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  • 工频变频转换电路图

    工频变频转换电路图

      今天继续与大家一起来学习变频器的工频与变频切换电路,先来看看今天我们要学习的这幅图:   这幅原理图采用的时具有自锁功能的按钮SB1控制中间继电器,利用了中继的动合以及动断触点来完成对变频器的工频与变频的切换。主回路我们采用的时独立电源,该电路所需要原件有富士变频器FRN2.2G11S-4CX;DZ47-C80断路器,DZ47C60断路器,CJX2-5011接触器2个,LA39绿色按钮1个,LA39红色按钮1个。JR36-100电机保护器1个,LAY3-22/2z/22自锁按钮1个。1-5K欧/2W电位器一个,YB200L-4电机一台。先给大家看下主回路配线图。   -操作柜台配置图如下图所示:(电脑绘制不是跟好看别介意哦)   参数设置:   F00:数据保护:设定值0:可以改变数据   H03:数据初始化:1:回复出厂设置在更改代码H03时候徐亚双键操作STOP+︿或V键   F01:频率设定:参数值1(按照外部发出的模拟量信号输入改变频率设定),模拟量输入端子为变频器的11,12,13号端子   F02:运行操作:参数值1(外部信号FWD正/REV反输入运行指令,与公共端CM配合实现正反转)   原理分析:   (一)闭合总电源及参数设置   闭合电源空开QF1、变频器电源QF2,KM1、变频器输入端R、S、T带电;闭合QF3,工頻指示灯HL1亮、停止指示灯HL4亮。   根据参数表设置变频器参数。   (二)变频启动与停止   1.变频启动   按下带有自锁功能的按钮SB1,回路由1—2—0号线闭合,其KA1线圈得电,1—4、6-9号线间KA1动合触点闭合,变频指示灯亮。同时1—3号线间KA1动断触点断开,工频指示灯熄灭。   按下启动按钮SB3,回路经1→5→6→9→10→0号线闭合,KM2线圈得电,5→6号线间KM2动合触点闭合自锁,14—15号线间KM2动合触点闭合接通变频器的正转FWD和公共端CM,变频器的U、V、W输出,电动动机输入端得电,电动机正转运行。同时12→13号线间KM2动断触点断开,停止指示灯熄灭。   运行频率由外置电位器进行调节。变频器控制面板运行指示灯亮,显示信息为【RUN】。   2.变频停止   按下停止按钮SB2,回路1→5触点断开,KM2线圈失电,其5—6号线间KM2动合触点断开,同时14→15号线间KM2动合触点断开变频器的正转FWD和公共端CM,,变频器的U、V、W停止输出,电动机停止运行,这时变频器控制面板运行指示灯熄灭,显示信息为【STOP】。同时12→13号线间KM2动断触点闭合,停止指示灯亮。   (三)工频启动与停止   1.工频启动   再次按下带有自锁功能的按钮SB1,回路1-》2号线间触点断开,KA1线圈失电,其1—3号线间KA1动断触点闭合,工频指示灯亮。同时1—4、6→9号线间KA1动合触点断开,变频指示灯熄灭。   按下启动按钮SB3,回路经1→5→6→7→8-→0号线闭合,KM1线圈得电,其5—6号线间KM1动合触点闭合自锁,KM1主触头闭合,电动机正转运行。同时1→12号线间KM2动断触点断开,停止指示灯熄灭。   2.工频停止   按下停止按钮SB2,回路1—5号线间触点断开,KM1线圈失电,,其5-→6号线间KM1动合触点断开,KM1主触头断开,电动机停止运行。同时1→12号线的KM1动断触点闭合,停止指示灯亮。   (四)保护原理   工频态下,当电路、电动机发生短路、过载故障后电动机保护器FM动作,7-》8号线间FM动断触点断开,切断控制回路,KM1线圈失电,主触头断开,电动机停止工频运行。:   变频状态下变频器发生故障时,9—10号线间30B与30C动断触点断开,KM2线圈失电,14—15号线间KM2动合触点断开切断变频控制回路,KM2主触头断幵,电动机停止变频运行。

    时间:2020-05-26 关键词: 变频器 工频 变频转换器

  • 工频隔离和高频隔离在发电中的不同

    工频隔离和高频隔离在发电中的不同

    太阳的光线出现在生活中的每一个地方,人们的生活已经离不开太阳,太阳能不仅为植物生长提供光源,而且也能为人类提供能源,现在的光伏发电就是很大程度上利用了太阳能,离网光伏发电系统是一种独立自给的可再生新能源供电系统,可广泛应用于偏远山区、牧区、海岛、通讯基站、野外作业等无有效电力覆盖的场所。它利用清洁能源太阳能,解决偏远地区人们的生活,生产的基本用电问题,从而改善他们的生活水平。其中离网逆变器作为光伏离网系统中的核心部件,其作用非常关键。 在光伏离网系统中,为了系统的安全运行。离网逆变器一般都带有隔离变压器。按照隔离变压器的工作频率来分主要分为工频离网逆变器和高频离网逆变器。本文以晶福源单相离网逆变器XPI系列为例,其内部输出端带一个工频隔离变压器(50Hz),称为工频隔离逆变器。 该系列机型功率范围1-7KVA,输出电压分为230V和110V,采用滑轮式设计,移动运输便捷。晶福源单相iXCEED(2-5KVA)系列,以微处理器作为处理控制中心,以高频开关元件或者高频隔离变压器替代逆变器中的工频变压器工作,叫高频隔离逆变器。该系列机型最高效率可达93%,壁挂式安装,方便快捷。 ▲XPI系列工频离网逆变器 ▲iXCEED系列高频离网逆变器 工频隔离逆变器和高频隔离逆变器在性能上的差异也非常明显,部分差异对比如下: 结合以上差异,工频离网逆变器相比高频离网逆变器来说,其优势是,功率部件更稳定可靠、过负荷能力和干扰能力强,面向非线性负载设计,输出失真度小。同时因为其内置工频变压器,整体效率较高频变压器偏低,体积大,重量比较重,成本较高。如果负载是冲击性较大的电动机等感性负载,建议选择工频离网逆变器,如果负载是冲击性较小的阻性负载,建议选择高频离网逆变器。 性能决定了应用,用户在选择的时候,要结合实际情况,选择最合适的方案,才能达到最佳的效果。 自2003年创建以来,晶福源一直致力于光伏离网逆变器的研发。产品功率范围涵盖0.5~160kW,种类齐全,能满足各种光伏离网发电应用需求。作为国内最专业的光伏离网逆变器制造商之一,晶福源将继续为客户提供性能稳定和极具性价比的产品。以上就是太阳能发电的相关知识,目前太阳能还未能更好被人类利用,需要科研人员不断努力,研究出更高效地产品,这样才能保证我们人类的能源够人类发展所需。

    时间:2019-08-05 关键词: 高频 电源技术解析 逆变器 工频

  • 工频0-5分钟延时电路图

    工频0-5分钟延时电路图

    工频0~5分钟延进电路如下图所示,该电路采用双栅极场效应管RCA40841构成的可控硅触发电路,R的值决定延迟控制的持续时间,R等于60MΩ(LRC型CGH型电阻)时,可得最在延迟时间5分钟,双向可控硅可驱动大电流电阻负载或电抗****流负载载。在-25~+60℃温度范围内,误差在10%以内。

