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  • 意法半导体推出精密高压双向电流检测放大器提高稳健性和能效

    意法半导体推出精密高压双向电流检测放大器提高稳健性和能效

    中国,2021年3月8日——意法半导体推出了三款高精度高压双向电流检测放大器,这些放大器增加了便利的关断引脚,以最大程度地节省电能。 TSC2010、TSC2011和TSC2012放大器的精密性让设计人员可以选择更小的敏感电阻值,将功耗降至最低水平。在25°C时,失调电压在±200µV范围内,温漂移低于5µV /°C,增益精度在0.3%以内,使器件能够满量程检测最低10mV的压降,提供一致且可信的测量值。 TSC2010的增益变化为20V/V,TSC2011为60V/V,TSC2012为100V/V,能够为工业和汽车系统灵活地构建精确的电流测量、过流保护、电流监测和电流反馈电路。目标应用包括数据采集、电机控制、电磁阀控制、仪器仪表、测试测量以及过程控制。 这三款新放大器的双向检测功能允许用一个电流检测电路测量正反电流,有助于设计人员缩减物料清单成本。新产品还适用于高低边两种连接配置,允许高低边共用相同型号的器件,从而简化库存管理工作。 三款新产品的电源电压均在2.7V-5.5V范围内,进一步提高了应用灵活性。宽输入电压容差允许新产品在任何电源电压下检测从-20V至70V的共模电压电流。新产品具有高增益带宽乘积和快速压摆率(TSC2010的两项参数分别为820kHz和7.5V/µs),确保测量精度高,响应速度快。 三款新产品内部集成EMI滤波器和2kV HBM(人体模型)的ESD防护功能,确保器件抗扰能力强,可在-40°C至125°C的工业温度范围内工作。 这三款新产品还有配套的STEVAL-AETKT1V2评估板,帮助设计人员快速启动使用任何一款器件的开发项目,加快产品上市时间。 TSC2010、TSC2011和 TSC2012目前采用Mini-SO8和SO8两种封装。

    时间:2021-03-08 关键词: 意法半导体 放大器 电流检测

  • 你知道仪表放大器的工作原理吗?非线性光纤放大器了解一波?

    你知道仪表放大器的工作原理吗?非线性光纤放大器了解一波?

    在这篇文章中,小编将对仪表放大器和非线性光纤放大器的相关内容和情况加以介绍以帮助大家增进对二者的了解程度,和小编一起来阅读以下内容吧。 一、仪表放大器 首先,我们来看看仪表放大器的相关情况。 仪表放大器是差分放大器的改进,它具有输入缓冲器,并且不需要输入阻抗匹配,从而使该放大器适用于测量和电子仪器。 仪表放大器的特性包括极低的直流偏移、低漂移、低噪声、极高的开环增益、极高的共模抑制比和高输入阻抗。仪表放大器用于要求非常高的精度和稳定性的电路中。 尽管仪表放大器是电路图上的运算放大器,但实际上它由三个运算放大器组成。仪表放大器分为两部分,输入端的两个电压跟随器提供高输入阻抗(+,-),后一级是用于两个输入端子的差分放大的差分放大器。但是,通常将第二级差分放大器的增益设计为1,即仅执行两个电压的减法运算。 仪表放大器电路主要由两级差分放大器电路组成。其中,运算放大器A1和A2是同相差分输入模式。同相输入可大大增加电路的输入阻抗,并减小电路对弱输入信号的衰减;差分输入只能使电路放大差分模式信号,而模式输入信号仅起后续作用,因此差分模式信号的幅度与发送到后级的共模信号的比值(即,共模抑制比CMRR)得到改善。这样,在以运算放大器A3为核心的差分放大器电路中,在CMRR要求不变的情况下,电阻R3和R4,Rf和R5的精度匹配要求可以大大降低,因此仪表放大器电路不仅仅是简单的差分电路。放大器电路具有更好的共模抑制性能。在R1 = R2,R3 = R4,Rf = R5的条件下,本例中电路的增益为:G =(1 + 2R1 / Rg)Rf / R3。从该公式可以看出,可以通过改变Rg电阻值来调节电路增益。 二、光纤放大器 下面,小编将为大家介绍一下非线性光纤放大器。 光纤放大器(Optical Fiber Ampler,缩写为OFA)是指一种新型的全光纤放大器,用于光纤通信线路中以实现信号放大。根据其在光纤线路中的位置和功能,通常将其分为三种:中继放大,前置放大和功率放大。与传统的半导体激光放大器(SOA)相比,OFA不需要经过复杂的过程,例如光电转换,电光转换和信号再生。它可以直接全光放大信号。 它具有良好的“透明度”,尤其适合于长距离传输。可以说,OFA为全光通信的实现奠定了技术基础。 非线性OFA是一种激光放大器,它利用光纤的非线性效应来放大信号光。当光纤中的光功率密度达到某个阈值时,它将产生受激拉曼散射(SRS)或受激布里渊散射(SBS),从而形成信号光的相干放大。非线性OFA可以相应地分为拉曼光纤放大器(SRA)和布里渊光纤放大器(BRA)。 OFA的开发始于1980年代,并在1990年代初取得了重大突破。在现代光通信系统的设计中,如何有效地增加光信号的传输距离,减少中继站数量,降低系统成本一直是人们不断探索的目标。 OFA是解决此问题的关键设备,其开发和改进仍在世界范围内兴起。 随着密集波分复用(DWDM)技术和光纤放大技术的发展,包括掺铒光纤放大器(EDFA)、分布式拉曼光纤放大器(DRFA)、半导体放大器(SOA)和光时分复用(OTDM)技术,光纤通信技术得到了广泛的应用,正朝着更高速度和更大容量的通信系统不断发展,而先进的光纤制造技术不仅可以保持稳定可靠的传输和足够的剩余,还可以满足大宽带的光通信需求,并减少非线性破坏。 以上便是小编此次带来的有关仪表放大器和非线性光纤放大器的全部内容,十分感谢大家的耐心阅读,想要了解更多相关内容,或者更多精彩内容,请一定关注我们网站哦。

    时间:2021-03-06 关键词: 光纤放大器 仪表放大器 放大器

  • 常见恒流源电路分析及应用

    基本的恒流源电路主要是由输入级和输出级构成,输入级提供参考电流,输出级输出需要的恒定电流。恒流源电路就是要能够提供一个稳定的电流以保证其它电路稳定工作的基础。即要求恒流源电路输出恒定电流,因此作为输出级的器件应该是具有饱和输出电流的伏安特性。 这可以采用工作于输出电流饱和状态的双极结型晶体管或者金氧半场效晶体管来实现。为了保证输出晶体管的电流稳定,就必须要满足两个条件: 其输入电压要稳定——输入级需要是恒压源; 输出晶体管的输出电阻尽量大——输出级需要是恒流源。 四种恒流源电路分析: 在改进型差动放大器中,用恒流源取代射极电阻RE,既为差动放大电路设置了合适的静态工作电流,又大大增强了共模负反馈作用,使电路具有了更强的抑制共模信号的能力,且不需要很高的电源电压,所以,恒流源和差动放大电路简直是一对绝配! 恒流源既可以为放大电路提供合适的静态电流,也可以作为有源负载取代高阻值的电阻,从而增大放大电路的电压放大倍数。这种用法在集成运放电路中有非常广泛的应用。本节将介绍常见的恒流源电路以及作为有源负载的应用。 镜像恒流源电路 如图1所示为镜像恒流源电路,它由两只特性完全相同的管子VT0和VT1构成,由于VT0管的c、b极连接,因此UCE0=UBE0,即VT0处于放大状态,集电极电流IC0=β0*IB0。另外,管子VT0和VT1的b-e分别连接,所以它们的基极电流IB0=IB1=IB。设电流放大系数β0=β1=β,则两管集电极电流IC0=IC1=IC=β*IB。可见,由于电路的这种特殊接法,使两管集电极IC1和IC0呈镜像关系,故称此电路为镜像恒流源(IR为基准电流,IC1为输出电流)。 镜像恒流源电路简单,应用广泛。但是在电源电压一定时,若要求IC1较大,则IR势必增大,电阻R的功耗就增大,这是集成电路中应当避免的;若要求IC1较小,则IR势必也小,电阻R的数值就很大,这在集成电路中很难做到,为此,人们就想到用其他方法解决,这样就衍生出其他电流源电路。 比例恒流源电路 如图2所示为比例恒流源电路,它由两只特性完全相同的管子VT0和VT1构成,两管的发射极分别串入电阻Re0和Re1。比例恒流电路源改变了IC1≈IR的关系,使IC1与IR呈比例关系,从而克服了镜像恒流源电路的缺点。与典型的静态工作点稳定电路一样,Re0和Re1是电流负反馈电阻,因此与镜像恒流源电路相比,比例恒流源的输出电流IC1具有更高的稳定性。 微变恒流源电路 若Re0很小甚至于为零,则Re1只采用较小的电阻就能获得较小的输出电流,这种电路称为微变恒流源,如图3所示。集成运放输入级静态电流很小,往往只有几十微安,甚至更小,因此微变电流源主要应用于集成运放输入级的有源负载。 多路恒流源电路 集成运放是一个多级放大电路,因而需要多路恒流源电路分别给各级提供合适的静态电流。可以利用一个基准电流去获得多个不同的输出电流,以适应各级的需要。图4所示电路是在比例恒流源基础上得到的多路恒流源电路,IR为基准电流,IC1、IC2和IC3为三路输出电流。由于各管的b-e间电压UBE数值大致相等,因此可得近似关系: IE0Re0≈IE1Re1≈IE2Re2≈IE3Re3 当IE0确定后,各级只要选择合适的电阻,就可以得到所需的电流。 免责声明:本文内容由21ic获得授权后发布,版权归原作者所有,本平台仅提供信息存储服务。文章仅代表作者个人观点,不代表本平台立场,如有问题,请联系我们,谢谢!

