当前位置:首页 > 电源开关
  • TE推出了照明控制的增强型底座

    TE推出了照明控制的增强型底座

    全球连接与传感领域领军企业TE Connectivity (TE)最新推出的LUMAWISE Endurance N 增强型底座是一款照明控制底座配件,可提供复杂控制节点解决方案所需的交流电源开关功能和直流电源,为 NEMA/ANSI 街道和室外照明控制解决方案搭建一个快速开发和制造的平台。 TE ConnecTIvity (TE)的LUMAWISE Endurance N 增强型底座有直流电源和信号传输接口布局有序合理,设计经济高效,支持重复使用,降低因更改设计而导致的项目进度和成本方面的风险。新项目机遇更多,所需认证和工程设计更少,因此减少了供应链支出,改善了可制造性,使设计人员更加专注于创新功能的开发。 作为TE ConnecTIvity授权分销商,Heilind可为市场提供相关服务与支持,此外Heilind也供应多家世界顶级制造商的产品,涵盖25种不同元器件类别,并重视所有的细分市场和所有的顾客,不断寻求广泛的产品供应来覆盖所有市场。

    时间:2020-06-04 关键词: 直流电源 照明控制 电源开关

  • 开关电源的不同叫法

    开关电源的不同叫法

    大家都会叫开关电源而不是电源开关,为什么呢?我们常说开关电源,电源开关,他们是怎样的机制,会是怎么样工作原理,我们看看到底有什么相同点和不同点: 开关电源的定义 开关电源是利用现代电力电子技术,控制开关管开通和关断的时间比率,维持稳定输出电压的一种电源,开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC和MOSFET构成。随着电力电子技术的发展和创新,使得开关电源技术也在不断地创新。目前,开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用几乎所有的电子设备,是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。 开关电源是相对线性电源说的。他输入端直接将交流电整流变成直流电,再在高频震荡电路的作用下,用开关管控制电流的通断,形成高频脉冲电流。在电感(高频变压器)的帮助下,输出稳定的低压直流电。由于变压器的磁芯大小与他的工作频率的平方成反比,频率越高铁心越小。这样就可以大大减小变压器,使电源减轻重量和体积。 而且由于它直接控制直流,使这种电源的效率比线性电源高很多。这样就节省了能源,因此它受到人们的青睐。但它也有缺点,就是电路复杂,维修困难,对电路的污染严重。电源噪声大,不适合用于某些低噪声电路。 开关电源的特点 随着随着电力电子技术的发展和创新,目前开关电源主要以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用到几乎所有的电子设备,其重要性可见一斑。 开关电源的分类 根据开关器件在电路中连接的方式,开关电源总的来说可分为串联式开关电源、并联式开关电源、变压器式开关电源等三大类。其中,变压器式开关电源还可以进一步分成:推挽式、半桥式、全桥式等多种。根据变压器的激励和输出电压的相位,又可以分成:正激式、反激式、单激式和双激式等多种。 两种电源的区别 普通的电源一般是线性电源,线性电源,是指调整管工作在线性状态下的电源。而在开关电源中则不一样,开关管(在开关电源中,我们一般把调整管叫做开关管)是工作在开、关两种状态下的:开——电阻很小;关——电阻很大。开关电源是一种比较新型的电源。它具有效率高,重量轻,可升、降压,输出功率大等优点。但是由于电路工作在开关状态,所以噪声比较大。 总结:普通电源和开关电源相同的是都有电压调整管,利用反馈原理来进行稳压的,不同的是开关电源利用开关管进行调整,普通电源一般利用三极管的线性放大区进行调整。比较而言,开关电源的能耗低,对交流电压适用范围要宽,输出直流的波纹系数要好,缺点是开关脉冲干扰。 不同的工作方式 1线性电源 线性电源的功率调整管总是工作在放大区,流过的电流是连续的。由于调整管上损耗较大的功率,所以需要较大功率调整管并装有体积很大的散热器,发热严重,效率很低。一般在40%~60%,还得说是很好的线性电源。线性电源的工作方式,使它从高压变低压必须有将压装置,一般的都是变压器,也有别的像KX电源,再经过整流输出直流电压。这样一来体积也就很大,比较笨重,效率低、发热量也大。它也有优点:纹波小,调整率好,对外干扰小。适合用与模拟电路,各类放大器等。 2开关电源 它的功率器件工作在开关状态,在电压调整时能量是通过电感线圈来临时贮存,这样他的损耗就小,效率也就高,对散热的要求低,但它对变压器和贮能电感也有了更高的要求,要用低损耗高磁导率的材料来做。它的变压器就是一个字小。总效率在80%~98%,开关电源的效率高但体积小,但是和线性电源比他的纹波,电压电流调整率就有一定的折扣了。这就是开关电源的一些知识点解析,希望我对大家有所帮助。

    时间:2020-03-25 关键词: 电源开关 高频变压器 电力电子技术

  • TE Connectivity新款双向电源开关解决方案为业界最迷你之一

    TE Connectivity新款双向电源开关解决方案为业界最迷你之一

    中国上海,2019年12月18日——全球连接和传感领域的技术领军企业泰科电子(TE Connectivity,以下简称为“TE”),推出了新款KILOVAC电流传感高压接触器:KILOVAC KCS01,它是一种紧凑的电源开关解决方案,集成了电流传感器,并具有电流跳闸功能。这种接触器非常适用于要求严苛的商用电动汽车、配电、储能和蓄电池系统。35年来,KILOVAC产品得到了广泛使用,可提供航空和防务应用所需的高压开关功能。KILOVAC接触器高度专业化,适用于具有大电流系统的各种重要应用。KCS01接触器采用坚固而轻巧的设计,进一步扩展了KILOVAC接触器产品线的功能。这种接触器完全密封,即使长期不使用,也能够确保在恶劣的爆炸性和腐蚀性环境中具有可靠的性能。TE全球航空、防务与船舶业务部产品经理Earle Alldredge表示:“TE的新款KILOVAC电流传感高压接触器(KCS01)重量仅为145克,是业界最小的100A接触器之一。极小的尺寸和简单的设计使得它配置十分灵活,因此能够很好地适应各种各样的应用。”100A/600VDC的KCS01接触器可以在大多数方向上进行安装,并且具备双向开关功能,以满足各种应用需求。其集成式的双线圈电子节能器具有内部线圈抑制功能,没有线圈辐射,符合EMC标准。*KILOVAC、TE、TE Connectivity和TE Connectivity标识均为TE Connectivity Ltd.及其旗下子公司的商标。

    时间:2019-12-18 关键词: 电流传感器 电源开关 kilovac

  • 基于LT3519的LED驱动器

    基于LT3519的LED驱动器

    现在大街上随处可见的LED显示屏,还有装饰用的LED彩灯以及LED车灯,处处可见LED灯的身影,LED已经融入到生活中的每一个角落。随着中功率(1W至4W)LED串应用数量的增加,对紧凑型、高效率、高性能LED驱动器的需求也增加了。 LT3519 LED驱动器满足多种应用的需求,包括LCD显示器、汽车和航空电子应用、建筑和工业照明、便携式投影和扫描仪等。其16引脚MSOP封装中含有精确的LED电流调节、用于亮度控制的PWM 和模拟调光以及具有故障检测功能的开路保护,该器件还具有小尺寸和高效率的特点。 400kHz LT3519 LED驱动器包含集成的750mA/45V峰值电源开关、补偿组件和低泄漏肖特基二极管,从而使设计简单、小巧。尽管集成度很高,该器件仍然能用于多种拓扑,包括升压、SEPIC、降压模式或降压-升压模式。为了最大限度地提高通用性,肖特基二极管的阳极(ANODE)和内部电源开关的发射极(SW)引脚被单独引出,以便SEPIC耦合电容器可以插入两者之间。选择内部补偿组件以便在上述拓扑中匹配2.2μF至4.7μF的输出电容。集成的补偿网络结合电流模式控制,产生了快速稳定的瞬态响应。 该器件还包括OPENLED检测和故障报告功能。利用电阻器分压器设定过压保护输出电压,以防有LED串开路。在发生故障时,一个小的上拉电阻器就可以使开路集电极OPENLED输出引脚有效。 4W升压型LED驱动器 图1中简单的升压型LED驱动器在汽车输入电压范围内以100mA电流驱动最高38V的LED。对于汽车、航空电子和工业解决方案来说,400kHz开关频率是常见的。该驱动器结合了高效率、小尺寸的电感和电容以及高的PWM调光能力,同时避开了AM广播频段的频率。具有约750mA额定饱和电流的小型电感器、几个陶瓷电容器和若干纤巧的电阻器就是完成设计所需的全部组件。如图2所示,利用集成的LT3519 PWM调光架构和极低泄漏的集成肖特基二极管,纤巧的PWM调光MOSFET可用来在120Hz时提供超过1000:1的PWM调光。 频率为120Hz时,1000:1的调光比对于一个400kHz的开关稳压器来说是极高的。由于更高的开关频率通常对应更高的PWM调光比,因此通过选择更高频率的驱动器,可以进一步提高调光比。在这种情况下,避开AM频段意味着跳至2MHz,从而降低了最大占空比和效率。LT3519的400kHz开关频率做到了2MHz转换器无法做到的事情:LT3519在38VLED时,以低至6VIN的电压提供高占空比;在12VIN时提供高达89%的效率。如果不需要PWM调光,那么MOSFET M1可以去掉,可用模拟调光(CTRL)引脚来调节稳定的LED电流,使其低于100mA,从而实现简单的亮度控制。 2.4W SEPIC LED驱动器 当LED串的电压在输入轨电压范围之内时,需要SEPIC拓扑。SEPIC产生高的PWM调光比,而且还提供短路保护。图3所示的SEPIC在4V至24V的输入范围内以150mA的电流驱动16V LED。因为集成的箝位二极管的阳极(ANODE)是通过一个独立于NPN电源开关发射极(SW)的引脚引出的,所以耦合电容器非常容易插入两者之间。 SW引脚承受的最高电压略高于输入电压与输出电压之和,因此45V/750mA的集成电源开关很好地满足了这些规格要求。虽然LED在生活中处处可见,但是LED也还有一些不足需要我们的设计人员拥有更加专业的知识储备,这样才能设计出更加符合生活所需的产品。

    时间:2019-10-07 关键词: 电源技术解析 电源开关 led驱动器 led串

  • 升压PFC电感上为什么要加一个二极管?它的作用是什么?