    时间:2013-05-09 关键词: 电路图 定时控制 延时 工频

  • 输电线工频参数的测量方法

    1.概述 在电力系统保护整定计算过程中,需要获得准确的一次设备的参数。对于输电线路(包括架空线和电缆)的参数,虽然可以通过理论计算获取,但由于受线路所经环境、 地质情况和架设方式等影响,计算值难以准确。所以规程规定,新线路(包括破口线路)在投运前均应实测参数。本文介绍一些简单、实用的电力线参数测量方法。 输电线工频参数包括正序阻抗、负序阻抗、零序阻抗、正序电容和零序电容。输电线是静止元件,其正、负序阻抗相同。电力系绕正常运行时,电源是对称的,所以测量工频参数时,所用的试验电源必须对称,相序必须与变电站的工作电源隔离,通常使用隔离变压器隔离。新建高压输电线路在投入之前,除了检查线路绝缘情况、核对相位外,还应测量各种工频参数值,以作为计算系统短路电流、继电器保护整定、推算潮流分布和选择合理运行方式等工作的实际依据。一般应测得参数有直流电阻、正序阻抗、零序阻抗、相间电容、正序电容和零序电容。对于同杆架设的许多回路或距离较近、平行段较长的线路,还应测量耦合电容和互感阻抗。 2.工频参数的测量方法 2.1正序阻抗Z1测量 接线如图1。测量方法:将线路末端三相短路(短路线应有足够的截面,且连接可靠),在线路始端加上三相工频电源,用电压表测量始端相线之间的电压,用电流表测量每相电流,用功率表测量功率,。对于正序阻抗,三相的阻抗值相同,在测量三相线之间的电压、电流后,即可算出阻抗。为获得电阻R1、电抗X1和阻抗角φ1可采用两个功率表测三相功率的方法。 图1 正序阻抗测量接线图 计算公式:Z1 = U1/ (根号下3 I1) 其中:U1=(U11+U12+U13)/3, I1=(I11+I12+I13)/3;R1=P/(3I12),其中P=P1+P2,P1应为负值;        φ1=arccos (R1/Z1) 以上各式中,U11,U12,U13:电压表V1,V2,V3的读数,测量的值均为线电压。I11,I12,I13:电流表A1,A2,A3的读数,测量的值均为每一相的电流。P1,P2:功率表W1,W2的读数。 2.2零序阻抗Z0测量 测量方法:零序阻抗测量时将线路末端三相短路接地,始端三相短路接单相交流电源,调整调压器使所施加电压、电流尽可能大,表计档位都准确后读数记录,同时应注意相邻线路造成的零序还感应电势,常对零序阻抗的测量造成偏差,所以加压前应先测试一下线路上的零序感应电动势,若感应电动势达到所施加的零序电压的5%以上时,应采取矫正措施,一般无特殊原因,零序阻抗约为正序阻抗的3倍。 图2 零序感应电动势测量接线图 由于每个变电站往往不止一回出线,线路途中也可能遇到其他线路,所以有时会有较大的感应电动势Ug,Ug的测量方法如图3。若在测量中不把Ug考虑进去,最后的计算结果可能与实际值相差甚远。为此可采取正、反向电压测量法(图2),首先将隔离变压器的输出a接上线路,输出b接地,测得U01,I01和P01;然后将输出a接地,输出b接线路,测得U02,I02和P02,保证I02=I01。在测零序阻抗的过程中,应尽可能快,因为在短时间内,认为Ug的相位与幅值是不变的。为求得零序电压Ug,可做出向量图,如图4(c)。 图3 测量感应电压接线图 图4 零序阻抗测量等值电路及向量图 由于Z0固定,两次所加电流大小相等,所以θ1=θ2=θ,UZ1=UZ2=U0,依照三角关系得 Ug2=U012+U02-2U01U0cos θ,(2-1) Ug2= U022+U02-2U02U0cos θ,(2-2) 整理式(2-1)和式(2-2)后得 则Z0=3U0/I0; 又因 φ01 =arccos[P01/(I0U01)]; φ02 =arccos[P02/(I0U02)]; 则φ0 =(φ01+φ02)/2; R0 =Z0cos φ0; X0 =Z0sin φ0; 由此可见,输电线的零序阻抗比正序阻抗大,一般是3倍左右。这一方面是由于3倍零序电流通过大地返回,大地电阻使线路每相等值电阻增大;另一方面,由于三相零序电流同相位,每一相零序电流产生的自感磁通与来自另两相的零序电流产生的互磁通互相助增,使每相的等值电感增大。 2.3零序互感Z0m的测量 对于平行架设的输电线,还应该测量它们之间的零序互感Z0m,接线如图5所示。测量方法:将两回线末端线路地开关合上,始端分别三相短接,测得两回线间的感应电压Ug′。在第一回线由隔离变压器a侧加入试验电源,b接地,测得第二回线的感应电压U01′;然后由b向第一回线加入电流I0′,a接地,测得第二回线的感应电压U02′,可得出以下公式:             图5 平行线互感的测量 Z0m的值应为零序阻抗的30%~ 70%。实际操作时,这一项目可在测两条线零序阻抗时任一过程中完成。 2.4正序电容C1的测量 接线如图6,线路末端处于三相开路状态,通过隔离变压器对线路施加三相对称正序电源。测得I1,I2,I3,U1,U2和U3。不难得出如下公式: U= (U1+U2+U3) /3 I= ( I1+I2+I3) /3       C1=1/ (2πfXC1) 图6 正序电容测量接线图 2.5零序电容C0的测量 接线如图7,测量方法:将线路末端开路,始端三相短接,在始端用隔离变压器对线路加入单相电压,测得U0和I0。一般无特殊原因零序电容近似等于正序电容的2/3。 XC0=3U0/I0 C0=1/ (2πfXC0) 图7 零序电容测量接线图 3结束语 3.1对于平行线路的,必须在试验开始前测量线路感应电压值,测量时必须佩带绝缘手套,穿绝缘靴。在有感应电压的线路上测试时,必须将另一回线路同时停电,方可进行试验,以保证测试工作的安全及测量的准确度。 测试前,首先将被测线路三相短接并接地,充分放电,以释放因线路电容积累的静电量。测量用的导线应使用绝缘导线,其端部应有绝缘套,放电后拆除三相短路接地线之后,用高内阻电压表或静电电压表检查各项对地是否还有感应电压。 3.2 测试用的设备和仪表应根据试验电压和测试参数的估算值进行适当选择,表计的准确度一般不低于0.5级。测量时应记录线路两侧的温度、湿度和气候条件及试验中的异常情况。 参考文献: [1] 西南电业管理局试验研究所.高压电气设备试验方法【M】.水利出版社.1984. [2] 吴希再.电力工程【M】.武汉:华中理工大学出版社.1997.  

    时间:2012-04-13 关键词: 通信网络 参数 测量方法 工频 输电线

  • 工频0-5分钟延时电路图

    工频0-5分钟延时电路图

    频0~5分钟延进电路如下图所示,该电路采用双栅极场效应管RCA40841构成的可控硅触发电路,R的值决定延迟控制的持续时间,R等于60MΩ(LRC型CGH型电阻)时,可得最在延迟时间5分钟,双向可控硅可驱动大电流电阻负载或电抗****流负载载。在-25~+60℃温度范围内,误差在10%以内。

