当前位置：首页 > 功率因数
  • 无功功率与功率因数补偿方式

    无功功率与功率因数补偿方式

    许多用电设备均是根据电磁感应原理工作的，如配电变压器、电动机等，它们都是依靠建立交变磁场才能进行能量的转换和传递。为建立交变磁场和感应磁通而需要的电功率称为无功功率，因此，所谓的”无功”并不是”无用”的电功率，只不过它的功率并不转化为机械能、热能而已;因此在供用电系统中除了需要有功电源外，还需要无功电源，两者缺一不可。无功功率单位为乏(Var)。 在功率三角形中，有功功率P与视在功率S的比值，称为功率因数cosφ，其计算公式为： cosφ=P/S=P/(P²Q²)½ 在电力网的运行中，功率因数反映了电源输出的视在功率被有效利用的程度，我们希望的是功率因数越大越好。这样电路中的无功功率可以降到最小，视在功率将大部分用来供给有功功率，从而提高电能输送的功率。 1影响功率因数的主要因素 (1)大量的电感性设备，如异步电动机、感应电炉、交流电焊机等设备是无功功率的主要消耗者。据有关的统计，在工矿企业所消耗的全部无功功率中，异步电动机的无功消耗占了60%～70%;而在异步电动机空载时所消耗的无功又占到电动机总无功消耗的60%～70%。所以要改善异步电动机的功率因数就要防止电动机的空载运行并尽可能提高负载率。 (2)变压器消耗的无功功率一般约为其额定容量的10%～15%，它的空载无功功率约为满载时的1/3。因而，为了改善电力系统和企业的功率因数，变压器不应空载运行或长期处于低负载运行状态。 (3)供电电压超出规定范围也会对功率因数造成很大的影响。 当供电电压高于额定值的10%时，由于磁路饱和的影响，无功功率将增长得很快，据有关资料统计，当供电电压为额定值的110%时，一般无功将增加35%左右。当供电电压低于额定值时，无功功率也相应减少而使它们的功率因数有所提高。但供电电压降低会影响电气设备的正常工作。所以，应当采取措施使电力系统的供电电压尽可能保持稳定。 无功补偿的一般方法 无功补偿通常采用的方法主要有3种：低压个别补偿、低压集中补偿、高压集中补偿。下面简单介绍这3种补偿方式的适用范围及使用该种补偿方式的优缺点。 (1)低压个别补偿： 低压个别补偿就是根据个别用电设备对无功的需要量将单台或多台低压电容器组分散地与用电设备并接，它与用电设备共用一套断路器。通过控制、保护装置与电机同时投切。随机补偿适用于补偿个别大容量且连续运行(如大中型异步电动机)的无功消耗，以补励磁无功为主。低压个别补偿的优点是：用电设备运行时，无功补偿投入，用电设备停运时，补偿设备也退出，因此不会造成无功倒送。具有投资少、占位小、安装容易、配置方便灵活、维护简单、事故率低等优点。 (2)低压集中补偿： 低压集中补偿是指将低压电容器通过低压开关接在配电变压器低压母线侧，以无功补偿投切装置作为控制保护装置，根据低压母线上的无功负荷而直接控制电容器的投切。电容器的投切是整组进行，做不到平滑的调节。低压补偿的优点：接线简单、运行维护工作量小，使无功就地平衡，从而提高配变利用率，降低网损，具有较高的经济性，是目前无功补偿中常用的手段之一。 (3)高压集中补偿： 高压集中补偿是指将并联电容器组直接装在变电所的6～10kV高压母线上的补偿方式。适用于用户远离变电所或在供电线路的末端，用户本身又有一定的高压负荷时，可以减少对电力系统无功的消耗并可以起到一定的补偿作用;补偿装置根据负荷的大小自动投切，从而合理地提高了用户的功率因数，避免功率因数降低导致电费的增加。同时便于运行维护，补偿效益高。 提高系统功率因数 提高自然功率因数是不需要任何补偿设备投资，仅采取各种管理上或技术上的手段来减少各种用电设备所消耗的无功功率，这是一种最经济的提高功率因数的方法。 (1)合理使用电动机; (2)提高异步电动机的检修质量; (3)采用同步电动机：同步电动机消耗的有功功率取决于电动机上所带机械负荷的大小，而无功功率取决于转子中的励磁电流大小，在欠励状态时，定子绕组向电网”吸取”无功，在过励状态时，定子绕组向电网”送出”无功。因此，对于恒速长期运行的大型机构设备可以采用同步电动机作为动力。 异步电动机同步运行就是将异步电动机三相转子绕组适当连接并通入直流励磁电流，使其呈同步电动机运行，这就是”异步电动机同步化”。 (4)合理选择配变容量，改善配变的运行方式：对负载率比较低的配变，一般采取”撤、换、并、停”等方法，使其负载率提高到最佳值，从而改善电网的自然功率因数。 无功电源 电力系统的无功电源除了同步电机外，还有静电电容器、静止无功补偿器以及静止无功发生器，这4种装置又称为无功补偿装置。除电容器外，其余几种既能吸收容性无功又能吸收感性无功。 (1)同步电机： 同步电机中有发电机、电动机及调相机3种。 ①同步发电机： 同步发电机是唯一的有功电源，同时又是最基本的无功电源，当其在额定状态下运行时，可以发出无功功率： Q=S×sinφ=P×tgφ 其中：Q、S、P、φ是相对应的无功功率、视在功率、有功功率和功率因数角。 发电机正常运行时，以滞后功率因数运行为主，向系统提供无功，但必要时，也可以减小励磁电流，使功率因数超前，即所谓的”进相运行”，以吸收系统多余的无功。 ②同步调相机： 同步调相机是空载运行的同步电机，它能在欠励或过励的情况下向系统吸收或供出无功，装有自励装置的同步电机能根据电压平滑地调节输入或输出的无功功率，这是其优点。但它的有功损耗大、运行维护复杂、响应速度慢，近来已逐渐退出电网运行。 ③并联电容器： 并联电容器补偿是目前使用最广泛的一种无功电源，由于通过电容器的交变电流在相位上正好超前于电容器极板上的电压，相反于电感中的滞后，由此可视为向电网”发?quot;无功功率： Q=U2/Xc 其中：Q、U、Xc分别为无功功率、电压、电容器容抗。 并联电容器本身功耗很小，装设灵活，节省投资;由它向系统提供无功可以改善功率因数，减少由发电机提供的无功功率。 ④静止无功补偿器： 静止无功补偿器是由晶闸管所控制投切电抗器和电容器组成，由于晶闸管对于控制信号反应极为迅速，而且通断次数也可以不受限制。当电压变化时静止补偿器能快速、平滑地调节，以满足动态无功补偿的需要，同时还能做到分相补偿;对于三相不平衡负荷及冲击负荷有较强的适应性;但由于晶闸管控制对电抗器的投切过程中会产生高次谐波，为此需加装专门的滤波器。 ⑤静止无功发生器： 它的主体是一个电压源型逆变器，由可关断晶闸管适当的通断，将电容上的直流电压转换成为与电力系统电压同步的三相交流电压，再通过电抗器和变压器并联接入电网。适当控制逆变器的输出电压，就可以灵活地改变其运行工况，使其处于容性、感性或零负荷状态。 与静止无功补偿器相比，静止无功发生器响应速度更快，谐波电流更少，而且在系统电压较低时仍能向系统注入较大的无功。

    时间：2021-03-28 关键词： 无功功率 功率因数 补偿方式

  • 限制器有哪些分类?大佬带你看功率限制器功率因数分析

    限制器有哪些分类?大佬带你看功率限制器功率因数分析

    限制器、限制器分类、功率限制器的功率因数分析将是本文的主要概述内容，通过这篇文章，小编希望大家可以对限制器的相关情况以及信息有所认识和了解，详细内容如下。 一、限制器概念 首先，我们来通过一段话简单来了解下什么是限制器。 限制器是一种电压调节装置，可限制机器的某些参数，以确保机器在限制的参数值内正常运行，并且不允许超限使用。限制器的目的是保持发电机的安全稳定运行，并避免由于保护继电器的作用而引起的异常停机。 二、限制器分类 在了解了什么是限制器后，我们再来看看限制器的分类。限制器按照标准，可以将限制器划分为三类，它们分别是励磁电流限制器、定子电流限制器和无功限制器。在这里，小编仅对励磁电流限制器、定子电流限制器进行介绍。如果你对无功限制器感兴趣，请自行百度哈。 1. 励磁电流限制器 最大励磁电流限制器用于防止转子电路过热，其设计具有反时限特性。该限制器有两个限制值：一个是最大励磁电流限制器，另一个是连续运行所允许的过热限制值。与过热极限值相关的两个控制参数是转子等效加热时间和转子等效冷却时间。 2.定子电流限制器 定子电流限制器用于防止发电机定子过热，并且在过励磁和欠励磁方面均有效。定子电流限制器工作原理与最大励磁电流限制器相似，主要区别在于定子电流限制器没有确定的最大定子电流限制值。当时间接近零时，理论上极限值可以变为无穷大。 通过适当的参数设置，可以获得定子绕组的最大允许热能。 定子电流限制器分为欠励磁侧和过励磁两部分，其极限值为定子电流的平均值。当发电机过激时，欠激侧的定子限流器将被切断，反之亦然。通过检测负载的功率因数，可以确保定子限流器双向(过励磁和欠励磁)动作的正确性。显然，定子限流器不会影响发电机的有功电流分量。如果发电机的有功电流分量高于定子电流限制器的极限值，则为避免故障，该限制器将自动将发电机的无功功率调整为零。 三、限制器之功率限制器功率因数分析 在看过限制器的分类后，最后，我们来看看功率限制器的功率因数相关内容。 功率限制器用于电流型控制升压转换器电路的高功率因数AC / DC转换器。功率限制器包括整流滤波器电路、整流桥的输出与升压电感器和输出二极管串联、升压电感器在后端和地之间同功率管并联，整流滤波电路的输出，输出端通过电压反馈网络连接到转换器控制芯片。 (1)最基本的分析：例如，设备的功率为100单为，但是，由于大多数电气系统固有的无功损耗，因此只能使用70单位功率。 不幸的是，尽管只使用了70个单位，但必须支付100个单位。 (我们的日常用户的电能表测量有功功率，但不测量无功功率。因此，不用说，要使用70单位，您必须支付100单位。如果使用70单位，则需要付费这是70个单位的消耗量)在此示例中，功率因数为0.7(如果大多数设备的功率因数小于0.9，将被处以罚款)，这种无功功率损耗主要存在于电气设备中，也称为感应负载。由此我们可以看的出来，功率因数是电动机性能的量度。 (2)基本分析：每个电动机系统消耗两个大功率，这是真正的有用功(称为千瓦)和无用功。功率因数是有用功与总功率之间的比率。 功率因数越高，有用功与总功率之比越高，系统运行就越有效。 最后，小编诚心感谢大家的阅读。你们的每一次阅读，对小编来说都是莫大的鼓励和鼓舞。最后的最后，祝大家有个精彩的一天。

    时间：2021-03-05 关键词： 限制器 功率限制器 功率因数

  • 新型超结MOSFET器件，你听说过吗？

    新型超结MOSFET器件，你听说过吗？

    什么是新型超结MOSFET器件?它有什么作用?更高密度的低功率SMPS设计需要越来越多的高压MOSFET器件。英飞凌科技股份公司(FSE: IFX / OTCQX: IFNNY)推出CoolMOS™ P7系列的新成员950 V CoolMOS P7超结MOSFET器件。该器件甚至能达到最严格的设计要求：用于照明、智能电表、移动充电器、笔记本适配器、AUX电源和工业SMPS应用。这种全新半导体解决方案能实现出色的散热性能及能源效率，减少用料并降低总生产成本。 950 V CoolMOS P7的特性包括出色的DPAK导通电阻，能实现更高密度的设计。此外，出色的VGS(th)和最低VGS(th)容差使该MOSFET器件易于驱动和设计。与英飞凌业界领先的P7系列其他成员类似的是，该器件集成齐纳二极管ESD保护机制。这可以提高装配生产量，从而降低成本，并减少与ESD有关的生产问题。 950 V CoolMOS P7能使效率提升达1%，并且MOSFET温度得以降低2 ˚C到10 ˚C，实现更高能效的设计。相比前几代CoolMOS系列而言，该器件还将开关损耗降低达58%。较之市场上的竞争技术，这方面的性能提升超过50%。 950 V CoolMOS P7采用TO-220 FullPAK、TO-251 IPAK LL、TO-252 DPAK和SOT-223封装。这样就可以从通孔插装器件(THD)变为表面贴装器件(SMD)。以上就是新型超结MOSFET器件解析，希望能给大家帮助。

    时间：2020-06-07 关键词： MOSFET 反激拓扑 功率因数

  • 功率因数表实物接线图

    功率因数表实物接线图

    功率因数表三个电压接线柱分别标有UA、UB、UC、两个电流接线柱务标有IA，意思是功率因数表所取电流应与左边电压接线柱所接电压同相。并且与负荷电流同方向的电流互感器二次电流应以标有*号的接线柱流入，从另一个接线柱流出。左边电压接线柱也标有*号，也是说明此电压应与电流同相。 由于电流互感器安装在中相（绿相），则电压接线柱左边那个应接绿色相电压。然后以绿色相为UA，用相序表测定黄、绿、红三相电压的相序，结果是绿一黄一红为正相序。则在中间的电压接线柱应接黄相电压。右边的电压接线应接红色相电压。 由于电流直感器的极性标注法是减极性的，即一次电流从L1端流人互感器，则互感器的二次电流从K1端流出，所以就应把电流互感器的K1端与功率因数表的标有*号的电流接线往相连，K2端与另一电流接线柱相连。 虽然功率因数表装在电容柜上，但它反映的是低压总母线上的功率因数，故电流互感器应安装在总母线上。 功率因数表实物接线图 三相功率因数表主要应用于低压交流三相电力系统之中，主要作功率因数测量之用，特别是在感应动力用电较多的场合，因为功率因数的高低直接关系着用电效率与能源消耗，不过本文讨论的是功率因数表本身的接线方法与它的应用无关。 图1所示为三相功率因数表表后接线柱情况及接线方法示意。 三相功率因数表表后接线柱 三个电压接线柱分别标有UA、UB、UC、两个电流接线柱务标有IA，意思是功率因数表所取电流应与左边电压接线柱所接电压同相。并且与负荷电流同方向的电流互感器二次电流应以标有*号的接线柱流入，从另一个接线柱流出。左边电压接线柱也标有*号，也是说明此电压应与电流同相。下面通过一个实例来具体介绍一下功率因数表的正确接线方法。 图2是一个低压母线示意简图。准备在电容柜上安装一只三相功率因数表，由于安装位置有限，为功率因数表取电流的电流互感器安装在中相。 由于电流互感器安装在中相（绿相），则电压接线柱左边那个应接绿色相电压。然后以绿色相为UA，用相序表测定黄、绿、红三相电压的相序，结果是绿一黄一红为正相序。图2中括号所标的UA、UB、UC即为相序表测定的结果．则在中间的电压接线柱应接黄相电压．右边的电压接线应接红色相电压。电压线接好后， 低压母线示意简图 再看电流线怎样连接，由于电流互感器的极性标注法是减极性的，即一次电流从L1端流人互感器，则互感器的二次电流从K1端流出，所以就应把电流互感器的K1端与功率因数表的标有*号的电流接线往相连，K2端与另一电流接线柱相连。这样就相当于负荷电流流入了标有*号的电流接线柱（如图2中箭头方向所示）。 虽然功率因数表装在电容柜上，但它反映的是低压总母线上的功率因数，故电流互感器应安装在总母线上。 如上图，仪表背面标有“B、C”字母的接线端子接三相电源的B、C相，电流回路的接线方法与三相功率因数表相同，即标有“I*”的接线端子接K1，标有“I”的接线端于接K2。 另外，功率因数表在具体的应用上又分为三相功率因数表和单相功率因数表，这其中的区别又有哪些呢？ 三相功率因数表和单相功率因数表的区别 单相功率因数表可用来测量单相电路的功率因数，还可用来测量中点可引出的对称三相电路的功率因数，这时电表的电压回路应接到相电压上。当对称三相电路的中性点不可及时，可采用三相功率因数表进行测量。使用三相功率因数表时要特别注意，除应按说明书规定接线之外，还应当注意相序关系，不能接错。 接好功率因数表之后的注意事项 （1）选择功率因数表时，要注意在额定电流和电压量程内； （2）必须在规定频率范围内使用； （3）功率因数表的接线要注意极性，其端子标有特殊符号，它与功率表一样，必须接到电源侧； （4）三相功率因数表的接线还要注意不能接错相位； （5）因流比计不用弹簧、游丝等机构产生反作用力矩，故在不通电的情况下或负载电流较小时，指针可停留在任意位置。

