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随着LED灯作为车灯应用的越来越普及，设计上的灵活性、可维护性等相应的需求也日益高涨，插座型LED灯也就应运而生了。……
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嵌入式有必要学习RTOS吗，RT-Thread是否更适合你？
通过观察近年来招聘网站的招聘信息，嵌入式工程师的要求中总会多出一条“掌握至少1-2种RTOS”，网友头上也经常“有许多问号”表示，到底有没有必要学RTOS？ ……
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疫情下，10倍增长的半导体物流成本，“中国芯”之路该怎么走？
“中国芯”之路上，半导体物流环节不容轻视，哪种物流才是国产半导体发展所需的？……
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何时使用 BJT 电源开关
今天，开关电源将把 MOSFET 作为电源开关几乎是意料之中的事情。但在一些实例中，与 MOSFET 相比，双极性结式晶体管 (BJT) 可能仍然会有一定的优势。特别是在离线电源中，成本和高电压（大于 1kV）是使用 BJT 而非 MOSFET 的两大理由。在低功耗（3W 及以下）反激式电源中，很难在成本上击败 BJT。大批量购买时，一个 13003 NPN 晶体管价格可低至 0.03 美元。该器件不仅可处理 700V VCE，而且无需过大的基流便可驱动几百毫安的电流。使用 BJT，增益和功率耗散可能会将实际使用限制在低功耗应用中。在这些低功耗标准下，MOSFET 与 BJT 之间的效率差异非常细微。下图 1 对比了两个相似 5V/1W 设计的效率。第一个设计是PMP8968使用 MOSFET，而另一个设计则是PMP9059使用 BJT。这并不是完全公平的对比，因为这两个电源在设计上采用不同的输入电压运行，但它说明了它们的效率有多相似。图1：PMP8968MOSFET 设计与PMP9059BJT 设计的效率对比有些新控制器实际是设计用于驱动 BJT 的，目的是提供最低成本的解决方案。在大多数情况下，具有外部 BJT 的控制器比包含集成型 MOSFET 的控制器便宜。在使用 BJT 控制器进行设计时，必须注意确保 BJT 的基极驱动与增益足以在变压器中提供必要的峰值电流。在稍微偏高的功率级下，FET 与 BJT 的效率差异就会变得较为明显，原因在于 BJT 较差的开关特性与压降。但是，对于输入电压高于 100-240VAC 典型家用及商用电压范围的应用来说，BJT 可能仍有优势。工业应用与功率计就是这种情况的两个实例，它们可能需要更高的输入电压。价格合理的 MOSFET 只能用于 1kV 以下。在有些功率计应用中，线路电压可能会超过 480VACrms。在整流器后会达到 680Vdc 以上的电压。对于三相位输入，这一数字可能还会更高。电源开关需要能够承受这种电压以及反射输出电压与漏电峰值。在这些应用中，MOSFET 可能根本就无法作为选项，因此 BJT 就成了最简单、最低成本的解决方案（见PMP9044，以下提供链接）。我们之前讨论过，当功率级提高到 3W 以上时，BJT 中的开关损失可能就会成为大问题。使用级联连接来驱动 BJT 可以缓解这一问题。下图 2（摘自 PMP7040）是级联连接的工作情况。BJT (Q1) 的基极连接至 VCC 电轨，同时发射极被拉低用以打开开关。在UCC28610内部，一个低电压 MOSFET 将 DRV 引脚拉低，并由一个内部电流感应来安排峰值开关电流。由内部 MOSFET 实现快速关断，因为它与外部高电压 BJT 串联。图2：PMP7040 原理图展示级联连接的工作情况总之，BJT 可能会在您的电源中具有重要意义，仍然是有一些原因的。在低于 3W 的应用中，它们可能会在不怎么影响性能的情况下，具有低成本优势。在更高电压下，它们可在 MOSFET 选择可能具有局限性的情况下提供更多选择。此外，我们还看到了将级联连接用于提高 BJT 开关性能的方法。下面给出了一些PowerLab设计的链接，以重点说明这些方面……低功耗、低成本BJT 反激式解决方案：PMP9059— 120VAC 输入、5V/200mAPMP9074— 85VAC-265VAC 输入、12V/3W高输入电压BJT 反激式解决方案：PMP6741— 85Vdc-576Vdc 输入、24V/12WPMP9044— 3 相位 AC 输入、3.3V/0.5A级联驱动BJT 反激式解决方案：PMP6710— 85VAC-265VAC 输入、12V/1APMP7040.1— 147-400VAC 输入、20V/0.25A
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升压PFC电感上为什么要加一个二极管？它的作用是什么？
为了提高电网的功率因数，减少干扰，平板电视的大多数电源都采用了有源PFC电路，尽管电路的具体形式繁多，不尽相同，工作模式也不一样(CCM电流连续型、DCM不连续型、BCM临界型)，但基本的结构大同小异，都是采用BOOST升压拓扑结构。如下图所示，这是一典型的升压开关电源，基本的思想就是把整流电路和大滤波电容分割，通过控制PFC开-关管的导通使输入电流能跟踪输入电压的变化，获得理想的功率因数，减少电磁干扰EMI和稳定开关电源中开关管的工作电压。 下图是一个广泛应用的升压型开关电源拓扑，相信大家并不陌生。在这个电路中，PFC电感L在MOS开关管Q导通时储存能量，在开关管截止时，电感L上感应出右正左负的电压，将导通时储存的能量通过升压二极管D1对大的滤波电容充电，输出能量。Boost升压PFC电感L上都并连着一个二极管D2。 说法一：减少浪涌电压对电容的冲击在开机瞬间限制PFC电感L因浪涌电流产生巨大的自感电势，从而造成电路故障。每次电源开关接通瞬间加到电感上的可以是交流正弦波的任意瞬时值，如果在电源开关接通的瞬间是在正弦波的最大值峰点附近，那么给电感所加的是一个突变的电压，会引起电感L上产生极大的自感电势，该电势是所加电压的两倍以上，并形成较大的电流对后面的电容充电，轻则引起输入电路的保险丝熔断，重则引起滤波电容及斩波开关管Q击穿。设置保护二极管D2后在接通电源的瞬间，由D2导通并对C充电，使流过PFC电感L的电流大大减小，产生的自感电势也要小得多，对滤波电容和开关管的危害及保险丝的熔断可能要小得多。 说法二：减少浪涌电压对升压二极管的冲击该二极管分流一部分PFC电感和升压二极管支路的电流，因而能对升压二极管起保护作用。 