    时间:2021-03-03 关键词: 恒流源电路 镜像恒流源电路 放大器

  • 你知道射频放大器吗?带你看射频放大器的方方面面

    你知道射频放大器吗?带你看射频放大器的方方面面

    在这篇文章中,小编将对射频放大器的相关内容和情况加以介绍以帮助大家增进对它的了解程度,和小编一起来阅读以下内容吧。 一、什么是射频放大器 射频放大器,根本上是我们射频系统中的正反馈系统,一般位于发射链路上。由于考虑无线传输的链路衰减,发射端需要辐射足够大的功率才能获得比较远的通信距离。因此,射频放大器主要负责将功率放大到足够大后馈送到天线上辐射出去,是通信系统中的核心器件。 二、射频放大器有哪些种类 了解了什么是社评放大器后,我们来看看射频放大器具备哪些分类。 射频放大器可分为高增益放大器、低噪声放大器、中-高功率放大器。放大器电路的核心是微波晶体管。 射频功率放大器的工作频率很高,但相对频带较窄,射频功率放大器一般都采用选频网络作为负载回路。射频功率放大器可以按照电流导通角的不同,分为甲(A)、乙(B)、丙(C)三类工作状态。甲类放大器电流的导通角为360°,适用于小信号低功率放大,乙类放大器电流的导通角等于180°,丙类放大器电流的导通角则小于180°。乙类和丙类都适用于大功率工作条件,并且乙类工作条件的输出功率和效率在这三种工作条件中最高。 大多数RF功率放大器工作在乙类中,但是乙类放大器的电流波形失真太大,只能通过使用调谐环路来放大负载的谐振功率。 由于调谐环路的滤波能力,环路电流和电压仍接近正弦波形,并且失真很小。 三、射频放大器的稳定方法介绍 下面,我们来看看射频放大器的稳定方法有哪些。 由于系统输入信号频率为40~200 MHz, 信号有效值小于5 m V, 放大器容易引入噪声。晶体管中寄生电容在高频时形成内反馈, 从而影响到放大器工作的稳定性, 引起自激。因此, 本设计利用宽带运算放大器OPA695做缓冲级, 减小噪声对后级影响, 提高系统稳定性。 另外, 在放大器板上运放电源线及数字信号线加电容滤波, 滤除较低频率的干扰。在两个焊接版之间传递模拟信号时用同轴电缆, 信号输入输出使用SMA-BNC接头以使传输阻抗匹配, 并减少空间电磁波对该电路的干扰, 避免放大器自激。 四、射频放大器的功率参数 在现代无线通信中,射频设备的使用非常普遍,射频放大器在设备中起着至关重要的作用。 放大器中功率参数的测量也引起了相当大的关注,并且功率在参数的理解和应用方面存在一些误解。以下就一个放大器来说明相关功率参数的含义和应用。 描述放大器时,基本参数是增益和最大输出电平(功率)。 为了更准确地描述增益,引入线性特性的参数来权重t,通常由与ldb压缩点和低线性输入电平相对应的输入功率表示。 两者之间的区别在于放大器的输入动态范围。对于ldB压缩点,在GSM直放站标准YD汀952一1998中是这样描述的:ldB压缩点输出功率是指放大器在增益下降ldB时,对应此时的输人功率,用图示方法表示是指当时的实际输出功率比理想的线形放大器对应的输出功率小ldB 。 为了进一步描述线性度,另一个指标是增益阶跃误差,它指示当输入更改单位信号强度时输出是否以相同的幅度变化。 当输入电平太小时,由于物理特性和噪声,实际的放大器无法保持线性状态。 因此,引入了最小输出水平的概念。 通常认为,相应的输入功率是在输出比噪声电平高3dB时,输入电平是最小输入电平。放大器的输出噪声功率为:P=kTBGF。 以上所有内容便是小编此次为大家带来的所有介绍,如果你想了解更多有关射频放大器的内容,不妨在我们网站或者百度、google进行探索哦。

    时间:2021-02-16 关键词: 射频放大器 高增益放大器 放大器

  • 今天,跟大家一起探讨一下RF放大器模型结构吧~

    传统上,线性和非线性RF电路仿真占据了不同领域。为了仿真级联小信号增益和损耗,RF设备设计人员传统上一直广泛使用S参数器件模型。由于缺乏数字形式的数据(如IP3、P1dB和噪声),而且常用RF仿真器中历来没有频率变化模型结构,所以传统方式中非线性仿真更具挑战性。RF电路设计人员通常采用自制的电子表格来计算级联噪声和失真。但是,这些电子表格难以模拟系统级特性,例如误差矢量幅度(EVM)和邻道泄漏比(ACLR);当信号链由调制信号驱动时,这些特性变得很重要。 本文将探讨一些将线性S参数数据与非线性数据(如噪声系数、IP3、P1dB和PSAT)相结合的RF放大器模型结构。本文还会展示系统级仿真结果,以评估其对实际特性建模的准确程度。 表1.典型Sys参数数据集 S参数 S参数数据集是迄今为止使用非常广泛的RF仿真模型。它们是标准化的表格式数据集,包括不同频率下的输入回波损耗、增益、反向隔离和输出回波损耗,所有这些均为矢量格式。数据一般在驱动信号远低于信号压缩点的小信号条件下收集。S参数通常用于级联增益仿真、输入和输出匹配网络的设计以及稳定性的评估。然而,S参数不包含器件的噪声、压缩或失真特性的信息。 Keysight Sys-参数 表1列出了18 GHz至44 GHz、0.5 W功率放大器ADPA7002的sys-参数数据集的一部分。该sys-参数器件模型结构由Keysight定义,用于其PathWave RF频率合成(Genesys)和PathWave系统设计(SystemVue) RF电路与系统仿真器。数据集的表格结构包括了不同频率下的S参数数据以及相应的噪声、三阶交调和1 dB压缩数据。这些数据集提供了足够的信息,支持对RF信号电平、级联增益和反向隔离进行仿真。但是,IP3、P1dB和噪声系数数据的纳入为RF功率扫描和信噪比仿真提供了可能性。另外,还可以在器件的工作频率范围内进行高阶信号特性仿真,例如ACLR和EVM。 ADI公司维护着一个丰富的RF放大器和混频器sys-参数库,该库可供下载,而且也包含在Keysight Genesys和SystemVue安装程序中。图1显示了Keysight Genesys的屏幕截图。ADI公司的sys-参数库可通过器件选择器轻松获取。每个器件的sys-参数器件模型均包含表1所示的数据,以及模型属性窗口中包含的额外信息。此额外数据包括电源信息以及PSAT和OIP2相对于OP1dB的默认偏移。 图1.Keysight Genesys屏幕截图,展示了典型的sys-参数模型。 评估sys-参数模型的准确性 为了评估sys-参数模型的准确性,我们现在将对实测结果和仿真进行一系列比较。图2显示了HMC788A(10 MHz至10 GHz RF增益模块)在10 GHz时的功率扫描的实测和仿真结果。可以看到,仿真功率扫描与实测数据非常接近。仿真器使用器件的增益和OP1dB数据以及PSAT_Delta来生成所示的图形。在本例中,PSAT_Delta为2 dB。这导致PSAT值比OP1dB水平高2 dB,这是GaAs RF放大器的典型默认值。 图2.砷化镓(GaAs) RF放大器的实测和仿真功率扫描。 图3.AM到AM和AM到PM失真的仿真和测量。 图4.HMC1114(3.2 GHz、10 W GaN放大器)的仿真和实测功率扫描。 AM到AM和AM到PM失真 为了更细致地研究仿真压缩特性,我们可以看看AM到AM和AM到PM失真。图3所示的实测和仿真结果是针对 HMC930A的。测得的AM到AM失真与仿真非常接近。但是,仿真结果看不出AM到PM失真,这是不正确的。这是因为器件模型和数据集仅包含小信号相位信息(即S21)。虽然仿真器可以使用器件模型中的OP1dB和PSAT_Delta数据来估算AM到AM失真,但它没有任何大信号S参数数据可供使用。在这种情况下,使用更详细的模型,例如X-参数格式(X-参数模型内置与电平相关的S参数),会很合适。 氮化镓放大器的功率扫描仿真 图4显示了10 W氮化镓(GaN) RF放大器 HMC1114LP5DE在3.2 GHz时的功率扫描。GaN RF放大器的压缩特性往往比GaAs器件要缓和得多。这需要调整PSAT_Delta,即1 dB压缩点与饱和点之差。在这种情况下,基于观察到的测量值,该变化量已设置为7 dB。虽然仿真器在某些情况下会因变化量较大而产生警告,但它仍会正确仿真并产生与实测性能非常接近的结果。 ACLR仿真 随着我们从CW信号测量和仿真转向调制信号,sys-参数数据集的价值变得更大。虽然有关器件增益、压缩、IP3和噪声系数的信息可在器件数据手册中轻松获得,但显示调制信号下性能的曲线不大可能在为一般用途而设计的器件数据手册中找到。另外,如果不进行仿真或测量,ACLR和EVM之类的指标也不容易预测。 图5显示了0.25 W的驱动放大器 ADL5320在2140 MHz时,由5 MHz宽载波驱动下的功率扫描的仿真结果。仿真载波由11个均匀间隔的子载波组成,ACLR在5 MHz载波偏移下进行测量。 图5.ACLR仿真。 仿真表明,ACLR在–15 dBm的输入功率下达到了最优值。在此输入功率以下,ACLR以1 dB/dB的比率随输入功率而降低。曲线的此区域主要由噪声系数数据决定。当输入功率提高到–15 dBm以上时,ACLR的衰减速率与器件的IP3密切相关。值得注意的是,此仿真的结果依赖于噪声系数数据(低功率时)和IP3数据(高功率时)来产生在宽功率范围内都很准确的ACLR扫描。 该图还包括实测数据(蓝色)。对于–15 dBm的输入功率水平,它未达到相同的最优水平,这是由于测量设置的限制所致。值得注意的是,随着输入功率水平的增加,实测ACLR下降得更快。这是因为器件的OIP3会随输入/输出功率水平而稍有下降(理想情况下,它不应改变)。器件模型数据集中的IP3是单个数据集,不随功率水平而变化;可以认为它是器件的小信号IP3。这又是一个X-参数模型及其更详细的电平相关性建模可能会产生更准确仿真的例子。 温度仿真 ADI库中的默认sys-参数数据集仅包含环境温度数据。但是,通过向包含温度数据的数据集添加额外工作表可以扩展模型。图7显示了18 GHz至44 GHz、1 W功率放大器 ADPA7007的数据集。该数据集具有多个工作表,包含–55°C、+25°C和+85°C下的增益、噪声和失真数据。Genesys和SystemVue仿真器可以利用这三个数据点生成其他温度下的插值数据,如图7所示。 在ADS中进行仿真 sys-参数数据集对Keysight Genesys和SystemVue是原生数据集,但不适用于Keysight ADS。有一种解决办法可以将sys-参数数据集导入ADS,从而进行噪声、失真和压缩仿真。这需要使用Amplifier2模型。Amplifier2模型对Keysight ADS是原生的,提供与sys-参数模型类似的功能。图8显示了包括Amplifier2模型的ADS原理图。该原理图还包含两个数据访问器件:DAC1和DAC2。这些DAC用于将sys-参数数据与Amplifier2模型相关联。噪声系数、OIP3和OP1dB数据格式化为文本文件,并通过DAC1器件与Amplifier2模型相关联。DAC2器件用于将S-参数数据与Amplifier2模型相关联。这将在ADS中产生一个Amplifier2模型,使用该模型可执行上面讨论过的所有仿真,但是在Keysight ADS中执行。 使用此方法时须小心。当执行RF功率扫描,Amplifier2模型被强驱进入压缩时,仿真性能往往与观察到的实测性能有很大差异。此外,创建一个使用S-参数数据及噪声、失真和压缩数据的Amplifier2模型,适合于具有良好基线输入和输出回波损耗(S11和S22)的器件,大多数不需要外部RF匹配器件的ADI RF放大器就是这种情况。通过将标量增益添加到DAC1器件并省略S-参数数据(即省略DAC2),可以创建一个更简单的Amplifier2模型。 图7.18 GHz至44 GHz、1 W功率放大器ADPA7007的仿真增益和噪声系数与温度的关系。 结论 sys-参数数据集代表了一种新颖且有用的RF放大器仿真工具。它们比S-参数更强大,后者不能进行噪声、失真和压缩建模。它们不像X-参数模型那么复杂,后者可以改善依赖模型级别的特性,例如AM到PM失真和ACLR。但是,sys-参数模型具有简单的表格式结构,可以通过将S-参数数据与噪声系数、OIP3和OP1dB数据结合起来轻松创建。仿真和实测数据的比较显示出极好的一致性。尽管sys-参数模型无法在ADS中使用,但可以利用一个相对简单的流程来迁移数据集,以使用ADS原生的Amplifier2模型结构。 ADI公司致力于维护和扩充其sys-参数模型库。随着新模型添加到库中,我们将增加对温度仿真的支持。 图8.在使用Amplifier2模型的Keysight ADS中使用sys-参数数据。

