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基于TOP227Y芯片的新型开关电源的设计

摘要：介绍了一种采用TOP227Y智能集成芯片设计的开关电源。详细地介绍了该芯片的性能特点。根据TOP227Y的特性给出了该开关电源的设计方法，对外围电路的设计进行了详细的介绍，并给出了该开关电源的性能测试结果。关键词：开关电源；TO0Switch：脉宽调制 O 引言 TOPSwitch单片开关电源芯片是美国PI公司于上世纪90年代中期推出的新型高频开关电源芯片，它是三端离线式PWM开关(Three Terminal 0ffLine PWM Switch)的缩写，被誉为“顶级开关电源”。其特点是将高频开关电源中的PWM控制器和M0SFET功率开关管集成在同一芯片上，是一种二合—器件。其第一代产品是1994年推出的TOPl00／200系列；第二代产品是1997年推出的TOPSwitch—II系列。这些产品一经问世，便显示出了强大的生命力，被广泛应用于仪表、显示器、开关电源、VCD／DVD、手机充电器等各种领域，形成了一种高效、低成本、新型的开关电源模式。同时因为其简易的设计方法，使得TOOPSwitch芯片在应用中更显得得心应手。应用该芯片设计的开关电源，具有效率高、体积小以及外围电路简单等优点。可以预见，应用TOPSwitch系列芯片所设计的单片开关电源必将在更广泛的领域得到应用。 1 TOP227Y芯片性能特点及其内部框图1．1 TOP227Y芯片性能特点 TOP227Y属于TOP系列的第二代产品，其功率开关管耐压值高达700V，具有以下显著特点。 1)将脉宽调制控制系统的全部功能集成到三端芯片中，内含脉宽调制器、功率开关场效应管、自动偏置电路、保护电路、高压启动电路和环路补偿电路，通过高频变压器使输出端与电网完全隔离，真正实现了无工频变压器、隔离、反激式开关电源的单片集成化。 2)属于漏极开路输出并利用电源来线性调节占空比实现AC／DC变换，电流控制型开关电源。 3)输入交流电压和频率的范围很宽。 4)只有3个引出端。能以最简单方式构成无工频变压器的反激式开关电源，其控制端属于多功能引出端，可完成多种控制、偏置及保护功能，具有连续和不连续两种工作模式，反馈电路有4种基本类型，能构成各种普通型和精密型开关电源。 5)开关频率的典型值为100kHz，允许范围是90～110kHz，占空比调节范围是1．7％～67％。 6)外围电路简单，仅须接整流滤波器、高频变压器、漏极嵌位保护电路、反馈电路和输出电路。 7)因芯片本身功耗很低，电源效率高，可达80％左右，最高可达90％。 8)若将它配以低压差线性集成稳压器，则可构成一种新型复合式开关电源，既保留了开关电源体积小、效率高的优点，又具有线性稳压电源稳定性好、纹波电压低等优良特性。 9)采用这种芯片能降低开关电源所产生的电磁干扰。 10)其工作温度范围是0～70℃，芯片最高结温Tom=135℃。1.2 TOP227Y内部框图 TOP227Y的内部框图如图1所示，主要包括控制电压源、带隙参考基准电压源、振荡器、并联调整器／误差放大器、门驱动级和输出级、脉宽凋制器、过流保护电路、关断／自动重启动电路、上电复位电路、过热保护电路等。 TOP227Y的基本工作原理是利用反馈电路的Ic来调节占空比，D,从而达到稳压的目的。例如，当输出电压Vo↓时，经过光耦反馈电路使得Ic→D→Vo↑，最终使Vo保持不变，具体工作原理请参阅参考文献。 2 设计实例根据技术要求，设计了一个输入为AC 220 V，输出为DC 5 V，20A的大功率开关电源。该开关电源的基本电路结构框图如图2所示。由于TOPSwitch集成度高，设计工作主要是外围电路的设计。外围电路由输人整流滤波电路、箝位保护电路、变压器、输出整流滤波电路及反馈电路5部分组成。电路原理图如图3所示。 2．1 输入整流滤波电路设计整流滤波电路包括输入交流滤波、整流和电容稳压3部分。交流滤波采用II型滤波电路，具体参数如下：去除共模干扰的Co、C1、C1为10nF；去除差模干扰的G2、G3，为1μF；10mH，采取双线并绕。整流电路选择不可控的整流桥。在当前供电条件下，电容G4的电容值可根据输出功率，每W对应l μF。假设整流桥中二极管导通时间为tc=3ms，可得电容的最小耐压值(最小直流输入电压)为式中：VACmin最小交流电网电压； Po为输出总功率； η为系统的效率，可选择80％； f为交流电网频率。2．2 箝位保护电路设计每个开关周期内，TOPSwitch的关断将导致变压器漏感产生尖峰电压。VR1和VD1构成的箝位电路防止了此电压对TOPSwitch的损坏，VR1和Vo1的选择由反射电压VOR决定。VOR一般选择为135 V，VR1嵌位电压VCLD可由经验公式VCLO=1．5VOR得出，VD1的耐压值应大于最大直流输入电压Vmas并选择快恢复二极管。2．3 变压器设计 1)磁芯类型为满足TOP227Y芯片100 kHz的工作频率，宜选用锰锌铁氧体磁芯，本设计选择EE一42型铁氧体磁芯。 2)最大占空比Dmax 式中：VOR为次级反射到初级的反射电压，可选135 V： VDS为TOP227Y的通态电压，一般可选10Y。 3)变压器初级自感Lp 式中：fs为TOP227Y的开关频率，选择100 kHz 4)导线线径在100kHz开关频率下，铜芯导线的穿透深度是O．20～O．22mm，圆形铜芯导线的直径则是两倍的穿透深度O．40～0 44mm，再增加聚酯绝缘外层厚度O．06mm，则导线测量绝缘外径为O．46～O．50mm，这里我们选用导线线径为O．5mm。 5)每匝电压值工作在反激状态下，绕组输出电压与每匝电压值成正比，确定各绕组匝数N前须确定每匝电压值。 6)变压器初、次级匝数变压器匝数可以从选择次级绕组匝数开始。对于输入电压为交流220V的电路，次级选择O．6T／V即可满足要求。根据变比再确定初级绕组的匝数。2．4 输出整流滤波电路设计输出整流滤波电路由整流二极管和滤波电容构成。输出整流二极管的开关损耗占系统损耗的1／6～l／5，是影响开关电源效率的主要因素，它包括正向导通损耗和反向恢复损耗。由于肖特基二极管导通时正向压降较低，因此，其正向导通损耗低。此外，肖特基二极管反向恢复时间短，在降低反向恢复损耗以及消除输出电压中的纹波方面有明显的优势，故选用肖特基二极管作为整流二极管。参照最大反向峰值电压选取肖特基二极管。次级绕组的最大反向峰值电压为式中：VSM为次级绕组输出的最大反向峰值电压； VS为次级绕组输出电压； Np为初级绕组匝数； Ns为次级绕组匝数； VAcmax为变压器初级输入电压最大值。2.5 反馈电路设计反馈电路依据输出电压精度确定，本电源使用线性光耦+TL43l方案，可以把输出电压精度控制在±1％。电压反馈信号经分压网络引入TL431的Ret端，转化为电流反馈信号，经过光耦隔离后输入TOP227Y的控制端。光耦工作在线性状态，起隔离作用。如果所选光耦的电流放大率上限超过200％，容易造成TOP227Y过压保护动作，相反，若电流放大率下限小于40％，占空比，D将不能随反馈电流的增大而减小，从而导致过流。因此，应选择电流放大率范围接近100％的光耦。本疗案选择Siemens的CNY17—2(电流放大率为63％～125％)。 3 电源性能测试及结果分析根据以上设计，对采用TOP227Y的输出电压为5 V，电流为20 A的开关电源的性能进行了测试。实测结果表明，该开关电源工作在满载状态时，最大占空比为0．42，电源的效率为84％，纹波电压控制、电压调节精度及电源工作效率都超过了以往采用控制电路与功率开关管相分立的拓扑结构形式的开关电源。 4 结语由于TOP227Y芯片内部集成有PWM控制器、功率开关MOSFET以及多种保护电路，所以，采用该芯片设计出的开关电源具有体积小、重量轻、成本低、外围电路简单、效率及可靠性高等特点，因而在电子设备中具有广泛的应用前景。本文所设计的开关电源已应用于某电路中，通过运行观察，该开关电源的性能良好，取得了很好的应用效果。

时间：2006-08-06 关键词：芯片开关电源新型电源技术解析基于设计 top227y
高耐压PWM三端开关电源

最简单的5V/5W开关电源实际电路如图所示。图中TOP210IC1)为三端PWM开关。IC1中含有PWM控制器，功率MOSFET和各种保护电路。这种5V/5W开关电源的成本比常用的线性电源成本低。该电源交流输入电压范围为85~265V，当负载从额定负载的10%变化到100%，电源电压调整率和负载电流调整率可达+-5%。该电源还具有过压、超温保护和限流等功能。 TOP210的D脚为内部输出MOSFET的漏极，C脚为内部误差放大器和反馈电流输入脚，用来调整开关电源的占空比。S脚为内部MOSFET的源极，也是内部控制电路的公共端。交流输入电压经VD1－VD4整流后的直流高压，加到变压器T1初级线圈的一端，初级线圈的另一端加到TOP210内部输出MOSFET的漏极。VD5和VD6组成钳位电路，把变压器漏感引起的脉冲前沿尖峰电压限制到安全值。该电源的工作频率为l00kHz。变压器次级电压经VD7整流和C2、C3、L2滤波后，输出5V稳定电压。L1、C7、C4、C5用来减小传导辐射电流，以减小开关电源产生的射频干扰。反馈线圈两端电压经VD8整流，R1、C6限流、滤波后，加到TOP210的控制脚，C6两端电压由TOP201来调整，以便稳定输出电压。

时间：2006-06-27 关键词：开关电源电源技术解析 pwm 耐压
基于TOP234Y和8051的多路开关电源设计

摘要：分析一种采用TOP234Y型多功能单片机开关电源与8051型单片机结合设计多路开关电源的方案，同时介绍TOP34Y的内部结构及工作原理，给出该开关电源的主电路及外围电路的设计方法。关键词：开关电源 TOP234Y 8051型单片机引言电源历来是各种电子设备中不可缺少的组成部分，其性能优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。单片开关电源自问世以来便显示出其强大地优越性，是设计开发各种高效率中、小功率开关电源的优势器件。随着生产、生活中自动化程度的不断提高，开关电源也朝着智能化方向发展，由微控制器控制的开关电源将单片开关电源与单片机控制相结合，更加体现了开关电源的可靠性和灵活性。本文介绍一种TOPSwitch-FX系列与单片机结合设计的开关电源。 1 TOPSwitch-FX系列简介 TOPSwitch-FX系列是美国PI公司推出的具有高性价比的5端单片开关电源集成电路，包括TOP232P/G/Y-TOP234P/G/Y。 1．1 TOPSwitch-FX系列的引脚功能 TOP234Y采用TO-220-7B封装，有5个引脚，分别是控制端C、多功能端M、源极S、开关频率选择端F、漏极D。各管脚的功能如下：控制端C：误差放大器和反馈电流的输入端，用于占空比控制。图1 多功能端M：线路过压、欠压保护输入端；连接线电压前馈以降低最大占空比；电流极限外部设定端；远端开/关遥控及同步；将该端与S端短接将禁止芯片功能，使其工作在简单的3端模式下。源极S：连接内部MOSFET功率管的源极，最初级控制电路的公共端和参考点。开关频率选择端F：用于选择开关频率的输入端，该端与S端相连可得到130kHz开关频率，这有助于减小高频变压器的体积。该端与C端连接可得到65kHz开关频率。待机模式下选择半频（65kHz）工作模式能将电源功耗降至最低。P与G系列的TOPSwith没有开关频率选择端F。漏极D：连接内部高压MOSFT功率管的漏极，通过内部开关高压电流源提供启动偏置电流。 1．2 TOPSwitch-FX系列的内部结构 TOPSwitch-FX系列的内部结构如衅1所示，主要由以下部分组成：控制电压端、基隙基准电压源、频率抖动振荡器、并联调整器/误差放大器、脉宽调制器、过流比较器、门驱动级和输出级、逐步形具有滞后特性的过热保护电路、关断/自动重启动电路、高压电流源泉、软启动电路、欠电压比较器、电流极限调节器、线路检测器、多功能端的内部电路。其工作原理是通过反馈电流来调节占空比。 2 TOP234Y与8051的开关电源设计笔者设计的开关电源具有3路输出电压，分别是U01（5V，2.5A）、U02（5V，150mA）、U03（12V，1A），总功率25W。其中的U02主要是为8051或8051需增加的其他外设器件（如EEPROM）供电，U01和U03是为需大电压大电流的设备供电。设计中主要使用1个TOP234Y、3个光耦合器LTV817A及1个8051单片机。具体设计电路和器件参数如图2所示。 2．1 主电路设计将除TOP234Y和8051外的电路称为主电路。电压输入电流为交流85V～265V，可适用于大多数应用场合。为承受可能从电网窜入的雷击电压，在交流输入端并联1只压敏电阻器VSR，并且加入1只熔断器，以保证整个电路的安全。为了抑制电路的电磁干扰，在交流侧串入电磁干扰滤波器（由C0，L1组成）来抑制开关电源的上升时间以及变压器振动等产生的噪音。交流电经过桥式整流器和C1整流滤波后产生高压直流来给高频变压器的一次绕组供电。VS1和VD1能将漏感产生的尖峰电压箝位到安全值，并能衰减振铃电压。VS1采用反向击穿电压为200V的P6KF200型瞬态电压抑制器，VD0采用1A/600V的UF4006型超快恢复二极管。C1为安全电容，接在直流高压端和地之间，能滤除一次绕组、二次绕组耦合电容产生的共模干扰。高频变压器采用EEL25。为减少高频变压器体积和增强磁场耦合程度，二次绕组采用了堆叠式绕法。二次绕组中的一路电压经过VD2、C2、L2及C3整流滤波后得到所需的电压。由于单片开关电源的开关频率较高，因此在输出整流管关断后的反向恢复过程中，会产生开关噪音，容易损坏整流管，而由阻容元件组成的RC电路虽然能对保护二极管和降噪起到一定作用，但效果不很理想，还会在电阻器上产生功率损耗，因此这里选用电感器来代替电阻器。渺茫皮电感器L2选用3.3VμH穿心电感器，可滤除VD2在反向恢复过程中产生的开关噪音。基于以上考虑，次级绕组的其它几路输出均采用此方法滤波和消噪。反馈绕组不仅直接作为一路输出电压，而且还为TOP234Y提供了所需偏压。C6为保护电容器，用于滤除由一次、二次绕组耦合电容器引起的干扰。图2 2．2 控制电路设计控制电路主要指单片机开关电源器件TOP234Y和单片机8051的外围电路。开关电源部分主要由TOP234Y（U1）、线性光耦合器LTV817A（U2）组成。控制部分主要由单片同8051、线性光耦合器LTV817A（U3、U4）、按键SB组成。利用TOP234Y的M端。可经组成以下三种形式的开关电路，如图3（a）～(c)所示。图3（a）为带极限电流设定的ON激活方式通/断电路，图3（b）为带极限电流设定的OFF激活方式通/断电路，图3（c）为带线性传感器的OFF激活方式通/断电路。图中的开关管QR即可用炮耦合器也可以用手动开关。其中“ON激活”是指当ON/OFF端为高电平时开关电源激活，反之低电平激活的称为“OFF激活”。本文采用的是第一种控制方式，线路简单，元件相对少。当开关按键SB按下时VD5导通，TOP234Y的M和S接通，电路工作在三端模式，多功能端和开关频率选择端不起作用。这时U02有电压输出并为8051供电，8051经过初始程序复位后正常工作，流过U3上的电流使光耦合器接通，随后8051检测到P1.0被拉至低电平，程序接收到中断后转入TOP234Y启动程序，接着给P1.1一个信号驱动U4，从而将TOP234Y的多功能端M和开关频率选择端F接通，使TOP234Y保持在接通状态，正常工作。当需要关断时（TOP234Y并不完全关断），可按下SB，一样通过U3将信号传输给8051，8051的P1.0检测到低电平信号后，将转入关断程序，根据需要，这期间8051还可执行别的操作，比如保存数据、安全停止正在运行的外部设备等。8051的操作完成后，再转入关断程序，从P1.1给出信号，将U4截止，这样一来TOP234Y的漏极电流仅为0.6μA，功耗非常小。若8051不由该开关电源供电，而改由其他设备供电时，则可以在8051内设置定时启动程序，预定的时间到后，P1.1输出信号直接将TOP234Y的M和F端短接，TOP234Y随之启动。输出的电压可以带动外部设备，从而实现定时自动运行，如果接入遥控程序和设备，还可以实现远端遥控定时启动。基于8051的开关电源设计还有许多方法，例如在图2所示的设计图中，用8051来控制TOP234Y的源极S端、控制端C和开关频率选择端F的通断就可以实现开关频率切换，将F端接C端就可以实现65kHz的开关频率，在视频控制中选择这种半频工作可以进一步降低设备对视频噪音的敏感程度。图3 2．3 设计使用中应注意问题（1）由于开关电源的软启动时间和8051的复位初始化时间都可以起到延迟作用，因此，按键SB上不需要加防抖动电路，这也就需要将SB按到底，给开关电源和8051以足够的时间启动，而不能只是轻轻点击一下按键，否则无法启动。（2）如果按键SB、U3及U4距离TOP234Y的M端不够近，则需并入电容CN以消除开关时的噪音。 3 结论 TOPSwitch-FX系列内部集成了功率开关MOSFET及各种保护电路，配合外部电路可以实现多达14种控制功能，而将该电路与微控制器（不限于8051）结合使用则能实现更多功能并体现设计的灵活性。本文仅给出部分功能的实现方法，更多TOPSwitch-FX与微控制器结合设计的电路有待于进一步开发。

时间：2006-02-24 关键词：开关电源电源技术解析基于设计 top234y
TNY256型单片机开关电源及其应用

摘要：单片开关电源具有性价比高、外围电路简单、效率高、功耗低等显著特点，文中介绍了TNY256的性能特点、工作原理，并给出了TNY256的典型应用电路。关键词：单片开关电源 TNY256 自动重启计数器功率MOSFET 1 TNY256的性能特点 ·内置自动重启电路，不需外接元件，一旦发生输出短路或控制环开路故障，可将占空比降低以保护芯片。 ·在输入直流高压电路中，不需要使用瞬态电压抑制器构成的钳位保护电路，仅用简单的RC吸收回路即可衰减视频噪声。 ·输入欠压检测电路仅需外接1只电阻，目的是在上电时将片内的功率MOSFET关断，直到直流输入电压VI达到欠压保护门限电压（100V）为止；正常工作后若VI突然降低，对芯片也能起到保护作用。 ·开关频率抖动可降低电磁辐射。 ·输入电压范围宽（85～265VAC或120～375VDC）且交、直流两用。效率高，265VAC输入时的空载功耗低于100mW。 ·控制方式简单。采用开/关控制器来代替传统的PWM脉宽调制器对输出电压进行调节，开关控制器可等效为脉冲频率调制器（PFM），其调节速度更快，对纹波的抑制能力也更强。 ·外围电路简单，可选用低成本的外围元件。无论在启动时还是正常工作时，芯片所消耗的能量均由漏极电源提供，无需再加反馈绕组及相关电路，也不用回路补偿。 ·利用使能端可从部关断功率MOSFET，采用跳过时钟周期的方式来调节负载电压，并且在快速上电时输出电压无过冲现象，掉电时，功率MOSFET也不会出现频率倍增现象。 ·高效、小功率输出，适合构成0～16W的小功率、低成本开关电源。 2 TNY256的封装及引脚功能 TNY256的三种封装形式如图1所示。该器件实际上只有4个有效引脚，D、S分别为功率MOSFET的漏极和源极；同时S也是控制电路的公共端。BP（BYPASS）为旁路端，该端与地（S极）间需接一只0.1μF的旁路电容器，通过漏极和内部电路产生5.8V的电源电压给该芯片供电。EN/UV为使能/欠压端，正常工作时由此端控制内部功率MOS管的通断，当IEN≥50μA时，MOSFET关断，该端还可用于输入欠压检测，具体方法是将EN/UV端经一只2MΩ的电阻器接VI。 3 TNY256的工作原理 TNY256内含一个700V功率MOSFET开关管和一个电源控制器，与传统的PWM脉宽调制控制方式不同，该器件采用简单的开/关控制来调节输出电压使之稳定。TNY256的内部结构如图2所示，主要包括振荡器、使能输入、5.8V稳压器、BP脚欠压保护电路、过热保护电路、过流保护电路、自动重启动计数器、输入欠压检测电路、700V功率MOSFET。 3．1 振荡器 TNY256内部有完整的振荡电路，无需外接阻容元件。内部振荡器的典型频率设为130kHz，振荡器将产生两个信号：一个是最大占空比信号DCMAX，另一个是时钟信号CLOCK，作为每个周期的起始信号。振荡器还具有频率抖动功能，频率抖动的典型值为5kHz，频率抖动的调制频率设为1kHz，以便最大限度地降低EMI。 3．2 使能输入和EN/UV相连的使能输入电路包含一个低阻抗的源极输出器，设定其输出为1.5V。流过源极输出器的电流被限制为50μA，并有10μA的滞后特性。当从EN/UV引脚流出的电流超过50μA时，使能电路的输出端产生一个低电平将功率MOSFET关断。在每个时钟信号的上升沿（即每个周期的开始时刻），要对使能检测电路的输出进行取样，如为高电平，则功率MOSFET导通，如为低电平，则功率MOSFET截止。 3．3 5.8V稳压器该稳压器的输入端接MOSFET的漏极，输出端接0.1μF的旁路电容器CBP。当MOSFET截止时，5.8V稳压器对CBP充电,使VBP=5.8V，当MOSFET导通时，改由CBP上储存的电能向芯片供电，CBP除用来存储电能外，还兼有高频退耦的作用。 3．4 BP脚欠压保护电路当VI下降而导致BP脚电压低于5.1V时，功率MOSFET将被关断，起到输入欠压保护的作用。直到BP脚电压恢复到5.8V，MOSFET才能正常工作。 3．5 过热保护电路芯片阈值结温设定为135℃，并有70℃的滞回特性，一旦芯片结温超过135℃，立即关断功率MOSFET，使芯片温度降低。 3．6 过流保护电路当流过功率MOSFET中的电流超过极限电流ILIMTT时，该电路将关断功率MOSFET。为了防止因初级电容器或次级超快恢复二极管在反向恢复时间内产生类峰电压，而造成功率MOSFET误关断，专门设置了前沿闭锁电路。它能在功率MOSFET则导通的短时间（tLED）内将过流比较器输出的尖峰电压封锁掉，可避免功率MOSFET在刚导通后又被类峰电压关断而产生误动作。 3．7 自动重启计数据当电路发生输出过载、输出短路或控制环开路等故障时，TNY256进入自动重启工作状态。当EN/UV脚变为低电平时，内部计数器被复位。如在32ms内EN/UV脚没有变为低电平，在正常情况下功率MOSFET将会停止工作128ms(如在欠压情况下，它会一直停止工作直到欠压消除)。在故障没有排除之前，自动重启计数器将交替代功率MOSFET工作和不工作。 3．8 输入欠压检测电路将一外接电阻器（2MΩ）连接在VI和EN/UV脚即可监视输入电压，在上电时将功率MOSFET关断，直到直流输入电压V1达到欠压保护阈值（100V）为止；正常工作后如VI突然降低，也会将功率MOSFET关断，起到保护作用。在自动重启状态下功率MOSFET将停止工作，此时哪存在欠压条件，自动重启动计数器将停止计数。图3 如EN/UV脚未接外部电阻器，则输入欠压检测功能将被禁止。 4 TNY256的典型应用由TNY256组成的5.5W、9VDC电源适配器电路如图3所示，交流输入电压范围为85～265V。图中U2为光磁耦合器SFH615-2，U3为可调式并联精密稳压器TL431CLP，F1为保险丝电阻器。85～265V交流电经过D1～D4桥式整流和C1、C2滤波后，得到约300V的直流高压VI。鉴于在功率MOSFET关断瞬间，脉冲变压器的漏感会产生尖峰电压，因此，由电阻器R3、C3和超快恢复二极管D5（1N4937）组成的功率MOSFET漏极钳位保护电路，可有效抑制漏极上的反向峰值电压，从而保护TNY256内的功率MOSFET不受损坏。C3选用10000pF/1kV的高压陶瓷电容器。次级电压通过D6、C6、C7、L3和C8整充滤波后，得到9V、0.6A的直流输出。D4采用MBR360的肖特基二极管。为了抑制初、次级之间的共模干扰，在初、次级的同名端还并联一只2200pF/2kV的高压陶瓷电容C5。输出电压由精密电阻R7、R8决定，电阻R9为TL431的限流电阻。 5 TNY256的使用注意事项 TNY256在中等负载或轻负载下工作时会跳过一些时钟周期，这容易使高频变压器产生音频噪声干扰。为减小此干扰，宜选磁通密度小于0.3T的磁芯材料。此外，最好用TVS二极管和陶瓷电容构成的漏极箝位保护电路来衰减视频噪声。使用NTY256系列时推荐的一种印制板设计如图4所示。设计时需注意以下几点： ·连接输入滤波电容器、高频变压器初级如TNY256回路的覆铜面积应尽量小。 ·DIP-8封装的TNY256系列电路是靠覆铜接地来散热的，图中打斜线的面积要足够大，确保散热良好。 ·安全电容器要直接焊接在初级接地端和次级返回端之间。 ·连接次级线圈、输出级整流管和滤波电容器的回路面积应尽量小，但整流管焊盘附近的覆铜要足够大，以确保散热良好。 ·为减小耦合噪声，光耦晶体管到EN/UV脚和源极S脚的布线要尽可能短。欠压检测电阻器要尽可能靠近EN/UV脚。

