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  • 关于常见的传感器的选用原则,你知道有哪些吗?

    在科学技术高度发达的今天,各种各样的高科技出现在我们的生活中,为我们的生活带来便利,那么你知道这些高科技可能会含有的传感器吗?那么你知道传感器的选用原则有哪些吗? 1、根据测量对象与测量环境确定传感器的类型 要进行具体的测量,首先要考虑采用什么样的传感器原理,这可以在分析很多因素后确定。因为,即使是测量相同的物理量,也有多种原理的传感器可供选择。哪种原理传感器更合适,需要根据被测物的特点和传感器的使用条件考虑以下具体问题:量程的大小; 被测位置需要传感器的体积;测量方式是接触式还是非接触式;信号提取方式,有线或非接触式测量;传感器的来源,国产还是进口,价格实惠,还是自主研发。在考虑了以上问题之后,我们就可以确定选择哪种类型的传感器,然后再考虑传感器的具体性能指标。 2、灵敏度的选择 一般在传感器的线性范围内,希望传感器的灵敏度越高越好。因为只有灵敏度高时,所测变化对应的输出信号值才比较大,有利于信号处理。但需要注意的是,传感器的灵敏度较高,与测量无关的外部噪声也容易混入,也会被放大系统放大,影响测量精度。因此,要求传感器本身具有较高的信噪比,并尽量减少从外部引入的工厂干扰信号。传感器的灵敏度是定向的。当被测为单矢量,方向性要求较高时,应选择其他方向灵敏度较低的传感器;如果测量的是多维向量,则传感器的交叉灵敏度越小越好。 3、频率响应特性 传感器的频率响应特性决定了要测量的频率范围,测量条件必须保持在允许的频率范围内不失真。事实上,传感器的响应总是有一个固定的延迟,希望延迟时间越短越好。传感器的频率响应高,可测量的信号频率范围较宽,且受结构特性的影响,机械系统的惯性较大,可测量信号的频率较低。在动态测量中,响应特性应根据信号的特性(稳态、瞬态、随机等),避免过火误差。 4、线性范围 传感器的线性范围是指输出与输入成正比的范围。理论上,灵敏度在此范围内保持恒定。传感器的线性范围越宽,测量范围越大,可以保证一定的测量精度。在选择传感器时,当确定传感器的类型时,首先要看其量程是否符合要求。但实际上,没有任何传感器可以保证绝对的线性,它的线性也是相对的。当要求的测量精度较低时,在一定范围内,非线性误差较小的传感器可以近似看成线性的,这会给测量带来很大的方便。 5、稳定性 传感器在使用一段时间后保持其性能不变的能力称为稳定性。除了传感器本身的结构外,影响传感器长期稳定性的因素主要是传感器的使用环境。因此,为了使传感器具有良好的稳定性,传感器必须具有较强的环境适应性。在选择传感器之前,调查其使用环境,根据具体的使用环境选择合适的传感器,或者采取适当的措施来减少环境的影响。 传感器的稳定性有一个量化指标。使用期限届满后,应在使用前重新校准,以确定传感器的性能是否发生变化。在一些需要传感器长期使用但又不容易更换或校准的场合,选用的传感器的稳定性要求更为严格,必须能够经受长时间的考验。 6、精度 精度是传感器的重要性能指标,是关系到整个测量系统测量精度的重要环节。传感器的精度越高,它就越贵。因此,传感器的精度只要满足整个测量系统的精度要求即可,不必选择太高。 如果测量目的是定性分析,请选择具有高重复精度的传感器。不建议使用绝对值精度高的传感器;如果是定量分析,必须获得准确的测量值,则应选择精度等级能够满足要求的传感器。对于某些特殊应用,如果无法选择合适的传感器,则需要自行设计和制造传感器。自制传感器的性能应满足使用要求。 以上就是传感器的选用原则的一些值得大家学习的详细资料解析,希望在大家刚接触的过程中,能够给大家一定的帮助,如果有问题,也可以和小编一起探讨。

    时间:2021-07-20 关键词: 灵敏度 传感器 频率响应

  • 常见的传感器的设计要点,你知道有哪些吗?

    随着社会的快速发展,我们的传感器也在快速发展,那么你知道传感器的设计要点的详细资料解析吗?接下来让小编带领大家来详细地了解有关的知识。传感器(英文名称:transducer/sensor)是一种检测装置,能感受到被测量的信息,并能将感受到的信息,按一定规律变换成为电信号或其他所需形式的信息输出,以满足信息的传输、处理、存储、显示、记录和控制等要求。 传感器的特点包括:微型化、数字化、智能化、多功能化、系统化、网络化。它是实现自动检测和自动控制的首要环节。传感器的存在和发展,让物体有了触觉、味觉和嗅觉等感官,让物体慢慢变得活了起来。通常根据其基本感知功能分为热敏元件、光敏元件、气敏元件、力敏元件、磁敏元件、湿敏元件、声敏元件、放射线敏感元件、色敏元件和味敏元件等十大类。 人们为了从外界获取信息,必须借助于感觉器官。而单靠人们自身的感觉器官,在研究自然现象和规律以及生产活动中它们的功能就远远不够了。为适应这种情况,就需要传感器。因此可以说,传感器是人类五官的延长,又称之为电五官。 传感器的数量在地球表面和人们生活周围的空间激增,在世界各地提供各种数据和信息。这些价格实惠的传感器是物联网发展和我们社会面临的数字革命背后的驱动力。然而,从传感器连接和获取数据并不总是直接或容易的。本文将介绍传感器技术指标、5大设计技术和代工企业。 首先,技术指标是表征产品性能的客观依据。了解技术指标有助于正确选择和使用产品。传感器的技术指标分为静态指标和动态指标两大类:静态指标主要评价传感器在被测静态条件下的性能,包括分辨率、重复性、灵敏度、线性度、返回误差、阈值、蠕变、稳定性,等等。;动态指标主要考察传感器在快速变化条件下的性能,包括频率响应和阶跃响应。 由于传感器的技术指标众多,各种材料的叙述角度不同,不同的人有不同的理解甚至误解和歧义。 传感器的设计要点 1、一般被测物理量很小,通常以固有的转换噪声作为传感器的物理转换元件。比如传感器放大1倍的信号强度为0.1~1uV,此时的背景噪声信号也有这么大的水平,甚至被湮没。如何尽可能多地提取有用信号并降低噪声是传感器设计要解决的首要问题。 2、传感器电路必须简单精致。想象一下一个放大电路,它有3级放大电路和2级有源滤波器,在放大信号的同时也放大了噪声。如果噪声没有明显偏离有用信号频谱,则无论滤波器如何过滤,两者都是同时放大的。信噪比没有改善。因此,传感器电路必须精致和简单。如果可以省下一个电阻器或电容器,则必须将其移除。这是许多设计传感器的工程师往往忽略的问题。已知的情况是传感器电路受到噪声问题的困扰,随着电路的修改,电路变得更加复杂,变成了一个奇怪的圈子。 3、功耗问题。传感器通常位于后续电路的前端,可能需要更长的引线连接。当传感器的功耗较大时,引线的连接会引入所有不必要的噪声和电源噪声,使后续的电路设计变得越来越困难。如何在足够小的情况下降低功耗也是一个很大的考验。 4、元器件和电源电路的选择。元器件的选择一定要充足,只要元器件指标在要求的范围内,剩下的就是电路设计问题了。电源是传感器电路设计过程中必须遇到的问题。不要追求遥不可及的电源指标,而要选择共模抑制比更好的运放,并使用最常见的开关电源搭配差分放大电路设计。该设备可以满足您的要求。 以上就是传感器的设计要点的有关知识的详细解析,需要大家不断在实际中积累经验,这样才能设计出更好的产品,为我们的社会更好地发展。

    时间:2021-07-20 关键词: 阶跃响应 传感器 频率响应

  • 频率响应

    频率范围是指音响系统能够回放的最低有效回放频率与最高有效回放频率之间的范围;频率响应是指将一个以恒电压输出的音频信号与系统相连接时,音箱产生的声压随频率的变化而发生增大或衰减、相位随频率而发生变化的现象,这种声压和相位与频率的相关联的变化关系(变化量)称为频率响应,单位分贝(dB)。频率范围和频率响应这两个概念有时并不区分,就叫作频响。      音响系统的频率特性常用分贝刻度的纵坐标表示功率和用对数刻度的横坐标表示频率的频率响应曲线来描述。当声音功率比正常功率低3dB时,这个功率点称为频率响应的高频截止点和低频截止点。高频截止点与低频截止点之间的频率,即为该设备的频率响应;声压与相位滞后随频率变化的曲线分别叫作“幅频特性”和“相频特性”,合称“频率特性”。这是考察音箱性能优劣的一个重要指标,它与音箱的性能和价位有着直接的关系,其分贝值越小说明音箱的频响曲线越平坦、失真越小、性能越高。      从理论上讲,20~20000Hz的频率响应足够了。低于20Hz的声音,虽听不到但人的其它感觉器官却能觉察,也就是能感觉到所谓的低音力度,因此为了完美地播放各种乐器和语言信号,放大器要实现高保真目标,才能将音调的各次谐波均重放出来。所以应将放大器的频带扩展,下限延伸到20Hz以下,上限应提高到20000Hz以上。对于信号源(收音头、录音座和激光唱机等)频率响应的表示方法有所不同。例如欧洲广播联盟规定的调频立体声广播的频率响应为40~15000Hz时十/—2dB,国际电工委员会对录音座规定的频率响应最低指标:40~12500Hz时十/—2.5十/—4.5dB(普通带),实际能达到的指标都明显高于此数值。CD机的频率响应上限为20000Hz,低频端可做到很低,只有几个赫兹,这是CD机放音质量好的原因之一。

