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  • 电解质型倾角传感器在天线控制中的应用

    1.引 言  传感器是能感受规定的被测量并按照一定的规律转换成可用输出信号的器件或装置,作为信息系统的关键基础器件,近年来,已经受到国内外的广泛关注。倾斜传感器作为经典的传感器之一,也正在被新材料、新原理、多功能、新结构所取代,与数字技术、通信技术的结合越来越密切,朝着集成化、智能化和微型化方向发展。图一2.倾斜传感器原理  为了测知被测物体与标准水平面的倾斜角度,常常用到一种电解质型传感器.图为一双轴传感器在轻微倾斜时单轴向示意图,传感器由密封圆筒构成,圆筒之间充满整个容量一半左右的流体介质,电解质为呈粘滞性液体,圆筒中装有电极,并且浸泡在电解液中,各电极分别有管脚引出。当传感器倾斜时,液面因为重力保持水平,两电极间传导率与电极浸入液体的长度成正比。例如图中所示的倾角下,电极a、b之间的传导率大于电极b、c之间的传导率。可见,在电特性上,传感器类似于分压计,阻抗的变化和倾斜的角度成正比,传感器输出信号随倾斜角度变化的关系如图二所示,注意当倾角大于20°时输出信号变得非线性。可以证明,传感器可以测量的倾角范围为电解液容量、电极间距和电极长度的函数。传感器在某种程度上类似于铅酸电池,电流能引起电解质的化学反应,最终结果使电解质失去导电性,所以为了防止电解反应的发生,传感器的激励必须为频率足够高的交变电流。对于某些电解液,这个频率可以为25Hz,而有些电解液则需要达到1000Hz到4000Hz。图二 传感器输出特性3. 倾斜传感器在舰载天线控制中的应用  3.1舰艇的前进、海浪颠簸都会导致舰载天线随机座发生倾斜,所以为了保证天线能够连续准确地跟踪卫星,就要对天线轴架进行实时调整。由于天线的转动控制除了方位(Azimuth)与俯仰(Level),还有一个俯仰的垂直面(Cross level),因此要用到三个检测电机转速的角速度传感器和一个检测水平度的倾斜传感器。如图所示:图三 舰载卫星天线示意图  3.2传感器参数及应用  测量范围±45°;输入电压+5v;输出+1~4vDC或4~20mA;分辨率为0.01°;非线性为±2°;工作温度为-40°C~+80°C;承受冲击能力为1000g,1msec。  对于双轴传感器则即有与单轴传感器类似的属性,又包含自身的复杂性。由于双轴共享中心电极,四个外围电极理想地分布于正方形的四个角,所以每个轴向的独立测量要用到两种方法:一是同一时刻只有一个轴向激励,二是双轴向同时加载不同频率的激励,如图所示,电极a、c间的激励信号频率为电极d、e间的二倍,要注意方法一中正交的两个轴向分别为对角线ac和de方向,而方法二中正交的两个轴向则是外围电极正方形的边缘ae和ad方向。图四 外围电极波形  3.3传感器接口电路图五 输入电路框图  从图中可以看出,由于传感器输出为微弱的模拟信号,所以必须把传感器输出的模拟量进行预处理,又称信号调理,并且经过A/D转换变成数字量,处理器才能对其进行分析处理。具体到电解质型倾角传感器,以某型舰载天线为例,实际应用电路如下图所示:图六 传感器应用电路  图中U5构成传感器输出CTR端信号的反相放大电路,F1,F2来自处理器输出端口控制信号,为频率50HZ、相位差180°的方波,经过反相器作为传感器的LV和CL电极驱动,既可实现每对电极上信号极性的交替变化,又能提供水平和垂直水平二维倾斜度测量的选择。F1,F2同时又作用于多路输入选择器U6的控制端A和B,对应于每对电极上信号极性的变化,选择控制相应极性的信号作为输出。4.结束语  电解质型倾角传感器具有良好的复现性、可靠性和较高的精度,在应用中需要特别注意的是:⑴驱动信号F1,F2必须为直流分量为零的交流电压信号,因为直流会使电解质产生电解反应而失去导电性,对传感器造成不可逆转的损坏。