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  • 频率可选、全方位保护,这款开关模式变换器不得不看!

    频率可选、全方位保护,这款开关模式变换器不得不看!

    MPS MPQ4475-E开关模式变换器将是下述内容的主要介绍对象,通过这篇文章,小编希望大家可以对MPQ4475-E开关模式变换器的相关情况以及信息有所认识和了解,详细内容如下。 一、MPQ4475-E开关模式变换器概述 MPQ4475-E 是一款单片降压型开关模式变换器,含有 1 个 USB 电流限开关和充电端口识别电路。MPQ4475-E 在宽输入范围内可实现 2.5A 的连续输出电流,具有极好的负载和线性调节性能。 USB 开关的输出电流值即电流限值。MPQ4475-E 提供的专有 USB 充电端口(DCP)既支持符合电池充电规范1.2(BC1.2)的DCP方案,同时也支持1.2V/1.2V模式,无需用户从外部进行设置。其输出电压具有可编程线路压降补偿功能。 全方位保护包括打嗝限流保护、输出过压保护(OVP)和过温保护。 MPQ4475-E 最大限度地减少了现有标准外部元器件的使用,采用 QFN-25(4mmx4mm)封装。 二、MPQ4475-E开关模式变换器详述 MPQ4475-E开关模式变换器详述部分主要包含对六个方面的介绍,它们分别是:降压转换器部分、误差放大器、内部VCC稳压器、启用控制、欠压锁定和内部软启动。 (一)降压转换器部分 MPQ4475-E集成了具有内部功率MOSFET的单片,同步,整流,降压,开关模式转换器,以及带有充电端口自动检测功能的USB限流开关。 MPQ4475-E提供了一种非常紧凑的解决方案,可实现2.5A的连续输出电流,并在较宽的输入电源范围内具有出色的负载和线路调节能力。 MPQ4475-E采用固定频率的峰值电流模式控制,以调节输出电压。内部时钟启动脉冲宽度调制(PWM)周期,从而打开集成的高端功率MOSFET(HS-FET)。 HS-FET导通并保持导通状态,直到其电流达到COMP电压(VCOMP)设置的值为止。如果电源开关关闭,它将保持关闭状态,直到下一个时钟周期开始为止。如果在一个PWM周期内占空比达到88%(开关频率为350kHz),则功率MOSFET中的电流将无法达到VCOMP设置的值,并且功率MOSFET将关闭。 (二)误差放大器(EA) 误差放大器(EA)将内部反馈电压(VFB)与内部1V参考(REF)进行比较,并输出一个VCOMP值,该值控制功率MOSFET电流。优化的内部补偿网络最大程度地减少了外部元件数量,并简化了控制环路设计。 (三)内部VCC稳压器 5V内部稳压器为大多数内部电路供电。该稳压器采用VIN输入,并在整个VIN范围内工作。当VIN大于5.0V时,调节器的输出处于完全调节状态。当VIN低于5.0V时,输出电压随VIN降低。 VCC需要一个外部0.22pF陶瓷电容器去耦。 (四)启用控制(EN) MPQ4475-E具有使能控制引脚(EN)。拉高EN使能IC。拉低EN以禁用IC。通过电阻将EN连接至VIN,以自动启动。从EN到GND连接的内部1MΩ电阻使EN悬空以关闭IC。 EN使用7.6V串联稳压二极管在内部钳位。通过上拉电阻将EN输入连接至VIN上的任何电压,可将EN输入电流限制在230μA以下,电压源的幅度应在10V以下,以防止损坏稳压二极管。例如,如果将36V连接到VIN,则RPULLUP≥(36V-10V)/ 230µA =113kΩ。 (五)欠压锁定(UVLO) 欠压锁定(UVLO)可防止芯片在电源电压不足的情况下工作。 UVLO比较器监视输入电压。 UVLO上升阈值为5.7V,其下降阈值为4.7V。 (六)内部软启动(SS) 软启动可防止转换器输出电压在启动期间过冲。芯片启动时,内部电路会产生一个软启动电压(SS),该电压从0V上升到5V。当SS低于REF时,误差放大器将SS用作参考。当SS高于REF时,误差放大器将REF用作参考。内部SS时间设置为1.65ms。如果在启动期间将MPQ4475-E的输出预偏置到某个电压,则IC会禁用高端开关和低端开关的开关,直到内部软启动电容器上的电压超过内部反馈电压为止。 以上便是小编此次想要和大家共同分享的有关MPQ4475-E开关模式变换器的内容,如果你对本文内容感到满意,不妨持续关注我们网站哟。最后,十分感谢大家的阅读,have a nice day!

    时间:2021-02-23 关键词: MPQ4475-E 变换器 误差放大器

  • 关于DC/DC电源中反馈路径的布线,你知道吗?

    关于DC/DC电源中反馈路径的布线,你知道吗?

    你知道DC/DC电源中反馈路径的布线吗?反馈信号的布线在信号布线过程中也需要特别注意。反馈信号如Figure 7-a左侧的电路图所示,输出电压经由布线,由电阻分压,被反馈至电源IC的FB引脚-即误差放大器的输入端,电源IC根据该电压信息执行输出电压的稳定化工作。 该反馈路径重要的是,如果实际的输出电压之外的噪声和波动被送往误差放大器,则不仅无法进行准确的输出稳定化,在某些条件下还可能会产生振荡等现象,工作可能会变得不稳定。所以在反馈路径的设计过程中,需要考虑使之能够反馈纯净的信号。 以下是布线的注意事项。参见Figure 7-a的右图。 ・如果因反馈信号布线而引发噪声,则可能导致输出电压产生误差,甚至可能导致运行不稳定 ・输入反馈信号的 IC的FB引脚阻抗高,因此该引脚和电阻分压电路的分压节点尽量以短的布线连接:图中的(a) ・检测输出电压的位置要配置在输出电容器的两端或输出电容器的前面:图中的(b) ・从输出到电阻分压器的布线要平行且接近,这样不容易产生噪声:图中的(c) ・布线要远离电感和二极管的开关节点:图中的(d) ・不在电感或二极管的正下方、与电力系统的布线平行布线(多层PCB板也同样) 实际进行布线时请注意这些注意事项。Figure 7-c是在反馈路径中使布线经由过孔转移到背面,远离开关节点的布局示例。由PCB板可见,完美地满足上述条件的布线并非易事。尤其是上述条件中未提及的布线的基本要求--“尽量短”。所以,如下面的PCB板所示,一味地延长反馈布线,远离整体电路的做法并不能称之为良策。在这种情况下,还有一种方案是在背面铺设反馈信号的布线。 Figure 7-d是不理想的布线示例。由于反馈路径是与电感平行布局的,所以因电感周边产生的磁场而诱发了反馈路径中的噪声。 实际上,因其他部件的关系,有时无论如何也无法实现理想的配置与布线。在这种情况下,需要好好斟酌理想配置的目的是什么,找出最佳的妥协点。 关键要点: ・输出端的反馈信号线要远离开关节点。如果引发噪声将可能导致误差或误动作。 ・还有一种方法是经由过孔在PCB板背面布线。以上激素DC/DC电源中反馈路径的布线解析,希望能给大家帮助。

