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  • 新型单相正弦车载电源设计

    新型单相正弦车载电源设计

      摘要:本文介绍了一种新型的单相正弦车载电源,该电源由单芯片产生正弦脉宽调制信号,以实现由直流12V到交流220V/50Hz的转换。给出了电源的系统结构图,详细分析了其主要部分的功能,并给出了实验结果。  0 引言  随着社会的发展,汽车越来越与人们的生活息息相关,而汽车用的直流电压一般为12V,不能为便携式电子设备直接使用。为此,车载电源(就是把直流12 V电压转换成交流220 V/50 Hz电源)的研制日益引起人们的重视。  传统车载电源一般采用逆变器加工频变压器的方案,它存在体积大、效率低等缺陷。随着新型电力电子器件和电力电子技术的发展,采用高频链的方案来实现无工频变压器的逆变电路,可以很好地解决传统车载电源存在的问题,同时能保证车载电源的输出电压更稳定、更平滑。  1 车载电源电路结构与功能分析  车载电源系统如图l所示。12V直流电压经过高频逆变和高频整流,得到一个符合要求的:350V直流电压,该部分的控制信号由TL494芯片产生。再经过全桥DC/AC逆变电路,得到220V/50Hz交流电压输出。为保证系统可靠运行,防止主电路对控制电路的干扰,采用主、控电路完全隔离的方法,即驱动信号用光耦隔离,反馈信号用变压器隔离,辅助电源用变压器隔离等。  对于整个系统而言,逆变电路能否正常工作决定了整个系统能否正常运行。所以,设汁的重点在逆变器的控制和检测上。    1.1 SG3525结构框图和引脚功能  系统采用SG3525来实现SPWM控制信号的输出,该芯片其引脚及内部框图如网2所示。    直流电源Vs从脚15接入后分两路,一路加到或非门;另一路送到基准电压稳压器的输入端,产生稳定的+5 V基准电压。+5 V再送到内部(或外部)电路的其它元器件作为电源。  振荡器脚5须外接电容GT脚6须外接电阻RTo振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定,f=1.1 8/RCTo逆变桥开关频率定为lOkHz,取GT=O.22μF,RT=5 kΩ。振荡器的输出分为两路,一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门;另一路以锯齿波形式送至比较器的同相输入端,比较器的反向输入端接误差放大器的输出。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较,输出一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲,再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出互补,交替输出高低电平,将PWM脉冲送至三极管V1及V2的基极,锯齿波的作用是加入死区时间,保证V1及V2不同时导通。最后,V1及V2分别输出相位相差180°的PWM波。  1.2 SPWM调制信号的产生  要得到正弦电压的输出,就要使逆变电路的控制信号以SPWM方式控制功率管的开关,所得到的脉冲方波输出再经过滤波就可以得到正弦输出电压。通过SG3525来实现输出正弦电压,首先要得到SPWM的调制信号,而要得到SPWM调制信号,必须得有一个幅值在l~3 5V,按正弦规律变化的馒头波,将它加到SG3525脚2,并与锯齿波比较,就可得到正弦脉宽调制波实现SPWM的控制电路框图如图3(a)所示,实际电路各点的波形如图3(b)所示。    由图3可知,基准50Hz的方波是由555芯片生成的,用来控制输出电压有效值和基准值比较产生的误差信号,使其转换成50Hz的方波,经过低频滤波,得到正弦的控制信号。当电源输出电压发生变化时,会改变正弦信号的幅值,使SG3525输出脉宽也发生相应的变化,这就构成了一个闭合的反馈回路,能有效稳定输出的波形。  摘要:本文介绍了一种新型的单相正弦车载电源,该电源由单芯片产生正弦脉宽调制信号,以实现由直流12V到交流220V/50Hz的转换。给出了电源的系统结构图,详细分析了其主要部分的功能,并给出了实验结果。  0 引言  随着社会的发展,汽车越来越与人们的生活息息相关,而汽车用的直流电压一般为12V,不能为便携式电子设备直接使用。为此,车载电源(就是把直流12 V电压转换成交流220 V/50 Hz电源)的研制日益引起人们的重视。  传统车载电源一般采用逆变器加工频变压器的方案,它存在体积大、效率低等缺陷。随着新型电力电子器件和电力电子技术的发展,采用高频链的方案来实现无工频变压器的逆变电路,可以很好地解决传统车载电源存在的问题,同时能保证车载电源的输出电压更稳定、更平滑。  1 车载电源电路结构与功能分析  车载电源系统如图l所示。12V直流电压经过高频逆变和高频整流,得到一个符合要求的:350V直流电压,该部分的控制信号由TL494芯片产生。再经过全桥DC/AC逆变电路,得到220V/50Hz交流电压输出。为保证系统可靠运行,防止主电路对控制电路的干扰,采用主、控电路完全隔离的方法,即驱动信号用光耦隔离,反馈信号用变压器隔离,辅助电源用变压器隔离等。  对于整个系统而言,逆变电路能否正常工作决定了整个系统能否正常运行。所以,设汁的重点在逆变器的控制和检测上。    1.1 SG3525结构框图和引脚功能  系统采用SG3525来实现SPWM控制信号的输出,该芯片其引脚及内部框图如网2所示。    直流电源Vs从脚15接入后分两路,一路加到或非门;另一路送到基准电压稳压器的输入端,产生稳定的+5 V基准电压。+5 V再送到内部(或外部)电路的其它元器件作为电源。  振荡器脚5须外接电容GT脚6须外接电阻RTo振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定,f=1.1 8/RCTo逆变桥开关频率定为lOkHz,取GT=O.22μF,RT=5 kΩ。振荡器的输出分为两路,一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门;另一路以锯齿波形式送至比较器的同相输入端,比较器的反向输入端接误差放大器的输出。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较,输出一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲,再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出互补,交替输出高低电平,将PWM脉冲送至三极管V1及V2的基极,锯齿波的作用是加入死区时间,保证V1及V2不同时导通。最后,V1及V2分别输出相位相差180°的PWM波。  1.2 SPWM调制信号的产生  要得到正弦电压的输出,就要使逆变电路的控制信号以SPWM方式控制功率管的开关,所得到的脉冲方波输出再经过滤波就可以得到正弦输出电压。通过SG3525来实现输出正弦电压,首先要得到SPWM的调制信号,而要得到SPWM调制信号,必须得有一个幅值在l~3 5V,按正弦规律变化的馒头波,将它加到SG3525脚2,并与锯齿波比较,就可得到正弦脉宽调制波实现SPWM的控制电路框图如图3(a)所示,实际电路各点的波形如图3(b)所示。    由图3可知,基准50Hz的方波是由555芯片生成的,用来控制输出电压有效值和基准值比较产生的误差信号,使其转换成50Hz的方波,经过低频滤波,得到正弦的控制信号。当电源输出电压发生变化时,会改变正弦信号的幅值,使SG3525输出脉宽也发生相应的变化,这就构成了一个闭合的反馈回路,能有效稳定输出的波形。  1.3 过电流保护  过电流保护采用电流互感器作为电流检测元件,其具有足够快的响应速度,能够在IGBT允许的过流时间内将其关断,起到保护作用。  如图1所示,过流保护信号取自CT2,经分压、滤波后加至电压比较器的同相输入端,如图4所示。当同相输入端过电流检测信号比反相输入端参考电平高时,比较器输出高电平,使D2从原来的反向偏置状态转变为正向导通,并把同相端电位提升为高电平,使电压比较器一直稳定输出高电平。同时,该过电流信号还送到SG3525的脚10。当SG3525的脚10为高电平时,其脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。    l.4 驱动电路的设计  驱动电路的设计既要考虑在功率管需要导通时,能迅速地建立起驱动电压,又要考虑在需要关断时,能迅速地泄放功率管栅极电容上的电荷,拉低驱动电压。具体驱动电路如图5所示。    其工作原理是:  1)当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时,光耦导通,使Q1的基极电位迅速上升,导致D2导通,功率管的栅极电压上升,使功率管导通;  2)当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时,光耦不导通,使Q1的基极电位拉低,而功率管栅极上的电压还为高,所以导致Q1导通,功率管的栅极电荷通过Q1及电阻R3速泄放,使功率管迅速可靠地关断。  当然,对于功率管的保护同样重要,所以在功率管源极和漏极之间要加一个缓冲电路避免功率管被过高的正、反向电压所损坏。  2 实验结果  根据以上分析,对实验样机进行了实验,其额定输出功率为500 W,滤波器参数取L=3 mH,C=2.2μF,样机带负载运行时,测得其输出电压波形如图6所示。    3 结语  样机输出电压波形质量良好,输出电压稳定性强,幅值基本不受负载变化影响,效果较好。实验表明,本文提出的系统方案是切实可行的。