⑵避免使用波峰焊接以及化学有机溶剂洗刷,以防止传感器输出特性的改变和电解液泄露。  本文作者创新点:为确保其可靠运行,应在处理器端口引脚和传感器之间接上CMOS 反相器。微处理器可以设置成每秒唤醒一次或几次进行新的测量,同时采样驱动信号中点电压作为参考,这样每次测量分两步完成:首先计算传感器信号减去参考信号的值,然后加上反相驱动信号并计算参考信号减去传感器信号的值,将两次测量结果相减得到所需倾斜值的2 倍且使系统产生的偏差相抵消。

    时间:2009-07-20 关键词: 中的应用 电解质 倾角传感器 天线控制

  • 基于Simulink仿真的用户星天线控制系统分析

    摘要:为满足中继卫星系统对天线指向精度的要求,首先描述了天线指向控制概念,对用户星与中继卫星星问链路的建立过程进行了分析,并且设计了星上自主控制方案,在Simulink环境下对所设计的天线指向控制系统进行了数学仿真,最后通过对仿真结果的分析验证了用户星天线控制系统的跟踪性能。 关键词:控制方案;Simuhnk;跟踪性能;天线指向 0 引言     伴随着我国中继卫星系统的建立和发展,跟踪与数据中继成为当前航天工程中的一个研究热点,其中一个重要的研究课题是用户星天线对中继星的精确指向跟踪。由于中继卫星系统对天线指向精度要求小于等于0.05°,因此卫星在高精度姿态控制的基础上,还需要增加天线跟踪控制器对天线进行单独控制,才能满足中继卫星系统中星载天线的跟踪指向要求。     星间天线的相互跟踪可以使用程序跟踪方式和自动跟踪方式,由于中继卫星与低轨航天器间传输数据速率高,天线波束宽度窄(Ka频段)只靠程控跟踪实现星间Ka频段天线的相互跟踪,天线指向损失较大,进而对星间链路性能影响较大,所以星间天线常使用自动跟踪模式实现相互跟踪,星间天线的相互自动跟踪主要是由自动角跟踪系统来完成的。 1 天线控制系统的组成 1.1 天线控制系统的指向策略     天线伺服跟踪系统组成如图1所示。     当用户星天线与中继卫星建立联系之前,需要将卫星单址天线指向目标。由于初始偏差很大,卫星根据轨道预报给出的目标轨迹及天线当前的位置,输出控制命令,驱动天线转动,从而使天线在规定的时刻指向预报的正确方向。这一过程称为天线的程控指向模式。     由于卫星轨道预报误差、卫星姿态误差、天线机构及控制等误差的存在,使得天线程控指向角与真实的卫星指向角有一定的偏差,从而造成目标卫星不能出现在跟踪天线的半波束范围内,也就是说,跟踪天线未能捕获目标卫星。为了捕获目标,必须在跟踪天线的指向附近做小范围的扫描搜索,即用户星的捕获牵引模式。     当天线指向与中继卫星视线之间的误差角小于某一给定值,此时跟踪接收机接收到的目标信号达到某一门限值,系统转入自动跟踪模式。在自动跟踪模式下,跟踪接收机通过对天线馈源产生的和信号、差信号进行单通道调制和基带信号处理,完成对接收信号载波频率的捕获跟踪,最后由误差提取电路分离出方位、俯仰误差信号,送往伺服控制单元,驱动天线向误差减小的方向转动,完成自动跟踪。     在用户星天线坐标系内,用户星指向中继星的天线指向方位角和俯仰角与天线电轴夹角的关系为:         终端天线准确指向中继卫星波束时,Ka喇叭只产生和模信号es,当终端天线指向偏离中继卫星新标波束时,将在Ka馈源喇叭中激励起差模信号ed,差模信号中含有方位差信号和俯仰差信号。     1.2 跟踪接收机     跟踪接收机的任务就是从输入和信号es与差信号ed中,检测出方位误差和俯仰误差的电压值。     