    时间:2020-10-27 关键词: PCB 电源ic 误差放大器

  • 开关模式电源电路图合集,请速速收藏

    开关模式电源电路图合集,请速速收藏

    我们都知道开关模式电源(Switch Mode Power Supply,简称SMPS),又称交换式电源、开关变换器,是一种高频化电能转换装置,是电源供应器的一种。其功能是将一个位准的电压,透过不同形式的架构转换为用户端所需求的电压或电流。1、PWM 开关电源集成控制 IC-UC3842 工作原理 UC3842 工作原理 下图为 UC3842 内部框图和引脚图,UC3842 采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式,共有 8 个引脚,各脚功能如下:①脚是误差放大器的输出端,外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性;②脚是反馈电压输入端,此脚电压与误差放大器同相端的 2.5V 基准电压进行比较,产生误差电压,从而控制脉冲宽度;③脚为电流检测输入端, 当检测电压超过 1V 时缩小脉冲宽度使电源处于间歇工作状态;④脚为定时端,内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定,f=1.8/(RT×CT);⑤脚为公共地 . 端;⑥脚为推挽输出端,内部为图腾柱式,上升、下降时间仅为 50ns 驱动能力为±1A ;⑦脚是直流电源供电端,具有欠、过压锁定功能,芯片功耗为 15mW;⑧脚为 5V 基准电压输出端,有 50mA 的负载能力。 UC3842 内部原理框图 UC3842 是一种性能优异、应用广泛、结构较简单的 PWM 开关电源集成控制器,由于它只有一个输出端,所以主要用于音 . 端控制的开关电源。 UC3842 7 脚为电压输入端,其启动电压范围为 16-34V。在电源启动时,VCC﹤16V,输入电压施密物比较器输出为 0,此时无基准电压产生,电路不工作;当 Vcc﹥16V 时输入电压施密特比较器送出高电平到 5V 蕨 . 稳压器,产生 5V 基准电压,此电压一方面供 . 销内部电路工作,另一方面通过⑧脚向外部提供参考电压。一旦施密特比较器翻转为高电平(芯片开始工作以后),Vcc 可以在 10V-34V 范围内变化而不影响电路的工作状态。当 Vcc 低于 10V 时,施密特比较器又翻转为低电平,电路停止工作。 当基准稳压源有 5V 基准电压输出时,基准电压检测逻辑比较器即达 . 出高电平信号到输出电路。同时,振荡器将根据④脚外接 Rt、Ct 参数产生 f=/Rt.Ct 的振荡信号,此信号一路直接加到图腾柱电路的输入端,另一路加到 PWM 脉宽 . 制 RS 触发器的置位端,RS 型 PWN 脉宽调制器的 R 端接电流检测比较器输出端。R 端为占空调节控制端,当 R 电压上升时,Q 端脉冲加宽,同时⑥脚送出脉宽也加宽(占空比增多);当 R 端电压下降时,Q 端脉冲变窄,同时 ⑥脚送出脉宽也变变窄(占空比减小)。 UC3842 各点时序如图所示,只有当 E 点为高电平时才有信号输出 ,并且 a、b 点全为高电平时,d 点才送出高电平,c 点送出低电平,否则 d 点送出低电平,c 点送出高电平。②脚一般接输出电压取样信号,也称反馈信号。当② 脚电压上升时,①脚电压将下降,R 端电压亦随之下降,于是⑥脚脉冲变窄;反之,⑥脚脉冲变宽。③脚为电流传感端,通常在功率管的源极或发射极串入一小阻值取样电阻,将流过开关管的电流转为电压,并将此电压引入 . 境脚。当负载短路或其它原因引起功率管电流增加,并使取样电阻上的电压超过 1V 时,⑥脚就停止脉冲输出,这样就可以有效的保护功率管不受损坏。 2、TOP224P 构成的 12V、20W 开关直流稳压电源电路 由 TOP224P 构成的 12V、20W 开关直流稳压电源电路如图所示。电路中使用两片集成电路:TOP224P 型三端单片开关电源(IC1),pc817A 型线性光耦合器 (IC2)。交流电源经过 UR 和 Cl 整流滤波后产生直流高压 Ui,给高频变压器 T 的一次绕组供电。VDz1、VD1 能将漏感产生的尖峰电压钳位到安全值, 并能衰减振铃电压。VDz1 采用反向击穿电压为 200V 的 P6KE200 型瞬态电压抑制器,VDl 选用 1A/600V 的 UF4005 型超快恢复二极管。 二次绕组电压通过 V 砬、C2、Ll 和 C3 整流滤波,获得 12V 输出电压 Uo。Uo 值是由 VDz2 稳定电压 Uz2、光耦中 LED 的正向压降 UF、R1 上的压降这三者之和来设定的。改变高频变压器的匝数比和 VDz2 的稳压值,还可获得其他输出电压值。R2、VDz2 五还为 12V 输出提供一个假负载,用以提高轻载时的负载调整率。反馈绕组电压经 VD3 和 C4 整流滤波后,供给 TOP224P 所需偏压。由 R2 和 VDz2 来调节控制端电流,通过改变输出占空比达到稳压目的。 共模扼流圈 L2 能减小由一次绕组接 D 端的高压开关波形所产生的共模泄漏电流。C7 为保护电容,用于滤掉由一次、二次绕组耦合电容引起的干扰。C6 可减小由一次绕组电流的基波与谐波所产生的差模泄漏电流。C5 不仅能滤除加在控制端上的尖峰电流,而且决定自启动频率,它还与 R1、R3 一起对控制回路进行补偿。

    时间:2020-10-14 关键词: pwm 开关模式电源 误差放大器

  • 电视电源稳压控制系统的原理浅析

    电视电源稳压控制系统的原理浅析

    电视我们经常见,那你有没有去了解一下电视电源的稳压控制系统是什么样子的呐?下面小编来给大家介绍一下! 图中设计了两个稳压控制线路,其中一个采用可调电阻器 VR801 来控制芯片第 3 脚的误差电压输入端,另一个就是我们通常使用的光电耦合器来控制芯片第 5 脚。 电源启动后,开关变压器 T802 的辅助绕组产生电压后经 R811、R810、VR801 分压后进入第 3 脚内部分成两路,一路和内部的误差放大器的反相输入端连接,稳定电源的工作状态。 如果电源出现故障导致次级电压上升时,经过变压器的反馈,芯片第 3 脚所分的电压也会随之上升,误差放大器输出电压降低,经第 4 脚的外接电容 C817 滤波后,送至内部的开机时间比较器,从而控制第 13 脚的输出脉冲,让 Q801 的导通时间缩短,使得输出电压降低,从而达到稳压的目的。 而另一路芯片第 5 脚主要是更加保险的做法,是为了防止变压器出现故障时,还可以通过其他方式来控制电压。 当输出电压升高时,电压经 R931、R932、R934、RP931 分压后的取样电压同样升高,则 V904 和 V902 发射极的电压也同样升高,V902 集电极的电流增大,也就是光耦的 1、2 脚导通电流增大,则导通强度增大;3、4 脚的内阻减小,导致芯片 IC801 的第 5 脚电压下降,芯片内部进行检测放大后,输送到开机时间比较器,控制第 13 脚的输出脉冲,从而达到稳压的目的。 如果这两路都没有问题的情况下,当输出电压升高时,芯片的内部线路会先接通电压较低的那一路,控制输出脉冲,起到稳压的作用,而另一路并不会工作,这样就可以提高电源的工作效率了。