    时间:2019-04-24 关键词: 单相 嵌入式开发 电源 正弦

  • 基于单片机和半导体的单相远程费控智能电表设计

    基于单片机和半导体的单相远程费控智能电表设计

    本文给出了基于RENESAS半导体公司的R5F212B8SNFP为MCU的一款新型单相远程费控智能电表的设计。  1系统功能设计  1.1总体结构  基于RENESAS半导体的单片机R5F212B8SNFP(以下简称2B8)完成单相远程费控智能电表设计,其功能:648k字节Flash闪速存储器,3k字节内部RAM,45个可编程CMOS I/O口,可选择上拉电阻,2个专用输入口,6个位定时/计数器,5个外部中断,23个内部中断,4个软件中断,7级中断结构,3个全双工串行通信口,16位硬件乘法器,片内高低速振荡器及时钟电路,2种低功耗电工作方式。是一个比较适合于国网智能电表开发的高性价比单片机。  该智能电能表功能设计主要包括9大模块:电压和电流检测,电能计量电路RN8209计量模块;64 K容量的串行存储24LC512存储模块;字符组合显示的HL9576液晶显示模块;内置温度补偿功能串行时钟RX8025T时钟模块;远程控制实现加密解密ESAM模块;红外IR无线通讯和RS485总线通讯电路模块;各种信息输出的输出电路模块;为各工作模块提供工作电源的电源模块;为各模块协调工件的主MCU 2B8控制模块。总体结构如图1所示。  1.2电能计量模块  远程费控智能电表电能计量采用国产RN8209芯片,精度高、可靠性强。RN8209能够测量有功功率、无功功率、有功能量、无功能量,并能提供2路独立的有功功率和有效值、电压电流有效值、线频率、过零中断等,可以实现灵活的防窃电方案。支持全数字的增益、相位和Offset校正。有功、无功电能脉冲分别从PF、QF管脚输出。内部的电源监控电路可以保证上电和断电时芯片的可靠工作。  提供串行SPI与MCU 2B8之间通讯。MCU可通过SPI口实时读取电表运行参数,在发生异常时,进行事件记录,等待远程主站系统的查询。  1.3通讯模块  本设计中主要采用了2种通讯方式来实现通讯功能,分别是:RS-485和红外IR传输。考虑到智能电表会安装在户外,因此需要在RS-485总线接口上加上避雷的保护措施。采用的RS-485接口芯片是ISL3152芯片,通过光耦NEC2501和单片机系统进行隔离,从而防止遭遇雷击时,对整个系统造成破坏。  主MCU通过异步串行通讯接口UART且通过光耦隔离与RS-485接口芯片ISL3152相连,智能电表通过RS485总线与远程主站系统相连,每只智能电表都有一个确定的唯一的12位十进制通讯地址,主站系统采用DL/T645—2007协议下发命令信息,智能电能表接收到与自己地址匹配的信息,便把应答信息及其校验码打包向上传送给远程主站系统,实现数据回抄。  红外通信时如果直接将数据通过红外发射管进行传输时,将会严重受到外界环境的干扰,常见的抗干扰方法是将需要传输的数据调制到30~40 kHz的载波上再进行发送。2B8单片机的定时器管脚可输出低频38 kHz的载波。通过单片机的UART口的TXD脚驱动另一个串联的三极管进行二进制数据信号“0”和“1”的传输,从而达到红外数据发送的功能。在红外接收部分,利用红外一体化接收模块HM238R解调高频红外信号。当HM238R接收到高频红外信号时,接收管输出低电平;当HM238R没有接收到高频信号时,接收管将输出高电平。经接收管红外解调后的数据通过UART口的RXD管脚输入单片机进行相应的处理。  1.4存储模块  智能电表的功能众多,实现复杂,在运行过程中会产生大量的数据,如12月历史电量数据、事件记录数据、冻结量数据等。所选用的存储芯片必须容量够大,可靠性高,保存时间长,功耗低。所以采用美国MICROCHIP公司的24LC512低功耗串行存储器芯片,采用I2C接口与MCU通讯,待机电流和工作电流分别是1μA和1 mA,存储容量达到64 K字节,10万次擦写次数,数据保存时间超过200年。  1.5时钟模块  时钟电路采用EPSON公司的RX8205T芯片完成,它是一种支持I2C总线的低功耗时钟芯片,具有很高的精度,内置温度补偿晶振,可在宽温范围内实现精确计时,和目前在电表领域得到广泛应用的EPSON RX-8025SA引脚兼容,它按照CPU经外部通讯口接收到的校时数据来设置时钟和日历,靠自身的振荡继续走时。通过2线I2C方式与CPU连接,SDA脚和SCL脚分别与2B8的引脚相连,并有2个中断报警引脚可设置为输出秒或分同步脉冲,单片机系统每250 ms通过I2C通讯接口读取当前的时间,计算出该时刻所属的时段,实现多费率电能表的分时段计量电能。该时钟电路带有备用锂电池,正常工作时有主电源Vcc供电;当出现停电时,自动切换锂电池为时钟电路供电,即使停电,时钟走时也准确。  1.6液晶显示  国网智能电表要求电表能够支持液晶LCD显示运行信息。显示模块采用上海复控华龙公司的HL9576 LCD显示驱动芯片,功耗低,同样采用I2C接口,通过SDA脚和SCL脚与2B8的引脚相连,接收2B8下发的显示数据来驱动液晶显示屏显示。通过液晶上的各种显示字符组合来显示电表各种运行信息,从而方便用户使用。  1.7电源模块  由于智能电表要求能够停电唤醒,智能电表的电源供给:一是由火线和零线的主电压提供电源,另一部分是由在主电源无效的情况下提供备用锂电池电源,以满足电表MCU、时钟芯片和液晶显示的需要。  1.8输出模块  与以前使用的电能表不同,智能电表输出的LED指示灯的功能也不相同。拉闸指示灯用来指示用户负载的切断与否,报警指示灯用来指示电表运行中发生的异常,电表运行脉冲指示LED用来指示用户用电,脉冲输出用来校表及计量,脉冲输出的电路和多功能口输出电路由普通I/O加光耦隔离实现。1.9 ES AM模块  ESAM安全模块的应用是和各种专用或通用智能设备相关的,对于所有需要身份认证、数据加密/解密、安全存储、通讯保密等较高数据安全要求的产品和应用系统,ESAM嵌入式安全控制模块都可以发挥其独到的安全控制作用。  对于单相远程费控智能电表而言,电费的计算在远程售电系统中完成,表内不存储、显示与电费、电价相关的信息。电能表接收远程售电系统下发的拉闸、允许合闸、ESAM数据抄读指令时,需通过严格的密码验证及安全认证。可见,在智能电表中ESAM模块只负责完成安全认证和数据的存储,此模块可在国家电网公司设置完毕后,提供给表厂安装在智能电表中。今后的数据存取以及密钥的安全认证过程都在远程主站系统与智能电表中的ESAM模块之间进行,与表中的微控制器无关,微控制器仍然由表厂负责设计,完成智能电表的功能。这样既实现了系统的安全性由运行管理方控制,又不妨碍表厂继续发展和完善智能电表的功能和性能。是一种较为理想的方案。  2系统工作原理  2B8实时检测系统供电的状态,当上电检测模拟端口检测到外部220 V供电时,系统启动内部主时钟全速运行,通过SPI口与计量RN8209通讯,实时读取电表运行的状态内容,如实时电压、电流值、功率、功率因数等,并判断是否在正常工作范围内,如出现异常,通过I2C与RX8025T通讯,读取此刻时间,然后将这些数据通过I2C通讯存储到24LC512中,以备主站系统查询,同时报警指示灯报警,通过I2C通讯将实时数据传输到HL9576内并显示在LCD液晶屏上。智能电表运行过程中,不断读取RX8025T的时间值,来判断是否可进入下一费率时段运行,进行时段投切。  当智能电表接收到红外或485通讯信道下发格式DL/T645—2007的命令数据,电表通过规约解析,通过I2C通讯读取24LC512中的数据,打包后通过红外或485通讯信道上传。如485通讯信道接收到远程主站系统下发的加密费控命令,2B8会将此数据传送给ESAM模块进行解密分析,成功后返回给2B8,通过命令分析2B8执行相应的费控操作。外部220 V供电消失后,系统电源切换到备用锂电池电源,关闭内部高速时钟,启动低速时钟,关闭外围功能,进入低功耗工作状态。  3结语  这款基于RENESAS半导体的单相远程费控智能电表设计,能根据不同的时段设置,实现电能分时计量,存储大量电表运行数据,便于智能电网的运行分析,采用RS485串行通讯,实现电量自动回抄,实时校时,接收远程主站系统下发的费控命令,经EASM验证实现费控功能。

    时间:2019-03-27 关键词: 半导体 单相 单片机 电表 嵌入式处理器

  • 基于RENESAS半导体的单相远程费控智能电表

    基于RENESAS半导体的单相远程费控智能电表

    作为智能电网建设的重要一环,2009年10月,国家电网公司公布了智能电表新标准。新标准包括12个规范,细化了单相智能电表和三相智能电表设计、制造、管理和维护的各项指标。行业人士对新标准均给予了高度评价。“国家电网公司制定的标准已经走在了欧美各国的前面。”2010年,伴随智能电网规划和相关标准的相继推出和一些试点项目的陆续完成,预计中国智能电网市场将迎来井喷式发展。本文给出了基于RENESAS半导体公司的R5F212B8SNFP为MCU的一款新型单相远程费控智能电表的设计。1 系统功能设计1.1 总体结构基于RENESAS半导体的单片机R5F212B8SNFP(以下简称2B8)完成单相远程费控智能电表设计,其功能:648k字节Flash闪速存储器,3k字节内部RAM,45个可编程CMOS I/O口,可选择上拉电阻,2个专用输入口,6个位定时/计数器,5个外部中断,23个内部中断,4个软件中断,7级中断结构,3个全双工串行通信口,16位硬件乘法器,片内高低速振荡器及时钟电路,2种低功耗电工作方式。是一个比较适合于国网智能电表开发的高性价比单片机。该智能电能表功能设计主要包括9大模块:电压和电流检测,电能计量电路RN8209计量模块;64K容量的串行存储24LC512存储模块;字符组合显示的HL9576液晶显示模块;内置温度补偿功能串行时钟RX8025T时钟模块;远程控制实现加密解密ESAM模块;红外IR无线通讯和RS485总线通讯电路模块;各种信息输出的输出电路模块;为各工作模块提供工作电源的电源模块;为各模块协调工件的主MCU 2B8控制模块。总体结构如图1所示。1.2 电能计量模块远程费控智能电表电能计量采用国产RN8209芯片,精度高、可靠性强。RN8209能够测量有功功率、无功功率、有功能量、无功能量,并能提供2路独立的有功功率和有效值、电压电流有效值、线频率、过零中断等,可以实现灵活的防窃电方案。支持全数字的增益、相位和Offset校正。有功、无功电能脉冲分别从PF、QF管脚输出。内部的电源监控电路可以保证上电和断电时芯片的可靠工作。提供串行SPI与MCU 2B8之间通讯。MCU可通过SPI口实时读取电表运行参数,在发生异常时,进行事件记录,等待远程主站系统的查询。1.3 通讯模块本设计中主要采用了2种通讯方式来实现通讯功能,分别是:RS-485和红外IR传输。考虑到智能电表会安装在户外,因此需要在RS-485总线接口上加上避雷的保护措施。采用的RS-485接口芯片是ISL3152芯片,通过光耦NEC2501和单片机系统进行隔离,从而防止遭遇雷击时,对整个系统造成破坏。主MCU通过异步串行通讯接口UART且通过光耦隔离与RS-485接口芯片ISL3152相连,智能电表通过RS485总线与远程主站系统相连,每只智能电表都有一个确定的唯一的12位十进制通讯地址,主站系统采用DL/T645—2007协议下发命令信息,智能电能表接收到与自己地址匹配的信息,便把应答信息及其校验码打包向上传送给远程主站系统,实现数据回抄。红外通信时如果直接将数据通过红外发射管进行传输时,将会严重受到外界环境的干扰,常见的抗干扰方法是将需要传输的数据调制到30~40 kHz的载波上再进行发送。2B8单片机的定时器管脚可输出低频38kHz的载波。通过单片机的UART口的TXD脚驱动另一个串联的三极管进行二进制数据信号“0”和“1”的传输,从而达到红外数据发送的功能。在红外接收部分,利用红外一体化接收模块HM238R解调高频红外信号。当HM238R接收到高频红外信号时,接收管输出低电平;当HM238R没有接收到高频信号时,接收管将输出高电平。经接收管红外解调后的数据通过UART口的RXD管脚输入单片机进行相应的处理。1.4 存储模块智能电表的功能众多,实现复杂,在运行过程中会产生大量的数据,如12月历史电量数据、事件记录数据、冻结量数据等。所选用的存储芯片必须容量够大,可靠性高,保存时间长,功耗低。所以采用美国MICROCHIP公司的24LC512低功耗串行存储器芯片,采用I2C接口与MCU通讯,待机电流和工作电流分别是1μA和1mA,存储容量达到64K字节,10万次擦写次数,数据保存时间超过200年。1.5 时钟模块时钟电路采用EPSON公司的RX8205T芯片完成,它是一种支持I2C总线的低功耗时钟芯片,具有很高的精度,内置温度补偿晶振,可在宽温范围内实现精确计时,和目前在电表领域得到广泛应用的EPSON RX-8025SA引脚兼容,它按照CPU经外部通讯口接收到的校时数据来设置时钟和日历,靠自身的振荡继续走时。通过2线I2C方式与CPU连接,SDA脚和SCL脚分别与2B8的引脚相连,并有2个中断报警引脚可设置为输出秒或分同步脉冲,单片机系统每250 ms通过I2C通讯接口读取当前的时间,计算出该时刻所属的时段,实现多费率电能表的分时段计量电能。该时钟电路带有备用锂电池,正常工作时有主电源Vcc供电;当出现停电时,自动切换锂电池为时钟电路供电,即使停电,时钟走时也准确。1.6 液晶显示国网智能电表要求电表能够支持液晶LCD显示运行信息。显示模块采用上海复控华龙公司的HL9576 LCD显示驱动芯片,功耗低,同样采用I2C接口,通过SDA脚和SCL脚与2B8的引脚相连,接收2B8下发的显示数据来驱动液晶显示屏显示。通过液晶上的各种显示字符组合来显示电表各种运行信息,从而方便用户使用。1.7 电源模块由于智能电表要求能够停电唤醒,智能电表的电源供给:一是由火线和零线的主电压提供电源,另一部分是由在主电源无效的情况下提供备用锂电池电源,以满足电表MCU、时钟芯片和液晶显示的需要。1.8 输出模块与以前使用的电能表不同,智能电表输出的LED指示灯的功能也不相同。拉闸指示灯用来指示用户负载的切断与否,报警指示灯用来指示电表运行中发生的异常,电表运行脉冲指示LED用来指示用户用电,脉冲输出用来校表及计量,脉冲输出的电路和多功能口输出电路由普通I/O加光耦隔离实现。1.9 ESAM模块ESAM安全模块的应用是和各种专用或通用智能设备相关的,对于所有需要身份认证、数据加密/解密、安全存储、通讯保密等较高数据安全要求的产品和应用系统,ESAM嵌入式安全控制模块都可以发挥其独到的安全控制作用。对于单相远程费控智能电表而言,电费的计算在远程售电系统中完成,表内不存储、显示与电费、电价相关的信息。电能表接收远程售电系统下发的拉闸、允许合闸、ESAM数据抄读指令时,需通过严格的密码验证及安全认证。可见,在智能电表中ESAM模块只负责完成安全认证和数据的存储,此模块可在国家电网公司设置完毕后,提供给表厂安装在智能电表中。今后的数据存取以及密钥的安全认证过程都在远程主站系统与智能电表中的ESAM模块之间进行,与表中的微控制器无关,微控制器仍然由表厂负责设计,完成智能电表的功能。这样既实现了系统的安全性由运行管理方控制,又不妨碍表厂继续发展和完善智能电表的功能和性能。是一种较为理想的方案。2 系统工作原理2B8实时检测系统供电的状态,当上电检测模拟端口检测到外部220V供电时,系统启动内部主时钟全速运行,通过SPI口与计量RN8209通讯,实时读取电表运行的状态内容,如实时电压、电流值、功率、功率因数等,并判断是否在正常工作范围内,如出现异常,通过I2C与RX8025T通讯,读取此刻时间,然后将这些数据通过I2C通讯存储到24LC512中,以备主站系统查询,同时报警指示灯报警,通过I2C通讯将实时数据传输到HL9576内并显示在LCD液晶屏上。智能电表运行过程中,不断读取RX8025T的时间值,来判断是否可进入下一费率时段运行,进行时段投切。当智能电表接收到红外或485通讯信道下发格式DL/T645—2007的命令数据,电表通过规约解析,通过I2C通讯读取24LC512中的数据,打包后通过红外或485通讯信道上传。如485通讯信道接收到远程主站系统下发的加密费控命令,2B8会将此数据传送给ESAM模块进行解密分析,成功后返回给2B8,通过命令分析2B8执行相应的费控操作。外部220V供电消失后,系统电源切换到备用锂电池电源,关闭内部高速时钟,启动低速时钟,关闭外围功能,进入低功耗工作状态。3 结语这款基于RENESAS半导体的单相远程费控智能电表设计,能根据不同的时段设置,实现电能分时计量,存储大量电表运行数据,便于智能电网的运行分析,采用RS485串行通讯,实现电量自动回抄,实时校时,接收远程主站系统下发的费控命令,经EASM验证实现费控功能。该电能表经本公司量产表明,设计技术新颖,计量准确,走时精确,时段设置灵活,功能强大,各项技术指标均达到国家智能电能表的技术标准,具有广阔的应用前景。作者:杜欣鑫 张辉虎 浙江八达电子仪表有限公司 来源:《机电信息》2010年24期