和、差信号分别经过低噪声放大K∑,K△后,再对差信号进行四相调制,然后合成一路信号:         合成信号经过下变频至中频,中频信号经过放大,AGC调整后,对中频信号进行相干解调,经过检波滤除直流分量可得:         在设备调试时,应调整和、差信号合成前和差信道的相对相位差接近为零,即α=0,又因为△A=θcosφ,△E=θsinφ,在四相调制的一个周期内,根据β(t)的不同取值有:             该值就是系统完成闭环所需的方位误差和俯仰误差的电压值。     图2为信噪比10 dB下跟踪接收机的阶跃响应。为了便于观察,设定θ=0.4,φ=0,则由式(1)、式(7)和式(8)可知,输出方位误差信号变化与θ一致,俯仰误差信号为零。可以看出,跟踪接收机输出的方位、俯仰误差信号与方位、俯仰角不是一个准确的线性关系,误差信号存在延时和干扰信息。 1.3 二相混合式步进电机     混合式步进电动机具有步距角较小,分辨率高,控制电流小,功耗低等优点,作为控制用电动机和驱动用电动机广泛应用于工业领域。在用户星天线跟踪控制系统中,根据系统性能指标和星上环境要求,选择二相混合式步进电机作为控制系统的执行元件。     对于二相混合步进电机,在不计定子极间和端部的漏磁,不计永磁体回路的漏磁,忽略磁滞和涡流的影响,忽略饱和的影响,忽略定子线圈自感的谐波分量,且绕组自感及绕组间互感不随转子机械角的变化而变化,步进电机的数学模型可以描述为:         这里谐波减速器简化为一个减速比为N的刚性环节,并把负载转动惯量向驱动端折算。式中,UA,UB分别表示施加在A相、B相绕组两端的电压;iA为A相电流,iB为B相电流;LA为A相电感,LB为B相电感;τ为变化的转矩;p是转子齿数;ke为转矩常数;Tdm为静态转矩;J为转动惯量,包括转子转动惯量和负载等效转动惯量;D为粘性摩擦系数;Ddθ/dt是包括风损、机械损在内的摩擦转矩,它也包含磁滞涡流所致的二次电磁效应;T1为负载转矩;θ为电机输出角度。     为满足天线控制系统高稳定性和高可靠性的要求,选用的驱动主电路结构是H桥电路,驱动方式为斩波恒流驱动和电流细分驱动。为了使二相混合步进电机有恒定转矩的输出,需要精确控制绕组电流,在驱动电路中引入电流闭环,这样就可以实现精确的电流控制。电流控制器根据绕组实际电流和给定电流的差值,通过H桥实现电流斩波控制,输出绕组电压信号。本文驱动方式采用带有电流细分的斩波恒流驱动,给定绕组电流为:         式中:im为给定电流最大值:k为转子步数;,n为细分数。     图3为二相混合式步进电机的阶跃响应。可以看出,输出在平衡位置有轻微的抖动,这是因为步进电机是以离散的方式运行的,所以电机的步进角即为电机的最小前进角度,因此可能电机无法完全运行到给定位置,造成了转子在平衡位置来回震荡。 2 仿真分析     根据前面的分析,在Simulink里面建立了天线控制系统的仿真模型,如图4所示,控制器采用速度PID控制,当角度偏差较大时,则转速也随之增大,电机以限定的最高转速运行,使得位置偏差减小,这样可以提高系统的输出特性。控制器参数kp=1.2,kI=0.004。     图5为天线控制系统的阶跃响应,可以看出,在接收机输出信号干扰较大的情况下,天线控制系统能较好地跟随目标。方位轴角度变化与θ一致,俯仰轴角度在零值附近,天线转动角度能跟随给定θ,说明所建立的仿真模型能实现天线控制系统的功能。在初始角度偏差较大时,模式选择模块选择程控模式,控制器作用电机以限定的最高转速运行,使偏差快速减小。当角度误差小于0.4°时,牵引转入自动跟踪模式,控制器根据接收机输出的方位、俯仰误差电压控制电机转速增大或减小,使偏差进一步减小,最终达到稳定状态,稳态时的跟踪误差低于0.05°。     天线控制系统要求跟踪精度低于0.05°,因此给定输入为斜坡信号,角速度为0.25(°)/s,系统的输出响应及误差曲线如图6所示。     从图6可以看出,系统稳定时的跟踪误差低于0.05°,满足天线控制系统的指向精度要求。 3 结语     在对天线控制系统各组成部分进行分析的基础上,在Simulink环境下完成了天线控制系统的仿真模型,所搭建的仿真模型能实现天线控制系统的各个功能,并能准确地跟随目标,跟踪误差低于0.05°,满足天线控制系统的指向精度要求,证明了所设计的天线指向控制系统的有效性,为进一步研究天线控制系统的抗干扰性能提供了基础。

