当前位置:首页 > 开关模式电源
  • 开关模式电源电流检测——第三部分:电流检测方法

    开关模式电源电流检测——第三部分:电流检测方法

    开关模式电源有三种常用电流检测方法是:使用检测电阻,使用MOSFET RDS(ON),以及使用电感的直流电阻(DCR)。每种方法都有优点和缺点,选择检测方法时应予以考虑。 检测电阻电流 作为电流检测元件的检测电阻,产生的检测误差最低(通常在1%和5%之间),温度系数也非常低,约为100 ppm/°C (0.01%)。在性能方面,它提供精度最高的电源,有助于实现极为精确的电源限流功能,并且在多个电源并联时,还有利于实现精密均流。 图1.RSENSE电流检测 另一方面,因为电源设计中增加了电流检测电阻,所以电阻也会产生额外的功耗。因此,与其他检测技术相比,检测电阻电流监测技术可能有更高的功耗,导致解决方案整体效率有所下降。专用电流检测电阻也可能增加解决方案成本,虽然一个检测电阻的成本通常在0.05美元至0.20美元之间。 选择检测电阻时不应忽略的另一个参数是其寄生电感(也称为有效串联电感或ESL)。检测电阻可以用一个电阻与一个有限电感串联来正确模拟。 图2.RSENSE ESL模型 此电感取决于所选的特定检测电阻。某些类型的电流检测电阻,例如金属板电阻,具有较低的ESL,应优先使用。相比之下,绕线检测电阻由于其封装结构而具有较高的ESL,应避免使用。一般来说,ESL效应会随着电流的增加、检测信号幅度的减小以及布局不合理而变得更加明显。电路的总电感还包括由元件引线和其他电路元件引起的寄生电感。电路的总电感也受到布局的影响,因此必须妥善考虑元件的布局,不恰当的布局可能影响稳定性并加剧现有电路设计问题。 检测电阻ESL的影响可能很轻微,也可能很严重。ESL会导致开关栅极驱动器发生明显振荡,从而对开关导通产生不利影响。它还会增加电流检测信号的纹波,导致波形中出现电压阶跃,而不是预期的如图3所示的锯齿波形。这会降低电流检测精度。 图3.RSENSE ESL可能会对电流检测产生不利影响。 为使电阻ESL最小,应避免使用具有长环路(如绕线电阻)或长引线(如厚电阻)的检测电阻。薄型表面贴装器件是首选,例子包括板结构SMD尺寸0805、1206、2010和2512,更好的选择包括倒几何SMD尺寸0612和1225。 基于功率MOSFET的电流检测 利用MOSFET RDS(ON)进行电流检测,可以实现简单且经济高效的电流检测。LTC3878是一款采用这种方法的器件。它使用恒定导通时间谷值模式电流检测架构。顶部开关导通固定的时间,此后底部开关导通,其RDS压降用于检测电流谷值或电流下限。 图4.MOSFET RDS(ON)电流检测 虽然价格低廉,但这种方法有一些缺点。首先,其精度不高,RDS(ON)值可能在很大的范围内变化(大约33%或更多)。其温度系数可能也非常大,在100°C以上时甚至会超过80%。另外,如果使用外部MOSFET,则必须考虑MOSFET寄生封装电感。这种类型的检测不建议用于电流非常高的情况,特别是不适合多相电路,此类电路需要良好的相位均流。 电感DCR电流检测 电感直流电阻电流检测采用电感绕组的寄生电阻来测量电流,从而无需检测电阻。这样可降低元件成本,提高电源效率。与MOSFET RDS(ON)相比,铜线绕组的电感DCR的器件间偏差通常较小,不过仍然会随温度而变化。它在低输出电压应用中受到青睐,因为检测电阻上的任何压降都代表输出电压的一个相当大部分。将一个RC网络与电感和寄生电阻的串联组合并联,检测电压在电容C1上测量(图5)。 图5.电感DCR电流检测 通过选择适当的元件(R1 × C1 = L/DCR),电容C1两端的电压将与电感电流成正比。为了最大限度地减少测量误差和噪声,最好选择较低的R1值。 电路不直接测量电感电流,因此无法检测电感饱和。推荐使用软饱和的电感,如粉芯电感。与同等铁芯电感相比,此类电感的磁芯损耗通常较高。与RSENSE方法相比,电感DCR检测不存在检测电阻的功率损耗,但可能会增加电感的磁芯损耗。 使用RSENSE和DCR两种检测方法时,由于检测信号较小,故均需要开尔文检测。必须让开尔文检测痕迹(图5中的SENSE+和SENSE-)远离高噪声覆铜区和其他信号痕迹,以将噪声提取降至最低,这点很重要。某些器件(如LTC3855)具有温度补偿DCR检测功能,可提高整个温度范围内的精度。 表1总结了不同类型的电流检测方法及其优缺点。 表1.电流检测方法的优缺点 表1中提到的每种方法都为开关模式电源提供额外的保护。取决于设计要求,精度、效率、热应力、保护和瞬态性能方面的权衡都可能影响选择过程。电源设计人员需要审慎选择电流检测方法和功率电感,并正确设计电流检测网络。ADI公司的LTpowerCAD设计工具和LTspice®电路仿真工具等计算机软件程序,对简化设计工作并获得最佳结果会大有帮助。 其他电流检测方法 还有其他电流检测方法可供使用。例如,电流检测互感器常常与隔离电源一起使用,以跨越隔离栅对电流信号信息提供保护。这种方法通常比上述三种技术更昂贵。此外,近年来集成栅极驱动器(DrMOS)和电流检测的新型功率MOSFET也已出现,但到目前为止,还没有足够的数据来推断DrMOS在检测信号的精度和质量方面表现如何。 软件 LTspice LTspice软件是一款强大、快速、免费的仿真工具、原理图采集和波形查看器,具有增强功能和模型,可改善开关稳压器的仿真。 LTpowerCAD LTpowerCAD设计工具是一款完整的电源设计工具程序,可显著简化电源设计任务。它引导用户寻找解决方案,选择功率级元件,提供详细效率信息,显示快速环路波特图稳定性和负载瞬态分析,并可将最终设计导出至LTspice进行仿真。

