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  • 运放和比较器的区别

    运算放大器和比较器如出一辙,简单的讲,比较器就是运放的开环应用,但比较器的设计是针对电压门限比较而用的,要求的比较门限精确,比较后的输出边沿上升或下降时间要短,输出符合TTL/CMOS电平/或OC等,不要求中间环节的准确度,同时驱动能力也不一样。一般情况:用运放做比较器,多数达不到满幅输出,或比较后的边沿时间过长,因此设计中少用运放做比较器为佳。 运放和比较器的区别 比较器和运放虽然在电路图上符号相同,但这两种器件确有非常大的区别,一般不可以互换,区别如下: 1、比较器的翻转速度快,大约在ns数量级,而运放翻转速度一般为us数量级(特殊的高速运放除外)。 2、运放可以接入负反馈电路,而比较器则不能使用负反馈,虽然比较器也有同相和反相两个输入端,但因为其内部没有相位补偿电路,所以,如果接入负反馈,电路不能稳定工作。内部无相位补偿电路,这也是比较器比运放速度快很多的主要原因。 3、运放输出级一般采用推挽电路,双极性输出。而多数比较器输出级为集电极开路结构,所以需要上拉电阻,单极性输出,容易和数字电路连接。

    时间:2018-10-23 关键词: 电源技术解析 运放 双极性 比较器

  • 轨至轨运放具有高精度和高电源效率

    轨至轨运放具有高精度和高电源效率

     凌力尔特公司 (Linear Technology Corporation) 推出单 / 双 / 四通道运算放大器 LTC6258/59/60 和 LTC6261/62/63,丰富了高电源效率、低噪声、高精度运算放大器产品线。这些器件隶属于一个 1.3MHz 增益带宽积 (在 20µA 电源电流) 至 720MHz 增益带宽积 (在 3.3mA 电源电流) 高效率运放系列。该系列的这些最新成员采用 1.8V 至 5.25V 电源工作,具有轨至轨输入和输出,并包括具有停机模式的版本,因而进一步降低了待用期间的功耗。输入失调电压仅为 400µV (最大值)。这些器件全面规格在工业 (I级) (–40°C 至 85°C) 和扩展 (H级) (–40°C 至 125°C) 温度范围。 LTC6258/59/60 中每个放大器的电源电流仅为 20μA,这些器件实现了 1.3MHz 增益带宽积和 240V/ms 转换率。这些器件包含输入 EMI 滤波器,可在 1GHz 时提供 45dB 抑制。在任何增益和任何电容性负载情况下,这些器件都是稳定的。 LTC6261/62/63 实现了 30MHz 增益带宽积和 7V/μs 转换率,每个放大器仅吸取 240μA 电流。宽带电压噪声仅为 13nV/√Hz。在任何增益和直至 1nF 的电容性负载情况下,这些器件都是稳定的。 单通道 LTC6258 和 LTC6261 采用节省空间的 2mm x 2mm DFN 封装,千片批购价为每片 1.24 美元。双通道 LTC6259 和 LTC6262 采用相同尺寸的 DFN 封装、以及 8 引线 SOT-23、MSOP-8 和 MSOP-10 封装并具停机模式。四通道 LTC6260 和 LTC6263 采用 MSOP-16 封装。     照片说明:从 20µA、1.3MHz 至 3.3mA、720MHz 的高电源效率、高精度运放系列 性能概要: LTC6258/59/60/61/62/63 • 失调电压:最大值为 400μV • 轨至轨输入和输出 • 电源电压范围:1.8V 至 5.25V • 工作温度范围:–40°C 至 125°C • 单通道版本采用 2mm x 2mm DFN 封装 • 双通道版本采用 8 引线 MS8、MS10、TSOT-23、2mm x 2mm DFN 封装 • 四通道版本采用 MS16 封装 LTC6258/59/60 • 增益带宽积:1.3MHz • 低静态电流:20μA • C-LoadTM 运放驱动所有电容性负载 • EMI 抑制比:在 1GHz 时为 45dB • 输入偏置电流:最大值为 75nA • CMRR/PSRR:95dB/90dB • 停机电流:最大值为 7μA LTC6261/62/63 • 增益带宽积:30MHz • 低静态电流:240μA • 驱动直至 1nF 的电容性负载 • 输入偏置电流:最大值为 100nA • CMRR/PSRR:100dB / 95dB • 停机电流:最大值为 9μA 本文给出的美国报价仅供预算之用。各地报价可能因当地关税、各种税款、费用以及汇率不同而有所分别。

    时间:2017-03-03 关键词: 运放 轨至轨 电源新品 高电源效率

  • 运算放大器使用六规则,你知道吗?

    运算放大器,对于学工科的学生来说是一个耳熟能详的词。运算放大器作为最通用的模拟器件,广泛运用于信号变换调理、ADC采样前端和电源电路等场合。大家在学习模电课程的时候,都已经学会了运放的设计。然而在使用运放的时候,又有哪些需要注意的呢?今天小编就给大家来讲解一下运放在使用过程中需要注意的六大规则: 1、注意输入电压是否超限 图1-1是ADI的OP07数据表中的输入电气特性的一部分,可以看到在电源电压±15V的条件下,输入电压的范围是±13.5V,如果输入电压超出范围,那么运放就会工作不正常,出现一些意料不到的情况。 图1-1 而有一些运放标注的不是输入电压范围,而是共模输入电压范围,如图1-2是TI的TLC2272数据表的一部分,在单电源+5V的条件下,共模输入范围是0-3.5V.其实由于运放正常工作时,同相端和反相端输入电压基本是一致的(虚短虚断),所以“输入电压范围”与“共模输入电压范围”都是一样的意思。 图1-2 2、不要在运放输出直接并接电容 在直流信号放大电路中,有时候为了降低噪声,直接在运放输出并接去耦电容(如图2-1)。虽然放大的是直流信号,但是这样做是很不安全的。当有一个阶跃信号输入或者上电瞬间,运放输出电流会比较大,而且电容会改变环路的相位特性,导致电路自激振荡,这是我们不愿意看到的。 正确的去耦电容应该要组成RC电路,就是在运放的输出端先串入一个电阻,然后再并接去耦电容(如图2-2)。这样做可以大大削减运放输出瞬间电流,也不会影响环路的相位特性,可以避免振荡。 3、不要在放大电路反馈回路并接电容 如图3-1所示,同样是一个用于直流信号放大的电路,为了去耦,不小心把电容并接到了反馈回路,反馈信号的相位发生了改变,很容易就会发生振荡。所以,在放大电路中,反馈回路不能加入任何影响信号相位的电路。由此延伸至稳压电源电路,如图3-2,并接在反馈脚的C3是错误的。为了降低纹波,可以把C3与R1并联,适当增大纹波的负反馈作用,抑制输出纹波。 4、注意运放的输出摆幅 任何运放都不可能是理想运放,输出电压都不可能达到电源电压,一般基于MOS的运放都是轨对轨运放,在空载情况下输出可以达到电源电压,但是输出都会带一定的负载,负载越大,输出降落越多。基于三极管的运放输出幅度的相对值更小,有的运放输出幅度比电源电压要小2~6V,比如NE5532.图4-1就是TI的TLC2272在+5V供电的输出特性,它属于轨对轨运放,如果用该器件作为ADC采样的前级放大(如图4-2),单电源+5V供电,那么当输入接近0V的时候,输入和输出变得非线性的了。解决的方法是引入负电源,比如在4脚加入-1V的负电源,这样在整个输入范围内,输出与输入都是线性的了。       图4-1 5、注意反馈回路的Layout 反馈回路的元器件必须要靠近运放,而且PCB走线要尽量短,同时要尽量避开数字信号、晶振等干扰源。反馈回路的布局布线不合理,则会容易引入噪声,严重会导致自激振荡。 6、要重视电源滤波 运放的电源滤波不容忽视,电源的好坏直接影响输出。特别是对于高速运放,电源纹波对运放输出干扰很大,弄不好就会变成自激振荡。所以最好的运放滤波是在运放的电源脚旁边加一个0.1uF的去耦电容和一个几十uF的钽电容,或者再串接一个小电感或者磁珠,效果会更好。  

    时间:2015-08-06 关键词: adi 运放

  • 通道多路复用时运送工作异常,原因何在?

    在进行通道多路复用时 ,很多工程师的放大器可能会出现工作异常。究竟是什么导致的呢? 在一些应用中,工程师可能忘记了放大器输入与具有超快速瞬变的设备相连。例如,由图1所示的电压跟随器(或仪器仪表放大器)对多路复用器进行缓冲。输入信号是静态的,并且由RC网络进行滤波,从而降低了噪声带宽或RF干扰。放大器必须足够快以便在转换之间建立,所以选择时必须考虑压摆率和带宽。然而,在实验室中,结果却并不如预期: 放大器输出移动缓慢,并且波形不正常,有建立长尾现象。建立时间远不及规格。问题可能在哪里? 图1 具有多路输入的电压跟随器 许多事情可能出错,但根本问题是通道转换时放大器输入过载。如果输出的移动速度不及输入(或者至少在输入移动前其没有移动),那么两个输入间会出现较大的差分电压。 这种状况可能使输入晶体管饱和、增加输入偏置电流、正偏内部保护二极管,或者造成其它意想不到的影响。 这种通道切换的实际反应取决于输入拓扑结构、工艺技术和内部保护电路,并且还取决于瞬变速度和相邻通道间的电压差异。 除了放大器对过载状况有所反应外,增加的输入偏置电流(即使它仅在多路复用器和运算放大器间的寄生电容中流动)还会对多路复用器输入端的电容充电或放电。这种干扰改变了原电平,只能通过连接在干扰源与电容之间的电阻来恢复。如果滤波器的时间常数很大,那么放大器的输出端就会出现较长的建立长尾现象。 根据问题的来源,可以做几件事来补救解决。在这种情况下,低成本解决方案就是在与快速源(多路复用器)相连的各输入端添加串联电阻。 这有助于在瞬变过程中通过增加源的阻抗来避免使输入饱和。 在DAC输出中,或者如果放大器用于调理来自微处理器或FPGA的方波,则简单的RC有助于降低边沿速度,从而使放大器正常运行。 具体情况需要具体分析以确定最佳解决方案,但是请关注瞬变条件。并且记住,远离麻烦的最好方法就是减速!