    时间:2021-01-19 关键词: RF 放大器

  • 要能搞定容性负载,提高放大器性能便唾手可得~

    容性负载一定会影响运算放大器的性能。简单地说,容性负载可以将放大器变为振荡器。今天我们就来说说—— ◎ 容性负载如何将放大器变为振荡器 ◎ 如何处理容性负载? 放大器变振荡器?这是有原理的! 运算放大器固有的输出电阻Ro与容性负载一起,构成放大器传递函数的另一个极点。如波特图所示,在每个极点处,幅度斜率(负值)减小20dB/10倍。请注意各极点如何增加多达-90°的相移。我们可以从两个角度来考察不稳定性问题。请看对数图上的幅度响应,当开环增益与反馈衰减之和大于1时,电路就会变得不稳定。类似地,还可以看相位响应,在环路相移超过-180°的频率,如果此频率低于闭环带宽,则运算放大器往往会发生振荡。电压反馈型运算放大器电路的闭环带宽等于运算放大器的增益带宽积(GBP,或单位增益频率)除以电路的闭环增益(ACL)。 运算放大器电路的相位余量可以看作是使电路变得不稳定时所需的闭环带宽的额外相移量(即相移+相位余量=-180°)。随着相位余量趋于0,环路相移趋于-180°,运算放大器电路便趋于不稳定。通常而言,如果相位余量值远小于45°,就会导致频率响应的尖峰,以及阶跃响应时的过冲或响铃振荡等问题。为了保持足够的相位余量,容性负载所产生的极点至少应比电路的闭环带宽高10倍。如果不是这样,请考虑电路不稳定的可能性。 如何处理容性负载?教你三招 首先应当确定,运算放大器能否安全地驱动自身负载。许多运算放大器数据手册规定了“容性负载驱动能力”,另有一些则提供了关于“小信号过冲与容性负载之间关系”的典型数据。查看这些数值,可以发现过冲随着负载电容增加成倍递增。当过冲接近100%时,运算放大器便趋于不稳定。如果可能,请让过冲远低于此限值。另外请注意,此图针对特定增益而言。对于电压反馈型运算放大器,容性负载驱动能力随着增益的增加而提高。因此,在单位增益时能够安全驱动100pF电容的电压反馈型运算放大器,在增益为10时应当能够驱动1000pF电容。 一些运算放大器数据手册给出了开环输出电阻(Ro),由此可算出上述附加极点的频率。如果附加极点的频率(fp)比电路带宽高出10倍,电路将保持稳定。 如果运算放大器的数据手册没有说明容性负载驱动能力或开环输出电阻,并且没有提供过冲与容性负载的关系图,那么为了确保稳定性,必须假设任何负载电容均要求采取某种补偿技术。有许多方法都能使标准运算放大器电路稳定驱动容性负载,下面是其中几种: 噪声增益操控 这是一种在低频应用中保持稳定的有效方法,然而却经常被设计人员所忽略。其原理是提高电路的闭环增益(也称为“噪声增益”),而不改变信号增益,从而降低开环增益与反馈衰减之积变为1的频率。在一些电路的运算放大器输入端之间连接RD即可实现,如下图所示。利用所给的公式可求得这些电路的“噪声增益”。 由于稳定性受噪声增益而不是信号增益控制,因此上面的电路可提高稳定性,且不会影响信号增益。只需使“噪声带宽”(GBP/ANOISE)比负载所产生的极点至少低10倍,便可确保稳定。 这种稳定方法有一个缺点,即折合到输入端的电压噪声和输入失调电压进一步放大,导致输出噪声和失调电压增加。将电容CD与RD串联,可以消除增加的直流偏置电压,但这种技术会增加噪声,无法消除。这些电路在包含CD和不含CD两种情况下的有效噪声增益如图所示。 使用时,CD应尽可能大;最小值应为10ANOISE/(2πRDGBP),才能使“噪声极点”至少比“噪声带宽”低10倍。 环外补偿 这种方法是在运算放大器的输出端与负载电容之间增加一个电阻RX,如下图所示。该电阻显然在反馈环路之外,但它与负载电容一起,可将一个零点引人反馈网络的此传递函数,从而减小高频时的环路相移。 为确保稳定,RX值应使所增加的零点(fZ)至少比运算放大器电路的闭环带宽低10倍。增加RX后,电路性能不会像第一种方法一样受到影响,输出噪声不会增加,但相对负载而言的输出阻抗会提高。由于RX和RL构成电阻分压器,这可能会降低信号增益。如果RL已知且相当稳定,则可以提高运算放大器电路的增益,以抵消该增益损失。 这种方法对于驱动传输线路非常有效。为了避免驻波,RL和RX的值必须等于电缆的特性阻抗(一般为50Ω或75Ω)。因此,RX是预先确定的,剩下的工作就是让放大器的增益加倍,以便抵消电阻分压器造成的信号损耗,这样问题就解决了。 环内补偿 如果RL是未知的或动态变化的,则增益级的有效输出电阻必须保持较低。这种情况下,将RX连接在整个反馈环路以内可能有帮助,如下图所示。采用这种配置,直流和低频反做来自负载本身,因此从输入端到负载的信号增益仍然不受分压器(RX和RL)的影响。 此电路中增加的电容CF可以抵消CL所造成的极点和零点。简单地说,CF所产生的零点与CL所产生的极点一致,同时CF所产生的极点与CL所产生的零点一致。因此,总传递函数和相位响应与没有电容时完全一样。为了确保极点和零点组合均得以抵消,必须精确求解上述方程式。另外应注意条件;如果负载阻抗相对较大,则这些条件很容易得到满足。 如果RO未知,将难以计算。这种情况下,设计程序就变成猜谜游戏,这可以说是电路设计的噩梦。关于SPICE,有一点应当注意:运算放大器的SPICE模型并未精确模拟开环输出电阻(RO),因此并不能完全取代补偿网络的经验设计。 还有一点必须注意:CL必须为已知且恒定的值,才能应用这种技术。许多应用中,放大器驱动非常规负载,CL可能会因负载不同而有很大差别。只有CL是闭环系统的一部分时,使用以上电路才是最佳选择。 一种应用是对基准电压进行缓冲或反相,以驱动较大的去耦电容。此时,CL为固定值,可以精确抵消极点/零点组合。这种方法的低直流输出阻抗和低噪声(与前两种方法相比)非常有利。此外,基准电压的去耦电容可能很大(经常为若干微法),使用其它补偿方法并不可行。 以上三种方法均应用于“标准”、单位增益稳定、电压反馈型运算放大器,每种方法各有利弊。现在,您可以应用自己的知识来判断哪种方法最适合您的应用啦~ 关于世健 亚太区领先的元器件授权代理商 世健(Excelpoint)是完整解决方案的供应商,为亚洲电子厂商包括原设备生产商(OEM)、原设计生产商(ODM)和电子制造服务提供商(EMS)提供优质的元器件、工程设计及供应链管理服务。 世健是新加坡主板上市公司,拥有超过30年历史。世健中国区总部设于香港,目前在中国拥有十多家分公司和办事处,遍及中国主要大中型城市。凭借专业的研发团队、顶尖的现场应用支持以及丰富的市场经验,世健在中国业内享有领先地位。 免责声明:本文内容由21ic获得授权后发布,版权归原作者所有,本平台仅提供信息存储服务。文章仅代表作者个人观点,不代表本平台立场,如有问题,请联系我们,谢谢!