误区解析 以上的观点都提到了该二极管D2的保护作用，都有一定的道理，但上述的有些解释有值得商榷的地方。 大家知道PFC电路后面大的储能滤波电容C和PFC电感L是串联的，由于电感L上的电流不能突变.PFC电感本身对大的滤波电容C的浪涌电流起限制作用，不会出现观点一提到的“电源开关接通的瞬间电感L1上产生极大的自感电势时电容的充电的情况，”因为自感电势的方向也是左正右负，此观点令人费解。 并联保护分流二极管D2以后，这一路由于没有电感的限制作用，对滤波电容的冲击反而会更大，不会减小。实践也证明，去掉二极管D2后，电容C上的浪涌冲击反而减小。观点二保护升压管D1说法，有一定的道理，因为D1是快速恢复二极管，承受浪涌电流的能力较弱，减小反向恢复电流和提高浪涌电压承载力是相互牵制的，而D1所采用的普通整流二极管承受浪涌电流的能力很强，如1N5407的额定电流3A，浪涌电流可达200A。不过由于升压二极管D1有串接的PFC电感L的限流作用，笔者认为保护二极管D2的最主要作用还不仅仅是保护升压管D1。一些资料也有说明并联二极管D2是减少开机过程的浪涌电压，这个总体的说法没错，但我认为该保护二极管D2表面降低的是对PFC电感和升压二极管的浪涌冲击，但实际上还有一个重要的作用：保护PFC开关管。 在开机的瞬间，滤波电容的电压尚未建立，由于要对大电容充电，通过PFC电感的电流相对比较大，有可能在电源开关接通的瞬间是在正弦波的最大值，在对电容充电的过程中PFC电感L有可能会出现磁饱和的情况，如果此时PFC电路工作，就麻烦了，流过PFC开关管的电流就会失去限制，烧坏开关管。为防止悲剧发生，一种方法是对PFC电路的工作时序加以控制，即当对大电容的充电完成以后，再启动PFC电路;另一种比较简单的办法就是并接在PFC线圈和升压二极管上一个旁路二极管，启动瞬间给大电容的充电提供另一个支路，防止大电流流过PFC线圈造成饱和，避免PFC电路工作瞬间造成开关管过流，保护开关管，同时该保护二极管D2也分流了升压二极管D1上的电流，保护了升压二极管。另外，D2的加入使得对大电容充电过程加快，其上的电压及时建立，也能使PFC电路的电压反馈环路及时工作，减小开机时PFC开关管的导通时间，使PFC电路尽快正常工作。 综上所述，以上电路中二极管D2的作用是在开机瞬间或负载短路、PFC输出电压低于输入电压的非正常状况下给电容提供充电路径，防止PFC电感磁饱和对PFCMOS管造成的危险，同时也减轻了PFC电感和升压二极管的负担，起到保护作用。该二极管的作用仍然可以说是减少浪涌电压的冲击，但主要是为了减少浪涌电压对开关管造成的威胁，对升压二极管也有分流保护作用，而不是保护滤波电容的。在开机正常工作以后，由于D2右面为B+PFC输出电压，电压比左面高，D2呈反偏截止状态，对电路的工作没有影响，D2可选用可承受较大浪涌电流的普通大电流的整流二极管。 在有些电源中，PFC后面的电容容量不大，也有的没有接入保护二极管D2，但如果PFC后面是使用大容量的滤波电容，此二极管是不能减少的，对电路的安全性有着重要的意义。
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Diodes推出可编程电流限制电源开关AP2552及AP2553
Diodes公司 (Diodes Incorporated) 推出可编程电流限制电源开关AP2552及AP2553，为备有两个USB3.0接口或多达四个USB2.0接口的产品提供过流保护。新器件能够保护最高达2.1A负载，适用于笔记本电脑、机顶盒、液晶电视和其他需要对3.3V与5V电源进行可靠过流保护的产品。这些单通道电源开关确保准确的电流设定及简单的系统配置。 为了进一步满足电路故障保护的需求，Diodes推出了四款全新电源开关，其中的AP2552 (低启动) 及AP2553 (高启动) 在过载时把输出电流持续限制在安全水平;AP2552A (低启动) 和AP2553A (高启动) 则在过流、反向过压或反向过流的情况下把负载关断。这些器件都采用了微型SOT26及U-DFN2020C-6封装。 这些新器件的电流限值精度高，在1.5A下的电流准确度，一般能达到±6%，使电流限制更准确地配合系统的要求，减少不必要的系统电源容量。他们的电流限值的可调范围极宽，只需单一只外部电阻器就可在75mA到2.35A范围内设置，从而使这些电源开关能在各种设计平台上使用。 为了使系统更加可靠，这些全新电源开关的瞬态反应时间仅为2μs，以防止系统不必要的关闭或重新启动。他们的反向电流阻断、欠压封锁、过流、过温及短路保护功能，为USB接口带来完善的保护解决方案。此外，这些开关的电压上升和下降时间也受到控制，从而把开通和关断时的浪涌电流减到最低。
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Vishay相控晶闸管在中功率开关应用中降低成本并节约空间
日前，Vishay Intertechnology, Inc.(NYSE 股市代号：VSH)宣布，推出采用新的长引线TO-247封装的50A、1200V相控晶闸管---VS-50TPS12L-M3。Vishay Semiconductors VS-50TPS12L-M3采用3引线通孔封装，为电源开关应用提供了新的中等功率选项。 单相SCR VS-50TPS12L-M3十分耐用，浪涌电流高达630A，玻璃钝化技术使器件能在+150℃结温下可靠工作。晶闸管符合RoHS，无卤素，引线长20mm，便于在PCB上安装，dV/dt高达1000V/μS，能更好地抵御EMI。 VS-50TPS12L-M3现可提供样品，并已实现量产，大宗订货的供货周期为五周到十周。
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用电子继电器制作光控开关
DJ － 702 型电子继电器|0">继电器，具有灵敏度高、稳定性好。动作可靠、体积小等特点。只需通过与光敏电阻和照明灯的简单接线 ( 如附图所示 ) ，即可作光控自动开关用。 接通 DJ-702 的电源开关|0">电源开关 S( 自身内部配备 ) ，外接的光敏电阻 RG(Mc45-34 型 ) 白天受到光照呈低阻值， DJ-702 不动作；其接线端子的“常开”端和“ 0 ” 端开路，照明灯 H 断电不亮誊夜间 RG 无光照呈高阻值。 DJ-702 便动作，“常开”端和“ 0 ”，端接通， H 得电点亮。要满足不同场合的使用要求 ( 即需要调节光控自动开关的光控灵敏度 ) ，可通过调整 DJ-702 内的电阻 R1(300k Ω）阻值大小而实现。用阻值 300k Ω的微调电位器取代 R1 ，然后调节其阻值便可获得不同的光控灵敏度。 RG 应设置在自然光容易照到的地方，但当 H 点亮后其灯光线不易照到的地方。 H 可用单只或多只灯泡 ( 工作电压 220V) 并联使用，功率在 600W 以内。