    时间:2020-09-17 关键词: 变压器 电源稳压控制系统 误差放大器

  • 隔离式误差放大器代替光耦合器和分流调节器

     设计人员设计隔离式AC-DC、DC-DC或DOSA兼容型电源模块时,面临着以更佳的性能应对市场需求的挑战。本文介绍数字隔离器误差放大器,它可改进初级端控制架构的瞬态响应和工作温度范围。传统的初级端控制器应用是利用光耦合器提供反馈回路隔离,利用分流调节器提供误差放大器和基准电压。虽然光耦合器作为隔离器用于电源中具有成本低廉的优势,但它会将最大环路带宽限制在50 kHz,而且实际带宽会低得多。快速可靠的数字隔离器电路在单封装内集成隔离式误差放大器和精密基准电压源功能,使用该电路可实现极低温漂和极高带宽的精密隔离式误差放大器。隔离式误差放大器能实现250 kHz以上的环路带宽,使得以更高开关速度工作的隔离式初级电源设计成为可能。借助正确的电源拓扑,更高的开关速度可支持在更为紧凑的电源中使用更小的输出滤波器电感和电容。 我们首先将讨论一个反激式转换器拓扑,因为就元器件数目而言,它是最简单的电路。反激式电路使用最少的开关;本例中,仅在初级端使用了一个开关,并在次级端使用了一个整流二极管。简单反激式电路通常用于输出功率相对较低的应用中,但它确实具有高输出纹波电流和低交越频率,因为存在右半平面(RHP)零点。结果,反激式电路需要具备较大输出纹波电流额定值的大输出电容。图1显示采用光耦合器的方式,分流调节器在其中用作隔离式输出电压Vo的反馈电压误差放大器。分流调节器用作精确标准时,可提供精度典型值为2%的基准电压。输出电压经过分压,然后由内部误差放大器将其与分流调节器的基准电压进行比较,比较结果输出至光耦合器的LED电路。光耦合器LED由输出电压和串联电阻偏置,所需的电流量根据光耦合器电流传输(CTR)特性确定。 图1. 带光耦合器和分流调节器的反激式调节器框图 CTR为晶体管输出电流和LED输入电流之比。CTR的特性不是线性的,因光耦合器而异。如图2所示,光耦合器CTR值会在整个工作寿命内变化,对设计稳定性提出挑战。今天设计并测试的光耦合器其初始CTR通常具有2比1的不确定性,但长期工作在高功率和高密度电源的高温环境下,几年以后CTR将下降40%。将光耦合器用作线性器件时,它具有相对较慢的传输特性(小信号带宽约50 kHz),因此对电源的环路响应也较慢。对于反激式拓扑而言,较慢的传输特性可能并不存在任何问题,因为该拓扑要求针对降低环路带宽而对误差放大器作出补偿,以便输出稳定。问题在于,随着时间的推移,光耦合器输出特性的变化可能会迫使设计人员进一步降低环路响应,以确保环路的稳定性。环路响应较慢的缺点在于这样做会使瞬态响应性能下降,且负载瞬态之后的输出电压需更长的时间才能恢复。增加一个更大的输出电容有助于减少输出电压的下降,但会增加输出响应时间。这样做会导致电源设计更复杂且更为昂贵;而尺寸更小、成本更低的解决方案是可以实现的。 图2. 光耦合器CTR下降 前文说明了光耦合器作为线性隔离器使用时在工作稳定性方面的困难;了解之后,便能检查隔离式误差放大器随时间和极端温度变化提供稳定可靠性能的能力。如图3所示,现以宽带运算放大器和1.225 V基准电压源部分代替分流调节器和VREF功能,并以基于数字隔离器技术的快速线性隔离器代替光耦合器。器件右侧的运算放大器具有同相引脚+IN(连接至内部1.225 V基准电压源)和反相引脚-IN,可用于隔离式DC-DC转换器输出的反馈电压连接(使用分压器实现连接)。COMP引脚为运算放大器输出,在补偿网络中可连接电阻和电容元件。COMP引脚从内部驱动发送器模块,将运算放大器输出电压转换为调制脉冲输出,用于驱动数字隔离变压器。在隔离式误差放大器左侧,变压器输出信号解码后转换为电压,驱动放大器模块。放大器模块产生EAOUT引脚上的误差放大器输出,驱动DC-DC电路中PWM控制器的输入。 图3. 隔离式误差放大器代替光耦合器和分流调节器 图4. 隔离式误差放大器输出精度与温度的关系 这款最新的隔离式误差放大器的优势包括:基准电压源和运算放大器设计为温度范围内具有最小的失调和增益误差漂移。1.225 V基准电压源电路在温度范围内的精度调整为1%,比分流调节器更精确,且漂移量更低。如图4所示,隔离式误差放大器的典型输出特性在-40℃至+125℃范围内的变化量仅为0.2%,实现了高度精确的DC-DC输出。为了保持稳定的输出特性,运算放大器的COMP输出经脉冲编码,可越过隔离栅发送数字脉冲,然后由数字隔离变压器模块解码回模拟信号,完全解决了使用光耦合器进行隔离时CTR值发生改变的问题。 若应用要求采用反激式电路以提供超乎寻常的快速瞬态响应,则可以利用推挽式拓扑配合隔离式误差放大器实现。推挽式电路如图5所示。图中,两个MOSFET交替开关,对变压器的两个初级绕组充电,然后两个带二极管的次级绕组导通,并对输出滤波器电感和电容充电。推挽拓扑经补偿后极为稳定,并具有快得多的开关频率和更快的环路响应。与反激式电路相同的隔离式DC-DC设计示例(5V输入到5V输出,1.0 A输出电流)现用于采用ADuM3190隔离式误差放大器的推挽式电路中。相比较慢的200 kHz典型反激式设计,推挽式设计具 有1.0 MHz开关频率;因此,与一款光耦合器相比,带宽更高的ADuM3190显然是更佳选择。输出滤波器电容从200 μF(典型反激式)下降至仅27 μF(推挽式),并增加了一个小型47 μH电感。图6中的波形显示100 mA至900 mA负载阶跃条件下,集成隔离式误差放大器的推挽式电路响应时间仅为100 μs,相比典型反激式拓扑的400 μs,速度提升了4倍。推挽式电路输出电压的改变幅度仅为200 mV,相比反激式电路的400 mV,其改变幅度减少了一半。使用速度更快的推挽式拓扑和带宽更高的隔离式误差放大器,可获得更快的瞬态响应高性能以及更小的输出滤波器尺寸。 图5. 集成数字隔离器误差放大器的推挽式转换器框图 图6. 集成数字隔离器误差放大器的推挽式转换器(100 mA至900 mA负载阶跃) 使用400 kHz高带宽隔离式误差放大器便有可能实现这些改进,提供更快的环路响应。次级端误差放大器具有10 MHz的高增益带宽积,比分流调节器速度快大约5倍,可在隔离式DC-DC转换器中实现更高的开关频率(高达1 MHz)。与在整个寿命周期和温度范围内具有不确定电流传输比的光耦合器解决方案不同,隔离式误差放大器的传递函数不随寿命周期而改变,在-40℃至+125℃的宽温度范围内保持稳定。有了这些性能上的改进,对于希望改善瞬态响应和工作温度范围的隔离式DC-DC转换器电源设计师而言,隔离式误差放大器将成为首选解决方案。