    时间:2012-03-21 关键词: 电路图 延时 工频 工业自动化电路

  • 基于单片机的工频相角源

    0概述 具有一定相位差的两列正弦信号(简称相角源),在电力系统各种计量仪表的自动化校验与继电保护中使用的继电器的检验电源等领域中有着广泛的使用,为此,我们设计了一种工频相角源,该相角源的设计方法也是目前国内外电力系统及其他一些行业正积极推广的新技术,它以单片机为控制核心,通过间接频率合成器 (IS)改变信号的频率,通过数字波形发生器产生两列信号并实现数字调角,通过程控衰减器实现幅度调整。总体框图如图1所示,可实现的技术指标如下:频率范围为1Hz~1kHz,最小步长为1Hz,相角范围为0°~360°,最小步长为0.5°,电压有效值范围为0~10V,调整的最小步长为0.01V。? ? 1间接频率合成器(IS) 在相角源系统中,时钟信号fCLK的稳定是很重要的,无论是相角精度,还是信号的频率稳定度都与fCLK有关。为了达到要求,我们选择了32768Hz的晶体振荡器产生基准信号,用定时/计数器8253以及CD4046锁相环构成间接频率合成器。电路图如图2所示。8253的T1作为固定的2048分频器,则fr=32768÷2048=16Hz,T2用作可编程分频器,分频系数M=N×45(N=1,2,3,…,1000)于是,得到了fCLK=Mfr=N×45×16=N×720Hz。? 2数字波形发生器 该部分电路由两个可预置的720进制计数器,两片EPROM,两片DAC08320及运放等组成。电路如图3所示,把一个周期的正弦信号按每0.5°划分成720个点,对应的量化数据分别存放在两片EPROM2716中,以两个可预置的720进制计数输出与两片EPROM的地址线连接,用同一时钟fCLK同时读出两片EPROM的数值分别送给两路D/A转换器产生两列正弦波。通过对两个地址计数器预置不同的初值,产生所需的相角,两列正弦信号对应的频率为上述分频器中的N值。第1个计数器的置数端全部接地,设第2个计数器的预置初值为Z,可得v′01与v′02之间的相角为△φ=Z×0.5°,这两个计数器用1片GAL器件实现。由于十进制数720转换成二进制数后10位,而所用单片机为8位,我们用 74LS377,74LS74等实现了8位到10位数据的拼装。0832接成直通型,第一级运放实现了电流到电压的转换,输出电压为0~-5V,第二级运放把单极性的0~-5V转换成双极性-10.242V~10.242V,有效值为10.24V。? 3程控衰减器 该部分电路如图4所示,只画第一路,第二路与第一路相比只是程控衰减器的片选信号不同。在实际应用中往往需要输出信号电压的有效值可调,为此,我们用AD7520设计了程控衰减器,使输出信号的电压有效值从0~10V,以0.01V为步长可预置步进调整。由于=0.01V,可达到步长为0.01V的精度要求。8位单片机与10位AD7520之间需要接口转换,可参考图3中8位到10位数据拼装的转换电路。 ? 图中低通滤波器的作用是滤除波形中的小台阶,功率放大器的作用是提高该信号源的带负载能力,关于功放电器已有很多电路可供选用,此处不再赘述。? 4单片机最小系统及软件流程 单片机最小系统构成如下:89C51单片机,键盘显示专用芯片8279,译码器74LS154。软件流程如图5所示,由于篇幅所限,此处不再详细介绍。需要说明的是,上述设计我们只讨论了两路信号,采用与第二路同样的电路可以扩展第三路以满足三相交流电路中仪表之用。?? 参考文献 1宋定华.单片机原理及接口技术.北京:电子工业出版社,2001.4 2江大川.多功能电度表的功能自动考检系统.电测与仪表,2001.1  

    时间:2012-02-17 关键词: 单片机 工频

  • 基于凌阳16位单片机的工频表

    摘要:工频表采用具有集成度高、数字处理速度快、功能强、低功耗等优点的凌阳16位单片机以数字形式对电压有效值、电流有效值、相位角进行显示。设计分为三个模块:数据采集、数据处理和显示模块。数据信号采集用CMOS系列产品CC4051和运算放大器LM348,对大、小信号分别进行放大处理,采用74LS00和LM324产生相位角;数据处理以凌阳单片机SPCE061为核心,对采集信号进行精确控制和严格计算;显示部分由CC4056驱动和74LS138移位选择与数码管构成。 关键词:数据采集;数据处理;显示模块 1 系统的设计     凌阳16位单片机集成度高、体积小、可靠性好,内部含有10位A/D转换器,简化了电路,16位的性能有较高的数字信号处理速度,提高了精度。凌阳16位单片机是基于SOC的新型的数/模混合的系统级芯片。在一个芯片内集成了单片机数据采集或控制系统所需的模拟和数字外设及其它功能部件。另外,凌阳单片机还增加了适合于DSP的某些特殊指令;有些系列的单片机还嵌入了LCD控制/驱动和双音多频发生器功能。这些都进一步扩大了单片机的应用范围。 2 峰-峰值保持数据采集电路 2.1 电流、电压信号的放大电路     考虑到要满足对大小信号的处理,采用CC4051来选择,对电压、电流信号的放大,通过单片机对CC4051进行控制,使放大倍数可以为1/2、X10两种不同的值。如图2所示。这样能满足对大小不同信号的放大要求,硬件电路简单,容易实现。 2.2 数据保持部分     对电压、电流信号进行同时测量,可用由集成运算放大器LM348组成的峰-峰值信号保持电路(如图3所示),被测信号从IN脚输入,OUT脚是对电压、电流进行峰值保持功能,用凌阳单片机的一个I/O接口就可以对保持器进行控制。进行测量时,用单片机同时锁定被测电压和电流信号的峰-峰值信号后,即可以分别测量电压和电流量,且不需要考虑时差问题。采用这种方案可减小系统带来的误差。 3 单片机系统相位角处理模块     相位角测量方法为先对电流信号和电压信号分别测量。测量时,单片机先对电压信号进行转换,而此时电流信号被送到保持器进行保持,等待电压信号处理完毕。电压与电流相位差φ及功率因数cosφ的测量。电路得到的各点波形如图4所示。其中Uv为正弦交流电压,Ui为同一相正弦电流变换而成的电压波。     由于同一相内Uv和Ui之间有超前滞后两种情况,且相位差均小于90°时,相功率P=0属极少情况,故图4分析了Ui滞后Uv的情况,对于Ui超前Uv,分析结论亦相同。由波形图可见,U-I的相位差φ所允许时间Tφ=10ms-T。     因此只要测出T的时间,求出Tφ,再按上式计算出φ,cosφ亦可随之求出。SPCE061A内部的十六位定时器在49.152MHz的晶振时每1μs加1,故可以用来测定T的时间。若定时器1LSB角度φ’,则φ’/0.02=180°/10ms,即φ’=1.44°。所以只要求出Tφ=1388H-T(T定时器读出的计数值),再乘以1.44°即为φ的实际相位角。 4 电路调试方法和过程     采用先分别调试各单元模块,调通后再进行整机调试的方法,提高调试效率。 4.1 数据采集、放大模块调试     利用P3.4和P3.5控制模拟开关CC4051,使输入信号与函数信号发生器输出相联,通过改变P3.4和P3.5管脚的电平来改变放大倍数,用万用表测试输入输出电压,再调节函数信号发生器的输出,用万用表测试输入输出电压是否正确;数据保持器则用单片机P1.4来控制,并用示波器观察波形。调试结果显示,模块可以正常工作。 4.2 数据信号频率相位角模块调试     将函数信号发生器的输出与相位角处理模块输入相联接,调节函数信号发生器的输出频率,用示波器观察该模块的输出波形,并与单片机P3.3口相连接。经过检验,相位角模块电路能正常工作。 4.3 A/D转换模块调试     由于凌阳单片机SPCE061内部有2个10位的A/D转换器,因此不用接外部A/D转换电路,只需要编写程序对其进行简单测试即可正常工作。     当每个独立模块能正常工作了,再把各模块线路连接好进行系统程序调试,被测的两路输入信号电压、电流波型可先采用函数信号发生器进行模拟,接上凌阳单片机SPCE061仿真器进行调试程序,对数据采集、放大模块的各输入、输出信号进行测量计算,对数据信号频率相位角模块的相位角进行计算,当系统程序调试成功后,再把程序下载到凌阳单片机SPCE061中进行整机调试。最后把调试结果显示出来,整个系统能正常工作。 5 误差分析及改善措施     (1)采用SPCE061A的10位A/D转换器测量零电压时,显示在0.0048828125~0.009765625v之间跳动,原因是SPCE061A的10位A/D转换时,有1~2个步长的误差,即4.8828125~9.765625mV之间。由于误差恒定,采用软件对误差进行补偿。     (2)由于电路信号处理部分的元器件以及模拟开关CC4051上有一定的压降(约20mV),虽经软件、硬件修正,在小幅值的情况下仍会有一定误差。     (3)整个系统板由手工焊接完成,布线无法避免线路之间以及外界的电磁干扰,从而会导致一定的误差。     (4)功率的测量由电压、电流的测量值间接得到,由于误差的累计效应也会使有用功率、无用功率测量值与理论值存在差异。 6 结束语     数字式工频有效值多用表以数字方式对电压有效值、电流有效值、功率角进行显示,功率的测量由间接得到。本系统以SPCE061为核心部件,利用软件编程,实现对交流电压值、交流电流值、功率角的测量。尽量做到线路简单,减小电磁干扰,充分利用软件编程,弥补元器件的精度不足。     数字式工频有效值多用表以数字的方式对电压有效值、电流有效值、功率角进行显示,从而可以得到有功功率、无功功率和功率因数,方便实用。在设计中采用凌阳单片机具有速度快、价格低、可靠性高、体积小、实用、功耗低等特点。

