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Vishay新型超薄SMP封装TMBS®整流器提高功率密度和能效

宾夕法尼亚、MALVERN — 2020年1月22日 — 日前，Vishay Intertechnology, Inc. (NYSE股市代号：VSH) 宣布，推出16款采用eSMP®系列超薄SMP（DO-220AA）封装的新型2 A和3 A器件，扩充其表面贴装TMBS® Trench MOS势垒肖特基整流器产品。Vishay General Semiconductor整流器反向电压覆盖从45 V到200 V范围，3 A电流等级达到业内SMP封装器件最高水平，显著提高功率密度。日前发布的整流器2 A和3 A器件正向压降分别为0.36 V和0.37 V，可降低商用和工业用高频逆变器、DC/DC转换器、续流二极管和极性保护二极管功耗，提高效率。器件还提供适于汽车应用的AEC-Q101认证版产品。新型整流器最高工作结温达+175 °C，MSL潮湿敏感度等级达到 J-STD-020标准1级，LF最高峰值为+260 °C。器件符合RoHS标准，无卤素。器件规格表：器件型号IF(AV) (A)VRRM (V)IFSM (A)IF和TJ条件下VF最大TJ (°C)VF (V)IF (A)TA (°C)V2PL45L245500.362125150V3PL45345800.373125150V2P6X260500.512125175V2P6L260500.452125150V2PM6L260500.482125175V3P6360600.483125150V3P6L360800.443125150V3PM6360800.473125175V2PM10L2100500.582125175V3PM103100800.583125175V2PM12L2120500.62125175V3PM123120800.613125175V2PM15L2150500.642125175V3PM153150800.643125175V2P22L2200500.682125175V3P223200600.73125175 新型TMBS整流器现可提供样品并已实现量产，大宗订货供货周期为八周。

时间：2020-01-22 关键词： Vishay DC/DC smp
南芯SC8551―国内首款高压电荷泵充电IC，充电效率高达98%

1. 引言随着4G网络普及、5G时代的到来，手机的电池容量越来越大，以便满足移动互联网等各种应用高耗能的需求。使用传统充电技术，充电时间越来越长，无法满足日常所需。快充技术应运而生，可以让人们利用碎片时间迅速使电量恢复，逐渐成为越来越多手机的标配。快充有两种不同的技术路线：高压小电流快充和低压大电流快充。高压快充的代表是高通。高通在2014年前后率先推出的QC2.0将充电电压从传统的5V提高到9V/12V，充电功率提高到18W。然而，高压快充存在一个难以克服的不足-充电IC发热严重。适配器输出的9V/12V电压进入手机后会被手机内部的buck charger进行二次降压再给电池充电，传统的buck变换器由于在高压输入条件下转换效率低，造成芯片发热非常严重，功率无法进一步提升。低压直充的技术路线代表是OPPO和HUAWEI。OPPO在2014年推出了VOOC闪充22.5W(5V/4.5A)低压快充技术。由于低压快充不需要中间级的电压变换，实现真正适配器给电池“直充”，所以很好地解决了充电IC发热的问题。然而，为了解决MicroB接口通流能力小、传统充电线材电阻大等问题，低压快充需要专门定制充电接口和充电线，成本高于高压快充方案。 2. 电荷泵快充电荷泵是一种无电感式DC-DC转换器，利用电容作为储能元件来进行电压电流的变换。半压电荷泵(2:1 charge pump) 可以实现输出电压减半、输出电流加倍，同时转换效率可以达到97%以上，远高于普通的充电IC，从而很好地解决了高压快充时充电IC发热的问题。此外，由于电荷泵可以天然实现输入电流是输出电流一半的效果，所以相对于低压直充方案，线材和接口的成本可以大大降低。可见，电荷泵快充可以完美化解高压和大电流之间的矛盾，突破手机快充的极限。图1. SC8551典型应用图 3. SC8551:兼容电荷泵快充和低压直充 SC8551是南芯针对手机快充市场最新推出的电荷泵快充IC。作为国内首款高压电荷泵快充IC，SC8551还开创实现了高压快充和低压直充双模式充电功能。SC8551采用56pin的CSP封装，芯片尺寸为3.32mm*3.35mm。图1为SC8551的典型应用图，在充电过程中，SC8551作为主从充电架构中的从充电IC，在手机进入快充阶段后开始工作，其主要特点如下： 1. 双模式：具有电荷泵2:1降压充电和bypass充电两种模式 2. 效率高：在6A以上充电电流条件下相较于国外的同类产品效率提高0.4% 3. 完善的保护机制：26重保护确保充电安全可靠 a) 双模式 SC8551同时支持电荷泵2:1降压充电模式和低压直充模式。如图2(a)所示，当工作在电荷泵充电模式时，芯片内部开关管Q1-Q8始终处于交替开关的状态，外围的飞电容CFLY1/2处于交替充放电的状态，将输入适配器的能量搬移到电池中。稳态工作时，输入电压略高于两倍电池电压，充电电流最大可以支持到8A。当SC8551工作在bypass模式时，如图2(b)所示，芯片内部开关管Q1/Q2/Q5/Q6始终导通，开关管Q3/Q4/Q7/Q8始终关闭。此时相当于适配器经过几个串并联的开关管直接给电池充电，只要从VBUS到VOUT的等效电阻足够小，芯片的温升就可以控制地很低。SC8551在bypass模式下支持的最大充电电流为6A。 (a)高压电荷泵快充模式 (b)低压直充模式图2. SC8551在不同工作模式下的原理示意图 b) 高效率考虑到电荷泵快充IC的应用主要是在大电流情况下，所以SC8551重点优化了6A以上充电电流的效率。相较于国外同类产品，重载下的效率提高了0.4%左右。图3为SC8551在不同频率下的效率曲线，从图中可以看出，即使充电电流达到8A，SC8551的充电效率依然在96%以上。图3. SC8551工作在电荷泵模式下的效率曲线图4为SC8551在bypass模式下从VBUS到VOUT的等效导通电阻曲线。从图中可以看出，等效电阻约为18mohm。随着充电电流增大，等效电阻略有增加。图4. SC8551工作在bypass模式下的导通电阻曲线图5为SC8551工作在不同模式下的温升示意图。图5(a)为电荷泵模式下8A充电电流时的温升示意图。从图中可以看出，芯片表面的温升大约为59.6-25=34.6℃(环境温度约为25℃)。图5(b)为低压直充模式下6A充电电流时的温升示意图，芯片表面的温升大约为44.5-25=19.5℃。 (a)电荷泵模式，VBAT=4.4V，IBAT=8A (b)低压直充模式，VBAT=4.4V，IBAT=6A 图5. SC8551工作在不同模式下的温升示意图 c) 完善的保护机制 SC8551内部集成了26重不同的保护机制，以确保充电过程安全可靠。保护机制可以分为三类：12重系统级保护、7重电荷泵相关保护以及7重系统级报警。其中，系统级保护和电荷泵相关保护触发后，SC8551会停止充电，同时出INT中断。系统级报警触发后，同样会出INT中断，但是充电不会停止。 4. 结论 SC8551是国内首款高压电荷泵快充IC，兼容电荷泵快充和低压直充功能。其在电荷泵快充模式下的最大充电电流达到8A，在低压直充模式下的电流达到6A。凭借优异的重载效率表现以及全方位的保护机制，使得SC8551非常适合应用在手机大功率充电方案中。 5. 关于南芯上海南芯半导体科技有限公司，于2015年底成立于上海浦东张江高科技园区。南芯的初创团队来自Texas Instruments ，拥有10年以上行业经验，深耕电源领域，搭档多年，配合默契。随着公司发展，南芯持续引进优秀人才，打造高质量的研发团队，目前拥有来自德州仪器、凌特、立?、ADI、Rohm、O2等知名半导体公司的研发团队，并秉承不断创新的产品文化，致力于为业内提供高性能、高品质与高经济效益的IC解决方案。南芯在快速充电和电源管理芯片领域的研发上一直领军国内同行，曾经推出了业界首颗buck-boost升降压电池充电管理IC，可以实现2.7~40V范围内高达100W功率的双向智能充放电，高效支持USB PD大功率充放电应用，显著降低充电所需时间，可以广泛应用于智能手机、PAD、电视、笔记本、汽车等消费电子品和充电外设产品。南芯目前又推出国内首款兼容电荷泵快充和低压直充的充电IC。南芯的IC产品凭借其优秀的性能，已在华为、三星、小米、Anker等国内外知名品牌的产品中频频亮相，销售额持续快速增长。 2018年1月，南芯半导体宣布完成数千万人民币的A轮融资。2019年4月，南芯半导体再次宣布完成近亿元人民币的B轮融资，并由上海集成电路产业基金领投。南芯不断探索研发高端芯片，具有很强的先发优势，是国产模拟芯片替代浪潮中的开拓者，并凭借其扎实的技术和经验积累，建立了技术领先、品质优异、产品性价比高的“高端中国芯”的领军品牌形象。

时间：2019-12-13 关键词： ic DC/DC 电源新品南芯
Vishay推出采用小型5x5 PowerPAK封装的新款同步降压稳压器具有高效率、高功率密度和优异的热设计等优点

宾夕法尼亚、MALVERN — 2019年12月9日—日前，Vishay Intertechnology, Inc.（NYSE 股市代号：VSH）宣布，推出两款新型2 A~12 A microBUCK®系列同步降压稳压器，输入电压范围分别为4.5 V至55 V (SiC476/7/8/9) 和 4.5 V至60 V (SiC466/7/8/9)。Vishay Siliconix器件采用小型5x5 PowerPAKâ封装，内含高性能n沟道沟槽式MOSFET与控制器，具有高效率和高功率密度，内部补偿功能则减少外部元器件数量。日前发布的microBUCKâ稳压器采用相同控制器IC和封装外形，同时提供一系列MOSFET额定值，设计人员可从中选择最佳性价比组合。日前发布的稳压器工作电流仅为156µA，峰值效率达98 %，设计人员可减少功耗提高功率密度。高效率结合5 mm x 5 mm PowerPAKâ封装优异的热设计，使稳压器能在较低温度下工作，从而提高长期稳定性，而且不需要加装散热片。microBUCK安全工作区范围宽，便于设计人员灵活满足各种工作温度和电流要求。因此，设计人员可以缩小PCB尺寸，简化热管理并降低系统成本。 SiC466/7/8/9和SiC476/7/8/9系列稳压器输入电压范围宽，输出电压在24 V~0.8V范围内可调，适合各种各样的应用，包括工业和工厂自动化DC/DC转换器、家庭自动化设备、工业计算、基站电源、5G网络设备和小型蜂窝、挂墙式变压器稳压、机器人、无人机、电池管理系统、电动工具、自动售货机、ATM机和投币机。新型SiC46x系列器件包括2 A SiC469、4 A SiC468、6 A SiC467和10 A SiC466，新型SiC47x系列器件包括3 A SiC479、5 A SiC478、8 A SiC477和12 A SiC476。所有器件占位兼容，便于设计者实现扩展应用方案。稳压器具有高度配置能力，开关频率可在100kHz~2MHz范围内调节，可以调整软启动和电流限值，有强制连续工作或节能两种工作模式。两个系列均具有内部补偿功能，不需要外部RC网络。 microBUCKâ COT架构具有超快瞬变响应能力，只需要很小的输出电容，在轻载下可以严格调节纹波。而且，无论使用哪种类型的输出电容器，包括低ESR陶瓷电容器，稳压器都能保持环路稳定性。稳压器集成各种可靠保护功能，包括输出过压保护 (OVP)、输出欠压保护 (UVP)、过流电路保护 (OCP)、带自动重试的短路保护 (SCP)、过热保护 (OTP) 和电源良好标志。 SiC466/7/8/9和SiC476/7/8/9系列现可提供样品并已实现量产，供货周期为12周。

时间：2019-12-11 关键词： Vishay MOSFET DC/DC powerpak
Vishay推出采用小型5x5 PowerPAK封装的新款同步降压稳压器具有高效率、高功率密度和优异的热设计等优点

宾夕法尼亚、MALVERN — 2019年12月9日—日前，Vishay Intertechnology, Inc.（NYSE 股市代号：VSH）宣布，推出两款新型2 A~12 A microBUCK®系列同步降压稳压器，输入电压范围分别为4.5 V至55 V (SiC476/7/8/9) 和 4.5 V至60 V (SiC466/7/8/9)。Vishay Siliconix器件采用小型5x5 PowerPAKâ封装，内含高性能n沟道沟槽式MOSFET与控制器，具有高效率和高功率密度，内部补偿功能则减少外部元器件数量。日前发布的microBUCKâ稳压器采用相同控制器IC和封装外形，同时提供一系列MOSFET额定值，设计人员可从中选择最佳性价比组合。日前发布的稳压器工作电流仅为156µA，峰值效率达98 %，设计人员可减少功耗提高功率密度。高效率结合5 mm x 5 mm PowerPAKâ封装优异的热设计，使稳压器能在较低温度下工作，从而提高长期稳定性，而且不需要加装散热片。microBUCK安全工作区范围宽，便于设计人员灵活满足各种工作温度和电流要求。因此，设计人员可以缩小PCB尺寸，简化热管理并降低系统成本。 SiC466/7/8/9和SiC476/7/8/9系列稳压器输入电压范围宽，输出电压在24 V~0.8V范围内可调，适合各种各样的应用，包括工业和工厂自动化DC/DC转换器、家庭自动化设备、工业计算、基站电源、5G网络设备和小型蜂窝、挂墙式变压器稳压、机器人、无人机、电池管理系统、电动工具、自动售货机、ATM机和投币机。新型SiC46x系列器件包括2 A SiC469、4 A SiC468、6 A SiC467和10 A SiC466，新型SiC47x系列器件包括3 A SiC479、5 A SiC478、8 A SiC477和12 A SiC476。所有器件占位兼容，便于设计者实现扩展应用方案。稳压器具有高度配置能力，开关频率可在100kHz~2MHz范围内调节，可以调整软启动和电流限值，有强制连续工作或节能两种工作模式。两个系列均具有内部补偿功能，不需要外部RC网络。 microBUCKâ COT架构具有超快瞬变响应能力，只需要很小的输出电容，在轻载下可以严格调节纹波。而且，无论使用哪种类型的输出电容器，包括低ESR陶瓷电容器，稳压器都能保持环路稳定性。稳压器集成各种可靠保护功能，包括输出过压保护 (OVP)、输出欠压保护 (UVP)、过流电路保护 (OCP)、带自动重试的短路保护 (SCP)、过热保护 (OTP) 和电源良好标志。 SiC466/7/8/9和SiC476/7/8/9系列现可提供样品并已实现量产，供货周期为12周。