    时间:2021-02-26 关键词: 电流检测 开关模式电源 电源

  • 开关模式电源电流检测——第一部分:基本知识

    开关模式电源电流检测——第一部分:基本知识

    电流模式控制由于其高可靠性、环路补偿设计简单、负载分配功能简单可靠的特点,被广泛用于开关模式电源。电流检测信号是电流模式开关模式电源设计的重要组成部分,它用于调节输出并提供过流保护。图1显示了LTC3855同步开关模式降压电源的电流检测电路。LTC3855是一款具有逐周期限流功能的电流模式控制器件。检测电阻RS监测电流。 图1.开关模式电源电流检测电阻(RS) 图2显示了两种情况下电感电流的示波器图像:第一种情况使用电感电流能够驱动的负载(红线),而在第二种情况下,输出短路(紫线)。 图2.LTC3855限流与折返示例,在1.5 V/15 A供电轨上测量。 最初,峰值电感电流由选定的电感值、电源开关导通时间、电路的输入和输出电压以及负载电流设置(图中用“1”表示)。当电路短路时,电感电流迅速上升,直至达到限流点,即RS × IINDUCTOR (IL)等于最大电流检测电压,以保护器件和下游电路(图中用“2”表示)。然后,内置电流折返限制(图中数字“3”)进一步降低电感电流,以将热应力降至最低。 电流检测还有其他作用。在多相电源设计中,利用它能实现精确均流。对于轻负载电源设计,它可以防止电流反向流动,从而提高效率(反向电流指反向流过电感的电流,即从输出到输入的电流,这在某些应用中可能不合需要,甚至具破坏性)。另外,当多相应用的负载较小时,电流检测可用来减少所需的相数,从而提高电路效率。对于需要电流源的负载,电流检测可将电源转换为恒流源,以用于LED驱动、电池充电和驱动激光等应用。 在本系列的第二部分“何处放置电流检测电阻”中,我们说明在电路的哪一个分支中放置电流检测电阻,以及它如何影响操作。 软件 LTspice LTspice®软件是一款强大、快速、免费的仿真工具、原理图采集和波形查看器,具有增强功能和模型,可改善开关稳压器的仿真。 LTpowerCAD LTpowerCAD™设计工具是一款完整的电源设计工具程序,可显著简化电源设计任务。它引导用户寻找解决方案,选择功率级元件,提供详细效率信息,显示快速环路波特图稳定性和负载瞬态分析,并可将最终设计导出至LTspice进行仿真。

    时间:2021-02-22 关键词: 电流检测 开关模式电源 电源

  • LED光通量测试的准确性应该如何提高?

    LED光通量测试的准确性应该如何提高?

    通常请款下,与传统光源相比,通常 LED 具有更强的方向性,不会再整个空间均匀地发光,与传统光源不同,在使用积分球测量光通量的过程中 LED 光源的光通量测量对设备的准确性提出了很大的挑战。一方面,该特征使得在积分球表面的 LED 直射光分布不均匀。这种不均匀分布将导致不同 LED 的直射光具有探测器的不同反射特征。由于探测器的位置和挡板的位置是固定的,各种反射分布的直接性能是信号波动。在普通测试系统中,不同发光角的 LED 存在差异,同一个 LED 的不同放置方向,具有不同位置的相同发射。即使额定光通量相同;实际测量值是不同的。根据客户的验证结果,普通 LED 测试系统的 LED 放置方向对于光通量测量结果的影响总是超过 50%(不同方向测量同一 LED 的最大信号和最小信号的差值) 当测量不同 LED 的不同发光角度时,由于积分球内部表面的分布差异使得直接反射的分布对探测器的影响不同,它直接影响测量精度的差异(如图 1 所示) 图 1: 不同照明角度对 LED 测量有不同的影响 提高积分球中 LED 光通量测试的准确性 另一方面,LED 测试系统通常使用卤钨灯作为标准光源,与 LED 相比,所使用的标准灯在外观上,照明分布特征和光谱特性方面都有很大区别。因此,两者的差异应由吸收系数修正。 分析: 积分球内部反射特性是使 LED 方向性对测量精度有影响的关键因素之一。在普通 LED 测试系统中,积分球表面涂层的反射率和朗伯特性不理想。一个原因是低反射率,另一个原因是漫反射特性差。低反射率的积分球表面的结果是 LED 直射光的结果是 LED 的直射光在几次反射后逐渐衰减。然而,在整个光混合的过程中,直接照射光和反射光都占有很大的比例,这是主导的。在某些情况下,低反射率材料会对挡板探头的背面产生强烈的阴影效应。然而,这是直线反射的光影效果导致测量不准确。 此外,较低的漫反射率将严重影响信号的衰减。由于在光测量过程中,光在积分球中多次反射,每次反射都会产生一定的衰减,但反射度对光强的影响在多次反射之后得到加强。例如,反射光在积分球反射了 15 次,如果在反射率之间存在 5%的差异,信号衰减可能会超过一倍。实际上,积分球的反射率的差异远远超过这一点。 目前的 LED 测试系统还没有被用作标准光源的标准 LED。在测量过程中,我们仍然选择使用标准卤钨灯作为标准光源。由于标准灯和测量 LED 的外部结构差异很大,包括 LED 灯座的吸光影响以及标准灯具安装位置和 LED 安装位置之间的差异,所有这些都是影响测试结果的准确性的重要因素。 解决方案: LPCE-2 光谱仪&积分球 LED 测试系统是由上海力汕电子研发的一套 LED 测试系统, 完全符合 LM-79 和 CIE 相关要求, 有效解决了传统 LED 测试系统的各种缺陷。 与传统积分球的大规模组装生产技术相比,力汕电子采用一次性成型技术来生产积分球,其形状完全符合 4π或 2π的球面结构。力汕电子积分球还采用高反射和漫射率涂层,使灯是开口位置设计对准检测器位置。即使使用方向性很强的 LED 或在极端条件下使用位置模式,这种改进使测试结果保持良好的一致性。 LPCE-2 采用标准卤钨灯作为标准灯与可选辅助灯结合,来测量 LED 灯座与标准灯座之间的差异对测试结果的影响。本标准灯已经由力汕电子校准实验室严格校准;测试结果可追溯到 NIM。 针对上述 LED 测试结果的准确性问题,采用 LPCE-2 测试系统进行相应的测试。测试条件如下:使用 5 个高亮度绿色 LED,功率约为 0.35W,照明角度约为 30°。LPCE-2 测试系统用于 9 种测量位置,分别表示可能的 LED 位置模式,如图 3 所示。 图 2:不同 LED 位置模式 结论: 被测光通量和 LED 位置模式之间的关系如图 4 和如图 5 所示。从测试结果可以看出,即使在最极端的情况下,当 LED 被放置在检测器的开口的前后时,光通量测试结果的峰值仍然小于 5%。这是一个非常好的测试结果。在实际测试过程中,LED 光通量测量的重复误差远小于 0.1%。由此可以看出,LPCE-2 测试系统的测试结果可靠稳定,可以提供可靠的保证。这套标准系统不仅大大支持了 LED 的研发和生产,同时也是 LED 行业光学性能测量的理想选择。

