电动汽车电池组分段恒流充电智能化控制方案

电动汽车用电池的快速充电是电动汽车研究与开发过程中的重要课题。尽管许多实用化的充电设备或商用充电器具有快速充电及均衡充电的功能，但其通常是按事先设定的充电电流对电池进行充电。这种方法不能根据电池充电过程中的具体情况对充电电流进行调整，为了避免出现过充电，设定的充电电流通常偏小，因此充电时间仍然较长，而且由于不具备自适应能力，充电过程中容易出现过充电现象，对蓄电池的寿命不利。为了在实现快速充电的同时又不影响电池寿命，关键是要使快速充电过程具有自适应性，即根据电池的实际状态自动调节充电电流的大小，使其始终保持在充电可接受电流的临界值附近。为此，本文在电池快速充电理论基础上，对分段恒流充电方法进行了试验研究，以期实现动力电池的智能化快速充电和均衡充电。 1 　电池快速充电的分段恒流控制 1. 1 　快速充电方法的选择 增大充电电流，电池极板上单位时间内恢复的活性物质增多，充电时间就可缩短,但过大的充电电流会损害电池。电池可接受的充电电流是有限的，且会随充电时间呈指数规律下降。在电池充电过程中，充电电流曲线在该指数函数曲线以上时会导致电池电解液发生析气反应 (过充电) ，反之则不能有效缩短充电时间。理想化的电池快速充电过程是充电电流始终保持在电池充电可接受电流的极限值，即充电电流曲线与该电池的充电可接受电流曲线相重合。本文选择容易实现的分段恒流充电方法。其关键是要确定适当的分段恒流充电终止判断标准、恒流充电分段数和各阶段恒流充电电流值。 1. 2 　分段恒流充电控制方案 要实现分段恒流充电的自动控制，阶段恒流充电终止判断参数可选择充电时间、电池温度和电池电压等。大量的调查分析和电池充电试验结果表明，单参数控制方法难以实现理想的分段恒流充电控制。 充电时间参数控制方法简单 ,但电池型号不同、 充电起始状态不同 ,所需的充电时间也不一样 ,如果单以充电时间来控制阶段恒流充电的结束 ,容易导致电池过充电或延长充电时间。温度参数控制方法的优点是可实现电池温度过高保护 ,但是由于环境和传感器响应时间延迟的影响,如果仅以电池温度参数作为阶段恒流充电终止判断标准 ,也容易造成电池的过充电。电压参数控制被认为是较好的阶段恒流充电终止控制方法 ,但其不足也是显而易见的 ,比如:不能识别因电池极板硫化而产生的充电电压异常升高以及电池充电过程中出现的异常温升等 ,从而导致电池充电时间延长或电池的损坏。 为了保证在各种情况下均能检测电池的实际充电状态 ,并实现较为理想的阶梯形充电电流曲线 ,本文综合了充电时间、 电池温度和终止电压 3个参数作为各阶段恒流充电终止判断依据 ,其控制流程如图 1 所示。 T —电池温度 ; T0—停充温度 ; I0—最小恒流充电电流 ;t ( n)—第 n 次恒流充电的设定充电时间 ; I ( n)—第n 次恒流充电的设定电流值 ;U ( n)—第 n 次恒流充电的设定终止电压分段恒流充电结束后再进行一段时间的定压充电 ,是为了确保电池能完全充足 。3 个控制参数的具体控制策略如下 。 时间参数控制 :根据电池容量和充电电流 ,预先设定某段恒流充电的时间 ,当充电时间达到设定值时 ,通过定时器发出信号 ,结束该阶段的恒流充电并自动将充电电流减小 ,进入下一段恒流充电 。 温度参数控制 : 设定某段恒流充电至可接受电流极限时的电池温度最高值 ,根据温度传感器检测的电池温度来控制充电装置。当外界环境温度较低、设置的电池最高温度较高时 ,采取控制温升法 ,当电池的温升达到设定值时 ,温控器使充电装置停止充电 ,直到温度下降至适当值时 ,自动进入下一阶段恒流充电 。 电压参数控制:电池的绝对电压可以反映电池的充电情况 ,设定某段恒流充电达到或接近充电可接受电流极限值的电压 ,当电压达到设定值时 ,充电装置便自动结束本阶段恒流充电 ,进入下一阶段。 1. 3 　分段恒流充电试验研究 根据 电 池 的 容 量 初 步 设 定 t ( n ) 、I ( n ) 和U ( n),进行充电试验 ,充电过程中根据实际情况对 t ( n)、I ( n) 和 U ( n) 进行调整 ,然后再进行下一次充电试验 。每次充电的电池初始状态均为 3 h率完全放电[ 10 ],对各次试验的充电时间 、充电效率和电池温升等数据进行分析比较 ,从中选定充电时间最短 、电池温升比较小的充电过程 ,其各阶段的控制参数和充入的电量如表 1 和表 2 所示 ,分段恒流充电电流曲线如图 2 所示 。 通过对试验结果进行分析 ,可得出如下结论 : (1) 各段恒流值 I ( n) 的梯度宜适当减小 。对比电池温升情况及各段恒流充电终止状况相近的几次分段恒流充电过程发现 ,对于充足电所用时间而言 ,5 段恒流充电的时间最短 ,而 4 段恒流充电的时间短于 3 段恒流充电的时间 。因此 ,适当减小各段恒流值下降梯度 (分段数增加) ,可使实际充电电流曲线更接近充电可接受电流曲线 。 (2) 设定各恒流段充电时间t ( n) 的作用不大 。用定时器控制各恒流段充电时间t ( n) 比较容易实现 ,然而由于电池在恒流充电开始时的荷电状态不同或因电池容量衰减导致充电可接受电流减小时 ,最佳的恒流充电时间也随之改变。电池状态的不确定使最佳充电时间很难确定 。在试验中常出现以下现象 : 某段恒流充电到了设定的充电时间 ,但充电电压离终止电压相差还很远 ,这时 ,本试验选择了在该恒流值下继续充电 ,直至充电电压达到终止电压 ; 某段恒流充电设定的充电时间还未到 ,但电池已大量析气 (电解液“沸腾”) ,且充电电压已高于设定的终止电压或电池温度升至限定值 ,这种情况下 ,充电器会立即停止该段恒流充电 ,自动转入下一阶段 。由此可见 ,在自动控制充电过程中 ,设定充电时间的作用不大 。 (3) 电池温度不宜单独作为分段恒流充电控制参数 。理论上 ,在开始充电时电池荷电状态不同的情况下 ,电池温度均可用作各阶段恒流充电的自动停止控制参数 。但是 ,温度传感器的误差和滞后性容易造成电池过充电 ,因此不宜单独采用电池温度作为分段恒流充电终止控制参数 。 (4) 终止电压参数 U ( n) 对异常情况的自适应性较差 。将不同恒流值下的终止电压设为控制参数 ,可自适应电池开始充电时的荷电状态和电池使用过程中充电可接受电流的变化 ,且控制也比较简单 。但是 ,当电池的性能出现异常变化时 ,原来设定的终止电压可能会过高或过低 ,导致电池过充电或过早降低充电电流而延长了整个充电时间 。此外 ,在不同的恒流充电阶段 ,电池内部的充电极化程度也不同 ,接近可接受电流极限时的充电电压上升速率也会有明显的差别 ,要准确地设置各种恒流充电状态下的终止电压难度很大 。 2 　电池分段恒流充电的智能化控制 2. 1 　分段恒流充电智能化控制方案 根据分段恒流充电试验的结果与分析 ,对分段恒流充电控制方案作了如下调整 : (1) 采用容量梯度法确定阶段恒流充电终止标准。通过理论分析和大量试验研究 ,本文认为采用容量梯度参数 dU / dC 作为阶段恒流充电终止判断标准较为适宜 。按该型电池恒流充电特性曲线确定充电终止容量梯度参数 ,充电过程中控制器以设定的频度对充电电压进行采样 ,计算I ( n) 下的容量梯度值 ,并与设定的充电终止容量梯度标准进行比较 ,根据比较结果判断是否终止当前阶段恒流充电 。 (2) 减小各段恒流值下降梯度 。通过试验确定该型电池初次恒流值I (1) ,并减小阶段恒流充电的电流下降幅度 。如果降低充电电流后 ,达到充电终止容量梯度值的时间很短 (设定一个最小充电时间) ,则适当增大电流下降的幅度 。 (3) 将电池温度设为充电安全保障控制参数 。设置电池最高温度限定值 ,在充电过程中 ,如果电池温度达到了限定值 ,立即停止充电。当电池温度降至正常温度时 ,适当减小充电电流继续充电 ,直到该段恒流充电结束。 2. 2 　分段恒流充电智能化控制电路 分段恒 流 充 电 智 能 化 控 制 电 路 如 图3 所示。该电路采用 CPU 控制 ,可对充电电池和充电环境温度进行检测 ,对电池充电进行计时 ,采样充电过程中电池的电压和电流 ,对分段恒流充电过程进行控制 。 2. 3 　 智能化分段恒流充电试验研究 根据调整后的分段恒流充电方案进行充电试验 ,为便于比较 ,采用与方案调整前的充电试验所用同一型号电池 ,充电初始状态完全一样。调整方案后的定流充电各阶段的控制参数和充入的电量如表 3 所示 ,其定压充电阶段的控制参数和充入的电量与表的分段恒流充电电流曲线如图 4 所示。 在调整方案后的分段恒流充电试验过程中 ,电池没有出现温度过高而停止充电的情况 ,充电时间缩短了,充电效率也提高了,并且整个充电过程均按设定的程序自动进行,完全不需要人工干预,实现了智能化的快速充电。 3 　 结语 分段恒流充电使电池的实际充电电流曲线接近充电可接受电流曲线 ,是实现电池快速充电的有效方法。采用容量梯度法确定恒流充电终止标准参数,减小阶梯恒流充电电流下降梯度 ,并辅以电池温度过高则停止充电的保护控制 ,可实现动力电池的智能化快速充电控制。试验结果表明 ,这种恒流充电控制方法可有效缩短充电时间 ,提高充电效率 ,延长电池使用寿命。