    时间:2019-03-27 关键词: 半导体 单相 智能 电表 嵌入式处理器

  • 基于C28X DSP的单相有源滤波控制器设计

    基于C28X DSP的单相有源滤波控制器设计

    作者:赵伟,田铭兴,赵庆春1 引言 现代电力系统中,由于大量非线性电力电子装置的应用,使得电能质量备受关注。APF能动态、快速补偿谐波,其实时性和精确性至关重要。当前国内的APF控制器多采用定点的DSP完成谐波的计算和控制,在完成浮点运算时,其实时性得不到保证,在此采用具有浮点运算单元的DSP28335作为处理器,可以提高实现算法的速度及补偿的实时性,在此主要讨论单相APF控制器的硬软件实现方案,并给出实验结论,验证控制器方案的正确性和有效性。2 单相谐波检测工作原理 在三相系统中利用瞬时功率法的ip-iq法已得到广泛应用,但ip-iq法不能直接运用于单相系统,需要经过构造三相电流。该方法算法复杂,在微处理器实现时补偿实时性不佳。文献提出简化的基于鉴相原理的瞬时检测方法,如图1所示。 该方法算法简单,易于实现并且实时性好,在此设计的控制器采用此方法,其原理为:负载电压us经过锁相环(PLL)后,得到与us同频同相的基波信号,再由正、余弦发生器产生与us基波同相的单位正弦和余弦信号,以此为电压的参考信号。设畸变电流为: 用i(t)减去i1(t)可得检测出的谐波电流ib(t)。 需要指出的是该方法虽然称为瞬时谐波检测,但实际上由于算法中LPF的存在,恶化了算法的动态性能,做不到真正意义的“瞬时”。3 基于DSP 28335的软硬件实现方案3.1 硬件设计 数字化APF控制器要求完成A/D采样、谐波计算、变流器控制、通讯、故障保护与报警等功能。APF常应用在有快速波动负载的系统中,故要求响应时间小,尽量减小时间延时和补偿的相位滞后。在此设计的控制器以DSP 28335为核心。DSP 28335是以C28X为核心的32位浮点高速CPU,系统最高频率可达150 MHz,芯片内部集成2×8通道12 bit的AID转换器。具有丰富的I/O口资源,便于外围控制。 图2示出控制器结构框图。3.2 软件设计 DSP软件主要包括系统初始化程序和中断程序。中断程序包括定时器中断、电压同步锁相中断、故障保护中断、通讯中断、启停中断。定时器中断是整个软件的核心,完成了对负载电流、直流侧电压等模拟量的采集,同时进行谐波补偿量计算,并根据滞环控制逻辑输出控制信号,其流程如图3所示。 电压同步锁相中断是响应电压基波的过零信号,复位DSP内部的正弦、余弦表指针,得到与电压基波同频同相的电压参考信号。故障保护中断程序中对变流器过压、过流、过热及直流侧电压过压的故障信号进行响应,接收到这些故障信号,控制器进入自动保护,封锁控制输出,并报警等待故障信号解除。控制器的通讯部分采用发送查询、接收中断的方式,通讯中断程序中接收主控机的参数设定等命令。启停中断程序中外部的启动和停止命令。4 注意的问题4.1 电压过零干扰的处理 由于在该控制器设计中用过零检测及正余弦查表的方式代替了图1中的PLL和正弦、余弦发生电路。在该控制器设计中采用LM339比较器检测电压过零时刻,电压过零点的检测对于准确检测出补偿量十分重要,若电压过零点检测不准,则不能保证同步采样,导致计算补偿量不准。电压过零的实现是通过对电压信号经过电压比较器,转换为方波信号,DSP 28335捕捉上升沿时刻进而确定周期的开始。由于传感器输出不是理想平滑的电压信号,在过零点处,电压的微小波动会使比较器的输出有很多毛刺。 这样的毛刺小方波会被DSP 28335捕捉到,从而使周期开始判断失误,导致补偿量计算误差,为了解决上述问题,比较器前加滤波电路,去除高频外,还利用DSP 28335的管脚输入滤波功能,配置输入量化寄存器GPxQUAL在精度允许的情况下,对输入方波边沿的毛刺进行滤波。4.2 数字滤波的选择 数字LPF根据结构分为无限冲击响应滤波器(IIR)和有限冲击响应滤波器(FIR)。实现相同的功能,FIR阶数要比IIR高几倍,存在运算速度慢,占用空间大的不足,结合谐波检测要求实时性的要求,选择IIR,在此采用二阶巴特沃斯LPF,系数利用Matlab的Filter Designers设计。5 实验结果 在设计的软硬件实现方案基础上搭建了实验装置。整体结构如图4所示。 功率单元采用智能功率模块PS21865-P。基于实验安全的考虑电源侧用调压器调压,使得系统工作在低电压小电流条件下。非线性负载接二极管全桥整流,再接阻感负载。电感用调压器的二次线圈,调节电感,改变负载电流畸变程度,观察补偿效果。实验主要参数:电源电压us=30 V;直流侧电压Udc=50 V;L=4.5 mH;RL=2 Ω;环宽0.2 A;采样频率25.6 kHz;最高开关频率fmax=12.8 kHz。实验波形如图5所示。 由图可见,设计的基于DSP 28335的单相有源滤波控制器实时性好,补偿后电源侧电流具有很好的正弦性,且延时小,具有很好的补偿效果。6 结论 采用具有浮点运算功能的DSP 28335作为处理器,设计了单相有源滤波器控制器,该控制器的突出特点是控制精度高,实现简单。由实验结果可知,采用该方案的控制器能够快速准确地检测、补偿谐波电流,具有很好的工程应用价值。