    时间：2020-04-29 关键词： 电流互感器 三相功率 功率因数

  • 实现新效率目标的基本要素解析

    实现新效率目标的基本要素解析

    随着消费者越来越关注公用事业账单的规模，企业主希望遏制螺旋式增长的运营费用，能源使用和效率水平受到了前所未有的严格审查。日益重要的环境因素进一步加剧了所有这些问题，人们普遍认识到，效率低下的设备会产生废热，最终将产生有害的生态影响。那么如何实现实现新效率目标的基本要素呢? 在电力电子领域，转换效率一直是讨论的关键主题，也是任何数据表中的主要参数之一。为了以最有利的方式展示其产品，电源制造商通常会引用“最佳可能”数字，该数字通常是负载约为80%时的单个值。但是，应注意，在实际应用中，所汲取的功率可能根本不在此水平。负载可能会大幅波动-取决于它们的运行方式，在冗余配置中，消耗的功率将始终低得多(除非发生故障情况)。这意味着系统的实际效率可能远远小于引用的效率值所暗示的。 认识到这种情况的严重性，标准机构，行业团体和政府机构制定了新的能源指南。这些准则通常采用引用效率曲线的形式，该曲线规定了从20%到满负载的所有运行负载的最低可接受效率水平。因此，设计工程师已经能够评估电力系统中的基本组成部分，以识别将在何处发生损失，然后采取措施消除损失，从而确保满足新的效率准则。功率因数校正(PFC)在解决潜在损失的来源方面至关重要，应相应地实施。 了解电力系统的损失 无电源系统将是完美的效率，而现代的开关半导体器件现在可提供前所未有的性能水平，但在操作过程中始终会存在一些损耗，从而导致效率水平降低。在电力系统中，有两种类型的损耗需要注意：开关损耗和传导损耗。传导损耗包括由桥式二极管的正向电压引起的损耗，该正向电压与系统功率以及诸如MOSFET和IGBT等开关器件的导通电阻成比例。这些与整个系统功率的平方成正比。由于它们会随着输出功率的增加而增加，因此它们倾向于在更接近满负载的情况下发挥更大的作用。传统上，这里是最关注的焦点。 第二类损耗是开关损耗。随着设计工程师努力提高功率密度水平并减小系统尺寸，开关频率不断提高，从而减小了集成到系统中的笨重磁性元件的尺寸。开关损耗与寄生电容(例如开关器件栅极中的寄生电容)不断充电有关。它们与开关频率成正比，并且在整个工作功率范围内保持一致。这些损耗往往在较低的功率水平上最为普遍，这会对系统效率产生重大影响。 那么，PFC为什么对效率如此重要? 电力公司提供的所有电网电源都是交流电，并且电压波形始终为正弦波。但是，电流波形的形状和相位不一定是正弦波，而是由供电负载决定的。对于最简单的纯电阻负载(例如加热元件)，负载电流与电压同相并保持正弦曲线。在这种情况下，计算输出的功率仅是将电压和电流相乘的问题。其他类型的负载(例如电动机)可能包括电抗组件(感性或容性)。在这种情况下，当电流波形保持正弦波状时，它将相对于电压波形发生相移，而负载中的电抗量将决定相移量。功率计算需要考虑相位，因此有效功率由以下公式确定： 有功功率= V * I * cos(Φ) 这里f表示电压和电流波形之间的相角，而cos(Φ)被称为“位移因数”。在电阻性负载中，电流和电压在同相中cos(Φ)的值为1 –表示正常功率仍然是电压和电流的乘积。但是，实际负载通常不是那么简单，尤其是在负载是开关电源(SMPS)的情况下。这些单元通常具有二极管桥式整流器和浪涌电容器，这将导致电流波形失去其正弦形状并变成一系列尖峰。 当波形失真且不再是正弦波时，将使用与波形的总谐波失真(THD)关联的“失真因子”(cos(Θ))计算有功功率。因此，在电流和电压同相但电流波形非正弦的系统中，适用以下公式： 有功功率= V * I * cos(Θ) 在电流波形既有相移又有失真的情况下，情况会变得有些复杂。在此，必须同时应用位移因子和失真因子： 有功功率= V * I * cos(Θ)* cos(Φ) 任何系统的功率因数仅是两个因素的乘积： 功率因数= cos(Θ)* cos(Φ) 实际上，这意味着电压和电流之间的相位差越大，或者电流波形越失真，功率因数就越低，因此有功功率就越低。由于功率因数也会影响效率，因此这现在是功率设计人员需要解决的关键领域。 需要校正功率因数 相对复杂的数学表明，如果频率相同，将两个正弦波形相乘只能得到大于零的值。结果，可以推断出谐波电流对系统的有用输出功率没有贡献，应该减少或消除。正是这被大多数人认为是主要的PFC标准EN 61000-3-2所采用的方法。与许多现代效率规格(包括美国环境保护署(EPA)的能源之星)一样，EN61000-3-2试图通过定义严格的谐波电流限制来降低电流波形的THD，直到40次谐波为止。 实现PFC的最常见方法是，使用市售PFC控制器中的几种常见控制方案之一，在桥式整流器和大容量电容器之间插入一个有源级。可能最广泛使用的控制方案是连续传导模式(CCM)，该模式以固定频率运行，并且经常在功率更高(> 300W)的系统中找到。流行的替代方法是临界传导模式(CrM)控制。通过仅在电感器电流降至零时才进行开关，从而无需快速恢复二极管。这降低了系统成本，但导致了可变的开关频率。 CrM在低功率系统(例如照明系统)中特别普遍。 PFC控制方案还有进一步的增强，其目的是提供更高的效率，例如将工作频率限制在定义的范围内。一些控制方案响应于负载变化而改变传导模式，以确保实现最佳效率。 实用的PFC解决方案 尽管可以使用分立组件从头开始设计PFC机制，但这很少见。大多数工程师会选择使用内置有PFC控制方案的现成控制IC。安森美半导体的FL7921R CrM照明控制器是一种高度集成的器件，将PFC控制器与准谐振(QR)PWM控制器结合在一起。它采用受控导通时间技术来提供稳定的DC输出，执行自然的PFC。该IC包括一个THD优化器，可减少过零时的输入电流失真，从而提高功率因数。 PFC功能始终处于打开状态，以确保始终在包括最重要的轻负载下始终充分优化功率因数(图1和2)。 意法半导体(STMicroelectronics)的STNRGPFx2适用于焊接，工业电动机，电池充电器和电源等高功率PFC升压应用，是一种两通道交错式CCM PFC数字控制器。该固定频率设备能够驱动两个交错的PFC通道，并具有浪涌电流限制，以及诸如分相操作之类的更复杂的功能。使用意法半导体的eDesignSuite，客户可以快速轻松地配置该设备(图3)。 总结 管理和控制现代电力系统的功率因数是提高所有工作条件下效率的关键，包括传统上效率非常低的轻负载。在具有挑战性的效率指标的驱动下，由于消费者和公司越来越意识到运营成本以及废能源对环境的不利影响，充足的PFC现在已成为关键的采购要求。幸运的是，有许多高度集成的控制器可供使用，使工程师可以轻松实现各种复杂的PFC方案以适合其特定应用。以上就是实现实现新效率目标的基本要素的一些方法。

    时间：2020-03-24 关键词： 效率 pfc 功率因数

  • LED照明与功率的相关解析

    LED照明与功率的相关解析

    在现在的生活中，电子产品已经在我们生活的方方面面，涉及到很多的电路知识，交流电流过负载时，加在该负载上的交流电压与通过该负载的交流电流产生相位差，人们便从中引出功率因数这一概念。在现在的生活中当交流电通过纯电阻负载时，加在该电阻上的交流电压与通过该电阻的交流电流是同相位的，即它们之间的相位夹角ф= 0°，同时在电阻负载上消耗有功功率，电网要供出能量。 当交流电通过纯电感负载时，其上的交流电压的相位超前交流电流相位90°，它们之间的夹角ф= 90°，在电感负载上产生无功功率，电网供给的电能在电感中变为磁场能短暂储存后又回馈到电网变为电能，如此周期性循环不已，结果电网并不供出能量，故谓 “无功功率”,但产生“无功功率”的“无功电流”还是实际存在的。当交流电通过纯电容负载时，亦类似于此，只不过其上的交流电压的相位滞后交流电流相位 90°，它们之间的夹角ф= - 90°。 这里，定义相位角度超前为正，相位角度滞后为负。实际负载是电阻、电感的感抗、电容的容抗三种类型的复物，复合后统称“阻抗”,写成数学式即是：阻抗 Z= R+j ( XL – XC) .其中R为电阻，XL为感抗，XC为容抗。如果( XL– XC) > 0, 称为“感性负载”;反之，如果( XL – XC) < 0称为“容性负载”.交流电通过感性负载时，交流电压的相位超前交流电流相位(0°<ф<90°);交流电通过容性负载时，交流电压的相位滞后交流电流相位(-90°<ф< 0°);电工学定义该角度ф为功率因数角，功率因数角ф的余弦值即Cosф叫做功率因数。 对于电阻性负载，其电压与电流的位相差为0°，因此，电路的功率因数为1最大(Cos 0°=1);而纯电感电路，电压与电流的位相差为90°，并且是电压超前电流;在纯电容电路中，电压与电流的位相差则为- 90°，即电流超前电压。在后两种电路中，功率因数都为零(Cos 90°= 0)。对于一般性负载的电路，功率因数就介于0与1之间。由数学式阻抗Z= R+ j ( XL – XC)，如果XL = XC,则Z= R 即阻抗Z变成了一个纯电阻，功率因数便等于1. 这就是说，感性负载和容性负载可以互相补偿，一个电路里的感性元件的感抗值正好等于容性元件的容抗值则可以完全补偿，功率因数补偿的办法就源于此。交流电通过阻抗负载时，产生的总功率S称“视在功率”,视在功率S包括有功功率P和无功功率Q两个分量。其中有功功率P = S*Cosф，无功功率Q = S*Sinф。只有当功率因数Cosф值等于最大值1即ф= 0°时，无功分量Q才等于零，有功功率P等于视在功率 S的值。但负载的实际工作能力只与有功功率相关 功率因数与LED照明，功率因数偏低的害处 1)供电设备的带负载能力被打了折扣，即降低了带负载能力。如某设备能供出100KVA的视在功率，若功率因数为0.7,则只能供出70KW的有功功率了;若功率因数为0.9,则能供出90KW的有功功率，可见提高功率因数很有意义。2)输电线路由于无功电流存在，增加了输电线路损耗。例如功率因数为0.7,要供出70KW的有功功率，则需要供出100KVA的视在功率，输电线路的电流增大，线路损耗必然增大。 功率因数补偿方法 供电部门供的电能是以“视在功率”来计算的，但是收电费却是以“有功功率”来计算的，用户的“电度表”实为“有功功率表”,两者之间有一个“功率因数”折扣，所以功率因数是供电部门非常在意的一个数据。用户如果没有达到理想的功率因数，相对地就是在消耗供电部门的资源。目前就国内而言功率因数规定是必须介于电感性的0.9~1之间。 可采取以下方式进行功率因数补偿： 1)半集中、集中补偿法，要求用电企业的各个配电房必须安装功率因数自控装置，实时检测功率因数大小，自动投入或切除补偿电力电容器的个数，用于电动机运行补偿(因企业主要用电负荷是电动机)，做到局部用电网络功率因数达标。这个办法从上世纪七十年代末、八十年代初便已强制实施，至今少说已有二十多年。还有各个供电所也安装功率因数自控装置，对其下辖供电区域进一步补偿。2)分散补偿法，要求每个用电器具设计时便采用先进技术，满足功率因数达标，这样不论何时何地用电均能保证功率因数达标。但这样做会增加成本、增加电器体积，而有的电器对体积大小限制很严格，加大了设计难度。 电光源照明灯具与功率因数补偿的回顾电光源是由白炽灯泡开始的，白炽灯泡是纯电阻负载，没有功率因数补偿的问题。上世纪50年代后，日光灯迅速普及成了主要的照明灯具，镇流器用的是硅钢片电感，可靠性高，寿命长，至今仍有少量采用的，大多数没有什么功率因数补偿措施，可能是受到成本因素的影响，抑或人们对功率因数补偿不甚了解，节能意识不强。也有加接适当容量的电容器作功率因数补偿的，多用在30W、40W大瓦数日光灯上，20W以下很少用。上世纪90年代后，人们的环保、节能意识增强，开发出三基色萤光粉节能灯，其光功效更高。电子镇流器也随后问世，配上三基色萤光粉灯管，节能效果更加显着。国内外一些集成电路厂商推出了带有源功率因数补偿的灯用芯片，用于电子镇流器，性能优秀，但增加了成本和电子镇流器体积，老百姓还不能接受它的价格，大约只用在高端灯具产品上。大量的普及型电子镇流器包括用于节能灯的都没有加什么功率因数补偿措施，这在市面流行的节能灯、日光灯上随处可见。也就是说以往的灯具基本上没有什么功率因数补偿措施，但大家都在用。 功率因数与LED照明 LED耗电更省，灯具功率比起节能灯还要小。LED照明当然更为进步，对环境保护、节能减排更为适宜。LED灯具是否加功率因数补偿，笔者的看法是： 1)据专家分析，LED为容性负载。电网的感性负载甚多，例如电动机、变压器等等。往往需要接入容性负载进行补偿，功率因数自控装置就是作此用途的。 LED为容性负载，恰恰补偿了电网因感性负载多导致功率因数低的问题，正是用得其所。源于这种认识，笔者认为LED照明灯具原则上无需加功率因数补偿措施。 2)室内照明用的单盏LED灯具均是小功率的，功率不会超过30W.灯具功率小对电网的影响也小，笔者认为这类灯具完全可以免去功率因数补偿措施，加了反而不好，反而会失去LED灯具是容性负载能够补偿电网因感性负载多导致功率因数低的功能。这些小功率灯具多是小体积紧凑型的，内部空间十分有限，例如 MR16、PAR30、PAR38灯杯，电源PCB板增大后放不下，就是好心想加功率因数补偿措施也加不进。还有加了功率因数补偿后会带来效率下降的副作用，或云得不偿失。再则成本增加影响销售。何况供电部门已采取了应对措施对电网功率因数进行补偿，灯具厂家大可不必再去画蛇添足。 3)功率100W以上的可以考虑加功率因数补偿措施，功率大的负载对电网的影响也大，例如一百瓦到数百瓦的LED路灯。路灯属于公益事业，成本略增加一点无大碍，电源PCB板增大一点也有位置可放。加功率因数补偿措施可以帮助供电部门减轻一些调节负担，防止容性负载过大产生过度补偿。 以上就是LED照明与功率因数关系解析，这就需要我们的科研人员对电路知识具有更强大的功底，这样设计的产品才会高效，使用寿命才会更长。