    时间:2020-09-09 关键词: 频率响应

  • 音箱的频率范围与频率响应

      频率范围是指音响系统能够回放的最低有效回放频率与最高有效回放频率之间的范围;频率响应是指将一个以恒电压输出的音频信号与系统相连接时,音箱产生的声压随频率的变化而发生增大或衰减、相位随频率而发生变化的现象,这种声压和相位与频率的相关联的变化关系(变化量)称为频率响应,单位分贝(dB)。   音响系统的频率特性常用分贝刻度的纵坐标表示功率和用对数刻度的横坐标表示频率的频率响应曲线来描述。当声音功率比正常功率低3dB时,这个功率点称为频率响应的高频截止点和低频截止点。高频截止点与低频截止点之间的频率,即为该设备的频率响应;声压与相位滞后随频率变化的曲线分别叫作“幅频特性”和“相频特性”,合称“频率特性”。这是考察音箱性能优劣的一个重要指标,它与音箱的性能和价位有着直接的关系,其分贝值越小说明音箱的频响曲线越平坦、失真越小、性能越高。如:一音箱频响为60Hz~18kHz +/- 3dB。这两个概念有时并不区分,就叫作频响。   从理论上讲,20~20000Hz的频率响应足够了。低于20Hz的声音,虽听不到但人的其它感觉器官却能觉察,也就是能感觉到所谓的低音力度,因此为了完美地播放各种乐器和语言信号,放大器要实现高保真目标,才能将音调的各次谐波均重放出来。所以应将放大器的频带扩展,下限延伸到20Hz以下,上限应提高到20000Hz以上。对于信号源(收音头、录音座和激光唱机等)频率响应的表示方法有所不同。例如欧洲广播联盟规定的调频立体声广播的频率响应为40~15000Hz时十/—2dB,国际电工委员会对录音座规定的频率响应最低指标:40~12500Hz时十/—2.5十/—4.5dB(普通带),实际能达到的指标都明显高于此数值。CD机的频率响应上限为20000Hz,低频端可做到很低,只有几个赫兹,这是CD机放音质量好的原因之一。   但是,构成声音的谐波成分是非常复杂的,并非频率范围越宽声音就好听,不过这对于中低档的多媒体音箱来讲还是基本正确的。在标注频率响应中我们通常都会看到有“系统频响”和“放大器频响”这两个名词,要知道“系统频响”总是要比“放大器频响”的范围小,所以只标注“放大器频响”则没有任何意义,这只是用来蒙骗一些不知情的消费者的。现在的音箱厂家对系统频响普遍标注的范围过大,高频部分差的还不是很多,但在低音端标注的极为不真实,国外的名牌HiFi(高保真)音箱也不过标注4、50Hz左右,而国内两三百的木质普通音箱居然也敢标注这个数据,所以敬告大家低频段声音一定要耳听为真,不要轻易相信宣传单上的数值。   多媒体音箱中的音乐是以播放MP3或CD的音乐、歌曲、游戏的音效、背景音乐以及影片中的人声与环境音效为主的,这些声音是以中高音为多,所以在挑选多媒体音箱时应该更看中它在中高频段声音的表现能力,而不是低频段。若真的追求影院效果,那么一只够劲的低音炮才能够满足需求。

    时间:2020-09-07 关键词: 频率 音箱 频率响应

  • 频率响应是什么意思_频率响应特性

      频率响应是什么意思   频率响应是指将一个以恒电压输出的音频信号与系统相连接时,音箱产生的声压随频率的变化而发生增大或衰减、相位随频率而发生变化的现象,这种声压和相位与频率的相关联的变化关系称为频率响应。也是指在振幅允许的范围内音响系统能够重放的频率范围,以及在此范围内信号的变化量称为频率响应,也叫频率特性。在额定的频率范围内,输出电压幅度的最大值与最小值之比,以分贝数(dB)来表示其不均匀度。频率响应在电能质量概念中通常是指系统或计量传感器的阻抗随频率的变化。   频率响应特性   它是指系统或元件对不同频率的正弦输入信号的响应特性。系统的频率响应特性可由两个方法直接得到:(1) 机理模型—传递函数法;(2) 实验方法。   系统对正弦信号的稳态响应特性。稳态是系统的运动在过渡过程结束后的状态。系统的频率响应由幅频特性和相频特性组成。幅频特性表示增益的增减同信号频率的关系;相频特性表示不同信号频率下的相位畸变关系。根据频率响应可以比较直观地评价系统复现信号的能力和过滤噪声的特性。在控制理论中,根据频率响应可以比较方便地分析系统的稳定性和其他运动特性。频率响应的概念在系统设计中也很重要。引入适当形式的校正装置(见控制系统校正方法)可以调整频率响应的特性,使系统的性能得到改善。建立在频率响应基础上的分析和设计方法,称为频率响应法。它是经典控制理论的基本方法之一。   在控制工程中 又称为频率特性它是系统对不同频率的正弦信号的稳态响应特性。   1、频率特性除可以由前述传递函数确定外,也可以用实验的方法来确定,这对于难以列写微分方程式的元部件或系统来说,特别便于工程上的应用。   2、由于频率响应法主要是通过开环频率特性的图形对系统进行分析,因而具有形象直观和计算量较少的特点。   3、频率响应法不仅适用于线性定常系统,而且还适用于传递函数不是有理数的纯滞后系统和部分非线性系统的分析。

    时间:2020-08-06 关键词: 频率响应特性 频率响应

  • 理解示波器的频率响应及其对上升时间测量精度的影响

    传统上,示波器的频率响应是高斯型的,是由许多具有类似频响的电路元件组合而成的,传统的模拟示波器就是这个样子,从它的BNC输入端至CRT显示,有很多模拟放大器构成一个放大器链注1。有关高斯频响示波器的特点,在行业内已经广为人知。 但鲜为人知的是当代高性能数字示波器所普遍采用的平坦频率响应。数字示波器中和高斯频响有关的只是很少的几个模拟放大器,并可用DSP技术优化其对精度的影响。对于数字示波器来说,还有一件重要事情是,要尽量避免采样混叠误差注2,而模拟示波器是根本没有这种问题的。与高斯频响相比,平坦型频率响应能减少采样混叠误差,我们在这里首先回顾高斯响应和平坦响应的特性。然后讨论这两种响应类型所对应的上升时间测量精度。从而说明具有平坦频率响应的示波器与具有同样带宽的高斯响应示波器相比,有更高的上升时间测量精度。 我们的讨论以1GHz示波器为例。这里的分析结论完全适用于其它带宽。高斯响应示波器的特性 1GHz 示波器的典型高斯频响如图1所示。高斯频率响应的优点是不管输入信号(被测信号)有多快,它都能给出没有过冲的较好脉冲响应(即示波器屏幕上显示的信号没有过冲)。图2示出1GHz高斯频响示波器对快沿阶跃信号的脉冲响应。 在高斯频响示波器中,示波器的上升时间注3与示波器带宽注4间有熟知的常用公式:上升时间 = 0.35 / 带宽注5 (高斯系统) 高斯系统的另一常用特性是它的系统总带宽注6为各子系统带宽的RMS值,可使用下面熟悉的关系式计算: 通常情况下,若示波器探头带宽比示波器带宽更高,系统带宽不会变得很差。 相反,被测上升时间通常与系统及信号上升时间有关 ,计算公式为 : 当示波器系统的上升时间并不比信号上升时间快很多时,则可用该关系式估算信号的实际上升时间。图1 图1对平坦响应和高斯响应作了比较。应注意它在-3dB前有更为平坦的频率响应,但在-3dB后迅速下降。这样的响应形状有时也称为最大平坦响应或砖墙响应。 平坦响应有两大优点。第一个优点是信号在 -3dB带宽之前的频响较为平坦,即衰减较小,测量结果也较为精确。第二个优点是超过-3dB带宽后,频响曲线急剧滚降,大大减小数字示波器的中的采样混叠机会(后面有更详细得介绍)。 在时域,当有快沿阶跃信号输入时,平坦频率响应示波器会产生脉冲过冲和振铃,如图2所示。我们知道过冲和振铃是示波器的不良响应。但,这种情况,只有在信号上升时间很快,远远超过示波器可精确测量的能力范围时,才会产生。在这种情况下,应该使用更高带宽的示波器,否则测量误差会很大。图2 与高斯系统不同,平坦频响示波器的系统带宽不能由其子系统部件的RMS值确定。用于高斯响应示波器系统的带宽和上升时间公式不适用于平坦响应示波器系统!而需要示波器厂商提供示波器系统带宽,即由示波器∕探头及其前端附件构成得组合带宽。 在平坦响应示波器的情况下,上升时间与带宽的关系为: 上升时间 = N / 带宽 (这里 N=0.4 至 0.5) N越大,说明频率响应越陡峭,或越像“砖墙”。上面的关系式有时也包括在示波器指标中,从而给出示波器的响应类型。测量精度 哪一种频率响应类型能提供最好的测量精度?需要考虑最大信号频率和示波器的采样混叠误差。信号最高频率 在图1 的例子中,与高斯响应相比,平坦频率响应在-3dB带宽(1GHz)前衰减较小。因而对在 -3dB 带宽之内的信号频率成分,平坦响应示波器的测量精度注7远比高斯响应示波器更高。 例如,让我们使用这两种频率响应类型的示波器,比较对上升时间为700ps得信号的测量结果。由上升时间可确定该信号的最高频率,即: 信号最高频率 = 0.5 / 上升时间 信号最高频率的定义为:任何一种测量系统(也包括示波器在内)能精确复现信号,所对应的最高频率(当然包括最高频率已内的频率成份)注8。 使用这一关系式,可得到上升时间为700ps的信号,其主要频率在714MHz以下。我们可从图1看到对于最高为714MHz的频率,平坦响应示波器比高斯响应示波器有更小的衰减,因而能更精确地测量700ps跳变沿的上升时间,如图3所示。平坦频响示波器测量该上升时间的误差为3%,而高斯频响示波器则达到9%。图3 若被测信号上升时间特别快(即更快的跳变沿),高斯响应示波器最终反而将超过平坦响应示波器的上升时间测量精度。这是因为随着信号上升时间减小(即跳变沿更快), -3dB 以上频率成分增加,此时平坦响应示波器的幅度响应将低于高斯响应示波器。图4 图4是用我们例子中所使用的两种示波器,对各种不同上升时间的信号的测量误差。应注意在高斯响应示波器测量精度超过平坦响应示波器交界处,上升时间测量误差已经达到15%。因此,对于信号上升时间的精确(< 15%)测量,在同样带宽时,平坦响应示波器远优于高斯响应示波器。这与一般认为对于理想(快)阶跃信号输入,高斯响应示波器比平坦响应示波器有更快的上升时间这一直觉不符。应记住示波器上升时间指标本身并不完全说明被测上升时间有多精确,必须同时考虑示波器的频率响应类型。采样混叠误差 数字示波器使用两种基本采样方法:重复采样和实时采样。重复采样示波器的应用场合是针对重复信号的,将多次采集的样点构建成一个波形,不易产生采样混叠误差。实时采样示波器往往是一次采集捕获所有的信号信息,或一旦有您感兴趣的信号,就采集,否则一直等待。这里的讨论主要针对更常见的实时采样示波器,它比重复采样示波器有更多的优点。 数字实时示波器要精确测量信号,信号必须没有过多NyQuist频率之上的频率成分,NyQuist频率等于采样频率的一半。在频域中,高于NyQuist频率的频率成分将折合到低于NyQuist频率。在时域,这一误差以具有“颤动 ”跳变沿的脉冲响应出现,如图5所示。在不一致的上升时间和时间差测量中,会产生“颤动”的跳变沿。图5 对于图1中采样率为4GHz 注9的例子,NyQuist频率为2GHz。高斯响应示波器允许采样2GHz以上的频率成分,这些频率成分会对信号造成采样混叠误差。但平坦响应示波器衰减了2GHz以上的所有频率成分,因此不存在采样混叠误差。 为精确测量信号,没有采样混叠误差,示波器必须有足够的采样率。对于高斯响应示波器,采样率通常需要4倍于示波器带宽,甚至是6倍于示波器带宽。而平坦响应示波器有陡峭的滤波器,因此2.5倍于示波器带宽的采样率就能避免混叠误差。确定需要多高的带宽 为估算进行精确测量所需要的示波器带宽,请参看表1中提供的信息。第一步是根据信号上升时间注10确定信号最高频率(Fmax)。然后根据要求的测量精度,用信号最高频率(Fmax)乘以一个相应系数,以确定所需要的示波器带宽。最后是确保示波器有充足的采样率,从而能实现没有采样混叠误差的要求带宽。 例如,为用平坦响应示波器以10% 的精度测量上升时间为100ps(20% ~ 80%)的信号,需要的带宽为(0.4 / 100ps )×1.2 = 4.8GHz,最小采样率为4.8GHz×2.5 = 12GSa/s。若测量精度要求为3%, 需要的带宽则为(0.4 / 100ps)×1.4 = 5.6GHz,最小采样率为5.6GHz×2.5 = 14GSa/s。 这方法仅用于估算所需带宽。各种示波器有不同的频率响应,必须通过测量仔细验证上升时间的实际精度。总结 对于数字信号上升时间的精确测量(误差 < 15%),平坦响应示波器有比相同带宽高斯响应示波器更好的测量精度。平坦响应示波器的另一好处是它通常带有砖墙滤波器,从而能减小或防止采样混叠误差。 需要多高带宽的示波器主要由信号上升时间决定,而不是由信号频率确定。为进行精确测量,所选示波器的频率响应应覆盖被测信号最高频率(由公式0.5∕上升时间(10% ~ 90%)确定)。对于现代平坦响应示波器来说,一般只要示波器带宽达到最高信号频率的1.4倍,就能进行精确的上升时间测量。作者简介:Dennis Weller毕业于加利福尼亚理工大学,先后取得本科和硕士学位,Dennis加入安捷伦科技/惠普已有22年,一直从事示波器设计方面的工作,现在,他的职务是技术策划专家。工作之余,Dennis喜欢户外运动。注1:所测上升时间是指从脉冲10%幅度点至90%幅度点。注2:带宽定义为频率响应-3dB衰减处所对应的频率(输入为正弦波单频信号)。注3:高斯系统的理论关系式为:上升时间 = 0.339∕带宽,但业内均采用 0.35∕带宽的实用公式。注4:系统带宽指示波器探头及其前端附件和示波器组合实现的带宽。注5:这段叙述隐含的意思包括示波器的通带内应有线性相位响应。注6:Johnson, Howard 和 Martin Graham, High-Speed Digital Design: A Handbook of Black Magic, page 2, Prentice Hall, 1993注7:数字示波器采样率通常应为规定实时带宽的4倍。注8:不同的应用,对带宽的要求也不一样,更高的带宽可能会有助于捕获超过最高信号频率的噪声和抖动。注9:数字示波器采样率通常应为规定实时带宽的4倍。注10:不同的应用对带宽的要求也不一样,更高的带宽可能会有助于捕获超过最高信号频率的噪声和抖动。11:典型值。不同型号示波器有不同值,请参看示波器的技术指标。