    时间:2019-02-18 关键词: DSP 控制器 单相 嵌入式开发 c28x

  • 基于单片机的单相电动机调速方法及其实现

    摘 要:本文介绍在三速单相电动机中采用分时接通的方法提高电动机的转速档次,使电动机具有二十档转速的调速能力和更好的节能效果,这种方法无需增加较多的硬件,仅在控制器中采用新的调速程序,即可达到提高风扇风速档次和节能的目的。关键词:调速;单相电动机;单片机0 前言  目前,三速单相电动机结构简单,成本较低,控制方便,它使电风扇具备高、中、低三档转速,提高了电风扇的供风质量,因此,这种单相电动机在家用电风扇得到广泛的应用。但是,当需要进一步提高电风扇的质量和品位时,仅具有三档转速的单相电动机就不能满足电风扇的要求,必须提高单相电动机的调速能力。我们使用无触点开关分时接通的方法,在硬件电路基本不变的条件下,使三速单相电动机具有二十档转速的调速能力。1 三速单相电动机开关调速的原理  三速单相电动机调速电路如图1所示, l、m、h分别为单相电动机的低速抽头、中速抽头和高速抽头,单相电动机采用电容运行方式,三个抽头与电源的连接由三个双向晶闸管tl、tm、th来控制,当tl导通时电动机的低速抽头与电源连接,电动机低速运转,同样,tm导通时电动机中速运转,th导通时电动机高速运转。我们采用分时接通l、m、h的方法,可以调节电动机的转速,使三速单相电动机获得多于三档转速的变速能力。设电源频率为50hz,其周期为0.02s,取调速周期ts=8t(t为电源周期),低速调速时,调速周期内不接通任何一个晶闸管,则电动机的转速0,调速周期内全接通晶闸管tl,则电动机低速运转,但如果在8个电源周期内,n个周期接通晶闸管tl(0≤n≤8),其他时间不接通,那么,在电动机的低速下可获得8档更低的转速。同样,中速调速时,调速周期内全接通晶闸管tl,则电动机低速运转,全接通晶闸管tm,则电动机中速运转,如果在8个电源周期内n个周期接通晶闸管tm,(8-n)个周期接通tl,那么在电动机的低速和中速之间可获得8档转速。同样道理,在中速和高速间又可获得8档转速。由此可见采用分时接通的方法,可以使只有三档转速的三速单相电动机具有二十四档转速的调速能力。2 三速单相电动机开关调速的硬件和软件设计  三速单相电动机调速电路如图1所示,某家用电风扇的单相电动机采用单片机atmel89c2051控制,单片机的输出端口p1.5、p1.6、p1.7经反相器与晶闸管tl、tm、th的控制极连接,当p1.5=“0”时,晶闸管导通,电动机可低速运转,反之,p1.5=“1”时,晶闸管截止,电动机停转,即由p1.5输出电位控制电动机的低速档;同样,由p1.6输出电位控制电动机的中速档,p1.7控制电动机的高速档。同步电路每个电源周期产生一个脉冲信号,并在电源电压由负变正时产生脉冲的下降沿。同步信号由int0中断口输入单片机。三速单相电动机开关调速的控制方法如下:在每个电源电源电压由负变正过零时,同步电路产生一个脉冲信号,向单片机申请中断,单片机响应中断后执行调速程序,按给定的转速代码输出转速信号,调节电动机转速。取调速周期ts=8t(t为电源周期),调速程序必须经过8次中断才能输出一个转速代码的转速,在调速周期内不能接受新的转速代码,否则电动机的转速将不受控制。在调速程序中,采用一个存储单元(34h)作为转速输入单元,另一个存储单元(37h)作为电源周期指示器,记录已经输出的电源周期,控制器需要改变风扇的转速时,随时可以向(34h)单元写入转速代码,但只有电源周期指示器的数值为零时,调速程序才能将(34h)单元的数据变成实际输出的信号。电源周期指示器的初始值为00h,int0每中断一次调速周期定时器加1,直至电源周期指示器为08h时,重新清零,并且读入转速输入单元(34h)的数据。  在调速程序中,我们采用8位数据记录风扇的转速代码,其中低3位(b2b1b0)表示接通比例n,第4、5位(b4b3)表示接通档次,高3位(b7b6b5)不用。接通档次表示调速为低速调速、中速调速还是高速调速,其值为b4b3={00b,01b,10b,11b},当接通档次为00b时,在转速代码设定的接通比例内接通晶闸管tl,接通比例外不接通晶闸管;当接通档次为01b时,在转速代码设定的接通比例内接通晶闸管tm,接通比例外接通晶闸管tl,当接通档次为10b时,在转速代码设定的接通比例内接通晶闸管th,接通比例外接通晶闸管tm;当接通档次为11b时,接通比例只有00h一种,这时在整个调速周期内接通晶闸管th,电动机高速运转。接通比例的取值范围000b-111b,由此可知,转速代码的取值范围为00h-18h,总共25个代码,其中00h为零速,01h-08h为低速档代码,09h-10h为中速档代码,11h-18h为高速档代码。所以电动机除零速外共有

    时间:2019-01-17 关键词: 方法 单相 单片机 电动机 嵌入式处理器

  • 德州仪器推出最新MSP430 MCU面向下一代单相计量与能源监测应用

    日前,德州仪器 (TI) 宣布推出 F673x/F672x 系列超低功耗 16 位微控制器,可在电能计量和能源监测应用中为开发人员提供更大的灵活性。借助单个可支持实时时钟 (RTC) 的备份微控制器、主电源提供的电源管理以及多达 2 个独立的辅助电源,TI 新型器件可保证实现无中断型操作。另外,凭借不断提升的采样速率和多种操作条件下(如电流范围和时间)的出色线性度,24 款最新 F673x/F672x 器件还可实现更加精准的测量,从而打造出一套稳定的系统。这些器件是 TI 首批具有集成型 24 位 &;&; 转换器及单个 320 段 控制器的 6xx 系列微控制器。与以前的 160 段相比,开发人员能够充分利用具有更多可编程性的增强型分段式 ,在显示器上显示更多的字符(特别适合亚洲的语言文字)。作为 ™ 微控制器产品系列的一部分,F673x/F672x 器件专为超低功耗模式而设计,可确保 显示器在工作期间消耗尽可能少的功耗。 用于简化开发工作的 F673x/F672x 微控制器工具与软件 I免费MSP430 能源库可借助新型 F673x/F672x 器件支持计量软件,为那些开发公用事业仪表产品的客户提供简易工作启动方式。开发人员可采用单相电表 MSP430F6736 EVM 测试和体验计量结果是否精准,并利用 MSP-TS430PZ100B 目标板和 MSP-FET430U100B 闪存仿真工具进行 F673x/F672x 器件的编程与调试。 MSP430F673x/F672x 系列的主要特性与优势: • 功能强大的 24 位 &;&; 转换器具有可编程增益及 < 0.1% 的准确度(在 2400:1 的动态范围内),可使 F673x/F672x 系列满足 class 0.1m 并超过 IEC62053/ C12.20 标准的规格要求; • &;&; 转换器提供了用于电压、电流和篡改检测的独立通道,减少了能源测量软件开发及安全性问题; • 具备分段和闪烁控制功能及双屏显示内存的 320 段 LCD 驱动器还能够运行于 8 路复用 (8-MUX) 模式,以支持多个 LCD 器件; • 实时时钟与日历模式依靠具有可编程充电器的单独电压电源工作,可在无数据丢失条件下实现精准的数据记录与测量; • 超低功耗(待机模式下电流为 1.4 &;A)与超快唤醒(< 3 &;s); • MSP430 电能计量选购工具可帮助开发人员轻松找到适合其应用的理想产品; • 免费的 MSP430 能源库可支持诸如电压、能源及篡改检测等计量软件测量。 TI 即将参加 2012 年世界输变电技术展 (DistribuTECH 2012) 欢迎在此次展会上光临第 4735 号,观看 MSP430F6736 EVM 以及 TI 演示与。 供货情况 MSP430F673x/F672x 微控制器很快就能提供。MSP-TS430PZ100B 目标板和 MSP-FET430U100B 闪存仿真工具均可通过 TI 网上商店 (eStore) 订购。有关 MSP430F6736 EVM 的更多详情请与当地的销售代理商联系。 TI 广泛系列的微控制器 (MCU) 与软件 从通用型超低功耗 MSP430™ MCU 到 Stellaris® ™-M MCU、再到实时控制 ™ MCU、乃至 ™ 安全 MCU,TI提供最全面的微控制器解决方案。通过充分利用 TI 完整的软硬件工具、广泛的第三方产品以及技术支持,设计人员可加速产品的上市进程。

    时间:2018-12-18 关键词: 德州仪器 单相 能源 嵌入式处理器 下一

  • 西门子发布SitopPSU100P壁挂式安装单相电源

    西门子发布SitopPSU100P壁挂式安装单相电源

    导读:据报道,全球领先供应商西门子工业近日发布一款高防护等级的SitopPSU100P壁挂式安装单相电源。该电源效率高达93%,防护等级高达IP67,即使在条件恶劣的工作环境下依然能够正常运行。西门子的SitopPSU100P是为适应机柜外安装的恶劣环境而量身设计的,因此可适用于各种恶劣环境。Sitop PSU100P可提供24V/5A和24V/8A两款电源,效率高达93%.其输入电压范围为:85~132VAC以及170~264VAC,可实现自动切换;工作温度范围是-25℃~+60℃,可在该温度范围内不降载输出额定功率。其工作状态既可以通过LED指示灯显示,也可通过隔离的信号触点快速准确地传送到上级设备。除此之外,Sitop PSU100P电源具有设计紧凑的铝制外壳,配有7/8 英寸标准连接器,并具有防水功能。