时间：2012-11-28 关键词： 方案 电动汽车 电池组 分段

IDT推出采用万能型分段非线性补偿技术的三相计量芯片

2ic讯  拥有模拟和数字领域的优势技术、提供领先的混合信号半导体解决方案的供应商 IDT®公司 (Integrated Device Technology, Inc.; NASDAQ: IDTI) 今天发布业界首款采用万能型分段非线性补偿技术的三相计量芯片用于提高精度。新器件丰富了 IDT 屡获奖项的电能计量产品组合，致力于在智能电网应用中从中国和欧洲公共事业公司中获得更多的市场份额。 IDT 90E32AS 是基于 IDT 之前推出的 90E32 系列平台的一款增强型三相计量芯片。除了拥有 5000:1 的业界最宽动态范围和 6 ppm/°C 的最低温度系数外，新器件采用万能型分段非线性补偿技术，使客户通过低成本的外部采样器件能够获得近乎完美的计量精度。新的计量芯片还包含额外的防窃电特性，使器件能够精确检测全失压状况下的异常电流。在全失压情况下，如果检测到的电流超出了配置的阈值，芯片会进入部分测量模式来测量电压、电流有效值和平均功率。这为公共事业公司提供了一个在非典型情况下的更精确的读数，在一些地区这已经成为强制要求。 IDT 公司副总裁兼中国总经理范贤志 (Sean Fan) 先生说，“IDT 继续推出业界首款产品以满足快速成长的中国智能电网需求。我们最新的电能计量芯片以我们的规模产品组合为基础，增加了增强功能以满足中国公共事业公司和中国之外市场的不断需求。未来，我们将继续发掘客户的关键需求，率先推出打造成功的终端产品所需要的性能和特性。” IDT 90E32AS 可用于三相四线 (3P4W) 和三相三线 (3P3W) 有功和无功电能表。此外，拓展的事件检测功能使设计人员能够进一步监控电能质量并改进他们的整体计量精度，降低的功耗(节省近50%)使系统总开销实现最优，便于设计更紧凑的智能计量模块。 供货 IDT 90E32AS 目前处于客户送样阶段，采用 TQFP48 封装。

时间：2012-10-15 关键词： idt 通信网络 非线性 分段 补偿技术

BP-2A型微机母差保护在双母线单分段接线中的应用

0 引言 母线差动保护是确保快速而有选择性地切除母线故障，保障系统安全稳定运行的重要保护。差动保护是利用基尔霍夫电流定律工作的，当母线正常工作和区外故障时，母线就相当于一个节点，流入的电流和流出的电流相等，差动保护不动作。当母线故障时，挂在母线上有电源的线路向母线提供短路电流，差动保护感受到的二次电流和正比于故障点电流，差动保护动作。 华北油田任东220kV站110kV侧原为双母线接线方式，母差保护为BP-2A微机型，后因供电方式需要改为双母线单分段接线形式，因此，母差保护无疑必须配合一次接线进行相应调整，但如何结合产品对软、硬件进行升级?如何检验动作过程?分析、判断差动保护的运行情况?是值得深入探讨研究的新课题。 1 110kV主接线改造简介 任东220kV主接线的改造情况为： 1.1原110kV母线为110kV4、110kV5双母线，根据供电方式需要，将原110kV4母线一分为二，分别称为110kV4甲和110kV4乙母线。 1.2拆除原母联145间隔设备，将其间隔改造为分段间隔，装设隔离开关144-4甲、144-4乙、电流互感器、分段断路器144。 1.3将原1个出线间隔改造为母联145间隔，与原145布局不同的是电流互感器改在145断路器与145-5隔离开关间。 改造后的110kV主接线简图见图1。 图1 110kV主接线简图     2 双母线单分段差动保护逻辑设计 BP-2A微机母差保护装置为复式比率差动保护，功能非常强大，可以实现母线差动保护、母联充电保护、母联过流保护、母联失灵及死区保护、断路器失灵保护等功能。主接线改造后，这些功能都要进行相应调整。本文只讨论差动保护和分段、母联失灵及死区保护的逻辑框图设计，其余内容不做讨论。 原双母线差动保护逻辑框图见图2。     差动回路由1个母线大差动和2个母线小差动组成。母线大差动是指除母联145以外的母线上所有支路电流所构成的差动回路，某段母线小差动是指与该段母线相连接的各支路电流构成的差动回路，包括与该段母线相连的母联145二次电流。 主接线变化后，差动保护必须适应这种变化，当母线发生故障后进行正确选择跳闸，以可靠隔离故障点。具体来说就是：4甲母线故障跳144及该母线所有分支断路器;4乙母线故障跳144、145及该母线所有分支断路器;5母线故障跳145及该母线所有分支断路器。 据此将逻辑框图设计为图3。     图3 双母线单分段差动保护逻辑图 和原双母线保护一样，通过大差动判别区内和区外故障，通过各段小差动来选择故障母线。母线大差动是指除分段144、母联145以外的母线上所有支路电流所构成的差动回路，某段母线小差动是指与该段母线相连接的各支路电流构成的差动回路，包括与该段母线相连的分段144、母联145二次电流。电流互感器的极性接法是至关重要的，规定母联145电流互感器极性以电流从5母线流向4乙为正，分段144电流互感器极性以电流从4甲母线流向4乙母线为正，所有线路电流互感器极性以线路侧流入母线为正。具体的母线小差计算公式如下所示：     差动电流Id为各支路电流的矢量和取模值，制动电流Ir为各支路电流矢量取模值的和。在制动量的计算中引入差动电流，使得该继电器在区内故障时无制动，而在区外故障时有极强的制动特性，能非常明确地区分区内和区外故障。复式比率差动继电器的动作判据为[1]：     为防止在母线分列运行的情况下，弱电源侧母线发生故障时大差比率差动元件的灵敏度不够，比率制动系数设定高、低两个定值，当母联及分段断路器均处于合闸位置时大差比率差动元件采用比率制动系数高值，而当母线分列运行时自动转用大差比率制动系数低值;小差始终采用比率制动系数高值。 母线大差动的构成不受母线运行方式变化的影响，而各段母线小差动，则是根据各支路的隔离开关位置，由母线运行方式自适应环节来自动地、实时地进行组合。因此，为防止母线故障时，故障母线的进线隔离开关消失导致母线小差无法达到动作条件，母差保护另设一后备段，当母线大差动动作，且无小差动作，则经过250ms切除母线上所有的元件。 3 分段、母联失灵及死区故障问题 该站一次设备布局144电流互感器在靠近4甲母线侧，145电流互感器在靠近5母线侧。例如，若故障点发生在144电流互感器和144断路器间，根据公式(2-1)、(2-2)、(2-3)，母差保护会判4乙母线小差动有差流，而4甲母线小差无差流，从而跳开4乙母线上各支路断路器和分段断路器，而故障点依然存在;若4乙母线发生故障，母差动作但144拒跳，4甲母线小差也无差流。虽然这类故障的概率相对较小，但将给系统稳定带来严重影响，必须充分考虑解决措施，进一步切除真正的故障点。145同样可能发生类似144的问题。为此，设计母联、分段失灵保护与母联、分段死区保护。 当保护向母联发跳令后，经整定延时母联电流仍然大于母联失灵电流定值时，母联失灵保护经相应母线电压闭锁后切除对应母线上所有连接元件。母联失灵保护逻辑如图4所示。     母联死区保护分母联跳位死区保护与母联合位死区保护。当母联断路器在合位时，若母联断路器和母联电流互感器之间发生故障，在差动保护发母线跳令后，母联断路器已跳开而母联断路器仍有电流，且大差比率差动元件及断路器侧小差比率差动元件不返回的情况下，延时150ms跳开另一条母线。 当两母线都有电压且母联在跳位时母联电流不计入小差。此时根据公式(2-1)、(2-2)、(2-3)便可选择出正确的故障母线，从而保证只切除故障母线，避免了事故范围的扩大。母联跳闸位置继电器为三相常开触点(母联断路器处跳闸位置时触点闭合)串联。同时特别提出，判断分段、母联断路器合分状态，应通过断路器辅助触点而不应通过144、145保护装置内的合闸位置继电器、跳闸位置继电器触点，因为继电器易受直流影响。母联死区保护逻辑图如图5所示。(以分段断路器144为例)     4 带负荷测试分析 母线差动保护实现方式相对复杂，设计、安装、整定过程中的疏漏如线接错、极性弄反尤其是分段或母联电流互感器的极性最易弄错，若不能及时发现，当系统无故障或区外故障却引发母差保护误动造成母线全停的后果是非常严重的。按照逻辑图，生产厂家对程序开发和硬件进行改造后，必须经过模拟区内故障可靠动作、模拟区外故障可靠制动的传动试验和对母线差动保护进行带负荷测试，才能正式运行。本文不讨论传动试验方法、过程。 带负荷测试主要分析、判断、检查差动保护电流回路极性组合的正确性和差流是否正确，对保证母差保护安全、可靠运行至关重要。 4.1检测出线极性组合的正确性 将标准电流表、电压表、相位表分别接入各二次回路，结合控制屏上的电流、有功、无功功率表数据，与BP-2A液晶显示屏显示的各电流的幅值和相位等数据进行对比，核实电流互感器变比、分析判断极性正确与否。 4.1.1 144和145分位、101、120、156、111、112、113、115断路器挂4甲母线;102、116、146、117、103、118断路器挂4乙母线。 电流、电压幅值检测通过表计及母差保护显示屏显示数据相互对比。 角度检测结合负荷潮流进行。如：101线路向母线送出有功80MW、无功60Mvar，101电流互感器极性以流入母线为正，则其二次电压、电流夹角φ=Arctag(60/80)=37°;母线向线路111送出有功80MW、无功60 Mvar，111电流互感器以流入母线为正，则其二次电压、电流夹角φ=-Arctag(60/80)=-37°。 检测大差、4甲母线小差、4乙母线小差应为零。 4.1.2 144和145分位、101、120、156、111、112、113、115断路器挂5母线。 进行各支路电流幅值及相位、大差及5母线小差检测。 4.1.3 144和145分位、102、116、146、117、103、118断路器挂5母线。 进行各支路电流幅值及相位、大差及5母线小差检测。 4.2 分段、母联的检测 母联或分段带负荷测试必须在可能的几种运行方式下分别进行。 4.2.1 144合位、145分位，101挂4甲母线，103挂4乙母线。检查大差、4甲母线小差、4乙母线小差应为零;合上145，111挂5母线，检查大差、4甲母线小差、4乙母线小差、5母线小差应为零。 4.2.2 144合位、145分位，102挂4乙母线，111挂4甲母线。检查大差、4甲母线小差、4乙母线小差应为零;合上145，103挂5母线，检查大差、4甲母线小差、4乙母线小差、5母线小差应为零。 4.2.3 145合位、144分位，101挂5母线，103挂4乙母线。检查大差、4乙母线小差、5母线小差应为零;合上144，111挂4甲母线，检查大差、4甲母线小差、4乙母线小差、5母线小差应为零。 4.2.4 145合位、144分位，102挂5母线，103挂4乙母线。检查大差、4乙母线小差、5母线小差应为零;合上144，111挂4甲母线，检查大差、4甲母线小差、4乙母线小差、5母线小差应为零。 经过上述检测证明设计的逻辑及编制的程序正确无误后，将母差保护正式投入运行。 5 结束语 本文在深入掌握BP-2A微机母线差动保护原理、实现方式的基础上，针对主接线改变，设计出了双母线单分段的差动保护逻辑框图及分段、母联失灵及死区故障保护逻辑图，并特别提出对各隔离开关状态及分段、母联断路器状态判断采用隔离开关、断路器相应辅助触点，不采用相关继电器触点，介绍了带负荷测试方法，经过各种状态下的测试分析，证明逻辑设计正确无误并经实际运行检验，保证了双母线单分段接线方式下，母线差动保护的安全、可靠运行。 参考文献 1.BP-2A微机母线保护装置技术说明书.深圳：深圳南瑞科技有限公司，2005. 更多好文：21ic智能电网