    时间:2012-09-05 关键词: 仿真 simulink 系统分析 天线控制

  • 单极性PWM技术在雷达天线控制中的应用

    摘要:文中对比了单极性和双极性PWM的技术特点,并叙述了现有的半桥驱动IC在应用中的局限性。利用一些简单的逻辑门,设计了一个单极性PWM逻辑分配电路,经过半桥驱动IC功率放大,驱动由IGBT组成的H桥功率转换电路,实现对雷达天线的伺服控制。上述方法构成的电路,解决了动态自举问题、提高了雷达天线转速及功率转换电路的效率。 关键词:单极性PWM;双极性PWM;半桥驱动IC;逻辑门;动态自举     随着大功率半导体技术的发展,全控型电力电子器件组成的脉冲宽度调制(PWM)技术在雷达天线控制系统中得到了广泛的应用。雷达天线控制系统一般采用脉冲宽度调制(PWM)技术实现电机调速,由功率晶体管组成的H桥功率转换电路常用于拖动伺服电机。根据在一个开关周期内,电枢两端所作用的电压极性的不同分为双极性和单极性模式PWM。     双极性PWM功率转换器中,同侧的上、下桥臂控制信号是相反的PWM信号;而不同侧之间上、下桥臂的控制信号相同。在PWM占空比为50%时,虽然电机不动,电枢两端的瞬时电压和瞬时电流都是交变的,交变电流的平均值为零,电动机产生高频的微振,能消除摩擦死区;低速时每个功率管的驱动脉宽仍较宽,有利于保证功率管的可靠导通。但是,在工作过程中,四个功率管都处于开关状态,开关损耗大,而且容易发生“直通臂”的情况;更严重的情况在于——电机电枢并非绝对的感性元件,在电机不动时,由于此时通过电枢上的交变电流,电枢的内部电阻会消耗能量,造成了不必要的损耗,降低了功率变换器的转换效率。     单极性PWM功率转换器中,一侧的上、下桥臂为正、负交替的脉冲波形,另外一侧的上桥臂关断而下桥臂恒通。在工作时一侧的上、下桥臂总有一个始终关断,一个始终导通,运行中无须频繁交替导通,因而减少了开关损耗;在PWM占空比为0%时,电机停止,H桥完全关断无电流通过,此时电机的内部电阻不消耗能量;由于单极性比双极性PWM功率变换器的电枢电路脉动量较少一半,故转速波动也将减小。但是,单极性和双极性PWM都存在可能的“直通臂”情况,应设置逻辑延时。     在进行H桥功率转换电路设计的时候。需要解决一个基本的问题一高端门悬浮驱动。通常有如下几种方式:第一,直接采用脉冲变压器进行隔离及悬浮;第二,采用独立的悬浮电源;第三,动态自举技术。前两种方法使用时大量使用分立元件,增加了调试难度、电路的可靠性变差、印制电路板的面积相应变大。而动态自举技术目前已被许多专用电路采用,此类产品集成度高、体积小巧、性能稳定、使用单一电源即可对栅极驱动。但是此类器件在使用时,必须外接自举二极管和自举电容,并连接合适的充放电回路,组成一个动态自举电路。这个动态自举的过程必须是循环往复的,才能保证H桥高端栅极的开通和关断。下面设计的单极性PWM电路将会解决上述问题。 1 H型单极性PWM的设计 1.1 脉冲分配电路的设计     在这里,我们首先设计了一个单极性PWM脉冲分配电路,如图1所示。输入信号包括一个方向信号和一个脉冲宽度调制信号,这两个输入信号经过脉冲分配便产生单极性PWM脉冲。信号地和功率地通过高速光电耦合器隔离。调节脉冲宽度调制信号的占空比即可调节单极性PWM脉冲的占空比。