    时间:2015-08-06 关键词: 超速 运放

  • 音频功放芯片中AB类输出运放的设计

    1 引 言 众所周知,AB类音频功放具有比A类更高的效率(一般在50%左右),比B类更低的交越失真[1],广泛应用于各种手机和MP3等便携式设备中,是现在音频功放市场上的主体力量。 输出运放是音频功放芯片的核心部分,占其绝大部分版图面积,他的性能和集成度直接影响到整个音频功放芯片的各性能参数及其面积大小。 近年来,随着移动电话,PDA,MP3,MP4等便携式设备的广泛应用和不断发展,对音频功放芯片的要求也越来越高。高性能,低功耗和高集成度是其发展的方向。而这也是对其中的输出运算放大器模块提出的要求。 本文在N阱CM()S工艺的基础上,采用0.6 μm DP-DM工艺,设计了一个较小静态功耗,小输入失调电压,高增益,高共模抑制比和电源抑制比,大输出摆幅,较高带宽,以及THD很小的输出功率运算放大器,可适用于大部分AB类音频功放芯片。 2 电路设计 整个电路分为两级,前一级是差分输入电路,后一级是功率管推挽式输出。 2.1 运放结构的选择 对于输出功率运算放大器,设计重点是前一级的差分输入电路,希望其拥有尽可能高的开环增益和单位增益频率,同时还要考虑速度、共模抑制比、电源抑制比、功耗等方面性能的限制。 共源共栅结构的差分电路具有很高的电压增益,与简单结构的两级运放相当,而且具有更好的频率特性。在文献[2]中比较了3种不同结构的差分电路。现在比较常见的共源共栅结构有套筒式和折叠式2种,如图1所示。图1(a)是套筒式共源共栅差分运放,他的优点是频率特性好,功耗小[2]。缺点是支路上"层叠"的管子太多,造成较小的输入共模电平范围和输出摆幅,不适合在低压下工作。图1(b)是折叠式共源共栅差分运放,他的频率特性与套筒式相当[2]。相对套筒式,主要优点在于具有更大的输入共模电平范围,因为他在输入管上端并不"层叠"一个共源共栅管,以及更大输出摆幅。缺点在于输入对管要求外加偏置电流,消耗了更大的功率。 从应用角度考虑,以上2种电压增益和频率特性相当 的运放结构中,套筒式结构要求较高的供电电压,以及在 输入共模电平范围方面的局限,使他不适合应用于功放的 输入级电路。尽管折叠式共源共栅结构有更大的功耗,他 更适合于这里的设计要求。而他要求的最低供电电压也 在可接受范围之内。 2.2偏置电路 偏置电路采用的低压共源共栅电流镜结构,不仅具有普通共源共栅电流镜对电流进行精确复制的优点,而且能比普通共源共栅电流镜在更低电源电压下工作。[3]。如图2所示。 这种结构的共源共栅电流镜M3一M4消耗的最小电压余度为他们的过驱动电压之和,而且可以精确地镜像Iref。偏置电压Vb的输入范围是: 2.3 整体电路 在图3的运放的整体电路中,图3(a)是运放的主体,包括差分输入电路和功率管Mp,Mn组成的推挽式输出级,图3(b)是他的偏置电路,提供Vb1~Vb8的偏置电压。 差分输入电路为折叠式共源共栅结构,图中,M1,M2为输入对管,分别为"+","+"输入端,M3,M4是低压共源共栅电流镜的镜像部分,提供尾电流源。与图1(b)相比,惟一不同在差分电路的输出端,即M8,M13之间插入了M9,M10和M15,M16四个管子,把单端输出变成了双端,控制两个功率管Mp,Mn的栅极电压,使在零差分输入时Vgsp略小于Vthp,Vgsn略小于Vthn,Mp,Mn都工作在亚阈值区域,有一定的电流流过。这是AB类功放的基本特点,尽可能地消除交越失真。为了提供大的输出电流,他们的宽长比很大(版图上采用很多相同的管子并联,而P管并联的个数约为N管的3倍,以便使一个周期内流过负载的电流相等)。 在差分输人时,当"+"端输入较高电平时,M2支路电流迅速减小,流过M5和M7支路的电流保持相等,所以流过M14的电流小于流过M12的电流,强制M14工作在线性区,Y点电压很低,M13为了保持支路电流不变,进入深线性区,VB急剧下降。同时,M16,M15支路电流增大,M10,M9支路电流减小,导致VA下降。最终,VB降到很低,VA跟随VB降低,M10,M9截止,M16,M15进人线性区。这时,Mn截止,Mp导通。同理,当"-"端输人较高电平时,Mn导通,Mp截止。输出电压摆幅为: 运放的低频电压增益可以这样来粗略计算: AV1是第一级差分电路的增益。M9,M10和M15,M16对增益影响不大,可忽略其作用,于是: AV2是第二级推挽式输出级的增益: 其中调节输出功率管的宽长比,使Mp约为Mn的3倍,致使上式成立。 对于这样的多极点两级运放来说,在输出端电阻和电容串联做米勒补偿,以增大相位裕度,提高稳定性。通过频率补偿,两个主极点分别为[1]: 其中,RA是从A(或B)点到地的总阻抗,CA是A(或B)点到地的总寄生电容,Cι是输出端的总电容。 p1离原点最近,是A点产生的极点;p2是输出端的极点,离原点较远。同时由于电阻和电容形成了通路,产生一个零点[1]: 适当调节R,使Z=p2,与第二主极点抵消,增加了带宽。 2.4 工作环境 采用单电源供电,在闭环状态下工作。基准电压为VDD/2。如图4所示。闭环传输函数为: 3 仿真结果 仿真性能参数如表1所示。 图5和表1是仿真结果,都是在开环、无负载情况下测得。仿真工具是Cadence Spectre,用了0.6 μm的N阱CMOS工艺模型,模拟环境是VDD=5 V,T=27℃,典型条件。以上结果显示了单位增益带宽GB为7.941 MHz,相位裕度为74.60,频率特性较好;失调电压非常小,为38.92μV;有较高的电压增益,共模抑制比和电源抑制比;另外当输入幅度为1 V,频率为1 kHz的正弦波时,输出THD很小,为0.004%。 4 结 语 本文设计的AB类输出功率放大器电路,采用折叠式共源共栅结构,功率管推挽式输出,同时利用外部电流源供电,采用低压共源共栅电流镜结构的偏置电路。仿真结构表明该运放具有高增益,低输入失调电压,低THD等特点,同时具有良好的频率特性,较低的静态功耗,满足一块高性能的AB类音频功放芯片的要求。可以看出,设计几乎是令人满意的,微小的调节还可以通过改变W/L比使各管子工作在最稳定的工作区域。

    时间:2008-04-29 关键词: 芯片 运放 音频功放

  • 由增益运放FC3组成倒相比例放大器电路

    图中所示是用中增益运放FC3组成的倒相比例放大器线路.倒相比例放大器就是使输出信号与输入信号相位相反.倒相比例放大器的增益取决于反馈比.即:

    时间:2012-03-03 关键词: 增益 运放 比例放大器 fc3

  • 用非补偿运放改进性能

    制造商提供单增益稳定放大器,期望抢占广阔的市场,并使学习应用设备变得很容易。但这些销售商牺牲了潜在但重要的交流性能。了解什么时候考虑非补偿运放和能够提供给你什么东西。   设计者经常想使基于传感器的系统中的振幅误差最小。这个目的经常导致放大器闭环增益的特定增益误差超过传感器频率范围。工程师通常根据其–3dB频率指定放大器带宽,但就增益精度点来看,在这个频率几乎出现30%的增益误差。所谓“有效带宽”与放大器频率响应和应用所需的增益精度有关。定义有效带宽为增益误差小于或等于指定误差的带宽。   有效带宽   传感器具有相对低频响应,频率越低,由有限开环增益产生的增益误差越小。用少于单极、闭环、频率响应模式放大器的指定值,计算有效带宽维持误差。由特定的通常如在数据手册上的增益带宽指标,计算有效带宽是可行的。放大器闭环带宽等于增益带宽除以增益,对非反转放大器完全正确,对反转放大器近似正确。   下一个考虑什么是定义最大幅度误差的基础。在所有系统中,ADC输入信号路径终端的模拟部分,通过扩充,ADC的分辨率定义了误差的影响因素。这篇文章使用ADC分辨率的½ LSB误差作为最大误差。随着ADC分辨率的增加,最大误差减小。表1显示了8到18位ADC分辨率的½ LSB误差。     为容易评估增益误差在频率函数中单极模式的效果,计算格式化单极函数。这个计算放置极点在1Hz,表示闭环增益降为–3dB,用理想闭环单增益或为0dB。使用这个单极模式,计算增益误差频率少于或等于给定误差。然后可以根据放大器闭环增益的–3dB带宽计算有效带宽。谨记–3dB点为几乎30%增益误差,且误差指标越小的带宽越窄。  (1)    (2)    (3)   表2显示数据表计算的一部分,将增益随频率下降的趋势形象化。计算公式1~3分别随列中频率值变化(图1)。   下一步是找到特定频率,在这个频率增益误差等于指定位分辨率ADC的½ LSB。公式4为假定ADC分辨率的情况下,计算½LSB误差(表1)。 (4)   为计算增益误差等于½LSB误差的频率,用公式1重新整理替代公式4,得到公式5。使用公式4和公式5计算出表3的值。 (5)   表3中,纵向表头“频率误差”的给定频率为增益误差等于ADC分辨率的½LSB。在更低频率,增益误差小于½LSB。带宽对特定分辨率有效。例如,驱动10位ADC的放大器有效带宽为–3dB频率的0.03126,14位ADC的有效带宽为–3dB频率的0.007813。如果放大器为闭环,100kHz为–3dB频率,有效带宽分别为31.3和7.81kHz。公式1到公式5,放大器增益带宽除以其闭环增益,充分证明了放大器的有效带宽小于理论使用手册的–3dB频率。   考虑怎样在信号路径中使用放大器,能够部分减少有效带宽的迅速降低。放大器通常从传感器到ADC输入使用许多增益缩放信号。在许多情况下,增益大过10。使用放大器增益消除单增益稳定性的需求,并减少大量放大器使用的内部补偿。非补偿放大器的优点是同样功耗下增加了可用带宽和转换速率。   以上为部分翻译,英文全文:   Decompensating amplifiers improve performance   Manufacturers offering unity-gain-stable amplifiers hope to address a wide market and minimize the effort of learning to use the devices. Yet these vendors sacrifice a significant portion of the potential ac performance. Learn when to consider decompensated amplifiers and what they can offer you.   By Walter Bacharowski, National Semiconductor -- EDN, 12/3/2007   Designers often want to minimize amplitude error in sensor-based systems. This goal often leads to specifying the gain error of an amplifier’s closed-loop gain over the frequency range of the sensor. Engineers commonly specify the bandwidth of an amplifier in terms of its –3-dB frequency, but, from a gain-accuracy point of view, almost a 30% gain error occurs at this frequency. The term “effective bandwidth” connects the frequency response of the amplifier and the gain accuracy that the application requires. You define the effective bandwidth as the bandwidth for which the gain error is less than or equal to a specified error.   Effective bandwidth   Sensors have a relatively low frequency response, and, at lower frequencies, the gain error due to finite open-loop gain is small. You can calculate the effective bandwidth to maintain an error at less than a specified value from the single-pole, closed-loop, frequency-response model of the amplifier. It would be useful to calculate the effective bandwidth from specifications such as gain bandwidth that are commonly available in a data sheet. The relationship of an amplifier’s closed-loop bandwidth being equal to the gain bandwidth divided by the gain is true for noninverting amplifiers and approximately true for inverting amplifiers.   The next consideration is what basis to use in defining the maximum amplitude error. In almost all systems, the analog portion of the signal path ends at the input of an ADC, and, by extension, the resolution of the ADC defines the error of interest. This article uses an error of ½ LSB of the ADC’s resolution as the maximum error. As the resolution of the ADC increases, the maximum error decreases. Table 1 shows the ½-LSB error for ADC resolutions of 8 to 18 bits.   To easily evaluate the effect of the single-pole model on the gain error as a function of frequency, you calculate a normalized single-pole function. This calculation places the pole at 1 Hz, which represents the –3-dB loss in closed-loop gain, with an ideal closed-loop gain of one, or 0 dB. Using this single-pole model, you calculate the frequency for a gain error less than or equal to the specified error. You can then calculate the effective bandwidth in terms of the –3-dB bandwidth of the closed-loop gain of the amplifier you are evaluating. Keep in mind that the –3-dB point is almost a 30% gain error and that the bandwidth is smaller with a lower error specification.      (1)  (2)   (3)    Table 2 shows a small section of the spreadsheet calculations to help you visualize the gain roll-off with frequency. You calculate equation 1, equation 2, and equation 3 versus frequency in columns 1, 2, and 3, respectively (Figure 1).   The next step is to find the frequency at which the gain error is equal to a ½ LSB of an ADC with specified bits of resolution. Equation 4 calculates the ½-LSB error, given the resolution of the ADC (Table 1). (4)    To calculate the frequency at which the gain error is equal to the ½-LSB error, substitute Equation 4 into Equation 1 and rearrange it, yielding Equation 5 . You use equation 4 and equation 5 to calculate the values in Table 3. (5)    In Table 3, the column with the heading “Frequency at error” gives the frequency at which the gain error is equal to a ½ LSB of the ADC’s resolution. At lower frequencies, the gain error is less than ½ LSB. This bandwidth is effective for the specified resolution. For example, the effective bandwidth of an amplifier driving a 10-bit ADC is 0.03126 of the –3-dB frequency, and the effective bandwidth of a 14-bit ADC is 0.007813 of the –3-dB frequency. If the amplifier has a closed-loop, –3-dB frequency of 100 kHz, the effective bandwidths are 31.3 and 7.81 kHz, respectively. Equation 1 through Equation 5, which divide the gain bandwidth of an amplifier by its closed-loop gain, demonstrate that an amplifier’s effective bandwidth is substantially less than the –3-dB frequency that the theoretical usage reports.   Considering how you are using an amplifier in the signal path can partially offset the rapid loss of effective bandwidth. Amplifiers commonly use some amount of gain to scale the signal from a sensor to the input of an ADC. In many cases, the gain is greater than 10. Using gain with an amplifier eliminates the need for unity-gain stability and reduces the amount of internal compensation the amplifier uses. The advantage of decompensating the amplifier is an increase in the available bandwidth and slew rate for the same power consumption.   Compensated versus decompensated   National Semiconductor’s LMV793 and LMV796 use the same design except for the amount of internal compensation. The LMV796 is unity-gain-stable, and the LMV793 is decompensated for a gain of 10. Figure 2 plots the open-loop gain on a sample of each amplifier. The LMV796 displays the classic single-pole response with a pole at approximately 60 Hz and a unity-gain-crossover frequency of 17 MHz. The gain plot for the LMV793 shows a two-pole open-loop response due to decompensating, or undercompensating, the amplifier. The plot shows the open-loop-gain shift to the right, indicating the higher frequency response of the LMV793. The first pole occurs at approximately 500 Hz, which is 440 Hz higher than that for the LMV796. A second pole occurs at 45 MHz, and the open-loop gain decreases at –40 dB per decade and crosses the 0-dB axis at approximately 56 MHz. The device achieves this increased bandwidth without an increase in power consumption.   The decompensated LMV793 has significantly more bandwidth for the same current consumption as the fully compensated LMV796. This feature can provide a power savings over using a higher frequency, fully compensated amplifier, which typically would require a higher supply current.   For the LMV793, the gain bandwidth is 88 MHz for closed-loop gains of 10 or more. A second pole occurs before the open-loop gain of 1, at approximately 51 MHz. For decompensated amplifiers, the unity-gain frequency and the gain bandwidth are no longer equal. The LMV793’s minimum gain for stability without using additional external compensation is 10 or 20 dB.   The frequency-dependent closed-loop gain depends on the amplifier’s gain bandwidth. Amplifier data sheets routinely specify the gain bandwidth of an amplifier, and, using the closed-loop gain of the amplifier, you can easily calculate the –3-dB bandwidth. For example, the LMV796 has a gain bandwidth of 17 MHz, and, if the closed-loop gain is 100, the bandwidth of the amplifier is 0.17 MHz, or 170 kHz, and is the –3-dB point in the amplifier’s frequency response. This point also has almost 30% gain error. The decompensated LMV793 has a gain bandwidth of 88 MHz for gains greater than 10. Continuing the example at a closed-loop gain of 100, the LMV793 has a bandwidth of 0.88 MHz, or 880 kHz. The LMV793 has a gain bandwidth of 88 MHz at a gain of 10 and a slew-rate rising edge of 40V/µsec. In contrast, the LMV796 has a gain bandwidth of 17 MHz at a gain of 10 and a slew-rate rising edge of 9.5V/µsec.   Added components affect gain   Many sensor applications have ac-signal components that can extend to tens of kilohertz and require accurate gain over this frequency range to maintain the amplitude accuracy of the signal. To accurately amplify a signal, the design must account for gain errors as a function of frequency. Table 4 shows the results of applying the effective-bandwidth concepts to the LMV793 and LMV796. An LMV796 with a closed-loop gain of 100 and a bandwidth of 170 kHz would have the effective bandwidth that Column 4 of the table shows for the range of resolutions the table lists. For example, at an ADC resolution of 14 bits, the effective bandwidth would be 1328 Hz. Table 4 shows that the LMV793 with a closed-loop gain of 100 and a bandwidth of 880 kHz would have the effective bandwidth that Column 5 lists for the range of resolutions the table lists. This amplifier, at an ADC resolution of 14 bits, has an effective bandwidth of 6875 Hz. As this example shows, the effective bandwidth is a small fraction of the –3-dB bandwidth. A decompensated amplifier offers substantially more effective bandwidth for the same power consumption and gives the designer an additional degree of freedom in amplifier selection. The decompensated amplifier offers additional bandwidth that can support higher ADC resolutions.   In discussions about the closed-loop bandwidth of amplifiers, engineers often apply the gain bandwidth to noninverting and inverting amplifiers to estimate the closed-loop bandwidth. Equation 6 relates the closed-loop bandwidth to the amplifier’s gain bandwidth and closed-loop gain.      (6)    where BW is the bandwidth and GBW is the gain bandwidth.   The equation expresses a relationship that applies to noninverting amplifiers and approximately to inverting amplifiers. As the gain of the inverting amplifier increases, the error in bandwidth, using Equation 6, becomes smaller. This consideration is important when you are using different amplifier configurations. Figure 3 shows configurations of basic inverting and noninverting amplifiers.   Consider beta   The closed-loop bandwidth of an amplifier is a function of the gain and the amount of feedback, also known as the feedback factor, beta. Beta is the portion of the amplifier’s output that feeds back to the input. You calculate the beta of both configurations with the following equation:    (7)    The beta differs for noninverting and inverting amplifiers with the same absolute value of gain due to the difference in the resistor ratios necessary to set the same absolute value of gain. Table 5 shows the calculated beta and normalized bandwidth for gains as high as 10 and –10. Equation 8 shows the calculation for the bandwidth of a unity-gain-stable amplifier in the inverting or the noninverting configuration:    (8)    Figure 4 shows the bandwidth-versus-gain relationship, demonstrating that, at low gains, there is significant loss of closed-loop bandwidth for the inverting amplifier. For example, the bandwidth of the inverting amplifier with a gain of –1 is half the bandwidth of the noninverting amplifier with a gain of 1. In these cases, if an application requires additional bandwidth at the same level of power consumption, using a decompensated amplifier is an acceptable alternative. Offsetting the additional bandwidth at lower gains is the required external compensation to prevent the amplifier from oscillating. Figure 4 also shows the bandwidth of the inverting gain to be asymptotic to the noninverting gain as the closed-loop gain increases. To externally compensate the decompensated amplifier for low gains, refer to the LMV793 data sheet, which details various compensation techniques.   In summary, decompensated amplifiers provide an additional degree of freedom to circuit designers in meeting the performance, power, and price targets of their design. The additional circuitry that may be necessary for external compensation has little effect on overall complexity but allows a more customized design to give better overall performance. Regardless of which design you use, understanding the details and trade-offs is necessary to fully meet the required specifications.