    时间:2020-10-17 关键词: 线性稳压器 电源设计 开关模式电源

  • 开关模式电源电路图合集,请速速收藏

    开关模式电源电路图合集,请速速收藏

    我们都知道开关模式电源(Switch Mode Power Supply,简称SMPS),又称交换式电源、开关变换器,是一种高频化电能转换装置,是电源供应器的一种。其功能是将一个位准的电压,透过不同形式的架构转换为用户端所需求的电压或电流。1、PWM 开关电源集成控制 IC-UC3842 工作原理 UC3842 工作原理 下图为 UC3842 内部框图和引脚图,UC3842 采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式,共有 8 个引脚,各脚功能如下:①脚是误差放大器的输出端,外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性;②脚是反馈电压输入端,此脚电压与误差放大器同相端的 2.5V 基准电压进行比较,产生误差电压,从而控制脉冲宽度;③脚为电流检测输入端, 当检测电压超过 1V 时缩小脉冲宽度使电源处于间歇工作状态;④脚为定时端,内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定,f=1.8/(RT×CT);⑤脚为公共地 . 端;⑥脚为推挽输出端,内部为图腾柱式,上升、下降时间仅为 50ns 驱动能力为±1A ;⑦脚是直流电源供电端,具有欠、过压锁定功能,芯片功耗为 15mW;⑧脚为 5V 基准电压输出端,有 50mA 的负载能力。 UC3842 内部原理框图 UC3842 是一种性能优异、应用广泛、结构较简单的 PWM 开关电源集成控制器,由于它只有一个输出端,所以主要用于音 . 端控制的开关电源。 UC3842 7 脚为电压输入端,其启动电压范围为 16-34V。在电源启动时,VCC﹤16V,输入电压施密物比较器输出为 0,此时无基准电压产生,电路不工作;当 Vcc﹥16V 时输入电压施密特比较器送出高电平到 5V 蕨 . 稳压器,产生 5V 基准电压,此电压一方面供 . 销内部电路工作,另一方面通过⑧脚向外部提供参考电压。一旦施密特比较器翻转为高电平(芯片开始工作以后),Vcc 可以在 10V-34V 范围内变化而不影响电路的工作状态。当 Vcc 低于 10V 时,施密特比较器又翻转为低电平,电路停止工作。 当基准稳压源有 5V 基准电压输出时,基准电压检测逻辑比较器即达 . 出高电平信号到输出电路。同时,振荡器将根据④脚外接 Rt、Ct 参数产生 f=/Rt.Ct 的振荡信号,此信号一路直接加到图腾柱电路的输入端,另一路加到 PWM 脉宽 . 制 RS 触发器的置位端,RS 型 PWN 脉宽调制器的 R 端接电流检测比较器输出端。R 端为占空调节控制端,当 R 电压上升时,Q 端脉冲加宽,同时⑥脚送出脉宽也加宽(占空比增多);当 R 端电压下降时,Q 端脉冲变窄,同时 ⑥脚送出脉宽也变变窄(占空比减小)。 UC3842 各点时序如图所示,只有当 E 点为高电平时才有信号输出 ,并且 a、b 点全为高电平时,d 点才送出高电平,c 点送出低电平,否则 d 点送出低电平,c 点送出高电平。②脚一般接输出电压取样信号,也称反馈信号。当② 脚电压上升时,①脚电压将下降,R 端电压亦随之下降,于是⑥脚脉冲变窄;反之,⑥脚脉冲变宽。③脚为电流传感端,通常在功率管的源极或发射极串入一小阻值取样电阻,将流过开关管的电流转为电压,并将此电压引入 . 境脚。当负载短路或其它原因引起功率管电流增加,并使取样电阻上的电压超过 1V 时,⑥脚就停止脉冲输出,这样就可以有效的保护功率管不受损坏。 2、TOP224P 构成的 12V、20W 开关直流稳压电源电路 由 TOP224P 构成的 12V、20W 开关直流稳压电源电路如图所示。电路中使用两片集成电路:TOP224P 型三端单片开关电源(IC1),pc817A 型线性光耦合器 (IC2)。交流电源经过 UR 和 Cl 整流滤波后产生直流高压 Ui,给高频变压器 T 的一次绕组供电。VDz1、VD1 能将漏感产生的尖峰电压钳位到安全值, 并能衰减振铃电压。VDz1 采用反向击穿电压为 200V 的 P6KE200 型瞬态电压抑制器,VDl 选用 1A/600V 的 UF4005 型超快恢复二极管。 二次绕组电压通过 V 砬、C2、Ll 和 C3 整流滤波,获得 12V 输出电压 Uo。Uo 值是由 VDz2 稳定电压 Uz2、光耦中 LED 的正向压降 UF、R1 上的压降这三者之和来设定的。改变高频变压器的匝数比和 VDz2 的稳压值,还可获得其他输出电压值。R2、VDz2 五还为 12V 输出提供一个假负载,用以提高轻载时的负载调整率。反馈绕组电压经 VD3 和 C4 整流滤波后,供给 TOP224P 所需偏压。由 R2 和 VDz2 来调节控制端电流,通过改变输出占空比达到稳压目的。 共模扼流圈 L2 能减小由一次绕组接 D 端的高压开关波形所产生的共模泄漏电流。C7 为保护电容,用于滤掉由一次、二次绕组耦合电容引起的干扰。C6 可减小由一次绕组电流的基波与谐波所产生的差模泄漏电流。C5 不仅能滤除加在控制端上的尖峰电流,而且决定自启动频率,它还与 R1、R3 一起对控制回路进行补偿。