    时间:2011-11-14 关键词: 位单片机 工频 凌阳16

  • 通用变频器用交流接触器切换变频与工频

    通用变频器用交流接触器切换变频与工频

    时间:2011-07-18 关键词: 工频 通用变频器 交流接触器 空调冰箱

  • 通用变频器用继电器切换变频与工频

    通用变频器用继电器切换变频与工频

    时间:2011-07-18 关键词: 继电器 工频 通用变频器 空调冰箱

  • 森兰BT40工频-变频切换运行

    森兰BT40工频-变频切换运行

    时间:2011-07-18 关键词: 运行 40 工频 bt 空调冰箱

  • 基于工频畸变技术的抄表系统

    摘要:随着抄表系统和低压电力线通信技术的日益发展,利用低压电力线作为媒介的抄表方式得到了广泛关注。但由于我国低压配电网的干扰强,该方式的应用效果并不理想。为使抄表系统既节约成本,又满足通信距离的需求,设计了以双向工频通信技术作为通信手段的抄表系统。用二进制小波变换进行信号检测,实验结果证实该方法有效。根据DL/T645-1997规约,设计出有中继功能的通信协议。 关键词:抄表系统;工频畸变;小波变换;通信协议 O 引言     目前国内已经将扩频、超窄带通信、多载波调制、自适应跳频、正交频分复用(OFDM)等技术应用于自动抄表系统。但由于我国低压电网环境恶劣,以上技术的应用效果始终不理想。工频畸变是双向工频自动通信(Two Way Automatic Communication,TWAC)的简称,与载波通信相比具有有效传输距离长,通信可靠,信号可通过变压器等优势。 1 系统组成     自动抄表系统一般由采集用户电能表信息的采集终端、集中器、主站系统组成。采集器和集中器位于每个变压器下,对采集器上传数据进行管理,同时作为联系采集器与主站的桥梁(主站是位于最上层的计算机管理系统)。基于双向工频自动通信的自动抄表系统,其畸变信号可进行跨变压器台区的传输,位于电表附近的采集器与主站之间无需另加集中器作为连接桥梁,系统组成如图1所示。     双向工频自动通信系统由中央控制单元、子站端调制解调设备和用户端调制解调设备组成,其原理就是利用工频电压基波过零调制方式实现通信。出站信号调制,在电压过零点前△T/2(过零点前30度)时刻,打开调制电路图2(a)中晶闸管,产生的瞬时电流耦合进工频电压的电流ic,引起一个电压降emod,在 10 kV电压E过零点处发生畸变,如图2(b)所示。电压畸变信号的编码是利用相邻两个周期电压波形来携带一位信息,利用调制位置的不同来表示“1”或 “O”。入站信号调制方法与出站信号类似,只是入站信号调制是将畸变信号加于电压过零点时刻的电流上。 2 硬件电路设计     调制电路系统主要由滤波电路、过零检测电路及调制电路组成。调制电路的等效电路已给出,不再讨论。图3所示硬件电路是由A1(MAX-291)、 A2(TA7504P)、A3(OP07)组成的滤波电路和过零检测电路。A1通过改变时钟输入频率可改变滤波器截止频率,并且截止频率为时钟频率的 1/100。时钟输入端加5 V电平的方波信号,在A1的输入(IN)与输出(OUT)端之间可以获得低通滤波器的特性。A2用于平滑A1的输出阶梯状波形,增强其效果。过零检测电路主要由运放器OP07,4个二极管以及1个三极管组成。     畸变信号的检测电路由前置滤波电路、数据采集电路、数据处理电路组成。数据采集电路由ADl674芯片及其外围电路组成。整个检测系统核心是一块 PLC24系列微处理器芯片加上必要的数据存储器、程序存储器及必要的输入、输出电路组成的单片机系统。单片机技术已经非常成熟,在此只给出如图4所示的系统框图。 3 信号检测     信号检测是一个判断过零点处有无畸变的问题。目前国内一般采用数字差分技术(Digital Differential Technique)进行检测,即前一次的采样值与当前的采样值进行做差运算。        如果F(t)=A1 sin(ω1t),T是其周期Tper的整数倍,则d(t1)≡0。从这个结果可以看出,由式(1)所描述的数字差分技术应用到具有稳定周期的周期信号时,其差分结果恒等于O。但由于电网信道环境复杂,其中充斥了大量的谐波分量和噪声的干扰,使得理论上十分可行的数字差分技术在实际运用中效果却并不理想。     本文采用的小波检测法是时频分析的有力工具。信号x(t)的连续小波变换为:        式中:a为伸缩尺度因子;b为平移因子。离散小波函数ψj,k(t)可表示为:        为了使小波变换具有可变化的时间和频率分辨率,需要改变a,b的大小,使小波变换具有“变焦距”的功能。实际中,广泛应用的是二进制离散小波,即用二进制动态采样网格,a0=2,b0=1,每个网格点对应的尺度为2j,而平移为2jk。由此得到的小波ψj,k(t)被称为二进小波(Dyadic Wavelet)。        二进小波对信号的分析具有变焦距的作用。假定开始选择一个放大倍数2-j,它对应为观测到信号的某部分内容。如果要进一步观看信号更小的细节,就需要增加放大倍数,即减小j值;反之,则减小放大倍数,即加大j值。任意信号都可以表示成式(5)形式:        j和k的取值均在±∞,意味着在所有尺度上做细化处理,补充细部特征。在用尺度的观点分析各种信号时,超过某一特定的尺度(例如j0)后,细部特征就不再起作用了,这时可将式(5)以尺度j0为界限分成两部分,j0以下各尺度作为细化特征的近似;j0以上的各尺度用于基本特征的提取。用滤波的观点就是j0 以下各尺度对应于中心频率不同的带通滤波器组,j0以上各尺度对应于带宽不同的低通滤波器组。式(5)可表示为:等式右边第一部分可看作信号x(t)的尺度为2j0的逼近低频信号;第二部分可看作是x(t)的细节高频信号。任意一个尺度的逼近信号均可表示成下一尺度的逼近信号和细节信号之和。 4 仿真实验     根据等效电路,在Simulink中搭建工频畸变信号仿真电路,将两个连续周期电压信号的第1,3过零点处加上正向脉冲,产生的单相电压畸变波形(夸张了畸变信号)如图5所示。从仿真图中可以直观地看出,电压波形的两次畸变发生在采样点50和150附近。     在两个工频周期(0.04 s)的时间内取200个采样点,利用小波基db4将畸变信号分为两个子信号,如图6所示,近似信号a1(即低频信号)和细节信号d1(即高频信号)。     近似信号a1与原始信号(图5)近似;细节信号d1在采样点50,150附近均有强烈的变化。由d1可以清晰地找到信号的畸变点,所以,以二进制小波变化的方法检测畸变点,就是检测细节信号上的变化,通过设定阈值,确定畸变时刻。 5 通信协议     低压配网信道环境复杂,数据传输距离有限,为保证通信的可靠性以扩大传输距离,在抄表系统采集器一端就需要用到中继。在DL/T6 45-1997基础上,使帧格式支持中继转发的控制,并要求帧不能过长,基本帧格式如表1所示。其中,每字节含8 b二进制码,传输时加上一个起始位、一个校验位和一个停止位,共11 b。控制码C中,D7=O时,即是主站发出的命令帧,D6,D5控制中继转发,D4~DO用于功能编码控制;D7=1时,即采集器发出的应答帧。 6 结语     本文实现的工频双向通信下自动抄表系统,在电力线复杂的信道环境中具有较强的稳定性,通信距离较传统的扩频载波抄表系统有明显的提高,利用低压电网作为通信介质节省了建设系统的成本,是一种非常适合我国电力信道的抄表系统,未来将成为自动抄表系统的重点研究方向。  