    时间:2020-12-28 关键词: 振荡器 放大器

  • 要能搞定容性负载,提高放大器性能便唾手可得~

    ◎ 容性负载如何将放大器变为振荡器 ◎ 如何处理容性负载? 放大器变振荡器?这是有原理的! 运算放大器固有的输出电阻Ro与容性负载一起,构成放大器传递函数的另一个极点。如波特图所示,在每个极点处,幅度斜率(负值)减小20dB/10倍。请注意各极点如何增加多达-90°的相移。我们可以从两个角度来考察不稳定性问题。请看对数图上的幅度响应,当开环增益与反馈衰减之和大于1时,电路就会变得不稳定。类似地,还可以看相位响应,在环路相移超过-180°的频率,如果此频率低于闭环带宽,则运算放大器往往会发生振荡。电压反馈型运算放大器电路的闭环带宽等于运算放太器的增益带宽积(GBP,或单位增益频率)除以电路的闭环增益(ACL)。 运算放大器电路的相位余量可以看作是使电路变得不稳定时所需的闭环带宽的额外相移量(即相移+相位余量=-180°)。随着相位余量趋于0,环路相移趋于-180°,运算放大器电路便趋于不稳定。通常而言,如果相位余量值远小于45°,就会导致频率响应的尖峰,以及阶跃响应时的过冲或响铃振荡等问题。为了保持足够的相位余量,容性负载所产生的极点至少应比电路的闭环带宽高10倍。如果不是这样,请考虑电路不稳定的可能性。 如何处理容性负载?教你三招 首先应当确定,运算放大器能否安全地驱动自身负载。许多运算放大器数据手册规定了“容性负载驱动能力”,另有一些则提供了关于“小信号过冲与容性负载之间关系”的典型数据。查看这些数值,可以发现过冲随着负载电容增加成倍递增。当过冲接近100%时,运算放大器便趋于不稳定。如果可能,请让过冲远低于此限值。另外请注意,此图针对特定增益而言。对于电压反馈型运算放大器,容性负载驱动能力随着增益的增加而提高。因此,在单位增益时能够安全驱动100pF电容的电压反馈型运算放大器,在增益为10时应当能够驱动1000pF电容。 一些运算放大器数据手册给出了开环输出电阻(Ro),由此可算出上述附加极点的频率。如果附加极点的频率(fp)比电路带宽高出10倍,电路将保持稳定。 如果运算放大器的数据手册没有说明容性负载驱动能力或开环输出电阻,并且没有提供过冲与容性负载的关系图,那么为了确保稳定性,必须假设任何负载电容均要求采取某种补偿技术。有许多方法都能使标准运算放大器电路稳定驱动容性负载,下面是其中几种: 噪声增益操控 这是一种在低频应用中保持稳定的有效方法,然而却经常被设计人员所忽略。其原理是提高电路的闭环增益(也称为“噪声增益”),而不改变信号增益,从而降低开环增益与反馈衰减之积变为1的频率。在一些电路的运算放大器输入端之间连接RD即可实现,如下图所示。利用所给的公式可求得这些电路的“噪声增益”。 由于稳定性受噪声增益而不是信号增益控制,因此上面的电路可提高稳定性,且不会影响信号增益。只需使“噪声带宽”(GBP/ANOISE)比负载所产生的极点至少低10倍,便可确保稳定。 这种稳定方法有一个缺点,即折合到输入端的电压噪声和输人失调电压进一步放大,导致输出噪声和失调电压增加。将电容CD与RD串联,可以消除增加的直流偏置电压,但这种技术会增加噪声,无法消除。这些电路在包含CD和不含CD两种情况下的有效噪声增益如图所示。 使用时,CD应尽可能大;最小值应为10ANOISE/(2πRDGBP),才能使“噪声极点”至少比“噪声带宽”低10倍。 环外补偿 这种方法是在运算放大器的输出端与负载电容之间增加一个电阻RX,如下图所示。该电阻显然在反馈环路之外,但它与负载电容一起,可将一个零点引人反馈网络的此传递函数,从而减小高频时的环路相移。 为确保稳定,RX值应使所增加的零点(fZ)至少比运算放大器电路的闭环带宽低10倍。增加RX后,电路性能不会像第一种方法一样受到影响,输出噪声不会增加,但相对负载而言的输出阻抗会提高。由于RX和RL构成电阻分压器,这可能会降低信号增益。如果RL已知且相当稳定,则可以提高运算放大器电路的增益,以抵消该增益损失。 这种方法对于驱动传输线路非常有效。为了避免驻波,RL和RX的值必须等于电缆的特性阻抗(一般为50Ω或75Ω)。因此,RX是预先确定的,剩下的工作就是让放大器的增益加倍,以便抵消电阻分压器造成的信号损耗,这样问题就解决了。 环内补偿 如果RL是未知的或动态变化的,则增益级的有效输出电阻必须保持较低。这种情况下,将RX连接在整个反馈环路以内可能有帮助,如下图所示。采用这种配置,直流和低频反做来自负载本身,因此从输入端到负载的信号增益仍然不受分压器(RX和RL)的影响。 此电路中增加的电容CF可以抵消CL所造成的极点和零点。简单地说,CF所产生的零点与CL所产生的极点一致,同时CF所产生的极点与CL所产生的零点一致。因此,总传递函数和相位响应与没有电容时完全一样。为了确保极点和零点组合均得以抵消,必须精确求解上述方程式。另外应注意条件;如果负载阻抗相对较大,则这些条件很容易得到满足。 如果RO未知,将难以计算。这种情况下,设计程序就变成猜谜游戏,这可以说是电路设计的噩梦。关于SPICE,有一点应当注意:运算放大器的SPICE模型并未精确模拟开环输出电阻(RO),因此并不能完全取代补偿网络的经验设计。 还有一点必须注意:CL必须为已知且恒定的值,才能应用这种技术。许多应用中,放大器驱动非常规负载,CL可能会因负载不同而有很大差别。只有CL是闭环系统的一部分时,使用以上电路才是最佳选择。 一种应用是对基准电压进行缓冲或反相,以驱动较大的去耦电容。此时,CL为固定值,可以精确抵消极点/零点组合。这种方法的低直流输出阻抗和低噪声(与前两种方法相比)非常有利。此外,基准电压的去耦电容可能很大(经常为若干微法),使用其它补偿方法并不可行。 以上三种方法均应用于“标准”、单位增益稳定、电压反馈型运算放大器,每种方法各有利弊。现在,您可以应用自己的知识来判断哪种方法最适合您的应用啦~

    时间:2020-12-22 关键词: 振荡器 放大器

  • 罗德与施瓦茨推出用于微波器件测试的全新系统放大器

    罗德与施瓦茨推出用于微波器件测试的全新系统放大器

    罗德与施瓦茨采用创新的方法,推出全新的系统放大器,可满足无线通信、物联网、卫星和雷达市场的应用需求和挑战。R&S®SAM100具有前所未有的高功率输出,超宽带宽和业内领先的超低噪声,可为客户提供优异的微波功率解决方案。 作为全球领先的微波测试与测量系统厂商,罗德与施瓦茨发布了采用创新技术的系统放大器R&S®SAM100,该微波放大器工作频率可覆盖2-20GHz,提供了高达20W的输出功率,它体积紧凑,设计稳固,并且操作便捷,树立了微波放大器的新标准。 R&S®SAM100面向移动无线电(UMTS、LTE、4G和5G)、物联网(WLAN、蓝牙)、卫星和雷达应用的微波无源和有源组件以及微波设备的制造商。罗德与施瓦茨专注于使用系统放大器进行设计验证测试(DVT)的研发工程师的专业要求,测试工程师使用系统放大器为产品验证测试(PVT),以及用于射频产品的生产验证。R&S®SAM100还可以应用于EMC测试,满足需要测试高达18 GHz的EMC测试实验室工程师的需求。 “R&S®SAM100采用了创新的方法,来应对系统放大器的挑战”,罗德与施瓦茨公司放大器系统产品总监Wolfram Titze说道, “它结合了高输出功率,超宽带宽和低噪声,这是基于罗德与施瓦茨独有的技术实现的。R&S®SAM100采用非常紧凑的台式设计架构,利用外部电源供电,方便用户在各种场景中获得高的射频功率输出。” 基于罗德与施瓦茨公司几十年的功放设计经验,以及严苛的研究和开发,R&S®SAM100代表了新一代的超宽带微波放大器,在 2 – 20 GHz的频率范围内,灵活提供各种测试设置和系统配置。它所具有的高增益、低噪声和卓越线性度特性,非常适合AM、FM、 PM和 OFDM等信号的放大应用。 Wolfram Titze还补充道:“我们给重要客户提供了大量的β版测试设备,并且R&S®SAM100获得了众多好评。随着对移动无线电和物联网设备的需求不断增加,这款新型放大器为新产品更快推向市场带来了巨大的优势。”

    时间:2020-11-24 关键词: 罗德与施瓦茨 微波器件 放大器

  • 新唐科技发布全球首款 整合了Klippel音讯控制技术的智能型放大器

    新唐科技发布全球首款 整合了Klippel音讯控制技术的智能型放大器

    San Jose, Calif. - 2020/10/20 - 新唐科技今日宣布推出单声道智能型放大器新产品系列,NAU83G10/NAU83G20,整合了由Klippel Gmbh 开发之 Klippel音讯控制技术(KCS) 。 扬声器是一种高度非线性且时变的系统。信号失真,发热,老化,气候和其他外部影响均会限制声音再现的最大音量和音质。与传统线性扬声器模型的智能放大器设备相比,KCS算法是基于自适应和非线性扬声器控制模型,通过提供机械和热保护,自动系统对准,传感器非线性的主动补偿,音圈静止位置的主动稳定,可大幅度的提高扬声器的性能和音质。这项新技术的主要优点是,传感器可以在不损坏扬声器的情况下操作更宽的扬声器位移范围,并通过减少扬声器失真来改善音质和插入式barge-in AEC性能。 新唐美国子公司智能家居音讯事业处资深处长 Mike Luh 表示:“我们非常高兴能与Klippel合作开发这种新类型的智能型放大器,与传统设计基于线性模型的智能型放大器相比,此产品可以使得较小的扬声器提供更高的音质,达到更大的输出,支持精确的扬声器保护,提供实时的扬声器诊断数据,简化扬声器调适流程,并提高了插入式barge-in AEC性能。” NAU83G10和NAU83G20器件均有内置IV Sense (电流电压感测) ADC 的单声道D类放大器。 并且内部集成了功能强大的 Cadence Tensilica HiFi数字讯号处理核心 (HiFi DSP) ,可有效地运行KCS 算法,并且支持I2C控制和 I2S/PCM/TDM 音频接口。NAU83G10器件可使用高效的G类升压转换器为4ohm负载提供高达8W的输出功率,为8ohm提供6.5W的功率。NAU83G20器件可在12.6V外部电池供电水平下为4ohm提供高达20W的功率,为8ohm提供高达11W的功率。 主要硬件功能: · 功能强大的超低噪声单声道升压Class-D类放大器 o NAU83G10: 8W输出功率,

    时间:2020-10-26 关键词: 新唐科技 klippel 放大器

  • 关于小小的二极管给检波器产生的作用,你知道吗?

    关于小小的二极管给检波器产生的作用,你知道吗?