    时间:2015-03-14 关键词: 隔离式 光耦合器 分流调节器 误差放大器

  • 一种提高DC—DC瞬态响应的误差放大器设计

     便携式消费类电子产品的深入发展对电源的要求越来越高,电流模DC—DC转换器具有输入范围宽、转化效率高、输出功率大等优点,被广泛应用于智能手机,PDA等便携式电子产品中。由于这些移动设备的功能的不断丰富,要求负载电流的动态范围也越来越大,这就对供电电源的稳定性提出了更高的要求。 近年来,许多改善电流模DC—DC瞬态响应方案被提出。例如文献提出在补偿电路引入新的零点和极点来抵消控制环路的零极点。虽然文中的转换器获得了足够的相位裕度,但这种设想并没有得到实验的验证。文献提出了一种针对线性稳压器的零极点跟踪频率补偿,但由于控制策略不同,这种方法并不适合脉冲宽度调制(PWM)的控制环路。文献提出了一种数字控制方案,但设计芯片的模数转换部分开销较大。本文在分析电流模Buck型DC—DC环路稳定性的基础上提出了一种新颖的控制策略。用采样电路采样电感电流,将所得值与一系列基准电压进行比较,所得比较结果控制误差放大器输出级和补偿电阻。这样就实现了系统的主极点和主零点动态地随负载电流调整。 1 电流模Buck型DC—DC环路稳定性分析 从图1中Buck型DC—DC的拓扑结构来看,输入电压Vin到输出电压Vout之间经历了一个LC滤波网络。假设电感和电容是理想情况,得出该滤波网络的传输函数 由等式(2)可见LC滤波网络存在共轭双极点。小信号时,电流流经该滤波器会在共轭双极点处发生180°相移,从而导致系统振荡。 DC—DC控制方式分为电压模和电流模两种。电压模控制方式适用于高频系统中,抗噪性好。但电压模控制方式的缺点是环路补偿复杂,且系统的瞬态响应差。电流模控制方式是在原电压控制环的基础上添加了一个电流控制环,实现双环控制。用采样电路对电感电流进行峰值采样,将采样的结果与误差放大器的补偿端进行比较,比较结果用于调节开关信号的占空比,实现系统稳定的输出。由于调整信号没有经过LC滤波器,避免了LC滤波器的共轭双极点带来的困扰。 通过对图1进行小信号建模得出,在忽略输出电容寄生效应的前提下,要使系统输出稳定,必须在补偿模块中出现一个极点和一个零点,其中极点尽可能靠近原点,零点用于补偿位于输出级的极点,从而使整个系统成为一个稳定的单极点系统。图2所示的由误差放大器和电阻电容组成的补偿网络可以实现这一要求。图2(b)为图2(a)的小信号模型。 其中,r0为误差放大器的输出阻抗;RCCc为补偿电阻和补偿电容;AV为运放开环增益。添加补偿网络后,系统的频率响应曲线如图3所示。误差放大器将ωp1往前推,作为主极点。同时引入了一个零点ωz,补偿了位于次主极点损失的相位裕度,使系统成为一个稳定的单极点系统。ωp2为位于输出端的次主极点。由负载电阻和输出电阻决定。 2 改进的误差放大器设计 在电流模Buck型DC—DC系统中,误差放大器作为反馈回路检测输出负载变化的信息,并反映到系统中去。从式(4)得到误差放大器的输出阻抗,确定系统主极点的位置,从而得出环路的瞬态响应。 当要求系统的负载电流变化范围较大且较快速时,通常设置的零极点由于不能随着负载电流的变化而做出调整,使系统的带宽被限定在某一固定值,从而影响系统的瞬态响应。设想如果系统的零极点位置随着负载电流的变化而动态调整时,系统的相位裕度就会较固定,从而改善系统在负载电流变化情况下的瞬态响应。 图3为设计的误差放大器,采用常用的OTA结构。M1、M2为运放的差分输入端,M3、M4,M5、M6为共源共栅结构作为输出端以提高运放第一级的增益。M7、M8,M9、M10,为第二级共源共栅的输入,M11、M12,M13、M14为第二级负载。M15、M16,为运放的偏置电流。虚线框内为选择性添加的电路。例如,当开关S1导通时,S1所在的支路则添加到右边电路中。S1的导通与关断由图4给出。 当开关S1,S2,…,Sn均关断时,运放的输出阻抗为 3 开关控制逻辑设计 误差放大器中控制开关的导通实现了系统零极点的动态调整。而开关何时导通则由电感电流幅度决定。 该控制电路主要由比较器和逻辑驱动电路构成。Vsense为采样的电感电流转换成的电压,其反映了电感电流的变化。Buck型DC—DC转换器中电感电流的平均值等于负载电流,本文检测电感电流相当于检测了负载电流。Vref_1,Vref_2,…,Vref_n。为门限电压,Vref_1Vref_1,但>Vref_2时,比较结果通过逻辑驱动产生S1导通信号。当采样电流Vsense>Vref_1和Vref_2,但>Vref_3时,产生S2导通信号,以此类推,实现了误差放大器的输出阻抗和补偿电阻,负载电流的变化而调整。 4 测试结果 采用以上结构的电流模Buck型DC—DC基于某厂家0.5μm标准CMOS工艺进行流片。并在以下条件下测试:片外电感L=5.6μH,输出电容Cout=47μF,输入电压Vin=12 V,输出电压Vout=3.3 V,负载电流Iout=1.5 A,室温25℃。图6(a)所示,当负载电流Iout由1.5 A跳变到3 A时,输出电压的上冲或下冲约为100 mV。图6(b)所示为采用此结构误差放大器的DC—DC在同等条件下的测试图,此时上冲或下冲约为50 mV。可见使用该电路结构的误差放大器明显改善了当负载电流跳变时的瞬态响应。 5 结束语 设计了一种误差放大器,其输出级电路和补偿电阻均采用自适应的方式,实现了随着负载电流的变化而自动调整。实现了环路的动态补偿,提高了系统的瞬态响应。电路的调整由开关控制电路实现,将采样所得的电流与门限电压相比较产生修调信号。测试结果显示,该设计提高了系统的瞬态响应。