时间：2006-01-15 关键词： tny 单片机开关电源 256
TNY256型单片机开关电源及其应用

摘要：单片开关电源具有性价比高、外围电路简单、效率高、功耗低等显著特点，文中介绍了TNY256的性能特点、工作原理，并给出了TNY256的典型应用电路。关键词：单片开关电源 TNY256 自动重启计数器功率MOSFET 1 TNY256的性能特点 ·内置自动重启电路，不需外接元件，一旦发生输出短路或控制环开路故障，可将占空比降低以保护芯片。 ·在输入直流高压电路中，不需要使用瞬态电压抑制器构成的钳位保护电路，仅用简单的RC吸收回路即可衰减视频噪声。 ·输入欠压检测电路仅需外接1只电阻，目的是在上电时将片内的功率MOSFET关断，直到直流输入电压VI达到欠压保护门限电压（100V）为止；正常工作后若VI突然降低，对芯片也能起到保护作用。 ·开关频率抖动可降低电磁辐射。 ·输入电压范围宽（85～265VAC或120～375VDC）且交、直流两用。效率高，265VAC输入时的空载功耗低于100mW。 ·控制方式简单。采用开/关控制器来代替传统的PWM脉宽调制器对输出电压进行调节，开关控制器可等效为脉冲频率调制器（PFM），其调节速度更快，对纹波的抑制能力也更强。 ·外围电路简单，可选用低成本的外围元件。无论在启动时还是正常工作时，芯片所消耗的能量均由漏极电源提供，无需再加反馈绕组及相关电路，也不用回路补偿。 ·利用使能端可从部关断功率MOSFET，采用跳过时钟周期的方式来调节负载电压，并且在快速上电时输出电压无过冲现象，掉电时，功率MOSFET也不会出现频率倍增现象。 ·高效、小功率输出，适合构成0～16W的小功率、低成本开关电源。 2 TNY256的封装及引脚功能 TNY256的三种封装形式如图1所示。该器件实际上只有4个有效引脚，D、S分别为功率MOSFET的漏极和源极；同时S也是控制电路的公共端。BP（BYPASS）为旁路端，该端与地（S极）间需接一只0.1μF的旁路电容器，通过漏极和内部电路产生5.8V的电源电压给该芯片供电。EN/UV为使能/欠压端，正常工作时由此端控制内部功率MOS管的通断，当IEN≥50μA时，MOSFET关断，该端还可用于输入欠压检测，具体方法是将EN/UV端经一只2MΩ的电阻器接VI。 3 TNY256的工作原理 TNY256内含一个700V功率MOSFET开关管和一个电源控制器，与传统的PWM脉宽调制控制方式不同，该器件采用简单的开/关控制来调节输出电压使之稳定。TNY256的内部结构如图2所示，主要包括振荡器、使能输入、5.8V稳压器、BP脚欠压保护电路、过热保护电路、过流保护电路、自动重启动计数器、输入欠压检测电路、700V功率MOSFET。 3．1 振荡器 TNY256内部有完整的振荡电路，无需外接阻容元件。内部振荡器的典型频率设为130kHz，振荡器将产生两个信号：一个是最大占空比信号DCMAX，另一个是时钟信号CLOCK，作为每个周期的起始信号。振荡器还具有频率抖动功能，频率抖动的典型值为5kHz，频率抖动的调制频率设为1kHz，以便最大限度地降低EMI。 3．2 使能输入和EN/UV相连的使能输入电路包含一个低阻抗的源极输出器，设定其输出为1.5V。流过源极输出器的电流被限制为50μA，并有10μA的滞后特性。当从EN/UV引脚流出的电流超过50μA时，使能电路的输出端产生一个低电平将功率MOSFET关断。在每个时钟信号的上升沿（即每个周期的开始时刻），要对使能检测电路的输出进行取样，如为高电平，则功率MOSFET导通，如为低电平，则功率MOSFET截止。 3．3 5.8V稳压器该稳压器的输入端接MOSFET的漏极，输出端接0.1μF的旁路电容器CBP。当MOSFET截止时，5.8V稳压器对CBP充电,使VBP=5.8V，当MOSFET导通时，改由CBP上储存的电能向芯片供电，CBP除用来存储电能外，还兼有高频退耦的作用。 3．4 BP脚欠压保护电路当VI下降而导致BP脚电压低于5.1V时，功率MOSFET将被关断，起到输入欠压保护的作用。直到BP脚电压恢复到5.8V，MOSFET才能正常工作。 3．5 过热保护电路芯片阈值结温设定为135℃，并有70℃的滞回特性，一旦芯片结温超过135℃，立即关断功率MOSFET，使芯片温度降低。 3．6 过流保护电路当流过功率MOSFET中的电流超过极限电流ILIMTT时，该电路将关断功率MOSFET。为了防止因初级电容器或次级超快恢复二极管在反向恢复时间内产生类峰电压，而造成功率MOSFET误关断，专门设置了前沿闭锁电路。它能在功率MOSFET则导通的短时间（tLED）内将过流比较器输出的尖峰电压封锁掉，可避免功率MOSFET在刚导通后又被类峰电压关断而产生误动作。 3．7 自动重启计数据当电路发生输出过载、输出短路或控制环开路等故障时，TNY256进入自动重启工作状态。当EN/UV脚变为低电平时，内部计数器被复位。如在32ms内EN/UV脚没有变为低电平，在正常情况下功率MOSFET将会停止工作128ms(如在欠压情况下，它会一直停止工作直到欠压消除)。在故障没有排除之前，自动重启计数器将交替代功率MOSFET工作和不工作。 3．8 输入欠压检测电路将一外接电阻器（2MΩ）连接在VI和EN/UV脚即可监视输入电压，在上电时将功率MOSFET关断，直到直流输入电压V1达到欠压保护阈值（100V）为止；正常工作后如VI突然降低，也会将功率MOSFET关断，起到保护作用。在自动重启状态下功率MOSFET将停止工作，此时哪存在欠压条件，自动重启动计数器将停止计数。图3 如EN/UV脚未接外部电阻器，则输入欠压检测功能将被禁止。 4 TNY256的典型应用由TNY256组成的5.5W、9VDC电源适配器电路如图3所示，交流输入电压范围为85～265V。图中U2为光磁耦合器SFH615-2，U3为可调式并联精密稳压器TL431CLP，F1为保险丝电阻器。85～265V交流电经过D1～D4桥式整流和C1、C2滤波后，得到约300V的直流高压VI。鉴于在功率MOSFET关断瞬间，脉冲变压器的漏感会产生尖峰电压，因此，由电阻器R3、C3和超快恢复二极管D5（1N4937）组成的功率MOSFET漏极钳位保护电路，可有效抑制漏极上的反向峰值电压，从而保护TNY256内的功率MOSFET不受损坏。C3选用10000pF/1kV的高压陶瓷电容器。次级电压通过D6、C6、C7、L3和C8整充滤波后，得到9V、0.6A的直流输出。D4采用MBR360的肖特基二极管。为了抑制初、次级之间的共模干扰，在初、次级的同名端还并联一只2200pF/2kV的高压陶瓷电容C5。输出电压由精密电阻R7、R8决定，电阻R9为TL431的限流电阻。 5 TNY256的使用注意事项 TNY256在中等负载或轻负载下工作时会跳过一些时钟周期，这容易使高频变压器产生音频噪声干扰。为减小此干扰，宜选磁通密度小于0.3T的磁芯材料。此外，最好用TVS二极管和陶瓷电容构成的漏极箝位保护电路来衰减视频噪声。使用NTY256系列时推荐的一种印制板设计如图4所示。设计时需注意以下几点： ·连接输入滤波电容器、高频变压器初级如TNY256回路的覆铜面积应尽量小。 ·DIP-8封装的TNY256系列电路是靠覆铜接地来散热的，图中打斜线的面积要足够大，确保散热良好。 ·安全电容器要直接焊接在初级接地端和次级返回端之间。 ·连接次级线圈、输出级整流管和滤波电容器的回路面积应尽量小，但整流管焊盘附近的覆铜要足够大，以确保散热良好。 ·为减小耦合噪声，光耦晶体管到EN/UV脚和源极S脚的布线要尽可能短。欠压检测电阻器要尽可能靠近EN/UV脚。

时间：2006-01-12 关键词：单片机开关电源电源技术解析及其应用 tny256
TNY256型单片机开关电源及其应用

摘要：单片开关电源具有性价比高、外围电路简单、效率高、功耗低等显著特点，文中介绍了TNY256的性能特点、工作原理，并给出了TNY256的典型应用电路。关键词：单片开关电源 TNY256 自动重启计数器功率MOSFET 1 TNY256的性能特点 ·内置自动重启电路，不需外接元件，一旦发生输出短路或控制环开路故障，可将占空比降低以保护芯片。 ·在输入直流高压电路中，不需要使用瞬态电压抑制器构成的钳位保护电路，仅用简单的RC吸收回路即可衰减视频噪声。 ·输入欠压检测电路仅需外接1只电阻，目的是在上电时将片内的功率MOSFET关断，直到直流输入电压VI达到欠压保护门限电压（100V）为止；正常工作后若VI突然降低，对芯片也能起到保护作用。 ·开关频率抖动可降低电磁辐射。 ·输入电压范围宽（85～265VAC或120～375VDC）且交、直流两用。效率高，265VAC输入时的空载功耗低于100mW。 ·控制方式简单。采用开/关控制器来代替传统的PWM脉宽调制器对输出电压进行调节，开关控制器可等效为脉冲频率调制器（PFM），其调节速度更快，对纹波的抑制能力也更强。 ·外围电路简单，可选用低成本的外围元件。无论在启动时还是正常工作时，芯片所消耗的能量均由漏极电源提供，无需再加反馈绕组及相关电路，也不用回路补偿。 ·利用使能端可从部关断功率MOSFET，采用跳过时钟周期的方式来调节负载电压，并且在快速上电时输出电压无过冲现象，掉电时，功率MOSFET也不会出现频率倍增现象。 ·高效、小功率输出，适合构成0～16W的小功率、低成本开关电源。 2 TNY256的封装及引脚功能 TNY256的三种封装形式如图1所示。该器件实际上只有4个有效引脚，D、S分别为功率MOSFET的漏极和源极；同时S也是控制电路的公共端。BP（BYPASS）为旁路端，该端与地（S极）间需接一只0.1μF的旁路电容器，通过漏极和内部电路产生5.8V的电源电压给该芯片供电。EN/UV为使能/欠压端，正常工作时由此端控制内部功率MOS管的通断，当IEN≥50μA时，MOSFET关断，该端还可用于输入欠压检测，具体方法是将EN/UV端经一只2MΩ的电阻器接VI。 3 TNY256的工作原理 TNY256内含一个700V功率MOSFET开关管和一个电源控制器，与传统的PWM脉宽调制控制方式不同，该器件采用简单的开/关控制来调节输出电压使之稳定。TNY256的内部结构如图2所示，主要包括振荡器、使能输入、5.8V稳压器、BP脚欠压保护电路、过热保护电路、过流保护电路、自动重启动计数器、输入欠压检测电路、700V功率MOSFET。 3．1 振荡器 TNY256内部有完整的振荡电路，无需外接阻容元件。内部振荡器的典型频率设为130kHz，振荡器将产生两个信号：一个是最大占空比信号DCMAX，另一个是时钟信号CLOCK，作为每个周期的起始信号。振荡器还具有频率抖动功能，频率抖动的典型值为5kHz，频率抖动的调制频率设为1kHz，以便最大限度地降低EMI。 3．2 使能输入和EN/UV相连的使能输入电路包含一个低阻抗的源极输出器，设定其输出为1.5V。流过源极输出器的电流被限制为50μA，并有10μA的滞后特性。当从EN/UV引脚流出的电流超过50μA时，使能电路的输出端产生一个低电平将功率MOSFET关断。在每个时钟信号的上升沿（即每个周期的开始时刻），要对使能检测电路的输出进行取样，如为高电平，则功率MOSFET导通，如为低电平，则功率MOSFET截止。 3．3 5.8V稳压器该稳压器的输入端接MOSFET的漏极，输出端接0.1μF的旁路电容器CBP。当MOSFET截止时，5.8V稳压器对CBP充电,使VBP=5.8V，当MOSFET导通时，改由CBP上储存的电能向芯片供电，CBP除用来存储电能外，还兼有高频退耦的作用。 3．4 BP脚欠压保护电路当VI下降而导致BP脚电压低于5.1V时，功率MOSFET将被关断，起到输入欠压保护的作用。直到BP脚电压恢复到5.8V，MOSFET才能正常工作。 3．5 过热保护电路芯片阈值结温设定为135℃，并有70℃的滞回特性，一旦芯片结温超过135℃，立即关断功率MOSFET，使芯片温度降低。 3．6 过流保护电路当流过功率MOSFET中的电流超过极限电流ILIMTT时，该电路将关断功率MOSFET。为了防止因初级电容器或次级超快恢复二极管在反向恢复时间内产生类峰电压，而造成功率MOSFET误关断，专门设置了前沿闭锁电路。它能在功率MOSFET则导通的短时间（tLED）内将过流比较器输出的尖峰电压封锁掉，可避免功率MOSFET在刚导通后又被类峰电压关断而产生误动作。 3．7 自动重启计数据当电路发生输出过载、输出短路或控制环开路等故障时，TNY256进入自动重启工作状态。当EN/UV脚变为低电平时，内部计数器被复位。如在32ms内EN/UV脚没有变为低电平，在正常情况下功率MOSFET将会停止工作128ms(如在欠压情况下，它会一直停止工作直到欠压消除)。在故障没有排除之前，自动重启计数器将交替代功率MOSFET工作和不工作。 3．8 输入欠压检测电路将一外接电阻器（2MΩ）连接在VI和EN/UV脚即可监视输入电压，在上电时将功率MOSFET关断，直到直流输入电压V1达到欠压保护阈值（100V）为止；正常工作后如VI突然降低，也会将功率MOSFET关断，起到保护作用。在自动重启状态下功率MOSFET将停止工作，此时哪存在欠压条件，自动重启动计数器将停止计数。图3 如EN/UV脚未接外部电阻器，则输入欠压检测功能将被禁止。 4 TNY256的典型应用由TNY256组成的5.5W、9VDC电源适配器电路如图3所示，交流输入电压范围为85～265V。图中U2为光磁耦合器SFH615-2，U3为可调式并联精密稳压器TL431CLP，F1为保险丝电阻器。85～265V交流电经过D1～D4桥式整流和C1、C2滤波后，得到约300V的直流高压VI。鉴于在功率MOSFET关断瞬间，脉冲变压器的漏感会产生尖峰电压，因此，由电阻器R3、C3和超快恢复二极管D5（1N4937）组成的功率MOSFET漏极钳位保护电路，可有效抑制漏极上的反向峰值电压，从而保护TNY256内的功率MOSFET不受损坏。C3选用10000pF/1kV的高压陶瓷电容器。次级电压通过D6、C6、C7、L3和C8整充滤波后，得到9V、0.6A的直流输出。D4采用MBR360的肖特基二极管。为了抑制初、次级之间的共模干扰，在初、次级的同名端还并联一只2200pF/2kV的高压陶瓷电容C5。输出电压由精密电阻R7、R8决定，电阻R9为TL431的限流电阻。 5 TNY256的使用注意事项 TNY256在中等负载或轻负载下工作时会跳过一些时钟周期，这容易使高频变压器产生音频噪声干扰。为减小此干扰，宜选磁通密度小于0.3T的磁芯材料。此外，最好用TVS二极管和陶瓷电容构成的漏极箝位保护电路来衰减视频噪声。使用NTY256系列时推荐的一种印制板设计如图4所示。设计时需注意以下几点： ·连接输入滤波电容器、高频变压器初级如TNY256回路的覆铜面积应尽量小。 ·DIP-8封装的TNY256系列电路是靠覆铜接地来散热的，图中打斜线的面积要足够大，确保散热良好。 ·安全电容器要直接焊接在初级接地端和次级返回端之间。 ·连接次级线圈、输出级整流管和滤波电容器的回路面积应尽量小，但整流管焊盘附近的覆铜要足够大，以确保散热良好。 ·为减小耦合噪声，光耦晶体管到EN/UV脚和源极S脚的布线要尽可能短。欠压检测电阻器要尽可能靠近EN/UV脚。