    你知道小小的二极管给检波器的作用吗?二极管因为具有整流特性而用来产生直流电压,并且只要存在二极管,其所产生的直流电压便与交流和 RF 信号电平成比例。 今天为大家分享的内容把基于二极管的 RF 和微波产品与集成电路替代产品相对比。 基于二极管的分立式 RF 检波器 图 1 显示的是一个广泛使用的、基于二极管的 RF 检波电路原理图。可以把它看成一个带有输出滤波的简易半波整流器。输入信号的正半周期正向偏置肖特基二极管,进而对电容充电。在负半周期时,二极管反向偏置,导致电容上的电压处于保持状态,产生与输入信号成比例的直流输出。为了在输入信号下降或关断时让此电压下降,采用电阻与电容的并联组合来提供放电路径。 图 1. 基于二极管的肖特基 RF 检波器 图 2 显示了此电路的传递函数。输入功率以 dB 为单位调整,输出电压以对数垂直刻度表示。观察 25°C 传递函数,发现曲线上有两个不同的工作区间。称为线性区间的区域为输入范围的顶端 (约 15 dBm) 到大约 0 dBm。术语“线性区间”是由于该区域内的输出电压与输入电压大致成比例而得名。 图 2. 基于二极管的肖特基 RF 检波器传递函数 0 dBm 以下是所谓的平方律区域。在此区域内,输出电压大致与输入电压的平方成比例。这导致曲线的斜率较高。 图 2 还显示了–40°C 和+85°C 温度下的电路输出电压与输入功率传递函数的关系。它表明 0 dBm 以下的功率电平偏差较大。这使得器件在温度变化稍大的应用中变得不稳定。 有一些技术可在某种程度上缓解温度漂移。这些技术包括引入第二个参考二极管作为电路的一部分,或者作为独立电路,具有独立的输出。参考二极管的温度漂移与主二极管匹配。通过减法处理(模拟域或数字域,具体根据电路结构决定),可在一定程度上消除漂移。 图 3 显示了 ADL6010——一款基于二极管的集成式肖特基检波器,具有大量的创新特性——在 25 GHz 时的传递函数。作为信号处理的一部分,输入信号通过一个仅在信号低于特定功率电平时才执行平方根操作的电路。跃迁点故意设置为等于二极管从平方律区间跃迁至线性区间的功率电平。因此,二极管的平方律效应得以消除,而两个区间的传递函数也不如图 1 那么明显了。 图 3. 25 GHz 时集成式肖特基二极管检波器的输出电压与输入功率和线性度误差的关系 图 3 还显示了从–55°C 到+125°C 范围内各种温度的传递函数曲线。另外,还标出了传递函数随温度发生的变化。将 25°C 传递函数的线性回归作为基准,以 dB 为单位标出每一温度下的误差。由于集成式温度补偿电路和平方律消除电路的作用,可以看到在输入的绝大部分范围内,线性度和温度漂移产生的误差大约为±0.5 dB。 ADC 接口 虽然有时候会在模拟电源控制环路中使用 RF 和微波检波器,但更普遍的是构建一个数字电源控制环路,如图 4 所示。在这些应用中,功率检波器的输出采用模数转换器进行数字化处理。在数字域中,使用来自 ADC 的码来计算功率电平。一旦获得了功率电平,系统就会作出响应,按需调节传输功率。 图 4. 典型的数控 RF 功率控制环路 虽然此环路的响应时间只在较少程度上依赖于检波器响应时间,但 ADC 采样速率和功率控制算法速度的影响会大得多。 环路测量以及精确设置 RF 功率电平的能力受一系列因素影响,包括 RF 检波器的传递函数和 ADC 分辨率。为了更好地理解这一点,让我们进一步看看检波器的响应。图 5 将基于二极管的检波器 ADL6010 在 20 GHz 时的响应与微波对数放大器 HMC1094 进行对比。对数放大器具有线性 dB 的传递函数,其输入功率的 1 dB 变化始终导致输出端具有相同的电压变化(大约–50 dBm 至 0 dBm 的线性输入范围)。相比之下,在横轴采用 dB 刻度以及线性纵轴用于输出电压的情况下,诸如 ADL6010 等基于二极管的检波器具有指数形式的传递函数。 图 5. 线性 dB 对比 由于模数转换器的传递函数单位为位 / 电压,这意味着以 dB/ 位表示的系统分辨率会随着输入功率的下降而不断下降。图 5 中的曲线还显示了位 /dB 分辨率,可由 ADL6010 以 5 V 满量程电压驱动一个 12 位 ADC 实现(为了方便查看,该曲线以对数副轴标记刻度)。在器件功率范围的低端约–25 dBm 处,递增斜率约为每 dB2 位,从而使分辨率约为 0.5 dB/ 位。这表示一个 12 位 ADC 足以在满量程范围内精确解析 ADL6010 输出。 随着 RF 输入功率的增加,以位 /dB 为单位的递增斜率将在 15 dBm 的最大输入功率下稳步上升至大约 300 位 /dB 的最大值。这对于 RF 功率控制应用而言是有价值的;当系统达到最大功率时,这类应用的精度性能至关重要。RF 检波器用来测量和控制高功率放大器(HPA)是一个非常典型的应用场景。在那些经常需要控制功率以防 HPA 过热的应用中,以最大功率进行高分辨率功率测量具有极大的价值。 相比之下,图 5 中的 HMC1094 对数放大器传递函数还显示出它在线性工作范围内的斜率不变。这意味着若要实现远低于 1 dB 的分辨率,则使用较低分辨率的 ADC (10 位甚至 8 位)就足够了。 在图 6 显示的应用电路中,ADL6010 与 AD7091 对接,后者是一个 12 位精密 ADC,采样速率最高为 1 MSPS。该 ADC 内置 2.5 V 基准电压源,可设置满量程输入电压。由于 ADL6010 检波器可达到的最大电压约为 4.25 V,使用一个简单的电阻分压器便可将该电压向下调节,从而使其永不超过 2.5 V。这种调节可以在没有运算放大器缓冲器的情况下完成部署。输入功率范围下限处可以实现的 dB/ 位分辨率与上文示例类似(即大约 0.5 dB/ 位)。 图 6. 集成式微波功率检波器与精密 ADC 接口 结论 与分立式部署相比,集成式 RF 和微波检波器具有众多优势—— 集成式温度补偿电路提供即用型输出电压,其在宽温度范围内可以稳定在±0.5 dB 左右; 使用内部平方根函数可以有效消除低输入功率电平时的平方律特性,这样便可具有单个线性传递函数,使器件校准更为方便; 集成式检波器的缓冲输出可以直接驱动 ADC,不必担心负载会影响计算精度。(选择和设计 ADC 时必须仔细,以便在低输入功率下具有足够的位 /dB)以上就是小小的二极管给检波器的影响,希望能给大家帮助。

    时间:2020-10-19 关键词: rf 二极管 放大器

  • 你了解运放对电源电流的速度指标有什么影响吗?

    你了解运放对电源电流的速度指标有什么影响吗?

    你了解运放对电源电流的速度指标有什么影响吗?一个新的运放系列相对于电源电流的速度指标达到了业界领先水平。LTC6261 / LTC6262 / LTC6263 系列 (单、双、四路) 可在 240μA 的低电源电流下提供 30MHz 增益带宽乘积,并具有 400μV 的最大失调电压以及轨至轨输入和输出。结合 1.8V 至 5.25V 电源,这些运放可实现要求在低功率和低电压条件下提供不打折扣之性能的应用。 桥接式差分输出放大器 由于可依靠低电源电流获得这种带宽和噪声性能,因此实现超卓保真度所消耗的功率仅为便携式音频设备常见功耗的一小部份。鉴于 LTC6261 的独特功能,与有源滤波器一样,重温便携式音频设备头戴式耳机驱动器是一项合理的计划。 头戴式耳机扬声器阻抗的范围从 32Ω 至 300Ω;它们的响应率从 80dB 至 100dBSPL/1mW 及更高。例如设想一个具有 90dBSPL/1mW 响应率的头戴式耳机扬声器,它需要获取 100mW 输送功率以达到 110dBSPL。当其阻抗为 32Ω 时,RMS 电流为 56mA,电压为 1.8V;而当阻抗为 120Ω 时,RMS 电流则为 29mA,电压为 3.5V。 在采用一个 3.3V 电源和一个 LTC6261 放大器之输出的情况下,可能不具备产生 100mW 功率的足够驱动能力。然而,两个 180° 定相放大器的组合足以提供达到 100mW 以上输出功率所需的驱动能力。复制该桥式驱动电路可为左侧和右侧供电。 LTC6263 在一个小型封装中提供了 4 个放大器。从一个双放大器 LTC6262 驱动电路 (可以是左侧或右侧) 获得的数据示于图 2 和图 3。在采用高达 1VP-P 输入但无负载的情况下,两个放大器的基本电流消耗为 500μA。 图 1:音频头戴式耳机桥式驱动器 图 2:在不同负载条件下 LTC6262 桥式驱动器 THD 和噪声与频率的关系曲线 图 3:在不同负载条件下 LTC6262 桥式驱动器 THD 和噪声与幅度的关系曲线 (在 1kHz) 该电路包括两部分,首先是一个闭环增益 = 1.5 的反相增益级,还有一个随后的反相级。反相级的组合产生一个数值为 3 的单端输入至差分输出增益。当采用 500mVP-P 输入时,输出为 1.5VP-P、或 0.75V 最大值、或 0.53VRMS。当负载为 50Ω 时,500mV 输入产生约 5.6mW 的输出功率。在 1VP-P 输入条件下,该电路提供 22.5mW。请注意,这为 LTC6261 输出能够在有负载的情况下具备接近轨至轨的摆幅提供了帮助。 在实验室里第一次构建的这款电路产生了一个几百 Hz 的显著音调。结果是,正输入未在所有频率上作为一个 “AC 地” 进行良好的接地,因为没有对电压实施强力的固定。当采用单电源而非双电源时,需要固定电压。当使用单电源时,VM 不是地,而是一个生成的中间轨电压以使负输出拓扑能正确地工作。产生 VM 的电阻分压器具有大的电阻值 (例如:两个串联的 470k) 以尽量地减小额外的电源电流。一个大的电容器在低频条件下确保一个坚固接地。的确,增设一个大电容器 (1μF,它与并联的 470k 电阻形成一个极点) 消除了神秘的失真音调。 尽管具有低静态电流,但是该驱动器给一个头戴式耳机负载传递了低失真。在足够高的幅度下,失真在运放输出削波时大幅度地增加。当输出晶体管开始缺乏电流增益时,随着负载的增加将较早地出现削波。 便携式设备中的一个重要问题是电池消耗。大声播放的音乐或聆听者的音乐选择会影响电池的消耗速率。此类设备的最终使用方式不在设计师的控制范围之内。但是,静态电流并没有脱离设计师的管控范围。由于便携式设备在大部分时间都有可能处于闲置状态,所以静态电流是很重要,因为它持续地消耗电池电量。LTC6261 的低静态电流延长了电池放电时间。 结论 这里介绍的应用利用了 LTC6261 运放系列中提供的独特特性组合。这些器件的低静态电流并未削弱它们通常为更耗电的部件保留功率级别上执行操作之能力。在其通用性之外,增加了轨至轨输入和输出、停机和封装选择等特点。以上就是运放对电源电流的速度指标的影响,希望能给大家帮助。

    时间:2020-10-19 关键词: 扬声器 运放 放大器

  • 你知道光耦反馈的几种典型接法吗?应该如何接?

    你知道光耦反馈的几种典型接法吗?应该如何接?

    关于光耦反馈的几种典型接法,你真的了解吗?在弄清楚光耦反馈的几种典型接法之前,我们还是先了解下何为光耦,它又是何如完成日常工作的? 光耦是以光为媒介来传输电信号的器件,通常把发光器(红外线发光二极管LED)与受光器(光敏半导体管)封装在同一管壳内。当输入端加电信号时发光器发出光线,受光器接受光线之后就产生光电流,从输出端流出,从而实现了“电—光—电”转换。 光耦合器的主要优点是单向传输信号,输入端与输出端完全实现了电气隔离,抗干扰能力强,使用寿命长,传输效率高。它广泛用于电平转换、信号隔离、级间隔离、开关电路、远距离信号传输、脉冲放大、固态继电器(SSR)、仪器仪表、通信设备及微机接口中。 常见的几种连接方式 常用于反馈的光耦型号有TLP521、PC817等。这里以TLP521为例,介绍这类光耦的特性。TLP521的原边相当于一个发光二极管,原边电流If越大,光强越强,副边三极管的电流Ic越大。副边三极管电流Ic与原边二极管电流If的比值称为光耦的电流放大系数,该系数随温度变化而变化,且受温度影响较大。通常选择TL431结合TLP521进行反馈。这时,TL431的工作原理相当于一个内部基准为2.5 V的电压误差放大器,所以在其1脚与3脚之间,要接补偿网络。 常用的四种反馈接法 常见的光耦反馈第1种接法,如图1所示。注意左边的地为输出电压地,右边的地为芯片供电电压地,两者之间用光耦隔离。图1所示接法的工作原理如下:当输出电压升高时,TL431的1脚(相当于电压误差放大器的反向输入端)电压上升,3脚电压下降,光耦TLP521的原边电流If增大,光耦的另一端输出电流Ic增大,电阻R4上的电压降增大,com引脚电压下降,占空比减小,输出电压减小;反之,当输出电压降低时,调节过程类似。 常见的第2种接法,如图2所示。与第1种接法不同的是,该接法中光耦的第4脚直接接到芯片的误差放大器输出端,而芯片内部的电压误差放大器必须接成同相端电位高于反相端电位的形式,利用运放的一种特性———— 当运放输出电流过大(超过运放电流输出能力)时,运放的输出电压值将下降,输出电流越大,输出电压下降越多。图2所示接法的工作原理是:当输出电压升高时,原边电流If增大,输出电流Ic增大,由于Ic已经超过了电压误差放大器的电流输出能力,com脚电压下降,占空比减小,输出电压减小;反之,当输出电压下降时,调节过程类似。 常见的第3种接法,如图3所示。与图1基本相似,不同之处在于图3中多了一个电阻R6,该电阻的作用是对TL431额外注入一个电流,避免TL431因注入电流过小而不能正常工作。 常见的第4种接法,如图4所示。该接法与第2种接法类似,区别在于com端与光耦第4脚之间多接了一个电阻R4,其作用与第3种接法中的R6一致,其工作原理基本同接法2。以上就是光耦反馈的几种典型接法解析,希望能给大家帮助。