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LED 发光二极管测试器
目前， LED |0">LED 发光二极管不仅作为电源开关的指示，还作为一种光源来使用。 本文描述的一个简单的电路|0">电路可以迅速地测试发光二极管．并区分出其类型是低电流的还是高功率的。低电流发光二极管仅用 1-2mA 的电流，但只能提供比较暗的亮光；而高功率的发光二极管要用 10 mA 或更人的电流产生更高的亮度。 此外，当一个同时有多个发光二极管的电路时，则要求这些发光二极管在一个特定的电流时，能发出同样的亮度。这个要求也可以用本测试电路来检验：把两个或更多的发光二极管串联起来，便于您比较和选择它们中亮度相同者。 在该电路中 ( 见图 1) ，开始用一个可调电流源。 使通过一个发光二极管 ( 或两个串联的发光二极管 ) 的电流从 O 调高到 20mA ，根据发光二极管的亮度，当电压表从 O 变化到最高伏特值时。你就可以判断出你的发光二极管是哪种类型的。一个低电流的发光二极管在一个较小电流时就会正常发光，而且当电压表读数继续升高时不会变得更亮；相反的，高功率的发光二极管会随着电压升高慢慢地继续增加亮度。 如果想选择相同亮度的发光二极管，你可以将两个甚至更多的发光二极管串联。例如，检验红色发光二极管，采用电压为 9V 的电源时，你甚至可以串联 4 个发光二极管，以使遴选结果更容易看出。如果有需要，可以增加电源电压到最大值 15 V( 但不是两节 9V 的电池串联 !) 。这里所使用的一个运放 TLC271 允许的最大电源电压为 16V 。在此电压下，你可以比较 6 到 8 个发光二极管 ( 绿色、黄色和红色 ) 。实际测试发光二极管的最大数目依赖于测试发光二极管的正向压降，白色发光二极管的压降大约是 3 ． 6V ，因此，在电源电压为 15V 时你只能同时测量 3 个。 电路图 1 由一个经典的电流源构成 ( 这个电流源由一个晶体管和一个运放组成 ) 。运放 IC1 将 T1 的发射极电阻 R5 的压降和滑线变阻器 P1 设定好的电压比较。运放的输出电压经 R3 和 R4 分压器后驱动 T1 的基极。选择这个分压器的理由在于降低一个潜在的故障情况的危险：例如，当 IC1 的输出超出供给范围，通过 T1 的电流不能变得太高 ( 最多超过： 20mA 一点点 ) 。 但需注意 ! 如果你提高了整个电路的电源电压，通过 T1 的最大电流也将破坏性地增加。 应用稳压二极管 D1 来获得一个参考电压，使得 P1 的电压不依赖于供电电压。通过将 Dl 的电流控制在约 1mA ，使 Dl 的稳定电压仅为 4 ． 2 V ，而不是标称值 4 ． 7V 。现在 Pl 的电压是约为 1V 。 在组装这个电阻之前，应注意一下电位器 P1 的实际数值。这种类型的电位器往往有± 20 ％的误差。 如果你的电位器偏差超出了标称值的 5 ％，那么你可以按同一比例调整 R2 的值。 4 ． 7V 的稳压二极管 (D2 和 D3) 与每个被测发光二极管是并联的。这些稳压二极管的作用是双重的。一方面，当一个发光二极管被移开时。能保持流过其他发光二极管的电流通路。另一方面，当一个发光二极管接反时，稳压二极管能防止发光二极管的电压超过最大反向截止电压。这个电压一般是 5V ，但有时可能低于此值。 说明：搭建本电路最好的方法是用一小块万能电路板，因为较少的元件和它们之间的联线很容易安装。为了方便而快速地插入和拆除发光二极管，最好使用 2 个双孔插座作为连接器。 电路原型的最大电流消耗是低于 23mA ，通过 R1 的电流是 1mA 。运放通过将⑧脚连接到电压正极 ( 设定为低功率模式 ) ：现在它消耗的电流仅为微安级。 如果希望能同时安全地测试更多的发光二极管，可以用一个单独的，更高的电压为一串发光二极管供电，但请注意，不能超过晶体管 T1 的耐压。如有必要，在 T1 电压很高时，可使用功率三极管并安装散热器。不过，不要忘记为每个发光二极管连接一个稳压二极管，这样会安全得多。图 2 是本电路的实物照片。
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基于LT3519的LED驱动器
现在大街上随处可见的LED显示屏，还有装饰用的LED彩灯以及LED车灯，处处可见LED灯的身影，LED已经融入到生活中的每一个角落。随着中功率(1W至4W)LED串应用数量的增加，对紧凑型、高效率、高性能LED驱动器的需求也增加了。 LT3519 LED驱动器满足多种应用的需求，包括LCD显示器、汽车和航空电子应用、建筑和工业照明、便携式投影和扫描仪等。其16引脚MSOP封装中含有精确的LED电流调节、用于亮度控制的PWM 和模拟调光以及具有故障检测功能的开路保护，该器件还具有小尺寸和高效率的特点。 400kHz LT3519 LED驱动器包含集成的750mA/45V峰值电源开关、补偿组件和低泄漏肖特基二极管，从而使设计简单、小巧。尽管集成度很高，该器件仍然能用于多种拓扑，包括升压、SEPIC、降压模式或降压-升压模式。为了最大限度地提高通用性，肖特基二极管的阳极(ANODE)和内部电源开关的发射极(SW)引脚被单独引出，以便SEPIC耦合电容器可以插入两者之间。选择内部补偿组件以便在上述拓扑中匹配2.2μF至4.7μF的输出电容。集成的补偿网络结合电流模式控制，产生了快速稳定的瞬态响应。 该器件还包括OPENLED检测和故障报告功能。利用电阻器分压器设定过压保护输出电压，以防有LED串开路。在发生故障时，一个小的上拉电阻器就可以使开路集电极OPENLED输出引脚有效。 4W升压型LED驱动器 图1中简单的升压型LED驱动器在汽车输入电压范围内以100mA电流驱动最高38V的LED。对于汽车、航空电子和工业解决方案来说，400kHz开关频率是常见的。该驱动器结合了高效率、小尺寸的电感和电容以及高的PWM调光能力，同时避开了AM广播频段的频率。具有约750mA额定饱和电流的小型电感器、几个陶瓷电容器和若干纤巧的电阻器就是完成设计所需的全部组件。如图2所示，利用集成的LT3519 PWM调光架构和极低泄漏的集成肖特基二极管，纤巧的PWM调光MOSFET可用来在120Hz时提供超过1000:1的PWM调光。 频率为120Hz时，1000:1的调光比对于一个400kHz的开关稳压器来说是极高的。由于更高的开关频率通常对应更高的PWM调光比，因此通过选择更高频率的驱动器，可以进一步提高调光比。