时间：2006-01-12 关键词：单片机开关电源电源技术解析及其应用 tny256
开关电源电磁干扰分析及抑制

摘要：开关电源由于本身工作特性使得电磁干扰问题相当突出。从开关电源电磁干扰的模型入手论述了开关电源电磁兼容问题产生的原因及种类，并给出了常用的抑制开关电源电磁干扰的措施、滤波器设计及参数选择。关键词：开关电源；电磁干扰；分析与抑制引言近年来，开关电源以其效率高、体积小、输出稳定性好的优点而迅速发展起来。但是，由于开关电源工作过程中的高频率、高di/dt和高dv/dt使得电磁干扰问题非常突出。国内已经以新的3C认证取代了CCIB和CCEE认证，使得对开关电源在电磁兼容方面的要求更加详细和严格。如今，如何降低甚至消除开关电源的EMI问题已经成为全球开关电源设计师以及电磁兼容（EMC）设计师非常关注的问题。本文讨论了开关电源电磁干扰形成的原因以及常用的EMI抑制方法。 1 开关电源的干扰源分析开关电源产生电磁干扰最根本的原因，就是其在工作过程中产生的高di/dt和高dv/dt，它们产生的浪涌电流和尖峰电压形成了干扰源。工频整流滤波使用的大电容充电放电、开关管高频工作时的电压切换、输出整流二极管的反向恢复电流都是这类干扰源。开关电源中的电压电流波形大多为接近矩形的周期波，比如开关管的驱动波形、MOSFET漏源波形等。对于矩形波，周期的倒数决定了波形的基波频率；两倍脉冲边缘上升时间或下降时间的倒数决定了这些边缘引起的频率分量的频率值，典型的值在MHz范围，而它的谐波频率就更高了。这些高频信号都对开关电源基本信号，尤其是控制电路的信号造成干扰。开关电源的电磁噪声从噪声源来说可以分为两大类。一类是外部噪声，例如，通过电网传输过来的共模和差模噪声、外部电磁辐射对开关电源控制电路的干扰等。另一类是开关电源自身产生的电磁噪声，如开关管和整流管的电流尖峰产生的谐波及电磁辐射干扰。如图1所示，电网中含有的共模和差模噪声对开关电源产生干扰，开关电源在受到电磁干扰的同时也对电网其他设备以及负载产生电磁干扰（如图中的返回噪声、输出噪声和辐射干扰）。进行开关电源EMI/EMC设计时一方面要防止开关电源对电网和附近的电子设备产生干扰，另一方面要加强开关电源本身对电磁骚扰环境的适应能力。下面具体分析开关电源噪声产生的原因和途径。 1.1 电源线引入的电磁噪声电源线噪声是电网中各种用电设备产生的电磁骚扰沿着电源线传播所造成的。电源线噪声分为两大类：共模干扰、差模干扰。共模干扰（Common-mode Interference）定义为任何载流导体与参考地之间的不希望有的电位差；差模干扰（Differential-mode Interference）定义为任何两个载流导体之间的不希望有的电位差。两种干扰的等效电路如图2[1]所示。图中CP1为变压器初、次级之间的分布电容，CP2为开关电源与散热器之间的分布电容（即开关管集电极与地之间的分布电容）。如图2（a）所示，开关管V1由导通变为截止状态时，其集电极电压突升为高电压，这个电压会引起共模电流Icm2向CP2充电和共模电流Icm1向CP1充电，分布电容的充电频率即开关电源的工作频率。则线路中共模电流总大小为（Icm1＋Icm2）。如图2（b）所示，当V1导通时，差模电流Idm和信号电流IL沿着导线、变压器初级、开关管组成的回路流通。由等效模型可知，共模干扰电流不通过地线，而通过输入电源线传输。而差模干扰电流通过地线和输入电源线回路传输。所以，我们设置电源线滤波器时要考虑到差模干扰和共模干扰的区别，在其传输途径上使用差模或共模滤波元件抑制它们的干扰，以达到最好的滤波效果。图2 1.2 输入电流畸变造成的噪声开关电源的输入普遍采用桥式整流、电容滤波型整流电源。如图3所示，在没有PFC功能的输入级，由于整流二极管的非线性和滤波电容的储能作用，使得二极管的导通角变小，输入电流i成为一个时间很短、峰值很高的周期性尖峰电流。这种畸变的电流实质上除了包含基波分量以外还含有丰富的高次谐波分量。这些高次谐波分量注入电网，引起严重的谐波污染，对电网上其他的电器造成干扰。为了控制开关电源对电网的污染以及实现高功率因数，PFC电路是不可或缺的部分。 1.3 开关管及变压器产生的干扰主开关管是开关电源的核心器件，同时也是干扰源。其工作频率直接与电磁干扰的强度相关。随着开关管的工作频率升高，开关管电压、电流的切换速度加快，其传导干扰和辐射干扰也随之增加。此外，主开关管上反并联的钳位二极管的反向恢复特性不好，或者电压尖峰吸收电路的参数选择不当也会造成电磁干扰。开关电源工作过程中，由初级滤波大电容、高频变压器初级线圈和开关管构成了一个高频电流环路。该环路会产生较大的辐射噪声。开关回路中开关管的负载是高频变压器初级线圈，它是一个感性的负载，所以，开关管通断时在高频变压器的初级两端会出现尖峰噪声。轻者造成干扰，重者击穿开关管。主变压器绕组之间的分布电容和漏感也是引起电磁干扰的重要因素。 1.4 输出整流二极管产生的干扰理想的二极管在承受反向电压时截止，不会有反向电流通过。而实际二极管正向导通时，PN结内的电荷被积累，当二极管承受反向电压时，PN结内积累的电荷将释放并形成一个反向恢复电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。反向恢复电流在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强烈的高频衰减振荡。因此，输出整流二极管的反向恢复噪声也成为开关电源中一个主要的干扰源。可以通过在二极管两端并联RC缓冲器，以抑制其反向恢复噪声。 1.5 分布及寄生参数引起的开关电源噪声开关电源的分布参数是多数干扰的内在因素，开关电源和散热器之间的分布电容、变压器初次级之间的分布电容、原副边的漏感都是噪声源。共模干扰就是通过变压器初、次级之间的分布电容以及开关电源与散热器之间的分布电容传输的。其中变压器绕组的分布电容与高频变压器绕组结构、制造工艺有关。可以通过改进绕制工艺和结构、增加绕组之间的绝缘、采用法拉第屏蔽等方法来减小绕组间的分布电容。而开关电源与散热器之间的分布电容与开关管的结构以及开关管的安装方式有关。采用带有屏蔽的绝缘衬垫可以减小开关管与散热器之间的分布电容。如图4所示，在高频工作下的元件都有高频寄生特性[2]，对其工作状态产生影响。高频工作时导线变成了发射线、电容变成了电感、电感变成了电容、电阻变成了共振电路。观察图4中的频率特性曲线可以发现，当频率过高时各元件的频率特性产生了相当大的变化。为了保证开关电源在高频工作时的稳定性，设计开关电源时要充分考虑元件在高频工作时的特性，选择使用高频特性比较好的元件。另外，在高频时，导线寄生电感的感抗显著增加，由于电感的不可控性，最终使其变成一根发射线。也就成为了开关电源中的辐射干扰源。 2 开关电源EMI抑制措施电磁兼容的三要素是干扰源、耦合通路和敏感体，抑制以上任何一项都可以减少电磁干扰问题。开关电源工作在高电压大电流的高频开关状态时，其引起的电磁兼容性问题是比较复杂的。但是，仍符合基本的电磁干扰模型，可以从三要素入手寻求抑制电磁干扰的方法。 2.1 抑制开关电源中各类电磁干扰源为了解决输入电流波形畸变和降低电流谐波含量，开关电源需要使用功率因数校正（PFC）技术。PFC技术使得电流波形跟随电压波形，将电流波形校正成近似的正弦波。从而降低了电流谐波含量，改善了桥式整流电容滤波电路的输入特性，同时也提高了开关电源的功率因数。软开关技术是减小开关器件损耗和改善开关器件电磁兼容特性的重要方法。开关器件开通和关断时会产生浪涌电流和尖峰电压，这是开关管产生电磁干扰及开关损耗的主要原因。使用软开关技术使开关管在零电压、零电流时进行开关转换可以有效地抑制电磁干扰。使用缓冲电路吸收开关管或高频变压器初级线圈两端的尖峰电压也能有效地改善电磁兼容特性。输出整流二极管的反向恢复问题可以通过在输出整流管上串联一个饱和电感来抑制，如图5所示，饱和电感Ls与二极管串联工作。饱和电感的磁芯是用具有矩形BH曲线的磁性材料制成的。同磁放大器使用的材料一样，这种磁芯做的电感有很高的磁导率，该种磁芯在BH曲线上拥有一段接近垂直的线性区并很容易进入饱和。实际使用中，在输出整流二极管导通时，使饱和电感工作在饱和状态下，相当于一段导线；当二极管关断反向恢复时，使饱和电感工作在电感特性状态下，阻碍了反向恢复电流的大幅度变化，从而抑制了它对外部的干扰。图5 2.2 切断电磁干扰传输途径--共模、差模电源线滤波器设计电源线干扰可以使用电源线滤波器滤除，开关电源EMI滤波器基本电路如图6所示。一个合理有效的开关电源EMI滤波器应该对电源线上差模干扰和共模干扰都有较强的抑制作用。在图6中CX1和CX2叫做差模电容，L1叫做共模电感，CY1和CY2叫做共模电容。差模滤波元件和共模滤波元件分别对差模和共模干扰有较强的衰减作用。共模电感L1是在同一个磁环上由绕向相反、匝数相同的两个绕组构成。通常使用环形磁芯，漏磁小，效率高，但是绕线困难。当市网工频电流在两个绕组中流过时为一进一出，产生的磁场恰好抵消，使得共模电感对市网工频电流不起任何阻碍作用，可以无损耗地传输。如果市网中含有共模噪声电流通过共模电感，这种共模噪声电流是同方向的，流经两个绕组时，产生的磁场同相叠加，使得共模电感对干扰电流呈现出较大的感抗，由此起到了抑制共模干扰的作用。L1的电感量与EMI滤波器的额定电流I有关，具体关系参见表1所列。表1 电感量范围与额定电流的关系额定电流I/A 电感量L/mH 1 8～23 3 2～4 6 0.4～0.8 10 0.2～0.3 12 0.1～0.15 15 0.0～0.08 实际使用中共模电感两个电感绕组由于绕制工艺的问题会存在电感差值，不过这种差值正好被利用作差模电感。所以，一般电路中不必再设置独立的差模电感了。共模电感的差值电感与电容CX1及CX2构成了一个∏型滤波器。这种滤波器对差模干扰有较好的衰减。除了共模电感以外，图6中的电容CY1及CY2也是用来滤除共模干扰的。共模滤波的衰减在低频时主要由电感器起作用，而在高频时大部分由电容CY1及CY2起作用。电容CY的选择要根据实际情况来定，由于电容CY接于电源线和地线之间，承受的电压比较高，所以，需要有高耐压、低漏电流特性。计算电容CY漏电流的公式是 ID=2πfCYVcY 式中：ID为漏电流； f为电网频率。一般装设在可移动设备上的滤波器，其交流漏电流应<1mA；若为装设在固定位置且接地的设备上的电源滤波器，其交流漏电流应<3.5mA，医疗器材规定的漏电流更小。由于考虑到漏电流的安全规范，电容CY的大小受到了限制，一般为2.2～33nF。电容类型一般为瓷片电容，使用中应注意在高频工作时电容器CY与引线电感的谐振效应。差模干扰抑制器通常使用低通滤波元件构成，最简单的就是一只滤波电容接在两根电源线之间而形成的输入滤波电路（如图6中电容CX1），只要电容选择适当，就能对高频干扰起到抑制作用。该电容对高频干扰阻抗甚底，故两根电源线之间的高频干扰可以通过它，它对工频信号的阻抗很高，故对工频信号的传输毫无影响。该电容的选择主要考虑耐压值，只要满足功率线路的耐压等级，并能承受可预料的电压冲击即可。为了避免放电电流引起的冲击危害，CX电容容量不宜过大，一般在0.01～0.1μF之间。电容类型为陶瓷电容或聚酯薄膜电容。 2.3 使用屏蔽降低电磁敏感设备的敏感性抑制辐射噪声的有效方法就是屏蔽。可以用导电性能良好的材料对电场进行屏蔽，用磁导率高的材料对磁场进行屏蔽。为了防止变压器的磁场泄露，使变压器初次级耦合良好，可以利用闭合磁环形成磁屏蔽，如罐型磁芯的漏磁通就明显比E型的小很多。开关电源的连接线，电源线都应该使用具有屏蔽层的导线，尽量防止外部干扰耦合到电路中。或者使用磁珠、磁环等EMC元件，滤除电源及信号线的高频干扰，但是，要注意信号频率不能受到EMC元件的干扰，也就是信号频率要在滤波器的通带之内。整个开关电源的外壳也需要有良好的屏蔽特性，接缝处要符合EMC规定的屏蔽要求。通过上述措施保证开关电源既不受外部电磁环境的干扰也不会对外部电子设备产生干扰。 3 结语如今在开关电源体积越来越小，功率密度越来越大的趋势下。EMI/EMC问题成为了开关电源稳定性的一个关键因素，也是一个最容易忽视的方面。开关电源的EMI抑制技术在开关电源设计中占有很重要的位置。实践证明，EMI问题越早考虑、越早解决，费用越小、效果越好。

时间：2005-11-13 关键词：干扰分析电磁开关电源电源技术解析抑制
特种单片开关电源模块的电路设计

摘要：与传统的开关电源相比，特种集成开关电源具有电路新颖、功能奇特、性能先进、应用领域较为广泛等特点。详细介绍了两种新型特种单片开关电源模块的电路设计，一种是2.5W恒压／恒流式充电器模块，另一种是带以太网接口的15WDC／DC电源变换器模块。关键词：单片开关电源；模块；恒压／恒流；以太网电源；同步整流引言特种集成开关电源主要包括以下5种类型[1]： 1）复合型开关电源； 2）恒压／恒流（CV／CC）型开关电源； 3）截流输出型开关电源； 4）恒功率输出型开关电源； 5）其他专用开关电源，例如高速调制解调器（HighSpeedModem）电源、DVD电源等。图1 特种单片开关电源有两种设计方案：第一种是采用通用单片开关电源集成电路（例如TOPSwitch－Ⅱ、TOPSwitch－FX、TOPSwitch－GX等系列），再配上电压控制环、电流控制环等外围电路设计而成的，其特点是输出功率较大，但外围电路复杂；第二种是采用最近问世的LinkSwitch系列高效率恒压／恒流式三端单片开关电源芯片，或选用LinkSwitch－TN系列、DPA－Switch系列单片开关电源专用IC[2]，这样可大大简化电路，降低成本，适合构成中、小功率的特种开关电源。 1 2.5W恒压／恒流式充电器模块下面介绍一种由LNK500构成的2.5W恒压／恒流式充电器模块。它适用于手机电池充电器、个人数字助理（PDA，即Personal Digital Assistant）、便携式音频设备、电动剃须刀、家用电器的内置电源（如彩电的备用电源、偏置电源）等领域。 1.1 性能特点和技术指标 1）采用高效率恒压／恒流式单片开关电源LNK500，交流输入电压范围是85～265V，当交流输入电压为265V时，漏电流<5μA，额定输出电压为5.5V，最大输出电流为0.45A，输出功率为2.5W。 2）低功耗，高效率，空载功耗<0.3W，电源效率的典型值η≈68％。 3）在峰值功率点，允许输出电压有±10％的误差，当初级电感量Lp的误差为±10％时，输出电流有±25％的误差。 4）电路简单，价格低廉，该电源仅需23个元器件，不需要次级反馈电路，用初级电路即可实现恒流／恒压输出，允许采用低价格、小尺寸的EE13型磁芯。 5）具有过热保护、输出短路保护及开环保护功能。 6）符合电磁兼容性国际标准CISPR22B／EN55022B。 1.2 2.5W恒压／恒流式充电器模块的电路设计由LNK500构成2.5W恒压／恒流式充电器模块的内部电路如图1所示。FR为可自恢复熔断电阻器，它具有限流保护作用并能限制上电时的冲击电流。由VD1～VD4构成桥式整流，由电感L1、L2和电容C1、C2组成低功耗π型滤波器，能滤除电磁干扰。L2可采用3.3μH的磁珠。在LNK500内部功率MOSFET导通时，输出整流管VD6截止，此时电能就储存在高频变压器中。当功率MOSFET关断时，VD6导通，储存在高频变压器中的能量就通过次级电路输出。VD6采用1A／100V的肖特基二极管SB1100，R4和C7并联在VD6两端，能防止VD6在高频开关状态下产生自激振荡。C6为输出端滤波电容。R5为22kΩ的负载电阻。由R1、C3和VD5构成的RCD型箝位电路具有以下功能： 1）当功率MOSFET关断时，对初级感应电压进行箝位； 2）能简化反馈电路的设计。控制端的反馈电流由电阻R2来设定。刚启动电源时由控制端电容C4给LNK500供电，C4还决定了自动重启动频率。为了降低电磁干扰，高频变压器的初级设计了两个绕组，分别为NP1及NP2。NP2被称为"抵消绕组"（cancellation winding），它经过R3及C5接初级返回端，能降低初级电路中的电磁干扰。此外，在初、次级之间还需增加屏蔽层。 LNK500只适合在不连续模式下工作，其输出功率由式（1）确定。式中：PO为输出功率； η为电源效率； LP为高频变压器的初级电感； IP为LNK500的峰值电流； f为开关频率。不难看出，PO与LP成正比，IP2f的大小则受LNK500控制。图3 高频变压器采用EE13型磁芯，配8引脚的骨架。初级绕组NP1用φ0.13mm漆包线绕90匝，NP2用φ0.16mm漆包线绕22匝，次级绕组用两股φ0.25mm的三重绝缘线绕5匝。在初、次级绕组之间用3股φ0.25mm漆包线绕5匝，作为屏蔽层。初级电感量LP=2.3mH（允许有±10％的误差）。高频变压器的谐振频率不低于300kHz。 2.5W恒压／恒流式充电器的输出特性如图2所示。 2 带以太网接口的15WDC／DC电源变换器模块 2.1 以太网电源的性能特点以太网（EthernetNetwork）是目前最常用的一种局域网。以太网电源简称POE（Power Over Ethernet），它仅通过一根以太网电缆即可同时为用户提供数据和供电电源，不需要再另外布线。以太网电源中的电源装置简称为PD，它具有以下特点： --能提供PD检测与分类信号； --能提供到DC／DC电源变换器的软启动接口； --具有过电流保护、过电压保护、过热保护等功能。根据POE规范，PD应具有以下3个基本功能。 1）能识别信号阻抗当一个输入电压加到PD时，它必须在规定电压范围内呈现正确的识别信号阻抗。当某个以太网设备请求供电时，首先给以太网发出2.5～10V的电压信号，有效的PD检测到此电压信号后，就将一个23.75～26.25kΩ的电阻置于供电回路上，电流会随输入电压而变化；通过检测该电流确认在以太网电缆终端有一个有效的以太网设备需要供电。如放置的电阻值在12～23.75kΩ或在26.25～45kΩ范围内，则认为该以太网设备有效但不需要供电。其他范围的电阻值则意味着所检测到的以太网设备无效。 2）类型 PD有不同的类型，每种类型对应于一定的电流。例如，"0"类PD的电流为0.5～4mA。当PD检测有效信号之后，就对PD进行分类。具体方法是将送到网络链路上的电压升高到15.5～20.5V，使PD获得一个固定的电流，再根据电流范围完成PD分类。 3）开关连接连接以太网电源的开关主要有两种，一种是双极型晶体管开关，其电源效率较高，成本较低；另一种为MOSFET开关，其电源效率极高（可接近于100％）。下面介绍一种带以太网接口电路的同步整流式15WDC／DC电源变换器模块，可广泛用于网络及通信设备中。 2.2 15W以太网电源模块的电路设计由双极型开关管和DPA424P构成15WPOE模块的内部电路如图3所示。该电源由两部分组成，即以太网接口电路（电路中用虚线框表示）和DC／DC电源变换器。模块中包含POE识别信号阻抗（24.9kΩ，直流2.5～10V）、"0类"类型电路（0.5～4mA，直流15～20V）。采用双极型晶体管开关或MOSFET开关时，POE接口的效率分别为η≥87％或η≥97％。 2.2.1 以太网电源接口电路的工作原理该以太网电源接口电路的工作过程可分为三个阶段：在第一阶段，当输入电压加到PD时，它必须在直流2.5～10V的电压范围内呈现正确的识别信号阻抗，电阻R13（24.9kΩ）可提供这个阻抗；在第二阶段，当直流输入电压为15～20V时，PD用一个规定的电流来识别装置类型，例如"0类"电流范围是0.5mA～4mA，这也由R13来完成；在第三阶段，通过双极型开关管（VT）将输入电压接到DC／DC电源变换器上，该电源变换器允许输入超过30V（28V＋UR14）的直流电压。此时稳压管VDZ1被反向击穿，通过R14给VT提供基极电流。R15的作用是防止在其他条件下开启电源。一旦开启电源，辅助绕组输出的高频电压信号就经过耦合电容C3、整流管VD2和限流电阻R16来提高VT的直流偏压，使基极电流增大。在负半周时VD1导通，可确保加到基极上的偏压总为正压。如图4所示为使用MOSFET（V3）的开关电路。VDZ4及VDZ5分别采用28V及15V稳压管。当输入电压超过28V时VDZ4被反向击穿，使V3导通，将电源开启。当输入电压超过43V时VDZ5也被反向击穿，能限制V3的栅－源电压，起到保护作用。R15能防止V3被误导通。该以太网电源模块的识别信号阻抗与输入电压的关系曲线如图5所示，识别电压范围是2.5～10V。 2.2.2 15WDC／DC电源变换器的工作原理 DC／DC电源变换器的主要性能指标如下： 1）采用DPA424P型单片开关式稳压器，构成正激、隔离式、3路输出的DC／DC电源变换器模块。直流输入电压范围是36～75V，3路输出分别为5V／2.4A、7.5V／0.4A和20V／10mA，总输出功率为15.2W，开关频率为400kHz； 2）多路输出，稳压性能好，在最坏的情况下，各路输出的负载调整率指标见表1，表1 各路输出的负载调整率指标 3路输出电压UO/V 5 7.5 20 负载变化范围/％ 20～100 0～100 100 负载调整率SI/％ ≤±1 －4～＋8 －3～＋6 3）采用电容耦合式同步整流技术，DC／DC电源变换器的效率高达88％； 4）能精确设定输入线路的欠电压、过电压值； 5）具有输出过载保护、开环保护和过热保护功能。图3中，输入端EMI滤波器由C1，L1和C2构成。R1为欠电压值／过电压值设定电阻，所设定的UUV=33.3V，UOV=86.0V。R1还能自动减小最大占空比，防止磁饱和。R2为极限电流设定电阻，取R2=13.3kΩ时，所设定的漏极极限电流ILIMIT′=0.57ILIMIT=0.57×2.50A=1.425A。稳压管VDZ2可将漏极电压箝位在安全范围以内。V1的等效栅极电容能给高频变压器提供最佳复位。该电源以5V输出作为主输出，其他两路输出都是在此基础上获得的。由C11，R11，R12和MOS场效应管V2及V1构成5V主输出的电容耦合式同步整流器。稳压管VDZ3起箝位作用。在没有开关信号时，通过下拉电阻R13使V2关断。储能电感L2回扫绕组的电压经过VD4和C9整流滤波后，获得20V输出。高频变压器次级绕组（8－5）的电压经过VD3和C10整流滤波后获得7.5V输出。将6.8V稳压管VDZ4和二极管VD7反极性串联后作为7.5V输出的负载电阻，以改善空载稳压特性。空载时输出电压一旦超过7.5V，VDZ4就被反向击穿，利用VDZ4和VD2上的压降可将输出电压箝制在大约7.5V上。正常工作时，辅助绕组的输出电压经过VD6、C5整流滤波后给光耦合器PC357提供12～15V的偏压。R5、VD8和C16组成软启动电路，能防止在启动过程中输出过冲。该电源模块的电源效率与输入电压的关系曲线如图6所示。 2.2.3 电路设计要点 1）采用双极型功率开关管（VT）（1）选择双极型开关管VT，要能承受较高的电压并提供足够的电流，其电流放大系数要足够高。（2）选择R14以提供足够大的基极电流，确保能够开启DC／DC电源变换器。（3）选择R16（典型值为10～20Ω）以限制在开关过程中产生的尖峰电流。（4）推荐采用Fairchild公司生产的TIP29C型双极型中功率开关管，其主要参数如下：集电极-发射极击穿电压UU（BR）CEO=100V，基极最大允许电流IBM=0.4A，最大集电极电流ICM=1A，集电极最大功耗PCM=30W，hFE=75倍，fT=3.0MHz。 2）采用功率MOSFET（V3）（1）选择R14以限制稳压管VDZ4和VDZ5的功耗。（2）选择R15以确保在输入电压低于28V时能关闭V3。（3）选择VDZ4的稳压值以防止在输入电压低于28V时开启V3。（4）注意，R14及R15的电阻值还影响到VDZ4的损耗。（5）选择VDZ5的稳压值以限制V3的最大栅－源电压（典型值应为15V）。（6）推荐采用Philips公司生产的IRF530N型N沟道功率MOSFET。其主要参数如下：漏－源极击穿电压U（BR）DS=100V，最大漏极功耗PDM=79W，漏－源通态电阻RDS（ON）=80mΩ，跨导gFS=11S，导通时间tON=36ns，关断时间tOFF=12ns。 3 结语特种集成开关电源的种类很多，还可以设计LED驱动电源、地面数字电视播放（DVB－T）电源及电源适配器等新产品；而LinkSwitch系列高效率恒压／恒流式三端单片开关电源、LinkSwitch－TN系列及DPA－Switch系列单片开关电源的问世，为实现中、小功率特种开关电源的优化设计创造了有利条件。