    时间:2020-10-19 关键词: 发光器 受光器 放大器

  • 基于运算放大器的各项模拟积分器电路应用

    基于运算放大器的各项模拟积分器电路应用

    在电子世界走向数字化之前,基于微分方程求解的控制系统使用模拟计算来解方程。因此,模拟计算机相当普遍,因为几乎所有微分方程的求解都需要对信号进行积分运算的能力。 虽然控制系统大多都已实现数字化,并且数值积分也已取代模拟积分,但在传感器、信号生成和滤波的运算方面,仍然需要模拟积分器电路。 这些应用使用基于运算放大器的积分器,并在反馈回路中带有电容元件,以便为低功耗应用提供必要的信号处理。尽管实用性仍然很重要,但许多设计人员可能会轻易忽略。 本文概述了积分器电路,并以 Texas Instruments 的几个产品为例,就正确设计、元器件选择和最佳实践提供指导,以实现卓越性能。 一、基本反相积分器 经典的模拟积分器采用运算放大器,并且以电容器作为反馈元件(图 1)。 图 1:基本反相模拟积分器包含一个运算放大器,并且在反馈路径上有一个电容器。 积分器的输出电压 VOUT 是输入电压 V IN 的函数,可以使用公式 1 计算。 基本反相积分器的增益系数是 -1/RC,该系数可应用到输入电压积分。实际上,积分器所用的电容器应具有小于 5% 的容差和低温度漂移。聚酯电容器是一个不错的选择。在关键路径位置应使用公差为 ±0.1% 的电阻器。 该电路存在局限性,因为在直流下,电容器代表开路,增益会无穷大。在工作电路中,根据非零直流输入的极性,输出将传输到正电源轨或负电源轨。这可以通过限制积分器的直流增益来纠正(图 2)。 图 2:在反馈电容器上并联一个大电阻可限制直流增益,从而得到一个实用的积分器。 在反馈电容器上并联一个高阻值电阻器 (RF),可将基本积分器的直流增益限制为 -RF/R 值,从而得到一个实用的器件。这种添加法解决了直流增益问题,但却限制了积分器的工作频率范围。观察真实电路有助于理解此限制(图 3)。 图 3:使用真实元器件的实用积分器 TINA-TI 仿真。 该电路使用 Texas Instruments 的 LM324 运算放大器。LM324 是一款优异的通用运算放大器,具有低输入偏置电流(典型值 45 nA)、低失调电压(典型值 2 mV)和 1.2 MHz 的增益带宽积。电路输入由仿真器的函数发生器以 500 Hz 的方波驱动。这在仿真器示波器上显示为上方迹线。电路会对方波进行积分,并输出一个 500 Hz 的三角函数,如示波器的下方迹线所示。 直流增益为 -270 kΩ/75 kΩ 或 -3.6 或 11 dB;这从电路的传递函数可以看出,如图 3 的右下网格所示。从约 100 Hz 至约 250 kHz,频率响应按 -20 dB/ 十倍频程滚降。这是积分器工作的有用频率范围,并且与运算放大器增益带宽积有关。 Texas Instruments 的 TLV9002 是新近推出的运算放大器。这款 1 MHz 增益带宽放大器具有 ±0.4 mV 的输入失调电压和 5 pA 的极低偏置电流。作为一款 CMOS 放大器,它适用于各种低成本便携式应用。 对于设计人员来说,务必要记住,积分器是一种累积器件。因此,如果没有适当的补偿,输入偏置电流和输入失调电压会导致电容器电压随着时间的推移而增加或减少。在此应用中,输入偏置电流和失调电压相对较低,并且输入电压会迫使反馈电容器定期放电。 在使用累积功能的应用中,例如在测量电荷时,在积分器中必须有一种机制来重置电压并建立初始条件。Texas Instruments 的 ACF2101BU 就具有这种机制。它是一款双开关积分器,集成了一个内置开关以对反馈电容器放电。由于该器件适用于需要电荷累积的应用,因此具有 100 fA 的极低偏置电流,典型偏置电压为 ±0.5 mV。 Texas Instruments 的 IVC102U 是一款类似的开关积分器 / 跨阻放大器。该器件与 ACF2101BU 的应用范围相同,但不同的是,每个封装包含单个器件。此外,还具有三个内部反馈电容器。其中包含对电容器组放电和连接输入源的开关,因此设计人员能够控制积分周期并包括保持操作,以及对电容器上的电压放电。 二、非反相积分器 基本积分器将信号的积分反相。虽然与基本积分器串联的第二个反相运算放大器可以恢复原来的相位,但也可以在单级中设计一个非反相积分器(图 4)。 图 4:基于差分放大器运算放大器配置的非反相积分器可以确保输出相位与输入相位匹配。 非反相版本的积分器使用差分积分器来保持输出与输入信号同相位。这种设计额外增加了无源元器件,应对其进行匹配以实现最佳性能。输入和输出电压之间的关系与基本积分器相同,只是符号不同,如公式 2 所示: 通过使用传统的运算放大器电路,可以实现对基本积分器进行其他调整。例如,可以添加多个电压输入(V1、V2、V3…),只要通过各自的输入电阻(即 R1、R2、R3…)加到运算放大器的非反相输入。 输出是输入之和的积分。 三、一些常见的积分器应用 过去,积分器一直用于微分方程求解。例如,机械加速度是其速度的变化率或导数。速度是位移的导数。积分器可用于获取加速计的输出并对其进行一次积分运算,以读取速度。如果速度信号进行了积分运算,则输出就是位移。这意味着通过使用积分器,单个传感器的输出可产生三个不同的信号:加速度、速度和位移(图 5)。 图 5:使用双积分器,设计人员可以从加速计产生加速度、速度和位移读数。 加速计的输入经过积分和滤波,得到速度。速度经过积分和滤波,可得到位移。请注意,所有输出均为交流耦合。这样一来,就不再需要处理每个积分器的初始条件。 四、函数发生器 函数发生器可输出多种波形,可以由多个积分器构成(图 6)。 图 6:使用三个 LM324 级设计的函数发生器。OP1 是产生方波的张弛振荡器;OP2 是将方波转换为三角波的积分器;OP3 是另一个积分器,用作低通滤波器以消除三角波的谐波,从而产生正弦波。 函数发生器围绕 LM324 设计,而 LM324 是前面讨论的实用积分器。在该设计中,使用了三个 LM324 运算放大器,如 TINA-TI 仿真所示。第一级 OP1 用作张弛振荡器,并以 C1 和电位计 P1 确定的频率产生方波输出。连接的第二级 OP2 为积分器,将方波转换为三角波。连接的最后一级 OP3 为积分器,但用作低通滤波器。该滤波器去除三角波中的所有谐波,并输出基频正弦波。每级的输出显示在图 6 右下方的仿真器示波器中。 五、罗氏线圈 罗氏线圈是一类电流传感器,其利用缠绕在被测载流导体上的柔性线圈测量交流电源。它们用于测量高速电流瞬变、脉冲电流或 50/60 Hz 线路功率。 罗氏线圈执行的功能类似于电流互感器。主要区别在于罗氏线圈使用的是空芯,而不是电流互感器中使用的磁芯。空芯具有较低的插入阻抗,从而在测量大电流时响应更快且没有饱和效应。罗氏线圈非常易于使用(图 7)。 图 7:简化示意图显示了罗氏线圈在载流导体上的安装(左)和此设置的等效电路(右)。 罗氏线圈如 LEM USA 的 ART-B22-D300,简单地缠绕在载流导体上,如图 7 左侧所示。罗氏线圈的等效电路如右图所示。请注意,线圈的输出与被测电流的导数成正比。积分器可用于提取感测到的电流。 罗氏线圈积分器的参考设计如图 8 所示。此设计的特点是具有 0.5 至 200 A 范围的高精度输出(精度为 0.5%),以及相同电流范围的快速建立输出(不到 15 ms 时间内的精度在 1% 以内)。 图 8:此罗氏线圈积分器的参考设计使用 Texas Instruments 的 OPA2188,作为设计积分器元件中的主运算放大器。 此参考设计使用 Texas Instruments 的 OPA2188,作为设计积分器元件中的主运算放大器。OPA2188 是一款双运算放大器,采用专有的自动调零技术,最大失调电压为 25 微伏 (µV),并且时间或温度漂移接近于零。增益带宽积为 2 MHz,典型输入偏置电流为 ±160 pA。 对于该参考设计,Texas Instruments 选择 OPA2188 的原因是低失调和低失调漂移。而且,低偏置电流可最大程度地减小罗氏线圈上的负载。 六、滤波器中的积分器 积分器在状态变量和双二阶滤波器设计中都有使用。这些相关的滤波器类型使用双积分器来获得二阶滤波器响应。状态变量滤波器是一种更有趣的滤波器,因为单个设计会同时产生低通、高通和带通响应。该滤波器使用两个积分器以及一个加法器 / 减法器级,如 TINA-TI 仿真所示(图 9)。图中显示了低通输出的滤波器响应。 图 9:状态变量滤波器使用两个积分器和一个加法器 / 减法器级,以从同一电路产生低通、高通和带通输出。 这种滤波器拓扑的优势在于,在设计过程中可独立调节所有三个滤波器参数(增益、截止频率和 Q 值)。在此示例中,直流增益为 1.9 (5.6 dB),截止频率为 1 kHz,Q 为 10。 高阶滤波器的设计通过串联多个状态变量滤波器来实现。这些滤波器通常用于模数转换器前的抗混叠,其中要求高动态范围和低噪声。 尽管有时候世界似乎已经全数字化,模拟积分器在信号处理、传感器调节、信号生成和滤波方面,仍然是非常有用和通用的电路元件。