时间：2019-12-09 关键词： Vishay MOSFET DC/DC powerpak 电源新品
白光LED驱动芯片技术

繁华的城市离不开LED灯的装饰，相信大家都见过LED，它的身影已经出现在了我们的生活的各个地方，也照亮着我们的生活。当前消费类电子产品的巨大市场和发展潜力，使采用电池供电的便携式产品的小功率、低功耗、高效率、小体积、轻重量的直流电平转换器(DC/DC Converter)发展迅猛。对于许多应用于便携式产品中的电子系统，如彩色LCD显示屏、手机背光屏等，DC/DC是其非常理想的电源转换器件。本文基于2μm 15V双极型工艺设计了一种电流控制型PFM Boost DC-DC开关变换器芯片，通过采用低反馈电阻技术减小外部反馈电阻的损耗，并采用负载电流反馈技术调节系统占空比以减小系统稳态时输出电压电流纹波系数。芯片采用Fixed-On-Time控制方式，当整个系统稳态时处于Boost PFM的不连续导通模式(DCM)，而这种工作模式具有天然的稳定性。电路系统结构设计系统采用如图1所示典型的电流控制型PFM Boost DC-DC 变换器拓扑结构，虚线框内为芯片原理框图，框外为外围器件连接示意图。其中，STDN为芯片的使能端，低电平时关断整个芯片以降低静态功耗;SENSE为输出电压反馈采样端;VFB为负载电流反馈采样端;DRIVE为外部功率开关控制端;基准电压通过电阻分压产生A2比较器的参考电压VRA2;A1比较器的参考电压为VRA1;A1和A2通过一个二端与非门控制一个暂稳态为1.7μs单稳态电路;输出级DRIVE驱动外部功率管QT。系统将工作在两个状态：连续导通模式(CCM)和不连续导通模式(DCM)。VIN上电，STDN置高电平，基准源为A2比较器提供的比较参考电压为 VRA2。由于系统刚启动，A1、A2输出高电平，单稳态电路不触发，输出高电平，外部功率管QT导通。当VSENSE>VRA1，A1输出低电平，单稳态电路触发，DRIVE电压迅速被拉低，开始给外部C2充电，在RS2两端电压未达到A2比较参考电压前，系统将重复上述过程，系统工作在连续导通模式。当RS2两端电压超过A2比较电压VRA2时，A2比较器输出低电平，单稳态电路触发，外部功率管关断，从此时起1.7μs内L给C2充电，当L 放完电后，C2开始放电，致使RS2两端电压仍然超过A2比较电压，A2输出低电平，单稳态电路持续输出低电平，外部功率管继续处于关断状态，系统工作在不连续导通模式。系统启动升压为连续导通模式，进入稳态后系统为不连续导通模式。电路原理与设计 1、开关限流控制电路图1中A1比较器、单稳态触发器、驱动放大器和外部开关管组成的环路为开关限流控制电路。假定单稳态触发器输出高电平稳态，外部功率管QT导通，二极管 D截止，电感L中的电流线性上升。当电感电流较小时，限流电阻RS1上的压降小于30mV，A1 比较器输出低电平，不能触发单稳态触发器翻转;而当电感电流上升至限流Ipk时，电阻RS1上的压降达到VRA1，A1 比较器输出翻转，输出低电平经与非门控制单稳电路进入暂稳态,外部功率管QT关断。由于电感电流必须连续，因此电感L的感应电动势为左负右正，二极管D导通，电感L开始对C2进行充电，输出电压VOUT上升。这一过程将持续1.7μs至暂稳态结束，单稳态触发器重新回到高电平稳态，再次使QT重复上述的开关过程，直至最终VOUT达到额定输出电压。图2为A1比较器电路，BIAS为偏置端，VA1为输出端，VS为正向输入端，SENSE为负向输入端，即为外部电感电流Ipk检测端。由于Q10、 Q11、Q12偏置相同，故其提供的偏置电流相同。Q10、Q13、RS构成A1比较器正向输入支路。由于VCC和VBIAS电压为常数，Q13采用二极管连接方式，A点的电压为VBE13+VS;由于Q13、Q14同为NPN管，其两管的VBE阈值电压相同，当VSENSE>VBE13+VS- VT(be)时，Q14截止，B点上升为高电平，Q15导通，VA1输出低电平，通过控制与非门触发单稳电路，外部功率管关断，VSENSE迅速下降为 0，Q14导通，B点被拉至低电平，Q15关断，VA1输出高电平，此时控制信号为与非门所屏蔽，不触发单稳电路。电路进入1.7μs暂稳态，等待外部电感L放电结束。由于系统外围电路的主要功率损耗来源于反馈电阻RS1和电感L的寄生串联电阻，所以可以通过低反馈电阻技术来降低系统外围器件功耗。即通过调节RS可以提供一个尽可能小的比较参考电压VRA1(约为30mV)，对于电感：当VRA1减小时，对于相同电感的Ipk，可以有效地减小RS1阻值，进而降低系统外围器件功耗。 2、负载电流反馈电路图1中，电感L、二极管D、负载、检测电阻RS2、A2比较器组成的环路为负载电流反馈电路。VFB端为A2比较器反向输出端，即负载电流检测端。当系统进入暂稳态时，电感L通过二极管D给电容C2和负载供电。此时电感 L给负载供电电流为Ipk，此时VFB端检测电压VFB达到最大为Ipk×RS2，大于A2比较器的正向参考电压VRA2，A2 比较器输出低电平，通过与非门控制单稳态触发，关断外部功率管,而此时系统已经进入暂稳态，外部功率管已经处于关断状态， A2比较器会持续触发单稳态。随着电感电流IL减小，电容C2两端电压逐渐上升，当外部电感电流IL满足式(2)：这时电容C2开始对负载供电。当电感电流IL降为0，系统进入电感电流非连续模式，这时只有电容C2给负载供电，当负载电流ILoad小于IL0时，A2比较器输出高电平，其控制信号为与非门所屏蔽，不触发单稳态电路。此时外部功率管导通，开始给电感L充电。基准电路与A2比较器电路如图3所示，左边为带隙基准电路，右边为A2比较器。Q1～Q5和R1～R3组成带隙结构，产生带隙基准电压VREF，VREF通过电阻分压产生比较器考电压VRA2。Q4和Q5的VBE之差为：其中，AE4、AE5为晶体管Q4、Q5的发射区面积，比值为N：1，得到基准电压为：Q6～Q9和R6构成A2比较器，BIAS为偏置电压，D点为正向输入端，VFB为负向输入端，VRA2为A2比较器的输出端。A2比较器主要是根据负载电流大小，来调节占空比大小，减小负载电流波动。由图3可知，正向端参考电压为：Q6、Q7偏置相同，Q8为二极管连接方式，当外部功率管导通时，VFB Q9截止，VA2输出高电平，单稳态不触发。当VFB>VRA2，Q9导通，VA2输出低电平，触发单稳态，关断外部功率管。模拟仿真结果采用2μm 15V bipolar工艺进行电路设计，电路各模块和外围元件的连结如图4所示。外围元件的取值为：L=22μH，RS1=40mΩ，RS2=15Ω，C1=2.2μF，C2=2.2μF。采用Hpsice电路模拟软件对电路进行模拟验证。在系统典型工作条件(VIN=3V，T=25℃，VOUT=10.8V)下，系统各端子的瞬态模拟输出波形如图4所示(典型情况下，系统大约只需200μs就达到稳定的输出电压)。表1为典型工作条件下电学特性的模拟结果。芯片版图设计双极工艺相对于CMOS工艺具有噪声小、速度快、驱动能力强等优点，拥有较高的精度。芯片采用2μm bipolar工艺设计，由于电路结构简单，器件较少，版图面积为0.67mm×1.28mm。本文设计了一种用于彩色LCD背光照明的白光LED驱动芯片。采用PFM控制模式低反馈电阻技术、负载电流反馈技术实现低功耗恒流输出的设计目标。基于 2μm bipolar工艺仿真验证，在20mA典型应用时，电流调整率达到0.02mA/V，效率为80.1%。芯片能在8V的电源电压下稳定工作，最大静态电流为152μA。该芯片拥有低功耗、电压电流纹波系数小、成本低等优点。现在的LED灯或许会有一些问题，但是我们相信随着科学技术的快速发展，在我们科研人员的努力下，这些问题终将呗解决，未来的LED一定是高效率，高质量的。

时间：2019-10-19 关键词：电源技术解析 DC/DC lcd显示屏开关变换器芯片
国内首款集成隔离DC/DC电源的数字隔离芯片上市

数字隔离芯片，是系统中涉及高压安全的核心器件。因为体积小，集成度高，功耗小，通讯速度高等显著特点，正逐步取代传统的光耦器件。 9月29日，国内领先的信号链芯片及其解决方案提供商苏州纳芯微电子股份有限公司(以下简称“纳芯微电子”)今日宣布推出国内首款集成了隔离DC/DC电源的数字隔离芯片 NSiP884x。基于纳芯微电子独有的TFPowerTM技术，NSiP884x 系列产品将内置有片上变压器的隔离DC/DC电源电路以及四通道高速数字隔离集成在一起，用户只需在电源输入输出上各加两个滤波电容就能实现电源隔离和信号隔离，全集成式的方案极大程度地降低了用户的开发难度，节省了用户开发时间，可帮助用户更快地将产品推向市场。纳芯微推出国内首款集成隔离DC/DC电源的数字隔离芯片NSiP884x 纳芯微电子于2017年推出标准数字隔离芯片产品，现已获得国内外众多大客户的认可，包括两/三/四通道标准数字隔离芯片、双向I2C数字隔离芯片、隔离 RS-485 收发器等在内的产品均已批量出货。此次推出的 NSiP884x 系列产品从根本上解决了隔离电源的设计难点，用户不必再为如何选取高可靠性、参数合适的变压器而烦恼，高集成度的特性使得 NSiP884x 尤其适用于体积受限的应用场合。NSiP884x 系列产品采用标准的 SOIC16 传统封装，制造全程稳定可控，出厂时经过了严格的耐高压测试和性能参数测试，产品具有一致性高，可靠性高的特点，适用于对可靠性要求极高的车载和军工应用环境。 NSiP884x内部功能示意图在解决电源隔离和信号隔离的难题时，比较常见的应用方案是将隔离电源模块搭配数字隔离芯片或光耦，或是通过外加变压器搭建隔离电源的方案来解决上述问题，但隔离电源模块存在如下一些缺点：器件体积较大、高度较高，应用场合受限不易实现高耐压，特别是加强绝缘无数字隔离通道可靠性较低成本较高在解决电源隔离和信号隔离的难题时通常采用隔离电源模块的方案，相较于上述方案，NSiP884x 实现了单颗芯片同时解决电源隔离和信号隔离的双重难题，使用操作更加简单，并且不需要设计复杂的隔离电源电路。 NSiP884x 性能特点内部集成电源和信号隔离，集成度高，易用性强输出负载能力大于100mA 高隔离耐压 >5kVrms 工作效率达到48% 工作温度范围：-40摄氏度——125摄氏度宽输入输出范围：支持3.3-5.5V input 高抗EMC性能：超过10kV的系统ESD能力，超过10kV的浪涌能力低EMI性能：满载输出，通过简单PCB设计，满足CISPR 32 CLASS B的要求具有过温保护和输出短路保护具有softstart功能支持电源电压和数字隔离逻辑电平分开支持电源输出不使能，低功耗模式 NSiP884x 采用 SOIC16WB 封装形式，可与市场上主流的同类产品 pin to pin 兼容。NSiP884x 的电源工作效率为48%，比同类产品高出15%，工作温升值为68.5摄氏度，支持 softstart 电源特性，低EMI的特性使其更适用于对可靠性有要求的应用环境。 NSiP884x的工作温升值为68.5摄氏度，同类产品的工作温升值为164.3摄氏度 NSiP884x 系列产品优异的性能及其极高的性价比，相信广大的设计开发者会对NSiP884x系列产品“倒履相迎”！