时间：2005-09-09 关键词：模块电路设计开关电源单片电源技术解析特种
特种单片开关电源模块的电路设计

摘要：与传统的开关电源相比，特种集成开关电源具有电路新颖、功能奇特、性能先进、应用领域较为广泛等特点。详细介绍了两种新型特种单片开关电源模块的电路设计，一种是2.5W恒压／恒流式充电器模块，另一种是带以太网接口的15WDC／DC电源变换器模块。关键词：单片开关电源；模块；恒压／恒流；以太网电源；同步整流引言特种集成开关电源主要包括以下5种类型[1]： 1）复合型开关电源； 2）恒压／恒流（CV／CC）型开关电源； 3）截流输出型开关电源； 4）恒功率输出型开关电源； 5）其他专用开关电源，例如高速调制解调器（HighSpeedModem）电源、DVD电源等。图1 特种单片开关电源有两种设计方案：第一种是采用通用单片开关电源集成电路（例如TOPSwitch－Ⅱ、TOPSwitch－FX、TOPSwitch－GX等系列），再配上电压控制环、电流控制环等外围电路设计而成的，其特点是输出功率较大，但外围电路复杂；第二种是采用最近问世的LinkSwitch系列高效率恒压／恒流式三端单片开关电源芯片，或选用LinkSwitch－TN系列、DPA－Switch系列单片开关电源专用IC[2]，这样可大大简化电路，降低成本，适合构成中、小功率的特种开关电源。 1 2.5W恒压／恒流式充电器模块下面介绍一种由LNK500构成的2.5W恒压／恒流式充电器模块。它适用于手机电池充电器、个人数字助理（PDA，即Personal Digital Assistant）、便携式音频设备、电动剃须刀、家用电器的内置电源（如彩电的备用电源、偏置电源）等领域。 1.1 性能特点和技术指标 1）采用高效率恒压／恒流式单片开关电源LNK500，交流输入电压范围是85～265V，当交流输入电压为265V时，漏电流<5μA，额定输出电压为5.5V，最大输出电流为0.45A，输出功率为2.5W。 2）低功耗，高效率，空载功耗<0.3W，电源效率的典型值η≈68％。 3）在峰值功率点，允许输出电压有±10％的误差，当初级电感量Lp的误差为±10％时，输出电流有±25％的误差。 4）电路简单，价格低廉，该电源仅需23个元器件，不需要次级反馈电路，用初级电路即可实现恒流／恒压输出，允许采用低价格、小尺寸的EE13型磁芯。 5）具有过热保护、输出短路保护及开环保护功能。 6）符合电磁兼容性国际标准CISPR22B／EN55022B。 1.2 2.5W恒压／恒流式充电器模块的电路设计由LNK500构成2.5W恒压／恒流式充电器模块的内部电路如图1所示。FR为可自恢复熔断电阻器，它具有限流保护作用并能限制上电时的冲击电流。由VD1～VD4构成桥式整流，由电感L1、L2和电容C1、C2组成低功耗π型滤波器，能滤除电磁干扰。L2可采用3.3μH的磁珠。在LNK500内部功率MOSFET导通时，输出整流管VD6截止，此时电能就储存在高频变压器中。当功率MOSFET关断时，VD6导通，储存在高频变压器中的能量就通过次级电路输出。VD6采用1A／100V的肖特基二极管SB1100，R4和C7并联在VD6两端，能防止VD6在高频开关状态下产生自激振荡。C6为输出端滤波电容。R5为22kΩ的负载电阻。由R1、C3和VD5构成的RCD型箝位电路具有以下功能： 1）当功率MOSFET关断时，对初级感应电压进行箝位； 2）能简化反馈电路的设计。控制端的反馈电流由电阻R2来设定。刚启动电源时由控制端电容C4给LNK500供电，C4还决定了自动重启动频率。为了降低电磁干扰，高频变压器的初级设计了两个绕组，分别为NP1及NP2。NP2被称为"抵消绕组"（cancellation winding），它经过R3及C5接初级返回端，能降低初级电路中的电磁干扰。此外，在初、次级之间还需增加屏蔽层。 LNK500只适合在不连续模式下工作，其输出功率由式（1）确定。式中：PO为输出功率； η为电源效率； LP为高频变压器的初级电感； IP为LNK500的峰值电流； f为开关频率。不难看出，PO与LP成正比，IP2f的大小则受LNK500控制。图3 高频变压器采用EE13型磁芯，配8引脚的骨架。初级绕组NP1用φ0.13mm漆包线绕90匝，NP2用φ0.16mm漆包线绕22匝，次级绕组用两股φ0.25mm的三重绝缘线绕5匝。在初、次级绕组之间用3股φ0.25mm漆包线绕5匝，作为屏蔽层。初级电感量LP=2.3mH（允许有±10％的误差）。高频变压器的谐振频率不低于300kHz。 2.5W恒压／恒流式充电器的输出特性如图2所示。 2 带以太网接口的15WDC／DC电源变换器模块 2.1 以太网电源的性能特点以太网（EthernetNetwork）是目前最常用的一种局域网。以太网电源简称POE（Power Over Ethernet），它仅通过一根以太网电缆即可同时为用户提供数据和供电电源，不需要再另外布线。以太网电源中的电源装置简称为PD，它具有以下特点： --能提供PD检测与分类信号； --能提供到DC／DC电源变换器的软启动接口； --具有过电流保护、过电压保护、过热保护等功能。根据POE规范，PD应具有以下3个基本功能。 1）能识别信号阻抗当一个输入电压加到PD时，它必须在规定电压范围内呈现正确的识别信号阻抗。当某个以太网设备请求供电时，首先给以太网发出2.5～10V的电压信号，有效的PD检测到此电压信号后，就将一个23.75～26.25kΩ的电阻置于供电回路上，电流会随输入电压而变化；通过检测该电流确认在以太网电缆终端有一个有效的以太网设备需要供电。如放置的电阻值在12～23.75kΩ或在26.25～45kΩ范围内，则认为该以太网设备有效但不需要供电。其他范围的电阻值则意味着所检测到的以太网设备无效。 2）类型 PD有不同的类型，每种类型对应于一定的电流。例如，"0"类PD的电流为0.5～4mA。当PD检测有效信号之后，就对PD进行分类。具体方法是将送到网络链路上的电压升高到15.5～20.5V，使PD获得一个固定的电流，再根据电流范围完成PD分类。 3）开关连接连接以太网电源的开关主要有两种，一种是双极型晶体管开关，其电源效率较高，成本较低；另一种为MOSFET开关，其电源效率极高（可接近于100％）。下面介绍一种带以太网接口电路的同步整流式15WDC／DC电源变换器模块，可广泛用于网络及通信设备中。 2.2 15W以太网电源模块的电路设计由双极型开关管和DPA424P构成15WPOE模块的内部电路如图3所示。该电源由两部分组成，即以太网接口电路（电路中用虚线框表示）和DC／DC电源变换器。模块中包含POE识别信号阻抗（24.9kΩ，直流2.5～10V）、"0类"类型电路（0.5～4mA，直流15～20V）。采用双极型晶体管开关或MOSFET开关时，POE接口的效率分别为η≥87％或η≥97％。 2.2.1 以太网电源接口电路的工作原理该以太网电源接口电路的工作过程可分为三个阶段：在第一阶段，当输入电压加到PD时，它必须在直流2.5～10V的电压范围内呈现正确的识别信号阻抗，电阻R13（24.9kΩ）可提供这个阻抗；在第二阶段，当直流输入电压为15～20V时，PD用一个规定的电流来识别装置类型，例如"0类"电流范围是0.5mA～4mA，这也由R13来完成；在第三阶段，通过双极型开关管（VT）将输入电压接到DC／DC电源变换器上，该电源变换器允许输入超过30V（28V＋UR14）的直流电压。此时稳压管VDZ1被反向击穿，通过R14给VT提供基极电流。R15的作用是防止在其他条件下开启电源。一旦开启电源，辅助绕组输出的高频电压信号就经过耦合电容C3、整流管VD2和限流电阻R16来提高VT的直流偏压，使基极电流增大。在负半周时VD1导通，可确保加到基极上的偏压总为正压。如图4所示为使用MOSFET（V3）的开关电路。VDZ4及VDZ5分别采用28V及15V稳压管。当输入电压超过28V时VDZ4被反向击穿，使V3导通，将电源开启。当输入电压超过43V时VDZ5也被反向击穿，能限制V3的栅－源电压，起到保护作用。R15能防止V3被误导通。该以太网电源模块的识别信号阻抗与输入电压的关系曲线如图5所示，识别电压范围是2.5～10V。 2.2.2 15WDC／DC电源变换器的工作原理 DC／DC电源变换器的主要性能指标如下： 1）采用DPA424P型单片开关式稳压器，构成正激、隔离式、3路输出的DC／DC电源变换器模块。直流输入电压范围是36～75V，3路输出分别为5V／2.4A、7.5V／0.4A和20V／10mA，总输出功率为15.2W，开关频率为400kHz； 2）多路输出，稳压性能好，在最坏的情况下，各路输出的负载调整率指标见表1，表1 各路输出的负载调整率指标 3路输出电压UO/V 5 7.5 20 负载变化范围/％ 20～100 0～100 100 负载调整率SI/％ ≤±1 －4～＋8 －3～＋6 3）采用电容耦合式同步整流技术，DC／DC电源变换器的效率高达88％； 4）能精确设定输入线路的欠电压、过电压值； 5）具有输出过载保护、开环保护和过热保护功能。图3中，输入端EMI滤波器由C1，L1和C2构成。R1为欠电压值／过电压值设定电阻，所设定的UUV=33.3V，UOV=86.0V。R1还能自动减小最大占空比，防止磁饱和。R2为极限电流设定电阻，取R2=13.3kΩ时，所设定的漏极极限电流ILIMIT′=0.57ILIMIT=0.57×2.50A=1.425A。稳压管VDZ2可将漏极电压箝位在安全范围以内。V1的等效栅极电容能给高频变压器提供最佳复位。该电源以5V输出作为主输出，其他两路输出都是在此基础上获得的。由C11，R11，R12和MOS场效应管V2及V1构成5V主输出的电容耦合式同步整流器。稳压管VDZ3起箝位作用。在没有开关信号时，通过下拉电阻R13使V2关断。储能电感L2回扫绕组的电压经过VD4和C9整流滤波后，获得20V输出。高频变压器次级绕组（8－5）的电压经过VD3和C10整流滤波后获得7.5V输出。将6.8V稳压管VDZ4和二极管VD7反极性串联后作为7.5V输出的负载电阻，以改善空载稳压特性。空载时输出电压一旦超过7.5V，VDZ4就被反向击穿，利用VDZ4和VD2上的压降可将输出电压箝制在大约7.5V上。正常工作时，辅助绕组的输出电压经过VD6、C5整流滤波后给光耦合器PC357提供12～15V的偏压。R5、VD8和C16组成软启动电路，能防止在启动过程中输出过冲。该电源模块的电源效率与输入电压的关系曲线如图6所示。 2.2.3 电路设计要点 1）采用双极型功率开关管（VT）（1）选择双极型开关管VT，要能承受较高的电压并提供足够的电流，其电流放大系数要足够高。（2）选择R14以提供足够大的基极电流，确保能够开启DC／DC电源变换器。（3）选择R16（典型值为10～20Ω）以限制在开关过程中产生的尖峰电流。（4）推荐采用Fairchild公司生产的TIP29C型双极型中功率开关管，其主要参数如下：集电极-发射极击穿电压UU（BR）CEO=100V，基极最大允许电流IBM=0.4A，最大集电极电流ICM=1A，集电极最大功耗PCM=30W，hFE=75倍，fT=3.0MHz。 2）采用功率MOSFET（V3）（1）选择R14以限制稳压管VDZ4和VDZ5的功耗。（2）选择R15以确保在输入电压低于28V时能关闭V3。（3）选择VDZ4的稳压值以防止在输入电压低于28V时开启V3。（4）注意，R14及R15的电阻值还影响到VDZ4的损耗。（5）选择VDZ5的稳压值以限制V3的最大栅－源电压（典型值应为15V）。（6）推荐采用Philips公司生产的IRF530N型N沟道功率MOSFET。其主要参数如下：漏－源极击穿电压U（BR）DS=100V，最大漏极功耗PDM=79W，漏－源通态电阻RDS（ON）=80mΩ，跨导gFS=11S，导通时间tON=36ns，关断时间tOFF=12ns。 3 结语特种集成开关电源的种类很多，还可以设计LED驱动电源、地面数字电视播放（DVB－T）电源及电源适配器等新产品；而LinkSwitch系列高效率恒压／恒流式三端单片开关电源、LinkSwitch－TN系列及DPA－Switch系列单片开关电源的问世，为实现中、小功率特种开关电源的优化设计创造了有利条件。

时间：2005-09-09 关键词：模块电路设计开关电源单片电源技术解析特种
基于TOPSwitch的超宽输入隔离式稳压开关电源

摘要：介绍了单片开关电源芯片TOPSwitch的结构及工作原理，给出了超宽输入隔离式稳压开关电源的完整应用电路实例，并对设计和制作过程中的一些注意事项进行了说明。关键词：隔离；宽输入；开关电源引言开关电源（SwitchingPowerSupply）自问世以来，就以其稳定、高效、节能等优良性能而成为稳压电源的主要产品。而高度集成化的单片开关电源，更是因其高性价比、简单的外围电路、小体积与重量和无工频变压器隔离方式等优势而成为稳压电源中的佼佼者。随着各种不同的单片开关电源芯片及其电路拓扑的应用和推广，单片开关电源越来越体现出巨大的实用价值和美好前景。但是，TOPSwitch通常允许的输入电压变化范围为120～370V，本文尝试用它制作更宽输入电压变化范围（80～550V）的稳压电源。实验结果证明是很成功的。图11 芯片结构及稳压原理近十几年来，美国电源集成公司（PI）、摩托罗拉公司（Motorola）、意－法半导体公司（SGS－Thomson）、美国Onsemi公司等相继推出了TOPSwitch，MC，L4970，NCP1000等不同系列的单片开关电源产品。由于TOPSwitch系列产品性能稳定，价格实惠，故本文选择该系列中的一种芯片为核心设计制作了一种输入范围极宽的稳压电源。该电源输入直流电压范围为80～550V，输出直流电压20V，输出功率20W。 TOPSwitch不论是三脚封装，还是DIP?8或SMB?8封装，其实质都是三端器件，分别为控制端C(Control)、源极S(Source)、漏极D(Drain)。控制端的主要作用是，根据其电?Ic来自动调节占空比，当Ic变化时，占空比就在一定范围内变化。源极S与芯片内部功率MOS管源极相连，并作为初级电路的公共地。漏极D与芯片内部功率MOS管的漏极相连。 TOPSwitch主要包括控制电压源、高压电流源、关断/自动重启动电路、并联调整器/误差放大器、带隙基准电压源、过热保护及上电复位电路、过流保护电路、振荡器、脉宽调制器、门驱动级和输出级等10个部分。其内部结构框图如图1所示。图2 TOPSwitch的额定开关频率为100kHz，允许工作范围90～110kHz。 TOPSwitch的稳压原理是通过反馈电流（即控制端电流）Ic来自动调节占空比，从而实现稳压。例如，当输出电压上升时，反馈电流随之上升，占空比呈反向变化而下降，导致输出电压也随之下降，从而保证输出电压的稳定。反之亦然。 2 电路图及工作原理由TOPSwitch构成的单片开关电源如图2所示，是典型的单端反激式开关电源。图2中T为三绕组高频变压器，工作频率为100kHz。3个绕组分别为：Np原边绕组（65匝）；Ns副边绕组（即输出绕组，13匝）；Nf反馈绕组（8匝）；各绕组同名端在图2中已标出。变压器中能量传递过程为：当TOPSwitch中的功率MOSFET导通时，变压器原边绕组储存能量；当功率MOSFET关断时，原边绕组中储存的能量传递给副边绕组和反馈绕组，经高频整流滤波后即可提供直流输出电压和反馈电压。图3、4、5 DZ1，D1和R1，C2组成了漏极箝位电路和能量吸收回路，用以限制TOPSwitch漏极因高频变压器的漏感而可能产生的尖峰电压。DZ1选用P6KE200A型瞬态电压抑制器（TVS），其反向击穿电压为200V。D1选用MUR160型超快恢复二极管，其最大反向耐压值为600V。由于TOPSwitch的漏—源极最小击穿电压为700V，而当其功率MOSFET关断时，变压器原边的直流输入电压、原边绕组的感应电压以及由变压器的漏感而产生的尖峰电压，三者叠加在一起，其值可能超过700V，故必须在TOPSwitch的漏极增加箝位电路和吸收电路，用以保护功率MOSFET不被损坏。 C3为TOPSwitch控制端的旁路电容，其作用是对控制电路进行补偿，并能设定自动重启动频率。电路中所选参数值已将自动重启动频率设定为1.2Hz。 D2及D3为高频输出整流二极管，其中D2为MUR420型超快恢复二极管，其最大反向工作电压为200V，额定整流电流为4A；D3为1N4148型玻封高速开关二极管，其最大反向工作电压75V，平均整流电流150mA。 L1为滤波电感，其值约为20μH，是由非晶合金磁性材料制成的穿心电感，俗称“磁珠”。其作用是滤除D2在反向恢复过程中产生的开关噪声。 DZ2及DZ3为稳压管，型号为2CW346。IC2为线性光耦合器，型号为PC817A，其内部发光二极管的导通压降约为1V，正常工作电流If约为1～5mA，其直流电流传输比为80％～160％。图6、7、8 输出电压由两只稳压管电压、PC817A中发光二极管的导通压降以及电阻R4上压降三者之和而确定，故改变R4的大小，就能改变（精确调节）输出电压的设定值，同时也能改变控制电路的增益，即改变控制电路的放大倍数。对于不同的输出电压要求，只须改变稳压管和限流电阻R4的大小即可。如前所述，输出电压Vo的稳压过程为：Vo↑（↓）→VR4↑（↓）→If↑（↓）→Ic↑（↓）→占空比↓（↑）→Vo↓（↑）。 3 实验结果该稳压电源的实验波形如图3～图8所示。当输入如图3所示，为Vi=80V时，输出电压vo如图4所示（平均值Vo=19.8V），此时TOPSwitch的漏源电压vDS波形如图5所示。当输入电压如图6所示，Vi=550V时，输出电压vo如图7所示（平均值Vo=20.3V），此时TOPSwitch的漏源电压vDS波形如图8所示。实验数据如表1所列。为了说明限流电阻R4对输出的影响，现将不同的R4值所对应的输出电压列在表2中。表1 输出电压与输入电压的关系表（R4=400Ω，Po=20W）输入电压Vi/V 输出电压Vo/V 80 19.8 100 19.9 150 20.0 200 20.1 250 20.1 300 20.2 350 20.2 400 20.2 450 20.3 500 20.3 550 20.3 表2 输出电压与电阻R4的关系表（Vi=200V，Po=20W）电阻R4/Ω 输出电压Vo/V 100 19.5 200 19.7 300 19.9 400 20.1 500 20.2 600 20.4 从表1中可以看出，该稳压电源虽然输入范围很宽，但其输出电压的稳定性却是相当高的，这对于某些特殊的应用场合还是很有价值的。在实际设计、使用该电源时，须注意如下事项： 1）若输入为交流，则在变压器输入侧增加相应的整流、滤波环节。若无滤波环节或滤波效果太差，都将导致电源无法正常工作； 2）绕制高频变压器时，应将原边绕组绕在最里层，反馈绕组居中，副边绕组在最外边，各绕组应均匀分布，同时绕组之间应采用绝缘胶带进行绝缘； 3）焊接TOPSwitch时，应使其引脚尽可能地短； 4）TOPSwitch和MUR420须加散热器。 4 结语本文所介绍的宽范围输入的稳压电源，结构简单，性能可靠，制作成本低廉，而且产品体积小，重量轻，因此，具有很大的实用价值，也代表了未来电源的发展方向。