    时间:2018-10-30 关键词: 单相 电源 电源技术解析 壁挂式

  • 一种基于DSP的新型单相PWM算法研究

    一种基于DSP的新型单相PWM算法研究

    脉宽调制(Pulse-Width Modulation,PWM)技术在电力电子领域的应用极其广泛。PWM模式是决定逆变器输出电压特性的根本。性能优越的PWM模式可以使逆变器具有良好的输出特性。由傅里叶分析可知,不对称波形会带来大量低次谐波、偶次谐波以及余弦项。因此PWM脉冲波形的对称性对输出特性有很大影响。 PWM的实现方法一般有两种:比较法和计算法。随着数字技术的迅速发展和计算机功能的提高,计算法以其方便灵活的特点成为PWM实现方法的主流。采用计算法实现PWM时,按照每个载波周期内调制波的取法,可以分为规则采样PWM和自然采样PWM。其中,采用规则采样法,计算简单,占用系统软件资源较少,因而应用比较广泛;但是由规则采样法计算出的PWM波形,在系统载波频率较低时,输出精度差,并且在计算时需要通过查表确定计算结果,所以并不能保证其波形的对称性,谐波含量也会因为波形的不对称而增加。 对于调制类PWM,有三种方式:同步调制,异步调制,分段同步调制三种方式。同步调制虽然可以在调制波频率变化的所有范围内,载波与调制波的相位相同, PWM波形一直保持对称,输出谐波的低次谐波可以得到消除。但是在载波频率变化范围大时,电力电子器件的开关频率变化范围大,在低频时,将给系统引入大量较低频率的谐波。异步调制的优点在于载波频率在调速过程中载波不变,高次谐波对系统的影响基本固定,可以弥补同步调制的缺点。但是异步调制无法在大部分频率点上都保证调制波与载波相位相对的固定,出现不对称波形,会给系统引入大量的低次谐波、偶次谐波和余弦项。分段同步调制可以综合以上两种方式的优点,但在波比切换时可能出现电压突变,甚至震荡。基于以上理论,本文提出一种新的PWM算法,可以在异步调制下,使PWM波形在T/2周期内始终保持关于T/4 周期的完全对称。 1 PWM算法原理 在用数字化控制技术产生PWM脉冲时,三角载波实际上是不存在的,完全由软件及硬件定时器代替,图1为三角载波的产生原理(Ttimer为定时器的值)。 PWM脉冲的产生机理为:定时器重复按照PWM周期进行计数。比较寄存器用于保持调制值,比较寄存器中的值与定时器计数器的值相比较,当两个值匹配时, PWM输出就会跳变;当两个值产生二次匹配或者一个定时器的周期结束时,就会产生第二次输出跳变。通过这种方式就会产生一个周期与比较寄存器值成比例的脉冲信号。在比较单元中重复完成计数、匹配输出的过程,产生PWM信号,如图2所示。 基于数字化控制技术产生PWM脉冲的这种特点,利用本文提出的算法,可以实现在任何频率下产生完全对称的PWM波形。其原理为:根据三角载波频率及DSP 系统时钟频率确定定时器周期,利用数学计算方法,将形成载波的定时器周期等分,均分后所得到的数作为脉宽增量单元,随时间递增。脉宽以脉宽增量为单元成比例地增加或减少。 三角载波由软件及硬件定时器形成,三角载波的频率由时钟频率及定时器的周期值决定。根据需要可以选取一个定时器周期T1,以确定调频过程中的固定载波频率。由于载波频率不变,故整个调频过程的载波比是变动的,可先设定在一个固定的输出波频率f1下的载波比为n1,对所需的输出频率f(对应的周期为T)进行处理,如式(1)所示,x为f处理后的值。图3所示为均分载波的原理图,将定时器的周期进行等分为n1/(4x)份,则每份的宽度叫可由式(2)确定: f1/1=fx (1) ω=4T1x/n1 (2) 式中:ω为脉宽增量的最小单元。在确定了脉宽增量的最小单元值之后,以ω为增量单元,随时间递增,依次增大或减小占空比的值。占空比的增大过程为:第一个装载占空比为ω,第二个装载占空比为2ω,第三个装载占空比为3ω,第y个装载占空比的值为yω,占空比的值以此规律依次增加。式(3)为脉宽递增时占空比值DC更新规律的数学表达式。式中K的值是为满足冲量定理所需的系数,将在后面做详细的计算和论述。 当输出脉冲达到最大宽度MAX(DC)时,a计数值也达到最大值MAX(a),已完成T/4周期的脉冲输出。此时,占空比从最大宽度依次减小,减小的规律为yω,(y-1)ω,直至ω0式(4)为脉宽递减时占空比值DC‘更新规律的数学表达式。其中,DC‘的初始值为MAX(DC),a‘的初始值为MAX (a)。 由以上原理可以看出,PWM波形在T/2内关于T/4完全对称,图4所示为占空比更新的原理图。 由上述分析,载波频率在整个过程中是固定值,所以具备了异步调制的优点。同时,脉宽是完全由形成载波的时钟数量、期望输出波的频率因素决定,而不是由查表得到,可以克服异步调制时大多数情况下载波与调制波相位不同步的缺点。此种算法综合了同步和异步调制的优点,避免了采用分段同步调制时需要考虑调频的问题。PWM的基本依据是面积相等原理,即冲量(面积)相等不同形状的窄脉冲加到惯性环节上,其作用效果基本相同。在保证波形对称的基础上,讨论该算法对冲量相等原则的实现。以正弦调制为例,当调制波为正弦波时,根据面积相等原则,其正弦半波积分的面积等于脉冲相加之和,如式(5)所示。 根据占空比更新原理可以确定冲量面积,如式(6)所示。 当调制深度M=1时,可得到系数K的值,如式(7)所示: 根据以上公式,可准确计算输出波形面积,K值的选取可决定输出电压的幅值。 2 实验结果 为了验证提出的PWM算法的正确性和可行性,利用TI公司的TMS320F2812进行实验;系统采用30 MHz外部晶振,通用定时器时钟的频率由系统5倍频后,再6分频得到,为25 MHz。该实验采用的载波频率为fz=1 kHz,定时器周期值T1=12 500。输出频率f1=50 Hz时,载波比n1=20。选择在定时器达到周期值时装载更新占空比的值,相当于在三角载波的波峰时装载。 实验结果见图5(UPWM为PWM脉冲幅值):图5(a)为单极性调制时采用该算法得到的输出波形,它是50 Hz正弦波调制时正半周期的输出波形;图5(b)是43 Hz正弦波调制时正半周期的输出波形;图5(c)是50 Hz单极性调制时,正弦波PWM脉冲波形的能谱分析图;图5(d)是43 Hz单极性调制时正弦波PWM脉冲波形的能谱分析图。 3 结 语 该算法是基于异步调制的优化PWM脉冲波形的一种算法,它对于提高系统输出质量有着重要的意义。应用此算法已成功地实现在1~400 Hz之内调频,输出对T/4周期完全对称的波形,有效地降低了谐波,运行效果良好。

    时间:2018-09-21 关键词: DSP 单相 嵌入式处理器 pwm算法

  • 单相桥式整流在MATLAB仿真波形图,以及原理分析

    单相桥式整流在MATLAB仿真波形图,以及原理分析

    什么是单相桥式整流电路:电路中采用四个二极管,互相接成桥式结构。利用二极管的电流导向作用,在交流输入电压U2的正半周内,二极管D1、D3导通,D2、D4截止,在负载RL上得到上正下负的输出电压;在负半周内,正好相反,D1、D3截止,D2、D4导通,流过负载RL的电流方向与正半周一致。因此,利用变压器的一个副边绕组和四个二极管,使得在交流电源的正、负半周内,整流电路的负载上都有方向不变的脉动直流电压和电流。桥式整流的名称只是说明电路连接方法是桥式的接法,桥式整流二极管:大家常用的一般是由4只单个二极管封装在一起的元件,取名桥式整流二极管,整流桥或全桥二极管。单相桥式整流电路的工作原理:单相桥式整流电路如图1(a)所示,图中Tr为电源变压器,它的作用是将交流电网电压vI变成整流电路要求的交流电压 ,RL是要求直流供电的负载电阻,四只整流二极管D1~D4接成电桥的形式,故有桥式整流电路之称。单相桥式整流电路的工作原理可分析如下。为简单起见,二极管用理想模型来处理,即正向导通电阻为零,反向电阻为无穷大。在v2的正半周,电流从变压器副边线圈的上端流出,只能经过二极管D1流向RL,再由二极管D3流回变压器,所以D1、D3正向导通,D2、D4反偏截止。在负载上产生一个极性为上正下负的输出电压。其电流通路可用图1(a)中实线箭头表示。在v2的负半周,其极性与图示相反,电流从变压器副边线圈的下端流出,只能经过二极管D2流向RL,再由二极管D4流回变压器,所以D1、D3反偏截止,D2、D4正向导通。电流流过RL时产生的电压极性仍是上正下负,与正半周时相同。其电流通路如图1(a)中虚线箭头所示。综上所述,桥式整流电路巧妙地利用了二极管的单向导电性,将四个二极管分为两组,根据变压器副边电压的极性分别导通,将变压器副边电压的正极性端与负载电阻的上端相连,负极性端与负载电阻的下端相连,使负载上始终可以得到一个单方向的脉动电压。根据上述分析,可得桥式整流电路的工作波形如图2。由图可见,通过负载RL的电流iL以及电压vL的波形都是单方向的全波脉动波形。桥式整流电路的优点是输出电压高,纹波电压较小,管子所承受的最大反向电压较低,同时因电源变压器在正、负半周内都有电流供给负载,电源变压器得到了充分的利用,效率较高。因此,这种电路在半导体整流电路中得到了颇为广泛的应用。电路的缺点是二极管用得较多,但目前市场上已有整流桥堆出售,如QL51A~G、QL62A~L等,其中QL62A~L的额定电流为2A,最大反向电压为25~1000V。单相整流电路在MATLAB中的仿真操作:1 单相桥式全控整流电路的工作原理单相桥式全控整流电路图(带电阻性负载)如图1所示,电路由交流电源u1、整流变压器T、晶闸管VT1~4、负载R以及触发电路组成。其中晶闸管VT1和VT4、晶闸管VT2和VT3各组成一对桥臂,又由于晶闸管具有单向可控导电性能,所以在变压器的二次电压u2的正半周,晶闸管VT1和VT3被触发,负半周时晶闸管VT2和VT3被触发。在u2的正半周时(a点电位高于b点电位),如果4个晶闸管都不导通,负载电流id为0,负载电压也为0,VT1、VT4串联承受电压u2,设VT1和VT4的漏电阻相等,则各承受u2的一半。若在触发角α处给VT1和VT4。加触发脉冲,VT1和VT4导通,电流从电源a端经VT1、R、VT4流回电源b端。当u2过0的时候,流过晶闸管的电流也降到0,VT1和VT4关断。在u2的正半周时,仍在触发延迟角的α处触发延迟VT2和VT3(VT2和VT3的α=0处为wt=π),VT2和VT3导通,电流从电源b端流出,经VT3、R、VT2流回电源a端。到u2过0时,电流又降为0,VT2和VT3关断。此后又是VT1和VT4导通,如此循环工作下去。2 单相桥式全控整流电路在MATLAB/Simulink的建模与仿真2.1 单相桥式电路的仿真模型单相桥式全控整流电路主要由交流电源、晶闸管、RLC负载等构成,其在MATLAB/Simulink仿真模型如图2所示。由于在SIMULINK库中没有专用的单相桥式整流电路的触发模块,这里用三相桥的触发器(Synchronized 6-pulse Generator)来产生晶闸管VT1、VT4和VT2、VT3的触发脉冲,如图4所示,用电压测量取得变压器二次电压信号作为触发器的同步信号,信号从触发器AB端输入,触发器的BC、CA端和BLOCk端用常数模块置“0”,Synchronized 6-pulse Generator产生6路触发信号,通过Demux分解并与变压器的二次电压的相位比较,图4上为变压器二次电压波形,中间为第6路触发脉冲,下为第4路触发脉冲,此脉冲信号与正弦信号比较的时候,这二路信号可以满足单相桥的触发和移相控制要求,因此将第6路触发脉冲连接VT1和VT4控制板,第4路触发脉冲连接VT2和VT3控制板。2.2 仿真参数设置(1)电压源参数。电压源为AC,电压为220V,频率50Hz,输入电压峰值为220*sqrt(2)。(2)变压器参数。电压为220V(有效值),二次电压为100V(有效值)。(3)晶闸管使用默认参数。(4)负载RLC的参数。根据具体情况设置(5)脉冲发生器Synchronized 6-pulse Generator的参数:同步频率为50Hz,脉冲宽度取10°。(6)电阻负载角度α参数:α=0°、30°、60°、120°。(7)系统仿真参数:开始时间选0,可变步长,仿真数值选ode23,误差选择0.001。2.3 仿真结果及其分析图3~5为电阻性负载时的电压和电流输出波形,图6~8为阻感负载时的电压和电流的输出波形。图3和图4波形表明电压和电流都是脉动的,电源的交流电经过整流器后成为了直流电,实现了整流的功能,波形呈现周期性正弦半波,整流后的电压和电流形状相似。图3、图4和图5的电压电流波形已随控制角变化,随着控制角的增加,输出电压的平均值减小,输出电流也随之下降。图6~图相比较图3~5,整流输出电流脉动明显小,说明输出电感具有滤波的作用。3 结束语本文在MATLAB软件中对单相桥式全控整流电路进行了建模与仿真,分别在负载为0°、30°和60°时对电路进行了仿真,得出的结果与理论相一致,为技术人员学习和生活中的各种应用提供了很好的思路。3次