    时间:2014-11-11 关键词: 输出阻抗 动态调整 瞬态响应 误差放大器

  • 误差放大器等效电路图

    误差放大器等效电路图

    时间:2012-06-16 关键词: 电路图 等效 房间电器 误差放大器

  • 开关电源IC中误差放大器的自激振荡及解决方法

    摘要:开关电源控制IC内部的误差放大器是一种运算放大器,尽管大多数都进行了相位补偿,但由于外部元件等因素影响也会产生自激振荡。以UC3875为例,分析了其内部误差放大器的自激振荡,并用外部补偿网络对其进行补偿,使用一个零点对外部电路产生的极点进行抵消,从而抑制其自激振荡。通过实验验证,此补偿方法可以有效抑制误差放大器的自激振荡。 关键词:开关电源;误差放大器;自激振荡;相位补偿     目前随着开关电源的广泛应用,控制IC作为开关电源的心脏在其中扮演着重要角色。开关电源的控制IC一般都会包含一个误差放大器,用来将输出电压的偏移等进行放大以控制主开关电路的动作,实现稳压输出。这个误差放大器本身是一个运算放大器,在实际使用中会加入负反馈,而由于外部元件及PCB等因素的影响,误差放大器有时会产生自激振荡,使开关电源不能正常工作。笔者分析了误差放大器加入负反馈时产生自激振荡的原理,并以UC3875控制IC为例设计了外部补偿电路,并进行了实验验证。 1 误差放大器产生自激振荡的原理 1.1 自激振荡产生的原因     加入负反馈后误差放大器的闭环增益G的表达式为:。其中A为开环增益,F为反馈系数,AF为环路增益。     由可知:当1+FA趋近于0时,|G|=∞。这说明即使无信号输入也会有波形输出,于是就产生了自激振荡。     放大器的增益和相位偏移会随频率而变化。当频率变高或变低时,输出信号和反馈信号会产生附加相移。如果附加相移达到±180°,则此时反馈信号与输入信号同相,负反馈就变成正反馈。反馈信号加强,当反馈信号大于净输入信号时,即使去掉输入信号也有信号输出,于是就产生了自激振荡。     一个实际的运算放大器,内部存在着许多天然极点,他们造成的附加相移会使输出的相位偏移超过-180°,当使用负反馈时会使放大器产生自激振荡。因此运算放大器大多都有补偿端口或为了使用方便直接在内部进行了补偿,这些经过内部补偿的运算放大器一般会补偿到在增益0 dB以上只有一个极点,单独使用时即使将其用作单位增益放大器也不会自激振荡。 1.2 负反馈放大电路稳定性的判定     判断自激振荡的方法首先是看其是否满足相位条件,只有满足相位条件才有可能产生自激振荡。即如果当附加相移φ=±180°时,环路增益|FA|≥1,那么电路就会产生自激振荡。相反,如果当φ=±180°时,环路增益|FA|<1,那么电路就不会产生自激振荡。 2 UC3875误差放大电路 2.1 UC3875误差放大电路结构     UC3875是TI公司生产的一款移相全桥软开关控制器,广泛应用于ZVS和ZCS拓扑结构的大功率开关电源当中。它内部包含一个误差放大器,该误差放大器输出端的输出电压与斜坡发生器的输出电压进行比较从而产生移相信号。它的AB和CD两组输出可以分别设定死区时间,非常适合应用于全桥谐振开关电源。本文中所用UC3875的误差放大器部分电路接法如图1所示。     误差放大器的正相输入端接参考电压.输出端通过一个150 kΩ电阻反馈到反向输入端,反相输入端通过一个470 kΩ电阻与输出电压采样电路相连。     当对开关电源进行调试时测量其输出,发现输出非常不稳定。而后用示波器对UC3875的控制输出端OUTA与OUTC进行观察,如图2,发现输出的移相信号产生了大幅度抖动,致使开关电源输出变得不稳定。随后在对误差放大器的输出进行观察时发现误差放大器产生了振荡,在输出端产生了一个不太稳定的正弦信号(图3)。由于误差放大器的输出与斜坡发生器的输出电压比较之后产生移相控制信号,因此UC3875的输出控制信号会产生大幅抖动。 2.2 UC3875误差放大器振荡现象的分析     根据UC3875的数据表可知其典型带宽与开环增益分别为11 MHz、90 dB。大多数控制IC的误差放大器已经过内部相位补偿,且补偿到即使闭环增益为0 dB(此时反馈量最大)时也不会发生振荡。但是在实际使用中,由于外部元件等因素的影响,有可能产生新的极点,使电路附加相移超过-180°,从而发生振荡。     根据之前观察到的误差放大器输出端自激振荡波形可知其振荡频率大概在50 kHz附近,则此频率时附加相位φ≥-180°,且其开环增益要大于0 dB。根据这些条件可估算出外部电路产生的极点频率应该在5 kHz附近,将其加入到误差放大器的增益与相位的频率特性简图中得到图4。其中P1为内部补偿时设置的极点,P2为外部电路产生的极点(图中用实线表示增益,虚线表示相位,图6同)。 2.3 外部补偿网络的设计     由于零点能产生超前相移,可抵消极点产生的滞后相移。因此如果在电路中加入补偿网络,设置一个零点将能够抵消外部电路产生的极点,从而抑制放大器的自激振荡。由于误差放大器没有设置补偿端口,因此补偿网络需要设置在外部。如图5所示,在反馈电阻Rf两端并联一个电容Cf,由此可产生一个零点。通过恰当设置此零点的频率就可抵消新极点产生的附加相移,使总的相移不超过-180°。因为所估算的外部极点频率为5 kHz,所以零点频率就要设置在5kHz附近。     根据公式     将数值带入上式可得新的极点频率为1.5 MHz,这相当于将外部极点P2移动到了如图7所示的P2’的位置。     由图6可以看出尽管在增益0 dB以上存在两个极点,但是当增益降为0 dB时,相移依然没有超过-180°,所以自激振荡条件就被破坏,电路不会产生自激振荡。同时从图上可以看到,使用这种方法时放大器的带宽损失很小。但是根据式(3)可以看出,新极点的频率与放大器的增益有关,如果放大器增益过小,则会因为极点向高频率移动距离太小而大大影响到补偿的效果。特别地当作为电压跟随器使用时(此时放大器输出与反相输入端直接相连,反馈电阻为零),新极点的频率不会向高频移动,则此电路就会完全没有效果。由于各种因素的影响以及估算的误差,实际的特性曲线会与理论有一些差距,因此所设置的零点还需要通过实验来进行调整(后面的实验也证实了这一点)。 3 外部补偿网络的实验验证     实验电路的连接依照图5所示,分别将容值为22 pF,100 pF,220 pF的Cf接入电路中,并观察UC3875的控制输出波形。如图7所示为使用22 pF电容时的波形。此电路中由于所设置零点在极点之后距离较远的地方,波形抖动有一些减弱,但是其抖动幅度依然很大。     图8为使用100pF电容时的波形,可以看到其抖动幅度大幅减小。此时电路中所设置的零点频率比较靠近极点位置,已经体现出振荡抑制的效果,但输出的振荡幅度仍很明显。     当更换为220 pF电容时,波形的抖动基本消失。电路中零点位置在上文所估算的极点位置附近。通过对示波器上波形的仔细观察,仍然能发现极其微弱的抖动。这说明实际极点的位置与前面的估算值有些差距,因此在电路实际情况不是十分清楚的情况下,进行估算而得出的补偿网络参数还需要在实际实验中进行验证并调试。     考虑到实际应用中各种因素的影响以及估算的误差,需要在设计补偿网络时保持一定的裕量。因此将Cf选为470pF,将其接入电路中后UC3875的输出控制的波形如图9所示,输出波形抖动已经完全消失,UC3875已经稳定工作。对误差放大器的输出端进行观察后发现,其输出已经变成一条平直的直线。其输出电压的振荡完全消失。 4 结论     虽然目前很多通用运算放大器及开关电源控制IC内部的误差放大器都进行了相位补偿,但是有时外部会产生新的极点使电路变得不稳定。笔者所采用的方法是使用一个零点对新极点进行抵消,从而使其稳定工作,使用这种方法基本不会损失运放的带宽,同时能起到良好的效果。采用这种补偿方法需要有一个前提条件,那就是放大器需要有比较大的闭环增益,这样才能产生比较好的效果。而在开关电源应用 中,为了得到稳定的输出电压,内部误差放大器的闭环增益一般都会比较大,因此非常适合使用这种方法。