    时间:2018-08-29 关键词: 示波器 测量精度 上升时间 频率响应

  • 音频变压器频率响应的测试

    时间:2018-06-18 关键词: 音频变压器 频率响应

  • 如何为波特图设置频率响应分析仪

      环路增益是描述开关模式电源特性的一个重要参数。使用频率分析仪来测定环路增益能让您稳定电源并优化瞬态响应。   在测定波特图之前,您需先断开环路并在断点处插入一个小型电阻器,如图1所示。该频率分析仪有一个信号源,可跨该小型电阻器注入交流(AC)干扰信号vds。   图1:典型的波特图测定设置   其结果是,AC波动出现在跨该断点的两个节点(A和B)处。该频率分析仪具有两个接收器,能测量节点A和节点B处的信号vA和vB。您可用方程式1计算出该系统环路增益TV:   方程式1   为了准确测量TV,该分析仪必须准确测量vA和vB。频率分析仪接收器已限制了信号测量分辨率。在本文中,笔者将用来自AP Instruments公司的AP300(一款被广泛使用的频率响应分析仪)作为一个设置示例。图2展示了AP300的接收器技术规格,图3则展示了信号源技术规格。   图2:AP300频率响应分析仪的接收器技术规格(图片来源:AP Instruments公司)   图3 AP300频率响应分析仪的信号源技术规格(图片来源:AP Instruments公司)   干扰注入信号幅度   根据接收器技术规格,可测量的信号应大于5μV。为准确测量vA和vB的电压,这两种信号的幅度均应大于该频率响应分析仪可测量的信号振幅。   vA和vB的电压与干扰注入信号及环路增益本身都有关联(方程式2):   方程式2   求解方程式1和方程式2可得出方程式3和方程式4:   方程式3   方程式4   当频率比交叉频率低时,环路增益的量值|TV|会远远大于1。信号vB接近于vds/|TV|。为确保信号vB/大于5μV的可测量幅度,干扰信号vds应大于5μV × |TV|。具备严格调节功能的电源转换器通常拥有大于60dB的直流(DC)增益。根据经验法则,vds在100Hz的频率下起始值应为50mV。   另一项重要技术规格是信号源的输出阻抗。AP300具有50Ω的输出阻抗。为确保提供足够的电能,最好在断点处插入一个50Ω的匹配电阻器。如果您是为补偿信号强度的损耗而调整注入信号幅度,那么使用较小的电阻器是可以接受的,但不要选择太小的电阻器。笔者建议使用这样的电阻器 -- 其电阻值大于该频率响应分析仪信号源输出端口输出阻抗的五分之一。   如果您插入了一个小型电阻器,那么请用方程式5来调整干扰信号幅度。例如,对一个20Ω的电阻器而言,频率为100Hz时vds的起始值应为88mV。   方程式5   在整个频率范围内都保持较大的恒定干扰信号幅度并非上策。随着频率的增加,|TV|的量值应减小,而这会使信号vsub>B增大。对有些应用来说,在交叉频率下的较大干扰可能导致误差放大器或占空比饱和。为使信号尽可能小,干扰信号也应随频率减少。   图4展示了AP300接口,该接口提供了一个可编程信号源。该图中的绿色迹线显示了在频率范围内的干扰信号幅度。   图4:AP300波特图的图形用户界面(GUI)   图5展示了采用25mV的恒定干扰信号测定的波特图。这幅测定的波特图显示,在100Hz的频率下增益仅为50dB;而笔者从高性能控制器TPS53661处估算,在100Hz的频率下增益超过70dB。对稳压器输出DC调节功能而言,DC增益是一项重要指标。   图5:具有TPS53661控制器的步降型转换器的波特图(采用了25mV的恒定干扰信号)   笔者对干扰信号作了相应的调整,并再次测定了波特图。测得的波特图显示,频率为100Hz时增益要高得多,如图6所示。   图6:具有TPS53661控制器的步降型转换器的波特图(采用了可编程干扰信号)   测量用中频(IF)带宽的选择   中频(IF)带宽(可减小IF接收器带宽)能减少随机噪声对测量的影响。这使该频率分析器需要更长的时间来完成测定任务。   图6展示了采用不同信号带宽时测量结果之间的差异。用10Hz的带宽测定的波特图非常干净平滑。用100Hz的带宽测定的波特图在频率低于1kHz时则显示出很多毛刺。对于交叉频率低于10Hz的应用,笔者建议采用低于10Hz的IF带宽,以获得干净的波特图。   图7:采用不同测量带宽的波特图   设置幅度恰当的干扰信号对准确测定波特图至关重要。本文为工程师提供了可估算适当干扰信号幅度的方程式。对于具有低交叉频率的应用,IF带宽应该相应地减小,以提供干净的波德图和精确的相位裕度。

    时间:2018-06-12 关键词: 分析仪 波特图 频率响应

  • 最详细、全面的频率响应知识

    频率响应是指将一个以恒电压输出的音频信号与系统相连接时,音箱产生的声压随频率的变化而发生增大或衰减、相位随频率而发生变化的现象,这种声压和相位与频率的相关联的变化关系称为频率响应。也是指在振幅允许的范围内音响系统能够重放的频率范围,以及在此范围内信号的变化量称为频率响应,也叫频率特性。在额定的频率范围内,输出电压幅度的最大值与最小值之比,以分贝数(dB)来表示其不均匀度。频率响应在电能质量概念中通常是指系统或计量传感器的阻抗随频率的变化。 频率响应确定方法 分析法 基于物理机理的理论计算方法,只适用于系统结构组成易于确定的情况。在系统的结构组成给定后,运用相应的物理定律,通过推导和计算即可定出系统的频率响应。分析的正确程度取决于对系统结构了解的精确程度。对于复杂系统,分析法的计算工作量很大。   实验法 频率响应图册采用仪表直接量测的方法,可用于系统结构难以确定的情况。常用的实验方式是以正弦信号作为试验信号,在所考察的频率范围内选择若干个频率值,分别测量各个频率下输入和稳态输出正弦信号的振幅和相角值。输出与输入的振幅比值随频率的变化特性是幅频特性,输出与输入的相角差值随频率的变化特性是相频特性。 频率响应性能 系统的过渡过程与频率响应有着确定的关系,可用数学方法来求出。但是除一阶和二阶系统外,这样做常需要很多时间,而且在很多情况下实际意义不大。常用的方法是根据频率响应的特征量来直接估计系统过渡过程的性能。频率响应的主要特征量有:增益裕量和相角裕量、谐振峰值和谐振频率、带宽和截止频率。 增益裕量和相角裕量 它可提供控制系统是否稳定和具有多大稳定裕量的信息。 谐振峰值Mr和谐振频率ωr Mr和ωr规定为幅频特性|G(jω)|的最大值和相应的频率值。对于具有一对共轭复数主导极点(见根轨迹法)的高阶线性定常系统,当Mr值在(1.0~1.4)M0范围内时,可获得比较满意的过渡过程性能。其中M0是ω=0时频率响应的幅值。ωr的大小表征过渡过程的快速性:ωr值越大,系统在单位阶跃作用下输出响应的快速性越好。   带宽和截止频率 截止频率ωc规定为幅频特性|G(jω)|达到0.7M0并继续下降时的临界频率。对应的频率范围0≤ω≤ωc称为带宽。截止频率的含义是:系统对频率高于ωc的信号分量具有过滤的功能,而频率低于ωc的信号分量则可直接通过或略有衰减。从复现输入信号的角度来说,常要求带宽大一些,它相应于较小的上升时间和较快的响应速度。但从抑制高频噪声的角度来看,则带宽不宜太大。因此确定带宽需要全面考虑。