    时间:2010-12-09 关键词: 工频 抄表系统 畸变

  • 工频50HZ方波电路

    工频50HZ方波电路

    时间:2010-08-25 关键词: 50 工频 hz 工业自动化电路 方波电路

  • 工频感应炉晶闸管调压供电控制电路

    工频感应炉晶闸管调压供电控制电路

    时间:2010-08-24 关键词: 电路 工频 特殊应用电路 晶闸管调压 供电控制

  • 工频0-5分钟延时电路图

    工频0-5分钟延时电路图

    时间:2010-02-03 关键词: 电路图 延时 模拟电路 工频

  • 用工频波作为编码的光电型位置检测电路

    在传统的交流供电电器产品中,需要采用光电对管对工件或者零部件的位置进行检测时,为了滤除环境光的干扰,通常会采用同其它直流供电电路一样的方式,首先分别采用降压整流电路给发射部分和接收部分供电,发射部分采用讯号发生电路和载波发生电路将讯号波形调制在一个载波(例如38KHz)上然后以之驱动发光管,而接收部分采用红外接收二极管或者专用接收头(例如内含38KHz解码电路)解调出讯号波形,然后送给相关电路或者交主机处理。光电对管通常按照安装位置的不同可分为对射式和反射式,对射式指发光管的发光面与接收管的受光面两两相对,如果光路畅通,则接收管直接接收发光管的射出光,或者因为被检测工件阻挡光路而无法接收;反射式指接收管不直接接收发光管的射出光,而是接收被被检测工件反射的射出光。其大致电路框图如图1: 图1由于发射管由发射电路提供的特定编码讯号驱动。因此驱动电路复杂而成本较高,特别在交流供电设备中使用时没有利用交流电固有的编码特性。而且接收部分的电路同样比较复杂,导致整体成本无法下降,另外因为发射管需要数毫安甚至数十毫安的驱动电流,加上两个电源部分的消耗,这对整个电路耗电只有数毫安甚至更小的主控板而言无疑是一个极大的负担,特别是对于以单个二极管半波整流,电容降压或者电阻降压方式供电的绝大部分小家电、美容电器、厨房家电、便携式设备等产品,更是完全无法接受。另外一种方法是由主控单元(CPU)给出一个特定的编码讯号通过驱动单元(例如驱动用MOS管或者双极型晶体管)驱动发光管,接收部分相应解码,由于仅仅相当于将讯号和载波产生电路由主控CPU软件完成,因此造成CPU主控程序大大复杂化,同样影响成本,而且驱动电流的问题和驱动部分的成本问题依然存在。 有鉴于此,我们经过反复权衡,最终制定了下述的编解码方案。其特点是发光管直接由220V/110V交流电经整流降压后驱动,利用交流供电电流直接驱动LED,而主机部分供电串接在同一回路中,公用同一驱动电流。并且在接收电路内部采用检测3个以上交流电周期讯号的特征作为有效编码来判断工件工况。信号检测部分整体电路如图2。 图2相对于传统的光电型位置检测电路,图2的光电对管Q1的驱动电路异常简单。交流输入电压经D1整流,R1降压,发光管串接在此回路上,发光管的驱动电流可以通过R1的阻值调节,而此回路同时可以串接其它功能电路,例如串接一个稳压管D2//C1用于给主机和其他电路供电等。R3/R4过零检测电路用于检测交流电压的过零点并输入主控单元作为检测电路同步信号,用于控制主控电路使之正好在交流电压的正负半周峰值时检测光电接收管的输入讯号。 首先我们计算一下发光管的驱动电流:在最恶劣的情况下,设主机模块电路的总耗电电流低至1.5mA,加上稳压二极管上消耗的电流,主机控制板整体耗电假设低至2mA,这是极端小的情况了。由于采用的是半波整流,则每个正半周内供电回路需平均供应4.5mA电流,在交流电压峰值时的电流(也就是流过发光二极管的峰值电流)则近似为6.3mA。这个电流足以推动发光管发光了。而如果主控板的整体耗电电流增加至超过15mA,此时继续按照图一的接法时可能令发光管回路上的峰值电流超过50mA,将超出发光管电流极限值而导致损毁,这种情况下可以简单的在发光管两端并联一个分流电阻来解决。 Q1内部的发射管在交流负半周时因为D1的阻断不发光,而正半周周期内瞬时电压超过7V(Vcc++Vd1+Vr1+Vd2)时Q1的发射管开始发光,而且在正半周峰值时发光亮度达到最高。在反光效率不变的情况下此时接收管输出讯号S0最低。此时如果反射效率足够,则接收管充分饱和导通,输出低于比较器低限的低电平,即此时U1A/U1B输出S1=1, S2=1,U2A输出为1,设此时状态为“状态1”;反之,在交流电负半周峰值(波谷)时光电接收管截止,光电接收管输出高于窗口比较器高限的高电平,即此时U1A/U1B输出S1= 0, S2=0,U2A输出也为1。设此时状态为“状态2”。而如果反光效果不佳,在波峰时S0的输出电平仍然高于V1,或者环境光较强导致在波谷时输出电平S0仍然低于V0,这样S1S2的输出不是刚好为“00”或“11”,则U2A输出为低,这样采用上述电路实现了目标工件位置很近、反射很强时电路输出为高;目标工件位置较远、反射较弱时电路输出也为高;只有目标工件位置变化,或者穿孔轮式光电开关轮子不断转动才会导致反射光强度变化不定,电路才会对应产生负向脉冲的目的。当然,如果要判断工件是靠得很近还是较远,只需读取U1a/U1b两个比较器的输出就可以了。 上述电路抛开CLK讯号用的话就谈不上特色了,其抗干扰性能也就一般水准,但是我们加入CLK讯号就有了决定性的改善了。我们可以通过选择R3/R4使CLK讯号在快到交流峰值时达到主机检测端口的阈值,这样可以令主机在每次交流峰值前后对U2A输出讯号S1进行判断,连续读取数个交流周期,这样就基本上杜绝了外界光干扰导致S1讯号非正常翻转引起的误判。 另外,R5/R6/R7配合U1a/U1b组成窗口电压检测器使之能更有效的排除杂散光的干扰。例如对于图一所示5V供电的系统,我们将窗口低限设置在1/5*Vcc,窗口高限设置在4/5*Vcc,这样凡低于低限的讯号才确认为低,高于高限的讯号才确认为高,从而可以有效滤除大部分杂散干扰讯号。为便于理解,下面详细描述各种不同环境下的工作情况。 1.被测工件或设备零组件位置与光电对管足够接近,这时反射光足够强,而同时因为工件与受光面非常接近而有效阻止环境光对接收管受光面的干扰,因此不必考虑环境光干扰问题,此时接收管输出连续的S0=0-1-0-1-0-1讯号,如图3,配合CLK讯号,在每个交流峰值前后U2A的输出都是1,由解码电路判断此状态为状态1。 图32.被测工件或设备零组件位置与光电对管距离较远,而环境干扰光也较弱,这时反射光太弱,环境光干扰也小,因此接收管输出持续的高电平,S0输出的是一组标准的“1-1-1-1-1-1”连续讯号,波形如图6,当然一定叠加有微量反射光,但是在反射光最低瞬间仍然不足以使输出电平为低,这可以很容易的通过调节反射效率来保证,这时S0高于V1和V0,在每个交流峰值前后U2的输出都是1,配合CLK讯号,此时由解码电路判断此状态为状态1,如图4。 图43.被测工件或设备零组件位置与光电对管距离较远,但环境干扰光稳定且较强,这时反射光太弱,环境光干扰太大导致接收管持续接近导通,因此接收管输出持续的低电平,输出的是一组标准的“0-0-0-0-0-0”连续讯号,波形如图五,当然同样一定叠加有微量反射光,但是在反射光最高瞬间仍然不足以使输出电平为高,这同样可以很容易的通过调节反射效率来保证,这时S0低于V0和V1,如图5,配合CLK讯号,在每个交流峰值前后U2的输出都是1,此时由解码电路判断此状态仍然为状态1。 图54.被测工件或设备零组件位置与光电对管距离不停的变化,接收管输出讯号S0变化范围很大,且环境干扰光不断无规则变化且较强,环境光干扰较大导致接收管输出不断依照环境光变化而变化,如图6及图7,图六表示干扰光由强变弱瞬间的反应波形,图七则相反,表示干扰光由弱变强瞬间的反应波形。导致S1S2输出不停变化,S3状态也不断翻转,此状态可由解码电路判断为状态0,如图6及图7。 图6图7由上可见,在第一阶段时,反射光线极强而环境光干扰极少,光电管输出的是一个连续的标准的1-0-1-0-1-0-讯号,而距离较远时无论有无环境光干扰,其输出要么是“1-1-1-1-1-1”、要么是“0-0-0-0-0-0”,要么是无规律的其他连续讯号如“1-1-0-0-0-0-1-0”、“0-0-0-1-1-1-1-0”等,其变化速度取决于讯号翻转的速度。因此,我们只要在后面使用一个极简单的逻辑解码电路,即U1/U2及其附属电路,使之配合CLK同步讯号,每个周期检测一次,检测到连续三组以上规则的S0=0-1讯号(即“S0=0-1-0-1-0-1”或者“S0=0-1-0-1-0-1-0-1-0-1 -0-1”),即可认为是有效的状态1(S3=1),即表示“待测工件停在距离光电对管较近处”,或者“待测工件在距离光电对管较远处停留未动”,而如果要区分远近则只要判断U1B的输出是否为低就可以。也就是说有效区分开了工件的是否动作及距离远近,实现工件位置检测。我们实现上述方案的设计是用于一款夹钳状美容产品,用于判断产品是否正在使用(正在使用时会不停的合夹开夹,暂停使用时要么合夹不动,要么开夹不动)。如果产品长期处于暂停使用状态(30分钟或1小时),则需要进入待机模式或睡眠模式,以策安全及降低功耗。我们采用上述设计方案之后达到了非常满意的结果。使用状态下无论采用强光干扰、人为故意摇晃、在各个位置开夹合夹模式下施加不同的强光或强红外干扰都可以正确判断产品是正在使用还是搁置未用。 当然,图2所述电路虽然省略了发射接收部分电源电路和编解码电路,但是还是要使用两个比较器和一个异或非门,如果用图2电路配合一般MCU来使用则还有一定的简化余地,但是如果我们在ASIC定制电路中来使用的话,则堪称极致简单了。如图8,虚线框内的电路都可以直接设计在ASIC内部,当然电路也可以比图2做得更加完美(例如增加锁存和防抖电路单元等),这样留在芯片外部的只剩下光电接收管和负载电阻了(该电阻可用于外部调节接收灵敏度,不可省略)。而接收部分只需要在供电回路串接一个光电发射管,无需任何其它编解码电路和附属电路。完整的产品设计电路如图9。 图8图9该ASIC根据发热头H1和H2本身阻值与其温度成比例对应的特性,采用测量发热头H1//H2的并联电阻值的方法来判断加热温度,从而达到控制产品发热温度的目的。电路中Ra/Rb/Rx/Ry和H1//H2组成惠斯通电桥,Rb和H1//H2串联为桥路一臂,Ra/Rx/Ry三个电阻分别为另外三臂。位置检测光电对管采用Vishay的CNY70,R6为接收管的集电极负载电阻。采用上述光电型位置检测电路后,整个电路相对客户原MCU方案大幅简化,BOM成本降低一半左右,并且产品功耗大幅减低,稳定程度大幅度提高,各种恶劣环境下都不会发生误判现象,此外生产测试程序也大幅度简化,显著提高了产品的综合性能。