    时间：2019-09-17 关键词： 电源技术解析 led照明 交流电 功率因数

  • 驱动电源注意事项

    驱动电源注意事项

    生活中最常见的灯就是LED灯，但是很少有人知道LED灯需要LED驱动器，目前，LED日光灯照明市场比较活跃，LED驱动电源厂家主要分成3大类型：第一类是开发做LED芯片或LED灯的工厂，顺势向下游渗透;第二类是原来做是做普通照明的工厂;第三类是完全新开的工厂，他们以前做电源或其他产品或新创业。下面小编带领大家来了解LED驱动电源的相关知识。     LED日光灯电源 LED日光灯电源是LED日光灯中非常重要的一个部件，要是选择不当，LED日光灯发挥不出他应有的性能，甚至还有可能不能正常照明使用。下面就LED日光灯照明电源做了一些小小的建议，供大家参考参考。 1.LED日光灯电源为什么一定要恒流的呢? LED半导体的特性决定其受环境影响较大，譬如温度升高，LED的电流会增加;电压的增加，LED的电流也会增加。长期超过额定电流工作，会大大缩短LED的使用寿命。而LED恒流就是在温度和电压等环境因素变化时，确保其工作电流不变。 2.LED日光灯电源要怎样才可以与灯板匹配? 一些客户先设计灯板，再找电源，发现很难有合适的电源，要么电流太大，电压太小(如I>350mA，V<40V);要么电流太小，电压太高(如I<40mA，V>180V)，造成的结果是发热严重，效率低，或者输入电压范围不够。 其实，选择一个最优良的串并接方式，加在每个LED上的电压电流是一样的，而电源的效果却能发挥最好的性能。最好的方式是先和电源厂商沟通，量身定做。 3.LED日光灯电源的工作电流是多少才是最合适呢? 一般LED的额定工作电流20毫安培，有的工厂一开始就用到尽，设计20毫安培，实际上此电流下工作发热很严重，经多次对比试验，设计成17～19毫安培是比较理想的，推荐设计为18毫安培。 4.LED日光灯电源的工作电压是多少呢? 一般LED的推荐工作电压是3.0-3.5V，经测试，大部分工作在3.125V，所以按3.125V计算式比较合理的。M个灯珠串联的总电压=3.125*M。 5.LED灯板的串并联与宽电压要多宽呢? 要使LED日光灯工作在输入电压范围比较宽的范围(全电压)AC85～265V，则灯板的LED串并联方式很重要。由于目前的电源一般为非隔离的降压式电源，在要求宽电压时，输出电压不要超过72V，输入电压范围是可以到达85～265V的。也就是说，串联数不超过23串。 并联数不要太多，否则工作电流太大，发热严重，推荐为6并/8并/12并。总电流不超过240毫安培为好。还有一种宽电压方案，就是先用L6561/7527把电压抬高到400V，然后再降压，相当于两个开关电源，成本贵一倍，此方案性价比不高，没有市场。 6.LED的串并联与PFC功率因素及宽电压的关系是什么样的? 目前市场上的电源PFC有三种情况：一种是不带PFC专用电路的，其PFC一般在0.65左右;一种是带被动式PFC电路的，灯板匹备得好，PFC一般在0.92左右;还用一种是用有源主动式7527/6561电路做的，PFC可以达到0.99，但这个方案的成本比第二种方案贵一倍。 所以第二种方案的较多。对于被动式PFC电路：也叫做填谷式PFC电路，其工作电压范围是交流输入电压峰值的一半。如输入是180V，其峰值是180*1.414=254V，峰值电压的一半是127V，再减去降压式的压差30V，其最大输出是90V，所以LED灯珠串联数最多28串。 因此，要想得到比较大的功率因素，灯珠的串联数不能太多，否则，就达不到低电压的要求。 7.LED日光灯电源恒流精度多少才最合适? 市场上有的电源的恒流精度太差，像市面上流行的PT4107/HV9910/BP2808/SMD802方案等恒流的方案，误差达到±8%或±10%，恒流误差太大。一般要求在±3%就可以了。 按3%的误差，6路并联，每路的误差约±0.5%，如果是12路并联，每路的误差约±0.25%，该精度足够了。精度太高，成本会大大增加。而且对LED来讲，17毫安培和17.5毫安培影响不大。 8.隔离/非隔离 一般隔离电源如做成15W，放在LED灯管内，其变压器体积很大，很难放进去。尤其对T6/T8灯管，几乎不可能的，所以隔离的一般只能做到15W，超过15W的很少，并且价格很贵。所以，隔离的性价比不高，一般是非隔离的占主流较多，体积可以做得更小，最小可以做到高8毫米，实际上，非隔离的安全措施做好了，是不存在问题的。 9.LED日光灯电源效率 输出功率(输出LED的电压*输出电流/输入功率)。这个参数尤为重要，如果效率低就意味着输入功率有很大一部分转化为热量散发出来;如果是装在灯管内就会产生一个很高的温度，再加上我们LED的一个光效比所散发热量，就会叠加产生更高的温度。 而我们的电源内部所有电子零件的寿命都会随温度的上升而缩短。所以说效率是决定电源寿命最根本的因子，效率不能太低，否则消耗在电源上的热量太大。一般在80%以上就可以了，不过，效率与灯板的匹配接法有关。 10.LED日光灯电源尺寸 高度是限制的主要因素，一般用于T6管/T8的尺寸要求高度不能太高≤9毫米。T10管的高度≤15毫米。长度可以偏长，更易于散热。以上就是LED驱动芯片的相关技术知识，如果要从事相关行业，需要设计人员有雄厚的知识储备，还需要积累大量的项目开发经验。

    时间：2019-07-31 关键词： 电压 电流 电源技术解析 功率因数

  • 驱动芯片的A19 Turn-key

    驱动芯片的A19 Turn-key

    生活中最常见的灯就是LED灯，但是很少有人知道LED灯需要LED驱动器，近日，LED驱动芯片新锐供应商MarvELl继推出其数字反激式PFC控制芯片88EM8081的评估板、多种功率规格led驱动电路参考设计之后，又特别针对中国市场强势推出基于这颗驱动芯片的高度优化交钥匙(Turn-key)设计方案和灯泡实物，旨在帮助中国LED照明厂商降低设计成本，实现产品的快速上市，特别是海外中高端市场，从而加速LED照明应用的普及。下面小编带领大家来了解LED驱动芯片的相关知识。 驱动芯片 目前Marvell公司提供的超低功耗A19型交钥匙设计方案和灯泡实物包括两种，均可用于替代40W的A19型球泡白炽灯：一种是采用4颗照明级别Cree XLamp XP-E高效白光LED的方案;另一种是采用飞利浦Lumileds LUXEON A LED的方案。此外，Marvell还推出了采用Cree XLamp MT-G产品的PAR38射灯交钥匙解决方案，用于替代100W的传统此类灯具。同时，Marvell还在开发A19 60W等效LED灯泡方案，很快也将与中国客户见面。 上述Turn-key设计方案支持各种的AC输入，具有高达0.99的功率因数，总谐波失真(THD)低于<10%。所有这些方案已经过充分的安规、EMI/EMC测试，可确保客户通过CE、UL认证，且符合能源之星、LM-79和LM-80光性能测试标准，因此可直接用于投入生产。 “提高能效长期以来一直是Marvell公司专注的焦点，我们为各类市场提供尖端的低功耗解决方案已有超过10年。”Marvell绿色技术产品部门副总裁Kishore Manghnani表示，“我们非常了解设计高功效灯的挑战，并对支持Cree、Lumileds这样的业界领袖公司向LED照明制造商推出高效节能的交钥匙解决方案而感到自豪。” Marvell公司LED驱动芯片产品线全球技术行销高级经理Lance Zheng表示：“我们希望将我们与全球领先公司合作开发高品质LED照明应用产品的经验带到中国，与充满发展活力的广大中国LED照明厂商展开合作，共同推动中国绿色照明产业的发展。” Turn-key设计方案符合中国LED“国情”#e#Turn-key设计方案符合中国LED“国情” 中国有大大小小上万家LED照明企业，但具备设计能力的只占少数，Marvell这种高品质、符合全球法规标准Turn-key设计方案正好满足他们的需求。A19型球泡灯和PAR38射灯是出货前景最大的两种家用LED灯具。借助于Marvell带专利自适应控制环路和创新DSP架构的LED驱动器产品以及此次推出的相应“Turn-key”设计方案，中国厂商可以最低的总体成本、出色的整体性能迅速将产品推向市场，并扫除进军海外中高端市场的各种门槛和障碍。 Lance介绍说，Marvell公司为88EM8081驱动芯片的这些Turn-key设计方案投入很大，整合了电、光、热等各方面的工程设计人才资源和昂贵的实验/测试设备资源，帮客户完成了至少需要花费4-6个月的开发工作，并且经受住了各种品质方面的考验，生产出的成品受到客户的高度赞赏，索要申请络绎不绝。 Marvell此举开创了LED驱动芯片供应商之先河。众所周知，目前大多数供应商只能提供某款驱动芯片的评估板或最多提供参考设计的支持，客户需要自行或外包复杂的电、光、热和外形设计。而Marvell可提供基于88EM8081驱动芯片的Turn-key设计方案的完整设计和生产资料包，具体包括： - 完整的生产资料包; - 驱动电路设计文档：电气原理图，Gerber文档和BOM清单; Marvell技术优势 = 成本优势 Marvell公司去年推出并量产的用于住宅和商业应用的创新型LED照明产品88EM8081(开关频率为120KHz)控制器可以用于输出功率最高达150W的各种固态照明应用。这些应用包括：A19球泡灯、PAR20/30/38射灯、吊灯、筒灯、商用照明、路灯等。 除了采用先进的模拟电路实现高效率外，Marvell 88EM8081的架构中还包含一个可以用来增加新的独特功能的最优化DSP内核以及单级功率因数校正(PFC)电路，这允许制造商使用更少的外部元件，进而显著降低材料清单(BOM)成本。 其DSP核是由硬件逻辑实现的，一些专有算法(如闭环控制、PID等)被固化在其中，不占用内存，没有增加额外成本。这种数字技术能够实现高效的设计并可方便地增加传统照明无法提供的新的独特功能，且具有更高的可靠性和稳定性——对于可以持续工作5万小时以上的LED产品来说这点非常重要，并可迎合由LED照明技术带来的大众化市场机遇。 Marvell 88EM8081还支持自适应反馈环路，可实现业界最高水平的PFC(0.99)和最低的总谐波失真(THD，<10%)，从而更容易符合包括“能源之星”在内的全球各种法规。据内部评测，该产品的效率可达到85%以上，高出同类产品3-7%。 以上技术优势实际上可转换成总体开发或营销成本上的优势。效率高意味着产热少，可采用更便宜的热设计方案，而且意味着更多的流明输出，一个灯具中可以采用更少的LED芯片，系统成本可减小;PFC值高则可使产品在某些法规严格的市场(如韩国)更畅销;低THD对于像欧美等高端市场来说意义重大，例如美国的一些电力公司及政府为低THD家用LED照明灯具提供高额的补贴。 技术资源和支持网络 虽然是LED驱动芯片领域的新入者，但Marvell事实上已经是一家全球知名的半导体设计企业，在存储、通讯、移动互联、消费电子领域处于技术和市场领导地位。该公司每年售出近10亿颗芯片，公司2011财年(截至2011年1月29日)的收入达36.1亿美元。Marvell在微处理器体系架构及数字信号处理方面的专业知识、超强的模拟及混合信号设计能力，在大容量存储解决方案、移动与无线技术、网络、消费电子产品等颇有建树。目前，Marvell已经与全球很多知名的领导厂商和服务提供商都建立了稳固的合作关系，包括RIM、中兴、华为、摩托罗拉、中国移动、微软、希捷、东芝、三星、思科、HP等。Marvell在全球有6000多名员工，其中4500名为研发人员，占总数的70%以上。 注重技术和研发投入的Marvell近年来将目标市场也拓展到了“绿色节能”领域，致力于设计旨在减少全球能源浪费和碳排放总量的电源芯片和节能系统。其中LED照明应用是一个重要分支，另一个分支是智能节电应用。借助于数字和模拟混合信号技术的一贯优势，Marvell在LED照明领域突飞猛进，已获得几十项专利，并且专利数还在逐年持续增加。 未来，Marvell还将不断整合自己的混合信号设计、组网、无线、PFC和数字技术方面的丰富经验，为LED照明推出创造性的联网控制能力，进一步满足今天和未来数字LED系统的需求。 对LED照明应用，Marvell在美国加州硅谷总部设有系统架构和IC设计工程团队、在新加坡也设有IC设计团队，在中国上海则设立了应用工程团队和技术行销团队，以更好与本地客户沟通，开发适合的参考设计和Turn-key方案。 另外，Marvell还与活跃在亚洲和LED照明市场的知名授权分销商大联大(WPI)、富昌电子(Future)展开了合作，通过后二者的广泛技术支持和服务网络，为中国大陆的LED照明厂商提供服务。 - LED MCPCB Gerber文档; - 完整机械设计的3D设计文档; - 光度测试报告; - 色度测试报告; - 热特征报告; - EMI/EMC 测试报告; - 雷击保护测试报告。 此外，Marvell还提供5W-50W功率范围的适合各种灯具尺寸的参考设计，功率因数高达0.99，具备宽电压输入范围，效率最高达90%，并视客户需要可提供电气原理图、Gerber文档和BOM清单、变压器规格参数等设计文档。以上就是小编整理的关于LED驱动芯片的相关知识，小编能力有限，但是在每次设计之后会继续分享设计感受。