在这种情况下，避开AM频段意味着跳至2MHz，从而降低了最大占空比和效率。LT3519的400kHz开关频率做到了2MHz转换器无法做到的事情：LT3519在38VLED时,以低至6VIN的电压提供高占空比;在12VIN时提供高达89%的效率。如果不需要PWM调光，那么MOSFET M1可以去掉，可用模拟调光(CTRL)引脚来调节稳定的LED电流，使其低于100mA，从而实现简单的亮度控制。 2.4W SEPIC LED驱动器 当LED串的电压在输入轨电压范围之内时，需要SEPIC拓扑。SEPIC产生高的PWM调光比，而且还提供短路保护。图3所示的SEPIC在4V至24V的输入范围内以150mA的电流驱动16V LED。因为集成的箝位二极管的阳极(ANODE)是通过一个独立于NPN电源开关发射极(SW)的引脚引出的，所以耦合电容器非常容易插入两者之间。 SW引脚承受的最高电压略高于输入电压与输出电压之和，因此45V/750mA的集成电源开关很好地满足了这些规格要求。虽然LED在生活中处处可见，但是LED也还有一些不足需要我们的设计人员拥有更加专业的知识储备，这样才能设计出更加符合生活所需的产品。
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TE Connectivity新款双向电源开关解决方案为业界最迷你之一
中国上海，2019年12月18日——全球连接和传感领域的技术领军企业泰科电子(TE Connectivity，以下简称为“TE”)，推出了新款KILOVAC电流传感高压接触器：KILOVAC KCS01，它是一种紧凑的电源开关解决方案，集成了电流传感器，并具有电流跳闸功能。这种接触器非常适用于要求严苛的商用电动汽车、配电、储能和蓄电池系统。35年来，KILOVAC产品得到了广泛使用，可提供航空和防务应用所需的高压开关功能。KILOVAC接触器高度专业化，适用于具有大电流系统的各种重要应用。KCS01接触器采用坚固而轻巧的设计，进一步扩展了KILOVAC接触器产品线的功能。这种接触器完全密封，即使长期不使用，也能够确保在恶劣的爆炸性和腐蚀性环境中具有可靠的性能。TE全球航空、防务与船舶业务部产品经理Earle Alldredge表示：“TE的新款KILOVAC电流传感高压接触器(KCS01)重量仅为145克，是业界最小的100A接触器之一。极小的尺寸和简单的设计使得它配置十分灵活，因此能够很好地适应各种各样的应用。”100A/600VDC的KCS01接触器可以在大多数方向上进行安装，并且具备双向开关功能，以满足各种应用需求。其集成式的双线圈电子节能器具有内部线圈抑制功能，没有线圈辐射，符合EMC标准。*KILOVAC、TE、TE Connectivity和TE Connectivity标识均为TE Connectivity Ltd.及其旗下子公司的商标。
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一种低导通损耗的USB 电源开关的设计方案
摘 要：本文提出了一种低导通损耗的USB 电源开关的设计方案。该方案中的电路采用自举电荷泵为N 型功率管提供足够高的栅压， 以降低USB 开关的导通损耗。在过载情况下， 过流保护电路能将输出电流限制在0. 3 A.1 引言通用串行总线（ Universal Serial Bus） 使PC 机与外部设备的连接变得简单而迅速， 随着计算机以及与USB 相关便携式设备的发展， USB 必将获得更广泛的应用。由于USB 具有即插即用的特点， 在负载出现异常的瞬间， 电源开关会流过数安培的电流， 从而对电路造成损坏。本文方案中所设计的USB电源开关采用自举电荷泵， 为N 型功率管提供2 倍于电源的栅驱动电压。在负载出现异常时， 过流保护电路能迅速限制功率管电流，以避免热插拔对电路造成损坏。2 USB 开关电路方案设计的整体思路图1 为USB 电源开关方案的整体设计。其中， V IN为电源输入， VOUT 为USB 的输出。在负载正常的情况下， 由电荷泵产生足够高的栅驱动电压， 使NHV1 工作在深线性区， 以降低从输入电源（ VIN ）到负载电压（ VOUT ） 的导通损耗。当功率管电流高于1 A 时， Currentsense 输出高电平给过流保护电路（ Currentlimit ） ; 过流保护电路通过反馈负载电压给电荷泵， 调节电荷泵输出（ VPUMP ） , 从而使功率管的工作状态由线性区变为饱和区， 限制功率管电流，达到保护功率管的目的。当负载恢复正常后， Currentsense 输出低电平， 电荷泵正常工作。图1 USB 电源开关原理图3 电荷泵设计图2 为一种自举型（ Self-BooST ） 电荷泵的电路原理图。图中，Φ为时钟信号， 控制电荷泵工作。初始阶段电容， C1 和功率管栅电容CGAte 上的电荷均为零。当Φ为低电平时， MP1 导通， 为C1 充电， V1电位升至电源电位， V 2 电位增加， MP2 管导通。假设栅电容远大于电容C1 , V 2 上的电荷全部转移到栅电容C GATE 上。当Φ为高电平时， MN1 导通， 为C1 左极板放电， V1 电位下降至地电位， V2 电位下降， MP2 管截止， MN2 管导通， 给电容C1 右极板充电至V IN .在Φ的下个低电平时， V1 电位升至电源电位， V2 电位增加至2 VIN , MP2 管导通， VPUMP 电位升至2 V IN - VT .图2 自举电荷泵原理图自举电荷泵不需要为MN2 和MP2 提供栅驱动电压， 控制简单， 但输出电压会有一个阈值损失。图3 是改进后的电荷泵电路图， Φ1 和Φ2 为互补无交叠时钟。由MN2、MN5、MP3、MP2 和电容C2 组成的次电荷泵为MN4、MP4 提供栅压， 以保证其完全关断和开启。当Φ1 为低电平时， MP1 导通，电位增加， 此时， V3 电位为零， MP4 导通， V 2 上的电荷转移到栅电容C GAT E 上， VPUMP 电位升高。当Φ1 为高电平时， MP2 导通， 为C2 充电， V4 电位上升至电源电位， V 3 电位随之上升， MP3 导通， V PUMP 电位继续升高。MN3 相当于二极管， 起单向导电的作用。在VPUMP 电压升高到VIN + VT 以后， MN3 隔离V3到电源的通路， 保证V3 的电荷由MP3 全部充入栅电容。这样， C1 和C2 相互给栅电容充电， 若干个时钟周期后， 电荷泵输出电压接近两倍电源电压。在电荷泵输出电压升高的过程中， 功率管提供的负载电流逐渐上升， 避免在容性负载上引起浪涌电流（ inrush current ） .