时间：2012-08-14 关键词： 通信网络 bp 分段 微机母差保护 双母线

分区分段投入的LED驱动方法

LED自进入照明时代后，驱动的方法根据LED的特性，一直不断创新，由原来的开关电源，发展为恒压恒流，再到后来的由专用芯片控制的LED恒流驱动方案。电源成本和价格逐步降低，但与LED的价格相比降价幅度相差很大，以10瓦灯具为例，2009年光源价格为60—80元，驱动价格为18元，但到2012年光源价格降到10—20元，而驱动电源价格仍大于13元，电源价格已与光源相当，可以肯定，2013年以后，灯具中光源成本将低于驱动价格，驱动成本的居高不下已成LED照明大规模推广的一大阻因。因此开发低成本、高效率、长寿命的新型驱动方案已成为未来LED灯具发展的重点。根据灯具中生产数量最多、应用最广的球泡灯和日光灯的特性来看，未来LED驱动应具有以下特点： 1.长寿命，LED的寿命公认为5-10万小时，作为配套设施其寿命应大于LED的寿命，也要超过7万小时。 2.小体积，无论是球泡灯还是日光灯，内部安装驱动的体积空间均有限，所以要求电源体积非常小。 3.耐高温，由于LED光源在发光过程中，能量的70%——-80%转换为热能，由LED光源制造的灯具温度超过50度，其内部温度更是超过50度以上。 4.高功率因数和高效率，作为节能产品，驱动消耗能量过高将直接影响整个灯具的转换效率，功率因数过低的产品可能有禁止入市的可能。 5.灯具制作方便，光源电源驱动一体化，光源电源一体化可减少灯具组装的人工成本。 为制造出符合上述要求的LED驱动，许多科技工作者提出许多不同的方案，最经典的方案为来自新加坡的山本建司和林国强于2006年提出的分段驱动方案，这种方案的特点是根据交流电整流后，根据瞬时电压的不同，点亮数量不同的LED。该方案于2007年申请发明专利，经过5年的审查，2012年3月获得专利权，其权利要求如下： 一种LED点亮装置，其特征在于包括： 1.整流电路，用于整流交流电源; 2.LED阵列，由串联连接的多个LED构成; 3.浮动电流源，串联连接在所述整流电路和所述LED阵列之间; 4.控制单元，判断所述整流电路的输出电压的大小，并根据该判断结果控制流入所述LED阵列中的各LED的驱动电流的导通和截止。 理论创造应用，该方法一经公告立即引发LED驱动的革命，各国均有多个公司立即投入大量的人力物力进行开发，2009年陕西西电科大华成电子股份公司在国家科委和陕西科委的支持下，用此方法开发出不同功率的驱动电源，并于2011年3月通过国家科委组织的鉴定。其40瓦的电源结构如图1，这种方法生产的电源驱动无变压器、无电感、无电容、体积小、效率高，可用集成电路的方法实施。并申请发明专利，其主要权利要求如下： LED交流直接供电电路，包括整流桥、限流电路、电子开关电路和LED灯串，其特征在于：整流桥将输入的50HZ正弦波交流电整流为100Hz全波，加载LED灯串和限流电路串联而成的电路两端;限流电路的最大工作电流小于等于LED的最大工作电流;电子开关Ki采用双极型三极管或场效应管，i=1，…n，n≥1;LED灯串均分为n+1段;采用分压电路将全波的电压峰值Umax均分为n+1份，电子开关Ki的基极或栅极连接分压电路的输出端i/n+1Umax，电子开关Ki的集电极或漏电连接第Ki段LED灯串和第Ki+1段LED灯串的交点，电子开关Ki的发射极或源极连接LED灯串与限流电路的交点。   更多资讯请关注：21ic照明频道

时间：2012-07-25 关键词： LED 方法 分区 分段

全天分段热水智能控制器的设计与实现

摘要：针对传统的温控热水器资源利用率低、功能单一等缺点，设计了一种基于I2C和单总线通信的全天分段热水智能控制器。该控制器不仅可以根据用户的需要智能恒温，而且能实时显示实际温度，日历时钟以及循环泵的工作状态。并有实时快速加热、掉电保护等功能。本文详细介绍了系统构成以及软硬件实现过程。实践表明，该系统可靠性好、适应性强、性价比高，达到了预先的设计目标，具有很好的推广价值。 关键词：PIC16F72；单总线；I2C总线；DS18B20；PCF8563；LCD 传统的温控热水器大多把温度作为唯一的控制参数，系统利用温度传感器对环境温度进行实时监测并将温度设定值与测量值进行比较，只要测量值小于设定值就启动循环泵加热以达到满足用户需要的目的。这类热水器功能单一且浪费了大量的水、电资源。 一般情况下，家庭使用热水的时间点比较固定，基本可以分为早、中、晚3个时间段。针对这一情况，本设计采用Microchip的PIC16F72单片机为主控制器，根据DS18B20所采集的温度数据以及用户设置的时间段(3段)上下限数值和温度设定值对循环泵的启动和停止进行控制，实现对热水器水箱温度的有效控制。这样循环泵在其它时段便不会工作，节省了大量的电能。当用户需要在非设置时间段内使用热水时，可以按下加热键进行快速加热，从而保证了用户也能及时用到热水。显然这种控制器在满足用户需求的前提下显著增强了温控系统智能化程度，大大提高了资源利用率，给用户带来了真正的实惠。 1 总体设计及工作原理 全天分段热水智能控制器主要由单片机控制模块，温度采集模块，日历时钟模块、液晶显示模块、时间段上下限及预加热温度设置模块、电机驱动模块和外部存储模块等部分组成。其系统框图如图1所示 单片机PIC16F72作为控制器的核心，快速响应各种给定信号和反馈信号，并发出相应的指令控制各个部分，保证整个系统有序工作。温度传感器检测热水器水箱温度并通过单总线送入到单片机中进行处理，时钟芯片及外部存储器通过I2C总线与单片机间进行通信。温度显示实时温度和设置温度。时间显示设置时段及系统时钟。在实际温度小于设置温度3度时，如果时间在设置的3段范围内，水泵启动，当实际温度大于设置温度时，水泵停止工作。加热键根据用户需要实现快速加热。 2 系统硬件设计 单片机选用微芯公司的PIC16F72，完全可以满足本系统中要求的采集、外部中断、控制、数据处理及存储空间的需要，在用PIC16F72设计系统时，首先要构成一个最小系统，单片机才能正常工作，即电源、晶振、复位缺一不可。本系统采用的是+5 V电源，晶振采用的是4 MHz和两个30 pF电容构成的无缘晶振，复位电路采用的是改进型RC复位电路，即在经典的RC复位电路基础上增加了一个二极管构成放电回路，这样不但可以避免电源毛刺造成系统不稳定，而且电源缓慢下降也能可靠复位。 2．1 温度采集电路 系统需要对热水器水箱温度进行测量控制，测温的关键是要选择合适的感温元件和合理的采集电路。文中采用的是美国DALLAS公司推出的单总线数字温度传感器DS18B20，与传统的热敏电阻不同，DS18B20将温度传感器与A／D转换器集成在一个芯片上，可直接将被测温度转换为全型数字信号直接供单片机处理，且具有结构简单、体积小、功耗低、用户可自行设定预警上下限温度等特点，因此使硬件设计大大简化，对应的硬件电路如图2所示。 传感器DS18B20测量温度范围为-55～125℃，完全满足系统要求。DS18B20通过一个单线接口发送或接受信息，因此从中央处理器到DS18 B20仅需连接一条线。在1s(典型值)内把温度变换为数字，以9位数字值方式读出温度，无需校准，即可提供工业级的测温范围和精度。 2．2 实时时钟及外部存储芯片 本系统实时时钟采用低功耗的CMOS时钟芯片PCF8563实现，它提供一个可编程时钟输出，一个终端输出和掉电检测器，所有的地址和数据通过I2C总线接口串行传递。每次读写数据后，内嵌的字地址寄存器会自动产生增量，日历时间编码格式为BCD。PCF8563制作数字时钟编程简单，可靠实用，配合其超低维持功耗(典型值为0．25μA，Vdd=3．0 V，Tamb=25 C)，当系统断电时，只需用一个后备电池就可以长时间掉电保持实时时间计时，本系统选用寿命长、性价比高、可靠性强的便携式纽扣电池CR2025。利用二极管的单向导电性实现了系统的掉电保护功能。当CPU正常运行时，系统电源为时钟芯片提供电源，其正常工作，当系统掉电时，纽扣电池为时钟芯片提供电源，其保持准确计时。如图3所示。 外部存储芯片选用的是AT24C02B，主要用于存储时间段上下限与设置温度数据，采用I2C总线进行读写数据和地址。 2．3 液晶显示电路 液晶用于显示温度、时间以及循环泵的工作状态(STOP或RUN)，且提供了友好的人机交互界面，可方便输入需设置的时间段上下限和温度值。本系统选用的是编程简单，体积小，性价比很高的1 602，为了提高视觉效果和美观，采用的是白色背光，模块最佳工作电压为5．0 V，显示容量为16x2个字符，可分两排显示。对应的电路连接如图4所示。 2．4 按键模块 系统中共用4个按键，分别为设置键、增加键、减少键、加热键。设置键用于设置温度和时间；增加和减少键用于修改时间和温度数值；加热键用于任意时间需要加热时快速加热。按键在闭合及断开的瞬间均伴随有一连串的抖动，为了确保CPU对键的一次闭合或断开仅作一次处理，保证系统的可靠性，本设计在软件上加入了可靠的按键消抖程序。 2．5 继电器 综合考虑，本设计选用了直流输入控制，交流过零导通，过零关断输出型无触点固态继电器。与传统的电磁继电器相比，其在操作中不会产生电弧，因而具有高稳定性。本设计输入控制电压为5 V，该继电器对应的驱动电流只有15 mA左右，其启动性能平稳且提供了10 ms以下的开关速度，显著提高了系统数据的吞吐量。 3 软件的实现 程序设计是本设计的核心部分。整个程序包括主程序、按键处理子程序、I2C总线读写子程序、单总线读写子程序、定时器子程序、键中断服务子程序、按键消抖子程序、上电自检子程序和显示子程序等。 主程序流程图如图5所示，初始化主要是各I／O口、各寄存器、定时器的初始化，上电自检，开定时器和定时中断允许，显示LOGO，读时钟以及当前温度并显示等。然后判断标志位F是否等于1，若F=1，说明加热键按下，则CPU直接查询温度判断循环泵的启动或停止，当实际温度小于设置温度3度时，水泵启动且LCD显示对应的RUN，当实际温度大于设置温度时，水泵停止工作且LCD显示对应的STOP；若F=0，说明加热键没按下，则CPU先进行时间段判断，再进行温度判断，当时间在设置的三段范围内且实际温度小于设置温度3度时，水泵启动，否则水泵停止工作。 设定按键外部中断为高优先级，使主程序能实时响应按键处理，进行相应的操作。若长按设置键，则进入设置环节，否则有按键按下时则背光亮5秒钟，便于用户读取时间和温度，然后自动熄灭。键处理子程序是本设计的重点和难点。其流程图如图6所示。 单片机与DS18B20之间数据交换采用单总线，由于只有一根线通信，所以必须采用严格的主从结构，当主机呼叫从机时，从机才能应答，主机访问单线期间必须严格遵循单线命令的序列，如果命令序列混乱，单线器件不会响应主机。 单片机与时钟芯片PCF8563及外部存储器之间通信采用I2C总线，I2C总线是由数据线SDA和时钟SCL构成的串行总线，可发送和接受数据，最高传送速率100 kbps。各种被控制电路均并联在这条总线上，但每个电路和模块都有唯一的地址。本设计中的PCF8563和AT24C02B虽然挂在同一条总线上，其地址分别为0xa2和0xa0，彼此独立，互不相关。这点在编程时必须注意，很容易出错。I2C总线的优点是简单和有效。由于接口直接在组件之上，因此，I2C总线占用的空间非常小，减少了电路板的空间和器件引脚的数量，降低了成本。 系统采用单片机C语言编写，开发环境是Microchip的MPIAB IDE V8．50，在线调试及下载工具是ICD3。 4 结束语 文中从硬件和软件的角度出发，设计了一套基于PIC16F72单片机的温度智能控制系统。与传统的温控系统相比，本系统大大地提高了资源利用率，且元器件选择颇具考究，有很大创新，硬件结构简单、体积小巧，成本低廉、界面直观、安全可靠。并且在设计时考虑到以后扩展系统工程的需要，单片机留出了一定的控制引脚以便于外接其他功能模块。该控制器已经成功运用在小型即热式电热水器中。