    时间:2011-11-11 关键词: 开关 方法 电源ic 误差放大器

  • 开关电源IC中误差放大器的自激振荡及解决方法

    摘要:开关电源控制IC内部的误差放大器是一种运算放大器,尽管大多数都进行了相位补偿,但由于外部元件等因素影响也会产生自激振荡。以UC3875为例,分析了其内部误差放大器的自激振荡,并用外部补偿网络对其进行补偿,使用一个零点对外部电路产生的极点进行抵消,从而抑制其自激振荡。通过实验验证,此补偿方法可以有效抑制误差放大器的自激振荡。 关键词:开关电源;误差放大器;自激振荡;相位补偿     目前随着开关电源的广泛应用,控制IC作为开关电源的心脏在其中扮演着重要角色。开关电源的控制IC一般都会包含一个误差放大器,用来将输出电压的偏移等进行放大以控制主开关电路的动作,实现稳压输出。这个误差放大器本身是一个运算放大器,在实际使用中会加入负反馈,而由于外部元件及PCB等因素的影响,误差放大器有时会产生自激振荡,使开关电源不能正常工作。笔者分析了误差放大器加入负反馈时产生自激振荡的原理,并以UC3875控制IC为例设计了外部补偿电路,并进行了实验验证。 1 误差放大器产生自激振荡的原理 1.1 自激振荡产生的原因     加入负反馈后误差放大器的闭环增益G的表达式为:。其中A为开环增益,F为反馈系数,AF为环路增益。     由可知:当1+FA趋近于0时,|G|=∞。这说明即使无信号输入也会有波形输出,于是就产生了自激振荡。     放大器的增益和相位偏移会随频率而变化。当频率变高或变低时,输出信号和反馈信号会产生附加相移。如果附加相移达到±180°,则此时反馈信号与输入信号同相,负反馈就变成正反馈。反馈信号加强,当反馈信号大于净输入信号时,即使去掉输入信号也有信号输出,于是就产生了自激振荡。     一个实际的运算放大器,内部存在着许多天然极点,他们造成的附加相移会使输出的相位偏移超过-180°,当使用负反馈时会使放大器产生自激振荡。因此运算放大器大多都有补偿端口或为了使用方便直接在内部进行了补偿,这些经过内部补偿的运算放大器一般会补偿到在增益0 dB以上只有一个极点,单独使用时即使将其用作单位增益放大器也不会自激振荡。 1.2 负反馈放大电路稳定性的判定     判断自激振荡的方法首先是看其是否满足相位条件,只有满足相位条件才有可能产生自激振荡。即如果当附加相移φ=±180°时,环路增益|FA|≥1,那么电路就会产生自激振荡。相反,如果当φ=±180°时,环路增益|FA|<1,那么电路就不会产生自激振荡。 2 UC3875误差放大电路 2.1 UC3875误差放大电路结构     UC3875是TI公司生产的一款移相全桥软开关控制器,广泛应用于ZVS和ZCS拓扑结构的大功率开关电源当中。它内部包含一个误差放大器,该误差放大器输出端的输出电压与斜坡发生器的输出电压进行比较从而产生移相信号。它的AB和CD两组输出可以分别设定死区时间,非常适合应用于全桥谐振开关电源。本文中所用UC3875的误差放大器部分电路接法如图1所示。     误差放大器的正相输入端接参考电压.输出端通过一个150 kΩ电阻反馈到反向输入端,反相输入端通过一个470 kΩ电阻与输出电压采样电路相连。     当对开关电源进行调试时测量其输出,发现输出非常不稳定。而后用示波器对UC3875的控制输出端OUTA与OUTC进行观察,如图2,发现输出的移相信号产生了大幅度抖动,致使开关电源输出变得不稳定。随后在对误差放大器的输出进行观察时发现误差放大器产生了振荡,在输出端产生了一个不太稳定的正弦信号(图3)。由于误差放大器的输出与斜坡发生器的输出电压比较之后产生移相控制信号,因此UC3875的输出控制信号会产生大幅抖动。 2.2 UC3875误差放大器振荡现象的分析     根据UC3875的数据表可知其典型带宽与开环增益分别为11 MHz、90 dB。大多数控制IC的误差放大器已经过内部相位补偿,且补偿到即使闭环增益为0 dB(此时反馈量最大)时也不会发生振荡。但是在实际使用中,由于外部元件等因素的影响,有可能产生新的极点,使电路附加相移超过-180°,从而发生振荡。     根据之前观察到的误差放大器输出端自激振荡波形可知其振荡频率大概在50 kHz附近,则此频率时附加相位φ≥-180°,且其开环增益要大于0 dB。根据这些条件可估算出外部电路产生的极点频率应该在5 kHz附近,将其加入到误差放大器的增益与相位的频率特性简图中得到图4。其中P1为内部补偿时设置的极点,P2为外部电路产生的极点(图中用实线表示增益,虚线表示相位,图6同)。 2.3 外部补偿网络的设计     由于零点能产生超前相移,可抵消极点产生的滞后相移。因此如果在电路中加入补偿网络,设置一个零点将能够抵消外部电路产生的极点,从而抑制放大器的自激振荡。由于误差放大器没有设置补偿端口,因此补偿网络需要设置在外部。如图5所示,在反馈电阻Rf两端并联一个电容Cf,由此可产生一个零点。通过恰当设置此零点的频率就可抵消新极点产生的附加相移,使总的相移不超过-180°。因为所估算的外部极点频率为5 kHz,所以零点频率就要设置在5kHz附近。     根据公式     将数值带入上式可得新的极点频率为1.5 MHz,这相当于将外部极点P2移动到了如图7所示的P2’的位置。     由图6可以看出尽管在增益0 dB以上存在两个极点,但是当增益降为0 dB时,相移依然没有超过-180°,所以自激振荡条件就被破坏,电路不会产生自激振荡。同时从图上可以看到,使用这种方法时放大器的带宽损失很小。但是根据式(3)可以看出,新极点的频率与放大器的增益有关,如果放大器增益过小,则会因为极点向高频率移动距离太小而大大影响到补偿的效果。特别地当作为电压跟随器使用时(此时放大器输出与反相输入端直接相连,反馈电阻为零),新极点的频率不会向高频移动,则此电路就会完全没有效果。由于各种因素的影响以及估算的误差,实际的特性曲线会与理论有一些差距,因此所设置的零点还需要通过实验来进行调整(后面的实验也证实了这一点)。 3 外部补偿网络的实验验证     实验电路的连接依照图5所示,分别将容值为22 pF,100 pF,220 pF的Cf接入电路中,并观察UC3875的控制输出波形。如图7所示为使用22 pF电容时的波形。此电路中由于所设置零点在极点之后距离较远的地方,波形抖动有一些减弱,但是其抖动幅度依然很大。     图8为使用100pF电容时的波形,可以看到其抖动幅度大幅减小。此时电路中所设置的零点频率比较靠近极点位置,已经体现出振荡抑制的效果,但输出的振荡幅度仍很明显。     当更换为220 pF电容时,波形的抖动基本消失。电路中零点位置在上文所估算的极点位置附近。通过对示波器上波形的仔细观察,仍然能发现极其微弱的抖动。这说明实际极点的位置与前面的估算值有些差距,因此在电路实际情况不是十分清楚的情况下,进行估算而得出的补偿网络参数还需要在实际实验中进行验证并调试。     考虑到实际应用中各种因素的影响以及估算的误差,需要在设计补偿网络时保持一定的裕量。因此将Cf选为470pF,将其接入电路中后UC3875的输出控制的波形如图9所示,输出波形抖动已经完全消失,UC3875已经稳定工作。对误差放大器的输出端进行观察后发现,其输出已经变成一条平直的直线。其输出电压的振荡完全消失。 4 结论     虽然目前很多通用运算放大器及开关电源控制IC内部的误差放大器都进行了相位补偿,但是有时外部会产生新的极点使电路变得不稳定。笔者所采用的方法是使用一个零点对新极点进行抵消,从而使其稳定工作,使用这种方法基本不会损失运放的带宽,同时能起到良好的效果。采用这种补偿方法需要有一个前提条件,那就是放大器需要有比较大的闭环增益,这样才能产生比较好的效果。而在开关电源应用 中,为了得到稳定的输出电压,内部误差放大器的闭环增益一般都会比较大,因此非常适合使用这种方法。