    时间:2020-10-14 关键词: pwm 误差放大器 开关模式电源

  • 应用笔记140 第2/3部分 - 开关模式电源基础知识

    应用笔记140 第2/3部分 - 开关模式电源基础知识

    为何使用开关模式电源? 显然是高效率。在SMPS中,晶体管在开关模式而非线性模式下运行。这意味着,当晶体管导通并传导电流时,电源路径上的压降最小。当晶体管关断并阻止高电压时,电源路径中几乎没有电流。因此,半导体晶体管就像一个理想的开关。晶体管中的功率损耗可减至最小。高效率、低功耗和高功率密度(小尺寸)是设计人员使用SMPS而不是线性稳压器或LDO的主要原因,特别是在高电流应用中。例如,如今12VIN、3.3VOUT开关模式同步降压电源通常可实现90%以上的效率,而线性稳压器的效率不到27.5%。这意味着功率损耗或尺寸至少减小了8倍。 最常用的开关电源——降压转换器 图8显示最简单、最常用的开关稳压器——降压型DC/DC转换器。它有两种操作模式,具体取决于晶体管Q1是开启还是关闭。为了简化讨论,假定所有电源设备都是理想设备。当开关(晶体管)Q1开启时,开关节点电压VSW = VIN,电感L电流由(VIN – VO)充电。图8(a)显示此电感充电模式下的等效电路。当开关Q1关闭时,电感电流通过续流二极管D1,如图8(b)所示。开关节点电压VSW = 0V,电感L电流由VO负载放电。由于理想电感在稳态下不可能有直流电压,平均输出电压VO可通过以下公式算出: 图8.降压转换器操作模式和典型波形 其中TON是开关周期TS内的导通时间间隔。如果TON/TS之比定义为占空比D,则输出电压VO为: 当滤波器电感L和输出电容CO的值足够高时,输出电压VO为只有1mV纹波的直流电压。在这种情况下,对于12V输入降压电源,从概念上讲,27.5%的占空比提供3.3V输出电压。 除了上面的平均法,还有一种方式可推导出占空比公式。理想电感在稳态下不可能有直流电压。因此,必须在开关周期内保持电感的伏秒平衡。根据图8中的电感电压波形,伏秒平衡需要: 因此,VO = VIN • D (5) 公式(5)与公式(3)相同。这个伏秒平衡法也可用于其他DC/DC拓扑,以推导出占空比与VIN和VO的关系式。 降压转换器中的功率损耗 直流传导损耗 采用理想组件(导通状态下零压降和零开关损耗)时,理想降压转换器的效率为100%。而实际上,功耗始终与每个功率元件相关联。SMPS中有两种类型的损耗:直流传导损耗和交流开关损耗。 降压转换器的传导损耗主要来自于晶体管Q1、二极管D1和电感L在传导电流时产生的压降。为了简化讨论,在下面的传导损耗计算中忽略电感电流的交流纹波。如果MOSFET用作功率晶体管,MOSFET的传导损耗等于IO2 • RDS(ON) • D,其中RDS(ON)是MOSFET Q1的导通电阻。二极管的传导功率损耗等于IO • VD • (1 – D),其中VD是二极管D1的正向压降。电感的传导损耗等于IO2 • R DCR,其中R DCR是电感绕组的铜电阻。因此,降压转换器的传导损耗约为: 例如,12V输入、3.3V/10AMAX输出降压电源可使用以下元件:MOSFET RDS(ON) = 10mΩ,电感RDCR = 2 mΩ,二极管正向电压VD = 0.5V。因此,满负载下的传导损耗为: 如果只考虑传导损耗,转换器效率为: 上述分析显示,续流二极管的功率损耗为3.62W,远高于MOSFET Q1和电感L的传导损耗。为进一步提高效率,ADI公司建议可将二极管D1替换为MOSFET Q2,如图9所示。该转换器称为同步降压转换器。Q2的栅极需要对Q1栅极进行信号互补,即Q2仅在Q1关断时导通。同步降压转换器的传导损耗为: 图9.同步降压转换器及其晶体管栅极信号 如果10mΩ RDS(ON) MOSFET也用于Q2,同步降压转换器的传导损耗和效率为: 上面的示例显示,同步降压转换器比传统降压转换器更高效,特别适用于占空比小、二极管D1的传导时间长的低输出电压应用。 交流开关损耗 除直流传导损耗外,还有因使用不理想功率元件导致的其他交流/开关相关功率损耗: 1. MOSFET开关损耗。真实的晶体管需要时间来导通或关断。因此,在导通和关断瞬变过程中存在电压和电流重叠,从而产生交流开关损耗。图10显示同步降压转换器中MOSFET Q1的典型开关波形。顶部FET Q1的寄生电容CGD的充电和放电及电荷QGD决定大部分Q1开关时间和相关损耗。在同步降压转换器中,底部FET Q2开关损耗很小,因为Q2总是在体二极管传导后导通,在体二极管传导前关断,而体二极管上的压降很低。但是,Q2的体二极管反向恢复电荷也可能增加顶部FET Q1的开关损耗,并产生开关电压响铃和EMI噪声。公式(12)显示,控制FET Q1开关损耗与转换器开关频率fS成正比。精确计算Q1的能量损耗EON和EOFF并不简单,具体可参见MOSFET供应商的应用笔记。 图10.降压转换器中顶部FET Q1的典型开关波形和损耗 2. 电感铁损PSW_CORE。真实的电感也有与开关频率相关的交流损耗。电感交流损耗主要来自磁芯损耗。在高频SMPS中,磁芯材料可能是铁粉芯或铁氧体。一般而言,铁粉芯微饱和,但铁损高,而铁氧体材料剧烈饱和,但铁损低。铁氧体是一种类似陶瓷的铁磁材料,其晶体结构由氧化铁与锰或氧化锌的混合物组成。铁损的主要原因是磁滞损耗。磁芯或电感制造商通常为电源设计人员提供铁损数据,以估计交流电感损耗。 3. 其他交流相关损耗。其他交流相关损耗包括栅极驱动器损耗PSW_GATE(等于VDRV • QG • fS)和死区时间(顶部FET Q1和底部FET Q2均关断时)体二极管传导损耗(等于(ΔTON + ΔTOFF) • VD(Q2) • fS)。 总而言之,开关相关损耗包括: 通常,计算开关相关损耗并不简单。开关相关损耗与开关频率fS成正比。在12VIN、3.3VO/10AMAX同步降压转换器中,200kHz – 500kHz开关频率下的交流损耗约导致2%至5%的效率损失。因此,满负载下的总效率约为93%,比LR或LDO电源要好得多。可以减少将近10倍的热量或尺寸。