时间：2012-05-18 关键词： 分段 智能控制器

全天分段热水智能控制器的设计与实现

摘要：针对传统的温控热水器资源利用率低、功能单一等缺点，设计了一种基于I2C和单总线通信的全天分段热水智能控制器。该控制器不仅可以根据用户的需要智能恒温，而且能实时显示实际温度，日历时钟以及循环泵的工作状态。并有实时快速加热、掉电保护等功能。本文详细介绍了系统构成以及软硬件实现过程。实践表明，该系统可靠性好、适应性强、性价比高，达到了预先的设计目标，具有很好的推广价值。 关键词：PIC16F72；单总线；I2C总线；DS18B20；PCF8563；LCD     传统的温控热水器大多把温度作为唯一的控制参数，系统利用温度传感器对环境温度进行实时监测并将温度设定值与测量值进行比较，只要测量值小于设定值就启动循环泵加热以达到满足用户需要的目的。这类热水器功能单一且浪费了大量的水、电资源。     一般情况下，家庭使用热水的时间点比较固定，基本可以分为早、中、晚3个时间段。针对这一情况，本设计采用Microchip的PIC16F72单片机为主控制器，根据DS18B20所采集的温度数据以及用户设置的时间段(3段)上下限数值和温度设定值对循环泵的启动和停止进行控制，实现对热水器水箱温度的有效控制。这样循环泵在其它时段便不会工作，节省了大量的电能。当用户需要在非设置时间段内使用热水时，可以按下加热键进行快速加热，从而保证了用户也能及时用到热水。显然这种控制器在满足用户需求的前提下显著增强了温控系统智能化程度，大大提高了资源利用率，给用户带来了真正的实惠。 1 总体设计及工作原理     全天分段热水智能控制器主要由单片机控制模块，温度采集模块，日历时钟模块、液晶显示模块、时间段上下限及预加热温度设置模块、电机驱动模块和外部存储模块等部分组成。其系统框图如图1所示。     单片机PIC16F72作为控制器的核心，快速响应各种给定信号和反馈信号，并发出相应的指令控制各个部分，保证整个系统有序工作。温度传感器检测热水器水箱温度并通过单总线送入到单片机中进行处理，时钟芯片及外部存储器通过I2C总线与单片机间进行通信。温度显示实时温度和设置温度。时间显示设置时段及系统时钟。在实际温度小于设置温度3度时，如果时间在设置的3段范围内，水泵启动，当实际温度大于设置温度时，水泵停止工作。加热键根据用户需要实现快速加热。 2 系统硬件设计     单片机选用微芯公司的PIC16F72，完全可以满足本系统中要求的采集、外部中断、控制、数据处理及存储空间的需要，在用PIC16F72设计系统时，首先要构成一个最小系统，单片机才能正常工作，即电源、晶振、复位缺一不可。本系统采用的是+5 V电源，晶振采用的是4 MHz和两个30 pF电容构成的无缘晶振，复位电路采用的是改进型RC复位电路，即在经典的RC复位电路基础上增加了一个二极管构成放电回路，这样不但可以避免电源毛刺造成系统不稳定，而且电源缓慢下降也能可靠复位。 2．1 温度采集电路     系统需要对热水器水箱温度进行测量控制，测温的关键是要选择合适的感温元件和合理的采集电路。文中采用的是美国DALLAS公司推出的单总线数字温度传感器DS18B20，与传统的热敏电阻不同，DS18B20将温度传感器与A／D转换器集成在一个芯片上，可直接将被测温度转换为全型数字信号直接供单片机处理，且具有结构简单、体积小、功耗低、用户可自行设定预警上下限温度等特点，因此使硬件设计大大简化，对应的硬件电路如图2所示。     传感器DS18B20测量温度范围为-55～125℃，完全满足系统要求。DS18B20通过一个单线接口发送或接受信息，因此从中央处理器到DS18 B20仅需连接一条线。在1s(典型值)内把温度变换为数字，以9位数字值方式读出温度，无需校准，即可提供工业级的测温范围和精度。 2．2 实时时钟及外部存储芯片     本系统实时时钟采用低功耗的CMOS时钟芯片PCF8563实现，它提供一个可编程时钟输出，一个终端输出和掉电检测器，所有的地址和数据通过I2C总线接口串行传递。每次读写数据后，内嵌的字地址寄存器会自动产生增量，日历时间编码格式为BCD。PCF8563制作数字时钟编程简单，可靠实用，配合其超低维持功耗(典型值为0．25μA，Vdd=3．0 V，Tamb=25 C)，当系统断电时，只需用一个后备电池就可以长时间掉电保持实时时间计时，本系统选用寿命长、性价比高、可靠性强的便携式纽扣电池CR2025。利用二极管的单向导电性实现了系统的掉电保护功能。当CPU正常运行时，系统电源为时钟芯片提供电源，其正常工作，当系统掉电时，纽扣电池为时钟芯片提供电源，其保持准确计时。如图3所示。     外部存储芯片选用的是AT24C02B，主要用于存储时间段上下限与设置温度数据，采用I2C总线进行读写数据和地址。 2．3 液晶显示电路     液晶用于显示温度、时间以及循环泵的工作状态(STOP或RUN)，且提供了友好的人机交互界面，可方便输入需设置的时间段上下限和温度值。本系统选用的是编程简单，体积小，性价比很高的1 602，为了提高视觉效果和美观，采用的是白色背光，模块最佳工作电压为5．0 V，显示容量为16x2个字符，可分两排显示。对应的电路连接如图4所示。 2．4 按键模块     系统中共用4个按键，分别为设置键、增加键、减少键、加热键。设置键用于设置温度和时间；增加和减少键用于修改时间和温度数值；加热键用于任意时间需要加热时快速加热。按键在闭合及断开的瞬间均伴随有一连串的抖动，为了确保CPU对键的一次闭合或断开仅作一次处理，保证系统的可靠性，本设计在软件上加入了可靠的按键消抖程序。 2．5 继电器     综合考虑，本设计选用了直流输入控制，交流过零导通，过零关断输出型无触点固态继电器。与传统的电磁继电器相比，其在操作中不会产生电弧，因而具有高稳定性。本设计输入控制电压为5 V，该继电器对应的驱动电流只有15 mA左右，其启动性能平稳且提供了10 ms以下的开关速度，显著提高了系统数据的吞吐量。 3 软件的实现     程序设计是本设计的核心部分。整个程序包括主程序、按键处理子程序、I2C总线读写子程序、单总线读写子程序、定时器子程序、键中断服务子程序、按键消抖子程序、上电自检子程序和显示子程序等。     主程序流程图如图5所示，初始化主要是各I／O口、各寄存器、定时器的初始化，上电自检，开定时器和定时中断允许，显示LOGO，读时钟以及当前温度并显示等。然后判断标志位F是否等于1，若F=1，说明加热键按下，则CPU直接查询温度判断循环泵的启动或停止，当实际温度小于设置温度3度时，水泵启动且LCD显示对应的RUN，当实际温度大于设置温度时，水泵停止工作且LCD显示对应的STOP；若F=0，说明加热键没按下，则CPU先进行时间段判断，再进行温度判断，当时间在设置的三段范围内且实际温度小于设置温度3度时，水泵启动，否则水泵停止工作。     设定按键外部中断为高优先级，使主程序能实时响应按键处理，进行相应的操作。若长按设置键，则进入设置环节，否则有按键按下时则背光亮5秒钟，便于用户读取时间和温度，然后自动熄灭。键处理子程序是本设计的重点和难点。其流程图如图6所示。     单片机与DS18B20之间数据交换采用单总线，由于只有一根线通信，所以必须采用严格的主从结构，当主机呼叫从机时，从机才能应答，主机访问单线期间必须严格遵循单线命令的序列，如果命令序列混乱，单线器件不会响应主机。     单片机与时钟芯片PCF8563及外部存储器之间通信采用I2C总线，I2C总线是由数据线SDA和时钟SCL构成的串行总线，可发送和接受数据，最高传送速率100 kbps。各种被控制电路均并联在这条总线上，但每个电路和模块都有唯一的地址。本设计中的PCF8563和AT24C02B虽然挂在同一条总线上，其地址分别为0xa2和0xa0，彼此独立，互不相关。这点在编程时必须注意，很容易出错。I2C总线的优点是简单和有效。由于接口直接在组件之上，因此，I2C总线占用的空间非常小，减少了电路板的空间和器件引脚的数量，降低了成本。     系统采用单片机C语言编写，开发环境是Microchip的MPIAB IDE V8．50，在线调试及下载工具是ICD3。 4 结束语     文中从硬件和软件的角度出发，设计了一套基于PIC16F72单片机的温度智能控制系统。与传统的温控系统相比，本系统大大地提高了资源利用率，且元器件选择颇具考究，有很大创新，硬件结构简单、体积小巧，成本低廉、界面直观、安全可靠。并且在设计时考虑到以后扩展系统工程的需要，单片机留出了一定的控制引脚以便于外接其他功能模块。该控制器已经成功运用在小型即热式电热水器中。