    时间:2020-10-15 关键词: 积分器 模拟计算 放大器

  • 如何为低噪声设计选择最佳放大器?方法要点在此

    点击蓝字进入亚德诺半导体,然后右上角“设为标星”吧~ 当针对低噪声应用评估放大器的性能时,考虑因素之一是噪声,本文简要探讨在为低噪声设计选择最佳放大器时涉及到的权衡问题。 识别二维码进入小程序 在搜索栏输入“低噪声”  查看更多相关技术资料 如果驱动一个带有一定源电阻的运算放大器,等效噪声输人则等于以下各项平方和的平方根:放大器的电压噪声;源电阻产生的电压;以及流过源阻抗的放大器电流噪声所产生的电压。 如果源电阻很小,则源电阻产生的噪声和放大器的电流噪声对总噪声的影响不大。这种情况下,输人端的噪声实际上只是运算放大器的电压噪声。 如果源电阻较大,源电阻的约翰逊噪声可能远高于运算放大器的电压噪声和由电流噪声产生的电压。但需要注意,由于约翰逊噪声仅随电阻的平方根而增长,而受电流噪声影响的噪声电压与输人阻抗成正比关系,因而对于输人阻抗值足够高的情况,放大器的电流噪声将成为主导。当放大器的电压和电流噪声足够高时,在任何输人电阻值情况下,约翰逊噪声都不会是主导。 如果某个放大器的噪声贡献相对于源电阻可以忽略不计,则可通过运算放大器的品质因数Rs, op来进行选择。这可以通过放大器的噪声指标来计算: 其中:en表示折合到输人端的电压噪声in表示折合到输人端的电流噪声 图1给出的是1 KHz下,多种ADI工高压(最高44 V)运算放大器的电压噪声密度对与RS, OP关系的比较,1 kHz。斜线显示了与电阻相关的约翰逊噪声。 图1. ADI的放大器噪声坐标图 根据运算放大器数据手册中的数据,可以为某个选定频率制作类似的曲线图。例如,AD8599的折合到输人端的电压噪声约为1.07 nV/√Hz,折合到输人端的电流噪声为2.3 pA/√Hz(1 kHz)。其Rs,op值约为465 S2(1 kHz)。另外,需要注意以下几点: 与该器件相关的约翰逊噪声等效于约为69.6 Ω的源电阻  (见图1); 对于超过465 Ω的源电阻,放大器电流噪声产生的噪声电压会超过源电阻产生的噪声电压;放大器的电流噪声成为主要噪声源。 若欲使用该图(见图2),请执行第1至第4步。 通常情况下,源电阻是已知的(如传感器阻抗)。如果不知道电阻值,则根据周围的或前端的电路器件进行计算; 在约翰逊噪声线上确定给定源电阻的位置,如1 kΩ; 从第2步确定的点向坐标图右侧画一条水平线; 从第2步确定的点向左下方画一条直线线。斜率为,每下降10倍电压噪声则下降10倍电阻。 图2. 为低噪声设计选择运算放大器 位于线条右下方的放大器均为适用于目标设计的优质低噪声运算放大器,如图2阴影部分所示。 敲黑板!重点来了 ! 在针对低噪声设计评估放大器噪声性能时,应考虑所有潜在噪声源。 运算放大器的主要噪声贡献取决于源电阻,具体如下: Rs > > Rs, op;折合到输人端的电流噪声占优势 Rs = Rs, op;放大器噪声可忽略;电阻噪声占优势 Rs <<Rs, op;折合到输人端的电压噪声占优势 概括而言,可通过以下方式减少或消除干扰信号: 良好的布线技术,以减少寄生效应 良好的接地技术,如数字接地和模拟接地的隔离 良好的屏蔽 对于电阻性噪声源,请遵循以下规则: 根据应用的需要来限制带宽 尽可能降低电阻值 使用低噪声电阻,如采用大金属薄片、线绕式和金属薄膜技术的电阻 尽可能减少电阻性噪声源的数量 点分享 点点赞 点在看 免责声明:本文内容由21ic获得授权后发布,版权归原作者所有,本平台仅提供信息存储服务。文章仅代表作者个人观点,不代表本平台立场,如有问题,请联系我们,谢谢!

    时间:2020-10-12 关键词: 低噪声设计 放大器

  • OPA1622音频放大器的主要特性和优势

    OPA1622音频放大器的主要特性和优势

    如今大多数手机或者平板电脑上都有Hi-Fi的标志,其代表着便携式保真音频。而随着手机与平板的市场越来越大,Hi-Fi音频市场的需求也随之增长。我们希望产品保持低失真率的运放的同时还有更高的输出功率,从而驱动各种耳机。 目前市场上大部分产品采用的TI公司的OPA1612,虽然失真率很低,但是驱动能力不够强。在便携式设备里,功耗是一项重要的指标。消费者希望产品在高输出功率的同时保持低功耗。 基于这两点需求,TI推出的高性能音频运算放大器OPA1622,创新性的输出级设计提供了高输出电流并保持低失真率,低静态功耗(2.6毫安/通道)延长电池寿命,适用于模拟/数字音频控制台、专业音响设备、高保真(Hi-Fi)智能手机和平板电脑、以及耳机放大器。 OPA1622音频放大器的主要特性和优势 1. 通过创新的输入和输出级设计将音频质量提高到全新高度:如图1所示,高开环增益有助于低失真率,高增益单输入级使得运放静态功耗低,满足便携式应需求:2.6毫安/通道。OPA1622音频放大器向32Ω负载输10mW输出功率时,总体谐波失真(THD)低至-135dB,这一数值比性能最接近的同类产品要好12倍,尤其可帮助设计人员用于头戴式耳机应用。在保持最低THD和噪声(THD+N)的同时,它还能在削波出现前提供高达150mW的最大输出功率,从而为专业音频应用提供一个无干扰的信号路径; 2. 优化高保真便携式音频设备:每通道仅消耗2.6mA的低静态电流,并且在3mm×3mm双扁平无引线(DFN)封装内提供80mARMS的高线性输出电流。此外,在频率达到20kHz时,电源抑制比(PSRR)可达到-97/-123dB,这可使其能够在无需低压降稳压器(LDO)的情况下实现开关电源的低失真,从而在保证音频性能的同时节省电路板空间; 3. 独特的引脚分配简化了设计,并提升了失真性能:OPA1622以接地为基准的使能引脚可由低功耗处理器的通用输入/输出(GPIO)引脚直接控制,从而免除了对于电平位移电路的需要。它的创新型引脚分配改进了印刷电路板(PCB)布局布线,并且在高输出功率时能够实现出色的失真性能; 4. 消除了可闻滴答声和爆音:独特的使能电路设计, 能在OPA1622进入或脱离关断模式期间限制输出瞬态。 图1 创新的输入和输出级设计 OPA1622+LM27761=小面积的高保真音频放大器解决方案 TI不仅推出高品质的运放,同时提供相应的电源供电方案,帮助客户加快产品设计。LM27761是一款低噪声稳压开关电容电压逆变器,为OPA1622提供负供电轨和一个低噪声的可调输出,封装仅为2mm×2mm。OPA1622和LM27761配套使用时,可为便携式设备提供一套同时拥有高保真音质和小电路板空间特点的解决方案。 从图2可以看到,传统的方案需要一个电压转换器加一个LDO线性稳压器来做供电。 而LM27761将两个器件集成为一个芯片,面积比传统方案小6倍,并且对运放之前的布局和引脚进行了改进,使得整个方案使用简单。 图2 新旧方案对比

    时间:2020-10-10 关键词: 手机 耳机 放大器

  • 几百伏电压下也能进行低成本测量,这款放大器你心水吗?

    由于AD8479将信号衰减了60倍,为实现单位差分增益设备内部的其他运算放大器就必须将该差分信号再放大60倍。该增益通过连接到负基准电压(Ref–)引脚的电阻和连接到输出的电阻的比率实现。由于此处的目标只是实现衰减,因此可通过将输出信号反馈给Ref–引脚来旁路该增益。在此配置中,不再获得单位增益,而是实现精密漏斗放大器。由于AD8479采用固定增益配置,放大器可适当进行补偿,因此单位增益可能不稳定。为保持稳定性,此处的一个设计要求是确保在放大器的增益滚降之前,放大器处于初始预期增益中。AD8479数据手册将典型带宽列为310 kHz,因此负基准电压反馈应在此频率之前滚降。通过利用低通滤波器连接AD8479输出,并缓冲滤波器的输出(在滤 波器后加缓冲器),以及将缓冲器输出反馈回AD8479的负基准引脚,由此AD8479可构建为高电压精密漏斗放大器。 图5中的示波器显示了30 V p-p、100 kHz输入信号的结果。和图4中一样,漏斗电路在100 kHz时也衰减1/60。 图5. AD8479:100 kHz时增益为1/60的示波器输入和输出信号捕获。 由于AD8479漏斗放大器配置会以比标准AD84791倍增益低的多的增益(衰减)获得差分信号,因此噪声得以降低。对于漏斗放大器的配置,100 Hz的频谱噪声密度为27 nV/√Hz, 0.1 Hz至10 Hz范围内的电压噪声峰峰值为580nV。如您所见,这些噪声值大约是AD8479数据手册中列出的噪声值的1/60,因此滤波器和缓冲器对噪声的影响可以忽略不计。这是由于在两级放大器电路中,第二级的噪声和失调电压被第一级的增益分压而至衰减。由于从AD8479 Ref–引脚到AD8479输出引脚之间的增益为–59,此(-1)为缓冲器噪声和失调电压将减小的因子(1/(59+1))。 图7. AD8479:增益为1/60的峰峰值噪声(nV) 0.1 Hz至10 Hz。 一种应用是测量交流电动机的电压和电流。由于交流电源是数百伏电压,因此很难准确监测电流和电压。由于AD8479能够在这些电压下工作,因此可以使用分流器测量通过电机的电流。使用上述电路可以实现电机电压的测量,由此可轻松实现精确的功率监控解决方案。 图8. AD8479:增益为1/60的高电压阻抗测量。

    时间:2020-09-28 关键词: 测试测量 放大器

  • 低噪声放大器的两种设计方法

    2011年5月18日-20日,由中国电子学会主办的中国云计算大会在北京国家会议中心隆重召开。本次大会的主题为“探寻云计算应用之路”,致力于促进国内外云计算最新交流与合作,务实推动云计算应用,加快云计算产业发展和产业链完善,展示国内外云计算最新研究成果和示范应用。   会上,中国电子学会云计算专家委员会主任李德毅发表主题为“云计算实践分析”的演讲。他介绍了云计算对中国软件产业的影响,以及传统电信运营商的纠结,并为中国的云计算实践之路指明了方向。   李德毅首先从软件测试中心谈起,阐述了云计算对中国软件产业的影响。软件测试中心需要为各行各业的IT系统进行测试、验证,常常是提供软件按质量保证的信用单位,随着云计算的软件即服务行业的兴起,软件作为服务来提供,性能、功能、负载检查文档的一致性等等。不同的测试,需要搭建不同的测试环境,有了云计算可以租用云计算提供的计算能力进行测试。   李德毅指出,物联网的最高境界是实现“机器人”,这里的机器人是把机器,生产线,通过机器人作为一个中转器实现控制。可以利用网络和信息技术实现精细调控物质和能量,如实现智能加湿、控制倒立板、控制空间飞行器的飞行姿态和相机广角、机器人等等,他强调而云计算是物联网的基石。   李德毅还谈道了中国的云计算应该如何去实践。他他强调需要“务实”,“一方面,需要从行业和领域入手,从老百姓得到实惠入手,从解决民生入手,而不是在乎规模。另一方面,随着试点的推广,云计算的实践还要考虑整个中国IT行业的战略布局,设立一些国家级的海量数据中心和服务中心,考虑在东北、华北西北那些电力供应相对丰富,而且温度比较低的地区建立。”  