图3 改进后的电荷泵4 过流保护电路设计当出现过载和短路故障时， 负载电流达到数安培， 需要精确的限流电路为功率管和输入电源提供保护。对于MOS 器件， 只有工作在饱和区时的电流容易控制。限流就是通过反馈负载电压， 调节电荷泵输出电压来实现的。图4 是限流电路的原理图。图4 限流电路原理图N 型功率管NHV 的源与P 型限流管MP6 的栅相接， N 型功率管NHV 的栅与P 型限流管MP6的源相接。从而达到控制功率管栅源压降的目的。当负载电流超过1A 时， 电流限信号（ VLIMIT ） 为高电平， MN7 导通， 栅电荷经MP6 流向地， 栅电压减小， 功率管工作在饱和区。C1、C2 为电荷泵电容值，在一个时钟周期T 内， 由电荷泵充入的栅电荷为：当功率管栅压稳定时， 电荷泵充入的栅电荷等于限流管放掉的栅电荷。限流管泄放电流为：由得功率管和限流管的电流关系：式中， VTP 和VTN 分别是P 型管和N 型管阈值电压， M 为N 型功率管的并联数。通过设置NHV 和MP6 宽长比、功率管的并联个数、电荷泵的时钟周期以及电荷泵的电容值， 就可以确定功率管的电流。当负载恢复正常后， 电流限信号（ V LIMIT ） 为低电平， MN7 截止， 电荷泵正常工作， 为功率管提供2 倍于电源的栅驱动电压。这种过流保护电路通过MP6 泄放功率管的栅电荷， 易实现限流功能， 适用于N 型功率管的电源开关。5 仿真结果与讨论图5 为负载正常情况下负载输出电压和功率管电流的仿真波形。电源电压为5 V, C1、C2 电容值为1 pF, 时钟周期为40 s, NHV 和MP6 宽长比的比值为300, 功率管的并联个数为1 103.采用0. 6 m30 V BCD 工艺， 在典型条件下， 用HSPICE 对整体电路仿真。由波形可以看出， 在1 ms 内， 负载输出电压逐渐上升， 功率管电流没有过冲， 启动时间为1. 7 ms.3 ms 后， 功率管完全开启， 为负载提供电源。图5 启动时功率管电流和负载输出电压表1 为限流电路工作时功率管的平均栅电压和平均电流。图6 为USB 开关启动8 ms 后负载短路到恢复正常的仿真结果。U SB 开关在负载正常情况下启动， 8 ms 后负载短路， 负载电流过冲到3. 1A.当过流保护电路工作后， 过流保护电路将电流限制在0. 3 A, 保护了U SB 端口。16 ms 后， 负载恢复正常， 电源开关重新启动。表1 限流时功率管平均栅电压和平均电流图6 USB 开关在启动、限流和恢复正常过程中， 电荷泵输出电压、负载输出电压和功率管电流的仿真波形6 结论本文提出了一种满足USB 规范的电源开关设计方案。一种结构简单的自举电荷泵为N 型功率管提供栅驱动电压， 以降低开关的导通损耗。精确的限流电路针对过载和短路故障， 对输入电源提供保护。仿真结果表明， 在负载短路瞬间， 限流电路能够有效地减小过冲电流， 并能把电流限制在0. 3 A, 达到保护USB 端口的目的，进而证实了该方案的实用性。
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机顶盒与电视机电源开关联动一法
使用电视机，除了要操作电视机的电源开关外，还要操作机顶盒的电源开关，尤其是机顶盒摆放的位置不方便操作时，甚感不便。这里介绍一个机顶盒与电视机开关联动方法，可以解决这个向题。 电路如图所示，主要由三部分组成： 1 ．电流互感器 电流互感器的作用是检测电视机电源回路的电流信号，可以用 2 ∽ 3vA 左右的小型电源变压器改制。这里推荐找一个废旧的家用漏电开关，拆下里面的零序电流互感器，之后用塑料绝缘线 ( 导线截面由电视机的工作电流决定 ) 穿绕 20 ～ 30 匝左右作为原边绕组，具体匝数并非要求很严格，可将原边绕组串接入电视机电源供电线路中，用万用表交流电压挡测量副边电压．有 4V 左右就可以了。 2 ．整流滤波电路 整流滤波电路采用最简单的半波整流，如果电流互感器副边提供的电压偏低，则可将半波整流改为半波倍压整流，一般小型固态继电器的控制端有 3 ～ 10mA 的电流即可驱动。 3 ．交流固态继电器 交流固态继电器是一光耦合驱动的双向可控硅，耐压 500V 、电流 1A 的交流固态继电器即可满足机顶盒的负荷要求。
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DIY智能太阳能充电器
本文设计的这个太阳能充电器采用 89C 2051 控制，能实现两节电池轮流充电，充满自停。可以设置放电，放尽自停，兼容镍氢和镍镉电池等功能。 工作原理：用水银天关控制整个电路的电源，当充电器反转时便切断电源。 C1 和 R2 组成单片机的开机复位电路，由 LM324 和 89C 2051 内部的模拟比较器组成检测电路。运放 1 检测电池 A 的电压， RP1 设置电池 A 、 B 的上限电压，这里设置为 1.4V ，当电池 A 充满时，即超过上限电压，运放输出 1 ，反之输出 0 。运放 2 检测光照强度， RP2 设置允许充电的光照强度，光敏电阻 RL 和 R1 组成分压电路，当光照强时，光敏电阻阻值小，运放正向输入端电位高，当正向输入电位大于反向输入端电位时，运放输 1 ，反之则输出 0 。运放 3 检测电池 B 的下限电压。 RP3 设置电池 B 的下限的电压值。这里设置为 1V ，运放 3 和运放 4 的检测原理和运放 1 一样，不在复述。 89C 2051 内部的模拟比较器用于检测系统的电源的电压，如果电源电压过低时，便使 P3.6 位置 1, 使系统停止工作 , 反之则使 P3.6 位置 0 。 R13 ， VD1 ， VD2 组成基准电压电路，向检测电路提供基准电压， VD1 是 2.4V 的稳压管，但可能电流太小的原因吧， VD1 两端的电压只有 1.7V ，所以后来又串入了 1 只 IN4148 ，提高基准电压。 R6 ， VT1 组成电池 B 的充电电路， R7 、 VT2 、 R11 组成电池 B 的放电电路。 R8 、 VT3 组成电池 A 的充电电路。 R3 、 R4 、 R5 、 R9 分别是 LED-_A 、 LED_B 、 LED_B2 、 LED_P 的限流电阻。 LED_A 指示电池 A 的状态(注：为了省电，所有的 LED 平时都是熄灭的，只有按下按键后才会有所显示，并且只显示 4 秒)。常亮表示电池满电，当然阳光充足，且 A 电池盒没有电池时也会常亮;闪烁表示正在充电;熄灭表示电量不足，但并不没有在充电。 LED_B 批示电池 B 的状态，原理和 LED_A 一样，帮不再复述， LED_B2 指示电池 B 放电状态，闪烁时表示正在放电，熄灭时表示没有在放电。 LED_P 指示电源状态，常亮表示电力充足，闪烁表示电源电压过低。 