例恒流源电路如图2所示为比例恒流源电路,它由两只特性完全相同的管子VT0和VT1构成,两管的发射极分别串入电阻Re0和Re1。比例恒流电路源改变了IC1≈IR的关系,使IC1与IR呈比例关系,从而克服了镜像恒流源电路的缺点。与典型的静态工作点稳定电路一样,Re0和Re1是电流负反馈电阻,因此与镜像恒流源电路相比,比例恒流源的输出电流IC1具有更高的稳定性。微变恒流源电路若Re0很小甚至于为零,则Re1只采用较小的电阻就能获得较小的输出电流,这种电路称为微变恒流源,如图3所示。集成运放输入级静态电流很小,往往只有几十微安,甚至更小,因此微变电流源主要应用于集成运放输入级的有源负载。        多路恒流源电路集成运放是一个多级放大电路,因而需要多路恒流源电路分别给各级提供合适的静态电流。可以利用一个基准电流去获得多个不同的输出电流,以适应各级的需要。图4所示电路是在比例恒流源基础上得到的多路恒流源电路,IR为基准电流,IC1、IC2和IC3为三路输出电流。由于各管的b-e间电压UBE数值大致相等,因此可得近似关系:IE0Re0≈IE1Re1≈IE2Re2≈IE3Re3当IE0确定后,各级只要选择合适的电阻,就可以得到所需的电流。END来源:电源研发精英圈版权归原作者所有,如有侵权,请联系删除。▍

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  • 减小智能扬声器和智能显示器的电源输入保护电路布局的方案

    1、前言 智能扬声器通过尖端的语音识别人工智能和优质的音质继续改善我们的家庭。当与其他家庭自动化设备(例如可视门铃、照明系统、恒温器和安全系统)配合使用时,智能扬声器和智能显示器正迅速成为智能家居网络的控制中心。 为了跟上不断增长的市场并保持领先地位,设计人员正在寻求减小智能扬声器的尺寸和散热量,同时增加功能并提高性能。在更小的封装中有效提供更高性能的半导体器件对于在空间受限的应用中最小化电路板空间至关重要。 电路板的大部分包含直接影响用户体验的关键组件,例如片上音频系统、具有触觉反馈的电容式触摸人机界面控制器,以及 LED 驱动器引擎和 D 类音频放大器。智能扬声器系统中的其他组件(例如电源管理)执行的基本任务不会直接影响用户体验,但会影响尺寸和成本。可以将这些组件的尺寸最小化,同时仍然最大限度地提高性能。 2、输入电源保护电路 对于智能设备,有一个特定组件是输入电源保护电路,如图 1 所示。 输入保护,虽然有时在许多设备中被认为是理所当然的,但它是智能扬声器中的一个关键电路,用于防止在加电或连接时损坏整个系统到不可靠的电源。智能扬声器由外部 AC/DC 适配器或内部开关模式电源供电。该电路可防止任何下游设备在出现故障情况时受到损坏。 图 1:显示构成智能扬声器的典型功能的参考框图 输入电源的主要问题是异常高的电压或电流事件。TI 拥有集成式和分立式解决方案来处理过流保护 (OCP) 和过压保护 (OVP)。 eFuse 设备通常处理 OCP 和 OVP,集成功率金属氧化物半导体场效应晶体管以在这些故障事件下断开所有下游电路。eFuse 设备还管理启动期间的浪涌电流,确保系统电压以受控方式增加。TI TPS2595 等器件在 2 毫米 x 2 毫米封装中提供高达 18 V/4 A 的这种保护。 对于 OCP,常见的分立实施涉及电流检测放大器(例如 INA185)以测量分流电阻器上的电流。INA185 的输出要么馈入模数转换器 (ADC) 以将测量值数字化,要么馈入比较器以向微控制器提供即时警报。ADC 路径提供系统中流动电流的精确测量值,但由于 ADC 的采样频率而增加了读取测量值的延迟。比较器路径大约快 1,000 倍(同时消耗更少的功率),但只提供数字输出信号过流,而不是电流的实际值。 ADC 方法适用于需要精确测量系统中的电流并具有动态更改限制的灵活性的系统。INA185 提供优于 ±0.2% 的满量程精度,是业界最小的采用引线封装的电流检测放大器。该器件的尺寸仅为 1.6 mm x 1.6 mm,非常适合需要优化电路板布局的空间受限系统。 然而,在智能显示器中,系统电压高于 18 V,因此需要更快的 OCP 警报。集成的 eFuse 设备可能无法在这样的系统中运行,但电流检测放大器和比较器的组合可以提供相同的功能,并具有更高的灵活性,同时占用最少的电路板空间。像 TI 的 TLV4041 这样的纳秒延迟比较器仅消耗 2 µA 的电源电流,并且可以关闭一个简单的齐纳二极管。配对后,INA185 和 TLV4041 的组合解决方案尺寸为 5 mm 2,响应时间比竞争设备快 50 倍。 当系统电流超过自定义设置的阈值时,使用带有快速比较器的 INA185 等放大器可提供快速而精确的 OCP 警报。根据系统的不同,此限制可以设置为从毫安到几安的任何位置。TLV4041 还具有一个精度(超过温度 1%)的集成基准,无论电流水平如何,都能提供准确的警报,所有这些都在 0.73 毫米 x 0.73 毫米的占位面积中。 图 3 中所示的分立式解决方案无需额外的板载稳压器,从而节省了电路板空间,并且还适用于低压和高压智能扬声器系统。相同的电路适用于不同电源电压电平的不同扬声器型号,以进一步简化您的输入电源保护设计。 图 3:功能电路显示如何设置 INA185 和 TLV4041 以生成高压系统的 OCP 警报信号 INA185 (2.56mm2) 和 TLV4041 (0.533mm^2) 的组合解决方案在包含必要的无源元件后占用大约 5mm^2 的电路板空间。该解决方案的总尺寸比提供电流感应功能的同类集成器件小 15%。此外,TLV4041 的延迟仅为 450ns,这使得 TI 的组合解决方案比将通用比较器与电流检测放大器集成在一起的解决方案要快得多。 INA185 (2.56mm 2 ) 和TLV4041 (0.533mm 2 )的组合解决方案在包含必要的无源元件后占用大约5mm 2的电路板空间。该解决方案的总尺寸比提供电流感应功能的同类集成器件小 15%。此外,TLV4041 的延迟仅为 450ns,这使得 TI 的组合解决方案比将通用比较器与电流检测放大器集成在一起的解决方案要快得多。