时间：2019-09-30 关键词：芯片 DC/DC 新品发布纳芯微电子
开关电源的传导、辐射骚扰解决方法

1 概述目前，电子产品电磁兼容问题越来越受到人们的重视，尤其是世界上发达国家，已经形成了一套完整的电磁兼容体系，同时我国也正在建立电磁兼容体系，因此，实现产品的电磁兼容是进入国际市场的通行证。对于开关电源来说，由于开关管、整流管工作在大电流、高电压的条件下，对外界会产生很强的电磁干扰，因此开关电源的传导发射和电磁辐射发射相对其它产品来说更加难以实现电磁兼容，但如果我们对开关电源产生电磁干扰的原理了解清楚后，就不难找到合适的对策，将传导发射电平和辐射发射电平降到合适的水平，实现电磁兼容性设计。 2 开关电源传导骚扰 2.1 传导发射的产生开关电源的传导骚扰是通过电源的输入电源线向外传播的电磁干扰。在开关电源输入电源线中向外传播的骚扰，既有差模骚扰、又有共模骚扰，共模骚扰比差模骚扰产生更强的辐射骚扰。传导骚扰的测试频率范围为150KHz～30MHz，限值要求如下表1 所示：在0.15MHz～1MHz 的频率范围内，骚扰主要以共模的形式存在，在1MHz～10MHz 的频率范围内，骚扰的形式是差模和共模共存，在10MHz 以上，骚扰的形式主要以共膜为主。传导发射的差模骚扰的产生主要是由于开关管工作在开关状态，当开关管开通时，流过电源线的电流线形上升，开关管关断时电流突变为0，因此流过电源线的电流为高频的三角脉动电流，含有丰富的高频谐波分量，随着频率的升高，该谐波分量的幅度越来越小，因此差模骚扰随频率的升高而降低，另外，如下图1 所示，由于电容C5 的存在，它与电感L3 组成低通滤波器，因此，差模传导骚扰主要存在低频率段。共模骚扰的产生主要原因是电源与大地(保护地)之间存在有分布电容，电路中方波电压的高频谐波分量通过分布电容传入大地，与电源线构成回路，产生共模骚扰。如上图 1 所示，L、N 为电源输入，C1、C2、C3、C4、C5、L1、L2 组成输入EMI 滤波器，DB1 为整流桥，L1、VD1、C6 和VT2 为功率因数矫正主电路，VT2 为开关管，开关管的D 极与管子的散热器相连，开关管安装在散热器上时，与散热器之间形成一个耦合电容，如图1 中的C7 所示，开关管VT2 工作在开关状态，其D 极的电压为高频方波，方波的频率为开关管的开关频率，方波中的各次谐波就会通过耦合电容、L、N 电源线构成回路，产生共模骚扰。电源与大地的分布电容比较分散，难以估算，但从上面的图1 来看，开关管VT2 的D 极与散热器之间耦合电容的作用最大，在上面的图1 中，从整流桥到电感L3 之间的电压为100Hz 的工频波形，而从电感L3 到二极管VD1 和开关管VT2D 极之间的连线的电压均为方波电压，含有大量的高次谐波。其次电感L3 的影响也比较大，但L3 与机壳的距离比较远，分布电容比开关管和散热器之间的耦合电容小的多，因此我们主要考虑开关管与散热器之间的耦合电容。 2.2 传导骚扰的解决方法 2.2.1 EMI 滤波器解决传导骚扰目前大都采用无源滤波器，如上图 1 中所示，C1、C2、C3、C4、C5、L1、L2 组成一个EMI 滤波器，L1、L2 是两个共模电感，一般来说，在共模电感当中，含有20%左右的差模电感，与电容C1、C2、C3 构成差模滤波器，C4、C5 是共模电容，与电感L1、L2 构成共模滤波器。共模电感量的计算：假设开关管集电极的干扰电压在 400V 左右，转换成dB(μV)为：传导发射测试设备内部的去耦网络(LISN)内阻Zin 标准为50Ω。则耦合电容C7 与测试设备去耦网络的内阻Zin 对骚扰电平的衰减为：则：如果不加EMI 滤波器时，电源输出端口所测得的骚扰电平为：表 1 中A 级电源端口传导限值的要求为79 dB(μV)，显然大大超过了限制的要求。则需要滤波器在 150KHz 处的衰减为：112-79=33 dB，考虑到至少有6dB 的裕量，EMI 滤波器的在150KHz 处的衰减应大于39dB，我们取40dB。二阶滤波器的衰减特性是-40dB/10 倍频，在图1 中有两个二阶滤波器，衰减特性是-80dB/10 倍频，则滤波器的转折频率应在：47KHz 左右，考虑到其他因素的影响，滤波器的转折频率取为40KHz。共模电容 C4、C5 取4700P(考虑到漏电流的问题，不能取太大)，则：C=C4+C5=9400P。根据计算得：L=1.7mH 在设计EMI 滤波器的时候，为了有效的抑制骚扰信号的目的，必须对滤波器两端将要连接的源阻抗进行合理的搭配，当滤波器的输出阻抗Zo 和负载阻抗RL 不相等时，在这个端口会产生，反射系数ρ由下式来定义：当 Zo 和RL 相差越大，端口产生的反射越大。 EMI 滤波器中的共模电感含有20%左右的差模电感，与X2 电容构成差模滤波器，在上面的原理图中，X2 电容C1、C2、C3 对传导骚扰的低频端影响比较大，主要原因是因为在低频段，骚扰的方式主要以差模的方式存在，增大C1、C2、C3，可以减小低频段的骚扰电平，但取值一般不超过0.47～2.2μF，如果适当增大电容，低频段仍然超标，可以增加差模电感来解决。 2.2.2 其他方法 EMI 滤波器是采用切断传播途径的方法来减小传导发射的骚扰电平，另外我们也可以从发射的源来着手，减小发射源向外发射的电平。 1：如下图2 所示：图2 中，在PFC 升压电感上增加一个辅助绕组，该绕组的匝数与主绕组相同，方向与主绕组相反，C7 是开关管与散热器之间的耦合电容，如图所示增加一个与C7 容量大致相同的一个电容接到散热器与辅助绕组之间，这样C7、C8 耦合到散热器的骚扰信号幅度相同，方向相反，两个信号刚好可以相互抵消，大大减小向外发射的骚扰电平。 2：如下图3 所示：在图3 中，增加一个高频电容C8，接在开关管散热器与输出地之间，该电容与散热器的连接处离开关管越近越好，该电容选用安规电容，容量在4700P 到0.01μf 之间，太大会使电源的漏电流超标，经过电容C7 耦合到散热器上的骚扰信号经过C8 衰减，衰减的系数为由于 C8 比C7 大许多，上式可以简化为：可见，假设 C7 为30P，C8 为4700P，则向外发射的骚扰信号被衰减了157 倍，近45dB。[!--empirenews.page--] 3 开关电源的辐射骚扰 3.1 辐射骚扰的空间传输 1. 远场和近场电磁能量以场的形式向四周传播，就形成了辐射骚扰，场可以分为近场、和远场，近场又称为感应场，它的性质与场源有密切的关系，如果场源是高电压小电流的源，则近场主要是电场，如果场源是低压大电流，则场源主要是磁场。无论近场是磁场或是电场，当离场源的距离大于λ/2π时，均变成远场，又称为辐射场。由于开关电源工作在高电压，大电流的状态下，近场即有电场，又有磁场。 2. 骚扰的辐射方式 ● 单点辐射，主要模拟各相同性的较小的辐射源，辐射的强度可表示为：式中，P 表示发射的功率，r 表示离发射源的距离。可见，单点辐射强度与距离成反比，与发射源的功率的平方根成正比。 ● 平行双线环路的辐射主要模拟差模电流回路的辐射源，其辐射强度可以表示为：式中 A 为差模电流所包围的面积，I 是差模电流的大小，r 是离辐射源的距离，λ是波长。可见差模辐射强度与差模电流的大小和差模电流所包围的面积成正比，与距离成反比，与频率的平方成正比。因此应在高频噪声源处加高频去耦电容，以免高频噪声流入电源回路中。 ● 单导线的辐射单导线的辐射公式可以用来估算共模电流产生的辐射的大小：式中，I 是共模电流的大小，r 是到共模电流源的距离， l 是导线的长度，λ是波长。 3. 共模电流辐射两根相近的导线，如果流过差模电流，则导线产生的电磁场由于方向相反，大小相等而相互抵消，但如果流过共模电流，时两根导线产生的电磁场相互叠加。因此大小相同的共模电流所产生的空间辐射要比差模电流产生的空间辐射强度大的多，根据实验，两者的辐射强度相差上千倍。所以，开关电源的辐射主要是由共模电流引起的。 ● 共模电流辐射的基本模式共模辐射有两种驱动模式，一种是电流驱动模式，一种是电压驱动模式，在开关电源中，起主要作用的主要是电压驱动模式。 ● 产生共模辐射的条件产生共模辐射的条件有两个，一是共模驱动源，一个是共模天线。任何两个金属体之间存在射频电位差，就构成一副不对称振子天线，两个金属导体分别是天线的两个极，对于一个开关电源来说，如下图所示：图4 中C7 是开关管和散热器之间的耦合电容，散热器和与开关管D 极相连接的印制线为天线的两个极，在分析时可以简化为下图5：图中，Vs 为骚扰源，对图4 来说，就是开关管VT2 的D 极，L1、L2 相当于天线的两个极，一个极是与开关管D 极相连的印制线，另外一个极是散热器及与之相连的接地线，C是天线两极之间的耦合电容，即图4 中开关管与散热器之间的耦合电容。共模辐射主要有天线上的共模电流的大小决定，因此，天线两极 L1、L2 之间的耦合电容越大，辐射功率越大。另外，当天线的两个极的总长度大于λ/20时，才能向外辐射能量，并且当天线的长度与骚扰源的波长满足下列条件时，辐射能量才最大。 3.2 开关电源的辐射源要解决和减小开关电源的电磁辐射，首先要了解开关电源的辐射源在那儿。对于一个前级带有PFC 功率因数矫正电路的开关电源来说，辐射骚扰的源主要分布下面几个地方(开关电源中的辐射源例如驱动等，相对于下面所列的要弱的多，所以可以不与考虑)。 1. PFC 开关管 2. PFC 升压二极管 3. DC/DC 开关管 4. DC/DC 的整流管、续流管 5. PFC 升压电感 6. DC/DC 变压器 ● PFC 开关管和DC/DC 开关管的辐射原理如上面所述，属于电压驱动模式的驱动源，升压电感和变压器属于差模骚扰源，主要原因是漏感的存在，导致电磁能量泄露，向外发射电磁能量。 ● PFC 升压二极管和DC/DC 的整流二极管在反向截止时，存在反向恢复电流，如下图所示：图中所示的是实际测试的PFC 升压二极管关断瞬间的反向恢复电流(不加吸收的情况下)，在图4 中，该反向恢复电流主要通过C6、VD1、VT2 构成回路，形成差模辐射，另外，由于由于引线电感的存在，很小一部分的电流会通过散热器与开关管VT2 之间的耦合电容C7 向外流，形成共模辐射。 DC/DC 的整流二极管和续流管的反向恢复电流会导致二极管的反向电压出现很高的电压尖峰，下图 7 是正激电路的输出滤波电路。图7 中，TI 是变压器，VD1、VD2 分别是整流管和续流管，由于整流管、续流管在由导通转向截止时有反向恢复电流，该反向恢复电流在VD1、VD2 两端产生比较高的电压峰值，由于快恢复二极管的反向恢复电流在几十nS，所以峰值电压的频率较高，其基波频率在几十MHz，由于频率很高，辐射能力很强，下图8 是整流管和续流管的电压波形。在上图7 中，整流管、续流管固定在散热器上，散热器接大地，由于二极管的阴极与管壳的散热板直接相连，管壳的散热板与散热器之间就形成了耦合电容，整流管、续流管在截止时产生的高压尖峰就通过耦合电容流动，产生共模辐射，输出线和地分别是天线的两个极。 ●开关电源其他的辐射源如印制线与机壳之间分布电容引起的共模辐射、内部电路工作时产生的差模辐射等，与前面的几个辐射源相比要小得多。 3.3 辐射骚扰的解决措施上面分析了辐射骚扰产生的原因和开关电源的辐射源，再解决开关电源的辐射问题就比较容易了。 3.3.1 开关管发射源引起的辐射发射上面所介绍的输入端口的传导骚扰，是通过输入线向外发射的，同时，输入线又是一个天线，共模电流在流过输入线的时候，就会向空间发射电磁能量，产生辐射骚扰，因此对于上面解决传导发射的措施，在减小了传导发射的同时，也大大减小了输入端口的辐射发射。对于辐射源 DC/DC 开关管，也可以采取与PFC 开关管的相同的措施，来减小驱动源的电压幅度，较小辐射发射的强度。下面图 9 是采取在PFC 开关管散热器对PFC 输出地加电容与不加电容辐射强度的对比。图中，前面是加电容的，后面是不加电容的，从两个图中可以看出，在50MHZ 附近，辐射骚扰电平在加了电容以后降低了尽10DB，在120MHZ 到220MHZ 的频率范围内也降低了10DB 左右。 3.3.2 DC/DC 整流管、续流管发射源对于 DC/DC 整流管、续流管发射源，除了增加吸收，减小二极管两端的峰值电压、在二极管的管脚上套饱和磁环以减小反向恢复电流外，还可以采取以下措施。 1. 在整流管、续流管与散热器的接触点附近对输出地接电容，如下图 10 所示：图中C2 是二极管VD1 和VD2 与散热器之间的耦合电容，容量一般在几十PF，C3 是增加的电容，C3 要远大于C2，DC/DC 整流管、续流管上的电压峰值经过C2 与C3 的分压，幅度大大降低，就可以大大减小向外的辐射。 2. 采用如下图 11 所示的电路形式。在上图的电路形式中，将输出滤波电感放在输出的负端，VD1、VD2 的输出直接接在输出滤波电容的正端，这样，整流管、续流管的阴极接固定电平，通过阴极连接的散热面与散热器之间的耦合电容向外流动的共模电流就会大大减小，从而大大减小输出端口的辐射电平。 3.3.3 机箱屏蔽开关电源的辐射除了上述的辐射源主要通过输入输出端口向外辐射以外，电源的控制电路、驱动、辅助电源、变压器、电感等直接向空间辐射电磁能量，因此需要采用机箱进行屏蔽，机箱屏蔽要考虑机箱的材料、厚度和孔缝对屏蔽效能的影响。 1.吸收损耗当电磁波进入金属屏蔽体后会产生感应电流，变为热能而消耗掉，所以电磁波进入金属导体中以指数的方式很快衰减，传输距离很短。我们将电磁波衰减到原来 1/e，即0.37 倍时的距离称为集肤深度δ 集肤深度δ与材料的性能和频率有关，可用下面的公式表示：公式中，μ是材料的磁导率，σ是材料的电导率。 2. 反射损耗当电磁波到达两种介质表面时，因阻抗不匹配而发生反射，所引起的电磁波能量损耗称为反射损耗。辐射骚扰所测试的频率范围是 30MHz～1000MHz。如果单纯的只考虑30MHz 以上的电磁屏蔽，薄薄一层的导体就可以达到很高的屏蔽效能，但对于频率比较低的电场或磁场，就要考虑屏蔽所使用的材料和厚度了。 3. 孔缝对屏蔽的影响在实际的应用当中，机箱上总是存在有接线孔、通风孔以及机箱各面之间的连接缝隙，如果机箱的孔缝尺寸不合理，将使屏蔽效能大大降低，一般来说，孔缝的尺寸应小于十分之一到百分之一的波长，才能达到相应的屏蔽效果。如果上限频率按1000MHz 来考虑，孔缝的尺寸应小于：3～0.3cm。由于开关电源的电磁辐射频率范围一般在30MHz 到500MHz 之间，屏蔽的上限频率可以按500MHz 来考虑。