另外，充电器所采用的太阳能电池最高输出电压是 2.5V ，最大电流 120mA 。假设以最大电流对一节 1200mAh 的电池充电，至少要 10 个小时，若要提高充电速度，可采用并联的方法增加太阳能电池的数量。 本太阳能充电器设计成具放电功能(仅 B 电池具放电功能)故可兼容镍氢和镍镉电池;由于能检测上限和下限电压，故不用担心电池被过充或过放;由于采用水银开关作为系统电源开关，只要不用时把充电器反转便自动切断系统电源，当要使用的时候，太阳能电池向上，正好水银开关导通，又实现了自动开机，令使用更加方便。 使用说明： 1 把电池装上电池盒，要放电的电池(如：镍镉电池只能放在 B 电池盒里) 2 若允许电池 B 放电，请点按放电键。若禁止电池 B 放电，请长按放电键。开机后，系统默认是禁止放电。 3 若不幸出现死机现象，只要把充电器反转一下，即重新开机即可。 4 若长期不使用充电器，请把所有电池(包括钮扣电池)都取下，以防发生漏液，损坏充电器。 附智能太阳能充电器电路图：
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无声定时提醒器电路
电路工作原理：电源开关接通后，自动复位电路工作，使各lC处于初始状态。基准信号发生电路8651B产生1/60 Hz的信垮，输入计数器74HC192反向计数端。74HC192是可预置的4位正反向计数器，改变该lC输入端，便可将其作为正向或反向计数器使用。
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自动控制的电源适配器电路图
大家一定有这样的经验，手中总有一些耗电量较大的用电器由交流电源适配器为之供电。比如随身听、数调收音机、笔记本电脑等。可是差不多所有的电源适配器自身都不带电源开关，只要把它们插在220V插座上就一直通电。这样就给我们使用电器带来很大的不方便。这里介绍的自动控制电源适配器是利用了负载电流的变化来自动控制电源适配器的开关，因此彻底解决了上述问题，使用起来非常方便。只要把该电源适配器插上220V电源，即可靠用电器上的电源开关来控制适配器了。 电路的原理如下图所示。220V交流电源从PL1输入，通过电网滤波器F1,滤去电网中的杂波干扰后通过保险管FUSE1与固态继电器SOL1的交流电源端和变压器TR1的初级串联。电路中有一个小容量的充电电池组BT1,在关机状态下它的+4.8V端电压通过R10(或D5)、R13加到输出端上。由于用电器已经关机，适配器的负载电流为零或小于12.8mA,使R13两端的压降小于0.6V,三极管T6不会导通。这时如果打开用电器的电源开关，负载电流增大到超过12.8mA,R13两端的电压降超过0.6V,T6便导通，BT1的电压就会通过T6的射、集极加到固态继电器SOL1的直流控制端的正极，始其导通，220V便加到TR1上，变压器次级的输出经过D1、D2整流，L1、C3、C4组成的π型滤波器平滑后，加到由T1~T5构成的集电极输出串联稳压电路上进行稳压，其输出的+6.2V电压一方面通过R10给BT1充电，另一方面通过D6、D7加到输出端上，经降落1.2V后输出+5V/0.5A的稳定电压。
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自动控制的电源适配器电路图
大家一定有这样的经验，手中总有一些耗电量较大的用电器由交流电源适配器为之供电。比如随身听、数调收音机、笔记本电脑等。可是差不多所有的电源适配器自身都不带电源开关，只要把它们插在220V插座上就一直通电。这样就给我们使用电器带来很大的不方便。这里介绍的自动控制电源适配器是利用了负载电流的变化来自动控制电源适配器的开关，因此彻底解决了上述问题，使用起来非常方便。只要把该电源适配器插上220V电源，即可靠用电器上的电源开关来控制适配器了。 电路的原理如下图所示。220V交流电源从PL1输入，通过电网滤波器F1,滤去电网中的杂波干扰后通过保险管FUSE1与固态继电器SOL1的交流电源端和变压器TR1的初级串联。电路中有一个小容量的充电电池组BT1,在关机状态下它的+4.8V端电压通过R10(或D5)、R13加到输出端上。由于用电器已经关机，适配器的负载电流为零或小于12.8mA,使R13两端的压降小于0.6V,三极管T6不会导通。这时如果打开用电器的电源开关，负载电流增大到超过12.8mA,R13两端的电压降超过0.6V,T6便导通，BT1的电压就会通过T6的射、集极加到固态继电器SOL1的直流控制端的正极，始其导通，220V便加到TR1上，变压器次级的输出经过D1、D2整流，L1、C3、C4组成的π型滤波器平滑后，加到由T1~T5构成的集电极输出串联稳压电路上进行稳压，其输出的+6.2V电压一方面通过R10给BT1充电，另一方面通过D6、D7加到输出端上，经降落1.2V后输出+5V/0.5A的稳定电压。
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自动控制的电源适配器电路图
大家一定有这样的经验，手中总有一些耗电量较大的用电器由交流电源适配器为之供电。比如随身听、数调收音机、笔记本电脑等。可是差不多所有的电源适配器自身都不带电源开关，只要把它们插在220V插座上就一直通电。这样就给我们使用电器带来很大的不方便。这里介绍的自动控制电源适配器是利用了负载电流的变化来自动控制电源适配器的开关，因此彻底解决了上述问题，使用起来非常方便。只要把该电源适配器插上220V电源，即可靠用电器上的电源开关来控制适配器了。 电路的原理如下图所示。220V交流电源从PL1输入，通过电网滤波器F1,滤去电网中的杂波干扰后通过保险管FUSE1与固态继电器SOL1的交流电源端和变压器TR1的初级串联。电路中有一个小容量的充电电池组BT1,在关机状态下它的+4.8V端电压通过R10(或D5)、R13加到输出端上。由于用电器已经关机，适配器的负载电流为零或小于12.8mA,使R13两端的压降小于0.6V,三极管T6不会导通。这时如果打开用电器的电源开关，负载电流增大到超过12.8mA,R13两端的电压降超过0.6V,T6便导通，BT1的电压就会通过T6的射、集极加到固态继电器SOL1的直流控制端的正极，始其导通，220V便加到TR1上，变压器次级的输出经过D1、D2整流，L1、C3、C4组成的π型滤波器平滑后，加到由T1~T5构成的集电极输出串联稳压电路上进行稳压，其输出的+6.2V电压一方面通过R10给BT1充电，另一方面通过D6、D7加到输出端上，经降落1.2V后输出+5V/0.5A的稳定电压。