这里的方向信号用来切换电动机转动的方向,这种做法区别于双极性PWM中的转动方向靠PWM的占空比来决定的做法。值得注意的是图1中的NE555电路,起到脉冲检测的作用。当脉冲宽度调制输入信号脉冲丢失时,此时输出低,将低端强制拉低,整个H桥关断。电路的仿真波形如图3所示。 1.2 驱动和功率转换电路设计     脉冲分配电路产生的单极性PWM脉冲,送入半桥驱动器放大。如图2所示,国际整流器公司生产的IR2308和由IGBT组成的H桥驱动和功率转换电路。IR2308在驱动高端栅极时,必须外接自举二极管和自举电容,当Vs脚通过低端IGBT和电机负载拉到地时,自举电容由直流+18 V通过自举二极管对电容充电;低端IGBT关断时,电容通过IR2308的内部推挽结构经HO脚对高端IGBT栅极充电,使其饱和导通。IR2308内部死区保护单元为IGBT开关延时提供了死区时间,消除了“直通臂”的现象。在正常工作时,由于对侧低端的IGBT始终开通,故此时自举电容可以通过电机负载对地充电,减小了因对高端栅极的充电导致的自举电压降的波动,可以看出这是一个动态自举的过程。 1.3 自举元件的计算     自举元件参数的选择对自举效果存在重要影响。以下方程详述了自举电容提供的最小充电电荷:         其中:Qg为高端IGBT的门电荷,f为工作频率,ICbs(leak)为自举电容漏电流(使用瓷片电容时可忽略),Iqbs(max)为最大VBS静态电流,Qls为每个周期的电平转换所需要的电荷。自举电容必须能够提供上述电荷,并且保持满电压,否则可能会导致自举电压产生很大的纹波,当低于自举电压欠压封锁电压时,使得高端输出停止。因此自举电容上的电路至少要取公式(1)计算值的两倍才比较稳妥。最小的自举电容值可以通过下面的公式来计算:         其中:Vcc为逻辑电路部分的电压源,Vf为自举二极管的正向压降,VLS为低端IGBT上的压降,VMin为‰与Vs之间的最小电压。自举电容漏电流ICbs(leak)仅与自举电容是电解时有关,如果采用其他类型的电容,则可以忽略,因此尽可能使用非电解电容。自举二极管必须能够承受线路中的所有电压;在图2的电路中,当高端IGBT导通并且大约等于母线电压Vbus时,就会出现此现象。自举二极管的高温反向漏电流特性在那些需要电容来保存电荷-段延时时间的应用中是一个重要的参数。同样,为了减小由自举电容馈入电源的电荷,应选用超快速恢复二极管。推荐自举二极管的特性如下:最大反向电压:VRRM≥母线电压Vbus;最大反向恢复时间:trr≤100 ns;正向电流:IF≥Qbsf。 2 实验验证 2.1 实验方法和器件参数选取     本实验由TI公司的TMS320LF2407A DSP自身的PWM发生器产生频率f=20 kHz的脉冲宽度调制信号,PWM的占空比可调范围为0%~90%,同时使用I/O口输出方向信号;电动机采用100 V/2 A的直流伺服电机,电枢回路总电阻Ra=8.1 Ω。     使用H桥电路驱动100 V/2 A的直流伺服电机,所以要求H桥的母线电压Vbus是100V,流过各开关的最大电流为2 A。因此电桥使用的IGBT的集电极一发射极间电压VCES的绝对最大额定值应该大于100 V,集电极电流IC的最大额定值在2 A以上。对于电动机这样的感性负载,当驱动电压突动机产生的反电动势烧坏开关器件,在H桥各开关中必须接入续流二极管,用于吸收反电动势。很多开关用IGBT在集电极和源极之间内藏续流二极管,因此二极管的应该满足峰值恢复电流Irr大于2 A(100 V/2 A的直流伺服电机),反向电压UR应该大于H桥供电电压100 V。仙童公司生产的IGBTFGA25N120满足上述要求,参数裕量很大,如表1所示。