时间：2019-08-28 关键词：开关电源电源技术解析 DC/DC
如何为5G基站组件选择合适的电源

自80年代初引入模拟蜂窝网络以来，蜂窝通信已有了长足发展。如今，随着市场由4G向5G网络解决方案迁移，蜂窝通信行业正在为实现更快数据传输速度、更低延迟以及容量、用户密度和可靠性的巨大飞跃奠定基础。例如，5G不仅可以提高数据速率(100倍)和网络容量(10倍)，还可将延迟大幅降低到 1ms以下，并同时实现数十亿互联设备近乎无处不在的连接，这些互联设备是不断增长的物联网(IoT)的一部分。一个典型的5G波束成型发射器由数字MIMO、数据转换器、信号处理组件、放大器和天线组成。 5G系统波束成型发射器的高层功能框图 FPGA的供电为了充分实现5G的优势，设计人员需要使用更高频率的无线电，通过整合更多集成型微波/毫米波收发器、现场可编程门阵列(FPGA)、更高速率的数据转换器以及适合更小蜂窝的高功率低噪声功率放大器(PA)，才能充分利用新频谱，以满足未来的数据容量需求。此外，这些5G蜂窝还将包含更多的集成天线，才能应用大规模多路输入、多路输出(MIMO)技术以实现可靠连接。因此，需要各种最先进的电源为5G基站组件供电。现代FPGA和处理器采用先进纳米工艺制造，因为它们通常要在紧凑封装内的高电流条件下采用低电压(<0.9V)执行快速计算。此外，新一代FPGA需要更低的内核电压以大幅提高计算速度，同时又要求更高的I/O接口电压，并且还需要额外的DDR存储器供电轨。因此，单个FPGA实际上需要具有严紧容差的多个电压和不同的额定电流，以实现最优操作。更重要的是，为了避免损坏，必须以正确的顺序对这些电压轨的时序进行控制。使用最新的半导体技术结合领先的电路拓扑和先进封装技术来构建电源，可以满足这些严格的要求。然而，如果设计人员未能正确使用合适的电源管理解决方案，则会导致各种风险，从低效率到热性能以及其他不希望出现的性能相关的问题。高速数据转换器的低噪声供电同样，运行速度更快的精密数据转换器(如模数转换器(ADC)和数模转换器(DAC))也需要多个电源轨，例如具有极低噪声和直流纹波的1.3V、2.5V和3.3V。通常，这些高速ADC和DAC布设在拥挤的印刷电路板(PCB)上，可用空间有限。因此，在设计这些高速数据转换器的电源系统时，ADC和DAC的电源灵敏度必须是首要考虑因素。通过将先进半导体和封装技术的优势相结合，ADI的?Module?Silent Switcher?稳压器可以轻松地解决此问题，满足高速数据转换器的效率、密度和噪声性能需求。Silent Switcher LTM8065便是一个很好的示例，它可以为这些器件提供一个低噪声、更紧凑、更高效的供电解决方案。与传统的分立式解决方案不同，LTM8065可以显著减少组件数量和电源板空间，而不必牺牲数据转换器的动态性能。该器件在符合RoHS标准的单个BGA封装中集成了开关控制器、电源开关、电感和所有支持组件。在某些情况下，为了最大程度地提高电源电压抑制比(PSRR)性能，可以在开关稳压器之后的电源路径中使用线性稳压器。ADP7118便是一款这样的低压差(LDO)、低噪声线性稳压器，可处理宽输入电压范围，具有高输出精度、低噪声、高PSRR以及出色的线路与负载瞬态响应性能。而且，该产品系列还有更多型号，可以使用ADI的LTpowerCAD和LTspice?等软件工具进行正确选择。 PA和收发器的电源管理这些新一代无线电整合了集成型收发器和低噪声、高功率微波/毫米波PA，并具有更宽带宽，它们的数字控制和管理系统需要使用多种专用电源技术。例如，基于氮化镓(GaN)的低噪声、高功率PA将需要高达28V至50V的电压，同时基于FPGA的控制和高速ADC和DAC将需要多个更低的电压，并具有适当的时序控制、监控和保护功能。最先进的DC/DC转换器可提供这些5G PA所需的效率(>90%)、功率密度、低噪声性能和控制功能。在新一代(5G)产品性能必须超越上一代(4G)的巨大压力下，几乎没有任何折衷的余地。因此，ADI作为专注于基站RF链的各个方面并拥有为这些应用供电所需电源管理工具的全面知识的一家公司，能够为当今的5G PA和收发器提供合适的电源方案。ADI可提供业界最广泛的高性能Power by Linear?产品组合，从高效率、高密度DC/DC转换器模块到电源管理IC (PMIC)和超低噪声线性稳压器(包括电源时序、监控和保护功能)，从而可以为5G信号链供电提供更全面的方法。 ADI的Module稳压器和Silent Switcher技术是完整的电源系统化封装解决方案，能够提供精准电压，并在微型封装内实现最高效率(>95%)和高功率密度，具有高可靠性和最低EMI与噪声。这些解决方案专为高性能RF系统的供电而设计，具有最高功率转换效率和密度，而不会增加噪声或对目标无线电信号的干扰，从而确保这些RF PA和其他此类RF电路的最佳性能。同样，为了应对电路中需要多个供电轨时的电源时序控制挑战，ADI提供了时序控制器系列，范围从两个电源(ADM6819/ADM6820)到17个通道(ADM1266)。为了确保系统正常、高效和安全地工作，对器件电压、电流或温度进行监控至关重要。为此，ADI提供了LTC2990等器件。总结总之，ADI的Power by Linear产品组合包括低噪声LDO稳压器、低EMI且高度集成的多轨DC/DC转换器?Module器件、Silent Switcher 技术以及其他电源管理IC(包括电源时序控制器、监控器和保护电路)，所有这些都使ADI有能力提供业内最广泛的电源产品系列。该系列可全面满足5G基站组件的供电所需，包括软件设计和LTpowerCAD和LTspice等仿真工具。这些工具简化了为器件选择正确的电源管理解决方案的任务，因此可以为5G基站组件提供最佳电源解决方案。

时间：2019-08-13 关键词：转换器电源技术解析 DC/DC
基于LM5036“智能”型半桥DC/DC电源设计方案

LM5036是一款高度集成化的半桥PWM控制器，集成了辅助偏置电源，为电信，数据通信，工业电源转换器提供高功率密度解决方案。LM5036包含使用电压模式控制实现半桥拓扑功率转换器所需的所有功能。该器件适用于隔离式DC-DC转换器的初级侧，输入电压高达100V。与传统半桥及全桥控制器相比，LM5036有着自身不可替代的优势：集成辅助偏置电源，为LM5036及原边和副边元器件供电，无需外部辅助电源，减少电路板尺寸和成本，有助于实现高功率密度和良好的热可靠性。增强的预偏置启动性能可实现负载带压启动时，输出电压的单调递增并避免倒灌电流。通过脉冲匹配改善了逐周期电流限制，从而在输入电压范围内产生均匀的输出电流限制水平，并且还可以防止变压器饱和。为此从控制器应用角度出发，我们设计基于LM5036控制器的典型应用电路。评估板LM5036EVM-264采用以下的设计指标，在LM5036数据手册的设计实例部分，也采用了同一个设计电路进行说明。下图为LM5036评估版的设计原理图及功能说明。原理图上部是半桥隔离电路及副边同步整流电路。中间部分是Fly-buck结构的辅助电源部分。 Fly-buck在原边产生的电源(1)用于给LM5036供电。在副边产生的电源Vaux2(2)给副边的元器件进行供电，例如运算放大器，光耦，隔离驱动等。如前面在预偏置启动部分的介绍，Vaux2同时参与了预偏置启动过程，作为一个沟通原边和副边的一个使能信号。 LM5036 REF引脚(4)是一个5V的电压输出，带有39mA的驱动能力。在LM5036评估板的设计中，REF输出用于给隔离驱动UCC21225A及光耦在原边的供电。在其他设计中REF还可以用于给版上其他IC或器件进行供电。 LM5036的双路PWM(5)输出带有2A的驱动能力，在评估板设计中直接驱动半桥的功率管而不需要额外的驱动电路。 LM5036的双路同步整流SR输出，通过隔离驱动来驱动副边的同步整流管。在输入电压较低的应用中，同步整流可以提到效率。 LM5036的输入引脚VIN可以直接连接到最大100V的电压输入(6)。在需要大于100V输入的应用中，LM5036也可以通过连接电路的配置支持大于100V的应用场景。原理图中标识(7)部分配有跳线对LM5036的ON/OFF引脚的外围电路进行选择，从而配置LM5036在错误清除时，工作在锁死或是自动启动状态。 [!--empirenews.page--] 在LM5036的EVM板级分布也比较清晰，如下图所示，包括输入滤波部分，半桥拓扑架构和二次侧整流部分，集成辅助源部分，以及副边反馈的反馈回路部分。整体设计输入电压48V，输出电压12V，满载电流8A;在整个EVM 设计文档中，有着详细设计流程，以及相关的测试波形。本文着重介绍一些典型测试波形以及在设计中的一些计算文档用来提高设计计算效率。下图即为LM5036评估板的效率曲线图。可以看到即便在轻载范围内，该评估板也可达到较高的效率及较为平滑的效率曲线。在输入电压较低时，可以达到更高的占空比，有助于效率的提升。对于LM5036的预偏置启动功能：下图是预偏置启动的测试波形。测试条件为输入48V，启动时输出端带有2V的电压(4通道波形)。蓝色波形为原边开关波形，绿色为输出电压，黄色为输出电感电流。可以看到，输出电压在带有2V的预偏置时，启动后可以达到单调上升，没有下跌或过冲的输出。 LM5036EVM 预偏置启动测试在整个LM5036EVM-264 评估板设计环节，除此之外，还有很多的测试波形，例如输出电压纹波，负载动态测试，静态电压电流以及开关节点测试等等很多的测试项。整体而言LM5036作为DC/DC隔离电源控制器，在半桥设计，全桥应用等领域有着得天独厚的优势，随着市场电源产品的发展，在越来越高的功率密度，越来越高的可靠性要求下，LM5036是一款非常不错的隔离电源应用选择。利用本文所提到的典型LM5036设计应用技巧，可大大节省研发时间，提高设计效率。在后续的博客中我们会重点介绍LM5036的各大优势。