    时间:2012-05-14 关键词: 性能 补偿 运放

  • 基于温度补偿的无运放低压带隙基准源设计

    摘要:设计了一种带温度补偿的无运放低压带隙基准电路。提出了同时产生带隙基准电压源和基准电流源的技术,通过改进带隙基准电路中的带隙负载结构以及基准核心电路,基准电压和基准电流可以分别进行温度补偿。在0.5μmCMOS N阱工艺条件下,采用spectre进行模拟验证。仿真结果表明,在3.3 V条件下,在-20~100℃范围内,带隙基准电压源和基准电流源的温度系数分别为35.6 ppm/℃和37.8 ppm/  ℃,直流时的电源抑制比为-68 dB,基准源电路的供电电压范围为2.2~4.5V。 关键词:基准电压;基准电流;带隙负载结构;温度系数;电源抑制比     带隙基准源是集成电路中一个重要的单元模块。目前,基准电压源被广泛应用在高精度比较器、A/D和D/A转换器、动态随机存取存储器等集成电路中。随着大规模集成电路的发展,具有低温漂的基准电压源与基准电流源越来越多地被要求设计在同一个集成电路中。传统的带隙基准源电路一般以产生低温漂的基准电压为设计目的,由于薄膜电阻阻值受温度影响,并不能得到温度特性较好的基准电流。     本文结合低压技术,利用薄膜电阻的正温度系数对基准电流进行补偿,通过改进带隙基准电路中的带隙负载结构对基准电压进行补偿,基准电压和基准电流可以同时分别进行温度补偿。提出一种同时产生稳定低压基准电压源和基准电流源的低功耗电路。此基准电路结构简单、占用芯片面积小、功耗低,可以广泛虚用于各种集成电路中。 1 传统低电压带隙基准源     图1为传统低压带隙基准电压源的原理示意图。双极性晶体管的基极一发射极电压Vbf,具有负温度系数,当温度为300 K时,其温度系数一般为-1.5 mV/K。而热电压VT具有正的温度系数,其温度系数为+0.087 mV/K。由于运算放大器组成反馈环路,X点与Y点电压相同,M点与N点电压相同,电阻R1的压降就等于Q1与Q2的电压差△Vbe,输出电流Iref与输出电压Vref可以分别表示为:             选取合适的电阻比例(R2+R3)/R1,可以得到与温度无关的基准电压Vref,但是由于R2与R3的温度系数TCR不为零,则不能得到与温度不相关的电流Iref。 2 改进的低电压带隙基准负载结构     由式(5)可得,要得到在一定温度范围内与温度零相关的基准电流I(T0),电阻温度系数TCR必须满足:         通过调整电阻的阻值可达到上式要求,但在这种情况下,式(2)中的基准电压V(T0)就一定不与温度零相关,为了产生在一定温度范围内与温度无关的基准电压Iref,现引入了一种新的负载结构,图1中的负载电阻R4可改成如图2中R2的结构,基准电压Vref可以表示为:         由上可知,满足式(7)时,可以得到在一定温度范围内与温度零相关的基准电流I(T0),要得到在一定温度范围内与温度无关的基准电压Vref,必须满足:         由于电压Vbe的温度系数室温下为-1.5 mV/K,所以要选择具有正温度系数的电阻以满足式(9)的要求。在CMOS工艺中的扩散电阻和阱电阻阻值是随着温度的升高而增大的,符合电路设计要求。 3 改进的无运放低电压带隙基准电路    为了使电路的功耗进一步降低,提出了一种无运放低电压基准电路,将图2中的负载结构放入该基准电路中,得到如图3中的改进的无运放带隙基准电路,此电路中流过节点X和Y的电流分别为sI,s为常数,其大小可通过改变相关MOS管的宽长比调节,令流过管M3a与管M4a的电流均为sk1I,流过管M3b与管M4b的电流均为sk2I,可通过调节k1与k2的值来调节流过电阻R4的电流,改进的带隙基准电路可以更好的调节电路中各支路电流的大小,从而可以更精确的得到需要的基准电流值和基准电压值。基准电流Iref和基准电压Vrer分别表示为:         由式(10)和(11)可知,基准电压Vref和基准电流Iref有不同的温度补偿方式,如果要求Vref和Iref同时与温度零相关,必须满足以下条件:         式中VbG0约为1.25 V,对于设计所需要的基准电流值,根据式(15)可以更好地选择薄膜电阻值的大小。 4 电路仿真结果     本文设计的带隙基准源的整体版图如图4所示。     面积为148μm×120μm。基于0.5μm CMOS工艺,通过spectre对图3所示的电路进行仿真优化。在电源电压为3.3 V的条件下,温度从-20~120℃变化时,得到图5所示输出电压Vref随温度变化仿真曲线图,温度系数为35.6 ppm/℃。图6是得到的输出电流Iref随温度变化仿真曲线图,温度系数为37.8 ppm/℃。这说明了电路可以同时提供温度补偿的低温漂基准电压和基准电流。基准电压的PSRR特性如图7所示,在直流情况下,PSRR为-68dB。 5 结语     基于低电压带隙基准源的基本原理,提出一个可以同时提供温度补偿的低压基准电压和基准电流的电路设计。设计中用具有正温度系数的薄膜电阻对基准电流进行温度补偿,通过改进带隙基准电路中的带隙负载结构对基准电压进行补偿,同时得到了低温漂的基准电流和基准电压。仿真结果表明,在-20~120℃的温度范围内,基准电压和基准电流的温度系数均小于40 ppm/℃,具有较好温度特性,直流时的电源抑制比为-68 dB。此电路设计结构简单,可以广泛应用于各种集成电路中。

    时间:2012-06-07 关键词: 低压 运放 温度补偿 带隙基准源

  • 基于运放退饱和的电阻炉温度控制系统设计

    摘要:为了实现电阻炉的快速升温及温度控制,采用运放退饱和的方法,当电阻炉温度未达到设定值时,运放饱和输出,所控制的驱动电路输出脉冲的占空比最大,IGBT近似全导通,电炉加热功率最大,温度快速上升;当温度达到设定值时,运放开始退饱和,输出电压逐渐减小,从而减小驱动电路输出脉冲的占空比,IGBT导通时间变短,电炉加热功率减小,实现温度控制。通过Multisim软件仿真及硬件电路测试,验证了本设计的可行性。该温度控制系统具有升温速度快、易于操作、滞后性较低的优点。 关键词:电阻炉;温度控制;运放;退饱和;IGBT 0 引言     电阻炉在热处理工艺中被广泛应用,研究电阻炉控制方法具有重要意义。目前,电炉温度控制主要采用PID控制或基于PID的衍生控制方法,PID控制整定方便,适应性好,是目前过程控制中应用广泛的一种控制方法,但对于滞后大的过程,如温度控制,PID稳定时间较长。本文中提出的通过运放退饱和来调节驱动脉冲的占空比,从而控制IGBT关断与导通时间,实现对电炉温度的控制和调节的方法,简单实用,升温速度快,为温度控制提出了另一种可行性方法。 1 电路控制原理     本设计的系统框图如图1所示,由IGBT输出作为电阻丝电源,IGBT的导通和关断时间由555多谐振荡输出脉冲的占空比控制,555电路输出脉冲占空比由系统框图中反馈控制电路的输出电压控制。     本文主要讨论反馈控制电路,电路设计思路是当温度低于设定温度时,运放饱和输出,555振荡电路输出脉冲具有最大占空比,IGBT接近于全导通,电路具有最大输出功率,电阻炉快速升温。当温度接近设定温度时,运放开始退饱和,输出电压减小,从而555振荡电路输出脉冲的占空比减小,IGBT导通时间变短,从而电炉功率减小。     基于以上设计思路,设计出一套由两级运放组成的反馈控制电路,电路图如图2所示。电路输入是由热电偶从电炉反馈回的热电动势,经第一级运放放大后与温度控制信号Vcon进行差值运算后经第二级放大输出。当热电偶反馈信号小于Vcon时,第二级运放饱和输出,555电路输出脉冲占空比最大,从而IGBT导通时间最长,电炉加热功率最大。当热电偶反馈信号超过Vcon时,第二级运放开始退饱和,输出减小,555电路输出占空比减小,IGBT导通时间变短,电炉加热功率变小,从而使电炉温度在设定温度上下变化。设定温度值可以通过改变温度控制信号Vcon与Rf、R2的值来改变,电路简单实用,便于调整。 2 数据分析与仿真     为了验证电路设计参数以及与实际电路的运行结果进行对照,利用Multisire仿真软件对电路进行了仿真测试。电路采用K型镍铬一镍硅热电偶进行反馈,K型镍铬-镍硅热电偶分度表如表1所示。     仿真中,设定900℃为温度期望值,使运放在820℃时开始退饱和,查表1可知820℃时热电偶反馈电动势为34.095 mV,通过调整、Rf及R2使设定温度为此值对应温度。首先,在图2所示电路输入端加上连续变化的正弦信号(低频)来模拟热电偶反馈信号,正弦信号幅度为45 mV,即反馈信号Vi在0~45 mV周期性变化,查表1可知,相当于电炉温度是在0~1 100℃周期性变化,仿真结果如图3所示,双踪示波器A路(线1)显示幅度为45 mV的正弦输入信号,B路(线2)显示第二级运放的输出信号,可以看到运放是从Vi=34.321 mV处开始退饱和,由表1知对应温度稍高于820℃,误差较小,符合设计预期。     图4所示为输出电压、占空比与温度关系图,可以看出,运放在820 ℃左右开始退饱和,运放输出电压逐渐减小,555输出方波占空比随之减小,从而达到减小主电路功率输出的目的。当温度达到900℃左右时,运放输出电压减小到约6.4 V,此时555电路输出的驱动脉冲占空比只有0.3左右,电炉温度趋于稳定。 3 硬件电路测试结果     图5所示为相同设定下不同退饱和点时的温度上升曲线。当退饱和点设定较高时(即线1),由于升温速度快和温度的滞后作用,温度一旦超过设定值后再稳定至设定温度。当退饱和点设定较低时(即线3),需要较长的时间逐渐达到设定温度值。当退饱和点设定合适时(即线2),可以达到较理想的快速升温曲线。 4 结语     本文提出一种基于运放退饱和和反馈控制设计电炉电路的方法,给出了具体的设计电路图及软硬件测试结果。实验结果表明本系统简单实用,升温速度快,可以根据需要设定不同的温度阈值,为电阻炉温度控制提出了另一种可行性方法。同时,本设计也有很大的改进空间,通过精确地计算电路参数,并将控制电压设为由MCU或PLC控制,可以实现自动化调节,使操作更简单,精度更高。希望本文对从事电阻炉改造和设计的人员提供有益帮助。