将表1中相关参数带入公式(1)得出自举电容提供的最小充电电荷Qbs=612.5 nC,代入自举二极管正向电流公式即可计算出自举二极管正向电流Ip≥12.25 mA,综合考虑上面推荐的自居二极管特性,我们选用HER207。将最小充电电荷Qbs带入公式(2)得到最小的自举电容值C≥113.4 nF,选用220 nF的高压瓷片电容。 2.2 雷达天线实际应用中的效果     如图2所示,H型双极性PWM的电机电枢两端平均电压可以表示为:     UAB=τ(Vbus-2VCE(sot)),τ为占空比       (3)     当τ=0%时,此时UAB=0 V,电动机停止转动。测得逻辑控制端,HIN1=0、LIN1=0、HIN2=0、LIN2=0,此结果与图3(c)仿真逻辑一致。因为此时H桥的4个IGBT全部关断,故此时不存在开关损耗;尽管电动机存在内部电阻,但此时没有电流流过H桥,电动机也不消耗能量。当τ=100%时,其结果与τ=0%时完全相同。当τ=90%时,这个时候电压的占空比很宽,天线处于一个比较高的转速,测得流过电机电枢平均电流Iov为1.72 A,由(3)计算出电枢两端平均电压UAB=86.4 V,那么电源输入功率为:     Pout=UABIov=86.4Vx1.72 A≈148.61 W          (4)     电枢回路总的铜损耗为:     Ploss=Iov2Ra=(1.72 A)2x3.91 Ω≈23.96 W     (5)     此部分能量浪费在电枢内部电阻上,转变为热能。由直流电动机稳态运行时的基本方程式:     UAB=Ea+EovRa      (6)     其中:Ea为电动机的感应电动势式(6)两边同时乘以Iov:     UABIov=EaIov+Iov2Ra      (7)     即:Pout=PM+Ploss        (8)     故电磁功率为:     PM=Pout-Ploss=148.61 W-23.96 W=124.65 W     (9)     此部分功率由电功率转换为电磁功率,从而拖动天线,测得天线的实际转速n=6 r/min。此时的转换效率为:         H型双极性PWM的电机电枢两端的平均电压可以表示为:     UAB=α(Vbus-2VCE(sot)-(1-α)(Vbus-2VCE(sot))=(2α-1)(Vbus-2VCE(sot)),α为占空比          (11)     当α=50%时,此时UAB=0 V,电动机停止转动。但是此时电机电枢两端的电流是交变通断的,因此会消耗功率电枢内部电阻上,同时IGBT由于每个周期的交替导通和关断,会存在4个IGBT开关损耗。与单极性PWM占空比α=90%相对应的双极性PWM占空比为UAB=95%,此时电枢两端平均电压=86.4 V。但在一个开关周期里,比单极性PWM电路要多出两个IGBT开关损耗,同时电枢内部电阻在整个开关周期里都消耗功率。因此可以发现,双极性PWM较单极性PWM电路在拖动天线时,浪费在开关损耗和铜损上的功率更多,从而导致转换效率的降低,也降低了天线的转速。 3 结论     上面设计的H型单极性PWM电路,克服了双极性PWM电路在电机停止转动时仍然有损耗的缺点;在电机运转时,功耗也相应减小,提高了转换效率,进一步提高了转速。目前,市场上类似的H桥驱动器也能够完成上述功能,比如美国国家半导体的LMD18200。但是类似的集成芯片母线供电电压一般较低(一般只有几十伏)、功率有限、而且价格昂贵。文中设计的电路,仅通过增加逻辑实现H型单极性PWM功能,母线供电电压可高达上百伏。

    时间:2013-08-22 关键词: 雷达 pwm 单极性 天线控制

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