    升压PFC电感上为什么要加一个二极管?它的作用是什么?

    为了提高电网的功率因数,减少干扰,平板电视的大多数电源都采用了有源PFC电路,尽管电路的具体形式繁多,不尽相同,工作模式也不一样(CCM电流连续型、DCM不连续型、BCM临界型),但基本的结构大同小异,都是采用BOOST升压拓扑结构。如下图所示,这是一典型的升压开关电源,基本的思想就是把整流电路和大滤波电容分割,通过控制PFC开-关管的导通使输入电流能跟踪输入电压的变化,获得理想的功率因数,减少电磁干扰EMI和稳定开关电源中开关管的工作电压。 下图是一个广泛应用的升压型开关电源拓扑,相信大家并不陌生。在这个电路中,PFC电感L在MOS开关管Q导通时储存能量,在开关管截止时,电感L上感应出右正左负的电压,将导通时储存的能量通过升压二极管D1对大的滤波电容充电,输出能量。Boost升压PFC电感L上都并连着一个二极管D2。     说法一:减少浪涌电压对电容的冲击在开机瞬间限制PFC电感L因浪涌电流产生巨大的自感电势,从而造成电路故障。每次电源开关接通瞬间加到电感上的可以是交流正弦波的任意瞬时值,如果在电源开关接通的瞬间是在正弦波的最大值峰点附近,那么给电感所加的是一个突变的电压,会引起电感L上产生极大的自感电势,该电势是所加电压的两倍以上,并形成较大的电流对后面的电容充电,轻则引起输入电路的保险丝熔断,重则引起滤波电容及斩波开关管Q击穿。设置保护二极管D2后在接通电源的瞬间,由D2导通并对C充电,使流过PFC电感L的电流大大减小,产生的自感电势也要小得多,对滤波电容和开关管的危害及保险丝的熔断可能要小得多。 说法二:减少浪涌电压对升压二极管的冲击该二极管分流一部分PFC电感和升压二极管支路的电流,因而能对升压二极管起保护作用。 误区解析 以上的观点都提到了该二极管D2的保护作用,都有一定的道理,但上述的有些解释有值得商榷的地方。 大家知道PFC电路后面大的储能滤波电容C和PFC电感L是串联的,由于电感L上的电流不能突变.PFC电感本身对大的滤波电容C的浪涌电流起限制作用,不会出现观点一提到的“电源开关接通的瞬间电感L1上产生极大的自感电势时电容的充电的情况,”因为自感电势的方向也是左正右负,此观点令人费解。 并联保护分流二极管D2以后,这一路由于没有电感的限制作用,对滤波电容的冲击反而会更大,不会减小。实践也证明,去掉二极管D2后,电容C上的浪涌冲击反而减小。观点二保护升压管D1说法,有一定的道理,因为D1是快速恢复二极管,承受浪涌电流的能力较弱,减小反向恢复电流和提高浪涌电压承载力是相互牵制的,而D1所采用的普通整流二极管承受浪涌电流的能力很强,如1N5407的额定电流3A,浪涌电流可达200A。不过由于升压二极管D1有串接的PFC电感L的限流作用,笔者认为保护二极管D2的最主要作用还不仅仅是保护升压管D1。一些资料也有说明并联二极管D2是减少开机过程的浪涌电压,这个总体的说法没错,但我认为该保护二极管D2表面降低的是对PFC电感和升压二极管的浪涌冲击,但实际上还有一个重要的作用:保护PFC开关管。 在开机的瞬间,滤波电容的电压尚未建立,由于要对大电容充电,通过PFC电感的电流相对比较大,有可能在电源开关接通的瞬间是在正弦波的最大值,在对电容充电的过程中PFC电感L有可能会出现磁饱和的情况,如果此时PFC电路工作,就麻烦了,流过PFC开关管的电流就会失去限制,烧坏开关管。为防止悲剧发生,一种方法是对PFC电路的工作时序加以控制,即当对大电容的充电完成以后,再启动PFC电路;另一种比较简单的办法就是并接在PFC线圈和升压二极管上一个旁路二极管,启动瞬间给大电容的充电提供另一个支路,防止大电流流过PFC线圈造成饱和,避免PFC电路工作瞬间造成开关管过流,保护开关管,同时该保护二极管D2也分流了升压二极管D1上的电流,保护了升压二极管。另外,D2的加入使得对大电容充电过程加快,其上的电压及时建立,也能使PFC电路的电压反馈环路及时工作,减小开机时PFC开关管的导通时间,使PFC电路尽快正常工作。 综上所述,以上电路中二极管D2的作用是在开机瞬间或负载短路、PFC输出电压低于输入电压的非正常状况下给电容提供充电路径,防止PFC电感磁饱和对PFCMOS管造成的危险,同时也减轻了PFC电感和升压二极管的负担,起到保护作用。该二极管的作用仍然可以说是减少浪涌电压的冲击,但主要是为了减少浪涌电压对开关管造成的威胁,对升压二极管也有分流保护作用,而不是保护滤波电容的。在开机正常工作以后,由于D2右面为B+PFC输出电压,电压比左面高,D2呈反偏截止状态,对电路的工作没有影响,D2可选用可承受较大浪涌电流的普通大电流的整流二极管。 在有些电源中,PFC后面的电容容量不大,也有的没有接入保护二极管D2,但如果PFC后面是使用大容量的滤波电容,此二极管是不能减少的,对电路的安全性有着重要的意义。