    时间:2012-12-22 关键词: 系统设计 温度控制 运放 电阻炉

  • 电压跟随器秘笈(八),LM358电压跟随器+运放问题

    电压跟随器秘笈(八),LM358电压跟随器+运放问题

    电压跟随器应用广泛,生活中大大小小的电子器件中均包含电压跟随器。本文对于电压跟随器的讲解,在于向大家介绍LM358电压跟随器的设计方案以及电压跟随器运放相关内容。此外,如果你对如何使用LM324搭建电压跟随器具备一定兴趣,可翻阅上篇电压跟随器相关文章。 一、LM358电压跟随器设计方案 LM358是双运放组成的运算放大器,可以单电源供电,也可以双电源供电。常用来做电压信号采集的前端电压跟随器,同时起到增加输入阻抗的作用,避免影响被测量的电压值。我拆了一个信号采集卡,把它里面的电压信号采集前端358电路画了出来,与大家分享。 经验分享:LM358当工作在单电源5V供电时,当IN+从0~5V输入,其输出电压OUT只能从0~3.7V,而不是0~5V,也就是说,当IN+输入0~3.7V时,电压可以跟随到OUT,当输入大于3.7V时,输出将还是3.7V,大不了了。那怎么办? LM358引脚图 解决方法1:增加LM358的电源电压,比如加个12V,这时候,你的IN+从0~5V,OUT也可以从0~5V了。不过,当你的系统没有+12V电源可用,专门增加一个+12V电源,可不是一个好办法,而且,当你提供+12V时,万一输入超过了5V,输出也会超过5V,这时候,你的单片机ADC引脚超压,就有坏的可能哦,这样的产品,确实能用,实则不耐用,请君慎重考虑。 解决方法2:在IN+的前端,加分压电阻,例如,加两个精密10K的电阻,如上图所示(阻值改为2个10K),这样当输入电压为0~5V时,IN+脚电压为0~2.5V,OUT引脚也可以从0~2.5V,在在单片机内部把测量到的值乘以2,即是实际的输入电压值。此种方法相比前者,要可取,最起码系统就经久耐用的,不会造出国产垃圾。不过,有个缺点,就是分辨率降低一倍,在某些应用中,这是致命伤,例如电子台秤。 解决方法3:换IC,不用LM358了,用一个满幅电压运放,业内称为rail to rail的运放,例如工业中常用的TLC2262,引脚功能和LM358一样,也就是说两个可以互换,但是,当IN+为0~5V时,TLC2262的OUT可以从0~5V,当然,TLC2262的价格要比LM358贵。此芯片已被广泛应用于各种工业场合,在成本不是很敏感的前提下,请君放心使用! TLC2262引脚图 二、电压跟随器运放 在电路中,电压跟随器一般做缓冲级及隔离级。因为,电压放大器的输出阻抗一般比较高,通常在几千欧到几十千欧,如果后级的输入阻抗比较小,那么信号就会有相当的部分损耗在前级的输出电阻中。在这个时候,就需要电压跟随器来从中进行缓冲。起到承上启下的作用。应用电压跟随器的另外一个好处就是,提高了输入阻抗,这样,输入电容的容量可以大幅度减小,为应用高品质的电容提供了前提保证。 电压跟随器的另外一个作用就是隔离,在HI-FI电路中,关于负反馈的争议已经很久了,其实,如果真的没有负反馈的作用,相信绝大多数的放大电路是不能很好的工作的。但是由于引入了大环路负反馈电路,扬声器的反电动势就会通过反馈电路,与输入信号叠加构成电压跟随器的。造成音质模糊,清晰度下降,所以,有一部分功放的末级采用了无大环路负反馈的电路,试图通过断开负反馈回路来消除大环路负反馈的带来的弊端。但是,由于放大器的末级的工作电流变化很大,其失真度很难保证。 传统运放电路 三、注意事项 对于采用负反馈的放大电路,如何减少振荡以保持稳定,目前尚无定论。电压跟随器也不例外。 运算放大器理想的运行状态是输出电压和输入电压为同相,即,当负输入端的印加电压引起输出增大时,运算放大器能够相应地使增加的电压降低。不过,运算放大器的输入端和输出端的相位总有差异。当输出和输出之间的相位相差180°时,负输入与正输入正好相同,原本应该减少的输出却得到了增强。(成为正反溃的状态。)如果在特定频段陷入这一状态,并且仍然保持原有振幅,那么该输出频率和振荡状态将一直持续下去。 电压跟随器和反馈环路 以上便是此次小编带来的“电压跟随器”相关内容,通过本文,希望大家对LM358电压跟随器具备一定的认知。如果你喜欢本文,不妨持续关注我们网站哦,小编将于后期带来更多精彩内容。最后,十分感谢大家的阅读,have a nice day!

    时间:2020-01-14 关键词: 运放 电压跟随器 lm358

  • 电压跟随器秘笈(九),运放构成电压跟随器的稳定性问题探讨

    电压跟随器秘笈(九),运放构成电压跟随器的稳定性问题探讨

    电压跟随器并非深奥难懂,究其本质而言,电压跟随器即共集电极电路。本文对于电压跟随器的讲解,主要在于介绍运放构成电压跟随器的稳定性问题。此外,文章第一部分将简单介绍何为电压跟随器。如果你对本文涉及的电压跟随器相关内容存在一定兴趣,不妨继续阅读以下正文部分。如果本文内容无法完全填充你对电压跟随器知识的欲望,可翻阅小编往期带来的8篇电压跟随器秘笈。 一、电压跟随器是什么? 电压跟随器是共集电极电路,信号从基极输入,射极输出,故又称射极输出器。基极电压与集电极电压相位相同,即输入电压与输出电压同相,也就是电压跟随器的电压放大倍数恒小于且接近1。当RF=0,R1=∞,即uo=ui,Auf=1这时输出电压跟随输入电压作形同的变化,称为电压跟随器。 二、使用运放构成电压跟随器的稳定性问题 用运放构成电压跟随器的电路,传统教科书仅是简单的把输出和反相输入端连接起来完事儿,而实际电路要复杂的多,稳定性问题不可忽视_,希望对实际应用有一点帮助。 用电压跟随器使运算放大器保持稳定,须注意哪些问题? A:对于采用负反馈的放大电路,如何减少振荡以保持稳定,目前尚无定论。电压跟随器也不例外。 运算放大器理想的运行状态是输出电压和输入电压为同相,即,当负输入端的印加电压引起输出增大时,运算放大器能够相应地使增加的电压降低。不过,运算放大器的输入端和输出端的相位总有差异。当输出和输出之间的相位相差180°时,负输入与正输入正好相同,原本应该减少的输出却得到了增强。(成为正反溃的状态。)如果在特定频段陷入这一状态,并且仍然保持原有振幅,那么该输出频率和振荡状态将一直持续下去。 FIg1. 电压跟随器和反馈环路 2. 输入输出端出现相位差的主要原因 其原因大致可分为两种: 1,由于运算放大器固有的特性 2,由于运算放大器以外的反馈环路的特性 2.1. 运算放大器的特性 Fig2a 及Fig2b分别代表性地反映了运算放大器的电压增益—频率特性和相位—频率特性。数据手册中也有这两张曲线图。 如图所示,运算放大器的电压增益和相位随频率变化。运算放大器的增益与反馈后的增益(使用电压跟随器时为0dB)之差,即为反馈环路绕行一周的增益(反馈增益)。如果反馈增益不足1倍(0dB),那么,即使相位变化180o,回到正反馈状态,负增益也将在电路中逐渐衰减,理论上不会引起震荡。 反而言之,当相位变化180o后,如频率对应的环路增益为1倍,则将维持原有振幅;如频率对应的环路增益为大于1倍时,振幅将逐渐发散。在多数情况下,在振幅发散过程中,受最大输出电压等非线性要素的影响,振幅受到限制,将维持震荡状态。 为此,当环路增益为0dB时的频率所对应的相位与180o之间的差是判断负反馈环路稳定性的重要因素,该参数称为相位裕度。(Fig2b.) 如没有特别说明,单个放大器作为电压跟随器时,要保持足够相位裕度的。 注:数据手册注明「建议使用6dB以上的增益」的放大器,不可用作电压跟随器。 以上便是此次小编带来的“电压跟随器”相关内容,通过本文,希望大家对什么是电压跟随器具备一定的认知,并对运放构成电压跟随器时造成的稳定性问题具备深刻理解。如果你喜欢本文,不妨持续关注我们网站哦,小编将于后期带来更多精彩内容。最后,十分感谢大家的阅读,have a nice day!