时间：2012-05-11 关键词： 分段 智能控制器

使用分段线性化的过程

  概述    要对一个信号进行测量，直接测量往往是比较困难的，如要测量一个反应炉的温度，在高达几百度的环境中直接用水银或酒精温度计测量是不可能的，因为在此温度下温度计本身可能已经损坏，即使在常温下，而且其测量精度也达不到工业控制的需要。因此此时一般采用热电偶、热电阻等测量元件进行温度监测。在传感器的测量元件（尤其是敏感元件）有许多具有非线性的静特性。例如，热电偶、热电阻在温度的检测和控制中得到了非常广泛的应用。然而，这些传感器都具有非线性特性。热电偶、热电阻的非线性特性由相应的分度表给出。可见，为了保证测量输出信号（如0－5V电压信号）和实际测量的物理信号之间一致，必须对传感器输出进行非线性的变换。    如前所述，分段线性化的输入和输出之间存在着非线性的关系。它的基本原理是把输入信号分成若干段，在每一段上都可以认为是输入和输出之间存在着线性的关系，对于这些量而言，在整个量程范围内是非线性的，但是就输入的某一个局部范围之内，其输出和输入可以近似的认为是线性关系。理论证明，只要段的间距足够的小，分段的数量足够的多，对于任何连续函数，在误差允许的范围内，都可以用分段线性化来处理。但是在实际的应用中，分段的数量不宜太多，往往根据测量精度的实际要求，权衡使用分段的数量。    公式：假设在输入x分成n段：X1，X 2，X 3，…….，X n，输出y分别对应于：Y1，Y2，Y3，……，Yn，则输出的计算公式是：     输入 输出 小于X1 等于Y1 等于Xi 等于Yi Xi led="f" id="_x0000_t75" o:preferrelative="t" o:spt="75" path="m@4@5l@4@11@9@11@9@5xe" stroked="f"> 大于Xn 等于Yn 如下图示： 如下图示： 　    分段线性化表的组态：    分段线性化表是模拟IO点的一个参数，要进行分段线性化必须建立分段线性化表。从组态环境中的导航树“数据库／点组态”进入数据库组态，在数据库组态程序菜单中选择“工程／分段线性化表”，进入到分段线性化表的管理界面： 点击增加，则进入到分段线性化表组态：    表名是分段线性化的索引，在整个数据库系统中唯一，由字母和数字组成，最多不超过64个字符。 前面说过，分段线性化表是把输入分成若干段，每一个分隔点都有一个输入和输出与之对应。因此，在组态时，要设计其分隔点的输入和输出，在分段设置框中分别输入合适的输入值和输出值，点击增加，则在分段线性化表中就增加一个分隔点。因为分段线性化对于一个输入只能有一个输出，如果增加时相同的输入已经存在，则增加无效。    修改时如果当前选中了一个分隔点，则修改时只修改当前选中分隔点的输出值。    删除时删除当前表的选中的分隔点。    对于一个分段线性化表而言，最少需要有两个分隔点。    建立一个分段线性化表之后，就可以在模拟IO点中引用了，在点表中选择一个模拟IO点，在其基本参数页中进行分段线性化组态：    注意，如果要进行分段线性化，必须首先让该点分段线性化使能。在分段线性化表中选择已经组态好的分段线性化表，如果没有组态，则点击按钮 新增加一个分段线性化表，也可以通过点击按钮 对已经建立的分段线性化表进行修改。    这样，在系统运行时，DB将自动对输入变量进行分段线性化。

时间：2012-02-01 关键词： 电源技术解析 线性 过程 使用 分段

基于CCD摄像头智能车分段PID控制算法设计

自动寻迹智能车涉及到当前高技术领域内的许多先进技术，其中最主要的是传感技术、路径规划和运动控制。本课题是以飞思卡尔智能车竞赛为背景，以单片机作为核心控制单元，以摄像头作为路径识别传感器，以直流电机作为小车的驱动装置，以舵机控制小车转向。车模竞赛的赛道是一个具有特定几何尺寸约束、摩擦系数及光学特性的KT板，其中心贴有对可见光及不可见光均有较强吸收特性的黑色条带作为引导线，宽度为2．5 cm。在行驶过程中，系统通过摄像头获取前方赛道的图像数据，同时通过测速传感器实时获取智能车的速度，采用路径搜索算法进行寻线判断和速度分析，然后作控制决策，控制转向舵机和直流驱动电机工作。智能车通过实时对自身运动速度及方向等进行调整来“沿”赛道快速行驶。本文主要介绍摄像头通过提取赛道黑线信息交予单片机处理，通过单片机输出控制信号控制舵机转向来控制车模的转向，从而很好的自动循迹。 1 总体软硬件结构及思路     此智能车辆定位系统用摄像头拍摄车辆前方的赛道，通过MC9S12XS128采样视频信号，获得图像数据。然后用合适的算法，如跟踪边缘检测算法，分析图像数据，提取目标指引线。然后，系统根据目标指引线的位置信息，对舵机和电机施以合适的控制。本智能车运动系统的结构图如图1所示。     因为系统是一个有机的整体，所以需配合好系统的摄像头、控制单片机、电机(包括直流伺服电动机、光电编码器)、舵机和辅助电路(电源板、电机驱动板)等各个部分。舵机是实时控制车模的转向，是比赛快速性和稳定性的关键，舵机控制有很多的控制算法，如：PID经典控制算法、模糊算法、人工智能算法等。 2 系统程序总体控制流程     系统的基本软件流程是：首先，对各功能模块和控制参数进行初始化；然后，通过图像采集模块获取前方赛道的图像数据，同时通过速度传感器模块获取赛车的速度。采用PID对舵机进行反馈控制。另外根据检测到的速度，结合速度控制策略，对赛车速度不断进行适当调整，使赛车在符合比赛规则的前提下，沿赛道快速行驶。系统的基本软件结构流程图，如图2所示。     系统的软件要求控制的准确性、稳定性。采样提取黑线是控制输入量的基础，要求采样的精确稳定。输入量给舵机以后又要求舵机输出的快速相应性、稳定性和准确性。经过多次实验及近一个学期的调车经验，选用了并改进了经典的PID控制器对车模的舵机进行控制调节。 3 图像识别     用CCD摄像头采集车模前方一定距离内的黑线，从中提取相关量，用来控制舵机的转向，实现智能车的自动循迹。由于单片机数据处理能力和速度有限，不能在短短的20 ms时间内处理整场图像。本系统设置摄像头前瞻为1．2 m。在不影响道路检测精度需要的前提下，本系统采用隔行采集来压缩图像数据，即相隔不同的有效行采集一行数据(近处相隔的少，远处相隔的多)，一共可采集44行数据。此外为了进一步提高A／D转换的速度，本系统还适当地将XS12的CPU超频运行并且设置A／D转换器的精度为8位，这样每行能采样到67个点，形成了一个面阵，而黑线在其中占据了某些点位。由于我们一行采集67个点，故中间值为33。图像是智能车的底层，图像的采集正确与否在以后的控制中尤为重要，故一定要确保采集回来的黑线的真实有效性，并且要增加滤波算法，比如在有效前瞻很小的时候，本来只要判断出黑线的转向即可，给舵机以极限转角可以让车急转弯。但是有效行很少的时候，如果不用特殊的滤波方法，只要有一行的黑线提错，就可能让小车转错，至于转出界。 4 分段PID控制 4．1 图像信息提取量     从采集回来的图像中提取控制量来控制舵机的转向，实现智能车的自动循迹。本系统采用黑线偏移量even_diff和黑线某段斜率D_diff-erent对舵机进行控制，可称为PD控制器。由于车模是个随动系统，在摄像头1．2 m前瞻内覆盖的黑线不一定有设置的44行，特别是前方的弯特别急的时候，在摄像头前瞻视角范围内覆盖的黑线会特别少，比如13行或13行以下。根据这个特点，可设置一个有效前瞻量valid_line作为对前方的弯的平缓程度的反应。     把每一行的黑线位置值与中间值作差，得到该行的偏移量，中间值33位赛道的中心位置点，偏移量表示在车模的视角下黑线处于赛道中的位置值。把每一行的偏移量相加之和除以摄像头前瞻范围内的提取出的黑线行数，得到黑线相对于车模中心的整体偏移量even_diff，用有效行内的远处某些行与近处某些行(如前半场与后半场)偏移量之差得到有效行内的黑线斜率D_differen。     这样，从一场的黑线位置数据中，系统提取了有效行valid_line、even_diff、D_different 3个量来对舵机进行控制。在实际情况中，D_different可以很灵活，因为前方黑线的斜率可以取不同段得到，可以根据实际要求得到不同段的斜率值，如速度快时可以适当的取距车较远处的黑线斜率，以实现超前控制。     在智能车调试参数的时候，对这3个量的理解很是重要，具体来说，valid_line表征车模的有效前瞻，即看得有多远，对于智能车在道路上行驶，看得远说明黑线都在前方，看不远说明智能车前方的黑线已经偏左或者偏右，而这个量的大小正好可以表征弯的平缓与急切。另外，看得远则摄像头采集的黑线多，系统信息量大，那么怎么处理这些大量的信息为我们所用就变得很关键，如看得1．2 m都能看见，说明小车必然在长直道上，不然也是小S弯，稍作处理就可以过滤掉小S弯了，让小车像都是在直道上跑；看得很近说明弯已经很急，这时候，只要能够判断出弯往那边拐就可以给舵机一个极值急拐。even_diff表征在某一个特定视野下，小车与黑线偏离的程度，这个量可以让智能车在某个特定视野下决定给舵机多大的转角。D_different则在有效前瞻远的时候尤为关键，因为它可以预判前方的弯，从而超前的转弯。 4．2 PD控制器形式     系统把这3个量处理成PD控制器的形式：         其中a为根据赛道有效前瞻确定的不同有效行。Centre为舵机走直线的控制中间值。Steer为PD控制器给舵机的输入量。由于车模舵机转向控制是一个非线性系统，而设置了入口条件“有效行判断”，正好可以把这个非线性系统分割成不同段，在每一段可近似认为转向控制系统是线性的。即在某一小段范围内，得到的黑线位置和对应的舵机PID参照角度处理成一次线性关系。最终实现简单分段PID控制。 5 分段PID控制参数规律     在实际的调车过程中，我们总结发现，PD控制器的参数Kp、Kd与有效前瞻valid_line、车模的速度相关。简单点说，即小车速度越快，车模遇弯提前拐弯的应越早。总结下来，有如下关系：         其中A为Kp的基础值，valid_line为车模运行到某个状态的有效前瞻(用提取的黑线数量来估定)，speed为小车一场时间内的脉冲值，表征车模时刻运行的速度。低速时，可近似认为speed／C为零，通过试验法可以确定A值大小。在确定Kp基础值之后，即可加速，在小车速度稍高的时候调试得出合适的B值、C值，最终使小车平稳准确的切线，循迹而行。此关系式可知，有效前瞻的变化是对Kp值影响最大也是最直接的一个量，我们平时调车经验而知，B参数应比C敏感很多才行。有效行减少一行，对舵机转向角的影响要远大于小车速度speed对Kp的对影响。而speed对舵机急转快速性在车模高速的时候很是明显。     为增加系统的鲁棒性，并且更好的解决系统的非线性问题，我们将小车的前瞻分段，我们1．2 m的前瞻里面，总共有44行黑线，直道上全部提取回来，可以分为有效行37行一下、有效行30行以上、有效行24行以上、有效行18行以上、有效行13行以上与有效行13行以下7段。     处理成控制程序的形式为：     虽然分为7段，各段单独控制，参数单独调节，但是，Kp值与有效行(有效前瞻)成负相关的关系仍然成立，故Kp、Kp1、Kp2、Kp3、Kp4、Kp5依然大体上遵循与有效行负相关的关系，即Kp随有效行的减小线性增加。     在每一段里面调节PD控制器的参数，使小车能够行使不同类别不同半径的弯道。这样就形成分段PD控制，小车的非线性问题可以很好的解决，系统的鲁棒性也能够增强。同时，为保护舵机不至于向左向右打得太狠，可以限定舵机的左右极限值：        通过调试参数A、B、C，调节不同的Kp值，实践证明，小车能够平稳、快速的自动巡线前行。 6 结束语     该算法把舵机的转向的Kp系数与车速相关起来，能够很好地配合车速与舵机转向，提出以具体的智能车参数分段PD参数的规律，对智能车实际制作很有帮助，在智能车比赛中具有很广的推广价值。     实践证明，参数调节合适的时候智能车能够很好的适应赛道，跑出希望的最佳路径。为了参加第五届“飞思卡尔”杯全国大学生智能汽车竞赛，此控制算法在校级代表队资格选拔赛中表现完美，最终跑出2．5 m／s的好成绩，成功入选华北赛区参加比赛。实践证明了智能车舵机分段PID控制转向具有可行性和实用性。