    时间:2018-09-03 关键词: 原理 单相 电源技术解析 波形

  • 单相UPS逆变器复合控制策略

    单相UPS逆变器复合控制策略

    摘要:本文通过对脉宽调制(pulse width modulation,PWM)单相不间断逆变电源(UPS)输出特性的分析。提出了一种基于重复控制和模糊PI控制相结合的UPS逆变器的综合控制策略。模糊PI控制提高UPS逆变器的动态特性,重复控制改善UPS逆变器的稳态精度。实验结果表明,该策略能获得具有良好的动态和稳态特性的波形。1.引言UPS通常用在对电源质量要求很高的场合,如金融部门、医疗中心、通信系统、军用设备等。一般要求UPS的输出波形质量好,动态响应快,抗扰能力强。近年来,中外学者发展出了多种逆变电源波形控制技术:PID控制,无差拍控制,滑模变结构控制,重复控制,模糊控制等。各种控制方法均具有各自的特点,表现出优良的特性和不足。本文针对UPS逆变电源波形不能兼顾稳态效果和动态效果的问题,建立了单相逆变器的数学模型,提出了基于重复控制和模糊PI控制相结合的新型控制策略。利用重复控制消除逆变器周期性干扰,提高其稳态精度,利用模糊PI控制改善逆变器对非周期扰动的瞬态响应速度。实验结果表明,基于该控制器控制的UPS输出波形质量好,稳态精度高,动态响应快。2.单相全桥PWM逆变器的结构单相全桥逆变器主电路结构如图1所示。图中,T1~T4为IGBT开关器件,E为直流输入电压,滤波电感L和滤波电容C构成低通滤波器,电阻r与滤波电感L相串联,它为死区效应和各环节的损耗提供了一个小的阻尼。选取电容C与电感L作为状态变量,根据基尔霍夫电压定理KVL和电流定理KCL,我们可以得到逆变器的数学模型如下:得出单相逆变器的连续时间状态方程:由此状态方程我们可以得到逆变器通用连续状态空间模型为:3.模糊PI控制器模糊PI控制器主要由参数模糊化、模糊推理、解模糊和PI控制器组成,图2示出其原理框图。本文采用二维结构模糊控制器,以采样信号与参考信号的误差e和误差的变化率ec为输入量,以控制量的变化为输出量,这样的模糊PI控制结构简单,动态控制性能良好。接下来将输入量进行模糊化处理得到误差E和误差的微分量EC,控制器的输出量为p Δk , i Δk .先找出p Δk , i Δk 与E和EC之间的模糊关系,再根据模糊控制规则进行模糊推理,对参数进行在线修正,将算出的参数代入下式计算:式中0p k , 0i k 为PI参数的初始设定值,由控制系统的特性决定。建立模糊规则的原则是使系统输出响应的动静态特性达到最佳:当误差大或较大时,选择控制量以尽快消除误差为主;当误差较小时,选择控制变量要以系统的稳定性为主,防止系统超调。因此通过仿真和实验设计可得到针对p Δk , i Δk 的模糊规则表。4.重复控制器设计重复控制是基于内模原理的一种控制方法,包括重复信号发生器模块和补偿器模块。它将重复信号发生器作为周期性扰动信号植入控制系统中,能有效实现系统的无静差跟踪控制。本设计采用改进型重复控制器,即在重复信号发生器内模中附加一滤波器,如图3所示。图3中,r为逆变器给定信号,y为逆变器输出电压,e为误差信号,d为死区、负载等其它周期性扰动等效信号,z?N为周期延迟环节,N为一个工频周期的采样次数,Q(z)通过正反馈环节将误差信号进行周期性累加,它可以是一个略小于l的参数或低通滤波器,工程上常取Q(z)=0.9.z?N和Q(z)构成了重复信号发生器。C(z)为重复控制环路补偿器。补偿器C(z)根据控制对象P(z)的特性设置,在检测到上一周期的误差信息后,补偿器C(z)负责在下一周期给出幅值相位准确的控制量。通常可以采用以下形式实现:其中: r K 为可调增益。r K 越小,稳定裕度越大;反之, r K 越大,误差收敛速度越快,稳态误差越小,本文r K 取为0.86.zk为超前环节,是补偿器C(z)进行相位补偿所必需的,本文k取6. ( ) 1 C z 常取为一个截止频率与P(z)近似的二阶低通滤波器以实现高频衰减,提高稳定性和抗高频干扰能力。与模糊PI自整定控制构成复合控制器如图4所示。5.仿真实验分析本文研究一个11KV的UPS电源,基本技术参数如下:直流母线电压E=380V;额定输出电压UO=220V;额定输出电压频率:f=50Hz;额定输出功率:P=11KVA;输出滤波电感:L=0.43mH;输出滤波电容:C=140uF;等效阻尼电阻:r=0.1Ω,PWM开关频率fSW=10KHz.基于MATALAB仿真软件进行仿真试验。由图5可知,稳态时,稳态精度为0.14%,T H D = 0 . 1 1 %;半载突加满载时电压跌落为19.8V,电压变化率为6.4%.6.结论本文针对UPS逆变电源,提出一种将重复控制与模糊PI控制相结合的控制策略,并通过仿真实验验证了该方法的可行性,结果表明所采用的控制方案使UPS的输出电压稳态精度高,稳态误差小,动态响应快。谐波畸变较小,获得了预期效果。(作者:兖文宇,于少娟,赵飞)

    时间:2018-06-21 关键词: 策略 单相 电源技术解析 逆变器

  • IPM电路设计及在单相逆变器中的应用

    IPM电路设计及在单相逆变器中的应用

     IPM电路设计及在单相逆变器中的应用 智能功率模块(IntelligentPowerModule,IPM)以开关速度快、损耗小、功耗低、有多种保护功能、抗干扰能力强、无须采取防静电措施、体积小等优点在电力电子领域得到越来越广泛的应用。以PM200DSA060型IPM为例。介绍IPM应用电路设计和在单相逆变器中的应用。 智能功率模块(IPM)的结构 IPM由高速、低功率IGWT、优选的门级驱动器及保护电路构成。其中,IGBT是GTR和MOSFET的复合,由MOSFET驱动GTR,因而IPM具有GTR高电流密度、低饱和电压、高耐压、MOSFET高输入阻抗、高开关频率和低驱动功率的优点。 根据内部功率电路配置情况,IPM有多种类型,如PM200DSA060型:IPM为D型(内部集成2个IGBT),其内部功能框图如图1所示,内部结构如图2所示。内有驱动和保护电路,保护功能有控制电源欠压锁定保护、过热保护、过流保护和短路保护,当其中任一种保护功能动作时。IPM将输出故障信号FO。 IPM内部电路不含防止干扰的信号隔离电路、自保护功能和浪涌吸收电路。为了保证IPM安全可靠。需要自己设计部分外围电路。 IPM的外部驱动电路是IPM内部电路和控制电路之间的接口,良好的外部驱动电路对以IPM构成的系统的运行效率、可靠性和安全性都有重要意义。 由IPM内部结构图可见,器件本身含有驱动电路。所以只要提供满足驱动功率要求的PWM信号、驱动电路电源和防止干扰的电气隔离装置即可。但是.IPM对驱动电路输出电压的要求很严格:驱动电压范围为13.5V~16.5V,电压低于13.5V将发生欠压保护,电压高于16.5V可能损坏内部部件,驱动信号频率为5Hz-20kHz,且需采用电气隔离装置。防止干扰:驱动电源绝缘电压至少是IPM极间反向耐压值的2倍(2Vces),驱动电流达19mA一26mA,驱动电路输出端的滤波电容不能太大,这是因为当寄生电容超过100pF时。噪声干扰将可能误触发内部驱动电路。 图3所示是一种典型的高可靠性IPM外部驱动电路方案。来自控制电路的PWM信号经R1限流.再经高速光耦隔离并放大后接IPM内部驱动电路并控制开关管工作,FO信号也经过光耦隔离输出。其中每个开关管的控制电源端采用独立隔离的稳压。15V电源,且接1只10μF的退耦电容器(图中未画出)以滤去共模噪声。Rl根据控制电路的输出电流选取.如用DSP产生PWM,则R1的阻值可为330Ω。R2根据IPM驱动电流选值,一方面应尽可能小以避免高阻抗IPM拾取噪声。另一方面又要足够可靠地控制IPM。可在2kΩ~6.8kΩ内选取。C1为2端与地间的O.1μF滤波电容器,PWM隔离光耦的要求是tPLH10kV/μs,可选用HCPIA503型、HCPIA504型、PS204l型(NEC)等高速光耦,且在光耦输入端接1只O.1μ的退耦电容器(图中未画出)。FO输出光耦可用低速光耦(如PC817)。IPM的内部引脚功能如表1所示。 图3的外部接口电路直接固定在PCB上且靠近模块输入脚,以减少噪声和干扰,PCB上布线的距离应适当,避免开关时干扰引起的电位变化。 另外,考虑到强电可能造成外部驱动电路到IPM引线的干扰,可以在引脚1~4间,3~4间,4~5间根据干扰大小加滤波电容器。 由于IPM本身提供的保护电路不具备自保护功能,所以要通过外围硬件或软件的辅助电路将内部提供的:FO信号转换为封锁IPM的控制信号,关断IPM,实现保护。 1、硬件 IPM有故障时,FO输出低电平,通过高速光耦到达硬件电路,关断PWM输出,从而达到保护IPM的目的。具体硬件连接方式如下:在PWM接口电路前置带控制端的3态收发器(如74HC245)。PWM信号经过3态收发器后送至IPM接口电路,IPM的故障输出信号FO经光耦隔离输出送入与非门。再送到3态收发器使能端OE。IPM正常工作时与非门输出为低电平。3态收发器选通,IPM有故障时与非门输出为高电平。3态收发器所有输出置为高阻态。封锁各个IPM的控制信号,关断IPM,实现保护。 2、软件 IPM有故障时FO输出低电平,FO信号通过高速光耦送到控制器进行处理。处理器确认后。利用中断或软件关断IPM的PWM控制信号,从而达到保护目的。如在基于DSP控制的系统中,利用事件管理器中功率驱动保护引脚(PDPINT)中断实现对IPM的保护。通常1个事件管理器严生的多路PWM可控制多个IPM工作.其中每个开关管均可输出FO信号,每个开关管的FO信号通过与门.当任一开关管有故障时输出低电平,与门输出低电平。将该引脚连至PDPINT,由于PDPINT为低电平时DSP中断,所有的事件管理器输出引脚均被硬件设置为高阻态,从而达到保护目的。 以上2种方案均利用IPM故障输出信号封锁IPM的控制信号通道,因而弥补了IPM自身保护的不足,有效地保护了器件。 智能功率模块(IPM)的缓冲电路设计 在IPM应用中,由于高频开关过程和功率回路寄生电感等叠加产生的di/dt、dv/dt和瞬时功耗会对器件产生较大的冲击,易损坏器件,因此需设置缓冲电路(即吸收电路),目的是改变器件的开关轨迹,控制各种瞬态过压,降低器件开关损耗,保护器件安全运行。 图4为常用的3种IPM缓冲电路。图4(a)为单只无感电容器构成的缓冲电路,对瞬变电压有效且成本低,适用于小功率IPM。图4(b)为RCD构成的缓冲电路,适用于较大功率IPM.缓冲二极管D可箝住瞬变电压,从而抑制由于母线寄生电感可能引起的寄生振荡。其RC时间常数应设计为开关周期的1/3,即r=T/3=1/3f。图4(c)为P型RCD和N型RCD构成的缓冲电路,适用于大功率IPM。功能类似于图4(b)所示的缓冲电路,其回路电感更小。若同时配合使用图4(a)所示的缓冲电路。还能减小缓冲二极管的应力,缓冲效果更好。 在图4(c)中,当IGBT关断时,负载电流经缓冲二极管向缓冲电容器充电,同时集电极电流逐渐减少,由于电容器二端的电压不能突变,所以有效地限制了IGBT集电极电压上升率dv/dt。也避免了集电极电压和集电极电流同时达到最大值。IGBT集电极母线电感、电路及其元件内部的杂散电感在IGBT开通时储存的能量,这时储存在缓冲电容器中。当IGBT开通时,集电极母线电感以及其他杂散电感又有效地限制了IGBT集电极电流上升率di/dt.同样也避免了集电极电压和集电极电流同时达到最大值。此时,缓冲电容器通过外接电阻器和IGBT开关放电,其储存的开关能量也随之在外接电阻器和电路、元件内部的电阻器上耗散。如此,便将IGBT运行时产生的开关损耗转移到缓冲电路,最后在相关电阻器上以热的形式耗散,从而保护IGBT安全运行。 图4(c)中的电阻值和电容值按经验数据选取:如PM200DSA060的电容值为0.221xF~0.47xF,耐压值是IGBT的1.1倍~1.5倍,电阻值为10?—20,电阻功率按P=fCU2xlO-6计算,其中f为IGBT工作频率,u为IGBT的工作峰值电压。C为缓冲电路与电阻器串联电容。二极管选用快恢复二极管。为了保证缓冲电路的可靠性,可以根据功率大小选择封装好的图4所示的缓冲电路。 另外,由于母线电感、缓冲电路及其元件内部的杂散电感对IPM尤其是大功率IPM有极大的影响,因此愈小愈好。要减小这些电感需从多方面人手:直流母线要尽量地短,缓冲电路要尽可能地靠近模块,选用低电感的聚丙烯无极电容器、与IPM相匹配的快速缓冲二极管及无感泄放电阻器。 智能功率模块(IPM)在单相全桥逆变器中的应用 图5所示的单相全桥逆变电路主要由逆变电路和控制电路组成。逆变电路包括逆变全桥和滤波电路,其中逆变全桥完成直流到交流的变换.滤波电路滤除谐波成分以获得需要的交流电,控制电路完成对逆变桥中开关管的控制并实现部分保护功能。 图中的逆变全桥由4个开关管和4个续流二极管组成,工作时开关管在高频条件下通断.开关瞬间开关管电压和电流变大,损耗大,结温升高,加上功率回路寄生电感、振荡及噪声等。极易导致开关管瞬间损坏,以往常用分立元件设计开关管的保护电路和驱动电路,导致电路庞大且不可靠。 本文采用一对PM200DSA060双单元IPM模块分别代替图中Vl、D1、V2、D2组合和V3、D3、v4、D4组合构成全桥逆变电路,利用DSP对IPM的控制,完成了中频率20kW、230V逆变器的设计和调试,采用了如上所述的驱动电路、图4(c)中的缓冲电路和基于DSP控制的软件IPM保护电路。设计实践表明:使用IPM可简化系统硬件电路、缩短系统开发时间、提高可靠性、缩小体积,提高保护能力。