    时间:2020-09-23 关键词: 基础知识 应用笔记 开关模式电源

  • FPGA电源解决方案

    FPGA电源解决方案

    通常一旦已经估算出合适的电流电平,并且全部设计注意事项已知的话,电源设计人员可以开始器件选型。有几个选项可供选择,诸如低压降稳压器 (LDO)、开关模式电源 (SMPS) 和集成模块,它们都具有不同的优缺点。例如,由于其简单性和低输出噪声,LDO是某些较低电流FPGA电源轨的理想选择。而LDO的缺点在于,它们的效率不高,并且会在较高电流时,通过导通晶体管大量散热。它们通常适用于那些功率较低的应用,以及那些要求低噪声的应用。 当需要的电流值大于2安培,并且效率更为重要的话,设计人员可以选择开关模式电源 (SMPS)。这些器件在单相位配置中的效率可以达到90%以上,并且提供高达30A的电流。与LDO相比,它们的设计工作量更大,并且在较轻负载时的效率不太高,不过它们更加灵活,并且在较高电流电平时的效率较高。 电源模块,比如说LMZ31506易电源 (simple switcher),可以将一个DC/DC转换器、功率金属氧化物场效应晶体管 (MOSFET)、一个屏蔽电感器,和无源组件集成在一个薄型四方扁平无引线 (QFN) 封装内。由于全部组件已经集成在一个封装内,并且仅需最少的外部组件,这样可以减少设计时间。