    时间:2018-01-16 关键词: 全面 音频电路 详细 频率响应

  • 频率响应小信号电路图

     增益提高技术,虽然大幅度提高了放大器的电压增益,但是电路变复杂了,频率响应必然受到影响,为了分析这种技术给主运放带来的影响,可以画出频率响应小信号等效电路图,如图所示。 图表明,电路的主极点是在输出点,负载电容大,输出电阻非常高,极点的位置在p1=1/(2πRoutCload)。主运放的第二个极点在点①处,电容是①点的寄生电容,Boot-ser的输入电容,M1管的Miller电容CGD,和M2管子的源极输入电容。位置为p2=gM2/(2πC1)。在频率响应中,一阶主极点引起的响应是指数逼近的响应,而其余的极点和零点则会引入非指数的响应,为了不过多地引入超调响应,或者是减慢响应速度,要求Booster除了要提高电压增益外,还不能影响运放的频率响应。

    时间:2014-08-10 关键词: 小信号电路 频率响应

  • 单管共射放大电路的频率响应

    考虑耦合电容及极间电容时的等效电路→分别分析中频、低频、高频时的频率特性→整个频率范围内的频率特性。 其中, C ' = C b'e +( 1−K ) C b'c 。 下面分别讨论中频、低频和高频时地频率特性。将耦合电容 C 2 和负载电阻 R L 看作是下一级输入端耦合电容和输入电阻,暂不考虑。 3.3.1 中频段 中频区耦合电容容抗较小,可视为短路,极间电容容抗很大,可视为开路,其混合 π 型等效电路如图3.10所示。 U o =− g m U b'e R c U b'e = r b'e r bb' + r b'e U i =p U i U i = r i R s + r i U s 其中, r i = R b //( r bb' + r b'e ) , p= r b'e r bb' + r b'e = r b'e r be ∴ U o =− g m p U i R c =− r i R s + r i p g m R c U s A usm = U o U i =− r i R s + r i p g m R c 将 g m = β r b&apos;e 代入式中 A usm = U o U i =− r i R s + r i p g m R c =− r i R s + r i   ⋅  r b'e r be g m R c 得 A usm = U o U i =− r i R s + r i p g m R c =− r i R s + r i  ⋅   β R c r be 与用微变等效电路分析的结果一致。 3.3.2 低频段 低频区耦合电容容抗较大,其分压作用较大,不可忽略,极间电容容抗很大,可视为开路,其混合 π 型等效电路如图3.11所示。 1.确定放大倍数 U ˙ o =− g m U ˙ b'e R c U ˙ b'e = r b'e r bb' + r b'e U ˙ i =p U ˙ i U ˙ i = r i R s + r i + 1 jω   C 1 U ˙ s ∴ U ˙ o =− r i R s + r i + 1 jω   C 1 p g m R c U ˙ s 变换后得 U ˙ o =− r i R s + r i p g m R c 1 1+ 1 jω  ( R s + r i )   C 1 U ˙ s ∴ A ˙ usL = U ˙ o U ˙ s =− r i R s + r i p g m R c 1 1+ 1 jω  ( R s + r i )   C 1 令 τ L =( R s + r i ) C 1 f L = 1 2π τ L = 1 2π( R s + r i ) C 1 则 A ˙ usL = A usm 1 1+ 1 jω τ L = A usm 1 1−j f L f 幅频特性 | A ˙ usL |= | A usm | 1+ ( f L f ) 2 相频特性 ϕ=− 180 ∘ +arctan⁡ f L f 当 f= f L 时, | A ˙ usL |= 1 2 A usm , f L 为下限频率。显然,下限频率 f L 主要取决于耦合电容 C 1 所在回路的时间常数 τ L =( R s + r i ) C 1 。 2.确定频率特性 (1)画对数幅频特性(波特图) 将幅频特性取对数,得 L A =20lg⁡| A ˙ usL |=20lg⁡| A usm |−20lg⁡ 1+ ( f L f ) 2 当 f<< f L 时, L A =20lg⁡| A usm |−20lg⁡ f L f ,频率下降十倍 L A 下降20dB; 当 f>> f L 时, L A ≈20lg⁡| A usm | , L A 不随频率变化; 当 f= f L 时, L A ≈20lg⁡| A usm |−3dB , L A 比中频区低3dB。 (2)画相频特性 当 f<<0.1 f L 时, ϕ≈− 90 ∘ ; 当 f<<10 f L 时, ϕ≈− 180 ∘ ; 当 f= f L 时, ϕ=− 135 ∘ 。 当 0.1 f L 据此可画出对数幅频特性频率和相频特性,如图3.12所示。 3.3.3 高频段 高频区耦合电容容抗较小,可视为短路,极间电容容抗很小,不可忽略,其混合 π 型等效电路如图3.13所示。 由于 K-1 K C b'c 所在输出回路的时间常数比输入回路 C ′ 的时间常数小得多,故可将 K-1 K C b'c 忽略不计。再利用戴维南定理将输入回路简化,则可得高频简化等效电路,如图3.14所示。 其中 U s ' = r i R s + r i ⋅ r b'e r be U ˙ s R ' = r b'e //[ r bb' +( R s // R b ) ] C ′ = C b'e +( 1−K ) C b'c = C b'e +( 1+ g m R c ) C b'c 1.确定放大倍数 U ˙ b'e = 1 jω C ' R ′ + 1 jω C ' U ˙ S ' = 1 1+jω R'C' U ˙ S ' 而 U ˙ o =− g m U ˙ b'e R c =− r i R s + r i ⋅ r b'e r be g m R c 1 1+jω  R ' C ' U ˙ s ∴ A ˙ usH = U ˙ o U ˙ s = A usm 1 1+jω  R ′ C ′ 令 τ H = R ′ C ′ , f H = 1 2π τ H = 1 2π R ′ C ′ 则 A ˙ usH = A usm 1 1+j f f H 幅频特性 | A ˙ usH |= | A usm | 1+ ( f f H ) 2 相频特性 ϕ=− 180 ∘ −arctan⁡ f f H 当 f= f H 时, | A ˙ usH |= 1 2 A usm , f H 为上限频率。显然,上限频率 f H 主要取决于电容 C ′ 所在回路的时间常数 τ H = R ′ C ′ 。 2.确定频率特性 (1)画对数幅频特性 将幅频特性取对数,得 L A =20lg⁡| A ˙ usH |=20lg⁡| A usm |−20lg⁡ 1+ ( f f H ) 2 当 f<< f H 时, L A ≈20lg⁡| A usm | , L A 不随频率变化; 当 f>> f H 时, L A ≈20lg⁡| A usm |−20lg⁡( f f H ) ,频率增大十倍 L A 下降20dB; 当 f= f L 时, L A ≈20lg⁡| A usm |−3dB , L A 比中频区低3dB。 (2)画相频特性 当 f<<0.1 f H 时, ϕ≈− 180 ∘ ; 当 f>>10 f H 时, ϕ≈− 270 ∘ ; 当 f= f L 时, ϕ=− 225 ∘ 。 当 0.1 f H 据此可画出对数幅频特性频率和相频特性,如图3.15所示。 3.3.4 完整的频率特性 将中频、低频和高频的放大倍数综合起来,可得共射放大电路在全频率范围内放大倍数的表达式为: A ˙ = us A usm ( 1−j f L f )( 1+j f f H ) 同时,将三段频率特性综合起来,即得全频段频率特性。如图3.16所示。 返回页首 3.4 多级放大电路的频率响应 授课思路: 多级放大电路总放大倍数→总放大倍数幅频特性和总相移→多级频率特性的画法→几个结论。 3.4.1 多级放大电路的幅频特性和相率特性 多级放大电路的总电压放大倍数为 A ˙ u = A ˙ u1 ⋅ A ˙ u2 ⋅       ⋯      ⋅ A ˙ un 对数幅频特性 20lg⁡| A ˙ u |=20lg⁡| A ˙ u1 |+20lg⁡| A ˙ u2 |+⋯+20lg⁡| A ˙ un | 总相移 ϕ= ϕ 1 + ϕ 2 +⋯+ ϕ n 例如,把两个幅频特性和相频特性完全相同的单级放大电路串联组成一个两级放大电路,则绘制总幅频特性和相频特性时,只需分别将原来单级放大电路的幅频特性和相频特性上每一点纵坐标增大一倍即可,如图3.17所示。 由图可知 f L > f L1 , f H < f H1 , BW< BW 1 3.4.1 多级放大电路的幅频特性和相率特性 可以证明 1 f H ≈1.1 1 f H1 2 + 1 f H2 2 +⋯+ 1 f Hn 2 f L =1.1 f L1 2 + f L2 2 +⋯+ f Ln 2 实际中可以估算,当各级放大电路的时间常数悬殊很大时,可以取起主要作用的那一级作为估算依据。 【更多资源】