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进水电动机保护电路
当按起动按钮SB2时，KM得电并自锁，电动机M起动运转。如果此时有水进入电动机，且淹没探针A，通过水使A与机壳接通，继电器K吸合，常闭触点断开，KM失电释放，电动机M停转;同时，HA鸣响报警，通知工作人员排除水源，切断电源开关，对电动机进行烘干处理。
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一种满足USB规范的电源开关设计方案
1 引言 通用串行总线(UniversalSerialBus)使PC机与外部设备的连接变得简单而迅速，随着计算机以及与USB相关便携式设备的发展，USB必将获得更广泛的应用。由于USB具有即插即用的特点，在负载出现异常的瞬间，电源开关会流过数安培的电流，从而对电路造成损坏。 本文设计的USB电源开关采用自举电荷泵，为N型功率管提供2倍于电源的栅驱动电压。在负载出现异常时，过流保护电路能迅速限制功率管电流，以避免热插拔对电路造成损坏。 2 USB开关电路的整体设计思路 图1为USB电源开关的整体设计。其中，VIN为电源输入，VOUT为USB的输出。在负载正常的情况下，由电荷泵产生足够高的栅驱动电压，使 NHV1工作在深线性区，以降低从输入电源(VIN)到负载电压(VOUT)的导通损耗。当功率管电流高于1A时，Currentsense输出高电平给过流保护电路(Currentlimit);过流保护电路通过反馈负载电压给电荷泵，调节电荷泵输出(VPUMP)，从而使功率管的工作状态由线性区变为饱和区，限制功率管电流，达到保护功率管的目的。当负载恢复正常后，Currentsense输出低电平，电荷泵正常工作。 图1 USB电源开关原理图 3 电荷泵设计 图2为一种自举型(SelfBoost)电荷泵的电路原理图。图中，为时钟信号，控制电荷泵工作。初始阶段电容，C1和功率管栅电容CGATE上的电荷均为零。当为低电平时，MP1导通，为C1充电，V1电位升至电源电位，V2电位增加，MP2管导通。假设栅电容远大于电容C1，V2上的电荷全部转移到栅电容CGATE上。当为高电平时，MN1导通，为C1左极板放电，V1电位下降至地电位，V2电位下降，MP2管截止，MN2管导通，给电容C1右极板充电至VIN。在的下个低电平时，V1电位升至电源电位，V2电位增加至2VIN，MP2管导通，VPUMP电位升至2VIN-VT。 图2 自举电荷泵原理图 自举电荷泵不需要为MN2和MP2提供栅驱动电压，控制简单，但输出电压会有一个阈值损失。图3是改进后的电荷泵电路图，1和2为互补无交叠时钟。由MN2、MN5、MP3、MP2和电容C2组成的次电荷泵为MN4、MP4提供栅压，以保证其完全关断和开启。当1为低电平时，MP1导通，电位增加，此时，V3电位为零，MP4导通，V2上的电荷转移到栅电容CGATE上，VPUMP电位升高。当1为高电平时，MP2导通，为C2充电，V4电位上升至电源电位，V3电位随之上升，MP3导通，VPUMP电位继续升高。MN3相当于二极管，起单向导电的作用。 在VPUMP电压升高到VIN+VT以后，MN3隔离V3到电源的通路，保证V3的电荷由MP3全部充入栅电容。这样，C1和C2相互给栅电容充电，若干个时钟周期后，电荷泵输出电压接近两倍电源电压。 在电荷泵输出电压升高的过程中，功率管提供的负载电流逐渐上升，避免在容性负载上引起浪涌电流。 图3 改进后的电荷泵 4 过流保护电路设计 当出现过载和短路故障时，负载电流达到数安培，需要精确的限流电路为功率管和输入电源提供保护。对于MOS器件，只有工作在饱和区时的电流容易控制。限流就是通过反馈负载电压，调节电荷泵输出电压来实现的。图4是限流电路的原理图。 图4 限流电路原理图 N型功率管NHV的源与P型限流管MP6的栅相接，N型功率管NHV的栅与P型限流管MP6的源相接。从而达到控制功率管栅源压降的目的。 当负载电流超过1A时，电流限信号(VLIMIT)为高电平，MN7导通，栅电荷经MP6流向地，栅电压减小，功率管工作在饱和区。C1、C2为电荷泵电容值，在一个时钟周期T内，由电荷泵充入的栅电荷为： 当功率管栅压稳定时，电荷泵充入的栅电荷等于限流管放掉的栅电荷。限流管泄放电流为： 得功率管和限流管的电流关系： 式中，VTP和VTN分别是P型管和N型管阈值电压，M为N型功率管的并联数。 通过设置NHV和MP6宽长比、功率管的并联个数、电荷泵的时钟周期以及电荷泵的电容值，就可以确定功率管的电流。当负载恢复正常后，电流限信号(VLIMIT)为低电平，MN7截止，电荷泵正常工作，为功率管提供2倍于电源的栅驱动电压。这种过流保护电路通过MP6泄放功率管的栅电荷，易实现限流功能，适用于N型功率管的电源开关。 5 仿真结果与讨论 图5为负载正常情况下负载输出电压和功率管电流的仿真波形。电源电压为5V，C1、C2电容值为1pF，时钟周期为40s，NHV和MP6宽长比的比值为300，功率管的并联个数为1103。采用0.6m30VBCD工艺，在典型条件下，用HSPICE对整体电路仿真。由波形可以看出，在1ms内，负载输出电压逐渐上升，功率管电流没有过冲，启动时间为1.7ms。 3ms后，功率管完全开启，为负载提供电源。 [!--empirenews.page--] 图5 启动时功率管电流和负载输出电压 表1为限流电路工作时功率管的平均栅电压和平均电流。图6为USB开关启动8ms后负载短路到恢复正常的仿真结果。USB开关在负载正常情况下启动，8ms后负载短路，负载电流过冲到3.1A。当过流保护电路工作后，过流保护电路将电流限制在0.3A，保护了USB端口。16ms后，负载恢复正常，电源开关重新启动。 表1 限流时功率管平均栅电压和平均电流 图6 USB开关在启动、限流和恢复正常过程中，电荷泵输出电压、负载输出电压和功率管电流的仿真波形 6 结论 本文设计了一种满足USB规范的电源开关。 一种结构简单的自举电荷泵为N型功率管提供栅驱动电压，以降低开关的导通损耗。精确的限流电路针对过载和短路故障，对输入电源提供保护。仿真结果表明，在负载短路瞬间，限流电路能够有效地减小过冲电流，并能把电流限制在0.3A，达到保护USB端口的目的。
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解析2015年智能家居为什么没有真正爆发