时间：2005-09-04 关键词：隔离输入超宽开关电源电源技术解析基于稳压 topswitch
3500W与6000W高档开关电源的剖析

摘要：剖析了直流输出48V/70A与350V/10A两种3500W和48V/112A与350V/17A两种6000W高档开关电源的电路设计与元器件应用特点，并提出了有待继续分析的问题。关键词：功率因数校正；Buck?Boost变换器；分段式控制 4 6000W电源剖析经实体解剖证实，两种3500W电源的PFC贴片控制板电路结构、元器件完全相同。随后解剖了两种新搞到的6000W电源证明，其PFC贴片控制板电路结构与原3500W也基本相同。Ascom公司2000年投产的两种高档6000W电源（直流输出48V/112A和350V/17A），是更换淘汰IBM军用电源的工业级产品。说明了PFC控制电路设计已十分成熟，没有必要再改。图6 在打开6000W电源的外壳铁盖后，看到其大号的CBB多只高压电容器上，均标出了厂年月为“9926”、“9938”等。其中48V/112A通信电源的散热器加高了2～3倍，重达8kg；细看电源主板上的5只大号?47mm磁环电感器与3500W电源相同，主功率变压器和Boost储能电感器的外形结构也相似相近，只是又加长了约30％或体积增大了些。后来解剖发现两种6000W电源相同的Boost?PFC大电感器磁芯增加到4付8块EE55组合而成；48V/112A电源的主功率变压器改用3块?73mm扁平磁环叠合而成。 6000W电源的MOSFET均改用工业级标准型号公开的新品，是IR公司或IXYS产品，每台电源用6只MOSFET均为SOT?227B封装的四螺孔接线形式，并新增加一块专用功率印制板紧固6只MOSFET的漏极、源极、栅极螺孔连线片，明显改进了维修更换条件。功率板上的99″驱动变压器和驱动IC?M1C4421(99″)等，与3500W电源相同。图75 高功率因数的实现在实体拆焊解剖原贴片式PFC控制板时发现二个非常奇怪的现象：一是PFC主芯片IC脚16驱动输出端铜箔走线居然被悬空，不接电路板上任何其他元器件；二是IC脚14反常地接地线，它原是IC内部高频振荡器的CT电容器外接引脚端。为此，我于2001年底特别请教了李龙文先生，他是十年前我国最早消化、吸收、引进美国Unitrode公司专用IC的开关电源应用专家。早期问世的UC3854，作为高频有源功率因数校正器的代表性产品，专用于大功率电源抑制谐波电流污染电网，它是国际上经典的PFC功率因数校正“绿色能源”产品，早已选作美国的国家电源工业标准。十几年来专业期刊上发表的研究文献，均是整体选用UC3854作为PFC电路主芯片，没有见过停用UC3854内部高频振荡器和驱动输出的8只IC组合的PFC设计。图8 为什么3500W电源的实测PF≥0.999，能达到如此高性能指标，结论只有在调查的末尾才可得到。在充分准备之后，用特殊烙铁头逐一拆焊了高密度贴片PFC控制板上的近百个元器件，并逐一粘固在事先作了编号的硬壳白纸上。随后又细致测量了每一只电阻器和电容器的实际数值；并用万用表的R×kΩ档（内含1?5V电池）、R×10k档（内含9V＋1.5V电池）量程测量记录了十几只二极管的正向电阻值和反向电阻值，包括整流、开关、稳压二极管，肖特基二极管等。现给出PFC控制板拆焊全部贴片元器件，并用砂纸磨掉焊锡和绿漆之后，显露出来的印制板铜箔走线，其正面和反面分别见图6(a)及图6(b)。然后继续磨掉铜线后，两面分别显现的内部双夹层走线、焊点、绝缘圈等，见图6(c)及图6(d)。图7是放大的PFC控制板8只IC各引脚铜箔走线实体布局图。经过反复测查两面的穿心焊点连线之后，可绘制真实的PFC控制板电路图。现给出主芯片M1?UC3854（假代号53H1747）与其他7只IC内部单元电路相连的关系网图（图8）。并给出PFC控制板经插脚与电源整机主板上重点器件的连线简图（图9）。图9 两种3500W电源主板上完全相同的PFC控制板电路，它的奇特之处在于：其主芯片UC3854只利用了内部电路的前半部分，即线性模拟乘法器和电流误差放大器等；而其他重要的单元电路，如高频振荡器、PWM比较器、R?S触发器、逻辑控制电路和开关脉冲预放大驱动器，却反常地留给了PFC控制板上其他IC（LM319，LM339，LM358和LM393，74C00，74C04等共7只）来分别完成，设计者独辟新路，是为了扩大主芯片控制范围。 PFC控制板是电源整机实现高功率因数值的指挥中心。它分3路分别经3个插头焊脚送往3大功率器件，对3500W高档电源3个环节实现控制： 1）电网输入整流器P425单相全波整流可控桥，二可控端为G1、G2； 2）Buck?PFCIGBT功率开关管实行分段式控制，在三相或单相输入时工作状态不同； 3）Bcost?PFCMOSFET功率开关管控制脉冲经脚10输出，又经驱动IC放大。对两种3500W大功率电源整机通电加载，在较重负载时实测PF≥0?998，充分证明了PFC功率因数校正器电路系统的性能高超、设计成熟、巧妙独特。它在电路整体结构上是一个Buck?Boost组合的PFC控制电路，对IGBT开关管采用分段式控制，即当市电输入电压为三相380V时，全波整流器输出的100Hz低频脉动电压峰值达570V左右，则PFC控制板自动送出PWM脉冲到Buck电路的IGBT栅极，以PWM方式对其输出开关脉冲先作降压处理，再送往Boost变换器储能电感和MOSFET、二极管等。当市电输入电压为单相220V时，全波整流器的输出脉动低频电压峰值约310V，于是控制电路自动关断IGBT栅极的方波电压，使Buck失效，IGBT开关不再衰减脉动电压。在家庭实验条件下只有单相220V电压。此时IGBT处于导通状态，在功率管IGBT栅极实测到的电压波形不是PWM矩形波，而是310V、100Hz脉动电压波形。因为栅极与射极处于直通状态。图10给出了在空载恶劣条件下，实际测量打印的48V、70A通信电源市电输入电流波形，和最敏感变坏的电流谐波与功率因数值：输入电流波形变为尖窄脉冲、且相位明显偏离?入电压的正弦波相位；总电流谐波高达56.2％（3次谐波为41.9％，5次为26.9％，7次15.8％，9次14.2％等）；功率因数值剧降到0.456，比350V特种电源空载时的PF=0.859差了许多（它的电流总谐波仅21.5％、3次谐波14.6％，5次为10.5％，7次5.2％，9次1.9％等）。当48V电源加载到440W后，其市电输入电流波形明显转好，相位偏离也减小，敏感的电流总谐波降至15％，功率因数值大幅提高到0.958，虽然它接近350V电源加载到400W后的PF=0.989，但细看比较48V电流波形，显然台阶突起仍多尖，不如前者更接近正弦波形，且350W电源的加载后电流总谐波又显著减小到6?3％。当48V电源再加载到942.8W时，其电流波形也进一步改善为小台阶，电流总谐波又降至7?1％，PF=0.987。当48V电源加载到1385W时，输入电流波形才接近正弦波，PF=0.995，电流总谐波降到4.0％。（见图10，图11，图12与表2）。表2 48V/70A电源在九种不同负载时的功耗、功率因数、电流总谐波、电压总谐波　空载极轻载轻载Ⅰ 轻载Ⅱ 中载Ⅰ 中载Ⅱ 中载Ⅲ 重载Ⅰ 重载Ⅱ 功耗/W 106.3 150.8 550 731.7 9 428 1 385 1 826 2 268 2 610 功率因数 0.456 0.645 0.958 0.978 0.987 0.995 0.997 0.998 0.999 电流总谐波/％ 56.2 39.0 15.0 9.4％ 7.1 4.0 3.4 3.3 2.5 电压总谐波/％ 2.1 1.2 2.1 1.4％ 2.3 2.1 2.2 2.5 2.2 3次谐波电流/％ 41.8 26.1 7.6 3.7％ 3.1 1.3 0.9 0.8 0.9 满载时：2904.6W，13.08A，PF=0．999，电流总谐波2.8％，电压总谐波2.7％，3次谐波电流1?0％分别在空载、轻载、中载、重载、满载等多种不同条件下，测量打印了多台48V电源和多台350V电源的许多波形、谐波数据、PF值后，发现每种电源正常工作时的特性参数基本相似，大同小异。350V电源多台的主要性能指标，都明显高于多台48V通信电源。 6 问题下面为大功率开关电源技术研究者摆出了一些疑问和困惑。实体解剖48V/70A电源主板电路元器件，发现两个意外的反常设计：一是直流输出端没有并联泄放电阻，造成空载时副边整流回路电流剧减；二是主功率变压器原边绕组没有串接附加谐振电感器，导致全桥变换器滞后臂开关管轻载时不能实现零电压软开关，使损耗大增。而相比较之下，350V电源不但原边绕组串接了铁硅铝磁环的附加谐振电感器，而且副边整流后还增加了先进的有源箝位电路。这究竟是IBM电源各个专题组的设计失误造成？还是48V中低压输出大电流电源实际存在的设计难题？或是舰上工作条件无空载？请国内专家帮助分析。图127 测量仪器介绍杭州远方仪表厂2001年生产的PF9811智能电量测量仪，是测量各种电源多项电参数，并能够进行记录、数字处理、微机传输的的专用设备。它对电网电压、电流、功耗、功率因数等测量精度达1/1000；并提供专项测试软件给计算机。电源通电加载后它有4个红光显示屏同时给出4种电参量瞬态值。当需要测量并打印出电源的市电输入交流电压和电流波形、功率、PF等时，只须按下“锁存”键，此时4个显示屏给出的数据，均转为特定负载条件下的稳态值，它们经RS?232接口送给计算机。按PF9811专用软件，每次连续打印出2页测试报告。第1页是图3中市电输入电流波形、电压波形、频谱特性；第2页是表1中1～50次电压谐波、电流谐波数据群。特别是能精确打印出某个负载时电源市电输入电流波形，能最直观灵敏真实地反映PFC电路控制电源系统的功率因数校正结果。这为进一步深入解剖、参数试验、改进设计，提供了关键的判断依据和监测对象。这种“三合一”高档测量打印方法（PF9811＋联想电脑＋专用软件），是深入研究全桥变换器移相控制ZVS大功率开关电源的重要手段。

时间：2005-09-03 关键词：开关电源电源技术解析剖析高档 6000w 3500w
电流控制模式多路输出开关电源的研制

摘要：介绍了开关电源电流型PWM控制技术的原理和优点，并基于UC3842芯片设计了＋5V/4A，±12V/1A三路输出的反激式电源，具体分析了电路的工作原理和高频变压器参数的计算。关键词：脉宽调制；电流控制模式；反激式引言近年来，开关电源在通信、工业自动化、航空、仪表仪器等领域的应用越来越广泛。新颖的电流型PWM克服了传统的电压型PWM的缺点，使开关电源具有快速的瞬态响应、高度的稳定性、更好的电压调整率和负载调整率，特别是其内在的限流能力，使过载及短路保护简单可靠。电流型PWM集成控制器已经产品化，本设计使用的就是典型的Unitrode公司产品UC3842，其特别适合于小功率型开关电源。图11 电流控制模式的原理及优点图1所示为反激式开关电源的电压、电流双闭环控制的原理。时钟以固定频率发送脉冲，脉冲到来时，锁存器置“1”，开关管导通，变压器原边电流上升。上升到由误差信号Ue决定的阈值时，PWM比较器输出高电平，锁存器复位，功率开关管关断，直到下个脉冲的到来。当输入电压升高时，系统有很快的动态响应，对电压扰动实现前馈抑制。同时，电压误差放大器有很高的增益，不影响系统的稳定性，且改善了负载调整率。逐个脉冲电流检测限制可以简化过流保护电路，峰值限制最大输出电流，保证电源工作可靠，变压器和功率器件不必有较大的裕量。 2 电路原理与设计 2.1 UC3842简单介绍 UC3842是一种单端输出的峰值电流PWM控制芯片，管脚示意如图2所示。其内部有误差放大器、PWM调制、锁存、振荡时钟等基本模块，还有欠压锁定、过压保护、基准电源、低起动电流、电流图腾输出等功能。电压滞环的起动电压是16V，关闭电压是10V，6V的起动与关闭电压差可有效防止电路在阀值电压附近工作而引起的振荡。芯片起动电流1mA，所以，芯片可以对高压用电阻降压起动，待起动完成后由馈电绕组供电。补偿端接RC网络来改变误差放大器的闭环增益和频率响应。电流反馈端Ucs>1V时输出脉冲关断，起到逐个脉冲限流保护。时钟由外接阻容RT和CT决定。 2.2 电路的模块分析图3是以UC3842作为控制器的单端反激式开关电源的电路图,输出分别为＋5V/4A及±12V/1A。电路对＋5V输出用4N35光耦进行电压采样来精确稳压，±12V输出加三端稳压器稳压。图3中L1抑制共模干扰，RT是热敏电阻，限制上电的冲击电流，ZMR是压敏电阻，防止雷击，C4滤除工频信号；R2，C18，D5用于吸收开关管关断时，变压器漏感产生的过电压；R6及C8用于滤除MOSFET开通时的电流尖峰，避免对检测电流信号的干扰；R9及C11构成补偿网络；R1是检测电阻，用以把变压器原边的电流转化成电压，R7是起动电阻，起动完成后由馈电绕组经过D6及C7供电；R8及C5决定振荡器频率fosc=(kHz)，本设计中为50kHz；L2，C15，C16组成π型滤波，滤除低频，而C10滤除高频；R11是假性负载，因为，开关电源要求在空载下能工作，而反激式变换器必须保证磁路复位，否则会造成变压器磁芯饱和，烧坏主功率管。R15及C20吸收副边整流管的尖峰。TL431是精密可调基准电源，调节RES3可以改变输出电压。 2.3 稳压过程的分析电流控制型脉宽调制实际上是利用误差信号去控制变压器初级线圈中的电流。电路主要由调整脉宽来稳定＋5V/4A输出，而±12V/1A由于和＋5V线圈紧密耦合，所以，利用三端稳压器来稳压。图4所示，TL431是精密可调基准电源，稳压值为2.5～36V连续可调，工作时电路自行调节阴极K端电压，以使R端电压Uref保持在2.5V。图3 而输出电压Uo=Uref〔1＋R13/（R14＋RES3）〕≈UKA，由于Uref稳定在2.5V，若改变R13/（R14＋RES3〕就可以改变输出。本设计中Uo=2.5×〔1＋3.3kΩ/(1.5kΩ＋RES3))，如取RES3=1.8kΩ，则输出为5V。调节过程如下：当负载变化时，例如load↑→Uo↓→Uref↓→UKA↓→(Uo－UKA)↓→光耦原边i↓→光耦副边三极管Uce↑→PWM比较器反向输入端Ue↑→D↑→Uo↑；可见负载增大，电源自动调节占空比，使输出稳定，反之亦然。当输入电压升高时，即Ui↑→(Ui/L)↑→Uo↑→PWM比较器正向输入端Ucs↑→D↓→Uo↓；可见输入电压波动是前馈调节的，速度快，当然输入电压的变化也会影响输出，产生误差进而调节，这样线形调整率更佳。当调整RES3改变输出时，例如RES3↑→（R14＋RES3）↑→Uo↓→(Uo－UKA)↑→光耦原边i↓→D↓→Uo↓；可见其与负载变化调整情况相反，调大RES3是降低输出电压，占空比随之减小，从而稳定输出。 3 高频变压器的设计高频变压器是开关电源的关键，其决定着电源的性能，本电源的参数：＋5V/4A，±12V/1A，Po=45W，η=80％，DN=25％。设计选用EI型的铁氧体铁芯R2KB，常温时最大磁感应强度Bm=0.5mT，磁芯的有效截面积：Sc=125mm2。N1～4分别为输入、＋5V输出、馈电、±12V输出绕组匝数，Ui=300V为输入直流电压，UD为二极管导通压降取0.7V，DN=25％为额定占空比。 1）变压器匝比将DN，Ui，Uo=5V代入式（1）得n=0.057。 2）原边绕组电感将DN，Ui，T=1/fosc=1/50×103=20μs，Po，η代入式（2）得L=1mH。 3）原、副边绕组匝数将ΔB=0.15T(为了防止磁芯饱和，取ΔB<Bm)，Sc=125mm2代入式（3）得N1=80匝，则N2=N1n=4.6，取5匝，又馈电绕组和副边绕组同时导通，且稳定电压为13V，则 N4=N2/(Uo+UD)=12，考虑到三端稳压器的损耗故取15匝。 4）磁场气隙将数据代入式（4）得出δ=1mm。适当的气隙可防止变压器饱和，但过大又增加了变压器漏感，所以应该折中选择，本设计的EI磁芯，单边可取δ/2，实际中我们取0.5mm。 5）绕制技巧原边绕组分二层绕，先绕原边40圈，再把馈电绕组、输出绕组绕在一层，最外面还是原边绕组，层与层之间要加绝缘胶带，这样的绕制方式可有效降低变压器漏感。4 实验结果图5所示为高频变压器原、副边波形，由图5可见工作周期是20μs，原副边是以同名端作为示波器的正端的。图6所示为输出滤波电感的波形。 5 结语电流型PWM控制技术可以使开关电源获得优良的性能指标和较高的可靠性，控制器UC3842具有开关频率高，外围电路简单，成本低，特别适合于自动化仪表使用的单端小功率电源。

时间：2005-09-03 关键词：模式电流开关电源研制电源技术解析控制输出
LinkSwitch—TN系列节能型单片开关电源的电路设计

摘要：在某些家用电器的控制电源以及智能化电能表、住宅供热控制器中，允许使用非隔离电源。介绍了一种LinkSwitch－TN系列单片开关电源，可取代传统的阻容降压式线性电源，为实现高效节能型小功率开关电源的优化设计创造了有利条件。关键词：节能；单片开关电源；Buck电路；Buck?Boost电路；设计引言某些电子设备和家用电器并不需要使用输入与输出完全隔离的开关电源。例如，直流电机的驱动电源，空调、无霜冰箱和微波炉中的稳压电源，它们本身就属于隔离系统，因此可由非隔离式开关电源供电，但要求这种开关电源的电路简单、电源效率高。 PI公司于2004年1月最新推出LinkSwitch—TN系列四端非隔离式、节能型单片开关电源专用IC，它是专门为取代家用电器及工业领域所用小功率线性电源而设计的，不仅能去掉笨重的电源变压器，还克服了阻容降压式线性电源负载特性差的缺陷。LinkSwitch—TN系列包含LNK304P／G、LNK305P／G、LNK306P／G共6种型号，最大输出电流为360mA，适用于家用电器中的控制电源以及LED驱动器。 1LinkSwitch—TN系列单片开关电源的性能特点 1）LinkSwitch—TN系列产品能以最少数量的外围元器件，构成非隔离式、节能型开关电源。与传统的“无源（靠电容降压）”解决方案相比，LinkSwitch－TN采用了EcoSmart?节能技术，不仅能达到比电容降压式线性稳压电源更高的效率，而且可提高功率因数。 2）使用灵活，既可设计成正压输出的降压式（Buck）电路，亦可设计成负压输出的降压或升压式（Buck?Boost）电路、降压式LED恒流驱动电路，能满足不同用户的需要。 3）输入电压范围宽，在交流85～265V范围内具有良好的电压调整率和负载调整率。有两种工作模式可供选择，即连续模式（CCM），不连续模式（DCM），多数情况下选择不连续模式。 4）抗干扰能力强，低功耗。LinkSwitch—TN的开关频率为66kHz，频率抖动范围是4kHz。利用频率抖动技术能将电磁干扰降低10dB，还能减小EMI滤波器的功耗。功率MOSFET能快速导通，并且无过冲现象。当电源空载且输入电压为230V时，采用自供电降压电路的功耗仅为80mW；采用外部偏置电路时的功耗低至12mW。 5）保护功能完善。芯片内部有短路后自动重启动的保护电路、开环故障检测及保护电路、限流保护电路和具有滞后特性的过热保护电路。在交流固定输入230（1±15％）V或交流宽范围输入（亦称通用输入）时，LinkSwitch—TN的最大输出电流值见表1。表1 LinkSwicth—TN系列产品的最大输出电流值 mA产品型号 230（1±15％）V输入 85～265V输入不连续模式连续模式不连续模式连续模式 LNK304P/G 120 170 120 170 LNK305P/G 175 280 175 280 LNK306P/G 225 360 225 360 2 LinkSwitch—TN系列单片开关电源的接线方式 2.1 LinkSwitch—TN的7种电路接线方式 LinkSwitch—TN的7种接线方式分别如图1（a）～（g）所示。用户可根据需要选其中一种电路。 2.1.1 正端降压式直接反馈电路正端降压式直接反馈电路见图1（a）。其主要特点如下：——输出取决于输入（下同，不再赘述）； ——正压输出； ——UO<UI； ——电路简单，成本低； ——UO的精确度约为±10％。 2.1.2 正端降压式光耦反馈电路正端降压式光耦反馈电路见图1（b）。其主要特点如下： ——正压输出； ——UO<UI； ——采用光耦反馈电路，由外部基准电压决定UO的精确度，输出端不需要接负载电阻，空载时的功耗最低。 2.1.3 负端降压式光耦反馈电路负端降压式光耦反馈电路见图1（c）。其主要特点如下： ——正压输出； ——UO<UI； ——采用光耦反馈电路，由外部基准电压决定UO的精确度，输出端不需要接负载电阻。 2.1.4 负端降压式LED恒流驱动电路负端降压式LED恒流驱动电路见图1（d）。它适合驱动LED，其他特点与2.1.3相同。 2.1.5 正端升压／降压式直接反馈电路正端升压／降压式直接反馈电路见图1（e）。其主要特点如下： ——负压输出； ——升压或降压式输出，做升压式输出时， |UO|>UI；做降压式输出时，|UO|<UI； ——电路简单，成本低，UO的精确度约为±10％； ——即使功率MOSFET失效，输入端电压也不会加到输出端上而损坏负载。图2 2.1.6 正端升压／降压式LED恒流驱动电路正端升压／降压式LED恒流驱动电路见图1（f）。该电路适合驱动LED，它比图1（d）所示电路恒流驱动的精确度更高，受环境温度的影响更小。其他特点与2.1.5相同。 2.1.7 负端升压／降压式光耦反馈电路负端升压／降压式光耦反馈电路见图1（g）。其主要特点如下： ——负压输出； ——升压或降压式输出，做升压式输出时， |UO|>UI；做降压式输出时，|UO|<UI； ——采用光耦反馈电路，由外部基准电压决定UO的精确度，输出端不需要接负载电阻； ——即使功率MOSFET失效，输入端电压也不会加到输出端上； ——空载时的功耗最低。 2.2 基本电路结构由LinkSwitch—TN系列构成非隔离式电源时有两种基本电路结构，即Buck（降压式）变换器，Buck?Boost（降压或升压式）变换器，分别如图2（a）及图2（b）所示。RF为熔断电阻器，VDIN1及VDIN2为输入级整流管。VDFW为超快恢复二极管。CIN1及CIN2为输入级滤波电容，LIN为输入级电感。CBP为旁路电容，RBAIS为偏置电阻。RFB，CFBB和VDFB分别为反馈电阻、反馈电容和反馈二极管。L为输出级电感，RPL为负载电阻。图2（a）及图2（b）所示电路的主要区别是VDFW及L的接线位置不同。Buck变换器是将VDFW并联在源极与输入电压的负端之间，L串联在源极与输出电压的正端之间。Buck?Boost变换器则与之相反。对于给定的LinkSwitch—TN芯片和电感值，选择Buck拓扑不仅可获得最大输出功率，还能降低LinkSwitch—TN芯片所承受的电压，减小通过滤波电感的平均电流。 3 LinkSwitch—TN系列单片开关电源的典型应用由LNK304构成＋12V/120mA非隔离式开关电源的电路如图3所示，其输出功率为1.44W。该电路适用于空调、洗碗机、电饭煲等家用电器的控制电源，亦可用做夜间照明灯、LED驱动器、智能化电能表以及住宅供热控制器，在这些地方允许使用非隔离电源。输入电路由可熔断电阻器RF、二极管VD1及VD2、电容C4及C5和电感L2组成。可熔断电阻器具有以下功能： ——对VD1和VD2起限流保护作用； ——降低串模噪声干扰； ——当其他元器件发生短路故障时，RF迅速被熔断，切断输入电压。用可熔断电阻器代替保险管的优点是它在熔断时不会产生电火花或烟雾，既安全又不造成干扰。将二极管VD1和VD2串联后，耐压能力可提高到2kV，并且使噪声电流只在二极管导通时通过。电源调整电路由LNK304、UF4005型超快恢复二极管VD3、输出储能电感L1和滤波电容C2组成。电感L1的峰值电流是由LNK304P的极限电流来限制的，其控制方案与TinySwitch中的开／关控制器很相似。由于VD4（玻璃钝化的1N4005GP）和VD3的正向压降相同，因此C3两端的电压能跟随输出电压的变化。C3上的电压经过电阻R1和R3分压后送至LNK304的引脚FB。为达到所期望的输出电压值，UFB应等于0.65V。 LNK304是通过跳过周期的方式来对输出电压进行调节的。当输出电压升高时，流入引脚FB的电流IFB也会增加，若电流IFB>49μA，则随后的周期将被跳过去，直到IFB<49μA。因此，当负载减轻时将跳过许多周期；负载加重时跳过的周期较少。如果发生输出过载、输出短路故障，LinkSwitch—TN开关就进入自动重启动阶段，输出功率降至POM×6％，从而限制了平均输出功率。R2为负载电阻，可将轻载或空载时的输出电压与额定输出电压的误差控制在±10％以内。取R2=2.4kΩ时，预设的负载电流为5mA。实测该开关电源的负载调整曲线如图4所示。 4 电路设计要点下面以图3为例，介绍LinkSwitch—TN的电路设计要点。 4.1 续流二极管VD3 采用不连续模式时，VD3应选择trr≤75ns的超快恢复二极管作为续流二极管；采用连续模式时，要求trr≤35ns。UF4005属于超快恢复二极管，其trr=30ns，能满足上述两种工作模式的需要。不要使用快恢复二极管，因为，这种管子的反向恢复时间为几百ns，在启动过程中会使LinkSwitch—TN总处于连续工作模式，从而产生上升沿很高的尖峰电流强迫转换周期提前结束，使输出无法达到稳定状态。 4.2 反馈二极管VD4 反馈二极管VD4可选用廉价的整流管，如1N4005型整流管，但最好采用玻封管，这种管子的反向恢复时间较短。此外，VD4和VD3的正向压降应相等。 4.3 电感L1 推荐L1采用带铁氧体磁芯的电感，以降低成本并减小音频噪声。L1的电感量应大于或等于设计值，所能承受的有效值电流也要留出一定余量。 4.4 输出级滤波电容C2 C2的主要作用是平滑滤波。鉴于输出的纹波电压与C2的等效串联电阻（ESR）呈函数关系，因此，要尽量选择低ESR的电容。 4.5 反馈电阻（R1）和偏置电阻（R3）由R1和R3构成的电阻分压器应使引脚FB的电压保持在1.65V。R3可选择标称阻值为2kΩ/±1％的电阻。 4.6 反馈电容C3 C3可选普通的电解电容，它具有“取样保持”的功能。在LinkSwitch—TN关闭时间内，C3上的电压被充电到输出电压值。C3的电容量范围是10～22μF，当电容量取得过小时会降低在小负载情况下的稳压性能。 4.7 负载电阻R2 当最小负载电流小于3mA时，直接反馈式电路要求有一个负载电阻来维持输出电压的稳定。选择R2=4kΩ时，可使IOmin=3mA。此外，在光耦反馈式电路中还需要给外部稳压管接限流电阻（RZ），将稳压管的工作电流限制在1～2mA，以减小空载时输出的纹波电压，参见图1（c）。 5 结语 LinkSwitch—TN系列单片开关电源具有性能先进、使用灵活、电路简单、成本低廉等优点，具有良好的应用前景。利用LinkSwitch—TN还可设计多路输出式开关电源，其特点是电源的总输出电压及总输出电流等于各路输出之和（对负压应取绝对值）。