时间：2019-08-06 关键词：电源技术解析 DC/DC 制器
电源芯片EN引脚对电机控制板的影响

嵌入式硬件设计将成为21世纪微电子的核心技术的系统级芯片(SoC)设计中的三大关键技术与相互融合的一些研究领域做了详细的阐述,并对SoC设计面临的挑战以及发展趋势进行了展望。某电机控制板带有动力回收的功能，在没有助力电池时，电机的转动也可以继续为控制板供电。而电机的不均匀转动会产生快速波动的电压，从而导致电源芯片输出极不稳定的电压，使得后级设备在极短的时间内频繁的上下电，导致板子上的蓝牙模块频繁丢失固件甚至烧坏，降低了产品性能。后来通过调整电源芯片EN引脚的相关配置，完美解决了该问题。想知道对EN做了什么“手脚”吗?小小的EN还蕴含着什么样的大智慧呢? 一、概述 EN即Enable，即“使能”的意思，不同的芯片的叫法也有所不同，如EA、RUN等。而它们的功能基本是一样的，即只有该引脚激活时，芯片或模块才能正常的输出。针对这一功能，我们可以添加一些简单的外围电路来实现稳定芯片或者输出上电排序的功能。一些较高级的电源芯片的EN引脚通常还带有滞回的特性。二、应用技巧 1.巧用分压电阻，实现电源芯片的稳定输出对于电源芯片，我们通常使用分压电阻将EN信号接到电源的输入引脚上，来防止EN端的电压超过它的耐压值。而在满足耐压值得条件下，还要将EN脚的电压设定在“合适”的范围。例如文章一开始提到的，某电机控制板的24V电源在给电机供电的同时也通过DC/DC:MP2451输出12V给其他电路供电。在没有助力电池时，电机发电为控制板供电，而电机的转动并非是匀速的，产生了波动较大的电压，如下图1所示，黄色线为电机反向发电电压，绿色则为MP2451输出的电压。图1电机发电曲线和DCDC的输出曲线由上图1可以看出，电机的发电电压(DC/DC的输入电压)VIN大概在6.2V时候就使能了DC/DC输出，此时输入电压小于设定的12V输出电压，使得DC/DC内部的MOS管由于输出反馈的作用一直在快速的导通和关闭，形成了一个噪声包络随着输入波动的、不稳定的输出电压。当电机的发电电压大于12V时，DC/DC才输出了平稳的12V电压。这是因为电路中的分压电阻网络设置不当，在输入电压很低的时候就达到了EN的阈值电压，导致过早使能电源芯片输出。这就是设计过程中只考虑了将电源芯片的EN引脚电压设置在耐压值以下，而未考虑将EN脚的分压网络设定在“合适”的范围的例子。那么EN脚的分压网络设定在什么位置比较合适呢? 图2EN使能输出曲线 l如曲线①所示，输入电压较低时就达到了VEN的使能阈值，使能芯片输出，此时输出受到输入波动的影响且上电缓慢，影响了后级电路的工作稳定性; l如曲线②所示，输入电压VIN上升到70%~80%的时候，VEN才到达使能阈值，此时芯片输出摒除了输入电源的不稳定阶段，上电迅速，输出平稳，减小了输入电压波动的影响; l同时预留了20%~30%的余量避免了输入电源波动导致输出关闭的问题; l由此可知将电源芯片的EN阈值电压通过分压网络设定在70%~80%×VIN是较为合理的，EN阈值可以通过芯片手册查得。如下图3所示，根据已知的EN阈值和输入电压即可求得合适的分压电阻比例。图3根据已知的EN阈值分配网络电阻图4是调整EN引脚的分压电阻阻值后的输出波形，输出的电压波动得到了明显的改善。再继续调整分压电阻阻值，就可以得到更加平稳的输出波形，此方法简单有效的解决了前面提到的输出不稳定的问题。图4调整分压电阻后的电压波形由此可见，小小的EN引脚，设置不当也会引起不小的麻烦，因此在满足EN耐压值的件下，根据实际情况将EN的输入电压稳定在“合适”的范围之内，也是非常重要的。这个小小的使用技巧，您学会了吗? 2.巧用EN功能，实现上电时序电路设计中，芯片或模块往往需要多种工作电源，同时对这些电源的上电顺序也提出了相应的要求。若没有满足这些上电时序的要求可能导致总线冲突、器件闩锁等故障。例如某系统上的工作电源有VCC_Core、VCC_DDR、VCC_DIO三种电源，通过分立的电源芯片控制。此时可以通过调整电源芯片EN引脚的RC回路来控制上电时序，即图中的R1和C1。图5 RC延时电路 RC时间常数大的也必定产生动作延迟，即后开始工作，改变不同的参数得到不同的延时时间，从而控制分立电源芯片的上电时序。此法还可以满足用一个EN信号控制多个电源芯片的使用需求。需要注意的是RC中的电阻也不能过大，要满足EN引脚所需的电流需求。如下图所示为某电源芯片手册中EN输入电流条件。图6 EN脚输入电流举例三、总结通过对EN的控制，可以实现相应的功能，包括合理设置EN的静态工作点，既可以避免在电源电压不稳定阶段开启芯片电源供电，又能避免在正常工作时，电源电压波动引起系统意外掉电。通过对EN的逻辑时序控制，可以实现多路电源上电时序的控制。此外，在EN端加上适当的控制电路，可以放大EN的滞回电压。这一点对于电池供电的系统，在电池接近耗尽的时候，可以避免电路循环重复上下电。由此可见，这看似简简单单的EN引脚，使用时也是需要多加注意的。通过本文的介绍，您是不是也觉得这小小EN，蕴含大大的智慧呢?

时间：2019-07-29 关键词：电源技术解析控制 DC/DC
CAN/LIN SBC初学者指南

SBC是纯粹的集成电路，它将控制器局域网络(CAN)或本地互联网络(LIN)收发器与内部/外部“功率器件”集成在一起。该功率器件可以是低压差线性稳压器(LDO)、DC/DC转换器或两者兼有。当设计师需要更多输出功率，或需要离散式解决方案的布局选项并且该离散式解决方案需要收发器和离散式LDO或DC/DC转换器，这时SBC是您的理想选择。 SBC对于市场来说不是新生事物，但是，近期在集成和性能方面的创新均拓展了这些设备的使用。对汽车设计师而言，其高水平的集成和更高的可靠性可以使其实现质量更轻和成本更低的设计。从经典CAN向灵活数据速率CAN(CAN FD)的转型，要求解决方案能够弥补CAN FD控制器处理器可用性之间的差距，同时亦有助于增加经典CAN/CAN FD总线的数量。在比较深入地介绍SBC之前，我们首先来重点谈谈CAN或LIN收发器。如果您熟悉这些协议，您就一定知道这些收发器提供其相应技术的输入和输出。一旦它们收到数据包，这些收发器就会将数据传送给微控制器或微处理器进行进一步的操作。反之，它们会从同一处理器接收信息，经由相关总线进行出站通信。尽管CAN和LIN收发器在本质上看是相当基础的技术，但供应商持续向其添加更多功能，在力求增加保护功能的同时，削减设计的复杂性、空间和成本。这些功能通常包括总线故障保护和静电释放保护，以及通过1.8 - 3.3V 或 1.8 - 5V输入/输出(也称为VIO)与处理器往返数据的能力。下面我将重点介绍基于LDO的SBC，不过相同的概念也适用于具有更高输出的DC/DC转换器。一个很恰当的SBC示例是TCAN4550-Q1，它将CAN FD控制器和收发器置于单一的封装内。该设备藉由串行外围接口(SPI)与微控制器和微处理器通信，在大部分处理解决方案中占有重要地位，支持向几乎所有的设计增添CAN FD的先进功能。图 1是该设备及其如何连接到微处理器的基本框图。图1：突出显示了处理器/设备连接的TCAN4550-Q1框图 TCAN4550-Q1提供的其它功能包括VIO(1.8V、3.3V和5V支持);唤醒;休眠;及在非正常可用情况下支持处理器功能的超时看门狗等。图 2突出显示了SBC(蓝色突出显示)的LDO部分。TCAN4550-Q1的集成式LDO提供125 mA电流。约50 mA用于为CAN FD收发器供电，并保持高达70 mA的输出为嵌入式微控制器或其它组件供应电流。图2：突出显示LDO的TCAN4550-Q1 CAN和LIN SBC将继续集成关键功能，以支持以前需要多个分立设备提供的诸多功能。其中包括更多LDO、用于提高输出电流的DC/DC转换器、用于开/关处理器的高压侧开关以及多种协议支持。德州仪器(TI)拥有利用其标准CAN和LIN收发器系列开发出来的CAN和LIN SBC。TLIN1441-Q1 LIN SBC还包括上述提及的许多功能和一个125-mA LDO。

时间：2019-07-09 关键词：转换器电源技术解析 DC/DC
通过12 V至12 V双向DC/DC控制器实现汽车双电池冗余

种种迹象表明，自动驾驶汽车的革命性发展即将全面来临。汽车公司正在与Google和Uber等科技巨头以及知名创业公司合作开发新一代自动驾驶汽车，这些汽车技术将改变我们的城市道路和高速公路，为未来的智慧城市奠定基础。他们将利用机器学习、物联网(IoT)和云等技术等加速这一发展。更重要的是，自动驾驶汽车将继续推动已经由Uber和Lyft等共享出行服务商发起的行业变革。各类技术汇集在一起，将创造了一个由智能无人驾驶车辆组成未来交通的世界。最终，所有自动驾驶汽车都将通过集成传感器、摄像头、雷达、高性能GPS、光探测和测距(激光雷达)、人工智能(AI)和机器学习，以实现一定程度的自治。而其与安全和可扩展的物联网、数据管理和云解决方案的连接也很重要，因为它们为收集、管理和分析传感器数据提供了具有弹性和高性能的基础。从环境效益到安全性的提升，车联网的兴起都具有深远的社会影响。路上汽车的减少也意味着减少了温室气体排放，从而降低了能耗并改善了空气质量。对于自动驾驶汽车和智能道路系统而言，端点遥测、智能软件和云技术都是不可或缺的。自动驾驶汽车中的车载摄像头和各类传感器收集大量数据，同时这些数据必须得到实时的处理以使车辆行驶在在正确的车道上，并安全地驶向目的地。基于云技术的网络和连接也是这一系统的重要组成部分。自动驾驶汽车将配备支持车辆间通信的车载系统，允许它们从道路上的其他车辆中学习，以便根据天气变化以及路况变化(诸如弯路和路上杂物等)进行调整。先进的算法和深度学习系统是确保自动驾驶汽车能够快速且自动适应各种场景变化的关键。除特定组件(例如云计算基础架构的可扩展性和智能数据管理)之外，还需要包括供电电源在内的关键任务系统的冗余。之前已经发布的冗余电池冗余解决方案，如LTC3871，可工作在两个具有不同额定电压的电池系统间，例如48 V锂离子电池和12 V铅酸电池。但是大多数现有的解决方案都没有能为相同电压的电池提供冗余，例如两个12 V、24 V或48 V电池，至少到目前为止是这样。显然，一个可以在两个12 V电池之间工作的双向降压-升压DC/DC转换器是需要的。这种DC/DC转换器可用于为其中任何一个电池充电，也可以让两个电池同时为同一个负载供电。此外，如果两个电池中的任何一个发生故障，则需要能够检测到该故障并将其与另一个电池隔离，以便可以继续为负载供电而不会造成中断。ADI公司最近发布的LT8708双向DC/DC控制器，可以连接两个具有相同电压的电池，从而解决了这一关键问题。单通道双向控制IC解决方案 LT8708是一款效率高达98%的双向降压-升压开关电源控制器，可在两个电压相同的电池之间工作，非常适合用于实现自动驾驶汽车的电池冗余。同时它可以在输入电压高于、低于或等于输出电压的的情况下工作，非常适合用于电动和混动汽车中常见的两个12 V、24 V或48 V电池系统。LT8708工作在两个电池系统之间，即便其中一个电池发生故障，也可以防止系统关闭。LT8708还可以用于48 V/12 V和48 V/24 V双电池系统。 LT8708采用单电感，当工作的输入电压范围为2.8 V至80 V，输出电压范围为1.3 V至80 V时，根据所选的外围器件和主电路相数的不同，可提供高达数千瓦的转换功率。它简化了在对VOUT、VIN和/或IOUT、IIN进行正向或反向调节时，电池/电容备份系统的双向功率变换。LT8708具有六种独立的调节模式，可适用于多种不同的应用。 LT8708-1与LT8708并联使用，可以增加大转换功率和相数位。LT8708-1始终作为主机LT8708的从机工作，可以错相设置时钟，并且能够提供与主机相当的转换功率。一个主机最多可同时连接12个从机，从而增加系统的功率和电流变换能力。转换器输入端和输出端的正向和反向电流可以进行监测和限制，通过四个电阻可以独立设置所有四个限流(正向输入、反向输入、正向输出和反向输出)。与方向设置(DIR)引脚相结合，LT8708可配置为处理VIN至VOUT或VOUT至VIN的功率，非常适合于汽车、太阳能、电信和电池供电系统。 LT8708采用5 mm × 8 mm、40引脚QFN封装，有三种温度等级可供选择，包括适用于–40°C至+125°C工作范围的扩展和工业等级以及–40°C至+150°C高温工作范围的汽车等级。图1显示了简化的LT8708框图。完整的解决方案图2中的框图显示了在汽车应用中完成双电池冗余电路设计所需的其他部件。如图所示，LT8708与两个LT8708-1一起构成三相解决方案，可在任一方向提供高达60 A的转换电流。通过添加额外的LT8708-1器件，可以实现12相及以上的大功率应用。AD8417是一款双向电流检测放大器，用于检测流入和流出电池的电流。当此检测电流超过预设值时，LTC7001高边NMOS静态开关驱动器会打开背靠背MOSFET，将电池与电路隔离。 LTC6810-2监测并控制锂离子电池。它可精确测量电池单元，并保证总测量误差小于1.8 mV。将多个LTC6810-2并联连接到主处理器将可以为监控电路中的其他电压创建额外的冗余。LTC6810-2具有isoSPI?接口，可用于高速、RF抗扰、远距离通信，并支持双向操作。LTC6810-2还支持通过PWM占空比控制每个单元的被动式平衡和电池的测量冗余。控制概述 LT8708支持输出电压可高于、低于或等于输入电压时的功率变换，具有在输入和输出端进行双向电流的监控和调节功能。ADI享有专利的控制架构允许在降压、升压或降压-升压工作区域采用电感内阻进行电流检测电阻。电感电流由VC引脚上的电压控制，该电压是六个内部误差放大器EA1至EA6的组合输出。这些放大器可用于限制或调节对应的电压或电流，如表1所示。表1.误差放大器(EA1至EA6) VC电压的最小-最大范围典型值为1.2V。VC电压最大值控制最大正向电感电流，从而控制从VIN流向VOUT的最大功率流。VC电压最小值控制最大负反向电感电流，从而控制从VOUT流向VIN的最大功率。在简单示例VOUT的调节过程，FBOUT引脚接收VOUT电压反馈信号，通过EA4将其与内部基准电压进行比较。较低的VOUT电压会升高VC，因此有更多电流流入VOUT。相反，较高的VOUT电压会降低VC，从而减少流入VOUT的电流，甚至从VOUT吸收电流和功率。 . 图1.LT8708简化的双向双12 V电池系统应用原理图。图2.完整的双电池冗余解决方案系统框图。如前所述，LT8708还具有在输入和输出端提供双向电流调节的功能。VOUT电流可以实现正向和反向(分别为EA6和EA2)调节或限制， VIN电流也可以实现正向和反向(分别为EA5和EA1)调节或限制。在一些常见应用中，VOUT可能通过EA4进行调节，其余误差放大器则用于监控输入或输出过流或输入欠压的情况。在其他一些应用中(如电池备份系统)，连接到VOUT的电池可能会以恒定电流(EA6)充电到最大电压(EA4)，也可能反向，这时通过另一些误差放大器向VIN回馈能量以调节VIN并限制最大电流。有关此主题的更多信息，请参见LT8708数据手册。结论 LT8708-1为相同电压双电池的汽车DC/DC系统带来了更高级别的性能、控制和设计简化。无论是将其用于两个电源之间的能量转移以实现冗余，还是用于关键场合的备用电源，LT8708都可以工作在两个具有相同电压的电池或超级电容之间。这一功能为汽车系统工程师在发展汽车电子技术的进程中铺平道路，使汽车更安全、更高效。