近日，号称“世界级”的广州国际建筑电气技术展览会在广州琶洲展馆举行。本次展览会内设一单元，主打智能家居产品和解决方案。不过，令笔者大跌眼镜的是，在智能家居区泡展一天下来，并没有发现一样让人震撼的新品!可就在今年年初，各家智能家居厂商不断放话，2014年是智能家居元年，2015年会是智能家居的爆发年，真的是这样吗? 在此次展会中，不管是电源开关，还是环境探测器，产品同质化极高。如果不注意看，甚至会产生错觉：这是不是同一家生产的吗?透过与多个参展商的工作人员 交谈发现，产品的功能相似度也极高，唯一能拉开区别的就是产品集成度。在一些实力较弱的厂家，产品功能更单一化，比如煤气探测器，只是单独的煤气探测，并 没有过多的集成其他关联功能;但在一些已具实力的厂家展示的同类产品中，煤气探测、二氧化碳探测、计时闹钟等有被集成在一起，并且在外形设计时会考虑到产 品与家庭环境的融合。 在2014年，Google收购了NEST，引起全球轰动，国内智能家居厂商也借机炒作了一把，但国内市场是明显的叫好不叫座，智能家居再次恢复平静。随着2015年的到来，智能家居厂商联合媒体，共同宣传2015年会成为智能家居爆发式增长的一年，这个会是真的吗? 西班研发部经理邓友合与笔者交谈时提到：智能家居会有爆发的一天，但是至于何时爆发，谁都无法预测，如果非要设定一个时间，那就是Google或Apple这些大型企业开始大力推广智能家居。 在笔者看来，智能家居应用若要实现爆发式增长，就得让民众更多的了解智能家居并购买智能家居，众多厂商和媒体纷纷站在一端为智能家居叫好，但现实中，民众对智能家居并不买账，深入分析，不难发现几点： 1、智能硬件并不是刚需：智能家居是什么，能吃吗?用户的需求是什么?哪些是用户愿意花钱就能解决的问题?这些技术人员有考虑过吗? 2、标准不统一：在会展现场，当问到是否兼容第三方产品时，得到的答复就是：如果对方愿意开放SDK底层协议给我们，我们就能做兼容。但在现实中，谁愿意主动开放软件标准? 3、高昂的成本：智能家居给人一种高大上的感觉，特别是投入成本，一个普通插座几元钱，好些的十几元，智能插座只是多了一个手机操控功能，就要贵出数倍甚至十倍，这种价位适合土豪，不适合普通民众。 智能家居要做的是让各种家用设备熟悉用户的习惯，并自动帮用户做到他个人的习惯爱好，但现实中与理想还有很大差距。智能家居厂商做出的产品只能称为智能硬件。而且随着市场规模的扩大，将会有越来越多的企业参与到智能硬件设备的生产，这将引发一系列的危机。
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光电遥控电源开关电路图
工作原理如图1所示。它是一个光控断电遥控装置，可以用于电简的光线进行触发。电路由两部分组成：一部分是光控电路;另一部分是受控电路。其中光控部分由光电三极管VT1、电位器RP相三极管VT2组成。受控部分由三极管VT3和继电器KM组成。按下按键开关SB时，稳压二极管vD5两端获得十l 2V的直流电压.发光二极管VI)6显示工作。由子vT1未受到手电简的照射，其vTl的c?之间为反偏电阻，vT2截止，vT2集电极为高电位，VT3 饱和导通，继电器KM动作.触点KM—1tKM—2闭合，插座XS特有220V交流电源。当于电光照到VTl时，VTl的C-E间为反偏电阻，阻值变小使 vT2导通，vT2集电极为低电位，vT3截止，继电器KM将释放，触点KM—1、KM—2断开，xs上电源则被切断。电阻Rl为电容C1提供泄放电流回路。vD7为保护二极管。
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开关电源的不同叫法
大家都会叫开关电源而不是电源开关，为什么呢?我们常说开关电源，电源开关，他们是怎样的机制，会是怎么样工作原理，我们看看到底有什么相同点和不同点： 开关电源的定义 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC和MOSFET构成。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。 开关电源是相对线性电源说的。他输入端直接将交流电整流变成直流电，再在高频震荡电路的作用下，用开关管控制电流的通断，形成高频脉冲电流。在电感(高频变压器)的帮助下，输出稳定的低压直流电。由于变压器的磁芯大小与他的工作频率的平方成反比，频率越高铁心越小。这样就可以大大减小变压器，使电源减轻重量和体积。 而且由于它直接控制直流，使这种电源的效率比线性电源高很多。这样就节省了能源，因此它受到人们的青睐。但它也有缺点，就是电路复杂，维修困难，对电路的污染严重。电源噪声大，不适合用于某些低噪声电路。 开关电源的特点 随着随着电力电子技术的发展和创新，目前开关电源主要以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用到几乎所有的电子设备，其重要性可见一斑。 开关电源的分类 根据开关器件在电路中连接的方式，开关电源总的来说可分为串联式开关电源、并联式开关电源、变压器式开关电源等三大类。其中，变压器式开关电源还可以进一步分成：推挽式、半桥式、全桥式等多种。根据变压器的激励和输出电压的相位，又可以分成：正激式、反激式、单激式和双激式等多种。 两种电源的区别 普通的电源一般是线性电源，线性电源，是指调整管工作在线性状态下的电源。而在开关电源中则不一样，开关管(在开关电源中，我们一般把调整管叫做开关管)是工作在开、关两种状态下的：开——电阻很小;关——电阻很大。开关电源是一种比较新型的电源。它具有效率高，重量轻，可升、降压，输出功率大等优点。但是由于电路工作在开关状态，所以噪声比较大。 总结：普通电源和开关电源相同的是都有电压调整管，利用反馈原理来进行稳压的，不同的是开关电源利用开关管进行调整，普通电源一般利用三极管的线性放大区进行调整。比较而言，开关电源的能耗低，对交流电压适用范围要宽，输出直流的波纹系数要好，缺点是开关脉冲干扰。 不同的工作方式 1线性电源 线性电源的功率调整管总是工作在放大区，流过的电流是连续的。由于调整管上损耗较大的功率，所以需要较大功率调整管并装有体积很大的散热器，发热严重，效率很低。一般在40%~60%，还得说是很好的线性电源。线性电源的工作方式，使它从高压变低压必须有将压装置，一般的都是变压器，也有别的像KX电源，再经过整流输出直流电压。这样一来体积也就很大，比较笨重，效率低、发热量也大。它也有优点：纹波小，调整率好，对外干扰小。适合用与模拟电路，各类放大器等。 2开关电源 它的功率器件工作在开关状态，在电压调整时能量是通过电感线圈来临时贮存，这样他的损耗就小，效率也就高，对散热的要求低，但它对变压器和贮能电感也有了更高的要求，要用低损耗高磁导率的材料来做。它的变压器就是一个字小。总效率在80%～98%，开关电源的效率高但体积小，但是和线性电源比他的纹波，电压电流调整率就有一定的折扣了。这就是开关电源的一些知识点解析，希望我对大家有所帮助。