    时间:2020-09-09 关键词: 低噪声 放大器

  • 高保真耳机放大器设计方案

    高保真耳机放大器设计方案

      1 引言   在高保真音响电路中,电子管放大器由于其独特的韵味和音乐听感,一直备受广大音响爱好者的喜爱和关注。近年来,高保真耳机由于其使用的便捷性和相对较低的价格,受到越来越多的音乐爱好者和音响发烧友的青睐。在高保真耳机家族中,耳机阻抗从低阻、中阻到高阻均有分布:如爱科技的271S额定阻抗为48Ω,拜亚动力的Dt48额定阻抗为200Ω,森海尔的HD580,HD600,HD650额定阻抗为300Ω等。对于阻抗较高的耳机,通常需要专门的配套电路,才能展现其优异的性能。同用于音箱的扬声器单元相比,耳机对于它的驱动电路性能指标的要求更加严格。与晶体管相比,电子管静态工作点电压高、内阻大,更适合输出摆幅大、电流小的驱动信号。这个特点使得电子管适用于驱动对品质要求高,但功率要求低的高保真耳机。   在音频前置放大器中,并联调整推挽(ShuntRegulatedPush-Pull,SRPP)电路具有高增益、低失真、低输出阻抗等特点,能够获得优异的音质表现,因而在音响电路中广泛应用。本文设计了一款以共阴极放大器为输入级,SRPP放大电路为输出级的耳机放大器电路。对该电路建立了微变等效模型,选择合理的器件,通过理论计算控制相应的参数,使放大器能够较好地驱动耳机工作。   2 输入级   输入级采用一只电子管三极管构成的共阴极放大电路,其电路原理图如图1所示。图中电阻RL1,Rk1和Rg1分别同电子管的阳极、阴极和栅极相连接,使电子管建立稳定的工作点,同时具有合适的增益和适当的局部负反馈。V1可选择常用的电子三极管,如单三极管ECC92,或者是双三极管ECC82,12AU7,5814等型号中的一只电子管三极管工作原理与晶体管中的双极性三极管不同,但和场效应管类似,属于电压型放大器件,其主要参数为跨导gm,内阻rp和放大系数μ,且三者之间满足:      该电路的微变等效电路如图2所示,这里将电子管看成是受控电压源。图中,输入电压可表示为:      式(2)中Ug1k1为电子管栅极和阴极两端的电压,Uk1为阴极电阻Rk1两端的电压:   

    时间:2020-09-08 关键词: 多媒体 高保真 耳机放大器 放大器

  • 看一款糟糕的20W放大器设计如何毁掉整个扬声器系统

      远程实时监控病人信息、智能化体检是医疗行业发展的大方向,也是电子企业进入医疗领域的商机所在。   随着全球人口老龄化程度逐渐加重,全社会对医疗设备的需求越来越大。根据赛迪顾问发布的《中国医疗电子行业战略研究》报告,未来三年,中国医疗电子的市场规模将从2010年的403.1亿元增长到2013年的692.5亿元,年均复合增长率达19.8%。对于盈利渐趋薄弱的电子行业,这是一个潜在的海量市场。医疗电子设备由高集成度芯片、微控制器、高密度闪存、具备不同功能的各类型传感器等电子元器件设计组装而成,中国医疗电子厂商要想挣脱国外厂商的束缚,抢占市场份额,则必须从技术和应用创新上着手寻求突破,挖掘大背景下的潜在需求。   一部心电采集器/尿样采集器或是一台血糖监护仪/睡眠监护仪,一部安装Android操作系统的3G智能手机,通过蓝牙技术将二者绑定,这样用户就可以随时检测自己身体各项指标的当前值,也可随时查看健康记录,然后再通过手机将测试数据传送至监护管理和控制中心,自动生成统计数据及统计图标,自动进行数字化分析;当身体健康指标出现问题的时候,控制中心平台端的“医生”会发送短信为用户进行健康指导或者提醒用户就医。此外,医生也可在电脑设备等终端上实时动态了解用户身体状况,进一步分析后与用户电话联系从而更好地展开就医工作。   这就是深圳市新元素医疗技术开发有限公司提供的血压、血糖、心电、睡眠等远程健康监护设备,利用3G移动通信技术,与医院、药店、社康中心等共同建立健康云系统,通过将这个健康云覆盖到每个社区的各个家庭,实现远程医疗,实时监控用户身体状况,让用户在家即能实时掌握自身健康情况,享受到类似家庭医生的服务。目前该公司已与深圳市人民医院展开了合作。   此外,新元素还推出了一套智能婴儿管理设备,由智能腕带、位置监视器、信号接收器以及控制中心终端设备组成,它不仅适用于婴儿,也还适于老年痴呆患者使用,一个监护区域只需安装一个位置监视器。该设备利用无线通信技术,智能腕带定时发送无线信号,控制中心则通过该公司自主研发的区域定位算法,计算出每个婴儿所处区域位置,每个腕带有一个唯一的编码,与婴儿一一对应,并且每隔8秒发送信号至无线网关,当某腕带超过24秒没有信号发出时,控制中心将会报警丢失。当婴儿处于未授权的区域时,系统将会报警,防止婴儿被盗或者错抱;同时智能腕带中的芯片存储了每个婴儿的特征信息,控制中心收到这些信息能够对婴儿身份进行快速准确识别。   远程医疗、智能监控是医疗行业的发展方向,再加上政府对其的重视,它将带来一轮新革命,从而引发对各类终端设备的需求。而随着移动互联网以及物联网的发展,未来各种高性能高集成度通信芯片、传感芯片也将在医疗市场发掘出更大的商机。

    时间:2020-09-08 关键词: 扬声器 放大器

  • 前置放大器电路噪声分析

        前置放大器在音频系统中的作用至关重要。本文首先讲解了在为家庭音响系统或PDA设计前置放大器时,工程师应如何恰当选取元件。随后,详尽分析了噪声的来源,为设计低噪声前置放大器提供了指导方针。   前置放大器是指置于信源与放大器级之间的电路或电子设备,例如置于光盘播放机与高级音响系统功率放大器之间的音频前置放大器。前置放大器是专为接收来自信源的微弱电压信号而设计的,已接收的信号先以较小的增益放大,有时甚至在传送到功率放大器级之前便先行加以调节或修正,如音频前置放大器可先将信号加以均衡及进行音调控制。无论为家庭音响系统还是PDA设计前置放大器,都要面对一个十分头疼的问题,即究竟应该采用哪些元件才恰当?   元件选择原则   由于运算放大器集成电路体积小巧、性能卓越,因此目前许多前置放大器都采用这类运算放大器芯片。我们为音响系统设计前置放大器电路时,必须清楚知道如何为运算放大器选定适当的技术规格。在设计过程中,系统设计工程师经常会面临以下问题。   1、是否有必要采用高精度的运算放大器?   输入信号电平振幅可能会超过运算放大器的错误容限,这并非运算放大器所能接受。若输入信号或共模电压太微弱,设计师应该采用补偿电压(Vos)极低而共模抑制比(CMRR)极高的高精度运算放大器。是否采用高精度运算放大器取决于系统设计需要达到多少倍的放大增益,增益越大,便越需要采用较高准确度的运算放大器。   2、运算放大器需要什么样的供电电压?   这个问题要看输入信号的动态电压范围、系统整体供电电压大小以及输出要求才可决定,但不同电源的不同电源抑制比(PSRR)会影响运算放大器的准确性,其中以采用电池供电的系统所受影响最大。此外,功耗大小也与内部电路的静态电流及供电电压有直接的关系。   3、输出电压是否需要满摆幅?   低供电电压设计通常都需要满摆幅的输出,以便充分利用整个动态电压范围,以扩大输出信号摆幅。至于满摆幅输入的问题,运算放大器电路的配置会有自己的解决办法。由于前置放大器一般都采用反相或非反相放大器配置,因此输入无需满摆幅,原因是共模电压(Vcm)永远小于输出范围或等于零(只有极少例外,例如设有浮动接地的单供电电压运算放大器)。   4、增益带宽的问题是否更令人忧虑?   是的,尤其是对于音频前置放大器来说,这是一个非常令人忧虑的问题。由于人类听觉只能察觉大约由20Hz至20kHz频率范围的声音,因此部分工程师设计音频系统时会忽略或轻视这个“范围较窄”的带宽。事实上,体现音频器件性能的重要技术参数如低总谐波失真(THD)、快速转换率(slew rate)以及低噪声等都是高增益带宽放大器所必须具备的条件。   深入了解噪声   在设计低噪声前置放大器之前,工程师必须仔细审视源自放大器的噪声,一般来说,运算放大器的噪声主要来自四个方面:   1、热噪声 (Johnson):由于电导体内电流的电子能量不规则波动产生的具有宽带特性的热噪声,其电压均方根值的正方与带宽、电导体电阻及绝对温度有直接的关系。对于电阻及晶体管(例如双极及场效应晶体管)来说,由于其电阻值并非为零,因此这类噪声影响不能忽视。   2、闪烁噪声(低频):由于晶体表面不断产生或整合载流子而产生的噪声。在低频范围内,这类闪烁以低频噪声的形态出现,一旦进入高频范围,这些噪声便会变成“白噪声”。闪烁噪声大多集中在低频范围,对电阻器及半导体会造成干扰,而双极芯片所受的干扰比场效应晶体管大。   3、射击噪声(肖特基):肖特基噪声由半导体内具有粒子特性的电流载流子所产生,其电流的均方根值正方与芯片的平均偏压电流及带宽有直接的关系。这种噪声具有宽带的特性。   4、爆玉米噪声(popcorn frequency):半导体的表面若受到污染便会产生这种噪声,其影响长达几毫秒至几秒,噪声产生的原因仍然未明,在正常情况下,并无一定的模式。生产半导体时若采用较为洁净的工艺,会有助减少这类噪声。   此外,由于不同运算放大器的输入级采用不同的结构,因此晶体管结构上的差异令不同放大器的噪声量也大不相同。下面是两个具体例子。   1、双极输入运算放大器的噪声:噪声电压主要由电阻的热噪声以及输入基极电流的高频区射击噪声所造成,低频噪声电平大小取决于流入电阻的输入晶体管基极电流产生的低频噪声;噪声电流主要由输入基极电流的射击噪声及电阻的低频噪声所产生。   2、CMOS 输入运算放大器的噪声:噪声电压主要由高频区通道电阻的热噪声及低频区的低频噪声所造成,CMOS放大器的转角频率(corner frequency)比双极放大器高,而宽带噪声也远比双极放大器高;噪声电流主要由输入门极漏电的射击噪声所产生,CMOS放大器的噪声电流远比双极放大器低,但温度每升高10(C,其噪声电流便会增加约40%。

    时间:2020-09-07 关键词: 放大器电路 电路噪声 放大器

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