时间：2005-07-10 关键词：电路设计开关电源单片电源技术解析 tn 系列节能型 linkswitch
LinkSwitch—TN系列节能型单片开关电源的电路设计

摘要：在某些家用电器的控制电源以及智能化电能表、住宅供热控制器中，允许使用非隔离电源。介绍了一种LinkSwitch－TN系列单片开关电源，可取代传统的阻容降压式线性电源，为实现高效节能型小功率开关电源的优化设计创造了有利条件。关键词：节能；单片开关电源；Buck电路；Buck?Boost电路；设计引言某些电子设备和家用电器并不需要使用输入与输出完全隔离的开关电源。例如，直流电机的驱动电源，空调、无霜冰箱和微波炉中的稳压电源，它们本身就属于隔离系统，因此可由非隔离式开关电源供电，但要求这种开关电源的电路简单、电源效率高。 PI公司于2004年1月最新推出LinkSwitch—TN系列四端非隔离式、节能型单片开关电源专用IC，它是专门为取代家用电器及工业领域所用小功率线性电源而设计的，不仅能去掉笨重的电源变压器，还克服了阻容降压式线性电源负载特性差的缺陷。LinkSwitch—TN系列包含LNK304P／G、LNK305P／G、LNK306P／G共6种型号，最大输出电流为360mA，适用于家用电器中的控制电源以及LED驱动器。 1LinkSwitch—TN系列单片开关电源的性能特点 1）LinkSwitch—TN系列产品能以最少数量的外围元器件，构成非隔离式、节能型开关电源。与传统的“无源（靠电容降压）”解决方案相比，LinkSwitch－TN采用了EcoSmart?节能技术，不仅能达到比电容降压式线性稳压电源更高的效率，而且可提高功率因数。 2）使用灵活，既可设计成正压输出的降压式（Buck）电路，亦可设计成负压输出的降压或升压式（Buck?Boost）电路、降压式LED恒流驱动电路，能满足不同用户的需要。 3）输入电压范围宽，在交流85～265V范围内具有良好的电压调整率和负载调整率。有两种工作模式可供选择，即连续模式（CCM），不连续模式（DCM），多数情况下选择不连续模式。 4）抗干扰能力强，低功耗。LinkSwitch—TN的开关频率为66kHz，频率抖动范围是4kHz。利用频率抖动技术能将电磁干扰降低10dB，还能减小EMI滤波器的功耗。功率MOSFET能快速导通，并且无过冲现象。当电源空载且输入电压为230V时，采用自供电降压电路的功耗仅为80mW；采用外部偏置电路时的功耗低至12mW。 5）保护功能完善。芯片内部有短路后自动重启动的保护电路、开环故障检测及保护电路、限流保护电路和具有滞后特性的过热保护电路。在交流固定输入230（1±15％）V或交流宽范围输入（亦称通用输入）时，LinkSwitch—TN的最大输出电流值见表1。表1 LinkSwicth—TN系列产品的最大输出电流值 mA产品型号 230（1±15％）V输入 85～265V输入不连续模式连续模式不连续模式连续模式 LNK304P/G 120 170 120 170 LNK305P/G 175 280 175 280 LNK306P/G 225 360 225 360 2 LinkSwitch—TN系列单片开关电源的接线方式 2.1 LinkSwitch—TN的7种电路接线方式 LinkSwitch—TN的7种接线方式分别如图1（a）～（g）所示。用户可根据需要选其中一种电路。 2.1.1 正端降压式直接反馈电路正端降压式直接反馈电路见图1（a）。其主要特点如下：——输出取决于输入（下同，不再赘述）； ——正压输出； ——UO<UI； ——电路简单，成本低； ——UO的精确度约为±10％。 2.1.2 正端降压式光耦反馈电路正端降压式光耦反馈电路见图1（b）。其主要特点如下： ——正压输出； ——UO<UI； ——采用光耦反馈电路，由外部基准电压决定UO的精确度，输出端不需要接负载电阻，空载时的功耗最低。 2.1.3 负端降压式光耦反馈电路负端降压式光耦反馈电路见图1（c）。其主要特点如下： ——正压输出； ——UO<UI； ——采用光耦反馈电路，由外部基准电压决定UO的精确度，输出端不需要接负载电阻。 2.1.4 负端降压式LED恒流驱动电路负端降压式LED恒流驱动电路见图1（d）。它适合驱动LED，其他特点与2.1.3相同。 2.1.5 正端升压／降压式直接反馈电路正端升压／降压式直接反馈电路见图1（e）。其主要特点如下： ——负压输出； ——升压或降压式输出，做升压式输出时， |UO|>UI；做降压式输出时，|UO|<UI； ——电路简单，成本低，UO的精确度约为±10％； ——即使功率MOSFET失效，输入端电压也不会加到输出端上而损坏负载。图2 2.1.6 正端升压／降压式LED恒流驱动电路正端升压／降压式LED恒流驱动电路见图1（f）。该电路适合驱动LED，它比图1（d）所示电路恒流驱动的精确度更高，受环境温度的影响更小。其他特点与2.1.5相同。 2.1.7 负端升压／降压式光耦反馈电路负端升压／降压式光耦反馈电路见图1（g）。其主要特点如下： ——负压输出； ——升压或降压式输出，做升压式输出时， |UO|>UI；做降压式输出时，|UO|<UI； ——采用光耦反馈电路，由外部基准电压决定UO的精确度，输出端不需要接负载电阻； ——即使功率MOSFET失效，输入端电压也不会加到输出端上； ——空载时的功耗最低。 2.2 基本电路结构由LinkSwitch—TN系列构成非隔离式电源时有两种基本电路结构，即Buck（降压式）变换器，Buck?Boost（降压或升压式）变换器，分别如图2（a）及图2（b）所示。RF为熔断电阻器，VDIN1及VDIN2为输入级整流管。VDFW为超快恢复二极管。CIN1及CIN2为输入级滤波电容，LIN为输入级电感。CBP为旁路电容，RBAIS为偏置电阻。RFB，CFBB和VDFB分别为反馈电阻、反馈电容和反馈二极管。L为输出级电感，RPL为负载电阻。图2（a）及图2（b）所示电路的主要区别是VDFW及L的接线位置不同。Buck变换器是将VDFW并联在源极与输入电压的负端之间，L串联在源极与输出电压的正端之间。Buck?Boost变换器则与之相反。对于给定的LinkSwitch—TN芯片和电感值，选择Buck拓扑不仅可获得最大输出功率，还能降低LinkSwitch—TN芯片所承受的电压，减小通过滤波电感的平均电流。 3 LinkSwitch—TN系列单片开关电源的典型应用由LNK304构成＋12V/120mA非隔离式开关电源的电路如图3所示，其输出功率为1.44W。该电路适用于空调、洗碗机、电饭煲等家用电器的控制电源，亦可用做夜间照明灯、LED驱动器、智能化电能表以及住宅供热控制器，在这些地方允许使用非隔离电源。输入电路由可熔断电阻器RF、二极管VD1及VD2、电容C4及C5和电感L2组成。可熔断电阻器具有以下功能： ——对VD1和VD2起限流保护作用； ——降低串模噪声干扰； ——当其他元器件发生短路故障时，RF迅速被熔断，切断输入电压。用可熔断电阻器代替保险管的优点是它在熔断时不会产生电火花或烟雾，既安全又不造成干扰。将二极管VD1和VD2串联后，耐压能力可提高到2kV，并且使噪声电流只在二极管导通时通过。电源调整电路由LNK304、UF4005型超快恢复二极管VD3、输出储能电感L1和滤波电容C2组成。电感L1的峰值电流是由LNK304P的极限电流来限制的，其控制方案与TinySwitch中的开／关控制器很相似。由于VD4（玻璃钝化的1N4005GP）和VD3的正向压降相同，因此C3两端的电压能跟随输出电压的变化。C3上的电压经过电阻R1和R3分压后送至LNK304的引脚FB。为达到所期望的输出电压值，UFB应等于0.65V。 LNK304是通过跳过周期的方式来对输出电压进行调节的。当输出电压升高时，流入引脚FB的电流IFB也会增加，若电流IFB>49μA，则随后的周期将被跳过去，直到IFB<49μA。因此，当负载减轻时将跳过许多周期；负载加重时跳过的周期较少。如果发生输出过载、输出短路故障，LinkSwitch—TN开关就进入自动重启动阶段，输出功率降至POM×6％，从而限制了平均输出功率。R2为负载电阻，可将轻载或空载时的输出电压与额定输出电压的误差控制在±10％以内。取R2=2.4kΩ时，预设的负载电流为5mA。实测该开关电源的负载调整曲线如图4所示。 4 电路设计要点下面以图3为例，介绍LinkSwitch—TN的电路设计要点。 4.1 续流二极管VD3 采用不连续模式时，VD3应选择trr≤75ns的超快恢复二极管作为续流二极管；采用连续模式时，要求trr≤35ns。UF4005属于超快恢复二极管，其trr=30ns，能满足上述两种工作模式的需要。不要使用快恢复二极管，因为，这种管子的反向恢复时间为几百ns，在启动过程中会使LinkSwitch—TN总处于连续工作模式，从而产生上升沿很高的尖峰电流强迫转换周期提前结束，使输出无法达到稳定状态。 4.2 反馈二极管VD4 反馈二极管VD4可选用廉价的整流管，如1N4005型整流管，但最好采用玻封管，这种管子的反向恢复时间较短。此外，VD4和VD3的正向压降应相等。 4.3 电感L1 推荐L1采用带铁氧体磁芯的电感，以降低成本并减小音频噪声。L1的电感量应大于或等于设计值，所能承受的有效值电流也要留出一定余量。 4.4 输出级滤波电容C2 C2的主要作用是平滑滤波。鉴于输出的纹波电压与C2的等效串联电阻（ESR）呈函数关系，因此，要尽量选择低ESR的电容。 4.5 反馈电阻（R1）和偏置电阻（R3）由R1和R3构成的电阻分压器应使引脚FB的电压保持在1.65V。R3可选择标称阻值为2kΩ/±1％的电阻。 4.6 反馈电容C3 C3可选普通的电解电容，它具有“取样保持”的功能。在LinkSwitch—TN关闭时间内，C3上的电压被充电到输出电压值。C3的电容量范围是10～22μF，当电容量取得过小时会降低在小负载情况下的稳压性能。 4.7 负载电阻R2 当最小负载电流小于3mA时，直接反馈式电路要求有一个负载电阻来维持输出电压的稳定。选择R2=4kΩ时，可使IOmin=3mA。此外，在光耦反馈式电路中还需要给外部稳压管接限流电阻（RZ），将稳压管的工作电流限制在1～2mA，以减小空载时输出的纹波电压，参见图1（c）。 5 结语 LinkSwitch—TN系列单片开关电源具有性能先进、使用灵活、电路简单、成本低廉等优点，具有良好的应用前景。利用LinkSwitch—TN还可设计多路输出式开关电源，其特点是电源的总输出电压及总输出电流等于各路输出之和（对负压应取绝对值）。

时间：2005-07-10 关键词：电路设计开关电源单片电源技术解析 tn 系列节能型 linkswitch
3500W与6000W高档开关电源的剖析(1)

摘要：剖析了直流输出48V/70A与350V/10A两种3500W和48V/112A与350V/17A两种6000W高档开关电源的电路设计与元器件应用特点，并提出了有待继续分析的问题。关键词：功率因数校正；Buck?Boost变换器；分段式控制引言在2001年7月，有位电源技术爱好者送来了两种据称是“军用绝密级”的高档电源各2台，希望我能作专题解剖，深入分析，以消化吸收其先进技术。图8 该电源铁壳上的铭牌标明，是IBM公司的“Bulk”大型舰船专用电源。一种是直流输出48V/70A的长型通信电源，长×宽×高=70cm×22cm×12cm，重量约14kg。电网输入三相380～415V（电流13A），也可降低输入200～240V（电流24A），频率50～60Hz。这种电源装有电风扇强迫风冷，还在外壳上安装了一只三相高压大开关。电网输入先经大屏蔽盒滤波。另一种是直流输出350V/10A的短型特种电源，长×宽×高=40cm×30cm×8cm，重约10kg，无强迫风冷，散热器也较短。其铁壳上铭牌标明为电网三相输入，有三种输入范围：200～240V、380～415V、460～480V。低电压时IIN=25A(MAX)；其输出直流为350V/12.5A(MAX)。电网频率50～60Hz。 2 3500W电源解剖解剖工作第一步是拆焊两种（两台）电源主板上的大功率元器件，共有三类： 1）最重的大号磁性组件主功率变压器和Boost储能电感器，铁粉芯磁环电感5只； 2）大号MOSFET、IGBT功率开关管模块，和两只电网整流器模块P425等； 3）大号高压铝电解电容器940μF/450V4只， 220μF/450V2只，以及多个CBB高频、高压、无感、无极性聚丙烯大电容器，都是优质的突波吸收元件。图2 2.1 IR公司的功率器件首先，让我意外新奇的是：均为IR公司商标的MOSFET、IGBT大模块，其产品型号标记居然都被假代号替换，它们在IR公司厚本产品手册上均查不到。 1）侧壁贴出一个IGBT内接一只二极管的模块，标号为“F530（9604）”、“F826（9615）”、“F1670（9726）”、“F4702（9845）”等。 2）从电路判断是一个MOSFET内含一只二极管的模块，标号为“M4005（6315）”、“M4427（9624）”、“M3422（9611）”等。 3）从电路判断是二只MOSFET（半桥双管）的模块，标号为“M5220（9708）”、“M5662（9726）”、“M3419（9603）”、“M6768（9814）”等。在市场上从未见过这种特殊外壳，每只重近100g的MOSFET大模块。每台电源用4只，其散热顶层的铜块厚达6mm，长×宽=9.2cm×2cm。48V电源有炸裂。 4）PFC控制板上的主芯片标记为“53H1747”，4台电源均同，本应是UC3854。我先把拆焊下来的IR公司产品MOSFET和IGBT共8～9只，带到IR深圳分公司找技术员询问和鉴定，回答是“军用绝密级”产品，非工业民品，故手册上无。按3500W电源分析，该MOSFET反向耐压应在500V～600V，工作电流在30A～40A。由于IR代理商确认了这两种大功率电源主板上使用的大号高频开关管，是为军用装备特制的高档产品，为了保密才改用假代号。因此，值得下功夫认真细致地对两种3500W电源作深入解剖、全面测量、专题分析。随后我又几次在供货商处查看多台开盖电源主板上的MOSFET、IGBT模块侧壁商标，并详细记录主要符号，才发现IR公司设在墨西哥（MADEINMEXICO）厂地的特制MOSFET，暗藏了下述重要标记： ——凡是在最下层标上“82?5039＋”者，不论假代号怎么变，均为半桥双管MOSFET，如“M7471（9846）”、“M3937（9613）”、“M3438（9602）”、“M5706（9732）”、“M3467（9602）”； ——凡是最下层标记为“82?6252＋”者，不论假代号如何换，均为单管MOSFET加一只二极管，如“M7453（9845）”、“M4045（9616）”、“M3721（9609）”、“M5394（9714）”、“M3161（9547）”、“M3453（9602）”等。 2.2 EC公司的电容器电源上使用的EC公司CCB高压无极性电容器，其工艺之精致，市场上难见到。 1）每台电源用3只大号长园柱形CBB－2.5μF/DC850V，H×D=6cm×2.4cm； 2）用2只椭园形CBB－8μF/DC500V，L×W×T=4.7cm×3.9cm×2.6cm； 3）每台用2只CBB－1.0μF/DC850V（扁平形、4引脚），上述三种电容器用在三相输入滤波与Boost电路； 4）48V/70A通信电源输出滤波电容器CBB－50μF/DC100V，是最粗胖的，无极性； 5）350V/10A特种电源输出滤波电容器CBB－3.3μF/DC500V，均用半透明硅胶封装。 2.3 磁性元件对两种3500W高档电源主板上实用的大型磁件组合拆开细看，其特殊的设计结构和选材，让我大开眼界，并悟到多项技巧。 2.3.1 主功率变压器漆包线绕组和绝缘胶带拆解之后发现，两种3500W电源均是用两块大号磁环叠合而成。每块磁环的外径达?73mm，磁环厚（高）12mm，其绕组线的宽度为18mm。选用磁环在100kHz开关高频时不存在漏感问题；而两块扁平面磁环叠合在一起，再紧绕制主变压器的原边绕组和副边绕组、加多层绝缘胶带等。在两块金属铁粉芯磁环平面之间，实际上仍然存在许多小的天然气隙（虽已压紧靠拢），这使得主功率变压器在重负载高频大电流工作时，抗饱和能力大增。这与大号功率铁氧体磁芯的截断面被细磨抛光“镜亮”的状况大不相同。美、德公司在大功率高频开关电源关键部件上采用的先进技术值得借鉴。可以预计，如果3500W电源的主功率变压器改用传统常规的EE85厚型铁氧体磁芯，不仅体积和重量会成倍增大，而且过载抗饱和能力会明显降低，使电源在浪涌冲击下损坏MOSFET功率管的几率大为增加。由Ascom研制的6000W－48V/112A大功率电源，其主变压器磁芯改为三块?73mm扁平磁环叠合，这个惊人之举太巧妙、独特而意义深远，十分值得学习采纳。 2.3.2 Boost变换器的方形铁壳储能电感器拆解后才发现新奇的结构与选材。350V/10A电源Boost电感器是采用三付6块EE55铁氧体磁芯复合而成，但其中心柱截面气隙达5.2mm（每块为2.6mm）。Boost储能电感器的绕组导线并不用常规的多股?0.47mm漆包线卷绕，而是采用两条极薄的（厚度仅0.1mm）、宽度33mm红铜带叠合，每条薄铜带总长约6.5m，叠合压紧在（可插6块EE55磁芯的）塑料骨架上共绕26圈，再接焊锡导线引出，用多层耐高压绝缘胶带扎紧包裹。这种特殊薄铜带工艺绕制的Boost储能电感量=267μH、Q=0.36，它对于减小高频集肤效应、改善Boost变换器开关调制波形、降低磁件温升均有重要作用。这又是一项前所未见的重大技术革新。多年来电源技术论文中有关PFC?Boost磁件的设计论文尚未见过这种报道。前几年我在2000W?PFC试验时换用几种大号铁粉芯磁环，或用较大罐形铁氧体磁芯加大气隙，绕制的Boost储能电感器仍发热过快、过高，效果不理想。现受到很大启发。 2.3.3 附加谐振电感器拆焊350V/10A电源时，发现主功率变压器原边绕组串联的附加谐振电感器，是一种直径为?33mm的铁硅铝磁环，绕组用多股细线绕3.5圈，电感量为3.2μH。而拆焊6000W电源350V/17A输出型，其原边串接的附加谐振电感器是用?42mm的铁硅铝磁环。比较几年前试验用的1000W、2000W、3000W电源，曾用加气隙的EE55、EE65、EE70铁氧体做附加谐振电感器，它们比主功率变压器磁芯只小一个等级，且温升较高。可见改用铁硅铝磁环，能大大减小附加谐振电感器重量和体积，是发现的又一项新技术。为了准确绘制两种3500W电源主板上的所有元器件焊点位置，印制板铜箔走线，以便画出真实的电源电路设计图，我预先测量尺寸，尽量避开焊点，在主板中间位置锯开了印制板（厚2mm的玻璃纤维硬板），终于按1：1的实际比例，用2张A4复印纸即可绘制出电源主板正面元器件布局图、两块控制板焊点位置等。再用2张A4白纸绘制电源主板背面印制板铜箔走线、一些贴片阻容、许多穿孔焊点定位等。并由此初步绘出了3500W电源的主功率变换电路，如图1所示。两种电源的设计结构大同小异，并给出了图2总方框图与PFC、全桥控制板的关系图。 3 3500W两种电源主电路的特点与分析从实体解剖、拆焊绘制48V/70A通信电源（有的穿孔、有的并不穿孔只在单面），由此绘出的图1主功率变换电路图，以及图2电源总结构框图与PFC、全桥控制板相互关系，看出一个总体规律。 1）两种直流输出电压和电流大不相同的3500W高档电源（Vo、Io均相差7倍），其主功率变换电路的三大环节基本相同，即电网输入滤波整流电路；PFC系统的Buck?Boost组合电路亦分段控制；全桥变换器移相式控制ZVS软开关电路。 2）两种电源的PFC贴片元器件控制板完全相同。有8只IC和上百个阻容。包括PFC控制板与电源主板连接的双列插头16芯焊脚也完全相同。高密度的PFC贴片控制板仅厚1.0mm，但解剖发现印制板内部还有两个夹层电路设计。 3）两种电源的贴片元器件高密度全桥控制板实体大不相同，其主芯片均用UC3877。48V/70A电源全桥控制板单面布元器件。其总面积比双面均焊贴片元器件的350V/10A电源全桥控制板大一倍；单面元器件的印制板夹层铜箔走线也较简?些。两种电源接外壳监控电路插座结构也不同。48V电源全桥控制板上与主芯片UC3877DWP配合的另外7只IC是LM339X2，74HC05，74HC86，LM358X2，MAX875。350V电源全桥控制板与主芯片UC3877DWP配合的另外8只IC是OP177G、AD620、LM393X3、LM358、74HC05、74HC86等。48V/70A通信电源长70cm，主板空间宽裕。但该电源Boost储能电感器磁芯只用了两付4块EE55，功率容量偏小，有两台电源炸毁Boost?MOSFET，是设计失误。 4）350V/10A电源实体副边整流之后加设了有源箝位电路，使主功率变换器副边也实现软开关，明显降低了在空载恶劣条件下电源整机的高频噪声。特别是350V电源的Boost储能电感器设计是采用三付6只EE55磁芯组合（中心柱气隙均5.6mm），没有发现一台350V电源炸Boost?MOSFET。说明该专题设计组成功了。表1及图3分别给出了一台350V/10A电源在空载恶劣条件下，仪器测量打印的数据和波形。图4给出加负载400W之后测量打印的电网输入电流、电压波形，功率因数值，频谱特性等。 IBM、Ascom电源把市电三相输入，巧妙地先分解成两个单相输入，然后再分别作全波整流，其中一只受控。这在大功率开关电源设计上具有重大优势和实用价值。普通的三相PFC变换器输出电压高达DC760～800V（有的甚至DC1000V）这就要求后级变换器的功率开关管耐压达DC 1000～1200V。因此，国际上热门研究用三电平软开关变换器克服该难题，它需要多串联一只开关管降低反向电压，使电路元器件及成本明显增加。而IBM独辟新路，用较简化方法解决了该难题。图4为加载波形。图5给出了350V/10A电源在4种不同负载条件下，测量打印的电网输入电流、电压波形等。表1 PF9811配合电脑、专用软件测量打印的第2页测试报告：高次谐波数据群谐波次数电压谐波电流谐波谐波次数电压谐波电流谐波 1 100.0％ 100.0％ 26 0.0% 0.3% 2 0.0％ 0.5％ 27 0.1% 3.6% 3 0.7％ 14.6％ 28 0.0% 0.2% 4 0.0％ 0.1％ 29 0.0% 2.1% 5 0.3％ 10.5％ 30 0.0% 0.2% 6 0.1％ 0.3％ 31 0.0% 1.5% 7 0.4％ 5.2％ 32 0.0% 0.1% 8 0.0％ 0.3％ 33 0.0% 0.6% 9 0.3％ 1.9％ 34 0.0% 0.2% 10 0.0％ 0.2％ 35 0.0% 2.2% 11 0.4％ 2.2％ 36 0.0% 0.1% 12 0.0％ 0.4％ 37 0.0% 1.1% 13 0.4％ 3.7％ 38 0.0% 0.2% 14 0.0％ 0.2％ 39 0.0% 1.2% 15 0.1％ 4.9％ 40 0.0% 0.1% 16 0.0％ 0.4％ 41 0.0% 0.2% 17 0.2％ 3.6％ 42 0.0% 0.1% 18 0.0％ 0.0％ 43 0.0% 0.2% 19 0.1％ 3.0％ 44 0.0% 0.3% 20 0.0％ 0.3％ 45 0.0% 0.8% 21 0.0％ 2.8％ 46 0.0% 0.1% 22 0.0％ 0.2％ 47 0.0% 0.8% 23 0.0％ 2.0％ 48 0.0% 0.2% 24 0.0％ 0.1％ 49 0.0% 0.2% 25 0.1％ 1.9％ 50 0.0% 0.0%