    时间：2019-07-30 关键词： 芯片 电源技术解析 谐波失真 功率因数

  • 高效调光的驱动设计方案

    高效调光的驱动设计方案

    生活中最常见的灯就是LED灯，但是很少有人知道LED灯需要LED驱动器，尽管为通用照明应用而设计的基本LED驱动器相对简单，但是当需要切相调光(phase cut dimming)和功率因数校正等附加功能时，这种设计就将会变得非常复杂。不带功率因数校正功能的非调光LED驱动器一般包括一个离线开关电源，用其进行调节以实现恒流输出。这与标准离线开关电源和在AC-DC适配器中通用的型号并无太大差异。这种设计可以采用标准的SMPS(开关电源)电路拓朴，如降压、升压或反激式转换器等。下面小编带领大家来了解LED驱动器调光的相关知识。 LED驱动器 2009年12月3日，美国能源局(DOE)为一体化LED灯项目发布了“能源之星”规格的最终版，规定在美国应用的LED驱动器的功率因数必须优于0.7,而工业应用则预计要优于0.9.目前市场的许多产品尚不能满足这样的要求，因此未来需要用更先进的产品来进行替代。有两种方式可以实现功率因数校正(PFC)，每种都要求在电源转换器的前端增加一些附加电路：简单的低成本无源PFC,以及更复杂的有源PFC. 在更深入研究这些方法之前，需要强调的一点是为了获得“能源之星”评级， LED驱动必须是可调光的。 一般而言，这就意味着其可调性会源于现有的基于切相工作原理的墙式电子调光器，这一原理最初是用来设计纯阻抗白炽灯。尽管其它调光方法，如线性0-10V调光或DALI也可能合乎要求，但是它们可能都仅限于高端工业类LED驱动器。到目前为止，切相调光器的应用相当广泛，很显然，能够有效调光的LED灯将具有极大的优势。由于市场上还有许多基于三端双向可控硅开关的低成本调光器，因此保证LED驱动器与所有类别相兼容是不现实的，特别是许多调光器仅采用基本设计，性能十分有限。基于这样的原因，“能源之星”项目仅要求LED驱动器厂商在一个网页中详细说明哪些调光器可以与其产品相兼容。 在“能源之星” 规格中，值得注意的另外一个要求是LED的工作频率必须大于150Hz,以消除出现可见闪烁的可能性。这就意味着给LED供电的输出电流中不能带有任何大量的频率是线性频率(50Hz或60Hz)两倍的纹波。 在如办公室照明、公共建筑和街区照明等离线应用中，越来越多的应用中采用LED照明，并且在未来几年里仍将保持这一趋势。在这些应用中，大功率LED会取代线性或大功率CFL荧光灯、HID灯以及白炽灯。这些应用需要一个LED驱动器，其典型功率范围为25W至150W.在许多情况中，LED负载都由一个的高亮度白光LED阵列组成，通常采用多种形式的芯片封装。用于驱动这些负载的DC电流通常至少为1安培。实际也有AC电流驱动的LED系统，但是一般认为DC系统可以为LED提供更理想的驱动条件。 在LED照明设备中需要进行电流隔离，以防止在可以接触到的地方发生触电危险，这种危险在大多数情况下都可能发生，除非采用一个绝缘的机械系统。这是由于与日光灯照明设备等不需要通过绝缘来实现安全性的产品不同，LED芯片需要与金属散热器连接。为了实现良好的热传导性，需要在LED芯片和散热器之间形成热障，这样就无需通过添加绝缘材料来满足绝缘要求。因此，在LED驱动器内部形成绝缘就是最佳选择，同时也说明了电源转换器拓朴技术是可行的。 两种可能方案分别是反激式转换器或包括一个PFC级的多级转换器，然后是绝缘和降压级，最后是后端电流调整级。两种方案之中，反激式因其相对简易且成本较低，应用比较广泛。 反激式转换器为许多应用提供了良好的解决方案，然而，它却具有如下的局限性：有限的功率因数校正能力;在宽输入电压范围上效率有限;两倍线频(《150Hz))时的输出纹波很难消除;需要通过附加电路进行调光。 尽管多级设计的额外成本限制了其在高端产品中的应用，但这种设计却可以克服其中的一些问题。在较宽的AC输出电压范围内，其可以实现高功率因数和较低的总谐波失真(THD)，从而使相同的LED驱动器可以利用110V、120V、220V、240V或277V的主电源供电。 能够在很宽的范围上保持高效率，而不是使效率在一个特定线负载点上达到峰值，但在不同的条件下却又大幅下降。同时，它也更易于降低150Hz下的纹波输出，多级系统使其自身能够更加高效的采用不同的调光方式。 本文其余部分将深入探讨宽电压输入范围、绝缘、可调光、稳压DC输出多级LED驱动设计原则，主要针对25W至150W范围的应用。该实例中的多级LED驱动器将分为三个部分：前端，功率因数校正(PFC)部分;绝缘和步降部分;后端，电流调制部分。 前端部分包括一个升压转换器，配置采用一个功率因数校正做预调节，在输出端提供一个高压DC总线，在电压或负载的各种变化范围上，将其稳定到一个固定的电压。由于稳压控制回路响应很慢，使得AC线频率的许多周期都会受到负载变化的影响，它只吸收了一个基本的正弦线输入电流。这个电路典型一般工作在临界导通模式，否则就被认为是转换模式。在这种模式中，PWM关断周期和由此形成的开关频率是可变的，所以，当存储在升压电感器中的所有能量传输到输出端时，新的开关周期才开始。这种共振工作模式被广泛应用，而且由于它的开关损耗最小，从而实现了高效率。在指定的功率范围内使用这种设计是最佳方式。 中间级将高压DC总线电压(典型值在475V左右)转换成为适用于驱动LED负载的低压输出。基于安全方面的考虑，LED负载通常采用低压驱动，因此驱动电路通常最小值为1安培。这里所推荐的绝缘和降压级配置是一种谐振半桥，包括一对用相互反相的信号驱动开关MOSFET.高频降压变压器初级绕阻的一端接到这两个开关管的的中点，而另一端与DC总线至地回路的电容分频网络相连接。通过这种方式，变压器初级可以看到一个正负电压振幅相等的方波。二次绕阻将采用中心抽头，这样两个二极管整流器即可用于将输出电流转换到DC.其中输出电流高到可以用MOSFET取代整流二极管，从而作为同步整流系统的方式运行。在采用3安培电流的典型应用中，在30度的环境温度下，同步MOSFET的表面温度比采用相同封装的肖特基二极管的温度更低。 我们可以看出，随着电流要求的增长，同步整流的热优势就变得更为显着。最后，还需要一个平滑电容，以产生绝缘的低纹波DC电压。这个电容的容值为数十法拉的级别，因此要采用陶瓷电容器。 为了使半桥级效率更高，在设计中，应该使其工作在谐振模式，其中MOSFET在零电压(ZVS)条件下开关。要实现这一点就必须保证一个MOSFET关断而另一个MOSFET开启之间有一个短时延，并且在这段时延电压从一个轨整流换向到另一条轨的中间点。这是因为电感器中能量的释放并通过MOSFET中的体二极管进行传导。变压器的初级设计中，有必要保持足够的漏电感，从而可以存储更多的能量，从而可以进行能量交换。这样，变压器的设计就会变得更加复杂，而避免这些问题的一个简单方法就是采用一个标准的高频变压器设计，无需为其设计增加额外的漏电感，仅仅需要增加一个与初级电感平行的另外一个电感来促进能量交换。这个额外的电感也可以用于帮助基于三端双向可控开关的调光器进行调光操作，并为调整提供了额外的成本和空间。我们还将对此做进一步的探讨。这样的电感器可以采用开气隙磁芯或开口磁芯来增加储能。 LED驱动器的后端级包括带有短路保护功能的电流调制电路。这可以通过一个线性调制电路来实现，但仅采用这种方式还不够，它只适用于低输出电流，不可用于多级系统。备选方案是一个简单的降压稳压器电路，利用电流反馈来限制每个超过目标LED驱动电流的输出电流。这样可以补偿在温度和器件容差带来的总的LED正向电压的变化，同时也限制了短路或其它故障情况下的电流，保护驱动器不受损伤。 在多个输出级都与由前一级供电的单独的隔离DC电压相连接时，也可以采用多级通道的方式。因为在这样的设计中，一个通道出现输出短路不会妨碍其它通道的正常运行。而且，这还允许将几个通道的调制电流提供给不同的LED阵列，并且省去了对于连接平行LED阵列的需要。众所周知，如果LED不能在相近的温度条件下有相似的正向压降，那么并行连接LED将会出现问题，这时采用带有多个独立输出的驱动器的优势就显而易见了。 TRIAC调光器的缺点 现有的大多数调光器一般可采用前沿切相方式工作，采用一个非常简单的基于三端双向可控硅开关的电路。这些调光器最初设计只是与作为电阻负载的白炽灯一起使用。三端双向可控硅开关器件是一个半导体开关，它只有当给其第三个门极加脉冲使其触发之后，其两个主要端子之间可以任何一个方向传导电流。这个脉冲可以具有任意一个极性，因此易于通过一个基本的RC计时电路进行创建。其工作原理包括在AC线周期的一个点上触发三端双向可控硅开关，这样它将一直导通到周期的结束，周期结束时线性电压降为零，接着流经三端双向可控硅开关电流也将为零，三端双向可控硅开关会再次关闭。三端双向可控硅开关器件具有最小的额定保持电流，低于这个电流，开关将关闭。调节电路中的电位器控制调节器电路中三端双向可控硅开关的开通点，并且通过实现调光改变整体的平均AC电流。 然而，即使它们包括一个功率因数校正前端，LED转换器和其它电源或电子镇流器也不会成为调光器的纯电阻负载。当调光水平被降低时，调光器中的三端双向可控硅开关可能会不规律被激发或错过开关周期。影响这种性能的因素非常复杂，由于我们已经找到了一个简单的解决方案，可以在多级系统中最大程度的克服这种问题，因此在这里没有必要进行深入分析。 无需将降压变压器的初级侧中的整流换向电感器返回到电容分压器的中点，电流即可以通过一个DC分隔电容器流回到线输入。这就在AC线循环结束前，提供了少量的额外电流，这些电流将使三端双向可控硅开关处于开启状态，并使其在所要求的调光范围内运行。这一解决方案通过利用那些将被浪费的电流，通过基于三端双向可控硅开关的调光器帮助调光。 利用这种方式调光是切实可行的，因为随着调光级别的降低，前端级的输出总线电压也在降低。这就使得次级电压也下降，由于LED负载有固定的总压降，电压中的一个微小变化也将引起电流以及光输出的巨大变化。通过这种方式，实现了LED的线性调光，由此满足了更为复杂的PWM调光电路的要求并避免了可能的专利侵权。尽管调光器兼容性需要损失一定的效率，但多级配置仍是更高性能LED驱动器设计的绝佳选择。以上就是LED驱动的相关技术知识，如果要从事相关行业，需要设计人员有雄厚的知识储备，还需要积累大量的项目开发经验。

    时间：2019-07-26 关键词： 电源技术解析 高效 谐波失真 功率因数

  • 基于FL7730的LED驱动器

    基于FL7730的LED驱动器

    LED在生活中处处可见，有显示屏的，也有照明的，但是有很多人不知道LED灯需要LED驱动器来驱动，LED照明是一种理想的照明光源，可以取代传统的照明系统，例如荧光灯和白炽灯。特别是在传统的TRIAC调光灯体系中，已经投入了大量的研究，试图开发一种兼容TRIAC调光器的LED灯泡。因为白炽灯光源消耗功率大，而且寿命短，所以LED灯泡便成为其理想的替代品，具有功耗非常低、寿命非常长等优势。下面来介绍驱动器的相关知识。 对于TRIAC调光LED灯泡，目前最大的问题在于调光器的兼容性。传统TRIAC调光器的原始设计是要处理数百瓦白炽灯泡消耗的功率。消耗功率小于20W的LED灯泡，会和采用由大功率开关器件构成的调光器产生相互影响。如果调光器和LED灯泡的相互影响不稳定，会出现可见闪烁。 为了防止闪烁，需要考虑一些特别的要求。TRIAC调光器需要在TRIAC触发后能够擎住电流，且在触发后的导通期间能够维持电流。如果不能满足这两种电流， TRIAC调光器会出现误触发和LED照明闪烁。图1 给出了TRIAC调光器和LED灯泡的接线图。图2 给出了在电源周期开始时，TRIAC调光器的电路阻断电源，触发后接通输入电源和LED灯泡。如图3所示，如果流过调光器的擎住电流和维持电流不足，TRIAC调光器将会关断。     Figure 1. TRIAC 调光器和LED灯泡     Figure 2. 擎住电流和维持电流足够时调光器工作     Figure 3. 擎住电流和维持电流不足时调光器工作 对于不同的调光器模型，擎住电流和维持电流也会不同。典型的擎住电流和维持电流范围大约为5~50mA.由于消耗较大的功率，采用白炽灯照明时，不会出现这些工作要求。单只LED灯泡的功率输出一般小于20W, 因此在整个电源周期中单只LED灯泡不能维持所需电流量。 本应用说明书提供了TRIAC调光LED灯泡电路板设计的实用指南。在描述的无源和有源泄放设计指南中，详细地说明了如何保持擎住电流和维持电流，而不出现闪烁现象。由于减少了外部器件的数量，有源阻尼设计能够改善效率。针对功率因数( PF ) 、总谐波畸变率(THD)以及 EMI等方面，输入滤波器设计一节讲述了滤波元件的滤波效果。以上就是LED驱动的相关技术知识，如果要从事相关行业，需要设计人员有雄厚的知识储备，还需要积累大量的项目开发经验。