    时间:2020-09-21 关键词: 集成模块 低压降稳压器 开关模式电源

  • 应用笔记140 第1/3部分:线性调节器和开关模式电源的基本概念

    应用笔记140 第1/3部分:线性调节器和开关模式电源的基本概念

    摘要 本文介绍线性稳压器和开关模式电源(SMPS)的基本概念。主要面向不太熟悉电源设计和选择的系统工程师。还介绍了线性稳压器和SMPS的基本工作原理并讨论了每个解决方案的优缺点。此外,以降压转换器为例进一步说明了开关稳压器的设计考虑因素。 简介 当今的电子系统设计需要越来越多的供电轨和供电解决方案,负载范围从备用电源的几mA到ASIC稳压器的100A以上不等。为目标应用选择合适的解决方案并满足指定的性能要求至关重要,如高效率、紧密印刷电路板(PCB)空间、准确的输出电压调节、快速瞬态响应、低解决方案成本等。对于许多可能没有强大电源技术背景的系统设计者来说,电源管理设计工作变得越来越频繁,越来越具有挑战性。 电源转换器从给定输入电源为负载生成输出电压和电流。它需要在稳态和瞬态条件下满足负载电压或电流调节要求。还必须在组件出现故障时保护负载和系统。根据具体应用,设计人员可选择线性稳压器(LR)或开关模式电源(SMPS)解决方案。为了更好地选择解决方案,设计人员必须熟悉各种方法的优点、缺点和设计考虑因素。 本文重点关注非隔离电源应用,并介绍其操作和设计基础知识。 线性稳压器 线性稳压器的工作原理 我们先来举个简单的例子。在嵌入式系统中,前端电源提供一个12V总线供电轨。而在系统板上,运算放大器需要3.3V供电电压。产生3.3V电压最简单的方式是对12V总线使用电阻分压器,如图1所示。效果好吗?答案通常是否定的。在不同的工作条件下,运算放大器的VCC引脚电流可能有所不同。 如果使用固定电阻分压器,IC VCC电压会随着负载的不同而不同。而且,12V总线输入可能调节不佳。同一系统中可能有多个其他负载共用12V供电轨。由于总线阻抗,12V总线电压随总线负载条件而变化。因此,电阻分压器无法向运算放大器提供经过调节的3.3V电压,来确保正常运行。因此,需要专用电压调节环路。如图2所示,反馈环路需要调节顶部电阻R1值,以便在VCC上动态调节3.3V。 图1.电阻分压器从12V总线输入生成3.3VDC 图2.反馈环路调整串联电阻R1值以调节3.3V 使用线性稳压器可实现这种可变电阻,如图3所示。线性稳压器以线性模式操作双极性或场效应功率晶体管(FET)。因此,晶体管作为可变电阻与输出负载串联。为建立反馈环路,从概念上讲,误差放大器通过采样电阻网络RA和RB检测直流输出电压,然后将反馈电压VFB与基准电压VREF进行比较。误差放大器输出电压通过电流放大器驱动串联功率晶体管的基极。当输入VBUS电压减小或负载电流增大时,VCC输出电压下降。反馈电压VFB也下降。因此,反馈误差放大器和电流放大器产生更多的电流馈入晶体管Q1的基极。这就减少了压降VCE,而恢复VCC输出电压,使VFB等于VREF。而另一方面,如果VCC输出电压增加,负反馈电路也会增加VCE,确保精确调节3.3V输出。总而言之,VO的任何变化都会被线性稳压器晶体管的VCE电压吸收。因此,输出电压VCC始终保持恒定,并得到良好的调节。 图3.线性稳压器实现可变电阻以调节输出电压 为何使用线性稳压器? 很长一段时间以来,线性稳压器一直广泛应用于工业领域。在开关模式电源自20世纪60年代问世普及之前,线性稳压器始终是电源行业的基础元件。即便是今天,线性稳压器仍然广泛应用于各种应用领域。 除了使用简单,线性稳压器还具有其他性能优势。电源管理供应商开发了许多集成式线性稳压器。典型的集成式线性稳压器仅需VIN、VOUT、FB和可选GND引脚。图4显示了20多年前ADI公司开发的典型3引脚线性稳压器LT1083。仅需1个输入电容、1个输出电容和2个反馈电阻即可设置输出电压。几乎任何电气工程师都可以使用这些简单的线性稳压器来设计电源。 图4.集成式线性稳压器示例:只有3个引脚的7.5A线性稳压器 一个缺点——线性稳压器非常耗电 使用线性稳压器的一个主要缺点是其串联晶体管Q1在线性模式下工作的功耗过高。如前所述,线性稳压器晶体管从概念上讲是一个可变电阻。由于所有负载电流都必须通过串联晶体管,其功耗为PLoss = (VIN – VO) •IO。在这种情况下,线性稳压器的效率可通过以下公式快速估算: 因此,在图1的示例中,当输入为12V,输出为3.3V时,线性稳压器效率只有27.5%。在该例中,72.5%的输入功率被浪费,并在稳压器中产生热量。这意味着,晶体管必须具有散热能力,以便在最大VIN和满负载的最坏情况下处理功耗和散热问题。因此,线性稳压器及其散热器的尺寸可能很大,特别是当VO比VIN小很多时。图5显示线性稳压器的最大效率与VO/VIN比率成正比。 图5.最大线性稳压器效率与VO/VIN比率 另一方面,如果VO接近VIN,则线性稳压器的效率很高。但是,线性稳压器(LR)还有一个限制,即VIN和VO之间的最小电压差。LR中的晶体管必须在线性模式下工作。因此,双极性晶体管的集电极到发射极或FET的漏极到源极之间需要一定程度的最小压降。如果VO太接近VIN,LR可能就无法调节输出电压。能够以低裕量(VIN – VO)工作的线性稳压器称为低压差稳压器(LDO)。 很明显,线性稳压器或LDO只能提供降压DC/DC转换。在需要VO电压比VIN电压高,或需要从正VIN电压获得负VO电压的应用中,线性稳压器显然不起作用。 均流线性稳压器实现高功率 对于需要更多功率的应用,必须将稳压器单独安装在散热器上以便散热。在全表面贴装系统中,这种做法不可行,因此功耗限制(例如1W)会限制输出电流。遗憾的是,要直接并联线性稳压器来分散产生的热量并不容易。 用精密电流源替换图3所示的基准电压,能够直接并联线性稳压器以分散电流负载,由此分散IC上消散的热量。这样就能够在高输出电流、全表面贴装应用中使用线性稳压器,在这些应用中,电路板上的任何一个点都只能消散有限的热量。 ADI公司的LT3080是首个可调线性稳压器,可并联使用以增加电流。如图6所示,其精密零TC 10µA内部电流源连接到运算放大器的非反相输入。通过使用外部单电压设置电阻RSET,可将线性稳压器的输出电压从0V调节到(VIN – VDROPOUT)。 图6.具有精密电流源基准的单电阻设置LDO LT3080 图7显示了并联LT3080实现均流有多简单。只需将LT3080的SET引脚连接在一起,两个稳压器的基准电压就相同。由于运算放大器经过精密调整,调整引脚和输出之间的失调电压小于2mV。在这种情况下,只需10mΩ镇流电阻(小型外部电阻和PCB走线电阻之和)即可平衡负载电流,且均流超过80%。还需要更多功率?并联5到10个设备也是合理的。 图7.并联两个LT3080线性稳压器以增加输出电流 更适合使用线性稳压器的应用 在许多应用中,线性稳压器或LDO可提供出色的开关电源解决方案,包括: 1. 简单/低成本解决方案:线性稳压器或LDO解决方案简单易用,特别适用于热应力不太重要的具有低输出电流的低功耗应用。无需使用外部电源电感。 2. 低噪声/低纹波应用:对于噪声敏感型应用,如通信和射频器件,尽可能减少电源噪声非常重要。线性稳压器的输出电压纹波很低,因为不会频繁开关元件,但带宽很高。因此,几乎没有EMI问题。一些特殊的LDO(如ADI LT1761 LDO系列)在输出端的噪声电压低至20μVRMS。SMPS几乎无法达到这种低噪声电平。即使采用极低ESR电容,SMPS通常也有1mV输出纹波。 3. 快速瞬态应用:线性稳压器反馈环路通常在内部,因此无需外部补偿。一般来说,线性稳压器的控制环路带宽比SMPS更宽,瞬态响应更快。 4. 低压差应用:对于输出电压接近输入电压的应用,LDO可能比SMPS更高效。还有超低压差LDO (VLDO),如ADI LTC1844、LT3020和LTC3025,其压差为20mV至90mV,电流高达150mA。最小输入电压可低至0.9V。由于LR中没有交流开关损耗,因此LR或LDO的轻负载效率类似于其满负载效率。由于交流开关损耗,SMPS通常具有更低的轻负载效率。在轻负载效率同样重要的电池供电应用中,LDO提供的解决方案比SMPS更好。 综上所述,设计人员使用线性稳压器或LDO是因为它们简单、噪声低、成本低、易于使用并提供快速瞬态响应。如果VO接近VIN,LDO可能比SMPS更高效。