    时间:2015-12-07 关键词: 单相 电源技术解析 逆变器 ipm电路

  • 泰克公司推出新精密单相功率分析仪系列

    21ic讯 泰克公司日前宣布,推出PA1000单相功率分析仪,进一步扩大其精密功率分析仪产品阵容。PA1000采用正在申请专利的Spiral Shunt™设计,向从事电源、消费电子和其他电气产品设计与测试的工程师提供最短时间的精密功率测量。其彩色图形显示、一键式应用模式及直观的菜单系统等特性支持在几秒钟内完成仪器的最佳设置,同时,强大的PWRVIEW PC软件能够提供全面的报告特性,如完全符合规定的IEC62301待机功耗证明。 单相电子产品电源研发工程师面临着对更大能量效率和更低线路污染的新要求,以及不断增多的一系列关于减少能耗的政府法规及商业要求。例如,能够满足以上需求的GaN(氮化镓)和SiC(碳化硅)新半导体技术的出现,新的测试测量工具如PA1000也同样需要满足以上需求。 新PA1000单相功率分析仪是对去年早些时候推出的PA4000系列精密三相功率分析仪以及用于电路分析的泰克示波器和探头的补充,为工程师提供了用于优化和调试功率电子设计的端到端解决方案。 “由于消费者、企业和政府对于减少整体能耗的重视,电源成为电子行业目前最活跃的一个领域”,泰克公司分析仪产品线总经理Curt Willener表示,“为帮助我们的客户满足这些要求,泰克继续推出其需要的精密仪器,如具有业内领先性能、价值和可用性的PA1000和PA4000功率分析仪。” 精度和价值 PA1000的整体性能在同类产品中无出其右,它提供0.05%基本精度和1 MHz测量带宽。每个PA1000包括两个电流分流器,一个用于最大1 A电流测量,提供精确的低电源测量值,另一个用于最大20 A电流测量。1 A分流器对保持严格的低电流信号测量分辨率和精度(这是待机功耗测试中的常见要求)十分具有帮助。 全彩图形显示使设置和其他任务容易而直观,只需按下按钮即可查看测量结果、电源波形、谐波条形图及菜单。用于待机电流、灯镇流器测试的专用测试模式和能量集成可帮助优化仪器设置,为工程师节省时间和减少错误。PWRVIEW PC软件利用针对一致性测试应用的一点式 (one-click) 测试自动化功能进一步简化了测试任务。 PA1000通过众多标准特性提供了业内领先的价值,其中包括LAN、USB、GPIB接口、谐波分析以及PC软件(许多分析仪对PC软件是额外收费的);另外还有五年保修和泰克全球支持与服务。 PA4000精度规格,保修升级 根据最近的实地及计量分析,泰克发布了针对功率分析仪的改进后精度规格,并将标准保修期从先前的三年延长至五年。新精度规格适用于RMS电压、RMS电流及功耗。例如,RMS电压精度额定值原来为± 0.04%,现在改进到± 0.01%。

    时间:2013-12-05 关键词: 泰克 单相 精密 功率分析仪

  • 单相全波相整流电路02

    单相全波相整流电路02

    闭环部分是由纵向和横向两套系统组成,电路的工作原理简述如下:由数控电路的步进电动机发出控 制榭令,接收机接收到信号后,经相敏整流变成直流信号,再经运算放大器放大,控制晶闸管的导通角, 从商改变三相交流异步电动机的定芋绕组上的电压,即改变了旋转磁场的强弱,实现了对电动机的无级调 速。‘为了使系统稳定工作,提高加工精度和机械特性硬度,引入了测速发电机(cs)转速负反馈。   纵向(Z) l.lkW和横向(X) 550w交流电动机带动车床丝杠作进给运动,使车床工作。   2)相敏整流:发送机(FZ)绕组和接收机(sz)三相绕组一一对应连接.110V交流电压供给发射机 睹磁绕组,初始角为即,接收机定子绕组两端输出电压和相位能够反映与发射机转子角位移仇,即反映与 发射机之间的误差角的大小和方向。平衡时,输出电压为零,否则,产生误差,输出一个电压信号。图 2-28为单相全波相敏整流电路,两组交替工作,分别在电阻5.lk上有电压输出,RP1用来调平衡。整流将 交流变成直流信号,经RP2送往运算放大器速度环(ST) llr膏A端进行放大。  

    时间:2013-11-17 关键词: 机床 单相 电路 整流 特殊应用电路 全波相

  • 单相全波相整流电路01

    单相全波相整流电路01

    闭环部分是由纵向和横向两套系统组成,电路的工作原理简述如下:由数控电路的步进电动机发出控 制榭令,接收机接收到信号后,经相敏整流变成直流信号,再经运算放大器放大,控制晶闸管的导通角, 从商改变三相交流异步电动机的定芋绕组上的电压,即改变了旋转磁场的强弱,实现了对电动机的无级调 速。‘为了使系统稳定工作,提高加工精度和机械特性硬度,引入了测速发电机(cs)转速负反馈。   纵向(Z) l.lkW和横向(X) 550w交流电动机带动车床丝杠作进给运动,使车床工作。   2)相敏整流:发送机(FZ)绕组和接收机(sz)三相绕组一一对应连接.110V交流电压供给发射机 睹磁绕组,初始角为即,接收机定子绕组两端输出电压和相位能够反映与发射机转子角位移仇,即反映与 发射机之间的误差角的大小和方向。平衡时,输出电压为零,否则,产生误差,输出一个电压信号。图 2-28为单相全波相敏整流电路,两组交替工作,分别在电阻5.lk上有电压输出,RP1用来调平衡。整流将 交流变成直流信号,经RP2送往运算放大器速度环(ST) llr膏A端进行放大。  

    时间:2013-11-17 关键词: 单相 电路 整流 特殊应用电路 全波相

  • 单相桥式半控电镀直流电源的单片机恒流装置

    21ic电子网讯:一种单相桥式半控电镀直流电源的单片机恒流装置,属于单片机控制技术在电镀直流电源恒流装置中的应用。包括可控硅电压控制电路及单片机控制装置。其特征是直流恒流设定键、时钟设置键、定时设置键分别与单片机输入端相连接;单片机I/O输出端与光耦连接,光耦与可控硅控制端连接。可控整流电路由二只可控硅与二只硅整流管组成,单相电源经变压器降压后分别与可控硅正极与硅整流负极相连接,可控硅的负极端为电镀电源的正极,硅整流的正极为电镀电源的负极,整流后的直流电流供电镀使用。单片机的输出端与数码显示屏连接。本发明创造通过对恒流值的设定,控制与其连接的可控硅导通角大小,实现设定电流的恒流输出,广泛应用小型电镀电源设备中。 