    时间：2019-07-23 关键词： 有源 无源 电源技术解析 功率因数

  • 双环控制策略的有源功率因数校正电源研究

    双环控制策略的有源功率因数校正电源研究

    　　1、引言　　开关电源已成为电网最主要的谐波源之一。为了减小开关稳压电源对供电电网的污染和对外部电子设备的干扰，电源中普遍采用了功率因数校正（power factor correction, PFC）技术。功率因数校正技术的作用是在电网与负载之间插入校正环节，使输入电流波形逼近输入电压波形，以提高功率因数并限制开关电源的谐波电流对电网的污染。　　由于单一的电压环控制系统的特点是结构简单，设计方便，但是当系统受到某种扰动时，例如，输入电压波动、元件参数变化和负载突变，系统中的各电气变量均会发生变化。而这些变化只有等到输出电压发生变化以后，电压控制环才起调节作用。因此，在瞬态过程中，单环系统的输出电压可能会产生较大幅度的波动，甚至造成系统出现不稳定现象[1][3]。　　一般说来，开关变换器的小信号交流等效电路为二阶电路。根据最优控制理论，实现全状态反馈的系统是最优控制系统，可以实现动态响应的误差平方积分指标最小[2]。因此，在开关调节系统中取输出电压和电感电流两种反馈信号实现双环控制是符合最优控制理论的[4]。　　基于双环调节系统可以提高系统的稳态和动态性能的优点，本文中，基于功率因数校正和脉宽调制稳压变换一体的开关电源控制芯片UCC38500，设计了一台输出电压48V，输出功率300W的功率因数校正电源样机。文中讨论了该样机的设计与控制方法，给出了电流内环和电压外环的设计过程。试验结果表明，所设计的样机控制电路简单，运行可靠,性能基本达到设计指标。　　2、工作原理　　图1给出所设计的样机的电路原理框图。前级采用Boost拓扑结构的PFC电路，在实现功率因数校正的同时把输入电压提升到直流385V；后级为应用双管正激拓扑结构的PWM电路，把385V直流母线电压降低到48V，实现输入与输出的电气隔离。　　前级功率因数校正环节基于平均电流控制原理，采用电压控制环和电流控制环的双闭环控制方式，其中电压控制环使Boost电路输出的直流母线电压更稳定；电流控制环使输入电流接近正弦波。控制过程如下：经取样的直流母线电压与基准电压信号相比较，通过电压误差放大器输出电压误差放大信号。该信号与取样后的电源正弦半波信号相乘，作为电流误差放大器的基准电流信号。被检测的电感电流，在电压误差放大器中与基准电流相比较，经电流误差放大器后与给定的锯齿波比较，提供某一数值的占空比信号，经驱动器输出驱动信号，驱动开关管，这就形成了电流环。电流误差能被迅速而精确地校正，从而保证电流控制精度。　　图1 电路原理框图　　后级DC/DC功率级变换也采用双闭环控制方式。电流内环采用峰值电流控制模式，对开关电流的峰值进行逐个脉冲采样控制。电压误差放大器输出信号，通过光耦隔离，产生电流参考信号。被采样电阻检测的开关电流与电流参考信号比较，经驱动器输出两路隔离的驱动信号。　　3、电路设计　　电路设计基于UCC38500控制芯片，其PFC与PWM的开关频率比为1：1。设计的主要电路参数为：输入电压，直流母线电压，电路开关频率，功率因数PF=1，输出功率P0=300W，输出电压V0=48V,前级PFC中电感电流采样电阻的大小,滤波电容大小为　　（1）升压电感的设计。　　由于磁粉芯材料具有磁导率小，线性度高、饱和磁密大，工作频率范围宽。所以广泛的被用于功率因　　数校正电感的设计。所以在设计中电感的型号选用性价比较高的26#铁粉芯。　　图片看不清楚？请点击这里查看原图（大图）。　　2）电流控制环补偿网络设计。　　在平均电流模式中，如果电流补偿网络的增益太大，就会造成补偿网络的输出电压的最大值超过锯齿波的峰值或者说输出电压的波形不会与锯齿波相交，则放大器就工作在饱和的工作状态，导致系统的不稳定。所以在设计该系统时，PWM比较器中的两个输入信号的斜率满足文献[4]中提到的斜坡匹配标准，即：电感电流下降的斜率不能超过锯齿波上升的斜率。　　在Boost-PFC系统中，假定Vm为锯齿波的峰峰值，本设计中Vm=4.32V，则电感电流下降的斜率K1，和锯齿波上升的斜率K2可以分别表示为：　　在最坏的情况下，即,故有，当K1=K2时即电流补偿网络的最大增益为：　　所以中频段的增益为：　　取电流误差放大器的穿越频率为，由于补偿网络在穿越频率处具有平坦的特性，提供了大于450的相位裕量。所以将零点设置在处，即，则有　　由于Boost系统在穿越频率处含有右半平面的零点[1]，所以高频极点设置在开关频率处。所以前级PFC的开环传递函数[1]为：　　图片看不清楚？请点击这里查看原图（大图）。　　运用MATLAB仿真，仿真结果见图2（b）。可见，穿越频率为8.63kHz，相位裕量为57°。所以补偿网络的设计是合理的。　　(a) 电流误差放大器结构图　　　(b) 幅频特性和相频特性　　 图2 电流误差放大器　　为了使补偿网络的中频段有足够的带宽，以增加相位裕量，取：。所以根据上面的计算公式得出：，，　　3）电压控制环补偿网络设计。　　图3示出电压误差放大器的电路结构图。芯片内部本身提供基准，由于上的纹波是输入电压的二次谐波（100Hz），所以电压外环的带宽要求远小于100Hz的正弦半波频率，电压控制环的补偿网络的有效设计不仅有助于系统的稳定，而且可以减小直流母线电压上的纹波在总谐波畸变中的比重[5]。　　文献[6]中提到，输出直流母线上的纹波电压的峰值为：假定电压环对总谐波畸变的比重为0.75%，所以电压误差放大器的增益为：　　图3 电压误差放大器结构图　　所以：　　3.2 后级DC/DC设计　　由图1可见，后级DC/DC变换的主电路采用双管正激变换电路。采用峰值电流控制模式，其主要优点是具有良好的动态特性，同时实现降低功率损耗的目的。DC/DC变换采用后沿触发的、同步于Boost和PWM电路中功率开关最小重叠时间的调制器，减小输出端滤波电容上的纹波电流[4]。　　相比于平均电流模式，峰值电流模式有可能会产生次谐波振荡，因此需要在电流误差放大器的输入端加入斜坡补偿信号[1]。　　在本设计中斜坡补偿信号取自芯片内部的振荡器。图4示出本设计的斜坡补偿方法。　　图4 斜坡补偿方法　　电流误差放大器和电压误差放大器的设计与前级PFC电路的设计基本类似。电流内环由采样电阻得到峰值电流信号；电压外环亦采用常规零、极点补偿，电压外环带宽取为1kHz。实现较好的动态和稳态效果。　　4 试验结果与结论　　对本文设计的样机进行了实验研究，其中交流输入电压。图5(a)给出了PFC电路开关管的驱动电压和漏源电压波形。图5(b)给出了满载时电网测电压与电网测电流的波形（电流的采样通过在输入端串联电阻，为采样电阻上的电压波形）。　　图6(a)给出后级DC/DC功率级双管正激开关管的漏源电压。图6(b)给出高频变压器一次测电压波形。图6(c)给出DC/DC级输出电压波形。　　(a) 双管正激开关管波形　　　　(b) 高频变压器一次测电压波形　　(c) DC/DC级输出电压波形　　图6 双管正激开关管、高频变压器一次测电压和DC/DC级输出电压波形　　实验结果表明，本文所设计的基于双闭环控制策略的功率因数校正电源，其性能指标达到设计要求，控制电路设计明显简化。基于复合控制芯片的卓越控制能力和极低的价位为提高中小功率的开关电源的功率因数，抑制谐波污染，实现绿色用电革命，开辟了新前景。

    时间：2019-04-01 关键词： 策略 嵌入式开发 电源 双环 功率因数

  • 高效能逆变器的结构功能以及功率校正因素调整

    高效能逆变器的结构功能以及功率校正因素调整

    　　由于对性能要求的不断提高，特别是当前“绿色”电源的呼声越来越高，现代逆变器系统对功率因数校正和电流谐波抑制提出的更高的要求。本文对功率因数校正在现代逆变电源中的应用作了简要介绍。分析比较了几种带有PFC功能的逆变器构成方案，分析结果表明带单级隔离型PFC电路的两级逆变器具有更高的可靠性，更高的效率和更低的成本。　　1 现代逆变电源系统的组成和结构　　随着各行各业控制技术的发展和对操作性能要求的提高，许多行业的用电设备都不是直接使用通用交流电网提供的交流电作为电能源，而是通过各种形式对其进行变换，从而得到各自所需的电能形式。现代逆变系统就是一种通过整流和逆变组合电路，来实现逆变功能的电源系统。逆变系统除了整流电路和逆变电路外，还要有控制电路、保护电路和辅助电路等。现代逆变系统基本结构如图1所示。　　　　图1 逆变系统基本结构框图　　现代逆变系统各部分功能如下：　　1. 整流电路：整流电路就是利用整流开关器件，如半导体二极管、晶闸管（可控硅）和自关断开关器件等，将交流电变换为直流电。除此之外，整流电路还应具有抑制电流谐波和功率因数调整功能。　　2. 逆变电路：逆变电路的功能是将直流电变换成交流电，即通过控制逆变电路的工作频率和输出时间比例，使逆变器的输出电压或电流的频率和幅值按照人们的意愿或设备工作的要求来灵活地变化。　　3. 控制电路：控制电路的功能是按要求产生和调节一系列的控制脉冲来控制逆变开关管的导通和关断，从而配合逆变器主电路完成逆变功能。　　4. 辅助电路：辅助电路的功能是将逆变器的输入电压变换成适合控制电路工作需要的直流电压。对于交流电网输入，可以采用工频降压、整流、线性稳压等方式，当然也可以采用DC-DC变换器。　　5. 保护电路：保护电路要实现的功能主要包括：输入过压、欠压保护；输出过压、欠压保护；过载保护；过流和短路保护；过热保护等。　　2 逆变电源系统功率因数及谐波干扰问题分析　　对于逆变器的整流环节（AC-DC），传统的方法仍采用不控整流将通用交流电网提供的交流电经整流变换为直流。虽然不控整流器电路简单可靠，但它会从电网中吸取高峰值电流，使输入端电流和交流电压均发生畸变。也就是说，大量的电器设备自身的稳压电源，其输入前置级电路实际上是一个峰值检波器，在高压电容滤波器上的充电电压，使得整流器的导通角缩短三倍，电流脉冲成了非正弦波的窄脉冲，因而在电网输入端产生失真很大的谐波峰值干扰，如图1.2所示。　　　　（a） 电网输入端电流和电压的畸变 （b）峰值电流中的各次谐波分量频谱　　图2 传统整流电路输入端电网电压和电流失真与谐波干扰分量图　　由此可见，大量整流电路的应用使电网供给严重畸变的非正弦电流，对此畸变的输入电流进行傅立叶分析，发现它不仅含有基波，还含有丰富的高次谐波分量。这些高次谐波倒流入电网，引起严重的谐波污染，使输入端功率因数下降，将造成巨大的浪费和严重危害。输入电流谐波的危害主要有：　　（1）使电能的生产、传输和利用的效率降低，使得电器设备过热、产生振动和噪声并使绝缘老化，使用寿命缩短，甚至发生故障或烧毁。　　（2）可引起电力系统局部并联谐振或串联谐振，使谐波含量放大，造成电容器等设备烧毁。　　（3）使测量仪器产生附加谐波误差。常规的测量仪器是设计并工作在正弦电压、电流波形的，因此在测量正弦电压和电流时能保证其精度，但是这些仪表用于测量非正弦量时，会产生附加误差，影响测量精度。　　（4）谐波还会引起继电保护和电动装置误动作，使电能计量出现混乱。　　现代逆变电源系统对功率因数校正和电流谐波抑制提出了更高的要求。为了减小AC-DC交流电路输入端谐波产生的噪声和对电网产生的谐波污染，以保证电网供电质量，提高电网的可靠性；同时也为了提高输入功率因数，以达到节能的效果，不少国家和国际学术组织都制定了限制电力系统谐波和用电设备谐波的标准和规定，如国际电气电子工程师协会（IEEE）、国际电工委员会（IEC）和国际大电网会议（CIGRE）都推出了各自建议的谐波标准，其中最有影响力的是IEEE519-992和IEC1000-3-2，我国也先后于1984年和1993年分别制定了限制谐波的规定和国家标准。　　因此在现代逆变电源系统中，功率因数校正电路是一个不可或缺的重要组成部分。功率因数校正可以分为无源功率因数校正技术（Passive PFC）和有源功率因数校正技术（Active PFC）。无源功率因数校正技术是采用无源器件，如电感和电容组成得谐振滤波器来实现PFC功能；有源功率因数校正技术则采用了有源器件，如开关管和控制电路来实现PFC功能。现代逆变电源系统应用的多为有源功率因数校正技术，可以将输入电流校正成与输入电压同相的正弦波，将功率因数提高至接近1。　　3 带有PFC功能的逆变器构成方案　　具有功率因数校正功能的逆变器构成方案通常有三种：三级构成方案Ⅰ、三级构成方案Ⅱ和两级构成方案。　　1. 三级构成方案Ⅰ。其结构如图3所示。第一级是50Hz工频变压器，用来实现电气隔离功能，从而保证电源设备的安全性，免受来自高压馈电线的危险。第二级是功率因数校正电路，用来强迫线电流跟随线电压，使线电流正弦化，提高功率因数，减少谐波含量，其输出是400V左右的高压直流。第三级是DC-AC模块，用来实现逆变功能，即通过控制逆变电路的工作频率和输出时间比例，使逆变器的输出电压或电流的频率和幅值按照人们的意愿或设备工作的要求来灵活地变化。　　　　图3三级构成方案Ⅰ主电路框图　　这是一种较早采用的方案，技术也比较成熟，其主要优点是电路结构简单，实现较为容易。主要缺点是电能经过三级变换，降低了逆变器的可靠性和效率；工频隔离变压器体积庞大、笨重、耗费材料多；PFC级的输出，即DC-AC的输入为400V左右的高压直流电，这就对许多需要逆变级具有低压输入的应用场合产生了限制。比如铁路用逆变器和航空用逆变器等多个重要的逆变器应用领域都需要110V的正弦交流电输出，若采用这种构成方案，则不仅可靠性难以得到保证，而且逆变器的效率会进一步降低，一般不会超过80%。　　2. 三级构成方案Ⅱ。其结构如图4所示。第一级是PFC级，其结构功能与三级构成方案Ⅰ中的PFC电路相同。第二级是DC-DC级，用来调节PFC输出电压和实现电气隔离。第三级是DC-AC模块，其结构功能与三级构成方案Ⅰ中的DC-AC电路相同。这是目前应用较多的一种方案，是中大功率应用的最佳选择。　　　　图4 三级构成方案Ⅱ主电路框图　　这种方案的主要优点是去掉了笨重庞大的工频变压器；每一级均有各自的控制环节，使得该电路具有良好的性能；DC-AC的输入电压可根据逆变输出的不同要求进行调整，适用于各种功率场合，效率较三级构成方案Ⅰ有所提高。缺点是各级都需要一套独立的控制电路，增加了器件数目和控制电路的复杂性；由于电能同样经过三级变换，使得逆变器的可靠性和效率仍然不能令人满意。　　3.两级构成方案。针对以上两种方案的不足，人们提出了一种两级构成方案。该方案将三级构成方案Ⅱ中的前两级合并为一级，使PFC和DC-DC级共用开关管和控制电路（如图5所示），并通过高频变压器得到可调PFC输出直流电压，实现电气隔离，如图5所示。这种方案保持了三级构成方案Ⅱ中的优点，而且改进了三级构成方案Ⅱ的不足之处。总之，可靠性高、效率高、成本低是这种逆变器构成方案最显著的优点。　　　　图5 典型的单级PFC变换器电路图　　4 结论　　将这三种逆变器的构成方案进行比较后不难发现，它们的逆变部分结构和功能完全相同，区别仅在于整流环节，即通过不同方法产生经隔离和功率因数校正后的（可调）直流电压，来作为逆变级的输入。由于单级PFC电路将PFC级和DC-DC级结合在一起，能量只被处理一次，用一个控制器就能完成输入PFC和输出电压调节功能，因此非常适用于逆变电源的前级整流环节。采用单级PFC电路的逆变器具有更高的可靠性，更高的效率和更低的成本。所以，带单级PFC电路的两级逆变技术成为电力电子领域研究的一个热门课题。　　尽管单级PFC电路具有上述优点，但是与传统的两级式PFC变换器相比，它要承受更高的电压应力，有更多的功率损耗。这些问题在开关频率较高时显得尤为突出，影响了变换器工作的可靠性和开关频率的进一步提高，也限制了其在大功率场合的应用。为此，近些年又提出了各种软开关技术，如零电流开关（ZCS）、零电压开关（ZVS）、零电压转换-脉宽调制（ZVT-PWM）、零电流转换-脉宽调制（ZCT-PWM）等，有效地解决了这些问题，使得单级PFC电路在逆变电源系统中具有了更广阔的应用前景。