    时间:2019-08-28 关键词: 电压 电源技术解析 电源开关

  • 电源开关设计秘笈:如何选择正确的工作频率

    电源开关设计秘笈:如何选择正确的工作频率

      为您的电源选择正确的工作频率  随着现在对更高效、更低成本电源解决方案需求的强调,我们创建了该专栏,就各种电源管理课题提出一些对您有帮助的小技巧。该专栏面向各级设计工程师。无论您是从事电源业务多年还是刚刚步入电源领域,您都可以在这里找到一些极其有用的信息,以帮助您迎接下一个设计挑战。  为您的电源选择最佳的工作频率是一个复杂的权衡过程,其中包括尺寸、效率以及成本。通常来说,低频率设计往往是最为高效的,但是其尺寸最大且成本也最高。虽然调高频率可以缩小尺寸并降低成本,但会增加电路损耗。接下来,我们使用一款简单的降压电源来描述这些权衡过程。  我们以滤波器组件作为开始。这些组件占据了电源体积的大部分,同时滤波器的尺寸同工作频率成反比关系。另一方面,每一次开关转换都会伴有能量损耗;工作频率越高,开关损耗就越高,同时效率也就越低。其次,较高的频率运行通常意味着可以使用较小的组件值。因此,更高频率运行能够带来极大的成本节约。  图1 显示的是降压电源频率与体积的关系。频率为 100 kHz 时,电感占据了电源体积的大部分(深蓝色区域)。如果我们假设电感体积与其能量相关,那么其体积缩小将与频率成正比例关系。由于某种频率下电感的磁芯损耗会极大增高并限制尺寸的进一步缩小,因此在此情况下上述假设就不容乐观了。如果该设计使用陶瓷电容,那么输出电容体积(褐色区域)便会随频率缩小,即所需电容降低。另一方面,之所以通常会选用输入电容,是因为其具有纹波电流额定值。该额定值不会随频率而明显变化,因此其体积(黄色区域)往往可以保持恒定。另外,电源的半导体部分不会随频率而变化。这样,由于低频开关,无源器件会占据电源体积的大部分。当我们转到高工作频率时,半导体(即半导体体积,淡蓝色区域)开始占据较大的空间比例。  图1 :电源组件体积主要由半导体占据。  该曲线图显示半导体体积本质上并未随频率而变化,而这一关系可能过于简单化。与半导体相关的损耗主要有两类:传导损耗和开关损耗。同步降压转换器中的传导损耗与 MOSFET 的裸片面积成反比关系。MOSFET 面积越大,其电阻和传导损耗就越低。  开关损耗与 MOSFET 开关的速度以及 MOSFET 具有多少输入和输出电容有关。这些都与器件尺寸的大小相关。大体积器件具有较慢的开关速度以及更多的电容。图 2 显示了两种不同工作频率 (F) 的关系。传导损耗 (Pcon)与工作频率无关,而开关损耗 (Psw F1 和 Psw F2) 与工作频率成正比例关系。因此更高的工作频率 (Psw F2) 会产生更高的开关损耗。当开关损耗和传导损耗相等时,每种工作频率的总损耗最低。另外,随着工作频率提高,总损耗将更高。  但是,在更高的工作频率下,最佳裸片面积较小,从而带来成本节约。实际上,在低频率下,通过调整裸片面积来最小化损耗会带来极高成本的设计。但是,转到更高工作频率后,我们就可以优化裸片面积来降低损耗,从而缩小电源的半导体体积。这样做的缺点是,如果我们不改进半导体技术,那么电源效率将会降低。  图2 :提高工作频率会导致更高的总体损耗。  如前所述,更高的工作频率可缩小电感体积;所需的内层芯板会减少。更高频率还可降低对于输出电容的要求。有了陶瓷电容,我们就可以使用更低的电容值或更少的电容。这有助于缩小半导体裸片面积,进而降低成本。  驾驭噪声电源  无噪声电源并非是偶然设计出来的。一种好的电源布局是在设计时最大程度的缩短实验时间。花费数分钟甚至是数小时的时间来仔细查看电源布局,便可以省去数天的故障排查时间。  图3显示的是电源内部一些主要噪声敏感型电路的结构图。将输出电压与一个参考电压进行比较以生成一个误差信号,然后再将该信号与一个斜坡相比较,以生成一个用于驱动功率级的 PWM(脉宽调制)信号。  电源噪声主要来自三个地方:误差放大器输入与输出、参考电压以及斜坡。对这些节点进行精心的电气设计和物理设计有助于最大程度地缩短故障诊断时间。一般而言,噪声会与这些低电平电路电容耦合。一种卓越的设计可以确保这些低电平电路的紧密布局,并远离所有开关波形。接地层也具有屏蔽作用。  图3 低电平控制电路的诸多噪声形成机会  误差放大器输入端可能是电源中最为敏感的节点,因为其通常具有最多的连接组件。如果将其与该级的极高增益和高阻抗相结合,后患无穷。在布局过程中,您必须最小化节点长度,并尽可能近地将反馈和输入组件靠近误差放大器放置。如果反馈网络中存在高频积分电容,那么您必须将其靠近放大器放置,其他反馈组件紧跟其后。并且,串联电阻-电容也可能形成补偿网络。最理想的结果是,将电阻靠近误差放大器输入端放置,这样,如果高频信号注入该电阻-电容节点时,那么该高频信号就不得不承受较高的电阻阻抗—而电容对高频信号的阻抗则很小。  斜坡是另一个潜在的会带来噪声问题的地方。斜坡通常由电容器充电(电压模式)生成,或由来自于电源开关电流的采样(电流模式)生成。通常,电压模式斜坡并不是一个问题,因为电容对高频注入信号的阻抗很小。而电流斜坡却较为棘手,因为存在了上升边沿峰值、相对较小的斜坡振幅以及功率级寄生效应。  图4显示了电流斜坡存在的一些问题。第一幅图显示了上升边沿峰值和随后产生的电流斜坡。比较器(根据其不同速度)具有两个电压结点 (potential trip points),结果是无序控制运行,听起来更像是煎熏肉的声音。  利用控制IC中的上升边沿消隐可以很好地解决这一问题,其忽略了电流波形的最初部分。波形的高频滤波也有助于解决该问题。同样也要将电容器尽可能近地靠近控制 IC 放置。正如这两种波形表现出来的那样,另一种常见的问题是次谐波振荡。这种宽-窄驱动波形表现为非充分斜率补偿。向当前斜坡增加更多的电压斜坡便可以解决该问题。  图4 两种常见的电流模式噪声问题  尽管您已经相当仔细地设计了电源布局,但是您的原型电源还是存在噪声。这该怎么办呢?首先,您要确定消除不稳定因素的环路响应不存在问题。有趣的是,噪声问题可能会看起来像是电源交叉频率上的不稳定。但真正的情况是该环路正以其最快响应速度纠出注入误差。同样,最佳方法是识别出噪声正被注入下列三个地方之一:误差放大器、参考电压或斜坡。您只需分步解决便可!  第一步是检查节点,看斜坡中是否存在明显的非线性,或者误差放大器输出中是否存在高频率变化。如果检查后没有发现任何问题,那么就将误差放大器从电路中取出,并用一个清洁的电压源加以代替。这样您应该就能够改变该电压源的输出,以平稳地改变电源输出。如果这样做奏效的话,那么您就已经将问题范围缩小至参考电压和误差放大器了。  有时,控制IC中的参考电压易受开关波形的影响。利用添加更多(或适当)的旁路可能会使这种状况得到改善。另外,使用栅极驱动电阻来减缓开关波形也可能会有助于解决这一问题。如果问题出在误差放大器上,那么降低补偿组件阻抗会有所帮助,因为这样降低了注入信号的振幅。如果所有这些方法都不奏效,那么就从印刷电路板将误差放大器节点去除。对补偿组件进行架空布线(air wiring)可以帮助我们识别出哪里有问题。

    时间:2019-03-08 关键词: 电源技术解析 电源开关 工作频率

  • 何时使用 BJT 电源开关

    何时使用 BJT 电源开关

    今天,开关电源将把 MOSFET 作为电源开关几乎是意料之中的事情。但在一些实例中,与 MOSFET 相比,双极性结式晶体管 (BJT) 可能仍然会有一定的优势。特别是在离线电源中,成本和高电压(大于 1kV)是使用 BJT 而非 MOSFET 的两大理由。在低功耗(3W 及以下)反激式电源中,很难在成本上击败 BJT。大批量购买时,一个 13003 NPN 晶体管价格可低至 0.03 美元。该器件不仅可处理 700V VCE,而且无需过大的基流便可驱动几百毫安的电流。使用 BJT,增益和功率耗散可能会将实际使用限制在低功耗应用中。在这些低功耗标准下,MOSFET 与 BJT 之间的效率差异非常细微。下图 1 对比了两个相似 5V/1W 设计的效率。第一个设计是PMP8968使用 MOSFET,而另一个设计则是PMP9059使用 BJT。这并不是完全公平的对比,因为这两个电源在设计上采用不同的输入电压运行,但它说明了它们的效率有多相似。图1:PMP8968MOSFET 设计与PMP9059BJT 设计的效率对比有些新控制器实际是设计用于驱动 BJT 的,目的是提供最低成本的解决方案。在大多数情况下,具有外部 BJT 的控制器比包含集成型 MOSFET 的控制器便宜。在使用 BJT 控制器进行设计时,必须注意确保 BJT 的基极驱动与增益足以在变压器中提供必要的峰值电流。在稍微偏高的功率级下,FET 与 BJT 的效率差异就会变得较为明显,原因在于 BJT 较差的开关特性与压降。但是,对于输入电压高于 100-240VAC 典型家用及商用电压范围的应用来说,BJT 可能仍有优势。工业应用与功率计就是这种情况的两个实例,它们可能需要更高的输入电压。价格合理的 MOSFET 只能用于 1kV 以下。在有些功率计应用中,线路电压可能会超过 480VACrms。在整流器后会达到 680Vdc 以上的电压。对于三相位输入,这一数字可能还会更高。电源开关需要能够承受这种电压以及反射输出电压与漏电峰值。在这些应用中,MOSFET 可能根本就无法作为选项,因此 BJT 就成了最简单、最低成本的解决方案(见PMP9044,以下提供链接)。我们之前讨论过,当功率级提高到 3W 以上时,BJT 中的开关损失可能就会成为大问题。使用级联连接来驱动 BJT 可以缓解这一问题。下图 2(摘自 PMP7040)是级联连接的工作情况。BJT (Q1) 的基极连接至 VCC 电轨,同时发射极被拉低用以打开开关。在UCC28610内部,一个低电压 MOSFET 将 DRV 引脚拉低,并由一个内部电流感应来安排峰值开关电流。由内部 MOSFET 实现快速关断,因为它与外部高电压 BJT 串联。图2:PMP7040 原理图展示级联连接的工作情况总之,BJT 可能会在您的电源中具有重要意义,仍然是有一些原因的。在低于 3W 的应用中,它们可能会在不怎么影响性能的情况下,具有低成本优势。在更高电压下,它们可在 MOSFET 选择可能具有局限性的情况下提供更多选择。此外,我们还看到了将级联连接用于提高 BJT 开关性能的方法。下面给出了一些PowerLab设计的链接,以重点说明这些方面……低功耗、低成本BJT 反激式解决方案:PMP9059— 120VAC 输入、5V/200mAPMP9074— 85VAC-265VAC 输入、12V/3W高输入电压BJT 反激式解决方案:PMP6741— 85Vdc-576Vdc 输入、24V/12WPMP9044— 3 相位 AC 输入、3.3V/0.5A级联驱动BJT 反激式解决方案:PMP6710— 85VAC-265VAC 输入、12V/1APMP7040.1— 147-400VAC 输入、20V/0.25A