时间：2005-07-10 关键词：开关电源电源技术解析剖析高档 6000w 3500w
开关电源中几种过流保护方式的比较

摘要：在输出短路或过载时对电源或负载进行的保护，即为过电流保护，简称过流保护。介绍了过流保护的几种型式，如フ字型、恒流型、恒功率型等，并进行了比较。关键词：过流保护；检测；比较引言电源作为一切电子产品的供电设备，除了性能要满足供电产品的要求外，其自身的保护措施也非常重要，如过压、过流、过热保护等。一旦电子产品出现故障时，如电子产品输入侧短路或输出侧开路时，则电源必须关闭其输出电压，才能保护功率MOSFET和输出侧设备等不被烧毁，否则可能引起电子产品的进一步损坏，甚至引起操作人员的触电及火灾等现象，因此，开关电源的过流保护功能一定要完善。1 开关电源中常用的过流保护方式过电流保护有多种形式，如图1所示，可分为额定电流下垂型，即フ字型；恒流型；恒功率型，多数为电流下垂型。过电流的设定值通常为额定电流的110％～130％。一般为自动恢复型。图1中①表示电流下垂型，②表示恒流型，③表示恒功率型。 1.1 用于变压器初级直接驱动电路中的限流电路在变压器初级直接驱动的电路（如单端正激式变换器或反激式变换器）的设计中，实现限流是比较容易的。图2是在这样的电路中实现限流的两种方法。图2电路可用于单端正激式变换器和反激式变换器。图2（a）与图2（b）中在MOSFET的源极均串入一个限流电阻Rsc，在图2（a）中，Rsc提供一个电压降驱动晶体管S2导通，在图2（b）中跨接在Rsc上的限流电压比较器，当产生过流时，可以把驱动电流脉冲短路，起到保护作用。图2 图2（a）与图2（b）相比，图2（b）保护电路反应速度更快及准确。首先，它把比较放大器的限流驱动的门槛电压预置在一个比晶体管的门槛电压Vbe更精确的范围内；第二，它把所预置的门槛电压取得足够小，其典型值只有100mV～200mV，因此，可以把限流取样电阻Rsc的值取得较小，这样就减小了功耗，提高了电源的效率。当AC输入电压在90～264V范围内变化，且输出同等功率时，则变压器初级的尖峰电流相差很大，导致高、低端过流保护点严重漂移，不利于过流点的一致性。在电路中增加一个取自＋VH的上拉电阻R1，其目的是使S2的基极或限流比较器的同相端有一个预值，以达到高低端的过流保护点尽量一致。 1.2 用于基极驱动电路的限流电路在一般情况下，都是利用基极驱动电路把电源的控制电路和开关晶体管隔离开来。变换器的输出部分和控制电路共地。限流电路可以直接和输出电路相接，其电路如图3所示。在图3中，控制电路与输出电路共地。工作原理如下：电路正常工作时，负载电流IL流过电阻Rsc产生的压降不足以使S1导通，由于S1在截止时IC1=0，电容器C1处于未充电状态，因此晶体管S2也截止。如果负载侧电流增加，使IL达到一个设定的值，使得ILRsc=Vbe1＋Ib1R1，则S1导通，使电容器C1充电，其充电时间常数τ=R2C1，C1上充满电荷后的电压是VC1=Ib2R4＋Vbe2。在电路检测到有过流发生时，为使电容器C1能够快速放电，应当选择R4?R3。R2的选用原则为Ib1max=（Vin－Vbe1)/R1，IC1=β×Ib1max，则R2≥（Vin－Vcesat1）R1/（V1－Vbe1）。如果参数设计正确，由VC1所产生的偏压足以使S2快速进入导通状态，通过S2的集电极输出可以进一步关闭PWM的驱动信号。当过载现象解除后，电路可以自动恢复到正常工作状态。 1.3 无功率损耗的限流电路上述两种过流保护比较有效，但是Rsc的存在降低了电源的效率，尤其是在大电流输出的情况下，Rsc上的功耗就会明显增加。图4电路利用电流互感器作为检测元件，就为电源效率的提高创造了一定的条件。图4电路工作原理如下：利用电流互感器T2监视负载电流IL，IL在通过互感器初级时，把电流的变化耦合到次级，在电阻R1上产生压降。二极管D3对脉冲电流进行整流，经整流后由电阻R2和电容C1进行平滑滤波。当发生过载现象时，电容器C1两端电压迅速增加，使齐纳管D4导通，驱动晶体管S1导通，S1集电极的信号可以用来作为电源变换器调节电路的驱动信号。电流互感器可以用铁氧体磁芯或MPP环型磁芯来绕制，但要经过反复实验，以确保磁芯不饱和。理想的电流互感器应该达到匝数比是电流比。通常互感器的Np=1，Ns=NpIpR1/(Vs＋VD3)。具体绕制数据最后还要经过实验调整，使其性能达到最佳状态。 1.4 用555做限流电路图5为555集成时基电路的基本框图。 555集成时基电路是一种新颖的、多用途的模拟集成电路，有LM555，RCA555，5G1555等，其基本性能都是相同的，用它组成的延时电路、单稳态振荡器、多谐振荡器及各种脉冲调制电路，用途十分广泛，也可用于直接变换器的控制电路。图4 555时基电路由分压器R1、R2、R3，两个比较器，R?S触发器以及两个晶体管等组成，电路在5～18V范围内均能工作。分压器提供偏压给比较器1的反相输入端，电压为2Vcc/3，提供给比较器2的同相输入端电压为Vcc/3，比较器的另两个输入端脚2、脚6分别为触发和门限，比较器输出控制R?S触发器，触发器输出供给输出级以及晶体管V1的基极。当触发器输出置高时，V1导通，接通脚7的放电电路；当触发器输出为低时，V1截止，输出级提供一个低的输出阻抗，并且将触发器输出脉冲反相。当触发器输出置高时，脚3输出的电压为低电平，触发器输出为低时，脚3输出的电压为高电平。输出级能够提供的最大电流为200mA，晶体管V2是PNP管，它的发射极接内部基准电压Vr，Vr的取值总是小于电源电压Vcc，因此，若将V2的基极（脚4复位）接到Vcc上，V2的基—射极为反偏，晶体管V2截止。图5 图6为用555做限流保护的电路，其工作原理如下：UC384X与S1及T1组成一个基本的PWM变换器电路。UC384X系列控制IC有两个闭环控制回路，一个是输出电压Vo反馈至误差放大器，用于同基准电压Vref比较之后产生误差电压（为了防止误差放大器的自激现象产生，直接把脚2对地短接）；另一个是变压器初级电感中的电流在T2次级检测到的电流值在R8及C7上的电压，与误差电压进行比较后产生调制脉冲的脉冲信号。当然，这些均在时钟所设定的固定频率下工作。UC384X具有良好的线性调整率，能达到0.01％/V；可明显地改善负载调整率；使误差放大器的外电路补偿网络得到简化，稳定度提高并改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。UC384X有两种关闭技术；一是将脚3电压升高超过1V，引起过流保护开关关闭电路输出；二是将脚1电压降到1V以下，使PWM比较器输出高电平，PWM锁存器复位，关闭输出，直到下一个时钟脉冲的到来，将PWM锁存器置位，电路才能重新启动。电流互感器T2监视着T1的尖峰电流值，当发生过载时，T1的尖峰电流迅速上升，使T2的次级电流上升，经D1整流，R9及C7平滑滤波，送到IC1的脚3，使IC1的脚1电平下降（注意：接IC1脚1的R3，C4必须接成开环模式，如接成闭环模式则过流时555的脚7放电端无法放电）。IC1的脚1与IC2的脚6相连接，使IC2的比较器1同相输入端的电压降低，触发器Q输出高电平，V1导通，IC2的脚7放电，使IC1的脚1电平被拉低于1V，则IC1输出关闭，S1因无栅极驱动信号而关闭，使电路得到保护。若过流不消除，则重复上述过程，IC1重新进入启动、关闭、再启动、再关闭的循环状态，即“打嗝”现象。而且，过负载期间，重复进行着启振与停振，但停振时间长，启振时间短，因此电源不会过热，这种过负载保护称为周期保护方式（当输入端输入电压变化范围较大时，仍可使高、低端的过流保护点基本相同）。其振荡周期由555单稳多谐振荡器的RC时间常数τ决定，本例中τ=R1C1，直到过载现象消失，电路才可恢复正常工作。电流互感器T2的选择同1.3的互感器计算方法。图6 图6电路，可以用在单端反激式或单端正激式变换器中，也可用在半桥式、全桥式或推挽式电路中，只要IC1有反馈控制端及基准电压端即可，当发生过流现象时，用555电路的单稳态特性使电路工作在“打嗝”状态下。 1.5 几种过流保护方式的比较几种过流保护方式的比较如表1所列。表1 几种过流保护方式的比较电路模式所用元器件调试难易程度保护性能功耗对效率的影响电阻初级限流电路少易差大较大基极驱动限流电路较少较易较差较大大无功耗限流电路较多较易较好较小较小用555作限流电路多易好小小 2 结语作者经过长期的研发与生产，比较了开关电源中所使用的各种过流保护方法，可以说，几乎没有一种过流保护方式是万能的，只有用555的保护方式性能价格比是较好的。一般来说，选择何种过流保护方式，都要结合具体的电路变换模式而做出相应的选择。只有经过认真的分析，大量的实验才能找到最适合的过流保护方式。保护方式设计的合理、有效，意味着产品的可靠性才可能更高。

时间：2005-07-10 关键词：保护方式比较开关电源电源技术解析
基于D类功放的宽范围可调开关电源的设计

摘要：结合PWM开关电源的原理对D类功放的工作原理进行了分析，提出了在D类功放基础上构建PWM正负可调开关电源的方法，并在成品D类功放器件基础上，成功地实现了经济实用的开关电源。关键词：D类功放；PWM开关电源；反馈；稳压引言很多电子设备的开发研制过程中，都需要各种各样的实验与测试用通用稳压电源。这一类电源要求有较宽的调节范围、一定的输出功率以及完善的保护功能。以往的实验与测试用电源，为了实现输出的宽范围调节，大多使用基于模拟串、并联电路的稳压方式，其效率低下已是人们的共识。PWM脉宽调制开关电源的出现，大大提高了电源的效率，可是，现在的PWM开关电源的运用，大多局限在成品电器设备的固定电压的输出模式，其电压可调范围十分有限，而开关电源在通用电源的宽范围可调应用上并不普遍，特别是在对称的正负范围输出的可调应用上，即使有这样的产品其价格也相对较高。作者结合PWM开关电源的原理对D类功放的工作原理进行了分析，认为利用D类功放可以在较为经济的条件下，方便地实现宽范围可调的PWM开关电源。 1 D类功率放大器的工作原理如图1所示，D类音频功率放大器由两部分构成。第一部分是输入比较和PWM信号形成电路，该电路中的三角波发生器产生固定频率和幅度的三角波信号作为脉宽调制的比较标准，通过比较器和输入的音频信号进行比较后输出PWM信号，该信号的脉宽是随着音频信号幅度的变化而成正比例地变化。放大器中的三角波、音频正弦信号产生的PWM波形及关系如图2所示。第二部分是H桥脉宽功率放大电路和输出大功率滤波电路，如图3所示。第一部分电路得到的PWM信号经过整形放大，驱动H桥中与高压大功率电源相连的的4只大功率CMOS开关管轮流导通，控制末级电源向负载提供的电流，从而获得大功率的PWM信号，该信号再经过负载前的LC滤波器，利用电感电容的充放电效应在负载上获得大功率的音频信号。D类功放中H桥输出的稳定程度，决定于给H桥供电电源的稳定性，故在D类功放末级必须使用稳压电源。 2 在D类功率放大器原理基础上实现PWM调制开关电源的设计思路从上面分析D类功率放大器的工作原理可以得出下述几点推理。 1）当在音频输入端送入的信号是一个固定的直流电压值时，将在功放的输出端得到一个固定的电压输出值。与音频功放的情况不同，是从不稳定的大功率电源获得稳定的电压输出，即在H桥上连接的不是已经稳压的电源，而是仅仅经过简单整流滤波的非稳压电源。在输入信号足够稳定的情况下，输出电压的相对稳定要依靠输出和输入之间构建合适的反馈回路来实现。 2）当在输出端接上一个电位器调节放大器的输入信号在一个正负范围内发生变化时，放大器的输出也在给H桥供电的电源的正负幅值之间发生着变化，输入的一个很小的变化就可以在输出获得较大的从负到正的电压调整范围，故实现宽范围正负电压输出调节也是可能的。 3）由于电源设计是基于D类功放的，是工作在PWM的方式下，与PWM开关电源有相同的能量利用效率。基于上述思路，设计出电路的原理框图如图4所示。 3 在D类放大器的基础上进行可调稳压电路的设计 3．1 PWM脉冲基本频率的设定由于D类功放的PWM信号频率基于三角波发生器的频率，而且是为音频信号服务的，所以，三角波和PWM频率一般都设计得较高，为150～500kHz，这使得开关电源的输出电压的纹波小，电源的纹波系数高。因此，这一部分仍然使用原来的三角波发生器的设计，可以不改动原来的核心电路，特别是在使用成品D类功放电路构造开关电源时可以不改动原电路。图5 如果不用成品D类功放电路构造开关电源，可以使用LM556等电路来构造三角波发生器，具体电路及振荡频率的计算已有很多资料介绍，不再赘述。三角波的输出应有足够的幅度，一般选±VPP=±（3～5）V，以给比较电路足够的信号强度。 3．2 电压调整部分的设计电压调整部分的设计就是要改造原来的D类功放的输入端，即去掉原来的输入耦合电容，把一个可调稳压电路（如图5所示）的输出连接到输入端，代替原来的音频信号，使原来的功放输入信号Vin=（VW＋Vf）可以随着WR的调节在正负区间变化。 3．3 稳压部分电路的设计作为一个开关电源，应具有足够的电压稳定度，这就要有采样电路在输出端进行电压采样，并经过反馈电路反相回送到输入端，通过对输入直流电压大小的控制完成电源的PWM脉宽调节，控制输出电压稳定在WR调节设定的电压值上，电压采样与反馈实验电路设计如图5所示。稳压工作原理可分析如下：在D类功放输入端送入一个直流电压，在输出端得到一个滤波后的直流电压，输入端的正负变化将在输出的正负相端得到对应的正负电压输出，从而在采样电路的Ro上获得一个电压降ΔVR，ΔVR经反相放大后再和参考电压进行叠加，形成输入端的调节电压Vin，送入D类功放的输入端。例如，当输出电压的绝对值增加，则有 │ΔVR│↑—→│Vf│↓—→│Vin│= │VW＋Vf│↓—→PWM正或负相脉宽变窄—→ 输出滤波后电压│Uout│降低—→稳压。反之亦然。 3．4 输出滤波电路部分的设计与改造 D类功放的输出通过H桥直连滤波电路，因此，在一定条件下运用时可以省去开关变压器，降低整个电路的成本。 D类功放的输出滤波器参数（滤波电感L、滤波电容C）的大小是按照音频输出要求选定的，故其输出截止频率f较高，一般在20kHz以上。但运用到电源电路上,输出的是一个直流电压信号，所以，截止频率应该很低，故滤波电感L和滤波电容C都取得较大，这可以参照一般的PWM开关电源的参数，比如滤波电容的容量要达到1000μF以上，以尽量地滤除交流信号。这一部分的电路如图6所示。 3．5 基于D类功率放大器的开关电源整体电路设计根据上述分析与设计构成的，基于D类功率放大器的开关电源整体电路设计如图7所示，对应的输入端的可调电压信号、三角波及PWM波形、输出PWM电压波形以及滤波输出电压波形的对应关系如图8所示。由此可见，通过对D类功放的开关电源的改造构成了一个实用的PWM开关电源。图74 D类功率集成电路在实用宽范围可调PWM开关电源的运用实践与分析当前的D类功率放大器集成电路（包括前端控制电路和后级H桥）种类繁多，功能完善，放大器内部已具有完善的误差反馈放大电路、保护电路、三角波发生器和比较器等。为开发经济实用、功能完善的通用开关电源提供了极大的方便。图9就是在利用美国国家半导体公司新推出的LM4651和LM4652设计的D类超低音功率放大器电路基础上，改造成的一款通用开关电源的实验电路（其中的括号内的元件参数是按电源运用而使用的）。 LM4651是PWM控制/驱动器IC，内置振荡器、PWM比较器、误差放大器、反馈放大器、电平移位与高端驱动器、低端驱动器及欠压、过热、短路和过调制保护电路。 LM4652是采用15脚（其中脚6、8、9、11、12未连接）TO－220封装的半桥功率MOSFETIC，4只MOSFET的击穿电压V(BR)DSS=50V，漏极电流ID=10A，通态电阻RDS(ON)=200mΩ（典型值），开启电压VGS(th)=0.85V（典型值）。图8 LM4651中振荡器频率fosc=1×109/(4000＋Rosc)，其中Rosc=R6=3.9kΩ，于是PWM频率fosc=125kHz。输入的直流调整信号Vin经C1及R1和脚10输入到增益为17．5dB的误差放大器。 LM4652的脚7和脚15上的H桥开关输出通过RC滤波器滤波，由R7～R10的采样电路取样后，反馈至LM4651的脚14、脚19经内部反馈测量放大器，再从脚9输出到脚10，为误差放大器提供一个单端反馈信号Vf，反馈电压Vf和Vin叠加形成开关电源的脉宽调制与电压控制信号（Vc）。Vc=Vin＋Vf与振荡器产生的三角波进行比较，在PWM比较器输出端产生一个占空比与输入电平成正比的方波脉冲，以驱动IC2中的功率MOSFET。 LM4652脚7和脚15的开关输出，经L1、C16和L2、C17低通滤波，向负载输出直流电压、电流。这款实验电路的输出电压随输入端WR的调节，可以在接近电源±VEE的幅度实现随意的调节和稳定的输出。但其功率受LM4652的限制，最大输出在100W左右，略小于它在音频功放时的输出，同时，由于LM4652本身耐压和功耗的限制，而没有用220V的交流直接整流供电给末级，而是通过变压器降压到音频运用时的电压范围（±24V/18V交流）。在实际开关电源运用时，可以通过使用分立器件的大功率高耐压开关器件来替代LM4652，从而构成实用的开关电源输出电路。图95 结语通过上面实验电路的设计与制作说明，基于D类功?放大器集成电路的开关电源是完全可以实现的。利用现成的D类功放成品器件制作PWM开关电源，避免了在开发通用宽范围可调开关电源的核心控制电路上的设计花费与制作，同时构成的电源电路又相对简单，配以各种功率的H桥可以获得各种功率的输出，以适用于更为广泛的应用场合。