    时间:2013-01-22 关键词: 单管 共射放大电路 频率响应

  • 频率响应的一般概念

    频率响应的表示方法→给出共射电路频率特性→定性分析其特点及形成原因,同时介绍几个概念( f L 、 f H 、 BW )→频率失真。 3.1.1 频率响应的表示方法 A ˙ u (f)= A u (f)∠ϕ(f) A u (f) —幅频特性 ϕ(f) —相频特性 典型的单管共射放大电路的幅频特性和相频特性如图3.1所示。 由幅频特性可知:低频段,随着频率 f 的下降,放大倍数下降;高频段,随着频率 f 的增大,放大倍数下降。 产生的原因: 低频段,随着频率 f 的下降→耦合电容的容抗增大→其分压作用增强→实际加到放大电路输入端的电压减小→输出电压下降→放大倍数下降。 高频段,随着频率 f 的增大→三极管极间电容的容抗减小→其分流作用增强→实际被放大的电流减小→放大倍数下降。 由相频特性可知:低频段与中频段相比,会产生0°~90°超前附加相移 Δϕ ;高频段与中频段相比,会产生0°~-90°滞后附加相移 Δϕ 。 3.1.2 下限频率、上限频率和通频带 f L —下限频率 f H —上限频率 BW —通频带,其中BW= f H - f L 通频带表征了放大电路对不同频率输入信号的响应能力,其值越大,对不同频率输入信号的响应能力越强。它是放大电路重要技术指标之一。 3.1.3 频率失真 由于受通频带BW的限制,放大电路对不同频率的放大倍数和相移不同,因此,当输入信号包含多次谐波时,输出波形会产生失真,称为频率失真。频率失真包含幅频失真、相频失真。 幅频失真:放大电路对不同频率的输入信号的放大倍数不同所引起的失真。 相频失真:放大电路对不同频率的输入信号的相移不同所引起的失真。 例如,假设输入信号中含有频率为 f 1 及 f 2 两个正弦量,如图3.2(a)所示,若放大电路对这两个频率的信号同等地放大,且产生的相移也相同,则得到图3.2(a)所示不失真输出波形;若放大电路对频率为 f 2 的信号放大倍数降低,如图3.2(b)所示,则得到图3.2(b)所示的失真波形,这种失真为幅频失真;若放大电路对频率为 f 1 及 f 2 的信号产生不同的附加相移,如图3.2(c)所示,则得到图3.2(c)所示的失真波形,这种失真为相频失真。 【更多资源】

    时间:2013-01-22 关键词: 概念 频率响应

  • 单管放大电路的频率响应

    在介绍放大电路的性能指标时就曾指出,对于不同频率的正弦波信号,放大电路的放大倍数是不同的.本节要讨论的是影响放大电路频率响应的因素是什么;当电路确定后,不同频率的信号输入时,放大倍数的变化规律是什么;电路的频率响应指标是什么;以及通频带的计算方法. 在此以前,我们都是在信号频率较低的条件下分析电路的,所用的h参数模型是低频等效模型.若用于高频信号,则由于管子内部极间电容的存在,不仅放大作用要受影响而且电压和电流之间产生附加相移.这样,它的参数将是频率的函数而且都是复数,用起来很不方便.下面我们准备介绍一种在高频信号输入时常用的模型---混合参数π型模型,简称混合π模型. 对于一个纯电阻网络,它的输出和输入的关系与信号频率无关.只有当网络中存在电抗元件时,才会使得输出输入关系成为频率的函数.在电子电路中常见的电抗元件是电容,以后我们会陆续见到它们,如晶体管或场效应管的极间等效电容,电路的耦合电容,旁路电容,线间的分布电容等.这些电容是影响电路频率响应的主要因素.所以有必要先将最简单的RC电路的频率特性弄清楚,那么电路中含多个RC回路的情况就好处理了. 2.6.1 RC电路的频率响应 一. 低通电路 我们先分析如图所示的电路的频率响应. 令 点Au=点Uo/点Ui 则 点Au=(1/jwC)/(R+(1/jwC))=1/(1+jwRC) 其中w是输入信号的角频率. 这个RC回路的时间常数套=RC,令 fH=wH/2π=(1/2π)*(1/套)=1/2πRC 则前式变为 点Au=1/(1+jw/wH)=1/(1+jf/fH) 既然点Au是一个复数,就可以分别用其幅值和相位来表示: |点Au|=1/根号下(1+(f/fH)的平方) Φ=tg-1(-f/fH)=-tg-1(f/fH) 现在对这个结果进行讨论. 当f< Φ约=0° 当f=fH时, |点Au|=1/根号下(2)约=0.7 Φ=-45° 当f>>fH时, |点Au|趋于0 Φ约=-90° 这组结果表明,当信号频率低时,信号几乎全部通过并几乎无相移;信号频率越高,衰减的越厉害,相移越大,最终趋于-90°.这个电路称为低通电路.fH称为上限截止频率.在一般的电子技术领域中(不包括无线电的领域),信号频率的范围大致是从几赫到几十兆赫;放大倍数的范围大致是从几倍到几百万倍.用什么方式来表示这么宽的变化范围呢?下面我们介绍一种常用的作图法. 二.波特图 波特图由两部分组成,一部分是幅值与频率的关系,如式所表示的,称为幅频特性;一部分是相位与频率的关系,如式,称为相频特性.为了适应描述大范围的放大倍数和频率,除横坐标采用对数刻度外,纵轴上的幅值坐标|点Au|也用对数表示,为20lg|点Au|,单位是分贝(dB).这样一方面使纵坐标所表示的放大倍数幅值的范围扩大,同时还可以把函数中的乘除运算变为加减运算,便于简化分析.相位坐标仍采用角度.我们根据前式计算出|点Au|的分贝值及Φ与f/fH的关系,并在对数刻度坐标上画出对应的曲线,如图所示.它表明随着信号频率的变高,放大倍数的幅值下降,相移增大.考擦这两条曲线,发现有如下的特点.幅频特性大致可分为两段:f越小,20lg|点Au|越接近0dB,以横坐标为渐近线;f越大,则幅值趋于另一条直线.从前式可知,当f>>fH时,(f/fH)的平方>>1,则20lg|点Au|=20lg(1/根号下(1+(f/fH)的平方))约=20lgfH/f=20lgfH-20lgf上式表明是一条直线.前一项是一个常数,后一项是与f成比例的量.每当f增加十倍时,20lg|点Au|就减小20dB,也就是斜率为-20dB/十倍频的一条直线.这样,我们可以用这两条渐近线来近似原来的曲线,如图幅频特性中所示.今后就可用这条折线来近似幅频特性.对于只含有一个时间常数的电路,幅频特性曲线只有一个拐点,即fH,且fH=1/(2π套).从相频特性中可以看到,它大致可分为三段:当f<>fH时,Φ趋于-90°,我们将f>=10fH一段用Φ=-90°来近似;在0.1fH可用这三段折线近似. 由上述所说的坐标系及用折线近似曲线的画法来描述电路的频率特性,这组图称为近似的波特图.我们在以后的分析中常采用近似的波特图来描述频率特性,并将幅率特性和相频特性用同一个频率坐标画在一起以便分析. 三.高通电路 下面我们用同样的方法分析如图所示的高通电路. 写出点Au的表示式 点Au=R/(R+1/jwC)=jwRC/(1+jwRC) 回路时间常数套=RC.令 fL=wL/2π=1/2π套=1/2πRC 代入前式则 点Au=(jw/wL)/(1+jw/wL)=(jf/fL)/(1+jf/fL) 分别用幅值和相位表示 |点Au|=(f/fL)/根号下(1+(f/fL)的平方) Φ=90°-tg-1(f/fL) 将幅频特性改用分贝为单位,则 20lg|点Au|=20lg((f/fL)/根号下(1+(f/fL)的平方)) 对上式进行定性分析后可知:当f>>fL时,20lg|点Au|约=20lg1=0dB;当f=fL时,20lg|点Au|=20lg(1/根号下(2))=-3dB, fL称为下限截止频率;当f< 20lg|点Au|约=20lgf-20lgfL 可以看出它与前面讨论过的低通电路类似,也可以用两条渐近线来近似原曲线.一条是0分贝线,另一条是由上式表示的直线,它的斜率是+20dB/十倍频,如图所示.如式表示的相频特性为:当f>>fL时,Φ趋于0°;当f=fL时,Φ=45°;当f< 三段直线来近似原曲线,如图所示. 由以上所述可知,只含有一个时间常数的低通滤波或高通滤波电路,只要给出放大倍数和上下限截止频率,就可以很方便地画出波特图,具体做法可见下例. 例2-9 低通电路如图所示,其中R=1k,C=100pf;高通电路如图所示,其中R=10k,C=1uf.试画出各自的点Au的波特图. 解: 先画出低通电路的波特图.其步骤如下: (1)计算时间常数,套=R*C=10的-7次方s fH=1/2π套 约= 1.6*10的6次方Hz (2)在幅频特性的横坐标上定出f=fH约=1.6*10的6次方Hz的点,由此点作斜率为-20dB/十倍频的直线(f>fH)和 横轴重合的直线(f (3)在相频特性的横坐标上定出0.1fH(即1.6*10的5次方Hz),fH(1.6*10的6次方Hz),10fH(1.6*10的7次方Hz)三个点,分别 对应于Φ=0°,-45°,-90°,连接此三点(0.1fH10fH)的三条直线即为相频特性. 对于高通电路同理可得套=R*C=10的-2次方s fL=1/2π套 约= 16Hz 由此可定出波特图中有关的各点. 【更多资源】