    时间:2020-01-14 关键词: 稳定性 运放 电压跟随器

  • 低功耗运放在便携式医疗和消防系统中的应用

    1、概述 近年来,以电池作为电源的电子产品得到广泛使用,设计师迫切要求采用低电压的模拟电路来降低功耗。低电压、低功耗、低噪声的模拟电路设计技术正成为研究的热点。从节约能源角度考虑,低的功率消耗不仅是电池驱动的便携设备的需求,即便对使用市电的大型系统也是迫切需要,它不但可以延长设备的使用时间,也可以延缓设备的老化。运算放大器作为集成电路中最基本的单元,其重要性是众所周知的。在低压运算放大器中,由于电源电压的降低,信号的动态范围减小,同时,噪声信号幅度相对增大,放大器的信噪比降低。为了解决这些设计问题,帝奥微电子公司专门开发了几款低功耗低噪声运放来满足这个市场需求。 2. 背景 随着医疗电子设备产业的快速发展,用于个人保健的移动手持式医疗电子设备也同样在快速发展。不管是手持式除颤仪还是动态血糖监视仪,设计这类产品都不是一件容易的事。选择适当的元件满足设计规范要求、尽可能降低成本、确保设计方案的功率、特别关注产品的实际大小等等,都是在产品设计过程中必须考虑的问题。同样随着国人安防安全意识的提高,烟雾探测设备进入千家万户,对低功耗(电池寿命长)灵敏度和可靠性高的消防产品设计提出了更高的要求。   血压监视仪的结构框图 不论是温度、脉搏、血糖读取或其它生物传感器,实施适当的信号放大调理链路都是最重要的问题。在模拟前端电路中,运算放大器是最关键的单元,在这种电路中,一般选择低噪声,高精度,低功耗,低偏置电流的运算放大器。信号链的第一阶一般使用高共模抑制比,低偏置电流(特别对红外管传感器),低噪声的运放;第二级会选用低功耗,高精度,低噪声的运算放大器。信号链下一阶是良好的delta-sigma或逐次逼近模数转换器(ADC)。单周期滤波器设置及随需转换等特性简化了ADC的设计要求,也提高了转换速度,并提供了较大的源阻抗。利用适当的布局及元件选择,可将一个干净、精确而有意义的信号输入到系统微处理器/DSP中。 烟感结构框图 烟雾传感器构成的报警器,能及时报告火警。在烟雾传感器中,安装着一种对烟雾气特别敏感的半导体材料,如氧化锡、氧化锌等,因而亦称它们为气敏材料。在有烟雾气的环境中,当烟雾气的浓度达到一定量值时,气敏材料内部的电阻值就会迅速下降。一旦烟雾气消失,它们的电阻值又会恢复正常。另外一种烟雾检测的方法是,利用红外光线被烟雾遮挡而造成红外接收测电流变化而报警的原理。光电方式又分前向散射与后向散射探测方式,传感器安装在光学迷宫里,没有烟雾时传感器接收不到或只接收到很微弱的光信号,经过放大器放大,逻辑判断电路不做报警处理,有烟雾进入迷宫时,光线照射到烟雾粒子上产生散射,传感器接收到比较强的光信号,经放大后,逻辑报警电路发出警报信号。在这些应用中,运算放大器是其中的关键器件,要求超低功耗,低偏置电流,低噪声。 3. 帝奥微电子DIO2051/2052的应用 帝奥微电子为了满足这些市场的需要,特开发了一款DIO2051/2052芯片来满足客户的需求。DIO2052/DIO2051 有宽的共模输入范围和宽的输出电压摆幅,电源工作电压从2.1V到5.5V,温度工作范围从-40℃到125℃。 DIO2052/DIO2051的bandwidth是500kHz,每个通道的静态功耗是16uA。采用CMOS的输入,可以得到非常低的输入偏置电流(0.5pA)。电源电压为5V,电阻负载是5K欧姆的条件下,输出范围可以达到0.1~4.9V,如表1所示。高的CMRR和PSRR,如表2所示。低的静态功耗,如表3所示。同时,DIO2052/DIO2051具有低的offset(小于1mV),低的输入噪声,在大于>10kHz,20nV/sqrt(Hz),如表4所示。 表 1 在不同的电阻负载条件下,输入输出曲线 表 2 PSRR和CMRR 表 3 静态功耗随电源电压变化曲线 表 4 等效的输入噪声 帝奥微电子DIO2052在血氧仪中的应用 帝奥微电子的DIO2052在血氧仪应用中,扮演了非常关键的角色。第一级用3个运放搭建成全差分模式作为信号的输入级,提供了很高的共模抑制比,较宽的信号动态范围,最重要的是省掉了昂贵的仪表运放。第二级用两个运放作为信号放大和有源滤波器设计,具有良好的信噪比和低失调。在血氧仪的应用中,使客户取得了非常高的性价比,提高了产品的竞争力和加快了上市时间。 光电式烟感DIO2052应用实例 在这个光电式烟雾感应器的设计中,设计师采用的DIO2052非常符合设计的要求。DIO2052具有极低的偏置电流(<1pA),这样可以保证远小于红外管的暗电流,提高了感应器的可靠性;DIO2052具有极低的功耗(<18uA),使得简易电池供电烟雾感应器可以长时间工作,即便是组网的烟感,也可以让更多的终端连接到消防控制中心上;DIO2052良好的共模抑制比,低噪声等特点,保证了电路良好的性能和产品的可靠性,符合消防产品的设计理念。 4. 小结 随着人们对自己的健康状况越来越关注,对生存环境安全性越来越关注,便携式医疗产品,消防报警产品必然得到高速的发展。低噪声,高精度,低功耗的运算放大器将广为终端设计所采纳。

    时间:2011-01-02 关键词: 低功耗 运放 便携式医疗 消防系统

  • 低功耗运放在便携式医疗设备中的应用

    近年来,以电池作为电源的电子产品得到广泛使用,设计工程师迫切要求采用低电压的模拟电路来降低功耗。低电压、低功耗、低噪声的模拟电路设计技术正成为研究的热点。从节约能源角度考虑,低的功率消耗不仅是电池驱动的便携设备的需求,即便对使用市电的大型系统也是迫切需要,它不但可以延长设备的使用时间,而且还可以延缓设备的老化。作为集成电路中最基本的单元,运算放大器的重要性众所周知。在低压运算放大器中,由于电源电压的降低,信号的动态范围减小,同时噪声信号幅度相对增大,放大器的信噪比降低。在越来越复杂的设计系统中,客户迫切需要完美的模拟设计方案。为解决这些设计问题,帝奥微电子公司专门开发了几款低功耗低噪声运放来满足市场需求。   开发背景   随着医疗电子设备产业的快速发展,用于个人保健的移动手持式医疗电子设备也同样在快速发展,消费者对于手持式除颤仪、动态血糖监视仪、家庭用监护仪的需求越来越强劲。另一种典型的手持式医疗产品就是非接触式红外测温仪,从2003年的非典到近年来的甲流,非接触式红外测温仪不需要接触物体即可测得物体的温度,这个特点使其在一些容易传染的疾病或者比较危险的行业进行测温成为最好的选择。设计这类产品不是一件容易的事,选择适当的元件以满足设计规范要求,尽可能降低成本,确保设计方案的功率,特别关注产品的实际大小等都是在产品设计过程中必须考虑的问题。   不论是温度、脉搏、血糖读取或是其它生物传感器,实现适当的信号放大调理链路都是十分重要的问题。在模拟前端电路中,运算放大器是最关键的单元,这种电路中通常选择低噪声、高精度、低功耗、低偏置电流的运算放大器。信号链的第一级一般使用高共模抑制比、低偏置电流(特别是对红外传感器)、低噪声的运放;第二级会选用低功耗、高精度、低噪声的运算放大器。信号链的下一阶是性能良好的 delta-sigma或逐次逼近模数转换器(ADC)。单周期滤波器设置以及随需转换等特性简化了ADC的设计要求,也提高了转换速度,并提供了较大的源阻抗。利用适当的布局及元件选择,可将一个干净、精确而有意义的信号输入到系统微处理器或DSP中。(图1)     红外测温系统是利用物体的辐射能量与温度有关的原理而组成测温的系统。将普朗克公式在探测器工作波长范围内积分可以得出目标辐射率的大小与目标温度间存在着固定的对应关系,用红外探测器测出目标的热辐射功率,就能计算出目标的表面温度,这是红外测温的理论基础。如图2所示,传感器输出信号经放大、滤波,与温度补偿环节进行修正和补偿,最后得到与被测物体温度成正比的电压。     在这些应用中,运算放大器是非常关键的器件,因为目前手持式温度计使用电池供电,要求极低的功耗。此外,在红外应用中,低偏置电流也是一个重要因素,因为温度计是一个数据测量系统,而且是一个频率比较低的系统,需要低的失调电压和低的噪声。 用DIO2051/2052实现血氧仪和红外测温仪     为满足这些市场的需求,帝奥微电子专门开发了DIO2051/2052芯片。DIO2052/DIO2051具有宽的共模输入范围和宽输出电压摆幅,电源工作电压范围从2.1V到5.5V,温度工作范围从-40℃到125℃。DIO2052/DIO2051的带宽是500kHz,每个通道的静态功耗为 16uA。采用CMOS输入可以得到非常低的输入偏置电流(0.5pA)。电源电压为5V,电阻负载是5K欧姆的条件下,输出范围可以达到 0.1~4.9V(如表1所示),并可实现高的CMRR和PSRR(如表2所示)以及低静态功耗(如表3所示)。同时,DIO2052/DIO2051具有极低的offset(小于1mV)和低输入噪声(>10kHz,20Nv/sqrt(Hz))(如表4所示)。         帝奥微电子的DIO2052在血氧仪应用(图3)中,扮演了非常关键的角色。第一级用3个运放搭建成全差分模式作为信号的输入级,提供了很高的共模抑制比,较宽的信号动态范围,最重要的是省掉了昂贵的仪表运放。第二级用两个运放作为信号放大和有源滤波器设计,具有良好的信噪比和低失调。在血氧仪应用中,可使客户实现很高的性价比,提高产品的竞争力并加快上市时间。     在光电式温度计的设计中,采用DIO2052非常符合设计的要求(图4)。DIO2052具有极低的偏置电流(1pA),这样可以保证远小于红外管的暗电流,提高了感应器的可靠性;极低的功耗(16uA)使得电池供电的温度计可以长时间工作,降低了使用成本;DIO2052低于1mV的VOS,提高了温度计的测量精度;良好的共模抑制比、低噪声等特点保证了电路良好的性能和产品的可靠性,可以在一些危险恶劣的环境下使用。     本文小结   随着人们对自己的健康状况越来越关注,便携式医疗产品得到快速发展。低噪声、高精度、低功耗的运算放大器将广为终端设计所采纳。        