    时间:2011-11-11 关键词: 开关 方法 电源ic 误差放大器

  • 一种基于PWM的CMOS误差放大器的设计

    摘要:为解决PWM控制器中输出电压与基准电压的误差放大问题,设计了一款高增益、宽带宽、静态电流小的新型误差放大器,通过在二级放大器中间增加一级缓冲电路,克服补偿电容的前馈效应,同时消除补偿电容引入的零点。在Cadelence软件平台上,经过交流和瞬态仿真,电路0 dB带宽达到55.5 MHz,电压开环增益约67.2 dB,相位裕度为83.0°上升建立时间和下降建立时间分别为6.7 V/μs和5.7 V/μs共模抑制比为49.17 dB,电源抑制比为71.39 dB。该误差放大器已经应用到了PWM芯片中,使得PWM最大、最小占空比可调,大幅提升了芯片系统的整体性能。 关键词:PWM;误差放大器;高增益;宽带宽;占空比     开关稳压电源具有集成度高、外围电路简单、电源效率高等优点,在各种电子设备中得到广泛的应用。尤其是在通信系统和控制系统等要求高稳定性、高可靠性电源的设备中,开关稳压电源已经取代效率较低的线性稳压器。脉宽调制(Pulse-Width Modulation,PWM)芯片作为开关电源中的核心,其关键技术对我国国防和民用电源领域至关重要。这种调制方式的实现方法是由内部震荡器产生一个频率恒定的锯齿波,与误差放大器输出的参考电压比较,输出方波用于控制调整管。误差放大器输出摆幅直接决定了PWM芯片的输出占空比的最大、最小值,固定的输出摆幅使得芯片输出占空比的最大、最小值不可调节,限制了芯片的应用,影响了PWM芯片的性能。     本文设计的运放是整个PWM控制器的误差放大器,作为电路中最重要的模块之一,主要功能是获得输入电压和基准电压的误差放大值,作为下一级比较器的输入。与常见的误差放大器相比,本文采用二级放大器组成的CMOS运算放大器进行设计,中间加入一级缓冲器电路,克服补偿电容的前馈效应,同时消除补偿电容引入的零点。该误差放大器应用在PWM芯片中,随着其输出摆幅的调整,PWM芯片最大、最小输出占空比可以控制,明显改善了PWM芯片的性能。 1 电路设计 1.1 基本的CMOS二级运放电路     基本的CMOS二级运放电路如图1所示。基本二级电路由偏置部分和两级放大电路构成。VM5、VM6、VM8、VM9构成比例恒流源系统,对电路提供偏置。其中,VM9为等效电阻。第一级放大电路的电流偏置经由VM5管提供,VM1和VM2组成差分输入对管,VM3和VM4充当其有源负载,并且在无损增益的情况下实现电路的单端输出转换。第二级放大电路是个简单的共源放大电路,VM6提供电流偏置并充当有源负载,放大功能主要由VM7管实现。     由于场效应管做共源放大器的时候,输出端电压与输入端电压反相,使得场效应管漏极和栅极之间的电容的充放电电流增大,从输入端看进去,电容好像增大了Au倍(Au为该级放大电路的增益倍数),这就是密勒效应。密勒效应会导致电路频率特性降低,因此,电路引入了密勒补偿电容C1,将其跨接到该级放大器的输出端和输入端,起到频率补偿的作用。     该运放结构简单,易于实现,但是电路性能不够理想。电路中的补偿电容C1在实现频率补偿的同时,也引入了电压输出负反馈,过强的负反馈容易引起运放电路的不稳定。 1.2 本设计采用的CMOS二级运放电路     为了实现频率补偿,并消除负反馈对电路稳定性的影响,本文中采用的二级运放对电路做了改进,中间加入一级缓冲器电路,克服补偿电容的前馈效应,同时消除补偿电容引入的零点。改进后的CMOS二级运放电路如图2所示。     改进后的CMOS二级运放电路仍采用比例电流镜产生偏置电流,而比例电流镜系统由VM5、VM6、VM7、VM10、VM11和VM12构成。受到模型参数的影响,为了达到适合的电位,采用VM11和V12两个PMOS管共同作为等效电阻。电路的两级放大电路没有变化,仍是分别由VM5和VM7提供电流偏置。VM1、VM2和VM3、VM4构成带有源负载的差分输入级,第一级放大电路。VM7和VM9是个简单的带有源负载的共源放大器,第二级放大电路。两级放大电路之间加入由VM6和VM8组成的缓冲器。其中,VM6管提供电流偏置,而VM8管工作在共漏组态,增益为1,即源极跟随器。源极跟随器的存在使得密勒补偿电容和输出端不直接相连,同时实现了输出端至电容端的电位平移。频率提高到一定程度时,受到源跟随器的制约,密勒补偿电容无法将信号直接馈送到放大器输出端,从而克服了密勒补偿电容带来的前馈效应,也消除了零点,改善运放的稳定性。 2 误差放大器参数设置     根据本设计的整体电路要求,误差放大器的性能指标设计目标设定如下:增益>60 dB,带宽>50 MHz,相位裕度>80°,静态电流<200 μA。     