    时间:2020-09-21 关键词: 线性调节器 开关模式电源 电源

  • 开关模式电源的谐振坐标方法

    开关模式电源的谐振坐标方法

      设计开关模式电源时,最麻烦的部件是RCD缓冲器。设计RCD缓冲器的传统方法没有主开关的关断瞬态期间的详细说明。因此,传统方式设计中的设计等式也不完全正确。本文将介绍设计和分析反激式转换器的RCD缓冲器的新方法。谐振坐标提供了一个了解主开关关断瞬态期间的简单方式,并有助于轻松设计和分析RCD缓冲器。  1. 引言  从商业上讲,反激式转换器因结构简单、尺寸紧凑、重量轻和成本低而得到广泛使用。但是它的主开关执行硬开关操作,导致主开关上有较高的电压尖峰和振荡。主开关的电压应力视电压尖峰大小而增加。为减少电压尖峰以便使用更低成本的低额定电压的MOSFET,最广泛的方法是RCD缓冲器网络。即使缓冲器电压随缓冲器电阻降低而降低,但缓冲器网络上的功耗增加,导致总系统效率降低。因此,RCD缓冲器网络应优化以同时符合主开关电压应力和总系统效率两个要求。  本文将先介绍由主变压器的漏电感而产生的电压尖峰的传统分析。将介绍描述关断瞬态期间的简单方式用于进一步分析。缓冲器电流将在缓冲器坐标中分析,以便提供更详细的设计等式。  2. RCD缓冲器设计和分析  2.1 RCD缓冲器设计的一般方法  图1显示具有RCD缓冲器的传统反激式转换器。  图1:传统反激式转换器  RCD缓冲器电路用于箝位由漏电感Llk和主开关漏极至源极的电容CDS之间的谐振导致的电压尖峰。有多种假定来描述工作原理以设计RCD缓冲器,如下所示:  (1) Vsn》nVout和Vsn由于较大的Csn而几乎恒定:  (2) CDS=COSS+CTRANS,无论vDS(t)如何都恒定:  (3)当主开关Q1关闭时,无次级端漏电感,因此iDS(t)可瞬时传输至次级端二极管电流iD1(t),其中Csn是缓冲器电容,CDS是主开关漏极和源极之间的有效电容,COSS是MOSFET的输出电容,CTRANS是变压器一次电路端子之间的有效电容,vDS(t)是主开关间的电压,iDS(t)是流过主开关的电流,而Q1是主开关。  图2显示缓冲器二极管传导时的等效电路。  图2:缓冲器二极管接通期间的等效电路  当开关Q1关闭时,主电流对Q1的COSS充电(同时对变压器的CTRANS放电)。当COSS被充电至Vin+nVout时,次级端二极管接通,能量传输至次级端,并且对COSS持续充电,因为漏电感Llk仍有一些剩余能量。当Q1的vDS(t)增加至Vin+Vsn,缓冲器二极管Dsn接通,vDS(t)箝位在Vin+Vsn。当Dsn传导时,Llk上的电压为Vsn-nVout,这样Dsn(ts)的导通时间可获取如下:  (1)  其中Ipeak是关闭开关Q1之前的峰值漏极电流。有两种方式计算缓冲器网络中的功耗(Psn);通过Dsn提供的电源和Rsn中的功耗,如下所示:  (2)  其中fsw是反激式转换器的开关频率。因此,缓冲器电阻Rsn可由下列等式获得:  (3)  这是查找缓冲器电阻Rsn的传统方式。但是,L-C谐振几步后,峰值漏极电流Ipeak被降低了一些。因此,等式(3)可能误导被过度设计的系统。  让我们使用谐振坐标得出实际峰值漏极电流,以避免在下一节过度设计RCD缓冲器。  2.2 谐振坐标中的RCD缓冲器设计和分析  本节将使用谐振坐标设计RCD缓冲器。仅设计缓冲器时,无需分析整个反激式操作模式。图3显示每个模式的等效电路,图4显示反激式转换器中的开关MOSFET的vDS(t)。  图3:关闭主开关后显示的每个模式的等效电路(按顺序依次为模式1至4)  图4:关闭开关后的vDS(t)  在模式1中,电感(Llk和Lm)中的电流对CDS充电,直至其电压达到Vin+nVout,其中Lm是变压器的磁化电导。在t1,次级二极管接通,并且磁化电导的两端箝位在反映的输出电压nVout上。在模式2中,通过CDS和Llk之间的谐振,CDS上的电压增加到Vin+Vsn,从而接通缓冲器二极管。因此,漏极电压箝位在Vin+Vsn(在模式3期间)。CDS和Llk之间的谐振由于减幅如模式2一样在模式4中恢复。  当电感和电容与DC电压源(Vdc)串联谐振时,电容上的电压和通过电感的电流可绘制在一个平面中。在平面上,X轴是电压,Y轴是电流。如果将L- C回路的特性阻抗乘以Y轴而使两个轴的单位相同,电压和电流的轨迹将显示一个圆,圆的原点在(Vdc, 0),半径为起点和原点之间的长度。使用这种图形方式来理解谐振,就很容易找到图4中t2的实际峰值漏极电流。在模式1~4期间,iDS(t)和 vDS(t)绘制在谐振坐标中,如图5所示。  图5:谐振坐标中的模式分析  模式1中是圆,圆的原点在(Vin,0),起点在(0,ZmIpeak)。它一直持续到vDS(t)达到Vin+nVout,如图4中所示。根据图5的模式1,圆的等式如下:  (4)  其中Zm是Lm+Llk和CDS、√((Lm+Llk)/CDS)的特性阻抗。  模式2中是椭圆,椭圆的原点在(Vin+nVout,0),起点在(A, B)。通过坐标映射,圆变成椭圆,因为特性阻抗从√((Lm+Llk)/CDS)变为√(Llk/CDS)。根据图5的模式2,椭圆的等式如下:  (5)  缓冲器二极管在模式2的末端接通,即点(C,D)。因此,当缓冲器二极管接通时实际峰值电流为D/Zm,即D/√((Lm+Llk)/CDS)。根据等式(4)和(5),实际峰值电流Ipk,sn如下:  (6)  应在等式(3)中使用Ipk,sn而非Ipeak,以获得更精确的Rsn。  通常情况下,根据Ipeak近似值选择Rsn,相应地Rsn是一个过度设计的值,因为Psn被高估。使用Ipk,sn,我们可以得到一个更精确、更小的Psn估计值,因此Rsn也更大。  3. 结论  我们可以使用谐振坐标找到精确的缓冲器峰值电流。根据等式(3)和(6),Llk、Ipk,sn和fsw应减小,而CDS应增加,以减少缓冲器损失。但这可能会带来一些副作用,如更高的开关损耗、更大尺寸的变压器等等。因此,在设计时必须考虑到所有因素。本文中提供的精确等式将帮助系统设计人员轻松设计RCD缓冲器。