    时间：2019-03-06 关键词： ac 电源技术解析 dc 逆变器 功率因数

  • 常用功率因数校正集成控制器

    ;;; 功率因数校正集成控制G3M-202P-5V器的种类很多，限于篇幅，不可能一一罗列。目前，较常用的功率因数校正集成控制器有UC3852、UC3854/54A/54B、UC3855A/55B以及MC34262/MC33262等。另外，还有一些PWM+PFC集成控制器，较常用的有FAN4803、ML4824、UCC38502以及UCC38503等。本章主要对UC3854/54A/54B、UC3855A/55B、MC34262/MC33262以及FAN4803四种常用的功率因数集成控制器的特点与引脚功能、额定参数、主要电气参数、工作原理以及典型应用等进行介绍。;; ;UC3854功率因数校正控制器;;; 在电源系统中，平均电流控制模式的应用比较广泛，它具有工作稳定性好和畸变小等优点，并且其最大应用功率能达到6kW。下面介绍典型控制器UC3854及其应用。;;; UC3854是一种有源功率因数校正专用控制电路。它可以完成升压变换器校正功率因数所需的全部控制功能，使功率因数达到0.99以上，输入电流波形失真小于5%。该控制器采用平均电流型控制，控制精度很高，开关噪声较低。采用UC3854动率因数校正电路后，不仅可以校正功率因数，而且还可以保持输出电压稳定不变（当输入电压在80～260V之间变化时），因此也可作为AC/DC稳压电源。UC3854采用推拉输出级，其输出电流可达到1A以上，因此输出的固定PWM脉冲可驱动大功率MOSFET。

    时间：2019-02-28 关键词： 控制器 嵌入式开发 常用 功率因数

  • 功率因数校正控制器

    功率因数校正控制器

    样本数据表产品信息BUY NOWISL6730A是有源功率因数校正（PFC）控制器IC使用升压拓扑结构。控制器是适用于AC / DC电源系统高达2kW的，在通用线路输入。的的ISL6730A装置工作在连续电流模式。一个精确的输入电流整形与电流误差放大器的实现。正在申请专利突破负电容技术最大限度地减少过零失真和降低磁性元件大小。小的外部元件，因此在低成本的设计，在不牺牲性能的情况下。内部钳位12.5V栅极驱动器提供1.5A的峰值电流的外部功率MOSFET。ISL6730A提供了高度可靠的系统得到充分的保护。保护功能包括逐周期过流，过功率限制，过温，输入欠压，输出过压和欠压保护。ISL6730提供卓越的电源效率和转换到省电跳跃模式在轻负载条件下，从而自动提高效率。它可以被关闭拉FB引脚低于0.5V或BO引脚接地。它还提供了一个开关频率为124kHz。主要特点减少元件的尺寸要求出色的线路和负载调节功率因数超过更好的轻负载效率高可靠性设计小型10引脚MSOP封装

    时间：2019-02-13 关键词： 控制器 嵌入式开发 功率因数

  • 探讨功率因数校正技术PFC中的电感材料选择

    探讨功率因数校正技术PFC中的电感材料选择

    开关电源（硬开关方式）如今已经实用化、商品化，其突出的优点效率高，体积小，重量轻已被人们认可。但是负面效应决不可忽视，由于不可控整流方式网侧输入电流为非正弦周期电流，AC/DC变换器在投入运行时，将向电网注入大量的高次谐波。因此网侧的功率因数不高，仅有0.6左右，并对电网和其它电气设备造成严重谐波污染与干扰。在三相四线制供电方式中，由于多次谐波分量叠加，使中线电流增大，这是一个很棘手的问题。而如今计算机电源、UPS、程控交换机电源、电焊机电源、电子镇流器等早已高频开关化，其对电网的污染已达到必须治理的程度，因此功率因数校正技术正在成为热点，并将成为商家进入市场的关键。从电工学原理讲，功率因数PF是指交流输入有功功率P与视在功率S的比值。PF=P/S=UI1cosφ/UI2=DFcosφ（1）式中：I1-基波电流有效值；I2-电网电流有效值；U-电网电压有效值；φ-基波电流、电压的相位差；DF（distortionfactor）为电流失真因子。要使PF→1,必须对输入电流严重非正弦情况采取相应的措施，使DF→1,同时还必须使基波电流与电压相位差φ→0,才能使PF→1,所以功率因数校正实际上是对输入电流整形使其尽可能正弦化，同时改善电源系统的输入阻抗，使之尽量呈电阻性，使基波电流与电压同相位。这就是功率因数校正的基本思路。开关电源的功率因数校正器（PFC）可分为两类，一类为有源PFC,由电感电容及电子元器件组成；另一类为无源PFC,一般采用电感补偿方法使交流输入的基波电流与电压之间相位差减小来提高功率因数。在校正电路中有源PFC较多采用高频升压电路功率因数开关调节器，通常采用Boost电路，基本电路拓朴见图1.图1 升压型Boost电路图图中Li为储能电感，看起来并不复杂的电路，但是如何能够合理选择元件及相关元件的材料是关键所在，本文将就PFC技术中的电感元件及材料开展讨论。PFC的英文全称为“Power Factor Correction”,意思是“功率因数校正”,功率因数指的是有效功率与总耗电量（视在功率）之间的关系，也就是有效功率除以总耗电量（视在功率）的比值。基本上功率因素可以衡量电力被有效利用的程度，当功率因素值越大，代表其电力利用率越高。计算机开关电源是一种电容输入型电路，其电流和电压之间的相位差会造成交换功率的损失，此时便需要PFC电路提高功率因数。目前的PFC有两种，一种为被动式PFC（也称无源PFC）和主动式PFC（也称有源式PFC）被动式PFC一般分“电感补偿式”和“填谷电路式（Valley Fill Circuit）” “电感补偿方法”是使交流输入的基波电流与电压之间相位差减小来提高功率因数，被动式PFC包括静音式被动PFC和非静音式被动PFC.被动式PFC的功率因数只能达到0.7~0.8,它一般在高压滤波电容附近。 “填谷电路式”属于一种新型无源功率因数校正电路，其特点是利用整流桥后面的填谷电路来大幅度增加整流管的导通角，通过填平谷点，使输入电流从尖峰脉冲变为接近于正弦波的波形，将功率因数提高到0.9左右，显着降低总谐波失真。与传统的电感式无源功率因数校正电路相比，其优点是电路简单，功率因数补偿效果显着，并且在输入电路中不需要使用体积大重量沉的大电感器。而主动式PFC则由电感电容及电子元器件组成，体积小、通过专用IC去调整电流的波形，对电流电压间的相位差进行补偿。主动式PFC可以达到较高的功率因数──通常可达98%以上，但成本也相对较高。此外，主动式PFC还可用作辅助电源，因此在使用主动式PFC电路中，往往不需要待机变压器，而且主动式PFC输出直流电压 的纹波很小，这种电源不必采用很大容量的滤波电容。现在我们先来探讨无源PFC中的电感材料选择1 、无源PFC中的电感材料选择无源PFC是一个由电感、电容组成的低通滤波器，如图2所示是一种低通滤波器的电路原理图，其中L1是共模电感，L2,L3是差模电感。共模电感是完全对称、线圈匝数相同的两个电感线圈，绕在同一个铁心上，电流同方向流经两组线圈后，根据右手螺旋法则，在电感铁心内产生两个方向相反的磁场，由于流经电流大小，线圈匝数完全相同，磁场强度强弱相当，因而完全抵消，不存在磁饱和问题，主要是要考虑电感铁心材料的初始磁导率静，对于这类材料的静越高越好，通常有高静系列的铁氧体磁心，静=4等类型，铁基超微晶材料静≥5×104,坡莫合金系列如1J79,1J851系列，静≥5×104.在选择金属磁性材料时必须注意频响问题（见图2）1J79或1J851系列的磁心静随频率上升而下降的幅度比较大，越薄的材料，静随频率下降的幅度比较小，设计时应注意这一点。图2 低通滤波器电路原理图差模电感 主要要解决磁饱和问题，在实际使用过程中，广大电路工作者已经逐步认识到了磁粉心的优越性，使用铁心加气隙的作法（铁氧体磁心加气隙，非晶磁心加气隙，硅钢磁心加气隙）已越来越少。现在用于滤波器中差模电感铁心大多为有效磁导率为60~75的磁粉心，B500=1.34T,即在39788.5A/m（即500Oe）的磁场强度下，磁感应强度达1.34T.图3 磁芯u0随频率f的变化关系图3是有效磁导率为75的铁粉心的静态磁滞回线，和铁氧体材料相比，有高的Bs值，不易饱和，因此体积至少可减小一半，采用廉价的铁粉作原料，并且不需要开口，没有噪声，成本可大大降低，价格可以和铁氧体比拟，以27×14×11的规格为例，它可以承受400安匝而不饱和，优点突出。图4 靍=75铁粉心得B-H曲线但是值得商榷的是，可选择作为滤波器的差模电感的磁粉心不仅仅是靍=75铁粉心一种，图5是铁粉心系列靍=75,靍=55,靍=35磁导率随频率变化的曲线，可见它们磁导率随频率上升而下降的趋势不同。图6是MICROMETARS公司-8（靍=35）和上海钢研精密合金器材研究所SF-33（靍=37.5）铁粉心材料的插入损耗曲线，可见吸收峰出现在不同的频率范围内，因此除了考虑电感量大小，磁饱和问题，价格等因素外，还应该考虑抑制噪声的频率范围，来选择不同型号的铁粉心。图5 有效磁导率与频率的关系曲线图6 两种铁粉心的插入损耗曲线2 有源PFC中的电感材料选择在功率放大的功率因数校正中基本上是采用升压式变换电路，而升压电感是串在输入回路中，电感电流等于输入电流，只要控制电感电流就可以达到控制输入电流。功率开关器件的切换速率鵖远大于工频鹊（鵖=K鹊，K 1）；L值大得足以使电感中的电流连续，当功率器件开关切换脉冲占空比的变化遵循正弦规律时，即所谓正弦波脉宽调制（SPWM）时电感中流过的电流为：当K=1时，iL=Ipsin鹊t（3）即iL与输入电压一样，都是正弦波，相位又相同，从而实现了DF=1,cos达到功率 <http://bbs.dianyuan.com/tech/adapter>因数校正的目的。从图7中可见，S的控制信号实际上受控于输入电压，开通时由全波整流电路为L充电，关断后L上的电压与输入电压叠加为电容C和负载提供能量，因此PFC中的电感是一个储能电感而且电感量又必须足够的大，在50Hz基波电流上又叠加了高频成份，对于该电感铁心材料提出了相当高的要求，即在强的基波电流作用下不饱和又在高频下有低的损耗。 图7 基本升压型有源功率因数校正电路目前扼流圈铁心使用的材料主要有两类，一类是功率铁氧体磁心加开气隙，另一类是磁粉心。表1是它们的饱和磁感应强度（Bs）的比较，其中锰锌软磁铁氧体Bs值最低，为0.5T,约为铁粉心的一半左右，因此在同样安匝数下和铁粉心相比截面将增加1倍左右，因而体积势必增大。 表1不同材料的Bs值比较另外由于加开气隙，在铁氧体开气隙处表面，形成表面涡流，造成铁氧体磁心局部升温，使铁氧体磁心发热，当温度超过铁氧体居里点时，有效磁导率靍急剧下降为0,这也是功率铁氧体磁心用作电感不利的一面，许多电源工作者对铁氧体磁心在有源PFC线路中用作储能电感铁心持否定态度，可能主要就是这个原因吧。关于磁粉心在PFC电感 中的应用，已被很多电源工作者所认可。目前磁粉心材料大致有铁粉心，Sendust粉心（FeSiAl），坡莫合金粉心（P.P.M），从损耗曲线上可以看出，P.P.M（靍=60）及Sendust（靍=60）和铁粉心（靍=35）相比，前二者约为后者的1/10~1/6,因此，铁粉心可以排除，无法用作PFC电感材料，除非大大增加体积，降低工作B值。国外文献对于PFC电感材料一般都介绍坡莫合金系列，笔者以为，2Mo80NiFe磁粉系列（靍=160,147,125,60等）有优良的性能，其频率特性、电流特性，损耗特性均为目前最高水平，而且系列化，有可选择余地，但是价格比较昂贵，在电源价格竞争激烈的今天，很多使用者无法接受，我们向广大电源工作者推荐比较廉价的FeSiAl粉心。 图8 FeSiAl系列靍-f曲线 图9 FeSiAl粉心曲线 图10 损耗曲线（f=20kHz）FeSiAl 材料很早就被发现有优良的磁性能（可以和坡莫合金相比拟），高熘担?o=8），低损耗，Bs=1.1T,但由于其脆性，加工困难，而没有大量使用。我所经过几年的研制开发，形成了系列的FeSiAl磁粉心产品，靍=90目前进一步推向市场，图7,8 是它们的靍-f曲线和电流特性曲线，可以和2Mo80NiFe相比拟，从图10中所介绍的损耗曲线中可以发现，它的损耗高于坡莫合金磁粉心，但远低于铁粉心，可用在PFC中作电感材料。3 结论功率因数校正技术将得到越来越广泛的应用，广大电源工作者希望找到合适的材料来满足电路的要求。文中介绍了铁粉心在PFC中的应用，提出了抑制噪声频段不同，在差模中应用可选择不同磁导率铁粉心的观点。根据有源PFC电感的特点，指出使用磁粉心作为有源PFC电感铁心优于使用功率铁氧体开气隙磁心，并介绍了FeSiAl材料的系列磁粉心，旨在增加广大电源工作者选择余地，制造出体积更小、温升更低、价格更廉的功率因数校正器。