1)首先确定工作点。已知电路是由5 V的单直流电源供电,为了使输出电压的摆幅尽可能大,则VM7管的直流工作区间应该设置在饱和区,应满足VG(M7)≥5 V+VTP条件。其中,VG(M7)是VM7的栅极电压,VTP是PMOS管的开启电压,估算值为-1 V,因此VG(M7)设计取值4V。     2)静态电流和功耗设计。静态电流要求在200μA以下,分配到各支路,应满足以下条件:         3)忽略沟道调制效应,确定MOS管的宽长比。因为要保证MOS管工作在饱和区,所以MOS管电流和管子宽长比有如下关系:         其中,ID是MOS漏电流,up是PMOS的空穴迁移率,Cox是单位面积栅极电容,VGS是MOS管的栅源电压,VTP是PMOS管的阈值电压。这些参数中,ID和VGS通过电路仿真测得,up、Cox和VTP的取值一般能在工艺文件中直接查到,也可以在电路里通过仿真、计算得出。以上参数确定后,可计算可得到MOS管的宽长比。     4)运放增益的计算方法如下:         其中,gm1和gm2分别是第一、第二级放大器的等效跨导,R1和R2分别是第一、第二级放大器的等效输出电阻,计算公式如下:         上面几个式子中,uN是NMOS管的电子迁移率,rds是各MOS管的源漏电阻。 3 误差放大器仿真结果     在Cadence软件中搭建模拟仿真验证平台,在电源和地线之间接入5 V直流电压,误差放大器的正向输入端接入1.12 V的直流电压(这个电压取值在系统中由带隙基准电压源产生),反向输入端输入一个直流电位为1.12 V的正弦波。由于放大器的电压增益较大,如果正弦波的交流幅度较大,会使得输出出现失真,因此,这里将反相输入端的正弦波电压选取1 mV的交流幅度输入。     首先要进行直流工作点的验证。通过dc仿真,观测电路中的MOS管工作状态,如果有不在饱和区的管子,需要根据调整MOS管宽长比,直至所有管子的工作区(region)都显示为“2”。     直接测试电源电压端的电流值,即可得到误差放大器的静态总电流。测得这个电流值I为173.4μA,由此可计算出误差放大器的静态总功耗:         进行瞬态仿真,仿真结果如图3所示。观察电路波形,确认模块实现了电压的比较和误差的放大功能。由瞬态仿真波形图可以看出,输入差模电压为1 mV时,输出电压最大值可达4.15 V,最小值接近1.52 V,输出摆幅不小于2.63 V。加大信号,可测得输出电压的建立时间:         计算可得上升建立时间和下降建立时间分别为6.7 V/μs和5.7 V/μs。     对电路进行交流增益仿真,观察电路增益和单位增益带宽,结果如图4所示。     根据交流仿真结果可知,电路0 dB带宽达到55.5 MHz,电压开环增益约67.2 dB,相位裕度为180°-96.97°≈83.0°。     共模抑制比CMRR是放大器对输入端共模信号的抑制能力,其计算表达式为         其中Avd表示差模增益,Avc表示共模增益。把运算放大器连接成单位增益负反馈的模式,在运算放大器的同相和反相输入端加上相同的交流电压,进行交流仿真,得到的仿真结果如图5所示,该曲线是1/CMRR,因此可以得到运算放大器的低频共模抑制比为49.17 dB。     电源抑制比PSRR是衡量电路对电源噪声的抑制能力,把运算放大器连接成单位增益负反馈的模式,仅在供电电压源上增加1 V的交流电压,测试结果如图6所示,该曲线是1/PMRR,因此运算放大器的低频电源抑制比为71.39 dB,各项指标达到预期要求。 4 结论     为解决PWM控制器中输出电压与基准电压的误差放大问题,本文设计了一款高增益,宽带宽,输出摆幅可以控制的新型误差放大器。通过在二级放大电路中间增加一级缓冲电路,克服补偿电容的前馈效应,同时消除补偿电容引入的零点。通过交流仿真验证,电路0 dB带宽达到55.5 MHz,电压开环增益约67.2 dB,相位裕度为83.0°上升建立时间和下降建立时间分别为6.7 V/μs和5.7 V/μs,共模抑制比和电源抑制比分别为49.17 dB和71.39 dB。其突出优点是自顶向下设计,每一个器件的具体参数先通过手工计算再用软件仿真逐步调整获得,查找和修改错误方便,具有较大的灵活性。该误差放大器已经成功运用到PWM芯片中,其独特的结构使得PWM的最大输出占空比和最小输出占空比可以控制,大幅提升了芯片系统的整体性能。

    时间:2011-04-02 关键词: cmos pwm 误差放大器

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