    时间:2019-03-12 关键词: 电源技术解析 谐振坐标 开关模式电源

  • 开关模式电源电流检测——第一部分:基本知识

    开关模式电源电流检测——第一部分:基本知识

    电流模式控制由于其高可靠性、环路补偿设计简单、负载分配功能简单可靠的特点,被广泛用于开关模式电源。电流检测信号是电流模式开关模式电源设计的重要组成部分,它用于调节输出并提供过流保护。图1显示了LTC3855同步开关模式降压电源的电流检测电路。LTC3855是一款具有逐周期限流功能的电流模式控制器件。检测电阻RS监测电流。     图1.开关模式电源电流检测电阻(RS) 图2显示了两种情况下电感电流的示波器图像:第一种情况使用电感电流能够驱动的负载(红线),而在第二种情况下,输出短路(紫线)。     图2.LTC3855限流与折返示例,在1.5 V/15 A供电轨上测量。 最初,峰值电感电流由选定的电感值、电源开关导通时间、电路的输入和输出电压以及负载电流设置(图中用“1”表示)。当电路短路时,电感电流迅速上升,直至达到限流点,即RS × IINDUCTOR (IL)等于最大电流检测电压,以保护器件和下游电路(图中用“2”表示)。然后,内置电流折返限制(图中数字“3”)进一步降低电感电流,以将热应力降至最低。 电流检测还有其他作用。在多相电源设计中,利用它能实现精确均流。对于轻负载电源设计,它可以防止电流反向流动,从而提高效率(反向电流指反向流过电感的电流,即从输出到输入的电流,这在某些应用中可能不合需要,甚至具破坏性)。另外,当多相应用的负载较小时,电流检测可用来减少所需的相数,从而提高电路效率。对于需要电流源的负载,电流检测可将电源转换为恒流源,以用于LED驱动、电池充电和驱动激光等应用。 在本系列的第二部分“何处放置电流检测电阻”中,我们说明在电路的哪一个分支中放置电流检测电阻,以及它如何影响操作。 软件 LTspice LTspice®软件是一款强大、快速、免费的仿真工具、原理图采集和波形查看器,具有增强功能和模型,可改善开关稳压器的仿真。 LTpowerCAD LTpowerCAD™设计工具是一款完整的电源设计工具程序,可显著简化电源设计任务。它引导用户寻找解决方案,选择功率级元件,提供详细效率信息,显示快速环路波特图稳定性和负载瞬态分析,并可将最终设计导出至LTspice进行仿真。 作者简介 Henry Zhang是ADI公司电源产品应用工程总监。他于2001年加入凌力尔特(现为ADI公司一部分),担任电源应用工程师,开始其职业生涯。他于2004年成为应用部门主管,并于2008年成为应用工程经理。他的团队支持广泛的产品和应用,从小尺寸集成功率模块到大型kW级高功率、高电压转换器。除了支持电源应用和新产品开发以外,他的团队还开发了LTpowerCAD电源设计工具程序。Henry对电源管理解决方案和模拟电路有着广泛的兴趣。他发表了20多篇技术文章,发布了许多研讨会和视频,并有10多项电源专利已获授权或在申请中。 Henry毕业于弗吉尼亚理工学院和弗吉尼亚州布莱克斯堡州立大学,获得电气工程硕士和博士学位。联系方式:henry.zhang@analog.com。 Mike Shriver是ADI公司高级应用工程师。他在凌力尔特(现为ADI公司的一部分)有超过15年的经验,从事电源应用。在加入凌力尔特之前,他曾就职于Artesyn Technologies和Best Power Technology。联系方式:michael.shriver@analog.com。 Kevin Scott是ADI公司电源产品部门的产品营销经理,负责管理升压、升降压和隔离转换器、LED驱动器和线性稳压器。他曾担任高级战略营销工程师,负责制定技术培训内容,培训销售工程师,并撰写了大量关于公司众多产品技术优势的网站文章。他在半导体行业已有 26 年从业经验,历任应用、业务管理和营销职务。 Kevin于1987年毕业于美国斯坦福大学,获得电气工程学士学位。联系方式:kevin.scott@analog.com。

    时间:2018-06-25 关键词: 电源技术解析 电流检测 开关模式电源

发布文章

技术子站

更多

项目外包