时间：2011-03-17 关键词： ccd 摄像头 pid 分段

利用FastFrame分段存储技术改善数据捕获质量

高速数字技术在开启新的技术可能及实现广泛创新的同时，也为检定和调试的设计工程师带来了很多问题。在这些问题中，首当其冲的是偶发性或间歇性的事件，如激光脉冲或亚稳定性。这些事件很难识别和检定，要求测试测量设备同时提供高采样率和超强的数据捕获能力。这对示波器性能提出了极高的要求，在过去，我们不得不在分辨率和捕获长度之间进行取舍。所有示波器的存储长度都是有限的；采样率越高，仪器存储器填充速度越快，数据采集的时间窗口越小。相反，在长时间周期内捕获数据一般需要以降低水平分辨率(采样率)为代价。 　　由于当前示波器提供了高采样率和高带宽，因此现在的关键问题是优化示波器捕获的信息质量，包括：怎样以足够高的水平分辨率捕获多个事件，以有效地进行分析；怎样只存储和显示必要的数据，优化存储器的使用。幸运的是，泰克采用FastFrame分段存储技术的高级示波器同时改善了存储使用效率和数据采集质量，消除了这种矛盾。 　　利用记录长度优势 　　考虑一下图1中所示的单个脉冲。它是在泰克DPO7254数字荧光示波器上以20GS/s的采样率在1000点波形中采集的。在这一采样率下，可以看到大部分波形细节。 　　但是，如果您想查看多个连续脉冲，那么必须拉长采集的时间窗口。为适应仪器提供的存储容量，必须降低采样率或拉长时间窗口的记录长度。当然，降低采样率本身会降低水平分辨率。 　　您也可以扩大记录长度，在不降低采样率的情况下拉长采集时间窗口。但是，这种方法有其局限性。尽管存储技术不断进步，但高速采集存储器仍是一种宝贵的资源，而且很难辨别多少存储容量才足够。即使有人认为记录长度很长，但您可能仍不能捕获最后的、可能是最关键的事件。 　　从图2中可以看出，时间窗口扩展了10倍，可以捕获更多的连续脉冲。其实现方式是提高屏幕上显示的格线的每个格，提高记录长度，同时保持采样率不变。这种更大的采集带来了某些缺点：大量的采集提高了NVRAM和硬盘的存储要求；大量的采集影响着I/O传送速率(即GPIB吞吐量)；更多的记录长度提高了用户承担的成本。 　　由于示波器要处理更多的信息，因此采集之间的不活动时间周期或“死区时间”增长了，导致更新速率下降。考虑到这些矛盾，必须不断地平衡对高采样率的需求与每条通道提供的存储长度的不足之间的矛盾。 　　图1：以高分辨率捕获的单个脉冲。 　　图2：在长记录长度时以高分辨率捕获的多个脉冲。 　　分段存储结构 　　为解决这个问题，业内制订了许多策略。一种流行的方法是“分段存储”方案。采用这种存储技术的仪器，如采用FastFrame分段存储技术的泰克示波器，允许把提供的存储器分成一系列存储段，然后以所需的采样率使用触发采集填充每个存储段。 　　通过认真定义触发条件，这种技术可以只捕获感兴趣的波形或波形段，然后捕获的每个事件存储在自己编号的存储段中。可以按捕获顺序单独查看各个存储段或帧，或对多个存储段或帧分层，显示其类似程度和对比结果。 　　这种功能基本上允许扫描通过不想要的波形段，从而可以把重点放在感兴趣的信号上。图3说明了这种方法。通过使用DPO7254示波器中的FastFrame分段存储技术，它以图1所示的同样小的记录长度以20GS/s的采样率捕获脉冲。分段存储内容被重叠在一起，以便所有脉冲在屏幕上相互堆叠起来。 　　图3：通过使用泰克FastFrame分段存储技术，可以以高分辨率捕获多个脉冲。 　　这种方法的优点包括：高波形捕获速率提高了捕获偶发事件的能力；使用高采样率，保留了波形细节；捕获的脉冲之间没有死区时间，保证有效利用记录长度存储器；可以迅速地以可视方式比较波形段，确定重叠的堆栈中是否会有“伸出”异常事件。 　　帧和帧长度与记录长度比较 　　泰克采用FastFrame分段存储技术的示波器允许把提供的采集存储器分成由几十万个样点组成的帧(存储段)。这种功能便于实现每秒400,000帧的突发触发速率(采集数量/秒)，相当于最大死区时间为2.5微秒，这一触发速率明显快于大多数其它示波器。 　　在激活时，FastFrame分段存储技术自动计算和选择适应您选定的帧数和每帧点数(帧长度)所需的记录长度。根据提供的仪器存储器，它计算帧数和帧长度之积，选择最近的记录长度，确定提供适合存储器的帧数。 　　您可以单独查看每个帧，也可以使用鼠标、虚拟键盘或仪器主控制台上的多功能旋钮选择多个帧号，滚动查看这些帧。在确定特定的感兴趣的帧时，您可以使用仪器功能，详细检定、测量、放大和分析波形。 　　为迅速查看波形公共形状中突出的异常事件，可以把多个帧重叠起来，显示公共点和偏离点。FastFrame分段存储技术中的“View Multiple Frames”选项使用颜色把选定数量的帧重叠起来，突出显示各个点相互重叠的频次。红色的点表示发生频次高，蓝色的点表示发生频次低。 　　平均/包络帧 　　FastFrame分段存储技术支持标准“Sample”采集模式及高级模式，包括“Peak Detect”、“Hi-Res”和“WfmDB”。“FastFrame. Setup”菜单中的选项在记录末尾为“Envelope”或“Average”模式提供了一个额外的帧。 　　这种“Summary”帧使用包络点(最大值和最小值)或选定数量帧的平均点绘制波形图表。 　　例如，在FastFrame分段存储技术使用“Average”模式，帧数为10时，示波器计算10个帧的平均值，在最后的帧或“Summary”帧中显示平均的波形。如果FastFrame分段存储技术使用“Envelope”模式，示波器会计算10个帧中所有波形的最大值和最小值，作为最后帧中的包络波形显示这些值。 　　采集的时戳 　　每个帧中的波形只能说明部分情况。每个帧的定时中也嵌入了重要信息。每个触发点都有定时信息，称为时戳(time stamp)。通过分析时戳，可以确定每个事件发生的时间以及事件之间的相对时间。 　　时间分辨率 　　该技术以非常高的分辨率捕获触发定时。通过时间内插方法，触发定时被解析成采样间隔非常小的部分。在高采样率下，这可能要低于1 ns。尽管这种分辨率对各个事件的时戳关系不大，但在测量多个事件之间的时间间隔时，其提供了非常强大的工具。 　　FastFrame用户界面 　　在启动FastFrame分段存储技术时，控制面板的第一部分或第一“栏”为定义和导航采集提供了基本选项。它可以控制打开和关闭FastFrame分段存储技术，允许选择帧长度和帧数。它还提供了选项，可以包括“Summary”帧(“Envelope”或“Average”)。 　　由于泰克示波器提供了很长的记录长度，因此FastFrame分段存储采集可能会生成几千个帧，在某些配置下可能会生成100万个以上的帧。第一栏菜单中的“Single Sequencing Mode Stop Condition”选项允许在最后的帧填充后停止采集，或通过手动按下示波器控制台上的“Run/Stop”采集按钮来停止采集。 　　FastFrame分段存储菜单的第二部分或“View”栏用来定义和控制怎样显示帧。它控制着：输入源，这将作为FastFrame分段存储采集的焦点；是从“Input”通道查看波形还是从“Math”通道查看波形，有还是没有“ReferenceWaveform”通道；以重叠方式查看多个帧。 　　FastFrame分段存储技术可能的输入源有数据“Input”通道、“Math”通道和示波器的“Reference Waveform”通道。在选择主来源时，应把重点放在被测设备潜在问题的特定方面。源通道可以是已知显示错误的信号，也可以切换到怀疑导致干扰的另一条通道上，来改变重点。在这两种情况下，都会查看源通道帧中的波形以及同一时段内其它通道的波形。 　　“Lock Frames Together”控制功能决定着在查看“Input”通道和“Math”通道时是否使用“Reference Waveform”通道类似的时段。例如，FastFrame分段存储技术总是一起显示“Input”通道的帧和“Math”通道的帧，因为根据数学定义，它们本身是联动的。但是，“Reference Waveform”可能会完全不同，因此工程师可能希望、也可能不希望与同一时段内的“Input”和“Math”通道一起查看“Reference Waveform”。FastFrame分段存储技术允许选择是否使“Input”和“Math”帧与“Reference Waveform”的类比视图联动。 　　“View”栏还控制着各个帧的显示及多个帧的重叠视图。如果多个帧重叠在一起，您可以重叠所有帧，也可以选择所需的帧序列，只重叠部分帧。您可能想从所有帧的任何地方选择一个参考帧，然后在上面重叠帧的一个子集。例如，如果选择的感兴趣的帧是第12号帧(帧总数为100)，您可以重叠、并把它与由从第13号帧开始另外20个帧组成的序列进行比较。参考帧可以是任何帧，但通常是采集中的第一个帧。 　　查找串行信号中的异常事件 　　由于串行通信协议的速度不断提高，设计和调试复杂系统正面临着更大的挑战。干扰通信电路的小型异常事件变得更加常见，查找和隔离起来比以前更加困难。 　　DPO7254的高采样率和长记录长度使其能够在足够长的时间内捕获大量的数据点，提高识别信号中难检异常事件的概率。通过使用“FastAcq”高速波形采集模式和FastFrame分段存储技术，该仪器可以迅速直观地提供用以进一步分析的波形线索。 　　通过FastFrame分段存储技术，可以捕获1000个信号帧，同时保持高采样率及合适的时间精度(时间/格)和记录长度设置。可以滚动查看各个帧，但对1000个帧来说，这一过程会非常耗时、非常麻烦。为加快帧的比较速度，所有帧的重叠画面会通过颜色编码显示发生频次。您可以迅速地一目了然地查看波形内部频繁的异常事件，确定需要进一步分析的区域。 　　通过使用“Analyze”上的“Frame. Finder”，您现在可以把目光集中在偶发(即蓝色)帧上，而从层中忽略其它帧，把分层的帧区分开来。这样只会剩下一个或几个帧需要进一步考察。可以在“Display Selected Frame”查看字段中指明任何一个帧。通过使用鼠标滚轮或仪器的多功能旋钮，比较选定帧与其它帧大大简化。还可以使用“Frame. Delta Calculator”在屏幕上简便地存取时戳数据，也可以保存整个时戳表，进行离线分析。 　　本文总结 　　在同时要求高采样率和长记录长度的应用中，增加更多的存储器并不总能解决问题。例如，在必须采集一系列偶发性或间歇性事件的环境中，泰克高级示波器中的FastFrame分段存储技术为只捕获必要的事件提供了理想的手段。通过选择采集存储器，为每个段提供触发和时戳，FastFrame分段存储技术优化了数据采集，可以更加智能地使用有限的存储资源。(泰克科技公司)  