    时间:2019-03-01 关键词: 电源技术解析 电源开关 bjt

  • 用电子继电器制作光控开关

    用电子继电器制作光控开关

    DJ - 702 型电子继电器|0">继电器,具有灵敏度高、稳定性好。动作可靠、体积小等特点。只需通过与光敏电阻和照明灯的简单接线 ( 如附图所示 ) ,即可作光控自动开关用。 接通 DJ-702 的电源开关|0">电源开关 S( 自身内部配备 ) ,外接的光敏电阻 RG(Mc45-34 型 ) 白天受到光照呈低阻值, DJ-702 不动作;其接线端子的“常开”端和“ 0 ” 端开路,照明灯 H 断电不亮誊夜间 RG 无光照呈高阻值。 DJ-702 便动作,“常开”端和“ 0 ”,端接通, H 得电点亮。要满足不同场合的使用要求 ( 即需要调节光控自动开关的光控灵敏度 ) ,可通过调整 DJ-702 内的电阻 R1(300k Ω)阻值大小而实现。用阻值 300k Ω的微调电位器取代 R1 ,然后调节其阻值便可获得不同的光控灵敏度。 RG 应设置在自然光容易照到的地方,但当 H 点亮后其灯光线不易照到的地方。 H 可用单只或多只灯泡 ( 工作电压 220V) 并联使用,功率在 600W 以内。

    时间:2018-11-08 关键词: 继电器 电源技术解析 电源开关 照明灯 光控开关

  • LED 发光二极管测试器

    LED 发光二极管测试器

    目前, LED |0">LED 发光二极管不仅作为电源开关的指示,还作为一种光源来使用。 本文描述的一个简单的电路|0">电路可以迅速地测试发光二极管.并区分出其类型是低电流的还是高功率的。低电流发光二极管仅用 1-2mA 的电流,但只能提供比较暗的亮光;而高功率的发光二极管要用 10 mA 或更人的电流产生更高的亮度。 此外,当一个同时有多个发光二极管的电路时,则要求这些发光二极管在一个特定的电流时,能发出同样的亮度。这个要求也可以用本测试电路来检验:把两个或更多的发光二极管串联起来,便于您比较和选择它们中亮度相同者。 在该电路中 ( 见图 1) ,开始用一个可调电流源。 使通过一个发光二极管 ( 或两个串联的发光二极管 ) 的电流从 O 调高到 20mA ,根据发光二极管的亮度,当电压表从 O 变化到最高伏特值时。你就可以判断出你的发光二极管是哪种类型的。一个低电流的发光二极管在一个较小电流时就会正常发光,而且当电压表读数继续升高时不会变得更亮;相反的,高功率的发光二极管会随着电压升高慢慢地继续增加亮度。 如果想选择相同亮度的发光二极管,你可以将两个甚至更多的发光二极管串联。例如,检验红色发光二极管,采用电压为 9V 的电源时,你甚至可以串联 4 个发光二极管,以使遴选结果更容易看出。如果有需要,可以增加电源电压到最大值 15 V( 但不是两节 9V 的电池串联 !) 。这里所使用的一个运放 TLC271 允许的最大电源电压为 16V 。在此电压下,你可以比较 6 到 8 个发光二极管 ( 绿色、黄色和红色 ) 。实际测试发光二极管的最大数目依赖于测试发光二极管的正向压降,白色发光二极管的压降大约是 3 . 6V ,因此,在电源电压为 15V 时你只能同时测量 3 个。 电路图 1 由一个经典的电流源构成 ( 这个电流源由一个晶体管和一个运放组成 ) 。运放 IC1 将 T1 的发射极电阻 R5 的压降和滑线变阻器 P1 设定好的电压比较。运放的输出电压经 R3 和 R4 分压器后驱动 T1 的基极。选择这个分压器的理由在于降低一个潜在的故障情况的危险:例如,当 IC1 的输出超出供给范围,通过 T1 的电流不能变得太高 ( 最多超过: 20mA 一点点 ) 。 但需注意 ! 如果你提高了整个电路的电源电压,通过 T1 的最大电流也将破坏性地增加。 应用稳压二极管 D1 来获得一个参考电压,使得 P1 的电压不依赖于供电电压。通过将 Dl 的电流控制在约 1mA ,使 Dl 的稳定电压仅为 4 . 2 V ,而不是标称值 4 . 7V 。现在 Pl 的电压是约为 1V 。 在组装这个电阻之前,应注意一下电位器 P1 的实际数值。这种类型的电位器往往有± 20 %的误差。 如果你的电位器偏差超出了标称值的 5 %,那么你可以按同一比例调整 R2 的值。 4 . 7V 的稳压二极管 (D2 和 D3) 与每个被测发光二极管是并联的。这些稳压二极管的作用是双重的。一方面,当一个发光二极管被移开时。能保持流过其他发光二极管的电流通路。另一方面,当一个发光二极管接反时,稳压二极管能防止发光二极管的电压超过最大反向截止电压。这个电压一般是 5V ,但有时可能低于此值。 说明:搭建本电路最好的方法是用一小块万能电路板,因为较少的元件和它们之间的联线很容易安装。为了方便而快速地插入和拆除发光二极管,最好使用 2 个双孔插座作为连接器。 电路原型的最大电流消耗是低于 23mA ,通过 R1 的电流是 1mA 。运放通过将⑧脚连接到电压正极 ( 设定为低功率模式 ) :现在它消耗的电流仅为微安级。 如果希望能同时安全地测试更多的发光二极管,可以用一个单独的,更高的电压为一串发光二极管供电,但请注意,不能超过晶体管 T1 的耐压。如有必要,在 T1 电压很高时,可使用功率三极管并安装散热器。不过,不要忘记为每个发光二极管连接一个稳压二极管,这样会安全得多。图 2 是本电路的实物照片。

    时间:2018-10-24 关键词: LED 电路 发光二极管 电源技术解析 电源开关

  • 通过改变电源开关频率来降低EMI干扰

    通过改变电源开关频率来降低EMI干扰

    你是否曾有过这样的经历?在测试EMI时不管采用何种滤波方式仍有少许超标的情况。本文介绍的技术将有助于你通过EMI测试,或简化你的滤波器设计。该技术通过调制电源开关频率引入边带能量,并将信号辐射特征从窄带噪声变为宽带噪声,从而有效地衰减谐波峰值。需要注意的是,总的EMI能量并没有减少,只是得到了重新分布。 在正弦波调制情况下,有两个变量可以控制,即调制频率(fm)和电源开关频率的变化幅度(Δf)。调制指数(B)就是这两个变量的比值,即: Β=Δf/fm 图1给出了采用正弦波调制技术的情况下改变调制指数带来的影响。当B=0时,没有频率偏移,只有一根谱线。当B=1时,信号的频率特征开始展宽,中心频率分量下降了20%。当B=2时,频率特征展得更宽,最大频率分量是B=0时的60%。我们可以用频率调制理论来量化这个频谱中的能量。卡森定律指出,在2*(Δf+fm)带宽内包含了绝大部分能量。 图1:调制电源开关频率可展宽EMI特征图2显示了更大的调制指数,从图中可以看出峰值EMI可降低12dB以上。 图2:更大的调制指数可以进一步降低峰值EMI选择调制频率和频率偏移非常重要。首先,调制频率应高于EMI接收机带宽,以便接收机不会同时测量到两侧的边带。不过如果频率太高,电源控制环路可能无法充分抑制电压变化,从而导致输出电压以同样的速率变化。另外,调制可能在电源中产生可闻噪声。因此典型的做法是调制频率不要超出接收机带宽太多,但要在可闻频率范围以外。从图2可以明显看出,工作频率的高度变化更加可取。然而需要注意的是,这将对电源设计造成影响,也即需要针对最低工作频率认真选择磁性元件。由于在较低频率下工作,因此输出电容也需要处理更大的纹波电流。 图3对采用频率调制和未采用频率调制这两种情况下测得的EMI性能作了比较。这里的调制指数是4,正如预期的那样,EMI在基频基础上降低了8dB左右。其它方面的效果也非常显著。谐波被展宽到频带内,并且展宽结果与谐波次数有关,比如三次谐波可以被展宽至基频的3倍。展宽过程在更高的频率下不断重复,使得噪声基底与固定频率情况相比有了较大的提高。因此这种技术并不适合低噪声系统,但许多系统可以从中受益,它不仅能增加设计余量,还能显著降低EMI的滤波器成本。 图3:改变电源开关频率可降低基频信号幅度,但会增加噪音基底