    时间:2011-12-21 关键词: 低功耗 便携式 医疗设备 运放

  • 低功耗运放在便携式医疗和消防系统中的应用

    1. 引言 近年来,以电池作为电源的电子产品得到广泛使用,设计师迫切要求采用低电压的模拟电路来降低功耗。低电压、低功耗、低噪声的模拟电路设计技术正成为研究的热点。从节约能源角度考虑,低的功率消耗不仅是电池驱动的便携设备的需求,即便对使用市电的大型系统也是迫切需要,它不但可以延长设备的使用时间,也可以延缓设备的老化。运算放大器作为集成电路中最基本的单元,其重要性是众所周知的。在低压运算放大器中,由于电源电压的降低,信号的动态范围减小,同时,噪声信号幅度相对增大,放大器的信噪比降低。为了解决这些设计问题,帝奥微电子公司专门开发了几款低功耗低噪声运放来满足这个市场需求。 2. 背景 随着医疗电子设备产业的快速发展,用于个人保健的移动手持式医疗电子设备也同样在快速发展。不管是手持式除颤仪还是动态血糖监视仪,设计这类产品都不是一件容易的事。选择适当的元件满足设计规范要求、尽可能降低成本、确保设计方案的功率、特别关注产品的实际大小等等,都是在产品设计过程中必须考虑的问题。同样随着国人安防安全意识的提高,烟雾探测设备进入千家万户,对低功耗(电池寿命长)灵敏度和可靠性高的消防产品设计提出了更高的要求。 血压监视仪的结构框图 不论是温度、脉搏、血糖读取或其它生物传感器,实施适当的信号放大调理链路都是最重要的问题。在模拟前端电路中,运算放大器是最关键的单元,在这种电路中,一般选择低噪声,高精度,低功耗,低偏置电流的运算放大器。信号链的第一阶一般使用高共模抑制比,低偏置电流(特别对红外管传感器),低噪声的运放;第二级会选用低功耗,高精度,低噪声的运算放大器。信号链下一阶是良好的delta-sigma或逐次逼近模数转换器(ADC)。单周期滤波器设置及随需转换等特性简化了ADC的设计要求,也提高了转换速度,并提供了较大的源阻抗。利用适当的布局及元件选择,可将一个干净、精确而有意义的信号输入到系统微处理器/DSP中。 烟感结构框图 烟雾传感器构成的报警器,能及时报告火警。在烟雾传感器中,安装着一种对烟雾气特别敏感的半导体材料,如氧化锡、氧化锌等,因而亦称它们为气敏材料。在有烟雾气的环境中,当烟雾气的浓度达到一定量值时,气敏材料内部的电阻值就会迅速下降。一旦烟雾气消失,它们的电阻值又会恢复正常。另外一种烟雾检测的方法是,利用红外光线被烟雾遮挡而造成红外接收测电流变化而报警的原理。光电方式又分前向散射与后向散射探测方式,传感器安装在光学迷宫里,没有烟雾时传感器接收不到或只接收到很微弱的光信号,经过放大器放大,逻辑判断电路不做报警处理,有烟雾进入迷宫时,光线照射到烟雾粒子上产生散射,传感器接收到比较强的光信号,经放大后,逻辑报警电路发出警报信号。在这些应用中,运算放大器是其中的关键器件,要求超低功耗,低偏置电流,低噪声。 3. 帝奥微电子DIO2051/2052的应用 帝奥微电子为了满足这些市场的需要,特开发了一款DIO2051/2052芯片来满足客户的需求。DIO2052/DIO2051 有宽的共模输入范围和宽的输出电压摆幅,电源工作电压从2.1V到5.5V,温度工作范围从-40℃到125℃。 DIO2052/DIO2051的bandwidth是500kHz,每个通道的静态功耗是16uA。采用CMOS的输入,可以得到非常低的输入偏置电流(0.5pA)。电源电压为5V,电阻负载是5K欧姆的条件下,输出范围可以达到0.1~4.9V,如表1所示。高的CMRR和PSRR,如表2所示。低的静态功耗,如表3所示。同时,DIO2052/DIO2051具有低的offset(小于1mV),低的输入噪声,在大于>10kHz,20nV/sqrt(Hz),如表4所示。 表 1 在不同的电阻负载条件下,输入输出曲线 表 2 PSRR和CMRR 表 3 静态功耗随电源电压变化曲线 表 4 等效的输入噪声 帝奥微电子DIO2052在血氧仪中的应用 帝奥微电子的DIO2052在血氧仪应用中,扮演了非常关键的角色。第一级用3个运放搭建成全差分模式作为信号的输入级,提供了很高的共模抑制比,较宽的信号动态范围,最重要的是省掉了昂贵的仪表运放。第二级用两个运放作为信号放大和有源滤波器设计,具有良好的信噪比和低失调。在血氧仪的应用中,使客户取得了非常高的性价比,提高了产品的竞争力和加快了上市时间。 光电式烟感DIO2052应用实例 在这个光电式烟雾感应器的设计中,设计师采用的DIO2052非常符合设计的要求。DIO2052具有极低的偏置电流(<1pA),这样可以保证远小于红外管的暗电流,提高了感应器的可靠性;DIO2052具有极低的功耗(<18uA),使得简易电池供电烟雾感应器可以长时间工作,即便是组网的烟感,也可以让更多的终端连接到消防控制中心上;DIO2052良好的共模抑制比,低噪声等特点,保证了电路良好的性能和产品的可靠性,符合消防产品的设计理念。 4. 小结 随着人们对自己的健康状况越来越关注,对生存环境安全性越来越关注,便携式医疗产品,消防报警产品必然得到高速的发展。低噪声,高精度,低功耗的运算放大器将广为终端设计所采纳。

    时间:2012-04-13 关键词: 低功耗 运放 便携式医疗 消防系统

  • 聊聊模电中的场管和运放

    凡是学电的,总是避不开模电。 上学时老师教的知识,毕业时统统还给老师。毕业后又要从事产品设计,《模电》拿起又放下了 n 次,躲不开啊。毕业多年后,回头望,聊聊模电的学习,但愿对学弟学妹有点帮助。 通观整本书,不外是,晶体管放大电路、场管放大电路、负反馈放大电路、集成运算放大器、波形及变换、功放电路、直流电源等。然而其中的重点,应该是场管和运放。何也? 按理说,场管不是教材的重点,但目前实际中应用最广,远远超过双极型晶体管(BJT)。场效应管,包括最常见的MOSFET,在电源、照明、开关、充电等等领域随处可见。 运放在今天的应用,也是如火如荼。比较器、ADC、DAC、电源、仪表、等等离不开运放。 1、场效应管是只有一种载流子参与导电的半导体器件,是一种用输入电压控制输出电流的半导体器件。有 N 沟道和 P 沟道两种器件。有结型场管和绝缘栅型场管 IGFET 之分。IGFET 又称金属-氧化物-半导体管 MOSFET。MOS 场效应管有增强型 EMOS 和耗尽型 DMOS 两大类,每一类有 N 沟道和 P 沟道两种导电类型。 学习时,可将 MOSFET 和 BJT 比较,就很容易掌握,功率 MOSFET 是一种高输入阻抗、电压控制型器件,BJT 则是一种低阻抗、电流控制型器件。再比较二者的驱动电路,功率 MOSFET 的驱动电路相对简单。BJT 可能需要多达 20% 的额定集电极电流以保证饱和度,而 MOSFET 需要的驱动电流则小得多,而且通常可以直接由 CMOS 或者集电极开路 TTL 驱动电路驱动。其次,MOSFET 的开关速度比较迅速,MOSFET 是一种多数载流子器件,能够以较高的速度工作,因为没有电荷存储效应。其三,MOSFET 没有二次击穿失效机理,它在温度越高时往往耐力越强,而且发生热击穿的可能性越低。它们还可以在较宽的温度范围内提供较好的性能。此外,MOSFET 具有并行工作能力,具有正的电阻温度系数。温度较高的器件往往把电流导向其它MOSFET,允许并行电路配置。而且,MOSFET 的漏极和源极之间形成的寄生二极管可以充当箝位二极管,在电感性负载开关中特别有用。 场管有两种工作模式,即开关模式或线性模式。所谓开关模式,就是器件充当一个简单的开关,在开与关两个状态之间切换。线性工作模式是指器件工作在某个特性曲线中的线性部分,但也未必如此。此处的“线性”是指 MOSFET 保持连续性的工作状态,此时漏电流是所施加在栅极和源极之间电压的函数。它的线性工作模式与开关工作模式之间的区别是,在开关电路中,MOSFET 的漏电流是由外部元件确定的,而在线性电路设计中却并非如此。 2、运放所传递和处理的信号,包括直流信号、交流信号,以及交、直流叠加在一起的合成信号。而且该信号是按“比例(有符号+或-,如:同相比例或反相比例)”进行的。不一定全是“放大”,某些场合也可能是衰减(如:比例系数或传递函数 K=Vo/Vi=-1/10)。 运放直流指标有输入失调电压、输入失调电压的温度漂移(简称输入失调电压温漂)、输入偏置电流、输入失调电流、输入失调电流温漂、差模开环直流电压增益、共模抑制比、电源电压抑制比、输出峰-峰值电压、最大共模输入电压、最大差模输入电压。 交流指标有开环带宽、单位增益带宽、转换速率SR、全功率带宽、建立时间、等效输入噪声电压、差模输入阻抗、共模输入阻抗、输出阻抗。 个人认为,选择运放,可以只侧重考虑三个参数:输入偏置电流、供电电源和单位增益带宽。

    时间:2016-08-16 关键词: 运放 模电 场管

  • 精讲运放的轨到轨与偏置电压设计---MCP6002

    我们很多模拟电路工程师,特别是新手对于运放轨对轨和偏置电路设计理解的不够透彻,今天我们来详细的介绍一下相关设计,以MCP6002为例。 运放的供电方式分双电源供电与单电源供电两种。对于双电源供电运放,其输出可在零电压两侧变化,在差动输入电压为零时输出也可置零。采用单电源供电的运放,输出在电源与地之间的某一范围变化。   运放的输入电位通常要求高于负电源某一数值,而低于正电源某一数值。经过特殊设计的运放可以允许输入电位在从负电源到正电源的整个区间变化,甚至稍微高于正电源或稍微低于负电源也被允许。这种运放称为轨到轨(Rail-to-Rail)输入运算放大器。 什么是轨到轨?中文直译:轨到轨;中文意译:满摆幅(可以为输出,也可以为输入)很多运放的输入不允许达到电源或地,输出达不到电源或地。如果是rail to rail输入输出,就可以。(当然也不可能完全达到,有一点略微的差别)这个功能可以避免由于输入电压过大引起的信号翻转失真。 信号处理部分 我们要做的电路是三个运放构成,一个MCP6002里边有两个运放,所以我们使用两个MCP6002。     这种三运放构成的仪表放大器,可以用在很多产品上,使用最多的,是对传感器小信号的放大。这是一种典型的电路形式。U3.1和U3.2是电压跟随器,U4.1是差分放大电路,实际上也是个减法器电路。电路的放大倍数=R6/R5=100倍。再次强调,数电中1就是1,0就是0,学模电,不能想数电那样看了就能理解。一定要多用电路,用的多了,就会理解越来越深刻。所以,现在不理解,也完全没有关系,很多人还会好奇跟随器前面的电阻R1和D3。D3的作用是当输入电压高于VDD的时候保护运放的输入级。在MCP6002内部,还有一个二极管,是保护输入电压低于VSS的时候保护输入级。R1的作用有两个,一个是限制输入到输入级的电流,另外一个是在输入电压大于VDD的时候,限制输入到D3上的电流。(R2、D4的原理和R1、D3一样。)你可能注意到了R4下边的REF这个网络标号,因为我们使用MCP6002的单电源供电方式,所以需要在R4的下边接1/2的VDD,以便获得全部的信号。如果MCP6002的供电方式是双电源供电,那么REF这个地方是接GND的。 并非是单电源供电运放必须加VCC/2直流偏置,要看处理的是什么信号! 比如处理参考点是零的交流信号,如果不加直流偏置抬升参考点,那负压部分就会被运放内部输入级卡掉,所以加偏置仅仅是为了保证给到运放的信号在其能接收的输入电压范围内,如果交流信号本身就是在0V以上的信号(包括直流信号),采用同相输入放大下就没必要在给vcc/2的直流偏置电压了包括直流信号。 在REF脚上加Vcc/2电压应该是和你的应用有关,比方你后端的ADC输入范围有关。加Vcc/2,相当于把输出加了偏置,可以保证输出以Vcc/2为中心,上下摆动到0和Vcc,这样可以最大程度的使用ADC的全范围输入。 运放的供电方式有两种:一种是单电源供电,例如5V和GND;另外一种是双电源供电,例如±5V。 我们使用下面的电路给REF提供2.5V的电压。 电压跟随器     这是一种非常常见的给单电源运放提供1/2VDD电压的一种方法,大家首先要熟记,然后听我给你们解释。 如果我不用这个跟随器,而是直接用两个10K电阻分压连接到REF那个地方,那实际上,REF处的电压肯定不是2.5V,因为它将会与R3、R4一起参与组成串并联的电阻网络一起分压输入电压,REF将会是一个随着输入电压变化的电压。 用专业一点的话来说,就是R8、R9分压后得到的2.5V电压输出阻抗太大。 所以,我们接一个电压跟随器,运放的输出阻抗很小,几乎为零点几欧姆。到时候,REF的电压将不会受到输入电压的影响,很好的保持2.5V不变。 你也可以用一个电压基准芯片,比如REF3125。但是这样会增加成本,而且多一个元器件,多占用一点PCB面积,我们本来很小的电路板,还是少放点东西比较好。因为我们刚才在信号处理电路中使用的U4实际上只使用了一个运放,还剩下一个运放,所以正好拿它来做REF的电压提供,两全其美。 不知道,这样讲清楚不清楚。还有,对学电子的同学一个建议,要想真正懂得电路,有条件一定要自己动手做一下!