    时间:2013-01-22 关键词: 电路 单管放大 频率响应

  • 选频放大器的频率响应特性分析

    实际应用中的某些场合。例如收音机、电视接收机的中频放大器,信号弹的频谱集中在某一中心频率F0左右的狭小范围内,此时,放大器最好具有如图5.2-28A所示的频率响应特性。这样,在通频带内信号得到大失真放大,而通带之外的其他无用的干扰则补放大滤除,实现了对某一通带的频率信号有选择地放大。当然,实际的选频放大器不可能具有图5.2-28A的理想特性,实际特性如图B所示。 选频放大电路能够得到如图5.2-28B所示的频响,其中必定包含谐振特性网络;同时选频放大电路通常位于接收系统的前端,放大的信号幅度小;频率高,所以亦称高频小信号谐振放大器或带通放大器。     1、构成与分类 带通放大器由放大和滤波两部分组成,前者的功能是放大信号;后者的功能是选择有用信号、滤除干扰信号。 放大部分既可以是分立元件的BJT或FET放大电路,也可以是集成放大电路,不论是哪种,都必须具有足够的带宽,使其能容纳所要求的中心频率变动范围和信号频谱的有效宽度,因此,实际上都是宽带放大器。 滤波部分的电路由工作频率和所要求的选择性与带宽决定,如可选用LC滤波器,也可选用陶瓷滤波,晶体滤波器等特性滤波器。 一般都要求带通放大器具有高增益特性,所以必须采用多级放大来满足。 根据滤波器配置方式不同,带通放大器分为以下两类: 1)一种方式是每级放大都配置一个滤波器,构成一个统一的带通放大单元,几个这样的单元级联起来就是一个高增益带通放大器,这种组合方式称分散选频式。 2)第二种方式是放大、滤波两部分都相对集中,滤波器集中设置在电路某处,称集中选频式。集中滤波器通常接在放大器的前端或中间部位,这对提高选择性、抑制干扰大有益处,在更换时也比分散式方便得多;放大部分可根据需要选用不同类型的集成宽带放大功能块,其下限频率FL和上限频率FH应满足下列条件     式中为中心频率的最小值和最大值。 否则,增益会下降,选择性曲线会变形。 2、分散选频式带通放大器 实际应用中,为了得到高增益和某一模式频率特性的带通放大吕,都是多级级联运用状态。而其中各单元电路的类型也不同,有单调谐回路、双调谐回路、双参差、三参差等谐振放大器,以下只给出单调谐放大电路与特性。 (1)单调谐回路带通放大器电路单调谐回路带通放大器由两部分组成:一部分是以BJT或PET为核心的放大镜部分;另一部分是由LC并联谐振回路完成滤波作用,并且,放大器件与负载都与振荡回路采用部分连接,以减小外界因素变化对选频特性的不良影响。其原理电路和Y参数等效电路如图5.2-29。     (2)单调谐回路带通放大器性能指标 1)电压增益 当回路谐振时,即当频率     对单级放大器而言,当S≥4时,谐振曲线的畸变方可忽略;对多级放大器而言,只有当S≥6时,才可认为放大是稳定的。 6)最大稳定增益为获得放大器稳定工作,常以牺牲为代价,经济的办法是设稳定系数S为规定值的前提下,使单级电压增益达到最大,即最大稳定增益。     这就是在一定稳定性要求下管子所能给出的最大稳定增益。

    时间:2012-10-30 关键词: 特性分析 选频放大器 频率响应

  • 稳定系统中的惯性MEMS的频率响应分析方案

    稳定系统简介   无人飞行器安装的监控设备、海上微波接收机、车辆安装的红外成像系统传感器以及其他仪器系统都需要具有稳定的平台,以达到最佳性能,但它们通常在可能遇到振动和其他类型不良运动的应用中使用。振动和正常车辆运动会导致通信中断、图像模糊以及其他很多行为,从而降低仪器的性能和执行所需功能的能力。平台稳定系统采用闭环控制系统,以主动消除此类运动,从而保证达到这些仪器的重要性能目标。图1是平台稳定系统的整体框图,它使用伺服电机来校正角向运动。反馈传感器为仪器平台提供动态方位信息。反馈控制器处理这些信息,并将其转换为伺服电机的校正控制信号。 图1. 基本平台稳定系统。   由于很多稳定系统需要多个轴向的主动校正,因此惯性测量单元(IMU)通常包括至少三个轴向的陀螺仪(测量角速度)和三个轴向的加速度计(测量加速度和角定向)来提供反馈检测功能。反馈传感器的最终目标是提供平台定向的精确测量,即使当平台正在运动时也要做到。由于没有"万能"传感器技术能够在任何条件下提供精确的角度测量,因此平台稳定系统中的IMU通常在每个轴上使用两种或三种传感器类型。   加速度计响应每个轴向上的静态和动态加速。"静态加速度"似乎是一个陌生的词汇,但它涉及重要的传感器行为:对重力的响应。假定不存在动态加速,并通过校准消除了传感器误差,则每个加速度计输出将代表它的相对于重力的轴定向。为了确定在存在振动和快速加速的情况下稳定系统中通常出现的实际平均定向,通常会将滤波器和融合程序(组合来自多个传感器类型的读数,得出最佳估计值)应用于原始测量   另一种类型的传感器是陀螺仪,它提供角速率测量。陀螺仪测量通过有限周期内的角速率的积分,在角度测量中发挥作用。执行积分时,偏置误差将导致成比例的角度漂移,随时间累加。因此,陀螺仪性能通常与设备偏置对不同环境因素的灵敏度相关,这些因素包括温度变化、电源变化、离轴旋转和线性加速度(线性g和整流g × g)。校准的高质量陀螺仪,具有对线性加速度的高抑制,使这些设备能够提供宽带角信息,作为对加速度计提供的低频信息的补充。   第三种类型的传感器是3轴磁力计,它可以测量磁场强度。从三个正交轴的磁场测量实现了相对于地球磁场本地方向的定向角估算。当磁力计接近电机、显示器和其他动态磁场干扰源时,管理其精度可能非常困难,但在适当情况下,它的角度数据可作为来自加速度计和陀螺仪的数据的补充。虽然很多系统仅使用加速度计和陀螺仪,但磁力计可以改进某些系统的测量精度。   图2的整体框图显示了如何使用陀螺仪和加速度计测量,既利用它们的基本优势,同时又最大程度减少它们的弱点产生的影响。低通加速度计和高通陀螺仪滤波器的极点位置通常取决于应用,另外精度目标、相位延迟、振动和"正常"运动预测都会对位置决定产生影响。因系统而异的行为也会影响加权因子,而加权因子会对如何组合这两种测量产生影响。扩展卡尔曼滤波器就是一个组合滤波和加权函数以计算动态角度估计的算法的例子。 图2. 组合单轴传感器输出。 MEMS IMU频率响应分析   围绕新的MEMS IMU开发稳定系统时,在系统设计早期阶段了解频率响应是非常重要的,因为IMU的频率响应将对控制器设计产生直接影响,可以帮助识别潜在稳定性问题-特别是在考虑到新一代设计的高带宽解决方案时。这些信息对于预测陀螺仪的振动响应也非常有用。   评估IMU带宽的一种策略是确定哪些信息在产品文档中提供,分析此类信息对系统的惯性运动响应的影响,并稳定系统的响应。此类分析以及它涉及的所有校正操作将成为初始测试的基础。   率响应在IMU和陀螺仪的规格表中表示为"带宽".作为一个性能参数,它表示某个频率,输出信号幅度在该频率下降低到传感器遇到的实际运动幅度的大约70% (–3 dB)。某些情况下,带宽可也定义为输出响应落后于实际运动90度时的频率(对于双极系统)。这两个指标可以直接影响控制环路的一个重要稳定准则:单位增益、相位裕量-环路响应的实际相位角度和–180°之间的差值,环路增益为1.了解反馈传感器的频率响应,是优化稳定性保证和系统响应之间的平衡的关键因素。除了管理稳定性标准之外,频率响应还会对振动抑制和制定采样策略产生直接影响,通过这些策略可以测量惯性平台上的所有关键瞬态信息。   要分析系统中的频率响应,首先要从一个高层次"黑盒子"视图开始,它描述了系统在整个目标频率范围内对输入的响应。在电子电路中,输入和输出是从一般意义上定义的,例如信号电平(伏特),分析通常包括开发传递函数,使用s域表示和电路-电平关系,例如基尔霍夫的电压和电流定律。对于惯性MEMS系统,输入是IMU遇到的惯性运动,输出通常以数字码表示。s域分析技术固然有很大作用,但要为这种类型的系统开发完整的传递函数,通常还需要采用其他技术,并且考虑到更多问题。   开始分析过程时,首先要了解与传感器信号链相关的所有组件。图3提供了典型函数的整体示意图。信号链从核心传感器元件开始,它将惯性运动转化为代表性的电信号。如果带宽在传感器元件中未受限制,则通常受ADC模块前的信号调理电路中的滤波器限制。信号数字化后,处理器通常应用纠错(校准)公式和数字滤波。第二级的数字滤波器会减小反馈系统在控制程序中使用的带宽和采样速率。所有这些级都可能影响传感器信号的增益和相位,与频率相关。图3提供了一个示例,IMU在混合信号处理系统中具有多个滤波器。该系统可作为一些实用分析技术的示例。 图3. 信号链中用于频率分析的ADIS16488传感器。   核心MEMS传感器元件   要进行此类分析,必须了解可以量化和应该量化的所有行为,然后可对那些无法轻易量化的行为做出合理假设。