    时间:2018-09-20 关键词: 频率 电源技术解析 emi 电源开关

  • 一种低导通损耗的USB 电源开关的设计方案

    一种低导通损耗的USB 电源开关的设计方案

    摘 要:本文提出了一种低导通损耗的USB 电源开关的设计方案。该方案中的电路采用自举电荷泵为N 型功率管提供足够高的栅压, 以降低USB 开关的导通损耗。在过载情况下, 过流保护电路能将输出电流限制在0. 3 A.1 引言通用串行总线( Universal Serial Bus) 使PC 机与外部设备的连接变得简单而迅速, 随着计算机以及与USB 相关便携式设备的发展, USB 必将获得更广泛的应用。由于USB 具有即插即用的特点, 在负载出现异常的瞬间, 电源开关会流过数安培的电流, 从而对电路造成损坏。本文方案中所设计的USB电源开关采用自举电荷泵, 为N 型功率管提供2 倍于电源的栅驱动电压。在负载出现异常时, 过流保护电路能迅速限制功率管电流,以避免热插拔对电路造成损坏。2 USB 开关电路方案设计的整体思路图1 为USB 电源开关方案的整体设计。其中, V IN为电源输入, VOUT 为USB 的输出。在负载正常的情况下, 由电荷泵产生足够高的栅驱动电压, 使NHV1 工作在深线性区, 以降低从输入电源( VIN )到负载电压( VOUT ) 的导通损耗。当功率管电流高于1 A 时, Currentsense 输出高电平给过流保护电路( Currentlimit ) ; 过流保护电路通过反馈负载电压给电荷泵, 调节电荷泵输出( VPUMP ) , 从而使功率管的工作状态由线性区变为饱和区, 限制功率管电流,达到保护功率管的目的。当负载恢复正常后, Currentsense 输出低电平, 电荷泵正常工作。图1 USB 电源开关原理图3 电荷泵设计图2 为一种自举型( Self-BooST ) 电荷泵的电路原理图。图中,Φ为时钟信号, 控制电荷泵工作。初始阶段电容, C1 和功率管栅电容CGAte 上的电荷均为零。当Φ为低电平时, MP1 导通, 为C1 充电, V1电位升至电源电位, V 2 电位增加, MP2 管导通。假设栅电容远大于电容C1 , V 2 上的电荷全部转移到栅电容C GATE 上。当Φ为高电平时, MN1 导通, 为C1 左极板放电, V1 电位下降至地电位, V2 电位下降, MP2 管截止, MN2 管导通, 给电容C1 右极板充电至V IN .在Φ的下个低电平时, V1 电位升至电源电位, V2 电位增加至2 VIN , MP2 管导通, VPUMP 电位升至2 V IN - VT .图2 自举电荷泵原理图自举电荷泵不需要为MN2 和MP2 提供栅驱动电压, 控制简单, 但输出电压会有一个阈值损失。图3 是改进后的电荷泵电路图, Φ1 和Φ2 为互补无交叠时钟。由MN2、MN5、MP3、MP2 和电容C2 组成的次电荷泵为MN4、MP4 提供栅压, 以保证其完全关断和开启。当Φ1 为低电平时, MP1 导通,电位增加, 此时, V3 电位为零, MP4 导通, V 2 上的电荷转移到栅电容C GAT E 上, VPUMP 电位升高。当Φ1 为高电平时, MP2 导通, 为C2 充电, V4 电位上升至电源电位, V 3 电位随之上升, MP3 导通, V PUMP 电位继续升高。MN3 相当于二极管, 起单向导电的作用。在VPUMP 电压升高到VIN + VT 以后, MN3 隔离V3到电源的通路, 保证V3 的电荷由MP3 全部充入栅电容。这样, C1 和C2 相互给栅电容充电, 若干个时钟周期后, 电荷泵输出电压接近两倍电源电压。在电荷泵输出电压升高的过程中, 功率管提供的负载电流逐渐上升, 避免在容性负载上引起浪涌电流( inrush current ) .图3 改进后的电荷泵4 过流保护电路设计当出现过载和短路故障时, 负载电流达到数安培, 需要精确的限流电路为功率管和输入电源提供保护。对于MOS 器件, 只有工作在饱和区时的电流容易控制。限流就是通过反馈负载电压, 调节电荷泵输出电压来实现的。图4 是限流电路的原理图。图4 限流电路原理图N 型功率管NHV 的源与P 型限流管MP6 的栅相接, N 型功率管NHV 的栅与P 型限流管MP6的源相接。从而达到控制功率管栅源压降的目的。当负载电流超过1A 时, 电流限信号( VLIMIT ) 为高电平, MN7 导通, 栅电荷经MP6 流向地, 栅电压减小, 功率管工作在饱和区。C1、C2 为电荷泵电容值,在一个时钟周期T 内, 由电荷泵充入的栅电荷为:当功率管栅压稳定时, 电荷泵充入的栅电荷等于限流管放掉的栅电荷。限流管泄放电流为:由得功率管和限流管的电流关系:式中, VTP 和VTN 分别是P 型管和N 型管阈值电压, M 为N 型功率管的并联数。通过设置NHV 和MP6 宽长比、功率管的并联个数、电荷泵的时钟周期以及电荷泵的电容值, 就可以确定功率管的电流。当负载恢复正常后, 电流限信号( V LIMIT ) 为低电平, MN7 截止, 电荷泵正常工作, 为功率管提供2 倍于电源的栅驱动电压。这种过流保护电路通过MP6 泄放功率管的栅电荷, 易实现限流功能, 适用于N 型功率管的电源开关。5 仿真结果与讨论图5 为负载正常情况下负载输出电压和功率管电流的仿真波形。电源电压为5 V, C1、C2 电容值为1 pF, 时钟周期为40 s, NHV 和MP6 宽长比的比值为300, 功率管的并联个数为1 103.采用0. 6 m30 V BCD 工艺, 在典型条件下, 用HSPICE 对整体电路仿真。由波形可以看出, 在1 ms 内, 负载输出电压逐渐上升, 功率管电流没有过冲, 启动时间为1. 7 ms.3 ms 后, 功率管完全开启, 为负载提供电源。图5 启动时功率管电流和负载输出电压表1 为限流电路工作时功率管的平均栅电压和平均电流。图6 为USB 开关启动8 ms 后负载短路到恢复正常的仿真结果。U SB 开关在负载正常情况下启动, 8 ms 后负载短路, 负载电流过冲到3. 1A.当过流保护电路工作后, 过流保护电路将电流限制在0. 3 A, 保护了U SB 端口。16 ms 后, 负载恢复正常, 电源开关重新启动。表1 限流时功率管平均栅电压和平均电流图6 USB 开关在启动、限流和恢复正常过程中, 电荷泵输出电压、负载输出电压和功率管电流的仿真波形6 结论本文提出了一种满足USB 规范的电源开关设计方案。一种结构简单的自举电荷泵为N 型功率管提供栅驱动电压, 以降低开关的导通损耗。精确的限流电路针对过载和短路故障, 对输入电源提供保护。仿真结果表明, 在负载短路瞬间, 限流电路能够有效地减小过冲电流, 并能把电流限制在0. 3 A, 达到保护USB 端口的目的,进而证实了该方案的实用性。

    时间:2018-06-18 关键词: 设计方案 电源技术解析 电源开关 导通

  • 电池供电切换电路

    电池供电切换电路

    特点: 1、支持轻触开关、自锁开关 2、支持外接电源自动上电(焊接上D17即可实现) 3、支持待机常电输出 4、外接电源、锂电供电自动切换,由于PMOS内续流二极管的存在,切换过程不会出现电压跌落情况。 5、通过双PMOS背靠背连接,防止外接电源倒灌至锂电池 原理图如下,电源标号说明: 1、VCC_5V0 外接电源输入 2、LI_BAT 锂电池 3、VCC_SYS 主电源输出 4、VCC_SB 待机电源输出 控制接口说明: 1、EX_PWR_KEY 开关按键输入,外接轻触开关或自锁开关,低电平有效。 2、PWR_KEY_DET 开关按键检测,给单片机检测开关状态用,主要适用于采用轻触开关。 3、SYS_PWR_HOLD 电源保持,高电平有效,当采用轻触开关,或者系统想自己控制关机时有用 典型应用: 1、电源开关使用轻触开关,通过检测PWR_KEY_DET状态,控制SYS_PWR_HOLD,实现长按xx秒,系统开机,长按xx秒,系统关机。 2、车载设备,D17外接ACC信号,实现汽车点火,设备自动开机,汽车熄火,延时xx时间后,自动关机。 3、使用自锁开关,断开D17,不用PWR_KEY_DET 与 SYS_PWR_HOLD ,实现外接电源与内置电源自动切换,及小自锁开关控制大电流通断。

    时间:2018-04-02 关键词: 锂电池 电池电源 电源开关 pmos

  • 延时启动开关电路图

    延时启动开关电路图

    延时启动开关电路 不合上电源开关S是地,由于RC的延时作用,刚开始时,5S模块的③、④脚为高电平,模块内部的电路关断,继电器J处于释放状态,由于二极管的作用,使灯 泡H两端的电压仅为额定电压(220V)的0.45倍,即99V。这样就大大减小了由于灯泡冷态灯丝电阻低而产生开灯时的浪涌电流,即实现了低压预热(增 大灯泡灯丝电阻)作用。经过一段时间后,C通过R充电。使5S的③、④脚电压越来越低,最后导致模块内部电路工作状态发生翻转,继电器吸合,其常开触点闭 合,短接了二极管VD,使灯泡H获得全压(220V)工作。这样可延长灯泡的使用寿命。5S模块延时开启时间通过1.1RC计算得出。继电器J应采用交流 型。该电路适用于白炽灯群,如路灯、走廊灯等。  