    时间:2010-01-19 关键词: 编码 检测电路 工频 光电型位置

  • 基于DSP的工频电量测试仪硬件电路设计

    摘  要:以TMS320VC33 DSP为核心,采用钳形电流互感器输入和电压直接输入,设计出了电压,电流,功率,电网频率,电网功率因数的测量电路,用该设计的工频电量测试仪在实际应用中,效果良好。 关键词:DSP  电量测试仪   硬件设计 一.引言 现代企业的用电系统中,各种仪器仪表正得到越来越多的应用,而以单片机为内核的仪表由于速度和精度的问题,在很大程度上已不能满足人们对信息处理的需求。DSP 软件编程灵活,自由度大,实时运算速度,数据处理能力远远超过单片机.本文以TMS320VC33 DSP为核心,设计一种处理速度和准确度都较高的工频电量测试仪,来满足人们的实际需要。 二. 电路设计 1.电压取样跟随电路:图1为电路原理图,为了将系统0~400V的电压转换为用于测的    图1. 电压采样电路                         图2. 电流采样电路 0~5V的电压信号,需要在回路中并联电阻。为提高精度,取流过电阻的电流为1mA,且电阻的温度应该很小,因此选用精度较大的电阻。为了保证分压信号在0~5V之间,选分压阻值R6=315K,R7=5K。 2. 电流取样跟随电路:图2为其电路原理图,为了将系统0~5A的电流转换为用于测量的0~10mA的电流,利用变压器可以实现电流信号的转换,当测量信号为5A时,原边和副线圈比例为1:500。器件的输入一般都是电压,所以需把电流信号转化为电压信号,只需在电流的输出端接一个500欧姆的电阻就可把10mA的电流转化为5伏的电压。 3. AD转换电路:采用AD73360 A/D 转换器,AD73360是AD公司推出的6通道模拟输入的16位串行可编程A/D 转换器。由于采用∑-A/D转换原理,具有良好的抗混叠性能,所以对模拟前端滤波器的要求不高,它能保证6路模拟信号同时采样,且在变换过程中延迟很小。本设计采用直流耦合的单端输入,图3为与DSP连接电路图。 图3 AD与VC33的连接图 4.倍频电路:为了启动A/D转换器和测量系统的频率,系统中必有倍频电路。采样电路采样得到的正弦波经OP-07比较器后变成了方波,其一周期内只有两个脉冲,用此脉冲启动A/D转换远达不到系统的要求。倍频电路的作用就是把方波变成更多的脉冲,波形变换如图4。 图4 倍频电路的波形变换图 CC4046在倍频电路中的作用是频率合成。利用PLL实现频率合成的原理图如图5所示。 图5 利用PLL实现频率合成的原理图 若晶体产生的频率为fs,经固定分频电路除以M后得到参考频率fr,则由fr=fs/M,被送到相位比较器的一个输入端上作比较基准,由VCO产生的频率f0被一个可编程分频器除以N后送到相位比较器的另一个输入端上与fr进行比较,当锁定后,则有:fs/M=f0/N   即f0=N/M fs。在此设计中,M=1,N=360,fs是由OP-07比较后产生的脉冲的频率。程序倍频器由CC4046组成,它产生360的分频。分频后的信号进入8253计数器,由计数器来计算频率。 5 模拟开关电路:在测电压和电流时,倍频器要分别和相应的电压采样电路和电流采样电路相连,就需要一个模拟开关进行选择,选用的模拟开关是CMOS的CC4053。CMOS多路模拟开关电路是由地址译码器和多路双向模拟开关组成,可以通过外部地址输入,经电路内部的地址译码器译码后,接通与地址码相对应的其中的一个开关。它允许从n线到1线的传送或1线到n线的信号分离,以及允许信号的并—串转换。CC4053是三组二路模拟开关。 6.CC4046与8253的连接:CC4046作为倍频电路使用时,其输出信号频率为它的输入信号频率的N倍,倍频电路由锁相环和N进制计数器组成,计数器插入在VCO输出和比较器之间。这样,当锁相环锁定时,计数器输出信号频率和锁相环输入信号频率 相等,从而在计数器时钟输入端(即VCO输出)得到倍频输出信号。其与8253的连接图如图6所示。 图6   4046与8253的连接图 7.串口通信的实现:为了扩大仪表的功能,使仪表能够方便的与上位机进行数据交换,为仪表设计了一个RS-232标准串行接口,TMS320VC33没有接收发送数据的功能,所以把8251作为VC33的一个串行通道。由于RS-232的电平与TTL电平不兼容,所以需要加MAX232E作为电平转换电路。8251A作为可编程通信接口器件与VC33构成的串行如图7所示。 图7  8251与VC33构成的串行接口图 由图可知:8251A的 、 、RESET等信号与VC33的相位端相连,8251A的D7~D0和VC33的低8位数据总线D7~D0相连。8251A的片选信号由地址译码电路74LS138的Y5提供, 与地址总线的A0相连,用于选择数据口和控制口。VC33的时钟经过8253分频后,送到8251A的 和 端,作为8251A接收时钟和发送时钟。 8. 电压转化电路设计:由于8251的TXD和RXD信号和PC机的串口电压不符, 所以在此之间加了一个电压转换器MAX232。其连接图如图8。其内部主要由一个将+5V变至+10V的电 图8  MAX232与RS-232的连接图 压倍增器,一个将+10V变至-10V的电压变换器以及两个发送器和两个接收器组成。使用时只需在外部连接4个电容,通过内部的双充电泵电压变换器,就可以实现升压和电压极性转换,把+5V变换成±12V,以作为驱动器的电源。通过这种芯片不但实现了TTL与EIA232C电平的转换,而且可同时完成正负逻辑之间的转换,使用起来非常方便。 9.存储器扩展:Am29LV800B是一个8M位,3.3V闪速存储器,该存储器有1M字节或512K16位字。16位字数据出现在DQ15–DQ0上;字节宽数据出现在DQ7–DQ0上。这个器件仅需要单个3.3V电源就可完成读、编程和擦除操作。也可以使用一个标准EPROM编程器编程和擦除器件。 图9  AM29LV800B与TMS320VC33的连结 该器件是用AMD的0.32µm技术制造,还具有旁路解锁编程和在线块保护/不保护的特点。标准器件提供70、90和120ns的访问时间,使得高速微处理器操作没有等待。 对于读和写功能器件仅需要单个3.3V电源供电。内部产生和调节编程和擦除操作所需的电压。根据AM29LV800B引脚的特性,其与TMS320VC33连结如图9所示。 此设计利用PAGE1*作为片选信号,即从VC33的引导2(400000h~7FFFFFh)引导闪存,是因为TMS320VC33把这部分地址正好映射到外部存储器.VC33的读为高电平,而AM29LV800B的输出使能OE#有效为低电平,所以在R和OE#之间必须加上个非门.W#可和WE#直接相连,存储器的复位引脚直接与VC33的复位引脚相连,使系VC33复位时,闪存器件也复位,为读写作好准备.用XF0作为检测RY/BY的状态位,由于采用字的格式,所以直接把BYTE接高电平。 此外,电路还包括以MAX706 设计的复位电路、看门狗电路、显示器、键盘电路等。,实现电压,电流,功率,电网频率,电网功率因数的测量。用户通过键盘可以方便地进行人机对话,实现各种功能;通过显示器可以及时看到测量数据,通过扩展存储器可以保存实验数据,通过异步串行通信口可以方便的同其他计算机进行信息传递和数据的交换共同完成各种功能。用该设计的工频电量测试仪在实际应用中,性能稳定,效果良好。 参考文献 [1] TMS320C3x User`s Guide  Texas Instruments  1998 [2] 支长义 雷天友 蔡丽丽. 浮点DSP原理及应用 电子科技大学出版社 2003 [3] MCS-51/96系列单片机原理及应用 北京航空学院出版社 孙涵芳  徐爱卿编著 [4] AD公司 ADC器件数据清单 [5] 电能计量基础  中国计量出版社张有顺等编著