时间：2019-05-27 关键词：电源技术解析控制 DC/DC
面向高功率应用的高效率、高密度开关电容电源

DC/DC 转换器的功率密度通常受到体积庞大的磁性元件的限制，特别是在输入和输出电压相对较高的应用中。通过提高开关频率可以减小电感/变压器的尺寸，但因开关切换引起的损耗也会造成转换器效率降低。更好的方法是采用无电感开关电容电源 (电荷泵) 拓扑完全消除磁性元件。与传统DC/C电源相比，电荷泵可在不牺牲效率的情况下将功率密度提高10倍之多。飞跨电容代替了电感存储能量并将其从输入端传递到输出端。尽管电荷泵设计具有优势，但由于启动、保护、MOS管门极驱动等方面存在挑战，开关电容电源历来局限于低功率应用。LTC7820是一款固定转换比例、高电压、高功率开关电容电源控制芯片，可为高功率、非隔离中间总线应用提供具有故障保护功能的小巧、高性价比解决方案。LTC7820 的特性包括：1.薄型外形，高功率密度，可提供 500 W 以上的功率2.用于分压器 (2:1) 的 VIN 最大值：72 V3.用于倍压器 (1:2)/逆变器 (1:1) 的 VIN 最大值：36 V4.宽偏置 VCC 范围：6 V 至 72 V5.软开关：99% 峰值效率和低 EMI6.软启动进入稳态7.输入电流检测和过流保护8.集成MOS管驱动器9.具有可编程定时器和重试功能的输出短路/过压 (OV)/欠压 (UV) 保护10. 耐热性能增强型 28 引脚 4 mm × 5 mm QFN 封装功率密度为 4000 W/In3 的 48 V 至 24 V/20 A 分压器图 1 显示了一款采用 LTC7820 的 480 W 输出的分压器电路。输入电压为 48 V，输出为 24 V，负载电流高达 20 A。16 个 10 µF 陶瓷电容 (1210 尺寸) 用作飞跨电容以传输功率。如图 2 所示，该解决方案的大致尺寸为 23 mm × 16.5 mm × 5 mm，而功率密度高达 4000 W/in3。图 1.功率密度为 4000 W/In3的 48 V 至 24 V/20 A 分压器图 2.解决方案估计尺寸（最大高度为 5 mm）高效率由于在该电路中未使用电感，所有 4 个 MOSFET 均可实现软开关，从而极大地降低了因开关切换引起的损耗。如图 3 所示，该转换器可实现高效率，其峰值效率为 99.3%，满负载效率为 98.4%。图 4 中的热成像图显示了平衡的热设计，在 23°C 的环境温度和没有强制风冷的情况下，其热点温度约为 82.3°C。图 3.48 V 输入、24 V 输出和 200 kHz 开关频率时的效率图 4.48 V 输入、24 V/20 A 输出和 200 kHz 开关频率时的热测试结果。预平衡可避免产生浪涌电流除了出色的效率和热性能之外，LTC7820 还采用了一种专有的预平衡方法，旨在最大限度地减小分压器应用中的浪涌电流。在执行开关操作之前，LTC7820 控制芯片检测 VLOW_SENSE 引脚的电压，并在内部将它与 VHIGH_SENSE/2 进行比较。如果 VLOW_SENSE 引脚上的电压远低于 VHIGH_SENSE/2，则一个电流源会在 VLOW 引脚上注入 93 mA 的电流以将 VLOW 上拉。如果 VLOW_SENSE 上的电压远高于 VHIGH_SENSE/2，则另一个电流源将从 VLOW 吸收 50 mA 的电流以将其下拉。如果 VLOW_SENSE 上的电压接近 VHIGH_SENSE/2 (即在预编程的窗口之内)，则两个电流源都被关断，LTC7820 开始执行开关操作。图 5 显示了在未采用预充电的情况下，启动时会出现巨大的输入浪涌电流，足以损坏 MOSFET 和电容。与此相反，在运用了预平衡方法后，则未观测到过大的浪涌电流 (如图 6 所示)。图 5.未采用预平衡时的启动波形显示存在巨大浪涌电流。图 6.采用 LTC7820 预平衡的启动波形显示浪涌电流被消除良好的负载调整率尽管基于 LTC7820 的分压器是开环控制电源，但是得益于其高效率，仍然可以获得良好的负载调整率。如图 7 所示，满负载时的输出电压仅下降 1.7%。图 7.负载调整率保护功能LTC7820 具有保护功能，可确保高可靠性。过流保护通过高压侧的一个电流采样电阻实现。精密轨到轨比较器负责检测 ISENSE+ 引脚和 ISENSE- 引脚之间的差分电压，这两个引脚采用开尔文方式连接至电流采样电阻。当 ISENSE + 上的电压比 ISENSE- 高 50 mV 时，则触发一个过流保护，FAULT 引脚下拉至地，LTC7820 停止开关操作并根据定时器引脚设置启动重试模式。通过OV/UV窗口比较器可提供进一步的保护。在正常工作中，VLOW_SENSE上的电压应接近VHIGH_SENSE电压的一半。窗口比较器负责检测 VLOW_SENSE，并将其与 VHIGH_SENSE/2 进行比较。可对迟滞窗口电压进行编程，并使其等于 HYS_PRGM 引脚上的电压。在 HYS_PRGM 引脚上采用一个 100 kΩ 电阻时，VHIGH_SENSE/2 电压在启动和正常工作期间必须位于 (VLOW_SENSE ±1 V) 的窗口之内，否则将触发保护，并且 LTC7820 停止开关操作。结论LTC7820 是一款固定转换比例、高电压、高功率开关电容控制芯片，可满足总线转换器、高功率分布式电源系统、通信系统和工业应用的功率密度要求。无需使用电感。

时间：2019-05-16 关键词： adi 转换器 DC/DC ltc7820
一种简单的备份电源

在嵌入式系统需要可靠供电的电信、工业和汽车应用中，数据丢失是个问题。供电的突然中断会在硬盘驱动器和闪存执行读写操作时损坏数据。设计人员常常使用电池、电容器和超级电容器来存储足够的能量，以在供电中断期间为关键的负载提供短期电源支持。 LTC3643 备份电源使得设计人员能够采用一种相对便宜的储能元件：低成本电解电容器。在这里提及的备份电源或保持电源中，当电源存在时，LTC3643 把一个存储电容器充电至 40 V，而当电源中断时，LTC3643 则把该存储电容器的电能释放给关键负载。负载 (输出) 电压可变成为 3 V 和 17 V 之间的任何电压。 LTC3643 可轻松用于 5 V 和 12 V 电压轨的备份解决方案，但是 3.3 V 电压轨解决方案则需要格外谨慎。LTC3643 的最小工作电压为 3 V，比较接近于 3.3 V 的标称输入电压电平。如图 1a 所示，当采用一个隔离二极管将备份电压电源与非关键的电路分离时，这种余量就太紧了。如果 D1 是一个肖特基二极管，其正向压降 (作为负载电流和温度的函数) 会达到 0.4 V 至 0.5 V，足以把 LTC3643 VIN 引脚上的电压置于 3 V 最小值以下。因此，备份电源电路可能无法启动。图 1. (a) 和 (b)。隔离二极管在备份系统原理图中的位置。一种可行的解决方案是把二极管移动到供电 DC/DC 转换器的输入端 D2，如图 1b 所示。遗憾的是，在此情形下，连接至上游 DC/DC 电源的非关键负载会从备份电源吸取功率，因而留给关键负载的电能较少。 3.3 V 备份电源运行图 2 示出了一款用于产生 3.3 V 备份电源的解决方案，其采用一个隔离 MOSFET 为关键负载储备能量。图 1 所示的隔离二极管被一个低栅极阈值电压功率 P 沟道 MOSFET Q1 所取代。图 2. 用于 3.3 V 电压轨的 LTC3643 解决方案的增强型原理图。在 3.3 V 环境中运行备份电源的关键是增设 RA-CA 串联电路。启动时，随着输入电压上升，流过电容器 CA 的电流取决于公式 ICA = C × (dV/dt)。该电流在 RA 的两端产生一个电位，此电位足以强化一个低栅极阈值电压小信号 N 沟道 MOSFET Q2。当 Q2 接通时，它把 Q1 的栅极拉至地电位，在输入电压和 LTC3643电源引脚 VIN 之间提供了一条极低电阻的通路。一旦 3.3 V 被施加至转换器，转换器立即启动，下拉 Q1 的栅极和 PFO 引脚电平，并开始给存储电容器充电。当 3.3 V 电压轨达到稳态时，ICA 电流减小至某一点，在该点上 RA 两端的电压下降到低于 Q2 栅极阈值电平且 Q2 关断，因而不再影响备份转换器的功能。另外，PFO 引脚将 R3A 接地，从而把 PFI 引脚电源故障电压电平复位至最小值 3 V，以确保转换器在输入电压电源断接时保持正常运行。电路功能图 3 中的波形示出了 3.3 V 电压轨启动时的结果。当输入电压上升时，Q2 的栅极电压也升高，因而把 Q1 的栅极拉至低电平。 Q1 处于强化状态，允许完整的 3.3 V 电压到达 LTC3643，将 Q1 体二极管旁路。最后，Q2 的栅极电压降至阈值电平以下且 Q2 关断，此时 LTC3643 全面运行并控制着 Q1 的栅极。图 3. 上电时 3.3 V 电压轨的波形 LTC3643 的多功能性在这里展现出来：特别是它能够限制用于给存储电容器充电的升压型转换器的充电电流。在必须尽量减小总电流的场合中，例如：当存在长导线或高阻抗电压电源时，可把升压电流设定在较低的水平，以最大限度减轻充电电流对输入压降的影响。这点对 3.3 V 电压轨尤为重要。在图 2 中， 0.05 Ω 电阻器 RS 为升压型转换器充电电流设定了一个 0.5 A (10.5 A 负载) 的限值 (最大可能设定限值为 2 A);其余的电流则输送至负载。图 4 示出了失去 3.3 V 电压轨时的波形。当输入电压下降时， Q2 的栅极电压保持不变 (接近于地电位)，且 Q2 处于关断状态。与此相反，Q1 的栅极电压则急剧上升至 3.3 V。这把 Q1 关断，由 Q1 的体二极管发挥隔离二极管的作用，从而使负载与输入分离。此时备份电源接管供电，LTC3643 通过释放存储电容器的电能以给关键负载提供 3.3 V。图 4. 断电时 3.3 V 电压轨的波形结论本文介绍的电路使 LTC3643 可用作一款针对 3.3 V 电压轨的备份电源解决方案。LTC3643 采用低成本电解电容器作为储能元件，简化了备份电源。

时间：2019-05-07 关键词：转换器电源技术解析 DC/DC
使电源优势得到质的飞越的黑科技

在DAQ中，跨多个子系统看到并联电源轨和不同的负载电流(和纹波)要求并不罕见。图1展示了DAQ系统的电源架构以及电源模块如何为各种子系统生成所需的电源轨。图1：使用电源模块的DAQ电源架构使用电源模块有助于提高整体性能、效率和可靠性。电源模块还具有以下优势： · 同一封装中的输出电流通过优化的成本提供设计灵活性和可扩展性。 · 通过自动脉冲频率调制(PFM)模式提高轻载效率的方法。 · 负载调节期间具有出色的瞬态响应。 · 通过集成、创新封装和组装的紧凑型解决方案。 · 通过精选的无源元件选择改善了功率模块性能。 · 可在很宽的温度范围内工作。通过选择无源元件改善了功率模块性能除封装选择和旨在缓解EMI和输出纹波的布局外，选择无源元件同样重要。非原装组件可能在原型阶段运行良好，但会出现压迫迹象，并导致现场损坏或故障。电感器是DC/DC降压转换器设计中的关键组件之一。选择合适的电感器需要时间和诀窍，包括了解电感铁芯的细微参数及其对电源性能和寿命的影响。电感器的一个常见问题是高温存储(HTS)测试期间的故障，这表明电感器能够长时间承受高温。在HTS测试期间，电感器置于DC/DC转换器附近，限制气流。铁粉的涂层和/或粘合剂随着时间和高温条件开始分解，这导致铁损增加，并降低电源效率。在更高的输入电压和更高的开关频率下，问题最为明显。图2比较了HTS压力测试前后多个输入电压下电感的效率下降问题。经检查，电感器通常看起来并未明显受损。电感的L和DCR值可能不会改变。但是，暴露在高温下会增加交流阻抗，如图2所示。图2：HTS测试前后的效率下降以及电感器的AC阻抗变化与此同时，德州仪器的电源模块集成了电感器。这些电感器随着时间的推移和温度的升高具有出色的性能。图3所示为暴露在高温后各类电感的HTS测试结果。我们的电源模块使用电感器，在HTS测试后，Q和铁芯电阻变化很小或无变化。图3：德州仪器电源模块电感HTS性能此外，我们的电源模块经受工作电压测试，以确保没有绝缘击穿。具有自动PFM和负载瞬态响应的效率(总负载和轻负载) 电源模块提供MODE/SYNC选项，可在轻负载时转换为自动节能模式。正常操作期间，电源模块使用脉冲宽度调制(PWM)调节输出。当负载电流极低时，控制逻辑转换为PFM操作和二极管仿真。在该模式中，高侧金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)接通一个或多个脉冲，以向负载提供能量。高侧MOSFET的导通时间取决于输入电压电平和预编程的内部电流电平(IPEAK-MIN)。输入电压越高，导通时间越短。关断时间的持续时间也取决于负载电流水平。较轻的负载导致较长的关闭时间。这种操作模式在极轻负载下可实现出色的转换效率。使用自动PFM模式时，空载时的输出电压比强制脉冲宽度调制(FPWM)操作高出约1%。图4所示为PFM和FPWM模式的效率图。负载瞬态响应是衡量电源如何应对电流需求的突然变化或电源跟踪负载阻抗变化的程度的指标。负载瞬态响应是一个越来越重要的性能参数，特别是对于微处理器或现场可编程门阵列。其具有低核心电压、高电流消耗和快速负载切换的特点。图4所示为电源模块的负载瞬态响应。图4：功率模块效率和负载瞬态响应若保持足够低的等效串联电阻，则可通过调整输出电容来改善瞬态响应。增加输入电容可增强对更长和/或更深的瞬态步长的响应。得益于每相电流的减少，增加变流器相位还可通过提高有效开关频率及允许更小的输出电感器和电容器来改善瞬态响应。缩小解决方案尺寸我们已开发出创新的用于功率模块的紧凑封装技术。此类封装技术是如图5所示的四方扁平无引线(QFN)封装，具有单个铜引线框架。带旁路元件的集成电路(IC)安装在该引线框架上。通过将电感器安装在IC和无源元件上，开关节点也变得紧凑、长度较短，并降低EMI。示例包括德州仪器的LMZM33603 和 LMZM33602, 它们均具有36V输入额定值，可提供高达3A的负载电流。我们的MicroSiP™或QFN封装技术可用于需要更低功率的电源轨。此类封装技术使用裸DC/DC稳压器芯片并将其嵌入薄的印刷电路板基板中。铜迹线不是使用接合线，而是将芯片连接到基板，如图5所示。示例包括德州仪器的LMZM23601 和 LMZM23600, 它们集成了输入旁路电容和电感，以提供更好的EMI性能。图 5：电源模块消息可在很宽的温度范围内工作电源模块的一个优点是它们可在高温条件下操作。通过优化的设计、封装、布局和合适的元件选择，功率模块即使在100°C的高温下也可提供50%的负载电流，如图6所示。图6：环境温度与输出电流使用电源模块生成反向电源在DAQ中，选择用于采样AC模拟输入的ADC指定为±10.24 V的输入范围。传感器的AC电流或电压输出使用增益放大器缩放到ADC输入范围，且用于缩放增益的运算放大器使用±12 V直流电源供电。可使用多种方法生成所需的双极DC电源。一种方法是通过在反向降压-升压配置中使用功率模块来产生负电源。在标准降压配置中，正极连接(VOUT)连接到内部电感，回路连接到系统地。在反向降压-升压配置中，系统接地连接到VOUT，回路现在是负输出。这种拓扑结构可实现反向输出电压，如图7所示。图7: 从降压转换为反向冲跳升压结论除提供上述详细的多种优势外，DAQ应用中的电源模块还可提高系统性能和可靠性，减少设计工作，并帮助设计人员优化电路板空间。德州仪器具有管脚兼容的电源模块系列，具有不同的负载电流和可编程输出电压，可为DAQ设计提供可扩展性。