    时间:2017-12-04 关键词: 模拟电路 电源开关 延时启动开关电路

  • 采用 Silent Switcher 拓扑的 36V、2A 单片同步

     加利福尼亚州米尔皮塔斯 (MILPITAS, CA) 和马萨诸塞州诺伍德 (NORWOOD, MA) – 2017 年 7 月 11 日 – 亚德诺半导体 (Analog Devices, Inc.,简称 ADI) 旗下凌力尔特公司 (Linear Technology Corporation) 推出单片、同步、降压型 DC/DC 转换器 LT3932,该器件具内部 36V、2A 电源开关和一个内部 PWM 发生器。其固定频率、峰值电流模式控制能针对高达 2A 的 LED 串准确地调节电流在 ±1.5% 内。其集成的 PWM 发生器提供 128:1 调光比。如果需要高达 5000:1 的调光比,那么 LT3932 和一个外部 PWM 发生器就可适合这类应用。LT3932 的 3.6V 至 36V 输入电压范围非常适合多种应用,包括汽车、工业和建筑照明。其 Silent Switcher? 拓扑和扩展频谱频率调制相结合,最大限度减轻了 EMI 问题。LT3932 采用标称的 32V 输入可驱动多达 8 个 2A 白光 LED,从而提供超过 50W。 LT3932 可提供 93% 的效率,同时以 2MHz 切换,从而无需外部散热并可构成纤巧和占板面积紧凑的解决方案。内部开路 / 短路 LED 保护和故障指示可提供增强的可靠性。LT3932 的开关频率在 200kHz 至 2MHz 范围内是可编程的,或者可同步至一个外部时钟信号。结合耐热性能增强型 4mm x 5mm QFN 封装,LT3932 可构成非常紧凑的大功率 LED 驱动器解决方案。其他特点包括具监视器输出的准确 LED 电流检测、99.9% 占空比运行和可编程 UVLO。 LT3932EUFD 采用耐热性能增强型 28 引线 4mm x 5mm QFN 封装。提供 3 种温度级版本,分别是在 –40°C 至 125°C (结温) 范围内运行的扩展和工业温度级版本、以及在 –40°C 至 150°C 范围内运行的高温级版本。千片批购价为每片 3.95 美元,所有版本均有现货供应。如需更多信息,请登录 www.linear.com.cn/product/LT3932。 照片说明:采用 Silent Switcher? 拓扑和内部 PWM 发生器的 36V、2A LED 驱动器 性能概要: LT3932 ·±1.5% LED 电流调节 ·±1.2% 输出电压调节 ·100Hz 时 5000:1 PWM 调光 ·128:1 内部 PWM 调光 ·扩展频谱频率调制 ·用于实现低 EMI 的 Silent Switcher? 架构 ·3.6V 至 36V 输入电压范围 ·0V 至 36V LED 串电压 ·2A、36V 内部开关 ·200kHz 至 2MHz 开关频率和 SYNC 功能 ·99.9% 最大占空比 ·模拟或占空比 LED 电流控制 ·开路 / 短路 LED 保护和故障指示 ·具监视器输出的准确 LED 电流检测 ·可编程 UVLO ·耐热性能增强型 28 引线 (4mm × 5mm) QFN 封装

    时间:2017-07-13 关键词: 凌力尔特 亚德诺 电源开关 pwm发生器

  • Diodes公司2.0A、2.5A和3.0A电源开关,专为USB端口保护而设计

    Diodes公司2.0A、2.5A和3.0A电源开关,专为USB端口保护而设计

     由Diodes公司推出的AP22811和AP22804/AP22814电源开关,具有超低导通电阻,从而可降低功耗;它们针对通用串行总线(USB)和其他热插拔应用进行了优化。该系列器件分别支持2.0A、2.5A和3.0A的负载电流,可保护USB端口免受过流、短路和过温情况的影响,并防止因反向电流或电压造成的系统损坏。典型应用包括膝上型电脑、笔记本电脑和平板电脑、固态驱动器、机顶盒和类似的媒体设备,以及各种其他消费电子设备。 50mΩ的典型RDS(ON)可确保AP22811/22804/22814负载开关承受最小的电压下降和功率损耗,同时还能够对故障条件提供快速响应。这些器件提供具有0.6s上升时间的内置软启动,并提供集成的输出放电功能,用来控制输出电压电容器的完全放电。故障保护功能通过全自动恢复和漏极开路故障报告标志输出(FLG)实现,无需外部元件,并具有6ms消隐时间,从而可防止错误过流报告发生。 AP228xx器件选择考虑到了高电平有效或低电平有效使能输入;所有器件均采用SOT-25和MSOP-8封装,易于使用。AP22804和AP22814器件还提供DFN2020-6封装,从而有助于减少电路板面积。