时间：2005-07-09 关键词：开关电源电源技术解析基于设计范围可调功放
LinkSwitch系列恒压/恒流式单片开关电源的应用

摘要：由恒压／恒流式开关电源被广泛用于电池充电器中。但传统的电路设计需要使用许多元器件，不仅电路复杂，而且性能较差。介绍了一种专用的LinkSwitch系列恒压／恒流式单片开关电源，具有性能先进、电路简单、成本低廉等优点，适合构成4W以下的各种电池充电器或电源适配器。关键词：恒压／恒流；单片开关电源；充电器；输出特性；电路设计引言恒压／恒流（CV／CC）式开关电源是最常用的一种特种电源。2002年9月，PI公司率先推出了LinkSwitch系列（包含LNK500、LNK501）高效率恒压／恒流式三端单片开关电源芯片，它是世界上第一个专门为取代4W以下小功率线性稳压电源而研制的高集成度、低成本、高压功率转换芯片。2004年3月，该公司又研制出LNK520型恒压或恒压／恒流式三端单片开关电源。由LinkSwitch构成的恒压／恒流式开关电源，价格堪与线性电源相媲美。它比传统的线性电源体积小，重量轻，特别适合于低成本电池充电器。这种开关电源可在恒压、恒流两种工作模式下自动转换，比用TOPSwitch－Ⅱ构成的恒压／恒流式特种开关电源大约可节省20个元器件。当额定输出功率为3W时，LinkSwitch允许采用EE13型磁芯，以进一步减小开关电源的体积。 LinkSwitch系列单片开关电源可替代线性电源，广泛用于各种个人电子设备（手机、无绳电话、掌上电脑、数码相机、MP3播放器、电动剃须刀等）的电池充电器或电源适配器，也可以应用在电视机等家用电器的待机电源及各种辅助电源中。 1 LinkSwitch系列单片开关电源的性能特点 1）LinkSwitch系列产品采用PI公司的EcoSmart?技术，将700V功率MOSFET、PWM控制器、高压启动、电流限制和过热保护等电路集成在一个芯片中。该芯片只有3个引脚，对LNK500、LNK501而言，仅须配14个外围元器件，即可构成具有恒压／恒流（CV/CC）输出特性的特种开关电源。用做电源适配器时，LinkSwitch工作在恒压区，可为负载提供稳定的电压，此时恒流区用来提供过载保护及短路时的自动重启动保护。做电池充电器时，LinkSwitch工作在恒流区，充电完毕自动转入恒压区；若在充电过程中因负载短路而使输出电压降至2V以下，则进入自动重启动阶段。与线性稳压电源相比，其功耗可降低70％。 2）LNK500、LNK501在宽范围输入（交流85～265V）时的最大输出功率为3W，交流230V固定输入时的最大输出功率为4W。通常将LinkSwitch设计在不连续模式下工作。利用光耦反馈技术可提高恒压输出的精度和稳定度，而利用外部稳压管进行二次稳压能改善恒流特性。图1 3）该器件采用新颖的初级恒压、恒流控制方案，包括初级钳位、反馈、内部供电和回路补偿等电路，极大地简化了外围电路的设计。LNK500／501不需要辅助绕组及外部恒压／恒流控制电路，完全由初级感应电压UOR来控制恒压／恒流输出。 4）具有完善的保护功能，包括过热保护，过电流保护，输出短路情况下的过载保护，开路故障保护和软启动功能。 5）功率MOSFET的漏极击穿电压为700V，极限电流固定为254mA，漏－源通态电阻为28Ω（典型值），最大占空比为77％。自动重启动频率为300Hz。过热保护温度为＋135℃，当温度降至＋70℃时芯片才恢复正常工作。 2 LinkSwitch系列单片开关电源的典型应用由LNK501构成恒压／恒流式电池充电器的电路如图1所示。该电池充电器的主要技术指标如下：恒压区的额定输出电压Uo=＋5.5V，恒流区的输出电流IOM=500mA，最大输出功率POM=2.75W；当交流输入电压u=85～265V时，电源效率η≥72％；当交流输入电压u=230V或115V时，空载功耗分别为260mW或200mW。 RF（FusibleResistor）采用10Ω、1W的熔断电阻器，当输入端发生短路故障时能起到过流保护作用。BR为1A、600V的整流桥，亦可用4只1N4005型硅整流管来代替。C1、L和C2构成π型滤波器。LNK501的开关频率为42kHz，允许使用简单的EMI滤波器滤除电磁干扰，而且一般不需要初级返回端与次级返回端之间并联一只安全电容（亦称Y电容）。由1A、600V的硅二极管VD1（1N4937）和0.1μF电容器C4组成钳位保护电路，用来吸收由高频变压器漏感产生的尖峰电压。初级绕组的感应电压值（UOR）亦称次级反射电压，它与输出电压UO之间存在下述关系式：UOR=n（UO＋UF1）（式中n为初级与次级的匝数比，UF1为次级整流管的压降）。这表明UOR能反映输出电压的高低。因此，利用取样电容C4所获得的反馈电压同样能反映出UO的变化情况。电阻R1的作用就是将C4上的反馈电压转换成反馈电流（即控制端电流IC），进而去调节LNK501的输出占空比，实现稳压目的。利用R2可降低开关噪声。根据实际需要还可在初、次级返回端之间并联一只1000～2200pF、耐压值为1.5kV的安全电容C6，进一步抑制电磁干扰，具体接线方法如图1中虚线所示。在恒压区域内，输出电压受占空比控制。当IC>2mA时，进入恒压区，输出电压及占空比同时降低；在IC=2.3mA时，进行过电流保护，使占空比降至30％。若UO降到2V以下，则C3放电，使LNK501进入自动重启动阶段，迅速将输出电流限制在50mA以下。若实际输出功率超过POM，则UO↓→UOR↓→IC↓，从而限制了漏极电流ID的进一步增大。若因输出端发生短路故障而导致输出功率继续增大，则IC下降到0.9mA，迫使控制端电容Cc放电，LNK501就进入自动重启动阶段。上述自动保护功能提高了电池充电器在工作时的安全性。在空载或轻载的情况下，芯片的功耗随开关频率的降低而降低。该恒压／恒流式电池充电器的输出特性如图2所示。图2中的实线代表极限值。次级整流管VD2采用11DQ06型1A／60V肖特基二极管，亦可用MBR160代替。3 电路设计要点 3.1 最大输出功率 LinkSwitch在交流85～265V宽范围输入、交流230V固定输入时的最大连续输出功率（POM）分别为3W、4W。为达到最大连续输出功率，设计电路时应注意以下事项。 1）设计的直流输入电压最小值UImin≥90V。当交流输入电压u=85～265V时，输入滤波电容的容量可按3μF/W的比例系数来选取。对于交流230V或115V固定输入电压，可按1μF/W的比例系数来选取。 2）LinkSwitch是专门设计在不连续模式下工作的，此时初级绕组感应电压UOR的范围是40～60V。若设计成连续模式，会导致环路工作不稳定。 3）次级整流管应采用肖特基二极管。图1中的VD2就采用1A/60V的肖特基二极管。 4）预先可假定电源效率η=70％。 5）源极引脚必须与印制板上的覆铜箔接触良好，以保证将热量及时散发出去，使芯片温度不超过＋100℃。除了受温度条件、通风状况、封装形式、电源结构等因素的影响之外，在给定条件下LinkSwitch的最大输出功率还与高频变压器磁芯的大小、导磁率、初级电感容量、最小输入电压、输入滤波电容的容量、输出电压、整流管压降等参数有关，这会造成实际的POM值与设计值不相等。 3.2 高频变压器在非连续模式下，当功率MOSFET关断时，已存储在高频变压器中的能量就转换为次级输出。若不考虑次级损耗的情况下，则高频变压器的最大转换功率为式中：LP为初级电感量； I2LIMITf为系数，它代表初级极限电流的平方与开关频率的乘积，其典型值为I2LIMITf= PM所对应的控制端电流用IDCT来表示，IDCT可用来设定LinkSwitch电源的最大输出功率点POM。当开关电源从恒流区开始工作时，初级电感量（LP）对峰值输出功率（POPK）起决定作用，该参数应加以控制。若估计的POPK值允许有±20％的变化量，则LP值允许偏差±10％，磁芯的气隙δ≥0.08mm。若采用EE13型磁芯，取δ=0.08mm，LP允许有±10％的偏差，初级感应电压UOR=40～60V，则LinkSwitch的最大输出功率可达2.7W。选择尺寸较大的磁芯能提升感应电压UOR，进而提高输出功率。例如，选择EE16型磁芯时，最大输出功率为3W。如不考虑空载时的功率损耗，还可采用EE19型磁芯，在交流230V输入时，UOR>70V，将输出功率提高到5W。UOR还影响恒流输出特性曲线的线性度。在完成设计前应检查恒流输出特性。 3.3 影响输出特性的因素 LinkSwitch输出特性的余量由LinkSwitch的余量以及外部电路来决定。采用如图1所示电路时，最大输出功率为2.75W，输出电压的变化量为±10％，输出电流的变化量为±20％。影响输出特性的因素主要有初级漏感、次级整流管的压降和输出引线上的电阻。例如，当初级漏感达到50μH时将导致空载时的输出电压大约上升30％。如果增加光耦反馈电路并利用外部稳压管进行二次稳压，那么整个负载范围内的输出电压变化量可降低到±5％。 3.4 关键元器件的选择下面以图1为例，介绍选择外围关键元器件的原则。 1）钳位二极管VD1应选择耐压为600V甚至更高的快恢复或超快恢复二极管，不能用普通的低速二极管。 2）钳位电容C4可采用0.1μF、100V的金属膜或塑料薄膜电容，容量误差在±5％、±10％或±20％均可，但不推荐使用陶瓷电容，因为该种电容受温度和电压变化的影响较大、容易引起输出电压的波动。 3）控制端电容C3可为LinkSwitch的上电过程或自动重启动阶段提供控制电压。设计电池充电器时，C3应选择0.22μF、10V的电容器，以保证有足够的时间去启动电路。 4）选择反馈电阻R1的原则是在最大输出功率时能使2.3mA的反馈电流流入控制端。R1的准确值还要看所设计的UOR值。适当增大R1值可改变电池充电器的输出特性，如图3所示。图3中的虚线框代表典型的输出特性曲线，实线框表示增大R1值以后的实际工作区，虚线箭头分别表示恒压区及恒流区的变化方向。由图3可见，增大R1值能提高平均输出电压UO（恒压曲线向上移动），减小平均输出电流IO（恒流曲线向左移动）。其变化特征是RFB↑→UO↑→IO↓。 5）如需要增加安全电容滤除次级上的瞬态干扰，应将安全电容并联在初级电路返回端与次级电路返回端之间。安全电容的容量很小，但耐压值必须达到1.5kV才符合IEC标准。 3.5 示波器的接线方式在用示波器观察LinkSwitch的输出波形时，如果将探针接源极S，地线接初级的返回端，那么探头分布电容上的电荷可能造成误触发，使LinkSwitch达到极限电流。正确的方法是按图4所示，将探头的地线接LinkSwitch的漏极D，以直流作为参考点。由于漏极上有直流高压，因此，在电源的进线端必须接隔离变压器T1。 4 结语 LinkSwitch系列恒压／恒流式三端单片开关电源采用初级恒压、恒流控制方案，它不需要辅助绕组及外部恒压／恒流控制电路，极大地简化了外围电路的设计，为实现小功率CV／CC式开关电源的优化设计创造了有利条件。

时间：2005-04-26 关键词：开关电源单片电源技术解析应用流式系列 linkswitch
并联均流高频开关电源的研究

摘要：随着分布式电源系统的发展，开关电源并联技术的重要性日益增加。文中介绍了一种新型高频开关电源及220V/10A整流模块的实现方案。其中整流模块采用高可靠性电流型PWM整流器及全桥变换电路来分别实现三相功率因数校正和DC/DCF变换，并在模块间采用最大电流自动均流法实现自主均流。关键词：开关电源 PWM 并联均流模块 1 引言在发电厂和变电所中，为了给控制、信号、保护、自动装置、事故照明和交流不停电电源等装置供电，一般都要求有可靠的直流电源。为此，发电厂和110kV以上的变电所通常用蓄电池作为直流电源，但要求上述电源具有高度的可靠性和稳定性，并且其电源容量和电压能在最严重的事故情况下保证用电设备的可靠工作。另外，目前由于半导体功率器件、磁性材料等方面的原因，单个开关电源模块的最大输出功率只有上千瓦，而实际应用中往往需用几十千瓦甚至几百千瓦以上的开关电源为系统供电，因此，要通过电源模块的并联运行来实现。大功率电源系统需要采用若干台开关电源并联的形式，以满足负载的功率要求。在并联系统中，每个变换器应处理较小的功率以降低应力，还应采用冗余技术来提高系统的可靠性。电源并联运行是电源产品模块化、大容量化的一个有效方法，同时也是实现组合大功率电源系统的关键。 2 常用的均流方法由于大功率电源负载需求的增加以及分布式电源系统的发展，开关电源并联技术的重要性也日益增加。但是并联的开关变换器在模块间通常需要采用均流（Current sharing）措施。它是实现大功率电源系统的关键，其目的在于保证模块间电源应力和热应力的均匀分配，防止一台或多台模块运行在电流极限（限流）状态。因为并联运行的各个模块特性并不一致，外特性好（电压调整率小）的模块可承担更多的电流，甚至过载，从而使某些外特性较差的模块运行于轻载状态，甚至基本上是空载运行。其结果必然加大了分担电流多的模块的热应力，从而降低了可靠性。开关电源并联系统常用的均流方法有：（1）输出阻抗法（2）主从设置法（3）按平均电流值自动均流法（4）最大电流自动均流法（又叫自主均流法）。直流模块并联的方案很多，但用于电力操作电源，都存在着这样或者那样的缺陷，其主要表现在：输出阻抗法的均流精度太低；主从设置法和平均电流法都无法实现冗余技术，因而并联电源模块系统的可靠性得不到很好的保证；外加均流控制器法使系统变得过于复杂，不利于把这一技术转化成实际的产品。而自主均流法以其均流精度高，动态响应好，可以实现冗余技术等特点，越来越受到产品开发人员的青睐。所谓自主均流技术，就是在n个并联模块中，以输出电流最大的模块为主模块，而以其余的模块为从模块。由于n个并联模块中，一般都没有事先人为设定哪个模块为主模块，而是通过电流的大小自动排序，电流大的自然成为主模块，“自主均流法”因此而得名。 3 220/10A整流模块笔者设计了一个220V/40A高频开关电源，可用于发电厂、变电所、变电站等电力控制的直流屏系统。该设计方案采用4个220V/10A模块并联来实现模块间的自主均流，从而为电力系统提供了一种重量更轻、体积更小、效率更高、安全性更好的整流模块实现方案。由于篇幅所限，本文只介绍220V/10A整流模块的实现方法。高频开关电源性能优于相控整流电源，它能否得到广泛工业应用的关键是其可靠性，特别是当输出直流电压较高时应能可靠工作。除元器件及生产工艺等因素外，开关电源的可靠性主要取决于其主电路拓扑结构及控制方法。在设计该电源模块时，笔者选用了可靠性很高的三相电流型PWM整流器来完成三相功率因数校正及移相全桥谐振拓扑，从而实现DC/DC转换；PWM控制则采用电流型控制方法来实现。 3.1 三相PWM整流器图1所示是一种三相PWM整流器的主电路，该电路的每个桥臂均由2只IGBT和2只二极管组成。其中IGBT的驱动脉冲采用正弦PWM调制脉冲，这样，输入电流和输出调制电压Vd中就只含下式所示的谐波：式中：Id为输出电感中的电流；Vl为输入线电压有效值：P为0～60°区间内的脉冲数；M为调制系数，M=Uo/Um。 PWM整流器具有输入功率因数高，输入电流的低次谐波电流含量少，PWM调制脉冲易实现以及成本低等优点。 3.2 全桥DC/DC变换器 a.主电路拓扑根据该高频开关电源的输出功率较大(220V、10A)且工作频率较高(100kHz)等实际情况，笔者选用了全桥隔离式PWM变换器，图2是其电路图。这种线路的优点有二：一是主变换器只需一个原边绕组，通过正、反向电压即可得到正、反向磁通，副边绕组采用全桥全波整流输出。因此变压器铁芯和绕组可得到最佳利用，从而使效率密度得到提高。二是功率开关可在非常安全的情况下运行。 b.控制与保护 DC/DC变换器采用峰值电流型PWM控制，并采用自主均流法实现多个模块并联运行时的均流控制。这种均流控制方法与电源模块数目无关，且任意1个模块发生故障或退出运行时，均不影响其它模块的均流功能，从而真正实现了N+1冗余运行。 PWM脉冲宽度调制开关变换器的控制芯片采用UC3875移相专业控制芯片，该芯片主要应用于全桥变换器电路。它有电压型和电流型控制模式可供选择。UC3875具有限流、输入过压、输出过压、输入欠压等保护功能。自动均流电路采用以最大电流自动均流法为原理的集成均流芯片UC3907，应用UC3907可以调节电源模块的电压并实现并联模块间的均流。用于电力系统中的高频开关电源可满足的技术指标如下： ●输入交流电压：380V； ●纹波系数：≤0.5%； ●电网频率：50Hz； ●功率因数：≥0.9； ●输出直流电压：220V； ●稳压精度：≤0.5%； ●模块输出电流：10A； ●稳流精度：≤0.5%； ●整机输出电流：40A ●均流不平衡度：≤0.5%。 4 结束语本文通过对高频开关电源的研究，设计了一种用于电力系统直流操作电源的高频开关电源整流模块，与现在使用的相控整流电源相比，该模块的重量更轻、体积更小、效率更高、安全性更好。随着电力电子技术的不断发展，均流技术将会更加成熟完善，也必将推动高频开关电源朝着更大规模的方向发展。

时间：2005-02-01 关键词：高频开关电源电源技术解析研究
并联均流高频开关电源的研究

摘要：随着分布式电源系统的发展，开关电源并联技术的重要性日益增加。文中介绍了一种新型高频开关电源及220V/10A整流模块的实现方案。其中整流模块采用高可靠性电流型PWM整流器及全桥变换电路来分别实现三相功率因数校正和DC/DCF变换，并在模块间采用最大电流自动均流法实现自主均流。关键词：开关电源 PWM 并联均流模块 1 引言在发电厂和变电所中，为了给控制、信号、保护、自动装置、事故照明和交流不停电电源等装置供电，一般都要求有可靠的直流电源。为此，发电厂和110kV以上的变电所通常用蓄电池作为直流电源，但要求上述电源具有高度的可靠性和稳定性，并且其电源容量和电压能在最严重的事故情况下保证用电设备的可靠工作。另外，目前由于半导体功率器件、磁性材料等方面的原因，单个开关电源模块的最大输出功率只有上千瓦，而实际应用中往往需用几十千瓦甚至几百千瓦以上的开关电源为系统供电，因此，要通过电源模块的并联运行来实现。大功率电源系统需要采用若干台开关电源并联的形式，以满足负载的功率要求。在并联系统中，每个变换器应处理较小的功率以降低应力，还应采用冗余技术来提高系统的可靠性。电源并联运行是电源产品模块化、大容量化的一个有效方法，同时也是实现组合大功率电源系统的关键。 2 常用的均流方法由于大功率电源负载需求的增加以及分布式电源系统的发展，开关电源并联技术的重要性也日益增加。但是并联的开关变换器在模块间通常需要采用均流（Current sharing）措施。它是实现大功率电源系统的关键，其目的在于保证模块间电源应力和热应力的均匀分配，防止一台或多台模块运行在电流极限（限流）状态。因为并联运行的各个模块特性并不一致，外特性好（电压调整率小）的模块可承担更多的电流，甚至过载，从而使某些外特性较差的模块运行于轻载状态，甚至基本上是空载运行。其结果必然加大了分担电流多的模块的热应力，从而降低了可靠性。开关电源并联系统常用的均流方法有：（1）输出阻抗法（2）主从设置法（3）按平均电流值自动均流法（4）最大电流自动均流法（又叫自主均流法）。直流模块并联的方案很多，但用于电力操作电源，都存在着这样或者那样的缺陷，其主要表现在：输出阻抗法的均流精度太低；主从设置法和平均电流法都无法实现冗余技术，因而并联电源模块系统的可靠性得不到很好的保证；外加均流控制器法使系统变得过于复杂，不利于把这一技术转化成实际的产品。而自主均流法以其均流精度高，动态响应好，可以实现冗余技术等特点，越来越受到产品开发人员的青睐。所谓自主均流技术，就是在n个并联模块中，以输出电流最大的模块为主模块，而以其余的模块为从模块。由于n个并联模块中，一般都没有事先人为设定哪个模块为主模块，而是通过电流的大小自动排序，电流大的自然成为主模块，“自主均流法”因此而得名。 3 220/10A整流模块笔者设计了一个220V/40A高频开关电源，可用于发电厂、变电所、变电站等电力控制的直流屏系统。该设计方案采用4个220V/10A模块并联来实现模块间的自主均流，从而为电力系统提供了一种重量更轻、体积更小、效率更高、安全性更好的整流模块实现方案。由于篇幅所限，本文只介绍220V/10A整流模块的实现方法。高频开关电源性能优于相控整流电源，它能否得到广泛工业应用的关键是其可靠性，特别是当输出直流电压较高时应能可靠工作。除元器件及生产工艺等因素外，开关电源的可靠性主要取决于其主电路拓扑结构及控制方法。在设计该电源模块时，笔者选用了可靠性很高的三相电流型PWM整流器来完成三相功率因数校正及移相全桥谐振拓扑，从而实现DC/DC转换；PWM控制则采用电流型控制方法来实现。 3.1 三相PWM整流器图1所示是一种三相PWM整流器的主电路，该电路的每个桥臂均由2只IGBT和2只二极管组成。其中IGBT的驱动脉冲采用正弦PWM调制脉冲，这样，输入电流和输出调制电压Vd中就只含下式所示的谐波：式中：Id为输出电感中的电流；Vl为输入线电压有效值：P为0～60°区间内的脉冲数；M为调制系数，M=Uo/Um。 PWM整流器具有输入功率因数高，输入电流的低次谐波电流含量少，PWM调制脉冲易实现以及成本低等优点。 3.2 全桥DC/DC变换器 a.主电路拓扑根据该高频开关电源的输出功率较大(220V、10A)且工作频率较高(100kHz)等实际情况，笔者选用了全桥隔离式PWM变换器，图2是其电路图。这种线路的优点有二：一是主变换器只需一个原边绕组，通过正、反向电压即可得到正、反向磁通，副边绕组采用全桥全波整流输出。因此变压器铁芯和绕组可得到最佳利用，从而使效率密度得到提高。二是功率开关可在非常安全的情况下运行。 b.控制与保护 DC/DC变换器采用峰值电流型PWM控制，并采用自主均流法实现多个模块并联运行时的均流控制。这种均流控制方法与电源模块数目无关，且任意1个模块发生故障或退出运行时，均不影响其它模块的均流功能，从而真正实现了N+1冗余运行。 PWM脉冲宽度调制开关变换器的控制芯片采用UC3875移相专业控制芯片，该芯片主要应用于全桥变换器电路。它有电压型和电流型控制模式可供选择。UC3875具有限流、输入过压、输出过压、输入欠压等保护功能。自动均流电路采用以最大电流自动均流法为原理的集成均流芯片UC3907，应用UC3907可以调节电源模块的电压并实现并联模块间的均流。用于电力系统中的高频开关电源可满足的技术指标如下： ●输入交流电压：380V； ●纹波系数：≤0.5%； ●电网频率：50Hz； ●功率因数：≥0.9； ●输出直流电压：220V； ●稳压精度：≤0.5%； ●模块输出电流：10A； ●稳流精度：≤0.5%； ●整机输出电流：40A ●均流不平衡度：≤0.5%。 4 结束语本文通过对高频开关电源的研究，设计了一种用于电力系统直流操作电源的高频开关电源整流模块，与现在使用的相控整流电源相比，该模块的重量更轻、体积更小、效率更高、安全性更好。随着电力电子技术的不断发展，均流技术将会更加成熟完善，也必将推动高频开关电源朝着更大规模的方向发展。

时间：2005-02-01 关键词：高频开关电源电源技术解析研究