时间：2019-05-06 关键词： DC/DC daq
克服传统电源EMC布局敏感性，Silent Switcher 2完美解决汽车EMI

汽车的创新 70%于汽车电子产品，电子产品成本占整车比例已经从上世纪70年代的4%成长到现在的30%左右，随着自动驾驶和电动化的发展趋势演进，业界预期到2030年该比例将可达到50%。汽车电子系统比重的增加显著提高了汽车整车的舒适性、安全性和环保，但也让汽车设计变得更加复杂。例如，预计随着L4级及以上等级的自动驾驶汽车软件达数千万行代码，当然硬件设计必然更加复杂，特别是对于确保硬件稳定可靠性的EMC要求将更严格。事实上，汽车电子系统对于供应商提供的芯片和印制电路板的电磁辐射特性要求特别高，SAE(原汽车工程师协会)已经定义测试规范并建立满足电磁兼容和电磁干扰的需求，并对其进行了不断的完善。在汽车系统中，满足电磁干扰要求是一项重大挑战。EMI 性能很大程度上依赖于电路板的布局和类型，常常需要反复进行多次印刷电路板的设计，这会导致高昂的研发成本和长时间的开发周期。电源作为EMI的贡献“大户”，通常是EMC验证的关键，本文将分析一种采用ADI第二代 Silent Switcher 2 技术的双通道降压型稳压器的汽车电源解决方案。与电路板“抗争”的传统EMC设计方法论怎样轻松解决汽车环境中的EMI问题?传统的设计经验是印刷电路板布局决定着所有的成败，决定着功能、电磁干扰(EMI)和受热时的表现。而开关电源布局是成功的关键，从一开始就需要精心选择解决方案，并设计一个良好的布局，否则会有无尽的EMI滤波器、机械屏蔽、EMI测试和PCB改板的烦恼。而且，当为了实现均流和更大的输出功率而并联多个DC/DC开关模式稳压器时，潜在的干扰和噪声问题可能恶化。如果所有稳压器都以相似的频率工作，那么电路中多个稳压器产生的总能量就会集中在一个频率上，当该电路板与其他系统板上靠得很近，易于受到这种辐射能量影响时。在汽车系统中，这一问题可能尤其麻烦，因为汽车系统是密集排列的，而且常常靠近音频、RF、CAN总线和各种雷达系统。为此，ADI设计了一款电源方案——LT8650S，这是一款采用该公司第二代Silent Switcher 2技术的双通道降压型稳压器，在芯片上解决了几乎所有的EMI麻烦，大大弱化对电路板布局的要求。该产品是一款紧凑的集成化解决方案，其执行高频操作，同时可提供优良的 EMI 性能和高输出电流。LT8650S的EMI性能可达到CISPR 25 Class 5辐射发射规格的要求，启用扩展频谱模式可散播能量并进一步改善EMI性能。 Silent Switcher 2让开关电路“Silent” Silent Switcher技术是过去几年ADI在电源技术方面最大的一个创新，这是一个技术平台，Power By Linear品牌下的产品在未来的电源芯片中，都会尽可能的往这个技术平台上迁移。ADI工程团队在芯片的堆叠和电路的设计结构上做了一些非常创新的突破——在DC/DC里实现两个电流环路的对称排列，两个环路产生的电场磁场是两个反向的，可以相互抵消，从而实现超低的EMI，但同时确保了占位面积和效率的优势。 Silent Switcher 2通过使自身对电路板布局变化不敏感而有助于解决麻烦的EMI问题，可帮助用户在其设计的首个电路板上实现良好的EMI性能。下图给出了在其标准配置中的 LT8650S演示板以及对应的辐射EMI性能。在下图中，把陶瓷输入电容器从IC的近旁移至距离一英寸之外。尽管输入配置有了巨大的变化，但是EMI性能几乎保持不变，从而表现出 Silent Switcher 2显著地降低了EMI性能对PCB布局的敏感性。实现该目标的一种方法是在 Silent Switcher配置中把热环路电容器集成到封装之内。通过利用其内部接地平面在封装内部保持高频电流，EMI 性能可令人印象深刻，并且不易受到电路板布局的影响。汽车低EMI设计新方法论——LT8650S LT8650S具有两个独立的通道，以从高达42V的输入提供两个单独的输出。这两个通道能同时各提供高达4A的输出电流，以及在脉冲负载应用中提供高达6A的电流。能够从这款采用4mm x 6mm封装的器件提供8A的总电流。外部VC引脚允许把多个器件并联起来，以提供更大的输出功率。 LT8650S 支持突发模式(Burst Mode?)操作，仅需6.2?A电流即可产生两个输出。该器件还具有强制连续和扩展频谱模式。可采用外部补偿以优化瞬态响应，或者，也可运用内部补偿以实现简单性。实现 LT8650S EMI性能另一种方法是控制开关边缘。通常，这意味着减缓开关边缘，因而付出的代价是牺牲效率，尤其是在高频条件下。采用 LT8650S 时情况则并非如此。创新型驱动器设计把开关节点中的过冲保持在非常低的水平，即使在接近 10V/ns 的速度下也不例外，如在示波器快照中所见。在高达3MHz频率下，这些快速开关边缘实现了高于90%的峰值效率。在500kHz至3MHz工作频率范围内，效率的下降仅为几个百分点，展示出低开关损耗特性。凭借LT8650S的Silent Switcher 2技术，可同时实现高频条件下的高效率以及优良的EMI性能。高开关频率开关稳压器对于保持小巧的总体解决方案尺寸是很重要。高开关频率允许高的控制环路带宽，从而减小了所需的输出电容。在两相配置中，LT8650S对于一个4A负载阶跃具有<100mV的输出电压偏差，仅采用100?F输出电容。随着系统功率和复杂性的增加，电压调节器将需要在高开关频率下提供更大的输出电流，以满足尺寸、效率和辐射干扰要求。本文小结汽车工程师不断面临着降低电磁干扰和确保所有汽车电子系统的电磁兼容的挑战，过去我们常常困惑于因为电路板布局过程中有所疏忽而导致非常麻烦的EMC问题。像LT8650S这种采用创新方法消除电路布局敏感性，同时兼顾效率和小尺寸等关键指标的解决方案来说，对当前汽车电子系统越来越快设计周期和越来越复杂的硬件设计将是一种必然的趋势。

时间：2019-04-28 关键词：稳压器电源技术解析 DC/DC
LDO和DC-DC器件的区别与差异

DCDC的意思是直流变(到)直流(不同直流电源值的转换)，只要符合这个定义都可以叫DCDC转换器，包括LDO。但是一般的说法是把直流变(到)直流由开关方式实现的器件叫DCDC。 LDO 是低压降的意思，这有一段说明：低压降(LDO)线性稳压器的成本低，噪音低，静态电流小，这些是它的突出优点。它需要的外接元件也很少，通常只需要一两个旁路电容。新的LDO线性稳压器可达到以下指标：输出噪声30μV，PSRR为60dB，静态电流6μA，电压降只有100mV。LDO线性稳压器的性能之所以能够达到这个水平，主要原因在于其中的调整管是用P沟道MOSFET，而普通的线性稳压器是使用PNP晶体管。P沟道MOSFET是电压驱动的，不需要电流，所以大大降低了器件本身消耗的电流;另一方面，采用PNP晶体管的电路中，为了防止PNP晶体管进入饱和状态而降低输出能力，输入和输出之间的电压降不可以太低;而P沟道MOSFET上的电压降大致等于输出电流与导通电阻的乘积。由於MOSFET的导通电阻很小，因而它上面的电压降非常低。如果输入电压和输出电压很接近，最好是选用LDO稳压器，可达到很高的效率。所以，在把锂离子电池电压转换为3V输出电压的应用中大多选用LDO稳压器。虽说电池的能量最後有百分之十是没有使用，LDO稳压器仍然能够保证电池的工作时间较长，同时噪音较低。如果输入电压和输出电压不是很接近，就要考虑用开关型的DCDC了，应为从上面的原理可以知道，LDO的输入电流基本上是等于输出电流的，如果压降太大，耗在LDO上能量太大，效率不高。 DC -DC转换器包括升压、降压、升/降压和反相等电路。DC-DC转换器的优点是效率高、可以输出大电流、静态电流小。随著集成度的提高，许多新型DC- DC转换器仅需要几只外接电感器和滤波电容器。但是，这类电源控制器的输出脉动和开关噪音较大、成本相对较高。近几年来，随著半导体技术的发展，表面贴装的电感器、电容器、以及高集成度的电源控制芯片的成本不断降低，体积越来越小。由於出现了导通电阻很小的MOSFET可以输出很大功率，因而不需要外部的大功率FET。例如对于3V的输入电压，利用芯片上的NFET可以得到5V/2A的输出。其次，对于中小功率的应用，可以使用成本低小型封装。另外，如果开关频率提高到1MHz，还能够降低成本、可以使用尺寸较小的电感器和电容器。有些新器件还增加许多新功能，如软启动、限流、PFM或者 PWM方式选择等。总的来说，升压是一定要选DCDC的，降压，是选择DCDC还是LDO，要在成本，效率，噪声和性能上比较。