时间：2010-09-26 关键词： 数据 存储技术 分段 fastframe

图像自适应分段线性拉伸算法的FPGA设计

0 引言    由于红外图像的成像机理以及红外成像自身的原因，红外图像有对比度低、图像较模糊、噪声大等特点。因此抑止噪声，提高图像信噪比，以及调整红外图像对比度，以利于后续图像分析、目标识别或跟踪，必须对红外图像进行增强处理。另外，在其他场合，若采用人机交互方式，则必须对原始图像进行预处理，改善图像视觉效果，使其更适合人机进一步的分析和处理。    图像增强从作用域出发，分为空间域增强和频率域增强两种。频率域是一种间接增强的方法，由于存在域之间的变换和反变换，计算复杂，难以满足实时性要求。自适应分段线性拉伸算法是一种空间域图像增强方法，直接对图像像素灰度进行操作，由于运算过程简单、实现方便，目前的图像增强预处理电路大多选用这种算法。硬件实现上，最初是采用单片DSP芯片实现，其原理为：图像数据实时的传输给DSP，DSP接收完1块数据后，再对整块数据进行增强处理，这样势必会造成时间的延迟，不能满足精确制导武器系统实时性的要求。后来硬件结构发展为采取DSP，FPGA芯片相结合的方式。这样，有效结合了DSP的运算能力强与FPGA逻辑和存储资源丰富的优点；不足之处在于，DSP与FPGA之间的通信给设计工作增加了额外负担。与DSP相比，FPGA结构上的优势使得其更适合完成并行处理、及结构性强和高速的运算。本文基于这种算法理论基础，使用xilinx公司规模较大的XC4VLXl5系列FPGA，实现了红外图像的实时处理。1 自适应线性分段线性灰度级拉伸算法    图像灰度线性拉伸算法表达式为：    式中：i是图像数据行号；j是图像数据列号；Y(i，J)是拉伸后输出图像灰度值；X(i，j)是输入原始图像灰度值，为14 b二进制数；Xmin是输入图像数据的最小灰度值；Xmax是输入图像数据的最大灰度值；Zmax表明输出图像的最大灰度值，设计中拉伸后的图像灰度值用8 b二进制数表示，故Zmax=255。    首先对红外图像做灰度直方图统计，低信噪比条件下，选取压缩因子为5％，将盲元和噪声的影响降到最低。分别搜索5％最大灰度值中的最小值作为Xmax，5％最小灰度值里的最大值作为Xmin。拉伸转换时，将大于Xmax的像素灰度置为Zmax，小于Xmin的像素灰度置为O。此算法将线性拉伸区间自适应地分为[O，Xmin)，[Xmin，Xmax]和(Xmax，255]三个部分。其中，[O，Xmin)和(Xmax，255]两个灰度区间的像素灰度分别被压缩为O和255。若图像中目标较小，且目标正好位于两个被压缩的区间内，就有可能被抑制。为避免这种情况发生，可视情况适当调整压缩因子5％的大小。2 拉伸算法的FPGA实现2．1 设计思路    根据以上算法分析，FPGA设计思路如下：在每帧图像帧正程，用双端口RAM进行直方图统计，记录每个像素灰度值出现的次数，帧逆程即可统计得到此帧图像的Xmin和Xmax。因为相邻两帧图像近似度高，可用前帧得到的Xmin和Xmax来处理下帧图像。在帧逆程时，调用除法器计算出的值；在下帧正程时，只需计算Q·[X(i，j)-Xmin]，然后将得到的结果除以64(左移6位)，即对每个像素只需1次减法、1次乘法和移位就可完成拉伸运算。实现框图如图1所示，拉伸后数据的输出仅比输入延时62．5 ns，实现了对红外图像的实时处理。[!--empirenews.page--]2．2 硬件设计    通过以上设计思路的分析，设计主要包括灰度直方图统计、除法和拉伸运算3部分。下面进行详细介绍。2．2．1 双端口RAM    XC4VLXl5芯片具有丰富的BlockRAM资源，用它构成双端口RAM，进行灰度直方图统计。像素的灰度值作为双端口RAM的地址，对应空间存储此灰度值在1帧图像里的频数。以320×256帧大小、灰度值为14 b的红外图像为例，在每个像素灰度值都相同的极限情况下，每个地址空间需要的存储的值为81 920，转换为二进制有17 b，故所需存储空间大小为17 b×214。对双端口RAM的操作分为三个阶段：    (1)在帧正程时，只需对A端口进行读／写操作。根据接收到的像素灰度值，先读出RAM中对应地址空间的储值，加“1”后回写入原来的地址空间，这样在每帧正程结束时，就统计完了每个灰度值出现的频数，即完成了灰度直方图统计。    (2)帧逆程时，要同时对A，B端口进行读操作。对于A端口，依次从高地址读取RAM中的数，将读取的数进行累加，当和大于帧像素个数的5％时，此时对应的地址值即为Xmax；类似地对B端口操作，从0地址开始读RAM，可找到Xmin。将得到的灰度值Xmin和Xmax存入寄存器，作为除法器和下一帧图像拉伸运算的输入。    (3)每帧最后将双端口RAM清零，为下一帧灰度直方图统计做准备。由于双端口RAM没有整体清零功能，设计中采用从“O”地址开始。依次往高地址写零的方式清零。2．2．2 除法器    除法运算通过调用ISE IP Core Generator生成的15位定点除法器来实现，满足高精度要求，而不采用逼近法。一帧图像的拉伸只需调用一次除法器，提高了运算的效率。在帧逆程计算Q：=16 384／(Xmax-Xmin)的值，对于15位输入，除法器有18个时钟周期的延时，而这并不会影响图像处理的实时性。2．2．3 控制时钟    在1个像素时钟周期内要完成读RAM、加法计算和回写RAM的操作，RAM的控制时钟至少必须是像素时钟的4倍。控制时钟的选取还要考虑帧逆程的时间长度，要在逆程里访问RAM查找到Xmin和Xmax，还要完成RAM清零操作。FPGA系统时钟为96 MHz，分频后产生48 MHz，为像素时钟8倍，用它作为双端口RAM和除法器的控制时钟，可满足要求。2．2．4 拉伸运算    将式(1)进行简单变换，可以记为：    Q值在上帧结束前已经得到，根据式(2)拉伸运算得到简化，只需1次减法和乘法运算，得到积的小数点左移6位后，截取低8位就得到拉伸后的灰度值。需要注意的是，截取前要判定乘法是否溢出，如果溢出，结果置为最大灰度值255。3 系统验证    采用飞机高空采集的地面红外图像作为验证模板，灰度拉伸前的原始图像如图2所示，整幅图像对比度低，细节极不明显。最大、最小灰度值按5％的比例选取，拉伸后的图像如图3所示，拉伸后可明显看出河流、道路、汽车等地物的轮廓，但图像中较亮和较暗的部分层次不清晰。若减小灰度值压缩比例为2％，图像的主要轮廓变化不明显，较亮和较暗的部分将会显现出一定层次，这表明被压缩的区间相对变小，按比例拉伸的图像范围扩大。分段线性拉伸的结果可好可坏，分段区间的选择是关键，选取时要考虑原始图像的质量。噪声和盲元数目较少时，被压缩的区间可适当调小。[!--empirenews.page--]    该设计充分利用Virtex-4 FPGA的逻辑资源，实现了红外图像的自适应分段线性拉伸，对FPGA芯片资源占用情况如表1所示。整个设计完全在FPGA中实现，能最大限度地减少分立元件的使用。降低了系统的整体功耗，设计周期和开发成本也就能随之减少。算法完全采用流水线设计思路，处理后的数据相对输入延时小于一个像素时钟周期，最高系统时钟可达128 MHz。设计的性能和实时性满足预期目标，可用于精确制导武器或导航系统。4 结语    这里简要分析了图像自适应分段线性拉伸算法，利用Xilinx Virtex-4 FPGA丰富的片上资源实现了这一算法。通过实验对设计的有效性进行了验证，图像对比度有明显提高，噪声和盲元被抑制。但该算法具有局限性，仅适用于大目标的图像增强。在天文学、计算机视觉、动态景物分析、超声及声纳图像处理等领域中广泛存在着点目标红外图像，由于点目标无形状、尺寸等可利用的信息，处理时须存储多帧图像，数据处理量大。在做图像灰度级拉伸时，目标有可能被作为噪声而抑制掉，从而丢失有用信息，今后需要对点目标红外图像的增强方法做进一步研究。