充分了解"已知"可变因素之后,通常可以更加简单地重新评估这些假设以进行检查和澄清。ADIS16488 的规格表(图3)显示了330 Hz的–3 dB带宽。假定核心传感器处于临界阻尼状况,而且在远低于其谐振范围(16 kHz至20 kHz)的带宽下并非主要贡献因素。这种情况并非总会出现,但它是一个很好的起点,可以使用噪声密度或完全运动测试,稍后在流程中测试到。   接口电路/模拟滤波器   此外,每个陀螺仪传感器在通过ADC模块之前都会通过双极低通滤波器。这样可以提供足够的信息,以便使用拉普拉斯变换来开发S域中的传递函数表示。第一极(f1)的频率为404 Hz,第二极(f2) 的频率为757 Hz.   加速度计的单极 (f1)传递函数为: 这些公式为程序中的数字分析提供了依据,这些程序可管理与"s = jω" 恒等式相关的复数。在MATLAB中,以下的m-脚本将生成幅度(比率,无单位)和相位(度)信息:   Fmax = 9840/2; % one-half of the sample rate   for f = 1:Fmax   w(f) = 2*pi*f;   end   p1 = 404; % pole location = 404Hz   p2 = 757; % pole location = 757Hz   NUM1 = 2*pi*p1;   DEN1 = [1 2*pi*p1];   NUM2 = 2*pi*p2;   DEN2 = [1 2*pi*p2];   H1 = tf(NUM1,DEN1); % transfer function for first pole   H2 = tf(NUM2,DEN2); % transfer function for second pole   H488a = H1 * H2; % transfer function for 2-pole filter   [maga,phasea] = bode(H488,w);   for f = 1:Fmax   Mag488a(f) = maga(1,1,f);   Phase488a(f) = phasea(1,1,f);   end   为快速评估与这些滤波器相关的时间延迟,请注意单极滤波器的相位延迟在-3 dB频率下等于45°,也就是转折频率周期的1/8.在此情况下,加速度计的滤波器的时间延迟大约等于0.38 ms.对于陀螺仪,延迟等于两级的时间延迟的总和,约为0.47 ms.   均值/抽取滤波器级   图3说明了两个均值/抽取滤波器级的使用,它们可以降低级的输出采样速率,并且提供额外的滤波。在具有有限脉冲响应(FIR)的数字滤波器中,相位延迟等于总抽头数的一半,除以每个抽头的采样速率。在第一个滤波级,采样速率为9.84 kHz.有四个抽头,在此种类型的滤波器中,这个数字等于均值数量。相位延迟约为0.2 ms.均值滤波器的幅度响应遵循这种关系。   使用MATLAB进行分析时,请使用9.84 kSPS的采样速率(fs)和4个抽头(N),以及用于分析模拟滤波器的相同频率数组(N)。使用相同频率数组,可以更加简单地组合每级的结果。请使用以下代码来分析第一级:   Fmax = 9840/2; % one-half of the sample rate   f = 1:Fmax;   NUM(f) = sin(4*pi*f/9840);   DEN(f) = 4 * sin(pi*f/9840);   for fq = 1:Fmax   Hda(fq) = abs(NUM(fq)/DEN(fq));   end   要分析第二个均值/抽取滤波器,需要事先了解控制系统的采样速率,但应使用相同的关系。例如,如果控制环路需要接近400 SPS的采样速率,则第二个滤波器的均值和抽取率将等于6(采样速率为410 SPS,有四个样本,因此为9840/[410 × 4] = 6)。使用相同的m-script 脚本代码可分析幅度响应,有三个例外:(1) 将采样速率从9480更改为2460;(2) 将两个位置的"4"更改为"6";以及 (3) 将FMAX从9840/2更改为2460/2.相位等于总抽头数的一半,除以采样速率,约为1.22 ms (3/2460)。 复合响应   图4和图5提供了复合幅度和相位响应,包括陀螺仪的模拟滤波器和两个抽取滤波器。图4表示针对数组中的每个频率,将各级的幅度相乘的结果。图5表示将每个频率下的各级的相位贡献相加的结果。标记"没有抽取"的坐标图假定输出数据速率为2460 SPS,第二个抽取滤波器级有效关闭。标记"有抽取"的坐标图假定抽取率等于6,最终输出数据速率为410 SPS.两个坐标图说明了响应差异,帮助实现控制环路采样速率和相应频率响应的系统级平衡。 图4. 模拟滤波器和第一个抽取滤波器级。 图5. 410-SPS数据速率的复合响应。   可编程FIR滤波器分析   知道模拟滤波器和抽取滤波器的贡献之后,我们可以评估使用片内抽取滤波器和设计自定义FIR滤波器之间的比较权衡。在图3所示的ADIS16488中,FIR滤波器包括在IMU中,但有些系统在数字信号处理程序中实施滤波器。FIR滤波器的时域f(n) 以差分方程表示,其中z变换提供了用于频率分析的分析工具:   幸运的是,很多现代程序都包含根据基本关系进行此类分析的特定工具或命令。但在验证自动评估工具的结果或对FIR设计工具输出产生直觉的疑问时,了解它们仍然是有用的。MATLAB"fdatool"命令可启动滤波器分析和设计软件包,帮助设计和分析系统FIR滤波器实施。   惯性频率响应测试方法   在陀螺仪中测试频率响应的最直接方法是使用惯性速率表,它能够引入适当的频率成分。速率表通常包括可编程伺服电机和光学编码器,可验证电机轴上的编程旋转。这种测试方法的优势是它应用了实际惯性运动。它的弱点在于它通常不适用于刚开始使用MEMS的工程师。   对于未使用速率表的早期分析验证,测试目标频段内的频谱噪声可以提供有用的信息。这种简化方法不需要复杂的测试设备,而只需要与稳定平台的安全机械连接以及数据收集仪表。但是,它要求机械噪声具有相对于频率的"平坦"噪声幅度。   图6详细说明了使用相同双极低通滤波器的两个例子。第一个例子 (ADIS16375)使用了在有用频率范围内具有平坦响应的陀螺仪。第二个例子(ADIS16488)使用在1.2 kHz频率下具有适中峰化量的陀螺仪,它实际上将–3 dB频率扩展到大约380 Hz.对于在为控制环路进行建模和仿真的人员而言,了解这种共振行为可能是非常有价值的。在简单测试中识别这种行为,还有助于解释在执行更全面系统特征化时噪声电平高于预期的原因。如果在项目早期了解和识别这些行为,则通常可通过对滤波器极点的调整,对它们进行管理。   测量噪声密度时,请确保采样速率至少达到最高目标频率的两倍,以满足奈奎斯特准则。此外,还应提取足够的数据样本,以降低测量的不确定性。图6中的坐标图源于FFT时间记录分析,长度为256000个采样,最大速率为2.46 kSPS. 图6. 噪声密度比较。   另一种方法使用了陀螺仪的自测功能。自测功能提供了使用电气信号来模拟传感器的机械结构的机会,而无需对设备施加外部惯性运动。自测功能迫使模拟对实际运动的响应的传感器内核中发生变化,从而在电气输出上产生相应变化。并非所有产品都提供对此信息的实时访问,但它可能是一种有用工具,另外制造商或许能够提供此种类型的频率-响应测试的数据。在最简单的方法中,可将自测(模拟对步骤的响应)与分析预期结果进行比较。重复在特定频率下的自测置位,也是一种研究每个频率下的传感器响应幅度的直接方法。以图7中的两种不同响应为例。在较低频率下,陀螺仪输出类似于方波,每个转换的瞬态响应除外。瞬态响应符合传感器信号链中的滤波器网络的"步骤响应"预期。在第二个示例中,自测的频率足够高,能够防止完全建立,因而发生了幅度减小。请注意在本图底部信号上,蓝色和黑点响应之间的幅度差异。有多种方法可以估测这些时间记录的幅度。离散傅里叶变换(DFT)可将主要频率成份(自测频率)与谐波内容隔离开,这可能导致幅度/频率响应的误差。 图7. 自测。   结论   向高带宽IMU发展的趋势为反馈稳定系统的设计提供了显著优势。高带宽使得多传感器系统能够实现更好的时序对齐和相位裕量管理。滤波电容的值和温度响应的变化范围可能非常广,可能导致极点频率的成比例变化。由于相位延迟取决于极点位置,因此了解和管理极点位置非常重要。例如,当反馈传感器的截止频率比控制器的单位增益反馈高两倍时,则会为环路响应增加大约22.3°的相位延迟。如果截止频率降低20%,则相位延迟增加大约5.6°。提高单位增益带宽中的截止频率的比率,可将这些影响减小4倍。   要了解IMU的带宽及其在系统稳定性中的角色,应该使用分析、建模、测试数据以及这些因素的迭代。首先要量化可用信息,做出假设以弥补所有漏洞,然后制定计划来优化这些假设。