    时间：2018-09-20 关键词： 材料 电感 电源技术解析 功率因数

  • 一种新颖的完全断续箝位电流模式功率因数校正电路

    摘要：提供了一种新颖的宽输入范围、完全DCM、箝位电流工作模式的Boost功率因数校正电路控制方法。该控制方法不存在Boost电路中二极管的反向恢复，从而提高了整个电路的效率，同时，该方案获得了低的总谐波畸变（THD）和较高的功率因数（PF）。该方案适合于中低功率场合的应用。给出了具体的理论分析和一个100W的电路实验数据。关键词：电流箝位升压；功率因数校正；完全断续电流模式引言在以往的有源功率因数校正电路拓扑中，一个带乘法器的控制芯片不可避免。为了降低成本，一种电流箝位（ClampedCurrentBoost,CCB）的控制方法可以简化电路。在这种电路中，每半个周期中开关电流峰值被箝位至一个参考值。输入电流的波形跟随输入电压，?样就可以得到理想的THD。由于它不需要乘法器来提供一个电流参考值，而可以利用任何一种峰值电流控制的芯片（如UC3843）来完成这个功能，从而大大降低了成本，简化了电路。但是，以往提出的箝位电流模式电路，在低输入电压时工作在断续电流DCM，在高输入电压时工作在连续电流模式CCM。而CCM的工作方式存在两个缺点：一是电路中的续流二极管的反向恢复，这降低了电路的效率；二是电路中的电感值比较大，这给提高电路的功率密度带来了困难。本文提出了一种在通用的整个输入电压范围内工作在DCM的CCBPFC电路。该电路消除了二极管的反向恢复问题，从而提高了电路的工作效率；同时，由于工作在电流断续模式，电感量减小，这样就可以减小电感的体积，提高功率密度。本文给出了该电路拓扑的数学分析并且给出了一个100W的电路实验结果。1 理论分析电路原理图如图1所示。在进行分析之前，假设以下条件成立：——所有的元器件都是理想的；——变换器工作在稳态时，开关频率?大于交流母线的频率，从而可以认为在一个开关周期内，输入电压是恒定的；——输入电压是理想的正弦波vac=Vmsin(ωLt)，其中ωL为交流母线的频率；——参考电压在一段时间内是一个恒定值Vref；——输出电压是恒定的。为了便于分析，使得计算的结果与具体的电路参数无关，我们采用标幺值，即令Vb=Vo；Ib=Vo/Rt(Rt=2L/Ts，Ts为开关周期)；则输入的电压峰值为：Vm=Vm/Vb（1）与传统的CCBPFC电路不同，在整个母线电压输入周期内，该电路工作在电流断续模式。在每半个周期内，有两种电流断续工作模式。如图1所示，在开关周期开始阶段，Boost电路中的开关管处于开通的状态，电感中的电流iL从零开始增加。在采样电压（RiiL）达到参考电压（Vref）和斜率补偿电压（VR）的和,或者达到最大占空比时，开关管关断，电感电流线性减小（如图2）。这两种工作模式分别定义为DCM2和DCM1。对一个周期内电感电流求平均值，可以得到两种DCM工作模式下的电流归一化后的表达式分别为：式中：Kr为电流模式斜率补偿深度系数。DCM1和DCM2的边界条件为：式中：斜率补偿Mc=IR/(DmaxTs)，IR为斜率补偿电流。因此，可以得出DCM1和DCM2两种工作模式的边界点为：ωLt=arcsin[(Iref/Dmax-IRM)/2Vm]式中：为斜率补偿电流峰值。由前所述，可以得到每半个周期的平均电流归一化暂态值：由上面的分析可以得到每半个工频周期，在不同输入电压下，输入电流的的波形如图3所示。Boost电感值必须保证在整个周期内，电路工作在DCM模式。在最小输入电压下的电流峰值为：式中：Po为输出功率;η为最低效率;Vin,rms,min为最低的输入电压幅值。所以，电感值由式（7）决定。(Vinpmin/L)DlminTs≥2Iinp（7）式中：Vinpmin为最小输入电压峰值；Dlmin为在最小输入电压时的最小占空比，即Dlmin=(Vo－Vinpmin)/Vo（8）输出电容必须满足式（9）。Co≥Po/(2πflineVoΔVo)（9）标幺化的功率因数可以由式（10）获得。PF=Pin/(VinrmsIinrms)（10）式中：那么,2 实验结果设定以下工作条件：Vm=127～311V；fline=50Hz；Vo=380V；Po=100W；η=0.92；fs=77kHz；Dmax=0.95。参数设定为：L=370μH；Kr=0.22；C=68μF，选用68μF/400V铝电解电容。电路图如图4所示。获得的电路波形如图5所示，由图5可以看出，实验结果符合理论分析。表1为实验获得的PF和THD与Vin,rms关系。由表1可以看出，该电路符合IEC-3-2的标准。该电路在满负载(Vo=380V，Io=0.263A)下的效率测试如图6所示。表1 PF，THD与输入电压关系表Vin/V 90 120 220 265 PF 0.997 0.994 0.961 0.911 THD/％ 5.6 12.1 17.2 32 3 结语本文对一种在通用的整个输入电压范围内实现DCMCCBPFC的电路拓扑，进行了详细的理论分析，实验结果证明了该电路可以满足IEC1000-3-2标准。同时，由于它消除了二极管的反向恢复，采用电流断续模式，提高了电路的工作效率和功率密度。这对于中小功率的应用有很大的吸引力。 来源:0次

    时间：2018-09-12 关键词： 电流 断续 功率因数

  • 基于并联技术的三相功率因数校正方法研究

    基于并联技术的三相功率因数校正方法研究

    引言电力电子装置的广泛应用，给公用电网造成严重污染，谐波和无功问题日益受到重视。为了减轻电力污染的危害程度，许多国家纷纷制定了相应的标准，如国际电工委员会的谐波标准IEEE555—2和IEC—1000—3—2等。功率因数校正(Power Factor CorrecTIon，简称PFC)技术，尤其是有源功率因数校正(Active Power FactorCorrection，简称APFC)技术可以有效的抑制谐波，已成为研究的热点。单相APFC技术的研究比较成熟，已有不少商业化的专用控制芯片，如UC3854，IRll 50，LTl508，ML4819。与单相功率因数校正整流装置相比，三相PFC整流装置具有许多优点：(1)输入功率高，功率额定值可达几千瓦以上；(2)单相PFC整流装置输入功率是一个两倍于工频变化的量，但在三相平衡装置中，三相输入功率脉动部分的总和为零，输入功率是一恒定值，三相PFC整流装置输出功率的脉动周期仅为单相全波整流的三分之一，脉动系数低，因此可以使用容量较小的输出电容，从而可以实现更快的输出电压动态响应。三相APFC技术正成为众多学者研究的重点，但其实现有一定的困难，而且还未见成熟的专用控制芯片。若能将单相APFC电路简单整合成一个三相APFC电路，将能充分利用成熟的单相控制芯片，制作出满足要求的三相APFC装置。1 由单相APFC组合成三相APFC的几种方法单相PFC组合成三相PFC的技术优势是：(1)无需研究新的拓扑和控制方式，可直接应用发展比较成熟的单相PFC拓扑，以及相应的单相PFC控制芯片和控制方法；(2)电路由多个单相PFC同时供电，如果某一相出现故障，其余两相仍能继续向负载供电，电路具有冗余特性；(3)由于单向模块的使用，因此需要更少的维护和维修，而且有利于产品的标准化；(4)与三相PFC相比，不需要高压器件等。下面将对由单相PFC实现三相PFC的几种方法分别进行介绍。1)由三个分别带隔离DC／DC变换的单相PFC并联组成的方法每个单相PFC后跟随一个隔离型DC／DC变换器，DC／DC变换器输出端并联起来，形成一个直流回路后向负载供电，如图l所示。此类电路即可采用三相三线制接法，也可用三相四线制的接法，很灵活且很简单。而且此类电路都可设计成单级形式，从而减少功率等级且动态响应比较快。但该类电路由三个完全独立的单相PFC及DC／DC变换器组成，由于需3个外加隔离的DC／DC变换器，因此用的器件比较多，成本较高。(1)单相PFC电路由全桥电路构成图2电路的特点是DC／DC的开关控制比较简单，相对于其它电路更适合于大功率场合的应用。但是由于隔离变压器反射电压的影响，全桥电路相对于反激电路来说有更高的电流失真。(2)单相PFC电路由Buck电路构成图5 用三个单相Buck变换器组成的三相PFC示意图图3所示Buck型电路的结构比较简单，同全桥电路相似，由于隔离变压器反射电压的影响，其相对于反激电路来说也有较大的电流失真，但其谐波仍可以限定在比较低水平，达到IEC—1000的要求。另外，其可实现的功率等级的大小不如全桥高，但比反激式电路要大。(3)单相PFC电路由反激电路构成图4所示反激式电路有比较接近正弦的相电流，而且功率因数也更接近于单位功率因数。由于其本身的结构特点，所以不必以增加电压为代价即可达到隔离的作用。但相对于前两种电路其功率不容易做大。(4)单相PFC电路由SEPIC电路构成在Boost变换中，传统的隔离在此种情况下的应用并不理想，因为在电流连续情况下，器件将产生高的电压应力，在电流断续情况下将产生较大的输入电流失真。图5所示的电路是用隔离SEPIC电路组成的三相PFC电路，SEPIC变换器的输入端类似于Boost电路，因此具有Boost电路的优点，如有低的输入电流失真和更小的EMI滤波器。在输出端SEPIC电路像反激式变换器，从而不必以增加电压为代价达到隔离的作用。2)由三个单相PFC在输出端直接并联组成的方法图6是将3个单相PFC变换器在其输出端直接并联而成的，因此结构相对较简单。由于该电路是三个单相。PFC变换器在输出端直接并联而成的，各相之间存在较严重的耦合。下面给出一种其相应的电路，如图7所示，电路中三个单相PFC之间存在相互影响，即使加入隔离电感和隔离二极管后也不能完全消除这种影响，导致电路的效率和输入电流THD指标有所下降，所以在大功率场合很少应用，但在中小功率场合有一定的使用价值。 图9是其一种实际的应用电路图，工作原理是，三相输入电压Ua，Ub，Uc(相位相差120°)。通过带有中心抽头的变压器变成两相电压Uab和Uck(相位相差90°)，Uab和Uck。的矢量图如图10所示。通过这样的变换，就变成两个三相单开关PFC的并联。尽管|Uab|≠|Uck|，但采用适当控制可以使两个电路平分输出电压，这一特性能够抵消电容中的低频纹波，从而有效地减少电容的温升，延长电容的寿命。因为每个电路独立工作，所以两个功率开关的开通和关断互不影响。不足是不能在整个负载范围实现功率因数校正等。4)由矩阵式DC／DC变换器构成的方法新颖组合式三相APFC拓扑结构示意图如图11所示，该电路由三个单相PFC电路组合而成，与前面所介绍的三相组合式PFC电路极其相似，不同点在于，该电路中三个单相PFC的输出并不是直接将三个单相直流输出电压并联，而是通过高频矩阵式功率变换器，使三个单相PFC直流输出耦合成一路直流输出。该电路的关键在于引入了矩阵变压器技术，充分利用了矩阵变压器磁耦合原理。其等效电路图如图12所示。三个单相PFC经逆变后的交变电压相位、频率、幅值相同，通过三相矩阵高频变压器的耦合、变压及隔离，输出所需要的直流电压。三个单相PFC独立性比较强，输出之间相互电气隔离，解决了三个单相PFC之间相互影响的图12利用矩阵变换器实现的等效电路图这一技术难题。2 结束语三相PFC整流电路遇到的一个很大的难题就是三相之间的耦合，上述各种方法已分别对此难题进行了相应的解决。每相分别加隔离DC／DC的做法虽然可以解决此问题，但其代价就是使电路所用的器件增多。隔离电感和隔离电容的加入可以对耦合加以抑制，而且在中小功率场合也有一定的实用价值。通过矩阵变换器实现的电路解决了这一技术难题，三个单相PFC独立性比较强，输出之间相互电气隔离。当然代价也是使用器件相对较多。但是考虑到由单相PFC实现三相PFC的种种优势，上述各种方法还是有一定应用前景。