时间：2010-07-18 关键词： FPGA 算法 图像 电源技术解析 设计 线性 适应 拉伸 分段

语音芯片UM5100的分段使用电路

时间：2009-07-27 关键词： 语音芯片 um 分段 5100 电话电路

基于DSP的宽带雷达多片流水分段脉压处理平台设计

1 引 言 作为一种探测目标信息的工具，雷达在现代战争中发挥着举足轻重的作用。在雷达回波信号处理中，通常利用线性调频信号脉冲压缩技术来获得高的距离分辨率。他有效地解决了雷达作用距离与距离分辨率之间的矛盾，可以在保证雷达作用距离的情况下提高雷达的距离分辨力。数字脉冲压缩就是利用数字信号处理的方法来实现雷达信号的脉冲压缩，分为时域和频域两种实现方式。时域脉压常用数字滤波器实现，而频域脉压常用专用的FFT芯片或DSP完成。一般而言，对于小时宽带宽积信号，用时域脉压较好；但对于大时宽带宽积信号，用频域脉压较好。随着通用DSP芯片本身处理能力的不断提高，基于并行DSP芯片的雷达信号处理系统基本能够满足雷达脉冲压缩信号处理实时性的需求。 本文针对雷达回波的实时脉冲压缩处理，首先分析了频域脉压处理方法，介绍了分段脉压原理。然后研究了基于DSP的多片流水分段脉压设计，以某宽带雷达回波为例，提出了基于4片ADSP-TS101芯片的高性能并行DSP硬件处理平台设计。最后给出了硬件实现和实验结果。 2 频域脉压实现分析 对接收到的信号作数字脉压，等同于信号通过一个加权的匹配滤波器。从时域来说，输出为信号与加权的匹配滤波器的线性卷积，等价于二者在频域的乘积。需要注意的是两离散信号频率域相乘相当他们在时域作圆卷积，为使圆卷积与线性卷积等价，待处理的信号须加零延伸，避免圆卷积时发生混叠。 设输入序列x(n)长度为L，系统冲击响应h(n)长度为M(M<L)，输出y(n)。对于频域处理，其运算为： 式(1)实际上是圆卷积运算，在运算时，x(n)和h(n)必须至少补零到L+M-1点，等到x(n)完全读入后，开始脉压运算，得到的y(n)有效输出长度为L点。因此频域脉压处理时间大致分为数据块读入读出时间和脉压运算时间。总运算量包括L点x(n)数据输入、L+M-1点复FFT，L+M-1点复点乘、L+M-1点复IFFT以及L点y(n)数据输出。 当输入序列x(n)的长度L》M，直接做L+M-1点的脉压不仅运算量大、存储单元多，而且有很大的数据读入读出延迟。可以采用重叠保留法进行分段脉压处理。设x(n)均匀分段，每段长度为N(满足N≥M，N+M-1接近2的整数次幂)，在每段后面再补上后一段的前M-1个输入序列值，组成N+M-1点序列，若为最后一段，则补M-1个零。每个N+M-1点序列与h(n)脉压后，输出的结果取前N点为每段的有效输出。这样按顺序拼接在一起即可得到输入序列x(n)的脉压输出。其原理如图1所示。 3 基于DSP的多片流水分段脉压设计 当分段脉压处理时，可以采用多个分段同时脉压的并行处理技术来减少整个脉压过程的处理时间。流水线技术(Pipeline)为并行处理系统设计中实现时间并行性提供了一种有效方法，他将输入流水线的任务分为一串子任务，相继的任务不断流人流水线，利用子任务在执行时间上的重叠(Time Interleaving)，使得每个子任务都处在整个操作流程不同的处理段中，且保持在不同的完成阶段来达到操作级并行。 在忽略数据内部交换以及脉压前的数据浮点化等运算时间的前提下，可以将每段脉压任务大致分为数据输入、数据脉压和脉压结果输出三个子任务。若各段分段脉压过程均采用流水线技术操作，相邻两段脉压任务分别由不同的DSP完成。那么相邻两段脉压过程进入流水的时间仅相差数据输入的操作时间，流水操作如图2所示。 设输入序列x(n)长度为L点，分段重叠点数为M-1，分段脉压点数为d(为2的整数次幂)点，定义x(n)的分段总数为p，则p=[L／(d-(M-1))]，[]表示不小于此值的最小正整数(下同)。定义每段的分段长度为N，则N=[L／p]。 下面以某宽带雷达为例，在输入序列点数和分段重叠点数确定的情况下，采用AD公司的高性能定／浮点ADSP-TS101芯片，分析各流水任务时间、流水操作时总的脉压时间、分段数、任务时间比以及参与多片流水的DSP数量等与分段脉压点数之间的关系。设雷达脉冲宽度为1 μs，脉冲重复周期(PRT)为1 ms，带宽为200 MHz，脉压距离范围为10 km，采样率为220 MHz，I，Q两路合并输出为16 b。相邻两分段的重叠数据在ADSP-TS101之间采用Link口传输。随分段脉压点数d的变化规律见图3和图4。 由图3可以看出，流水操作时，随分段脉压点数d的增加，数据脉压时间是快速增加的，数据输入输出时间是先递减后缓慢增加的。总的脉压时间Tpip是先递减后快速增加的，这是因为，在d相对较小时，数据输入输出时间的减少量大于数据脉压时间的增加量，总的脉压时间Tpip的变化表现为减少；而随着d的增加，数据脉压时间的增加量明显大于数据输入输出时间的增加量，总的脉压时间Tpip的变化表现为快速增加，特别当d大于4 096点之后，数据脉压时间更成为总的脉压时间Tpip的主要部分。可以得出，分段脉压点数d的递减不一定总会带来总的脉压时间的减少，特别当d相对较小时，数据输入输出时间更成为制约总的脉压时间Tpip的主要因素。 由图4可以看出，随分段脉压点数d的增加，分段数反比于d，是快速递减的。任务时间比是缓慢变化的，维持在7～8的水平，这是由ADSP-TS101本身的处理速度的决定的。在对应的分段脉压点上，选择分段数与任务时间比中相对较小的值，得到参与多片流水的DSP数量NDSP，其变化趋势是递减的。可以这样理解，在d相对较小时，分段数较多，每个DSP可以完成多次分段脉压任务，DSP的数量主要由任务时间比决定；而随着d的增加，分段数快速递减，直接减少了对DSP数量的需求。 为了评价基于DSP的多片流水分段脉压设计的并行程度，在这里引用加速比(Accelerate Ratio)和并行效率的概念。可以定义NDSP个DSP处理器的加速比为： 可以看出，并行效率与加速比是密切相关的，Sp越接近于NDSP，Ep越接近于1。实际上，影响多片流水分段脉压设计并行效率的因素是多方面的，我们应该综合考虑流水操作时总的脉压时间、参与多片流水的DSP数量、加速比以及并行效率等各项指标，以尽可能达到多片流水分段脉压的最优设计。 根据式(2)～式(5)，结合某宽带雷达参数，给出不同分段脉压点数d时的流水操作时总的脉压时间Tpip、参与多片流水的ADSP-TS101数量NDSP，加速比Sp以及并行效率Ep等指标，详见表1。 以上分析还没有考虑单片ADSP-TS101的数据内部存取以及脉压前的数据浮点化等运算时间。综合各方面因素考虑，要在1 ms内完成该宽带雷达回波的实时脉冲压缩处理，我们选择的分段脉压点数为4 096点，据此设计了基于4片ADSP-TS101芯片的多片流水分段脉压并行DSP硬件平台，该平台采用了共享总线并行结构和分布式并行结构相结合的方式，充分利用了并行总线的带宽，以及Link口的灵活、方便及快速的特点。 4 硬件平台设计实现 本文设计的实时脉压处理硬件平台是一块由4片ADSP-Ts101构成的6U CPCI前面板，结构如图5所示。DSP1，DSP2，DSP3，DSP4采用共享总线结构和MeshSP结构相结合的方式，构成板上的多片流水分段脉压并行运算模块。4片DSP在通过集成于芯片内部的发布式总线仲裁逻辑共享总线的同时，还通过Link口构成了两两互连的网格结构，这样充分发挥ADSP-TS101芯片的并行处理能力的优势。两种并行计算结构的结合，既减少了处理器对总线的竞争，又大大增强了处理器问的数据交换能力。数据总线和地址总线上连接存放程序代码的FLASH芯片和作为外部存储的SDRAM芯片，能够满足系统对大批量数据的处理需求。 FIFO1和FIFO2作为数据的输入输出缓存，宽带雷达的视频回波数据首先在FIFO1中缓存。当FIFO1中写入14 667点完整的目标回波数据后，由EPLD向DSP发出数据有效标志。当DSP检测到数据有效标志后，将FIFO1中数据写到DSP缓冲区。数据在DSP之间的传输主要通过Link口实现，当DSP将脉压结果写入FIFO2后，EPLD向CPCI接口芯片S5933发送数据有效标志。当S5933检测数据有效标志后将FIFO2中数据写到主机。实物图如图6所示。 下面给出4片DSP的任务划分，见表2，当d=4 096时，p=4，N=14 667／4，我们取各分段长度分别为3 666，3 667，3 667，3 667。 5 实验结果及结论 雷达回波数据经过脉压处理之后，由CPCI总线接口传输给计算机，通过Matlab软件将脉压结果显示如图7所示。经过实测，整个脉压处理过程从数据输入到脉压结果输出共耗时约780μs。完全满足脉冲重复周期(PRT)1 ms的要求。 在雷达回波的实时处理过程中，脉冲压缩处理占有举足轻重的地位。本文在进行基于DSP的多片流水分段脉压设计时，做了两个假设：第一个是将每段脉压任务分为数据输入、数据脉压和数据输出三个子任务，忽略其他的运算时间，进行流水设计，得出了总的脉压时间；第二个是假设相邻的子任务由不同的DSP完成，据此得出了参与多片流水的DSP数量。然后综合考虑了总的脉压时间、参与多片流水的DSP数量、加速比以及并行效率等因素，在输入序列点数和分段重叠点数确定的情况下，研究了分段脉压的分段长度设计，指导设计实现了基于4片ADSP-TS101芯片的高性能并行DSP硬件平台。最后通过实测数据验证了硬件平台的设计。

时间：2008-08-29 关键词： DSP 宽带 雷达 平台 电源技术解析 基于 设计 处理 分段 流水