    时间:2012-10-19 关键词: 分析 mems 稳定系统 频率响应

  • 频率特性测试仪在测试网络的频率响应中的设计

    摘要:以单片机89C51和可编程逻辑器件(FPGA)为控制中心,设计了一个频率特性测试仪,用于测试某一特定网络的频率响应特性。本系统的主要特点是由FPGA驱动多种串行芯片,在精简了系统电路结构的同时也不影响程序的效率。其中扫频信号由AD9851的串行方式产生,扩展了频率范围及稳定性。幅度测量由有效值采样芯片AD637和10住串行A/D转换器TLV1544配合实现,相位测量采用计数法实现。频率特性曲线由12位串行双D/A转换器TLV5638输出,并经示波器显示出来。本系统幅度测量精度达到5%,相位测量精度达到1°。 频率特性的测量采用扫频的方法实现,用AD9851产生扫频信号,可产生频谱纯净、频率范围广且稳定度非常高的正弦波。通过二极管负反馈桥式限幅放大电路及有效值采样电路等实现频响特性的测量,最后用示波器显示被测网络的幅频特性及相频特性。 本系统的一个特点是采用了较多串行芯片(AD9851,TLV1544和TLV5638)。为了使电路中的信号干净,应减少电路连线,采用串行芯片可以有效精简电路,保证电路的稳定性和减少信号噪声。但由于串行芯片牺牲了程序的时间效率,所以应该合理设计程序结构。 1系统方案论证与选择 1.1幅度测量电路的设计与论证 方案1:峰值检波电路。基本的峰值检波电路是由二极管电路和电压跟随器组成,通过电容的充放电实现。此电路测量低频信号时检波的纹波较大,适合于测量中高频率段的信号。 方案2:真有效值检波。从真有效值检波的工作原理可以分为线性有效值检波器、对数有效值检波器和数字有效值检波器。典型的真有效值转换芯片为AD637,使用AD637在测量峰值系数高达10的信号时附加误差仅为1%,且外围元件少、频带宽。 综上,选择方案1。 1.2相位测量电路的设计与论证 方案1:波形分析法。采用两片高速A/D转换芯片同时对输入的两路信号进行等时间间隔采样并将采样结果分别存储,然后对所测信号的波形数据进行分析。扫描存储在RAM中的波形数据,计算两片A/D转换器采集两部分波形数据的最大值或最小值的时间间隔,则信号的相位差为:φx=(Tx/T)x360°其中,Tx为两路信号相临极值的时间间隔,T为信号周期。 方案2:计数法。将两路被测信号经过异或门后,产生一个鉴相脉冲信号,送入FPGA进行记数,计数值为N。若信号频率为,f,计数频率为fclk,则相位差为:φx(Nf/fclk)x360°,可判断被测信号是比标准信号相位超前还是滞后。由于相差在0°~180°之间和360°~180°之间是对称的,异或后的计数值是相同的,故需加上一极性判别电路。相位的极性判决电路可由D触发器实现,将两路信号接D触发器的D端和CP端,从0端输出的高低电平可判别相差的极性。 方案1需要用软件对大量的波形数据进行处理才能达到较高的精度,且采集时间间隔难以精确控制,主要适用于精度要求不是很高的情况。方案2的测量过程可以全部由FPGA实现,AD9851产生的信号频率f已知,无需测频,所以这种方法非常容易实现,而且采用FPGA的40M高频晶振计数,测量精度和测量范围都得到提高。因此采用方案2。 2系统总体设计方案及实现框图 本系统以单片机及FPGA为核心,由扫频信号源模块、峰值检测模块、限幅放大模块和相位测量模块构成。系统框图如图1所示。为了提高效率,芯片控制主要由FPGA实现,单片机仅提供系统各模块的触发信号。系统工作时,AD9851产生一定频率的正弦信号,经过被测网络后,其幅值、相位会有所改变。将被测网络的输出端经过AD637有效值检测电路即得出信号的真有效值,A/D采样后送于单片机。同时,分别将被测网络前后的信号经过限幅放大模块整形为峰峰值为+5V的方波,送入FPGA进行相位测量。再改变信号发生器的频率,测量对应频率点的相位差与幅度值,直到完成整个频率段的测试,最后将被测网络的幅频特性和相频特性曲线用示波器显示出来。 3主要功能电路设计 3.1扫频信号发生器 AD9851是AD公司采用先进CMOS技术生产的具有高集成度的直接数字合成器,可以直接作为信号源,也可通过其内部的高速比较器转换为方波输出,作为灵敏的时钟产生器。它将相位累加器,波形存储器,10Bit高速D/A集于一块芯片中,频带宽,频率精度和稳定度高,外围电路简单。 其内部结构如图2所示。AD9851内部的控制字寄存器首先寄存来自外部的频率、相位控制字,相位累加器接收来自控制字寄存器的数据后,决定最终输出的信号频率和相位,再经过内部D/A转换器,所得到的就是最终的数字合成信号。     设相位累加器的位数为N,相位控制字的值为FN,频率控制字的位数为M,频率控制字的值为FM,内部工作时钟为Fc,最终合成信号的频率和相位可由下式来决定:F=Fc·FM/2N,θ=2πFN/2M。其中M=32,N=5,外部输入25MHz的时钟,经过内部6倍频后为fc=150MHz。由于不需要设置相位,所以五位相位控制字一直写入0,频率控制字为FM=2NxF/Fc。 3.2有效值检波模块 真有效值检波电路采用ADI公司的AD637,该芯片根据真有效值计算公式,直接输出信号的有效值电压,原理图如图3所示,通过使用片内后级滤波网络可以有效减小带内纹波。在C_AV口接入1μF的电容,在输入信号频率小于1MHz时,幅度的测量误差小于1%。精度非常高。     3.3限幅放大电路 在对信号进行相位测量前,要先将其整形为方波。但当信号经被测网络后幅值有较大变化,可能出现信号较强时超出后级处理芯片的测量范围,而信号较弱时又不能够被后级处理芯片识别的情况。由于对信号进行频率或者相位的测量只需要知道其周期信息,而非幅值信息,因此在把正弦信号整形成方波的模块中,采取限幅放大,而不采用单纯的LM311整形电路,可以达到更好的效果。 具体电路如图4所示,此限幅放大电路由前级同相放大、限幅放大和电平转换电路3部分组成。前级同相放大电路主要起到阻抗变换的作用;限幅放大电路采用二极管1N4148实现负反馈桥式限幅。如果输出信号幅值大于5V,桥式电路的二极管导通,稳压二极管工作,将电压钳位于5V左右;电平转换电路将放大后的信号经比较后整形为方波信号。转换为TTL电平,便于送入后级电路处理。 由于比较器一级的输入输出电压都很大,因此电路中的运放芯片应该选取超高摆率、输出电流大、耐压高的运放。同时,为使进入比较器的信号更加稳定,应选取增益带宽积较大的运放。综合以上因素,选取LF356。其增益带宽积达到5MHz,摆率12V/μs,远满足设计要求。 4系统软件的设计 系统软件设计部分基于单片机及FPGA为平台,完成了键盘输入、幅值测量、相位测量以及示波器显示扫频信号的功能。键盘输入设置扫频范围和频率步进。幅值测量由10位串行AD/CTLV1544实现,相位测量由40M晶振计数,测量精度高。测量数据存于FPGA的RAM中,通过双通道TLV5638输出。系统提供两种显示方式,一种是通过示波器显示整个被测网络的幅频和相频曲线,一种是通过LCD显示特定输入频率的幅值和相位。由于系统采用的AD9851,TLV1544和TLV5638全部是串行控制的,导致程序有些复杂,需要严格控制好时序,否则容易出问题。同时考虑到程序的时间效率,应避免冗余代码,在能用移位运算的情况下避免使用乘除运算。扫频测量流程如图5所示。     5测试方法和结果 为了验证该频率特性测试仪的性能,用一个中心频率5kHz的双T网络作为被测网络。手动输入某一频率,通过液晶显示该频率点所对应的幅值和相位。幅度测量精度能够达到5%,相位测量精度1°。设置扫频信号频带范围为1~10kHz,其中频率步进为10Hz。从示波器上显示双T网络的频率特性曲线如图6。 6结束语 本系统比较好地完成测量某一特定网络的频率响应特性的功能,幅频特性和相频特性能够准确测量与显示。系统可以在全频范围和特定频率范围内自动步进测量,可手动预置测量范围及步进频率值。用LCD显示5位的频率值,3位的电压值及三位的相位值(另以一位作符号显示)。示波器上可同时显示幅频和相频特性曲线。整个系统在单片机和FPGA的有机结合、协同控制下,工作稳定,测量精度高,人机交互灵活。

    时间:2012-10-10 关键词: 网络 测试 频率特性测试仪 频率响应

  • 基于C8051F060和AD9834的频率响应测试仪设计

    摘要:为了测试电路系统的频率响应特性,通常需要在电路系统输入端加上不同频率的激励,然后再测量电路的输出以得到频率响应函数。文中介绍了由单片机和DDS构成的频率响应测试仪设计方法,同时给出了单片机中的软件处理流程。试验结果表明,本测试仪测量精度高,操作方便。 关键词:AD9834频率响应;测试仪;单片机;C8051F060 0 引言     在模拟电路设计和调试过程中,测量系统的频率响应特性是非常重要的一步。而市场上能购买到的具有分析系统频率响应的仪器通常都比较昂贵,而且体积较大,一般很难接受。为此,本文介绍了一种成本较低、体积小、操作简单,能满足大部分系统测量要求的频率响应测试仪的设计方法。 1 系统总体设计     本文介绍的是基于单片机C8051F060和频率合成芯片AD9834开发的、可测量系统频率响应曲线的仪器系统。其系统总体设计框图如图1所 示。     本设计中的单片机C8051F060可控制扫频信号源,以产生一系列不同频率的正弦信号,然后将这些信号进行滤波、放大后作为被测对象的输入送到被测网络中,而被测对象的输出信号则经过调理电路输入到单片机C8051F060中进行数据采集与处理,并将其幅频特性曲线、相频特性曲线通过LED显示出来。键盘可通过控制单片机来设置频率的步进值。 2 各部分模块的设计 2.1 主要芯片简介     本系统中的C8051F060是美国Cygnal公司推出的完全集成混合信号片上系统型MCU。C8051F060采用与8051兼容的专利内核CIP-51,速度高达25MIPS,并具有59个数字I/O引脚、5个16位通用定时器、6个带有捕捉/比较模块的可编程定时器/计数器阵列。同时,片内还集成了两个16位、1Msps的ADC和2个12位DAC、3个电压比较器、看门狗定时器,VDD监视器和温度传感器。该芯片上集成有64KB的FLASH和4352B内部RA-M,以及硬件实现的SPI、SMBus/I2C和2个UART串行接口。最为便利的是,C8051F060还集成了CAN总线控制器,这使得用CAN总线开发C8051F0 60具有开发费用低廉、抗干扰性强、可适用于工业现场应用等特点。     本设计选用的频率合成芯片AD9834是AD公司生产的具有高集成度、低功耗的直接数字频率合成器,它使用的DDS技术是一种利用正弦信号 相位随时间线性增加的原理,并由数字累加和数/模转换来合成所需频率的技术。它主要由数控振荡器(NCO)、相位调制器、正弦查询表ROM 和1个10位D/A转换器组成。数控振荡器和相位调制器主要由2个频率选择寄存器、1个相位累加器、2个相位偏移寄存器和1个相位偏移加法器构成,其最高工作频率可达50 MHz。在参考时钟1MHz下的频率分辨率达0.004 Hz。同时,AD9834还具有三总线串行(SPI)接口,可以较好地与DSP或单片机兼容,并可以输出正弦波、三角波和方波信号。 2.2 扫频信号源设计     本设计采用C8051F020单片机作为控制器件,它的最高工作频率可达到25MHz,并可提供一个串行外设接口SPI器件,然后利用SPI总线向AD9834发送频率控制字,以使AD9834产生正弦信号,将此差分信号通过引脚IOUT和引脚IOUTB输出。本系统中的扫频信号源电路如图2所示。 2.3 调理电路设计     在设计调理电路时,可选用模拟开关ADG408来控制放大电路的增益,以将±5 V的信号经过调理电路衰减后,再和ADC的参考电压相 加,从而使信号的幅度范围达到ADC允许的范围内(0~2.5V)。 3 单片机C8051F060与AD9834的通讯接口     本设计采用单片机C8051F060并通过SPI接口向AD9834发送命令和数据,再由AD9834产生系统需要的扫频信号。C8051F060的SPI是一个高 速同步串行输入/输出口,可支持主/从形式的多机通信,通常用于DSP控制器和外设或另一个处理器之间以串行方式进行通信和数据交换。通信时一般使用四条线,即串行时钟线SPICLK、主机输入/从机输出线SPIMISO、主机输出/从机输入线SPIMOSI、从传送使能线SPISTE。而AD9834有三根串行接口线,且与SPI等接口标准兼容。由于单片机只向AD9834发送数据。而不需要接收数据,因此,设计时可将单片机的SPI设置为主器件,NSS置为高电平。C8051F060与AD9834的具体接口电路如图3所示。 4 软件设计     本系统的软件主要完成系统的初始化、程控放大、数据采集与处理及LCD显示等功能。其主程序流程图如图4所示。     初始化包括系统初始化、单片机初始化、DDS初始化和液晶屏初始化。初始化之后,就可以读键值,如果步长改变,则清计数器和液晶屏,没有改变,则可写频率控制字,用程序控制其放大倍数,采集输出信号。如果输出电压超过满量程,则应减小放大倍数,以使其被控制到合适的范围内。刚好满足时,就可以对输入、输出信号两端同时采集,待采集完成后,再对输入信号和输出信号分别进行傅里叶变换,然后计算出各自的幅度和相位,再用输出端的幅度除以输入端的幅度,就可以得到被测网络对应频率的放大倍数,然后用输出端信号的相位减去输入端信号的相位,就可以得到被测网络对应频率的相频响应。最后将计算出的结果通过LCD显示出来。本系统选用320240B液晶显示器,并使用功能强大的RA8835/SED1335作为控制器,一屏最多可显示320个点,当这320个点全部显示完成时,扫频结束,扫频结束后,还可以进行频率响应函数的计算。否则就返回,以进行下一个频率的测量。 5 结束语     通过本文所设计的频率响应测试仪可测出被测网络的响应信号与激励信号的幅值比和相位差,从而求出系统的幅频特性和相频特性,再由求得的频率特性进一步求出系统的传递函数。该设计由于输入信号频率成分单一,信号稳定,能量集中,因此,求出的结果精确度高,从而克服了其他方法中激励信号成分复杂,各成分的能量分布不均匀,持续时间短,能量不足,噪声影响较大等缺点。

    时间:2011-03-25 关键词: ad c8051f060 9834 频率响应

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