    时间:2007-12-06 关键词: DSP 工频 硬件电路设计 电量测试仪

  • 工频功率电源信号发生电路的实现

    工频功率电源信号发生电路的实现

    一般说来,工频功率电源是由信号产生、功率放大、输出控制三大部分组成。其中,信号发生电路是工频功率电源的核心。它是用来产生多相正弦波信号,并完成对信号的频率、相位和幅度的调节。 信号产生电路,既可以由模拟电路实现,电可以由数字电路产生。由模拟电路设计的电源称为模拟信号源,由数字电路设计的电源称为数字信号源。 1 模拟和数字信号源的区别 模拟信号源输出频率和相位可实现连续可调;可使输出信号有很高的稳定性。缺点是:相位及频率的时间稳定性差;调节相位时对幅度有影响;且频率及相位无法直接显示;电路调试困难,工艺结构复杂,难以实现程控。 数字信号源输出幅度、频率和相位的时间稳定性好;调节相位时对幅度没有影响;数字电路容易调试,工艺结构简单,与计算机接口方便,易实现程控。幅度、频率和相位虽不能连续调节,但足以满足实际需求,所以工频功率电源多是数字信号源。 2 波形的分解与量化 要实现信号源的数字化,首先把要得到的波形进行分解和量化,然后再对分解和量化的波形进行合成。即按顺序将波形的幅值以数字信息存入存贮器,工作时,再以相同的顺序取出相应幅值,经D/A电路变换成模拟量,输出所需的各种波形,假设我们欲得到图1(a)所示的正弦波。 如果在一个周期内,将该正弦波等分成16段,即以n°=360°/16=22.5°为间隔分成16个点。在峰-峰幅值之间共分成土100个等级,16个点的量化等级即如图1中所示;如在一个周期内,将该正弦波等分成30段,即以n°=360°/30=12°为间隔分成30个点。在峰-峰幅值之间共分成±100个等级,30个点的量化等级即如图1(b)所示。 很显然,一个周期内分解的点数以及幅度的量化级越多,波形越逼真。由此产生一个完整的正弦波所需的数据量就越大。幅度量化的级数越多,设计电路时所需的D/A位数就越多,成本就越高,但D/A位数少时,输出波形不平滑,含有高次谐波,需用低通滤波器滤除,而低通滤波器会产生附加相移。 一般是根据相位的调节细度来选择分解的点数,根据设计的等级来选择量化的级数。假如需要设计一个相位调节细度为1°,幅度调节细度为不大于0.5%的数字源。因为相位调节细度为1°,则可取360个点;8位D/A的量化等级为1/256=0.0039=0.39%<0.5%。即一个完整周期的正弦波分为360个点,每点的幅值用8位二进制数表示,并且采用偏移二进制数双极性码。所谓偏移二进制双极性码,就是将自然二进制码对应的模拟量平移后得到的,它将模拟量的零值移至与数字量80H相对应。这样,当Sin90°=1时,量化值为FFH;sin180°=0时,量化值为80H;sin270°=-1时,量化值为00H。 另外,存贮该正弦波数据所需的存贮器容量为360×8位。 确定了上述波形信息,就可进行波形的合成。 3 波形的合成 如图2所示,假定住ROM里已存贮了上述波形信息。波形计数器依次送山ROM里的地址信息0~359。在地址信号作用下,依次取出存入ROM里的各点幅伉数据,并送入D/A。在D/A中把幅值的数字信息变为相应的模拟电流,经运算放大器将电流信号变为电压信号,再通过低通滤波器滤除高次谐波,便可得到光滑的正弦波。 D/A变换及运放滤波电路如图3所示。 图中DAC0832是8位CMOS D/A芯片,的数字信号经两级锁存,输出的是电流信号,输出电流与输入的数字量NB的关系如式1所示 根据图中电路接法可知 按照式3可算出输出电压Uo与输入二进制数的关系,如表1所列。它符合偏移二进制双极性码的姚律。 4 数字调幅 由式3可见,要改变输出正弦波的幅度,只要改变形成波型的基准电压UREF即可,而UREF是由D/A 2提供的,如图4所示。所以只要改变输入给D/A 2的数字量即可改变合成数字波形时的基准电压UREF。这样也便于实现幅度的程控调节。至于D/A 2的位数,应由输出幅度的调节细度来决定,当要求调节细度较高时,D/A2的位数应高一些,该例中调节细度为不大于0.5%,使剧DAC0832即可。 5 频率合成 当然,对于单相工频电源来说,要使频率能在一定的范围内连续可调,并且有很高的稳定度,就要用到频率合成技术。所谓频率合成技术,就是将一个基准频率fo变换成一系列的新频率fl=Nfo,并且这些新频率的稳定度要与基准频率相当。根据频率稳定度及调节细度的要求来设计出相应的变频电路;对于多相工频电源来说,还有数字移相电路,这里不再累述。 本文所阐述的主要足信号发生电路在工频功率电源中的实现,其实该电路可实现任意的波形输出,而且通过配合相应的电路,可产生任意频率和相位可调的波形。该电路原理的实现具有广阔的应用前景。