    时间:2013-11-09 关键词: 单相 单片机 直流电源 桥式

  • 一种单相两级式光伏并网逆变器控制策略

    摘要:分析了单相两级式光伏并网逆变器的控制策略;在传统双PI控制基础上加入电网电压前馈及母线纹波补偿以降低并网电流谐波含量;分析了电压外环采用比例谐振(PR)调节器的控制方法具有良好的动态调节性能。与传统前后级分开控制不同,根据前后级功率平衡的原理,提出用前级最大功率点跟踪(MPPT)和母线控制器产生后级逆变参考电流的控制思路。既能稳住母线电压,又能降低母线电压纹波对并网波形的影响。 关键词:逆变器;光伏并网;两级式 1 引言     单相两级式光伏并网逆变器与单级式相比,虽然结构复杂,但前、后级可分开控制,控制方法较简单。而且前级DC/DC变换器选用不同的拓扑结构可满足不同的太阳能电池输入电压,应用起来比较灵活。对于单相两级式光伏逆变器,除了要实现MPPT和并网逆变外,还必须将连接前后级的母线电容电压控制在一定范围内。电压太低满足不了并网逆变要求,电压高则母线电容耐压也高,体积大。若控制不当,母线电容将一直升高到高出电容耐压,导致“母线电容崩溃”。 2 双PI环控制     单相两级式光伏并网逆变器通常前级采用MPPT控制,后级采用电流内环、母线电压外环的双环PI环控制,其典型控制简图如图1所示。其中电流内环控制框图如图2所示。     并网电流ig与参考电流igref的误差经调节后与高频三角载波交截,得到驱动信号驱动逆变桥,实现电流跟踪。GiPI(s)为PI环节传递函数;KPWM/(0.5sTs+1)为采用PWM控制的逆变桥传递函数,可等效为惯性环节,KPWM为PWM及主电路增益;1/(sTs+1)为采样延时和PWM控制滞后的小惯性环节。     将采样延时环节和PWM装置延时环节合并,由于开关频率较高,合并后s2的系数远小于s的系数,可以将该项忽略,简化为一阶惯性环节:1/(1.5sTs+1)。     等效电压外环控制框图如图3所示,Udc为直流母线电压;GuPI(s)为PI环节的传递函数;1/(Cs)为滤波电容的传递函数;Gi(s)为电流内环的闭环传递函数。     根据以上电流环的设计,可得简化等效闭环传递函数为:Gi(s)=1/(1+3sTs);同样将采样延时和电流环传递函数合并等效为:1/(1+4s Ts)。 3 双PI控制的补偿和改进     单相光伏并网逆变器的输出电压和电流均为工频正弦变量,其输出有功功率表现为2倍工频的正弦变量,这样实际母线电容就有相同频率的纹波电压。因此母线电压控制环节产生的参考电流幅值就不是一个标准的直流变量,也含有2倍频交变分量,电流基准给定信号就不是标准的正弦波,因此会导致实际并网电流波形THD升高。     另一方面,市电电网电压包含大量的低次和高次谐波,实际用电负荷的突变还会导致电网电压随机波动。电流环中没有考虑到电网电压ug对电流波形的影响。     设igref与ig的误差信号为ie,则ie=igref-ig,差分方程为:die/dt=digref/dt-dig/dt。若不考虑开关频率谐波分量的影响,有:     Lfdig/dt=uAB1-ug     (1)     式中:Lf为输出滤波电感;uAB1为桥臂输出侧基波分量。     设ie接近零,可得die/dt=digref/dt-(uAB1-ug)/Lf=0。根据逆变器调制原理可得:     uAB1=Udcum/Utri      (2)     式中:um为逆变器正弦调制信号;Utri为三角载波幅值。     整理可得:     um=Lf(Utri/Uref)d[(Uref/Udc)igref]/dt+(Utri/Udc)ug        (3)     (Uref/Udc)igref说明母线电压的纹波影响并网电流,(Utri/Udc)ug说明电网电压对电流控制也有影响。所以单纯采用双PI控制在实际电路中很难满足并网逆变器THD<5%的要求。根据式(3)可知,若增加Udc/Uref乘以电网电压作为前馈补偿,就可消除电网电压对并网电流的影响。 4 电压外环PR调节     单纯采用双PI控制时,为了保证系统稳定性和动态性能,电压环环宽一般都设为200~500 Hz,即使加入母线纹波补偿,也无法完全抑制100 Hz纹波对并网电流的影响。若采用PR调节器作为电压外环调节器,则可很好地抑制母线纹波对并网电流的影响,同时可保证系统动态系能,即有:     Gc(s)=Kp+Kr(s2+ω2)/[s2+(ω/Q)s+ω2]    (4) 5 单相两级式光伏并网逆变器控制策略     一般单相两级式光伏并网逆变器采用前后级分开控制的方法,当系统功率随着MPPT控制不断变化时,首先体现为母线电容的电压变化然后通过后级控制改变并网电流。     下面提出一种新的系统控制策略,其核心思想是根据前级MPPT的功率先预置一个逆变的参考电流幅值,然后经一个比例控制器确定最终的逆变参考电流。这个比例控制器是母线采样电压与参考电压(一般380V)的比值。这样当前级MPPT调节功率变化时,可直接体现为后级参考电流的变化,并通过母线电压的比例控制器将母线电压稳定在参考值附近。     不考虑纹波,若母线电压均值大于或小于参考值,则会相应调高或降低逆变的参考电流,使母线电容进行相应的充放电,母线电压保持在参考电压附近,以保证前后级功率平衡,起到稳压作用。对于母线纹波,通过母线电压控制器,不仅稳住母线电压,而且抑制了母线纹波对并网电流的影响,还使后级实现了单电流环控制,控制更简单。其控制原理如图4所示。 6 Saber仿真验证     在Saber中搭建如图1的仿真模型,母线参考电压380 V,系统工作在额定功率3 kW,前级采用导纳增量法实现MPPT并升压。     Boost输出电压(母线电压)一直稳定在380V附近,采用双PI控制方法时的波形如图5a所示。由图可见,母线电压存在100 Hz的脉动纹波;单纯的双PI控制逆变并网电流波形存在明显畸变,THD=4.63%。当系统功率变化时,0.45 s开始功率从3 kW变化到0.5 s时的1.9 kW,母线电压和并网电流波形如图5b所示。可见,母线电压稳定在380 V附近,有100 Hz的脉动纹波。并网电流不是很理想,当功率从3 kW变化到1.7 kW时,母线电压有一个先减小然后增加的调节过程。     将电压外环PI改为按照式(4)取值的PR调节器,电压和输出电流波形如图5c所示,可见,采用PR控制输出并网电流波形没有明显畸变,THD=1.22%。PR控制功率变化时母线电压和并网电流波形如图5d所示,可见,电压外环采用PR调节时,系统的动态调节更快。当功率变化时,双PI控制大概在10个电网周期才能过渡到一个稳态;而电压外环PR调节可使母线电压和并网电流平滑过渡,只需2个周期即可进入下一个稳态。     由图4搭建仿真模型,3 kW时母线电压和并网电流波形如图5e所示。可见,采用新控制方法可保证母线电容稳压和很好的并网电流,THD只有0.8%。新控制方法下功率变化时母线电压和并网电流波形如5f所示,对比可见,在前级功率变化时,新控制方法和双PI控制系统动态性能更好。新控制方法中,系统功率变化时,电流和母线电压过渡更加平稳,同时能保证高质量的输出电流。 7 实验验证     H桥采用光伏专用模块FZ06BLA045FH-P897E,二极管采用SiC肖特基二极管,其快恢复性能好,可显著降低开关损耗和电磁干扰。控制采 用DSP2808芯片。采用图4中的控制方法,非隔离并网,滤波电感3 mH,实验波形如图6所示。     可见,并网电流波形质量随着功率增加越来越好,测量半载1.5 kW时并网电流THD≈1%。 8 结论     对单相两级式光伏并网逆变器进行建模,通过理论分析和仿真可知,传统的母线电压外环、电流内环控制为兼顾并网电流质量和系统动态性能,必须在后级电流环中加入母线电压纹波补偿和电网电压抑制补偿环节。若在电压环中采用比例谐振调节器控制,将谐振点设置在100 Hz左右,可以抑制母线纹波电压对并网电流的影响,同时保证系统动态性能。     提出一种基于功率平衡原理的控制方法,将一个比例控制器作为母线电压调节器加入后级逆变环路中,使后级可采用简单的电流环控制,在母线电容稳压的同时消除了纹波电压对并网电流的影响。传统的双环控制前后级分开独立,这样前级功率变化时,首先体现为母线电压变化,然后并网电流跟随母线电压变化,新控制方法中,前级功率变化时直接作用到后级电流控制中,系统动态响应更快。仿真和实验验证了该方法的可行性。

    时间:2013-08-23 关键词: 策略 单相 光伏并网 逆变器控制

  • TCA785在单相半控整流系统中的应用

    TCA785在单相半控整流系统中的应用

    用于单相、三相桥式半控、全控整流电路中。由于TCA785 可输出两路相位互差180。的脉冲信号,所以可方便地用于单相全 控、单相半控桥或全控桥式整流电路中,三片TCA785可用于三 相半渡、三相桥式全控或半控整流电路中。图12 10以一片 TCA785用于单相半控整流电路为例给出了TCA785的这种应用 示图。为简化电路,图中仅用了一个脉冲变压器,

    时间:2013-07-20 关键词: 单相 tca 半控整流 电机控制电路 785

  • 单相电动机双绕组驱动

    单相电动机双绕组驱动

    集电概开路 的两路输出,开路耐压为60V,连续导通电流为0.3A,导通压降典 型值为0. 4V,峰值电流为仉9A。可直接驱动两个绕组,方便地组成 最少外接元件、低成本、单片电路的单相无刷直流电动机     输出Q(2脚)和砭(3脚)是互补的。当内部霍尔发生器感 受到的磁感应强度超过动作值BOP,Q变为低电平,而砭约经ws 时延后转变为高电平。反之,磁感应强度极性反回到BRP值后,Q 变为高电平,而砭为低电平。由于电路内部设有温度补偿电路,在 -20~+80'C工作温度范围内,能保持开关点的稳定。本电路供 电电压为“5—14V。T^一十z5'c时,Bc)p=。.0025~0.025T。BRP 一一。.025—0.0025T, BHYs≥O.OIT。     应用电路示例中,VD,、VD,和S.组成两绕组的续流电路和 对尖峰感生电动势的钳位,以保护lc的输出晶体管。     使用本电路时要注意的是,当电动机起动时,最大起动电流 (由电动机用电源电压和绕组电阻决定)不应超过本IC的电流最 大容许值。

    时间:2013-07-20 关键词: 驱动 单相 电动机 双绕组 电机控制电路

  • 用UC3634控制单相无刷直流电动机

    用UC3634控制单相无刷直流电动机

    UC3634电动机锁相环控制集成电路UC3634的电路结 构与功能跟UC3633基本相同,见图4-14。其区别仅在于为了适 合单相双绕组无刷直流电动机应用的需要,5脚和6脚输出互补 的驱动。电动机有一个霍尔位置传感器,它接到UC3634的7脚, 除像UC3633那样得到倍频速度反馈信号送相位检测器之外,还 产生换相信号,从5脚和6脚输出。其驱动能力为20V、30mA。 使用一片UC3634和外接晶体管即可得到完整的单相四极无刷直 流电动机锁相稳速电路,见图4一15。电动机转速也是3600r/min。

    时间:2013-07-20 关键词: 单相 uc 无刷直流电动机 电机控制电路 3634

  • 一款单相电动水泵水位控制电路

    一款单相电动水泵水位控制电路

    当水他低I最低限L电后,电饭nc断路,一极管v桀极开路而截止.K. n导通,继电器KI线圈得电暇台,常J|:触点关K卜】闭合.电机得电抽水。此 时V,潍度饱和.Vces3' O.iV.当水位l-刊趔址I.点后,电板B,C虽接通,但 因Vces3小.使Vbel' O.IV.¨仍保持截止.电机继续抽水;当水位上升超过 H点后.电极A、C接通,三擞管¨基极得电导通,虹、虬截止.KI释放电机 断电停【【=抽水,此Il}U亦深度饱和,Vca;3' O.IV;当水位下降低干II点后,网 I乜极B、c接通(自Kl线硝米).V仍饱和导通,继续保持停止抽水状态,直至下 一次抽水循环。

    时间:2013-07-05 关键词: 单相 电路 电动 水泵 综合控制

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