    时间:2017-03-24 关键词: 电源开关 diodes 电源新品 usb端口保护

  • 汽车电源的监视和开关

    汽车电源的监视和开关

    引言 在如今的汽车中,为了提高舒适度和行车体验而设计了座椅加热、空调、导航、信息娱乐、行车安全等系统,从这些系统很容易理解在车中为各种功能供电的电子系统的好处。现在我们很难想像仅仅 100 多年以前的景象,那时,在汽油动力汽车中,一个电子组件都没有。在世纪交替时期的汽车开始有了手摇曲柄,前灯开始用乙炔气照明,也可以用铃声向行人发出提示信息了。如今的汽车正处于彻底变成电子系统的交界点,最大限度减少了机械系统的采用,正在成为人们生活中最大、最昂贵的“数字化工具”。由于可用性和环保原因,以及提高内燃型、混合动力型和全电动型汽车行车安全的需求,市场逐步减少了对汽油的依赖,这正是“数字化”转变的驱动力。 随着越来越多的机械系统被电子系统取代,功耗以及怎样监视功耗变得越来越重要了。准确监视电动型汽车的功耗最终会让司机心里更踏实。任何人只要驾驶了全电动型汽车,都有可能担心行车距离问题,因为到达目的地之前,汽车电池电量可能耗尽的问题无时不在。混合电动型汽车车主有依靠汽油动力引擎行驶回家的优势,而电动型汽车只能在充电站充电,眼下充电站稀少,而且需要几个小时,电池才能充好电。因此连续、准确地监视每个电子子系统的功耗是很重要的。基于监视所得的信息,还可以建议正在路上行驶的司机,节省电池电量以延长行驶距离。断开空闲模块与电源总线的连接可以进一步节省功耗。监视子系统的电流和功率,还可以揭示有关车辆长期性能的任何异常趋势,预测故障以防故障发生,标出需要发送给汽车修理店的服务请求。诊断系统也可以从功率和能量监视中受益,通过故障记录和无线数据访问,可以快速调试,并减少修理费用和宕机时间。 监视和控制功耗的几种方法 要监视电子系统的功耗,就需要连续测量电流和电压。电压可以直接用模数转换器 (ADC) 测量。如果 ADC 输入范围小于所监视的电压,那么也许需要一个电阻分压器 (图 1)。为了测量电流,需要在电源通路中放置一个检测电阻器,再测量其压降。如图 1 所示,跨导放大器将高压侧检测电压转换成电流输出,该电流流经增益设定电阻器,以产生一个以地为基准并与负载电流成比例以及适合馈送给 ADC 的电压。为了最大限度降低功耗,全标度检测电压限制为几十毫伏。因此,放大器输入失调需要低于 100µV。为了计算功率,必须使用通过 ADC 数字接口访问 ADC 数据的微控制器或处理器,以实现电压读数和电流读数相乘。要监视能耗,需要在一定时间内累计 (相加) 功率读数。 图 1:测量电源轨上的输入电压和负载电流 (检测电压) 为了开关电源,一般在汽车电路中会使用机电继电器。为了节省空间,会用 N 沟道和 P 沟道 MOSFET 等固态开关取代继电器,从而产生所有组件都在同一块电路板上、可以统一采用再流焊工艺组装的 PCB 设计。P 沟道 MOSFET 通过拉低其栅极电平而接通,通过将栅极连接至输入电压而断开。与 N 沟道 MOSFET 相比,P 沟道 MOSFET 在导通电阻相同时成本更高,而且其选择范围很窄,限于较大电流值 (高于 10A) 情况。N 沟道 MOSFET 是应对大电流的最佳选择,但是需要充电泵,以提高栅极电压,使其高于输入电压。例如,12V 输入需要 22V 栅极电压,即 MOSFET 栅极要高出输入 10V。图 2 显示了一个电源开关电路的实现。 图 2:用 N 沟道 MOSFET 实现电源轨的接通 / 断开 常见的电源总线也需要针对短路和过载故障提供保护,这类故障可能在任何板卡或模块中出现。为了实现电路断路器功能,可以比较图 1 中放大器的输出和一个过流门限,以断开图 2 中的栅极驱动器。这种方案取代了保险丝,因为保险丝反应速度慢、容限太宽且熔断后需要更换。为了节省电路板空间,人们希望在开关、保护和监视汽车电源总线中的功率流动时,采用集成式解决方案。 集成式电源控制与遥测解决方案 LTC4282 是一款可热插拔的控制器和电路断路器,提供能量遥测功能和 EEPROM (图 3),凭借创新性双电流通路特色,满足了大电流应用的需求。该控制器通过控制外部 N 沟道 MOSFET,可平滑地给大容量电容器加电,从而避免出现输入电源干扰以及电流达到破坏性水平,因此可确保电源在 2.9V 至 33V 范围内安全接通和断开。LTC4282 位于通往电路板电源的入口,其准确度为 0.7% 的 12 位或 16 位 ADC 通过一个 I2C/SMBus 数字接口报告电路板电压、电流、功率和能耗。内部 EEPROM 为寄存器设置和故障记录数据提供非易失性存储,从而可在开发过程中及现场运行时,加速调试和故障分析。 图 3:具功率 / 能量遥测功能和 EEPROM 的 LTC4282 电路断路器 LTC4282 具准确度为 2% 的电流限制电路断路器,最大限度减少了过流设计,这在大功率时更加重要。在出现过流情况时,LTC4282 折返电流限制,以在可调超时时间内保持恒定 MOSFET 功耗。定时器到了定时时间后,电路断路器断开故障模块和公用电源总线的连接。空闲模块也可以断开与电源总线的连接以节省功率。能够以数字方式配置的电路断路器门限允许随负载变化进行动态调节,方便了小电阻值检测电阻器的选择。所监视电气参数的最小值和最大值都记录下来,当超过 8 位可调门限时,就发出警示信号。为了防止给电路板造成灾难性损坏,这些 MOSFET 受到连续监视,以发现异常情况,例如低栅极电压和漏-源短路或大的压差。 SOA 共享路径 虽然 LTC4282 控制单个电源,可是它为负载电流提供了两条平行的电流限制路径。采用传统单路控制器的大电流电路板使用多个并联的 MOSFET 以降低导通电阻,但是所有这些 MOSFET 都需要具有大的安全工作区 (SOA) 以安然承受过流故障,这是因为不能假设并联的 MOSFET 在电流限制期间分担电流。另外,MOSFET 的选择范围在较高的电流水平上变窄,价格走高,而且 SOA 的水平跟不上 RDS(ON) 的下降。通过把电流分离到两条精准匹配的电流限制路径之中,LTC4282 可确保两组 MOSFET 即使在过载情况下也将均分电流。对于 100A 应用,每条路径的设计电流限值为 50A,因而把 SOA 要求减低了一半,拓宽了 MOSFET 的选择范围,并降低了其成本。这被称为一种 “匹配” 或 “并联” 配置,因为两条路径是采用相似的 MOSFET 和检测电阻器设计的。 此外,LTC4282 的双电流路径还用于使 MOSFET SOA 要求与导通电阻脱钩。大的 SOA 对于启动浪涌、电流限制和输入电压阶跃等具有巨大应力的情况是很重要的。当 MOSFET 栅极完全接通时,低的导通电阻可降低正常操作期间的电压降和功率损耗。不过,这些是存在冲突的要求,因为 MOSFET SOA 通常随着导通电阻的改善而变差。LTC4282 允许采用一条具有一个能处理应力情况之 MOSFET 的路径,和另一条具有低导通电阻 MOSFET 的路径。这被称为一种分级起动配置。一般来说,在启动、电流限制和输入电压阶跃期间应力处理路径接通,而 RDS(ON) 路径则保持关断。RDS(ON) 路径在正常操作过程中接通以旁路应力路径,为负载电流提供一条低导通电阻路径,从而减少电压降和功率损耗。视启动时 MOSFET 应力大小的不同,有两种分级起动配置,即低应力 (图 4) 和高应力。高应力分级起动配置推荐用于 50A 以下的应用电流水平,而并联和低应力分级起动配置则推荐用于 50A 以上的应用。与单路径设计相比,最低的 MOSFET 成本由低应力分级起动配置提供,代价是在瞬变情况下不间断运行的能力受限,而且不能利用负载电流完成启动。并联和高应力分级起动配置可启动一个负载并提供计时周期较长的故障定时器,可在持续时间较长的过载条件和输入电压阶跃情况下不间断地运行。 图 4a:低应力分级起动配置可为 >50A 的应用提供最低的成本 图 4b:利用低应力分级起动配置实现启动:GATE1 首先接通以对输出进行涓流充电 (具有一个 2A 的低浪涌电流水平)。GATE2 在 SOURCE (输出) 变至高于电源良好门限时接通。 结论 在过去 20 年,在动力转向、ABS 刹车、便利性、行车安全、娱乐等功能的驱动下,汽车中采用的电子系统一直在快速增加。随着汽车向全面互联和完全自主行驶的方向发展,电子系统的增加还会加速,这增大了对珍贵的电池功率的需求。仔细的功耗监视加上关闭空闲系统有望提高电池使用效率。通过提供电路板级电气数据,LTC4282 电路断路器减轻了测量每个子系统的功率和能耗的负担,因此减轻了整个车辆功率和能耗的测量负担。凭借其新颖和能够以多种方式配置的双电流通路,LTC4282 极大地方便了大电流千瓦级电路板的设计,允许在同一设计中既提供很大的 SOA,又提供很小的导通电阻。

    时间:2016-12-14 关键词: 电源技术解析 电源开关 汽车电源

  • 一种满足USB规范的电源开关设计方案

    1 引言 通用串行总线(UniversalSerialBus)使PC机与外部设备的连接变得简单而迅速,随着计算机以及与USB相关便携式设备的发展,USB必将获得更广泛的应用。由于USB具有即插即用的特点,在负载出现异常的瞬间,电源开关会流过数安培的电流,从而对电路造成损坏。 本文设计的USB电源开关采用自举电荷泵,为N型功率管提供2倍于电源的栅驱动电压。在负载出现异常时,过流保护电路能迅速限制功率管电流,以避免热插拔对电路造成损坏。 2 USB开关电路的整体设计思路 图1为USB电源开关的整体设计。其中,VIN为电源输入,VOUT为USB的输出。在负载正常的情况下,由电荷泵产生足够高的栅驱动电压,使 NHV1工作在深线性区,以降低从输入电源(VIN)到负载电压(VOUT)的导通损耗。当功率管电流高于1A时,Currentsense输出高电平给过流保护电路(Currentlimit);过流保护电路通过反馈负载电压给电荷泵,调节电荷泵输出(VPUMP),从而使功率管的工作状态由线性区变为饱和区,限制功率管电流,达到保护功率管的目的。当负载恢复正常后,Currentsense输出低电平,电荷泵正常工作。   图1 USB电源开关原理图 3 电荷泵设计 图2为一种自举型(SelfBoost)电荷泵的电路原理图。图中,为时钟信号,控制电荷泵工作。初始阶段电容,C1和功率管栅电容CGATE上的电荷均为零。当为低电平时,MP1导通,为C1充电,V1电位升至电源电位,V2电位增加,MP2管导通。假设栅电容远大于电容C1,V2上的电荷全部转移到栅电容CGATE上。当为高电平时,MN1导通,为C1左极板放电,V1电位下降至地电位,V2电位下降,MP2管截止,MN2管导通,给电容C1右极板充电至VIN。在的下个低电平时,V1电位升至电源电位,V2电位增加至2VIN,MP2管导通,VPUMP电位升至2VIN-VT。   图2 自举电荷泵原理图 自举电荷泵不需要为MN2和MP2提供栅驱动电压,控制简单,但输出电压会有一个阈值损失。图3是改进后的电荷泵电路图,1和2为互补无交叠时钟。由MN2、MN5、MP3、MP2和电容C2组成的次电荷泵为MN4、MP4提供栅压,以保证其完全关断和开启。当1为低电平时,MP1导通,电位增加,此时,V3电位为零,MP4导通,V2上的电荷转移到栅电容CGATE上,VPUMP电位升高。当1为高电平时,MP2导通,为C2充电,V4电位上升至电源电位,V3电位随之上升,MP3导通,VPUMP电位继续升高。MN3相当于二极管,起单向导电的作用。 在VPUMP电压升高到VIN+VT以后,MN3隔离V3到电源的通路,保证V3的电荷由MP3全部充入栅电容。这样,C1和C2相互给栅电容充电,若干个时钟周期后,电荷泵输出电压接近两倍电源电压。 在电荷泵输出电压升高的过程中,功率管提供的负载电流逐渐上升,避免在容性负载上引起浪涌电流。   图3 改进后的电荷泵 4 过流保护电路设计 当出现过载和短路故障时,负载电流达到数安培,需要精确的限流电路为功率管和输入电源提供保护。对于MOS器件,只有工作在饱和区时的电流容易控制。限流就是通过反馈负载电压,调节电荷泵输出电压来实现的。图4是限流电路的原理图。   图4 限流电路原理图 N型功率管NHV的源与P型限流管MP6的栅相接,N型功率管NHV的栅与P型限流管MP6的源相接。从而达到控制功率管栅源压降的目的。 当负载电流超过1A时,电流限信号(VLIMIT)为高电平,MN7导通,栅电荷经MP6流向地,栅电压减小,功率管工作在饱和区。C1、C2为电荷泵电容值,在一个时钟周期T内,由电荷泵充入的栅电荷为:   当功率管栅压稳定时,电荷泵充入的栅电荷等于限流管放掉的栅电荷。限流管泄放电流为:   得功率管和限流管的电流关系:   式中,VTP和VTN分别是P型管和N型管阈值电压,M为N型功率管的并联数。 通过设置NHV和MP6宽长比、功率管的并联个数、电荷泵的时钟周期以及电荷泵的电容值,就可以确定功率管的电流。当负载恢复正常后,电流限信号(VLIMIT)为低电平,MN7截止,电荷泵正常工作,为功率管提供2倍于电源的栅驱动电压。这种过流保护电路通过MP6泄放功率管的栅电荷,易实现限流功能,适用于N型功率管的电源开关。 5 仿真结果与讨论 图5为负载正常情况下负载输出电压和功率管电流的仿真波形。电源电压为5V,C1、C2电容值为1pF,时钟周期为40s,NHV和MP6宽长比的比值为300,功率管的并联个数为1103。采用0.6m30VBCD工艺,在典型条件下,用HSPICE对整体电路仿真。由波形可以看出,在1ms内,负载输出电压逐渐上升,功率管电流没有过冲,启动时间为1.7ms。 3ms后,功率管完全开启,为负载提供电源。   [!--empirenews.page--] 图5 启动时功率管电流和负载输出电压 表1为限流电路工作时功率管的平均栅电压和平均电流。图6为USB开关启动8ms后负载短路到恢复正常的仿真结果。USB开关在负载正常情况下启动,8ms后负载短路,负载电流过冲到3.1A。当过流保护电路工作后,过流保护电路将电流限制在0.3A,保护了USB端口。16ms后,负载恢复正常,电源开关重新启动。 表1 限流时功率管平均栅电压和平均电流     图6 USB开关在启动、限流和恢复正常过程中,电荷泵输出电压、负载输出电压和功率管电流的仿真波形 6 结论 本文设计了一种满足USB规范的电源开关。 一种结构简单的自举电荷泵为N型功率管提供栅驱动电压,以降低开关的导通损耗。精确的限流电路针对过载和短路故障,对输入电源提供保护。仿真结果表明,在负载短路瞬间,限流电路能够有效地减小过冲电流,并能把电流限制在0.3A,达到保护USB端口的目的。