时间：2019-04-25 关键词： ldo DC/DC 交流电源电源资讯
轻松搞定 DC/DC 电源设计的必备知识分享

第一条、搞懂DC/DC电源怎么回事 DC/DC电源电路又称为DC/DC转换电路，其主要功能就是进行输入输出电压转换。一般我们把输入电源电压在72V以内的电压变换过程称为DC/DC转换。常见的电源主要分为车载与通讯系列和通用工业与消费系列，前者的使用的电压一般为48V、36V、24V等，后者使用的电源电压一般在24V以下。不同应用领域规律不同，如PC中常用的是12V、5V、3.3V，模拟电路电源常用5V 15V，数字电路常用3.3V等，现在的FPGA、DSP还用2V以下的电压，诸如1.8V、1.5V、1.2V等。在通信系统中也称二次电源，它是由一次电源或直流电池组提供一个直流输入电压，经DC/DC变换以后在输出端获一个或几个直流电压。第二条、需要知道的DC/DC转换电路分类 DC/DC转换电路主要分为以下三大类：①稳压管稳压电路。②线性(模拟)稳压电路。③开关型稳压电路。第三条、最简单的稳压管电路设计方案稳压管稳压电路电路结构简单，但是带负载能力差，输出功率小，一般只为芯片提供基准电压，不做电源使用。选择稳压管时一般可按下述式子估算：(1) Uz=Vout; (2)Izmax=(1.5-3)ILmax (3)Vin=(2-3)Vout 这种电路结构简单，可以抑制输入电压的扰动，但由于受到稳压管最大工作电流限制，同时输出电压又不能任意调节，因此该电路适应于输出电压不需调节，负载电流小，要求不高的场合，该电路常用作对供电电压要求不高的芯片供电。第四条、基准电压源芯片稳压电路稳压电路的另一种形式有些芯片对供电电压要求比较高，例如AD DA芯片的基准电压等，这时常用的一些电压基准芯片如TL431、MC1403 ,REF02等。TL431是最常用基准源芯片，有良好的热稳定性能的三端可调分流基准电压源。它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置到从Vref(2.5V)到36V范围内的任何值。最常用的电路应用如下图示，此时Vo=(1+R1/R2)Vref。选择不同的R1和R2的值可以得到从2.5V到36V范围内的任意电压输出，特别地，当R1=R2时，Vo=5V。其他的几个基准电压源芯片电路类似。第五条、串联型稳压电源的电路认识串联型稳压电路属直流稳压电源中的一种，其实是在三端稳压器出现之前比较常用的直流供电方法，在三端稳压器出现之前，串联稳压器通常有OP放大器和稳压二极管构成误差检测电路，如下图，该电路中，OP放大器的反向输入端子与输出电压的检测信号相连，正向输入端子与基准电压Vref相连，Vs=Vout*R2/(R1+R2).由于放大信号ΔVs为负值，控制晶体管的基级电压下降，因此输出电压减小在正常情况下，必有Vref=Vs=Vout*R2/(R1+R2)，调整R1，R2之比可设定所需要的输出电压值。所示只是这也是三端稳压器的基本原理，其实负载大小可以可以把三极管换成达林顿管等等，这种串联型稳压电路做组成的直流稳压电源处理不当，极易产生振荡。现在没有一定模拟功底的工程师，一般现在不用这种方法，而是直接采用集成的三端稳压电路，进行DC/DC转换电路的使用。第六条、线性(模拟)集成稳压电路常用设计方案线性稳压电路设计方案主要以三端集成稳压器为主。三端稳压器，主要有两种：一种输出电压是固定的，称为固定输出三端稳压器，三端稳压器的通用产品有78系列(正电源)和79系列(负电源)，输出电压由具体型号中的后面两个数字代表，有5V，6V，8V，9V，12V，15V，18V，24V等档次。输出电流以78(或79)后面加字母来区分。L表示0.1A,M表示0.5A，无字母表示1.5A，如78L05表求5V 0.1A。另一种输出电压是可调的线性稳压电路，称为可调输出三端稳压器，这类芯片代表是是LM317(正输出)和LM337(负输出)系列。其最大输入输出极限差值在40V，输出电压为1.2V-35V(-1.2V--35V)连续可调，输出电流为0.5-1.5A，输出端与调整端之间电压在1.25V，调整端静态电流为50uA。其基本原理相同，均采用串联型稳压电路。在线性集成稳压器中，由于三端稳压器只有三个引出端子，具有外接元件少，使用方便，性能稳定，价格低廉等优点，因而得到广泛应用。第七条、DCDC转换开关型稳压电路设计方案上面所述的几种DCDC转换电路都属于串联反馈式稳压电路，在此种工作模式中集成稳压器中调整管工作在线性放大状态，因此当负载电流大时，损耗比较大，即转换效率不高。因此使用集成稳压器的电源电路功率都不会很大，一般只有2-3W，这种设计方案仅适合于小功率电源电路。采用开关电源芯片设计的DCDC转换电路转化效率高，适用于较大功率电源电路。目前得到了广泛的应用，常用的分为非隔离式的开关电源与隔离式的开关电源电路。DCDC转换开关型稳压电路设计方案，采用开关电源芯片设计的DCDC转换电路转化效率高，适用于较大功率电源电路。目前得到了广泛的应用，常用的分为非隔离式的开关电源与隔离式的开关电源电路。当然开关电源基本的拓扑包括降压型、升压型、升降压型及反激、正激、桥式变化等等。第八条、非隔离式DCDC开关转换集成电路芯片电路设计方案 DCDC开关转换集成电路芯片，这类芯片的使用方法与第六条中的LM317非常相似，这里用L4960举例说明，一般是先使用50Hz电源变压器进行AC-AC变换，将～220V降至开关电源集成转换芯片输入电压范围比如1.2～34V，由L4960进行DC-DC变换，这时输出电压的变化范围下可调至5V，上调至40V，最大输出电流可达2.5A(还可以接大功率开关管进行扩流)，并且内设完善的保护功能，如过流保护、过热保护等。尽管L4960的使用方法与LM317差不多，但开关电源的L4960与线性电源的LM317相比，效率不可同曰而语，L4960最大可输出100W的功率(Pmax=40V*2.5A=100W)，但本身最多只消耗7W，所以散热器很小，制作容易。与L4960类似的还有L296，其基本参数与L4960相同，只是最大输出电流可高达4A，且具有更多的保护功能，封装形式也不一样。这样的芯片比较多，比如，LM2576系列，TPS54350，LTC3770等等。一般在使用这些芯片时，厂家都会详细的使用说明和典型电路供参考。第九条、隔离的DCDC开关电源模块电路设计方案常用的隔离DC/DC转换主要分为三大类：1.反激式变换。2.正激式变换。3.桥式变换常用的单端反激式DC/DC变换电路，这类隔离的控制芯片型号也不少。控制芯片典型代表是常用的UC3842系列。这种是高性能固定频率电流的控制器，主要用于隔离AC/DC、DC/DC转换电路。其主要应用原理是：电路由主电路、控制电路、启动电路和反馈电路4 部分组成。主电路采用单端反激式拓扑，它是升降压斩波电路演变后加隔离变压器构成的，该电路具有结构简单，效率高，输入电压范围宽等优点。控制电路是整个开关电源的核心，控制的好坏直接决定了电源整体性能。这个电路采用峰值电流型双环控制，即在电压闭环控制系统中加入峰值电流反馈控制。这类方案选择合适的变压器及MOS管可以把功率做的很大，与前面几种设计方案相比电路结构复杂，元器件参数确定比较困难，开发成本较高，因此需要此方案时可以优先选择市面上比较廉价的DC/DC隔离模块。第十条、DCDC开关集成电源模块方案很多微处理器和数字信号处理器(DSP)都需要内核电源和一个输入/输出(I/O)电源，这些电源在启动时必须排序。设计师们必须考虑在加电和断电操作时内核和I/O电压源的相对电压和时序，以符合制造商规定的性能规格。如果没有正确的电源排序，就可能出现闭锁或过高的电流消耗，这可能导致微处理器I/O端口或存储器、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)或数据转换器等支持器件的I/O端口损坏。为了确保内核电压正确偏置之前不驱动I/O负载，内核电源和I/O电源跟踪是必需的。现在有专门的电源模块公司量身定做一些专用的开关电源模块，主要是那些对除去常规电性能指标以外，对其体积小，功率密度高，转换效率高，发热少，平均无故障工作时间长，可靠性好，更低成本更高性能的DC/DC电源模块。这些模块结合了实现即插即用(plug-and-play)解决方案所需的大部分或全部组件，可以取代多达40个不同的组件。这样就简化了集成并加速了设计，同时可减少电源管理部分的占板空间。最传统和最常见的非隔离式DC/DC电源模块仍是单列直插(SiP)封装。这些开放框架的解决方案的确在减少设计复杂性方面取得了进展。然而，最简单的是在印刷电路板上使用标准封装的组件。第十一条、DCDC电源转换方案的选择注意事项本条金律也是本文的总结，很重要。本文这里主要大致介绍了DCDC电源转换的稳压管稳压、线性(模拟)稳压、DCDC开关型稳压三种电路模式的几种常用的设计方法方案: ①需要注意的是稳压管稳压电路不能做电源使用，只能用于没有功率要求的芯片供电; ②线性稳压电路电路结构简单，但由于转化效率低，因此只能用于小功率稳压电源中; ③开关型稳压电路转化效率高，可以应用在大功率场合，但其局限性在电路结构相对复杂(尤其是大功率电路)，不利于小型化。因此在设计过程中，可根据实际需要选择合适的设计方案。

时间：2019-04-25 关键词：电源电源技术解析设计 DC/DC
DCDC芯片MP1495的应用

PWM pulse width modulation PFM pulse frequency modulation AAM advanced asynchronous modulation CCM continue current modulation EN/SYNC 芯片内部并联6.5V齐纳二极管(驱动电压≤6V时，EN可直接连接；其他电压时需串联电阻限制驱动电流)，并联1M电阻到地(EN悬空时，芯片不工作)；SYNC时满足时钟要求200kHz~20MHz BST bootstrap 为high-side SW提供抬升电压，也可外接BST二极管，增加效率 high-side Driver MOSFET floating，需要高压驱动 low-side Driver MOSFET接地，不需要高压驱动电容计算：D(1-D)*Iload=C1*△U/△T 占空比D=Vout/Vin,△U为纹波电压，C1与输入纹波成反比，C2与输出纹波成反比，电容越大，纹波越小；电容太大了，电路通断时，浪涌电流会过大，损坏元器件；电容等效阻抗(ESR)越低越好。电阻计算：Vout/(R1+R2)=0.807/R2 VCC/(R3+R5)=AAM/R5 AAM输入高时芯片强制为CCM，AAM电压值越小，越稳定纹波越小，效率低瞬态差；AAM电压值越大，效率高瞬态好，纹波大稳定度差。电感计算：D*(Vin-Vout)=L1*△IL/△T ILmax=Iload+△IL/2 占空比D=Vout/Vin,纹波电流△IL约为最大负载电流的30%,△U为输入纹波电压；电感的额定电流（饱和电流和温升电流）至少比最大负载电流高25%；电感的直流阻抗小于15mΩ。由公式看出，电感值与纹波电流成反比，电感值越大，纹波电流越小，效率越高（轻载时）；重载时，电感阻碍电流突增，电感太大会影响瞬态响应。负载不稳时，开关电源会自我调节占空比，可能会与20Hz~20kHz频率重调，产生啸叫；电流通过电感线圈，产生磁场，引起线圈振动，也可能产生啸叫。饱和电流：是电感值下降10%~30%的电流；温升电流：电感温度不高于40℃的电流。 PCB layout：FB信号走线越短越好，远离BST、SW等。

时间：2019-04-25 关键词：电源电源技术解析 DC/DC mp1495
开关噪声EMC通过添加电容器来降噪

噪声分很多种，性质也是多种多样的。所以，噪声对策(即降低噪声的方法)也多种多样。在这里主要谈开关电源相关的噪声，因此，请理解为DC电压中电压电平较低、频率较高的噪声。另外，除电容外，还有齐纳二极管和噪声/浪涌/ESD抑制器等降噪部件。不同的噪声性质，所需要的降噪部件也各不相同。如果是DC/DC转换器，多数会根据其电路和电压电平，用LCR来降低噪声。 2)使用电容器降低噪声的示意图下面是通过添加电容器来降低DC/DC转换器输出电压噪声的示例。左侧的波形是输出端LC滤波器的电容为22 F时，在约200MHz的频率范围存在180mVp-p左右的噪声(振铃、反射)。右侧波形是为了降低这种噪声而添加了2200pF电容后的结果。从波形图可以看出，添加2200pF的电容使噪声降低了100mV左右。这里应该思考的是“为什么是2200pF”。右下图为所添加电容器的阻抗频率特性。之所以选择2200pF的电容，是因为阻抗在160MHz附近最低，利用这种阻抗特性，可降低噪声幅度约2MHz。这是通过添加电容器来降低目标噪声频率的阻抗，从而降低噪声幅度的手法。像这样通过添加电容器来降低噪声时，需要把握噪声(振铃、反射)的频率，并选择具有相应阻抗的频率特性的电容器。 [!--empirenews.page--] 本文简单介绍了利用电容器来降低噪声的对策。下一篇文章将介绍去耦电容的有效使用方法。关键要点通过降低目标噪声频率的阻抗来降低噪声幅度。降噪用电容器的选型需要根据阻抗的频率特性进行(而非容值)。 2. 电容的频率特性上一篇文章中，介绍了开关电源输入用共模滤波器中包括电容器、电感、铁氧体磁珠和电阻等部件。接下来将对其中使用电容和电感降噪的对策进行介绍，这也可以称为“噪声对策的基础”。在这里使用简单的四元件模型。如果要进一步表达高频谐振时，可能需要更多的元件模型。 1)电容的频率特性探讨利用电容器来降低噪声时，充分了解电容器的特性是非常重要的。右下图为电容器的阻抗和频率之间的关系示意图，是电容器最基础的特性之一。电容器中不仅存在电容量C，还存在电阻分量ESR(等效串联电阻)、电感分量ESL(等效串联电感)、与电容并联存在的EPR(等效并联电阻)。EPR与电极间的绝缘电阻IR或电极间有漏电流的具有相同的意义。可能一般多使用“IR”。 C和ESL形成串联谐振电路，电容器的阻抗原则上呈上图所示的V字型频率特性。到谐振频率之前呈容性特性，阻抗下降。谐振频率的阻抗取决于ESR。过了谐振频率之后，阻抗特性变为感性，阻抗随着频率升高而升高。感性阻抗特性取决于ESL。从该公式可以看出，容值越小、ESL越低的电容器，谐振频率越高。如果将其应用于噪声消除，则容值越小、ESL越低的电容器，频率越高，阻抗越低，因此可以很好地消除高频噪声。虽然这里说明的顺序有些前后颠倒，不过使用电容器降低噪声的对策，是利用了电容器“交流通过时频率越高越容易通过”这个基本特性，将不需要的噪声(交流分量)经由信号、电源线旁路到GND等。下图为不同容值的电容器的阻抗频率特性。在容性区域，容值越大，阻抗越低。另外，容值越小，谐振频率越高，在感性区域阻抗越低。下面总结一下电容器阻抗的频率特性。容值和ESL越小，谐振频率越高，高频区域的阻抗越低。容值越大，容性区域的阻抗越低。 ESR越小，谐振频率的阻抗越低。 ESL越小，感性区域的阻抗越低。简单来说，阻抗低的电容器具有出色的噪声消除能力，不同的电容器其阻抗的频率特性也不同，所以这一特性是非常重要的确认要点。选择降噪用电容器时，请根据阻抗的频率特性来选型(而非容值)。选择降噪用电容器时，确认频率特性需要意识到连接的是LC的串联谐振电路(而非电容)。

时间：2019-04-16 关键词：电容电源技术解析 DC/DC