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  • 为工业电池选择合适的充电器方案

    1.前言 当前的锂离子等电池技术可以实现更小尺寸和更高容量,因此我们不仅会在消费产品中而且在工业系统中都会发现电池供电的设备。作为电路的设计人员,需要考虑的最重要问题之一是充电系统的控制方法,我们应该使用微处理器控制的充电器还是独立充电芯片的充电器? 电池充电参数需要考虑电压保护,过冲,充电电流和温度控制等参数。 2.充电器控制系统介绍 目前两种最流行的控制方法是: · 内部集成电路 (I 2 C) 控制。I 2 C 总线是一种非常流行且功能强大的总线,用于主机设备(或多个主机设备)和单个辅助设备(或多个辅助设备)之间的通信。为了与包括充电器在内的辅助设备进行通信,需要一个称为主机设备的微控制器。主机设备可以通过 I2C 即时修改数十个充电器系统参数。充电器状态以及故障情况可以报告回主机设备。 · 单机充电器独立运行,无需任何软件或主机控制。板上的固定电阻决定了充电电流和电压限制等可调设置,需要不同的参数,修改电路中的电阻器件可以进行改变。 表 1 列出了在确定充电器系统的控制方法时应考虑的事项。   表 1:I2C 控制与独立 对于工业系统,两种最流行的充电器设计类型是: · 通过 USB 为设备(如扫描仪、商业/警察无线电和库存管理)内的工业电池组充电。这种类型的设计通常有一个内置的微控制器来支持完整的系统功能。I2C 控制的充电器可以通过微控制器精确控制电池充电。 · 从设备中取出工业电池组,并在带有专用 9V 或 12V 适配器的支架中为它们充电。由于充电座通常简单且便宜,无需任何微控制器,因此我们可以使用独立充电器为电池自动充电。 图 1 显示了一个 I2C 控制的充电器,其中主机(微控制器)代表 I2C 主机设备,充电器被视为辅助设备之一。 该系统需要硬件和软件才能运行。主机不仅可以在很宽的范围内调整基本的充电器电压和电流参数,还可以对安全定时器长度、热调节温度、电池温度曲线设置、升压模式输出电压和电流限制进行编程。如果发生任何故障,主机将收到故障状态信息。一些先进的充电器甚至可以将实际的充电器工作条件反馈给主机,以便主机可以分析数据并采取任何必要的措施。   图 1:I2C 控制的充电器示例 图 2 显示了一个典型的独立充电器。 ICHG 引脚电阻设置充电电流。VSET 引脚电压控制充电电压限制。ILIM 引脚电阻决定输入电流限制。一旦我们构建了电路板,就没有简单快捷的方法来修改参数设置。STAT 引脚将闪烁以指示故障情况,但我们必须花时间准确地调试出问题所在。 图 2:独立充电器示例 整个充电系统的控制方法取决于充电结构和系统复杂度。仔细检查我们项目的需求,为整个系统做出正确的决定,并选择成功的方案去实现它。  

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