    时间：2018-09-11 关键词： 电源技术解析 三相 并联技术 功率因数

  • 基于MSP430的高功率因数电源设计方案

    基于MSP430的高功率因数电源设计方案

    摘要： 基于有效提高电力资源利用率、减小谐波污染、提高电网输电效率和电质量的目的，设计了一款基于低功耗单片机MSP430 的高功率因数电源。本系统以单片机MSP430 为控制和运算核心，测量出系统的功率因数。采用非隔离式Boost 电路作为主回路，采用PFC 功率因数校正专用控制芯片UCC28019 进行闭环反馈控制，将功率因数补偿到0.999 以上，本系统具有一定的实用性。在电力网的运行中，功率因数反映了电源输出的视在功率被有效利用的程度，我们希望的是功率因数越大越好。这样电路中的无功功率可以降到最小，视在功率将大部分转换为有功功率，从而提高电能输送的效率。提高功率因数必须从相位校正技术和谐波消除技术两个方面考虑，无功分量基本上为高次谐波，谐波电流在输电线路阻抗上的压降会使电网电压发生畸变，影响供电系统的供电质量，谐波会增加电网电路的损耗。解决用电设备谐波污染的主要途径有两种：一是增设电网补偿设备（有源滤波器和无源滤波器）以补偿电力电子设备、装置产生的谐波；二是改进电力电子装置本身，使之不产生或产生很小的谐波，如采用功率因数校正技术。两者相比较前者是消极的方法，即在装置产生谐波后，进行集中补偿；后者是积极的方法，也是谐波抑制的重要方法。减小谐波污染、提高功率因数，对于提高电网电质量和用电效率、缓解我国的能源短缺问题等都具有重要的现实意义。本系统基于MSP430 的高功率因数电源对功率因数校正进行了一定的研究，MSP430 是低功耗单片机，将低功耗单片机与功率因数校正相结合具有深层次的研发意义。1 系统总体方案设计及实现方框图系统主要包括整流、功率因数校正、Boost 升压等几个部分。电源变压器将较高的市电电压降低到符合整流电路所需要的交流电压，经整流电路后得到直流电。将得到的直流电送入Boost 升压电路进行升压，Boost 电路的输出电压极性与输入电压极性相同，但总高于输入电压，输入电流连续、输出电压与负载电流无关，输出阻抗非常低，通过控制开关管通断的占空比来控制输出电压。PFC 控制部分采用有源PFC（也称主动式PFC） 功率因数校正可以实现高输入功率因数和低输入电流谐波含量，并且开关管的电压应力和电流应力都比较小。电压适应范围宽，功率因数高。本系统采用两级PFC 技术，即在整流滤波和DC/DC 功率级之间加入有源PFC电路为前置级，用于调高功率因数和实现DC/DC 级输入的预稳，该技术一般用于大功率输出场合。MSP430 作为控制和运算核心，它具有处理能力强，运行速度快、资源丰富、开发方便等优点。MSP430 系列单片机是16 位超低功耗的混合信号处理器，把许多模拟电路、数字电路和微处理器集成在一个芯片上，以提供"单片"解决方案。MSP430 系列单片机的电源电压采用1.8~3.6 V 低电压，RAM数据保持方式下耗电仅0.1 μA,活动模式耗电250 μA/MIPS（MIPS: 每秒百万条指令数），I/O 输入端口的漏电流最大仅50 nA, 远低于其他系列单片机（一般为1~10 μA），MSP430系列单片机堪称目前世界上功耗最低的单片机，其应用系统可以做到用一枚电池使用10 年。系统整体设计如图1 所示。图1 系统实现方框图2 主要功能电路设计2.1 隔离变压器部分本系统中要做好隔离变压器本身接地的回路，变压器会产生漏磁及电磁干扰，如果没有配置好接地线路，即使做再多的隔离效果也是有限的。把隔离变压器用在交流电源输入端时，若电网3 次谐波和干扰信号比较严重，可以去掉3 次谐波和减少干扰信号， 采用隔离变压器可以产生新的中性线，避免由于电网中性线不良造成设备运行不正常，非线性负载引起的电流波形畸变可被隔离而不污染电网。2.2 功率因数校正控制电路及数字设定电路的设计本系统选用CCM 模式PFC 控制器UCC28019 实现最终的功率因数校正，CCM 的输入电流畸变很小，动态响应快，不会有很高的峰值电流。该芯片通过双闭环控制：电流内环和电压外环。电流内环的作用是控制网侧输入电流的波形和相位；电压外环的作用是控制输入电流的幅度，以使输出直流电压在各种扰动下保持期望值。该控制系统具有许多系统级的保护功能，主要包括峰值电流限制、软过流保护、开环检测、输入掉电保护、输出欠压过压保护、软启动等功能。由芯片UCC28019 工作原理知其输出PWM 波形占空比是根据电压环路的反馈电压输入到Vsense 脚与芯片内部+5 V 基准电压进行比较， 经差分放大后改变PWM 斜率。系统稳定时Vsense 脚的电压为5 V.电阻R7、R8分压，通过控制D/A 的输出来控制UCC28019 的Vsense 脚电压， 进而控制最终的输出，即数字设定输出。D/A 转换器采用16 位数模转换器MAX541。1）电感电流检测电阻的选取在电感电流超过最大值电流25%时，ISENSE 脚电压达到软过流保护阀值的最小值，RSENSE将触发软过流保护。RSENSE应满足如下条件：其中VSOC（min）=0.66 V。I L_PEAK（max）为最大峰值电流。此外，为保护芯片免受冲击电流的冲击，在ISENSE 脚处串联一个阻值为的220 Ω 电阻（如图2 中的R1）。2）输入滤波电容的选取在允许有20%的电感电流纹波IRIPPLE和6%的高频电压纹波U IN_PIPPLE的情况下，输入滤波电容的最大值Cin由输入电流纹波IRIPPLE和输入电压纹波U IN_RIPPLE（max）决定。输入滤波电容的值可通过以下公式计算：其中fsw =65 K，ΔI RIPPLE =0.2，IRIPPLE =ΔIRIPPLE I IN_PEAK （max），ΔV IN_RIPPLE =0.06,V IN_RECTIFED （max） = √2 V IN （max） ，V IN_RIPPLE （max） =ΔVIN_RIPPLE V IN_RECTIFED（max） 3）升压电感的选取。升压电感的最小值根据最坏的情况（占空比D 为0.5）计算得出：系统主回路如图2 所示。图2 主回路2.3 功率因数测量电路设计采用相位差测量法。利用电压电流互感器分别对电压、电流信号进行提取， 然后用精密仪表放大器INA118 对电压电流进行放大至饱和，经TLC372 整形后，测出相位差，相位差Φ 的计算原理是利用输入2 路信号过零点的时间差，以及信号的频率来计算2 路信号的相位差，首先测量单路输入信号频率，方法是记录1 路方波信号2 次连续上升沿触发的定时器计数值N1和N2,计算出2 次上升沿计数器差值ΔN1=N1-N2, 以定时器工作频率fclk为参考， 求出输入信号的频率为Fin= fclk ΔN1 .运用TI 低功耗单片机MSP430F449 的捕获功能，捕获2 路信号的过零点，记录定时器这一时刻的计算值，计算出它们之间的时间差。TI 公司的所有的FLASH 型单片机都含有Timer_B,它是程序的核心，Timer_B 由1 个16 位定时器和多路比较/ 捕获通道组成，2 路信号的相位差，Δ=360°×Δt Ti其中，ΔN2为2 路信号的上升沿分别触发计数器的差值；Ti为输入信号的周期。由相位差的计算可简化为：ΔΦ=360°×Δt ΔN1 =360°×ΔN2 ΔN1×fclk , 为防止计数器溢出，参考时钟设置为1 MHz,测相时最大计数值为1000 000/50=20 000<2∧16-1=65 535;且每次测相前都对计数器B 清零。最后经余弦运算即可测得功率因数。负载端输出电压、电流经采样可算出系统视在功率。根据公式P=S×cosθ，Q=分别计算出电源的有功功率、无功功率。该方法操作简单、可达到很高的精度。电路如图3 所示。图3 功率因数测量 2.4 过流保护电路的设计通过单片机实时采样输出电流，当电流过大时单片机控制继电器模块使其断开，系统断电；当故障排除后测得电流值小于预设定值时单片机再次发指令使继电器闭合。电路重新正常工作。电路如图4 所示。图4 过流保护3 系统软件设计本系统选用MSP430F449 低功耗单片机， 负责电压电流的相位检测、功率因数及电压电流峰值的显示、以及相应外部请求对电压值进行调整。相位检测用MSP430 定时器的捕获功能实现。首先对一路电压信号测频，外部信号的上升沿到来时触发中断，记录当前定时器计数器的数值，由两次定时器数值的差值，计算出信号的频率。然后测两路信号相位差，开始启动电压信号的捕获功能；当捕获到该路信号的上升沿并进入中断后，立刻启动定时器计数，开启电流信号的捕获功能，禁能电压信号的捕获功能。当捕获到电流信号的上升沿并进入中断后，记录当前定时器计数器的数值，由此便可计算出电压、电流的相位差，从而算出功率因数。程序中，TimerA 的外部引脚用于按键检测，故用TimerB 的捕获比较器实现[6].用MSP430 自带的AD 对电压、电流信号采样，采样模式为序列通道多次转换， 以便实时显示当前的电压、电流值。当检测到输出电流超过2.5 A 时，控制继电器的关断和电路的复位。流程如图5 所示。图5 软件流程图 4 测试数据与分析4.1 测试仪器15 MHz 函数信号发生器，型号为Agilent33129A.数字示波器，型号为Tektronix TDS 1002,双通道，60 MHz .万用表的型号为FLUKE17B。4.2 测试方案及结果如下按照基本要求预置电压设为36 V,当负载变化时，输出电压理论值应不变恒为36 V,输出电流会随着负载的变化而变化。实际中由于各种误差的存在，输出电压和预置电压多少会有一些差距。检测实际输出电压电流，和理论值比较。变压器副边电流通过电流I2互感器经电阻采样后送示波器显示，测其失真度。采样电压电流经比较器后可以测得得到相位差，经余弦运算既得功率因数。减小负载使得输出电流增大， 当达到2.5 A 时，检测继电器是否调转，若跳转则过流保护功能可靠。1）预置输出电压不变（36 V）时，改变负载，测得实际输出电压、电流和功率因数如表1 所示。表1 负载变化时的电源参数2）输出电压数字可调。通过按键预置输出电压，测量实际输出电压如表2 所示。表2 输出电压数字调节4.3 测试结果分析测试数据显示，功率因数高达0.999 以上，测量误差的绝对值低于0.84%.测相时，两路信号经比较器之前先进行了饱和放大，让信号的幅值尽量靠近，这样减小了比较误差，在采用MSP430 测相，时钟可能会引来误差，但是参考时钟频率较高（1 MHz），时钟频率非常稳，输入信号频率低（50 Hz），在测相计数的过程中可能有的差距，多计一个数（或者少计一个数），会给测得的相位差带来的偏差，该误差完全可以忽略不计，但在输入信号频率较高时，该误差不能忽略。输出电压数字调节测量时，实际值和理论值有一定误差，但误差较小，在允许的范围内。5 结束语本系统较好地设计和实现了高功率因数的直流电源，电源波形畸变非常小，电源效率高，电质量得到改善。目前电能是使用最多的能源之一， 如果电能的使用效率得以提高，那么可以大大减少对能源的浪费。基于低功耗单片机MSP430的高功率因数电源有待进一步深究，有望融入日常生活。低污染、高效率、绿色化、低应力、低输出纹波，这是市场对新型电源的要求。本系统还有很大的发展空间，可以尝试与太阳能、风能相结合。参考文献:[1].MSP430 datasheethttp://www.dzsc.com/datasheet/MSP430+_490166.html.[2].PFC datasheethttp://www.dzsc.com/datasheet/PFC+_1200255.html.[3].UCC28019 datasheethttp://www.dzsc.com/datasheet/UCC28019+_1714171.html.[4].MAX541datasheethttp://www.dzsc.com/datasheet/MAX541_859647.html.[5].INA118 datasheethttp://www.dzsc.com/datasheet/INA118+_509877.html.[6].TLC372 datasheethttp://www.dzsc.com/datasheet/TLC372+_1074096.html.[7].MSP430F449 datasheethttp://www.dzsc.com/datasheet/MSP430F449+_17403.html.3次

    时间：2018-09-11 关键词： 设计方案 电源 电源技术解析 功率因数

  • 基于前沿调制改善功率因数和电源性能

    基于前沿调制改善功率因数和电源性能

    一般，我们需要使用一个双级功率系统的电源，来满足80+计划功率因数要求和 EN61000-3-2谐波电流要求，其具体如下：1. 一个功率因数校正（PFC）升压预稳压器（第1级），用于整形输入电流和提供高功率因数。2. 由于PFC升压电压非常高，因此要求一个次级（第2级）将这种高升压电压调低至可用输出电平。这种方法存在的主要问题是，在功率转换器前端添加一个次级，降低了电源的效率。这让其很难达到80+电源计划的高效率要求。为了消除给离线功率转换器添加PFC前端级所产生的损耗，一些设计人员使用了各种各样的PFC拓扑结构，例如：可降低开关损耗的PFC升压跟随器和/或能够减少传导损耗的交错式PFC.降低损耗的另一种方法是，设计一个使用前沿脉宽调制（PWM）的主级（第1级）和使用传统后沿调制的次级（第2级）。本文将为您介绍什么是前沿调制，以及它是如何通过减少升压电容器（IC）中的高频RMS电流来提高效率的。后沿与前沿脉宽调制后沿脉宽调制比较器通过对比锯齿电压波形（OSC）和误差电压（ERR）来控制功率转换器占空比（D）。一般，误差电压由一个反馈运算放大器控制。在后沿脉宽调制中，OSC引脚被馈送给脉宽调制比较器的负输入，而误差电压则馈送至脉宽调制比较器的非反相输入。脉宽调制比较器的输出用于控制功率转换器（QA）的FET栅极。该栅极驱动导通信号与OSC信号波谷同步。在这种配置结构中，FET栅极驱动的后沿经过调制，以达到功率转换器占空比 （D）。该后沿为FET关断时（请参见图 1）。图1:使用功率因数校正的双级离线功率转换器。请注意，在脉宽调制控制器中，在每个脉宽调制周期之前添加一个人为停滞时间，其在每个脉宽调制周期开始以前关闭功率级开关。必须使用停滞时间来防止出现100%占空比，从而防止出现磁饱和。需要注意的是，为了简便起见，图1并未显示停滞时间。前沿调制脉宽调制稍微不同于后沿调制。OSC信号馈送至非反相脉宽调制比较器输入，而误差电压则馈送给反相引脚。FET （QB） 关闭与OSC峰值电压和前沿同步，当FET导通时对前沿进行调制以达到占空比（请参见图 2）。图2:后沿与前沿PWM. 前后沿调制一起使用的好处首先，我们来看使用后沿调制控制图1所示功率级Q1和Q2时PFC升压电容器电流（IC）。请注意，我们将PFC控制电压（ERR1）与振荡器斜率（OSC）进行比较，以控制PFC FET（Q1） 的导通和关断时间。另外，DC/DC转换器（第2级）控制电压（ERR2）与振荡器斜线比较，以控制FET Q2的导通和关断时间。在振荡器运行初期正常工作情况下，两个FET同时导通（t1,案例 A）。在这段时间内，PFC 升压电容器（CBOOST）必须对进入第2个功率级的所有电流（IT1）提供支持。在这种配置结构中，在FET开关期间，有一段时间FET Q1导通而Q2为关断，这时PFC升压电感（L1）通电，而功率级2的初级线圈不要求任何电流。这时，没有电流（IC）进入升压电容器。所有电感电流均流经晶体管Q1.同样，有一段时间两个FET Q1和Q2均为关断。这时，CBOOST传导所有升压电感电流，其流经二极管D1（ID1）。请注意，图3为一张随意照下来的图片。正常工作情况下，第1级的占空比随线压而变化，以保持PFC升压电压。功率级2的占空比在正常工作时保持恒定不变，因为输入/输出电压为固定。其次，我们通过控制前沿调制控制的FET Q1和后沿调制的FET Q2,研究其对于升压电容器电流（IC）的影响（图3“案例B”）。在这种评估过程中，FET Q1和Q2的导通时间和占空比与“案例A”情况相同。在这种配置结构中，FET Q2在振荡器谷底导通，并根据PWM比较器电压水平关断。FET Q1根据前沿PWM比较器导通，并在振荡器峰值时关断。相比使用前沿调制的两个功率级，利用前沿/后沿PWM调制组合法错开安排FET的首次导通，可以缩短FET Q1和Q2同时导通的时间（t1,“案例B”）。与“案例A”情况类似，有一段时间（t2）Q1导通而Q2关断，并且没有电流进出升压电容器 （IC）。同样，有一段时间（t3,“案例B”）两个FET均关断，并且需要通过CBOOST吸收ID1.在“案例B”中，有一段时间FET Q2导通而Q1关断。这时，进入升压电容器的电流为ID1,其小于IT1（t4,“案例B”）。相比两个功率级都使用后沿调制控制，这种使用前沿/后沿调制控制的方法，可以减少FET QA和QB同时导通的时间。它带来更低的升压电容器RMS电流（IC）。相比控制使用后沿调制的两个功率级，这种配置结构中使用的前沿/后沿调制，升压电容器 （IC） RMS电流减少30%.升压电容器中RMS电流的减少，可以降低升压电容器 ESR 损耗，从而提高整体系统效率。

    时间：2018-09-10 关键词： 性能 电源 电源技术解析 功率因数

  • Fairchild功率因数校正智能功率模块

    飞兆半导体公司 (Fairchild Semiconductor) 推出业界首款功率因数校正 (PFC) 智能功率模块 (SPM™)，能实现部分功率因子校正(PSC) 电路拓扑，是1-3 kW空调的理想选择。通过在功率母线路电流的每个半周期内触发IGBT，PFC-SPM: FSAB20PH60可实现97％的系统功率因数 (典型值)，并完全符合强制性标准IEC61000-3-2，同时具有比高频开关拓扑更佳的EMI (电磁干扰) 特性。 与相同拓扑的 “分立”解决方案相比，飞兆半导体的PFC-SPM将4个整流器二极管、2个IGBT、1个门驱动IC和1个热敏电阻整合在高散热效率的单个模块中，使设计更加简单。该器件的紧凑 (44 mm x 26.8 mm) 式铜 直接键合 (Direct Bonded Copper；DBC) 封装与飞兆半导体的电机控制 (Motion-SPM) 模块的尺寸和配置完全相同。这两个模块的设计为边对边形式，以便共享一个散热器， 从而简化设计、加快装配速度并提高总体系统可靠性。 PFC-SPM应用的优势包括： ·借助于DBC基板实现极低的热阻抗 — (对于IGBT，Rqjc(IGBT) = 2.8°C/W；对于二极管，Rqjc(DIODE) = 2.6°C/W)； ·通过优化门极驱动IC而获得低噪声； ·额定隔离电压VRMS 达2500V； ·通过门极驱动IC的欠压和过流保护功能提高系统可靠性。 除了PFC-SPM外，飞兆半导体全面的功率模块系列涵盖了从50 W 到 3 kW的全线消费电器产品。通过提供集成和非集成解决方案来满足OEM厂商的全方位需求，每个特定的解决方案都充分体现了飞兆半导体公认的设计、制造和封装方面的专业实力。 来源:0次

    时间：2018-07-05 关键词： 模块 功率 功率因数

首页  上一页  1 2 3 4 下一页 尾页
发布文章

厂商动态

技术子站

更多

项目外包

更多

论坛活动

更多

资料下载

更多

技术专题

更多

编辑原创

更多

评  测

更多

公 开 课