    时间:2016-09-21 关键词: 电路设计 电源开关 usb规范

  • Vishay相控晶闸管在中功率开关应用中降低成本并节约空间

    Vishay相控晶闸管在中功率开关应用中降低成本并节约空间

    日前,Vishay Intertechnology, Inc.(NYSE 股市代号:VSH)宣布,推出采用新的长引线TO-247封装的50A、1200V相控晶闸管---VS-50TPS12L-M3。Vishay Semiconductors VS-50TPS12L-M3采用3引线通孔封装,为电源开关应用提供了新的中等功率选项。 单相SCR VS-50TPS12L-M3十分耐用,浪涌电流高达630A,玻璃钝化技术使器件能在+150℃结温下可靠工作。晶闸管符合RoHS,无卤素,引线长20mm,便于在PCB上安装,dV/dt高达1000V/μS,能更好地抵御EMI。 VS-50TPS12L-M3现可提供样品,并已实现量产,大宗订货的供货周期为五周到十周。

    时间:2016-03-21 关键词: 晶闸管 电源开关 功率开关 电源新品

  • 基于Resistor-Capacitor(RC)缓冲器设计的电源开关

    基于Resistor-Capacitor(RC)缓冲器设计的电源开关

    电源开关是每个电源转换器的心脏。它们的操作将直接决定了产品的可靠性和效率。以提高电力转换器的开关电路的性能,缓冲器被放置在电源开关来抑制尖峰电压和潮湿通过电路电感引起的开关打开时的振荡。适当的设计缓冲的可导致更高的可靠性,更高的效率和更低的EMI。在许多不同类型的缓冲器时,电阻器-电容器(RC)缓冲器是最流行的缓冲电路。这篇文章解释了为什么一个缓冲器是需要电源开关。并且提供了一个最佳的缓冲设计中实用的技巧。 Resistor-Capacitor(RC) Snubber Design for Power Switches The power switches are the heart of every power converter. Their operation will directly determine the reliability and efficiency of the product. To enhance the performance of the switching circuit of power converters, snubbers are placed across the power switches to suppress voltage spikes and damp the ringing caused by circuit inductance when a switch opens. Proper design of the snubber can result in higher reliability, higher efficiency and lower EMI. Among many different kinds of snubbers, the resistor-capacitor (RC) snubber is the most popular snubber circuit. This article explains why a snubber is needed for power switches. Some practical tips for an optimum snubber design are provided as well.     Figure 1: Four basic power switching circuits. There are many different topologies used in power converters, motor drivers and lamp ballasts. Figure 1 shows four basic power switching circuits. Within all of these four fundamental circuits, and in most power switching circuits, the same switch-diode-inductor network is shown within the blue lines. The behavior of this network is the same in all these circuits. Therefore, a simplified circuit as shown in Figure 2 can be used for the switching performance analysis for the power switches during a switching transient. Since the current in the inductor almost does not change during a switchifng transient, the inductor is replaced with a current source as shown in the figure. The ideal voltage and current-switching waveform of the circuit is also shown in Figure 2.     Figure 2: Simplified power switching circuit and its ideal switching waveform. When the MOSFET switch turns off, the voltage across it rises. The current IL, however, will keep flowing through the MOSFET until the switch voltage reaches Vol. The current IL begins to fall once the diode turns on. When the MOSFET switch turns on, the situation is reversed as shown in the figure. This type of switching is referred to as “hard switching”. The maximum voltage and maximum current must be supported simultaneously during the switching transient. Therefore, this “hard switching” exposes the MOSFET switch to high stress.     Figure 3: Voltage overshoot at the MOSFET switch turn-off transient. In practical circuits, the switching stress is much higher because of the parasitic inductance (Lp) and capacitance (Cp) as shown in Figure 4.Cp includes the output capacitance of the switch and stray capacitance due to PCB layout and mounting. Lp includes the parasitic inductance of the PCB route and MOSFET lead inductance. These parasitic inductances and capacitances from the power devices form a filter that resonates right after the turn-off transient, and therefore superimposes excessive voltage ringing to the devices as shown in Figure 3. To suppress the peak voltage, a typical RC snubber is applied across the switch as shown in Figure 4. The value of the resistor must be close to the impedance of the parasitic resonance which it is intended to damp. The snubber capacitance must be larger than the resonant circuit capacitance, but must be small enough in order to keep the power dissipation of the resistor to a minimum.     Figure 4: Resistor-capacitor snubber configuration. Where power dissipation is not critical, there is a quick design approach for the RC snubber. Empirically, choose the snubber capacitor Csnub equal to twice the sum of the switch output capacitance and the estimated mounting capacitance. The snubber resistor Rsnub is selected so that . The power dissipation on Rsnub at a given switching frequency (fs) can be estimated as: When this simple and empirical design does not limit the peak voltage sufficiently, then the optimizing procedure will be applied. Optimized RC snubber: In those cases where power dissipation is critical, a more optimum design approach should be used. First, measure the ringing frequency (Fring) at the MOSFET switch node (SW) when it turns off. Solder a film type 100 pF low-ESR capacitor across the MOSFET. Increase the capacitance until the ringing frequency is half of the original measured value. Now the total output capacitance of the switch (the added capacitance plus original parasitical capacitance) is increased by a factor of four as the ringing frequency is inversely proportional to the square root of the circuit’s inductance capacitance product. So the parasitic capacitance Cp is one-third of the externally added capacitor value. The parasitic inductance Lp now can be obtained by using the following equation: Once the parasitic inductance Lpand parasitic capacitance Cp are figured out, the snubber resistor Rsnub and capacitor Csnub can be chosen based on following calculation. The snubber resistor can be fine-turned further to reduce the ringing if it is found to be insufficient. The power dissipation on Rsnub at a given switching frequency (fs) is . Using all of the calculated values, the design for the power supply switch snubber is complete and can be implemented in the application.

    时间:2016-01-28 关键词: 电源技术解析 电源开关

  • 光电遥控电源开关电路图

    光电遥控电源开关电路图

    工作原理如图1所示。它是一个光控断电遥控装置,可以用于电简的光线进行触发。电路由两部分组成:一部分是光控电路;另一部分是受控电路。其中光控部分由光电三极管VT1、电位器RP相三极管VT2组成。受控部分由三极管VT3和继电器KM组成。按下按键开关SB时,稳压二极管vD5两端获得十l 2V的直流电压.发光二极管VI)6显示工作。由子vT1未受到手电简的照射,其vTl的c?之间为反偏电阻,vT2截止,vT2集电极为高电位,VT3 饱和导通,继电器KM动作.触点KM—1tKM—2闭合,插座XS特有220V交流电源。当于电光照到VTl时,VTl的C-E间为反偏电阻,阻值变小使 vT2导通,vT2集电极为低电位,vT3截止,继电器KM将释放,触点KM—1、KM—2断开,xs上电源则被切断。电阻Rl为电容C1提供泄放电流回路。vD7为保护二极管。  

    时间:2015-12-31 关键词: 电源开关 单片机制作

首页  上一页  1 2 3 下一页 尾页
发布文章

技术子站

更多

项目外包