    时间:2007-09-05 关键词: 工频 信号发生电路 功率电源

  • 数字滤波器滤除电子测量系统中工频及其谐波干扰的研究

      摘 要:在电子测量中工频是主要的噪声干扰源之一,若不滤除将大大影响测量精度。而传统的模拟电路滤波器在精度方面无法与数字滤波器相比;另外对多阻带滤波器的设计摸拟电路更是无法实现。本设计用FIR(Finite Impulse Response)数字滤波原理设计了阻带范围分别为48~52 Hz,98~102 Hz,148~152 Hz的三阻带数字滤波器,经仿真实验证明其对电子测量系统中的工频50 Hz及其二次谐波和三次谐波干扰将衰减30 dB。对去噪后的信号进行分析,大大提高了测试系统的精度,整个过程分为多阻带滤波器的数学建模和滤波算法实现,并分析比较了不同窗函数和阶数的变化对滤波性能的影响。   关键词:工频噪声抑制;FIR多阻带数字滤波;滤波器分辨率;数学建模    电子测量系统中的主要噪声源是来自电网的50 Hz工频及其谐波干扰,主要是二次谐波和三次谐波,而更高次谐波由于其频谱分量小可以忽略,若不去除其噪声污染,必将影响测量精度。传统的模拟滤波器在精度方面无法与数字滤波器相比,尤其在多阻带多通带滤波器设计方面,模拟滤波器更是无能为力。本文正是依据噪声源的特点,利用数字信号处理理论设计了一个高阶多阻带多通带滤波器,利用数值计算的方法达到抑制噪声提取信号和便于应用的目的。   1 FIR多阻带多通带数字滤波器设计   1.1 理想三阻带FIR数字滤波器系统的频谱特点及时域模型若一个三阻带数字滤波器,其频率特性为H(ejω),其通         对应数字滤波器的数学模型为:      其中:h(n)是非因果的无限长序列,是物理不可实现的。   1.2 三阻带M阶因果FIR数字滤波器的设计   FIR DF的设计方法主要建立在对理想滤波器频率特性作某种近似的基础上。本设计采用窗函数法。窗函数法即选用一个长度为N=M+1点长的窗函数截取式(1)为有限长,并右移得到一个长为N的因果序列hN(n),三阻带M阶因果FIR数字滤波器的数学模型为:         其中:hN(n)是1个全通滤波器减去3个带通滤波器。   另外,窗函数的选择不同对多阻带滤波器的频谱影响也会不一样,这将作为一个独立的问题 随后讨论。当采样频率为1 500 Hz,阶数M=999,阻带分别为48~52 Hz,98~102 Hz, 148~152 Hz时,式(2)所表示的三阻带滤波器的频谱如图2所示。      从图2还可以看到,该滤波器具有线性相位,这也是FIR滤波器的优点之一。    2 时域卷积计算滤波输出   2.1 混有噪声的信号x(n)的采集   有用信号为s(n),被工频噪声和其谐波污染,由于高次谐波所占的频谱份量较小而忽略不计,只考虑到其二次100Hz和三次谐波150 Hz的干扰,因此所设计的滤波器仅有3个阻带。实际上,若还考虑4次、5次等谐波的干扰,则阻带应增加到5个,设计方法类似,只要修改其数学模型即可。为了便于验证滤波器的性能,现假设有用信号为s(n)为一个频率为75Hz的正弦信号,则信号x(n)的时域和频域图如图3所示。      2.2 时域卷积   设x(n)的长度为N1点,滤波器hN(n)长度为N2,则卷积输出y(n)应为N1+N2-1点,但只有y(N2-1)~y(N1-1)的N1-N2点才是真正的结果[1]。y(n)的时域和频域如图4所示。      3 改变参数对滤波效果的影响   3.1 阶数变化对滤波性能的影响   在保持抽样频率为fs=1 500Hz不变,窗函数不变的情况下,变化滤波器的阶数,滤波效果也会发生明显的变化,下面就阶数M=399,499,599时滤波器的滤波效果进行了比较,如图5所示。可以得出,阶数N增大,N/fs=ΔT则越小,所以滤波器的分辨率Δf=1/ΔT越好[1],则滤波效果越好,与试验结果一致。      3.2 不同窗函数对滤波性能的影响   要达到好的滤波效果,不仅需要较高的滤波阶数,还需要选择合适的窗函数[2]。下面,就在阶数为399阶,抽样频率1 500 Hz的情况下,将不同窗函数对滤波效果的影响进行了比较,如图6所示。      经过以上比较,可见汉宁窗和哈明窗的滤波效果都要好于布莱克曼窗。这是因为汉宁窗和哈明窗的主瓣宽度为Bo=8π/N,而布莱克曼窗的主瓣宽度为Bo=12π/N。可见,主瓣宽度对滤波效果的影响起主要作用。主瓣越窄滤波效果越好[1]。随着阶数M的增加,主瓣宽度变窄,窗函数的影响也变得越来越小,所以,在阶数比较小的时候, 窗函数对滤波效果的影响很大。    4 结语    由于工频噪声及其谐波间的带宽只有50 Hz,为了更好地抑制这种干扰,要求各阻带间的过 渡带比较窄,而窗函数的主瓣宽度影响滤波器的过渡带[3],又因主瓣宽度是阶数 的倒数[1],所以,滤波器的阶数应在1000以上。为了提高卷积速度,可以采用FF T算法实现实时滤波输出。    参考文献    1]胡广书.数字信号处理理论、算法与实践[M].北京:清华 大学出版社,1997.   2]郑南宁.数字信号处理[M].西安:西安交通大学出版社,1991.   3]周利清,全子一.数字信号处理[M].北京:北京邮电大学出版社, 1994.   (来源 现代电子技术)

    时间:2006-04-10 关键词: 系统 电子测量 数字滤波器 工频

  • 数字式工频有效值多用表

    一、任务设计并制作一个能同时对一路工频交流电(频率波动范围为50 ±1Hz、有失真的正弦波)的电压有效值、电流有效值、有功功率、无功功率、功率因数进行测量的数字式多用表。二、要求1. 基本要求  (1)测量功能及量程范围  a、 交流电压:0~500V;  c、 有功功率:0~25kW;  d、 无功功率:0~25kvar;  e、 功率因数(有功功率/视在功率):0~1 。  为便于本试题的设计与制作,设定待测0~500V的交流电压、0~50A的交流电流均已经相应的变换器转换为0~5V的交流电压。  (2)准确度  a、 显示为 位(0.000~4.999),有过量程指示;  b、 交流电压和交流电流:±(0.8%读数+5个字),例:当被测电压为300V时,读数误差应小于±(0.8%×300V+0.5V)=±2.9V ;  c、 有功功率和无功功率:±(1.5%读数+8个字);  d、 功率因数:±0.01 。  (3)功能选择:用按键选择交流电压、交流电流、有功功率、无功功率和功率因数的测量与显示。2.发挥部分  (1)用按键选择电压基波及总谐波的有效值测量与显示。  (2)具有量程自动转换功能,当变换器输出的电压值小于0.5V时,能自动提高分辨力达0.01V。  (3)用按键控制实现交流电压、交流电流、有功功率、无功功率在测试过程中的最大值、最小值测量。   (4)其它(例如扩展功能,提高性能)。

    时间:1970-01-01 关键词: 数字式 工频 有效值 多用表

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