    时间:2019-04-28 关键词: 运放 轨到轨 偏置电压

  • T/H解调和斩波运放电路应用研究

    T/H解调和斩波运放电路应用研究

    中心议题: T/H解调和斩波运放电路应用研究斩波运放的工作原理解决方案: 设计单电源供电的全差分斩波运放电路采用了T/H解调技术运放电路的设计主运放采用全差分折叠式cascode结构1 引言本文在0.35微米N阱工艺的基础上,设计了单电源供电的全差分斩波运放电路,同时,为了减小残余电压的失调,采用了T/H(跟踪-保持)解调技术,该电路在斩波频率150KHz工作时,输入等效噪声达到31.12nV/Hz。在D类音频放大器的运放电路设计中,信号的低谐波失真(Total Harmonic distortion)和噪声对运放的设计形成挑战。对于20~20KHz范围的音频信号而言,运放的失真主要是由电压失调和低频1/f噪声引起的。而CMOS工艺相对较高的1/f噪声和电压失调,使得这一问题尤为严重。当要求电路的失调电压低于1mV且输入等效噪声低于100nV/Hz时。普通的CMOS运放很难满足需求。而常见的静态失调消零技术,如trimming修调,虽然能很好地消除电压失调的影响,但是却不能降低1/f噪声。解决这个问题的最好方法就是采用动态消零技术(dynamic offset—cancellation techniques),如自动稳零和斩波技术。自动稳零技术(Auto zero tiechnique)是通过对低频噪声和失调进行采样,然后在运算放大器的输入或输出端将它们从信号的瞬间值中减去,实现对失调和噪声的降低。由于自动稳零技术使用的是电容采样的原理,因此在电路工作中极易将宽带热噪声折叠到基带频率内,并且运放的带宽越宽,采样电容上的噪声也越多,通常高达70nV/Hz。斩波技术(Chopper Technique)是采用调制和解调原理,将低频噪声和失调搬移到高频部分,使用低通滤波滤除,由于没有热噪声的混叠,因此运放的噪声电压比自动稳零技术的更低。但是斩波开关电荷注入和电荷馈通效应的影响,仍然可以产生100uV左右的残余电压失调(residual offset)。而且斩波开关的使用,器件的热噪声电平将会有所增加。2 斩波运放的工作原理斩波运放的原理如图1所示,其中Vin是输入音频信号,被频率为fch,幅度为1的斩波开关调制,根据奈奎斯特采样原理,为了避免信输入信号的混叠,fch必须远大于2倍的信号带宽。图1 斩波运放的原理经过调制后,信号的被搬移到斩波方波的奇次谐波频率上。此信号被增益为Av的运算放大器放大,同时运放的输入噪声和输入失调电压也被运放放大,运放的输出经过幅度为1,频率为fch的斩波开关调制后,输出信号为:从式(1)可以看出,经过第2次斩波后,输入音频信号被解调到低频段,而运放的电压失调和低频噪声只经过一次调制后被搬移到斩波方波的高频奇次谐波上,通过低通滤波后,输出信号中的高频分量被滤除,低频分量还原为音频信号,从而实现了对音频信号的精确放大。对输出信号进行傅立叶分析,得到运放的最终输入噪声谱密度(PSD)为:其中系数K与工艺的噪声参数有关。3 运放电路的设计本文设计的斩渡放大器为CMOS全差分电路结构。由斩波开关、主运放电路、输出级和共模反馈电路四部分组成。电路的工作电压范围2.5V~5.5V。斩波运算放大器的电路结构如图2所示。图2 斩波运放的电路结构输入斩波开关完成对音频信号的调制作用,斩波开关在时钟上沿和下沿都会引入残余电压失调,图3为零输入时残余失调电压的波形。图3(a)残余失调电压(b)斩波信号图4 T/H解调及控制时序通过对CMOS开关特性分析可以得出等效输入残余失调电压为Vos,rmts=2Vspiketfch,其中t是MOS开关的时间常数,从此式可以看出消除残余电压失调有三种方法:1.降低斩波频率:2.减小输入电阻;3.减小斩波开关的电荷注入效应。由于MOS管1/f噪声的拐角频率一般都在几十KHz以上,减小斩波频率不能很好地对1/f噪声进行调制,而输入电阻只与信号源内阻有关,在设计中很难将输入电阻降低,因此只能考虑减小开关的电荷注入效应。为此输入斩波开关采用互补时钟结构,在尺寸上使用最小线宽,一方面能够减小传输的导通电阻,提供较大的电压摆幅;另一方面减小了电荷注入和馈通的影响,降低了残余电压失调。考虑到PMOS管比NMOS管的1/f噪声特性好,所以输入管MP1和MP2采用大面积的PMOS管,既能减小因器件的失配引起的电压失调,又可以降低晶体管1/f噪声的拐角频率,改善运放的噪声特性。为了更小地降低残余电压失调,fold—cascode运放的输出采用T/H解调技术,电路结构和时序如图4。该电路的工作原理:在跟踪信号时K1~K4闭合,K5~K8断开,输出信号保持在电容C1和C2上,当电路输出时,K1~K4断开,K5~K8闭合,C1和C2的电压值加载到负载电容C3上求和。由于C2上的电压叠加到负载电容时经过了反向,因此放大器的残余电压失调能够有效地抵消。由于解调器采用高阻结点斩波。因此可以使用较小面积的NMOS管开关,减小对输出极点的影响。主运放采用全差分折叠式cascode结构,在Class-D的结构中,由于输出功率MOSFET大电流的频繁开启,产生的电磁干扰(EMI)会在电源上形成很强的纹波,在实际应用中发现当芯片工作在5V的电源电压下,EMI引起的电源波动能达到±2V,全差分结构既可以提高运放的电源抑制比和共模抑制比,减弱电源噪声和共模噪声的影响,而且避免了镜像极点,因而对于更大的带宽仍能表现出稳定的特性。为了提供更高的增益和电压输出摆幅,在fold-cascode后加入共源运放输出级。采用二级运放后.对运放的频率稳定性进行分析。暂时不考虑斩波开关的影响,可以推断该电路至少有三个LHP极点,它们分别是miller补偿电容引入的主极点Wp1,输出滤波电容产生的输出极点Wpout。为第一非主极点,以及folded-cascode(MN1的漏端、MN3的源端)引入的非极点Wp3,三者之间的关系为Wp1共模反馈电路由MN7~MN10、MP10-MP12构成,输入一端接VDD/2的基准电压,另一端接主运放的共模输出,共模检测电路由电阻和电容构成.经过误差放大后调控主运放的偏置电流。4 仿真结果及版图设计在SMIC O.35微米N阱工艺下.利用cadence spectre工具对本文所设计的电路进行了仿真分析。其中,各器件的工艺参数为典型情况,电源电压5V,输入信号为幅度10uV,频率为1KHz的标准正弦波,斩波频率fch=150K,仿真波形如图5和图6所示。图5 运放的幅频~相频特性曲线图6 斩波输出波形从图5可以看出,在典型情况下,该运放的主极点在10HZ以内,相位裕度75度左右.能充分保证运放在各个comer条件下的稳定性。从输fn波形来看,斩波引起的残余电压尖峰也有了明显的改善。表1为运放的开环仿真结果。表1 运放开环仿真结果该电路的版图采用SMIC 0.35um工艺规则设计并对版图进行优化,衬底接地采用全封闭的double gardring,有效降低了衬底的耦合噪声,差分对采用哑栅共质心匹配降低输入电压失调。另外,为了减小外围电路对运放的干扰,将后后级的滤波电容分散在运放电路的周围,优化后的版图面积为0.24mmx0.34mm,概貌如图7。图7 版图布局5 结论D类音频功放的1/f噪声和电压失调对信号的失真和噪声性能产生直接的影响,特别是在输入信号为零时的背景噪声最为明显,通过采用全差分斩波运放电路和T/H解调技术,有效地降低了系统的低频噪声和电压火调。流片后的对芯片的测试表明,该电路使Class-D的噪声性能有了很大的改善。本文作者创新点:采用全差分斩波运放电路和T/H解调技术,有效地降低了D类音频系统的低频噪声和电压失调。项目经济效益:本项目已流片成功,根据Forward Concepts lnc数据显示2008年全球D类音频功放的总产值高达8亿美金。

    时间:2019-02-25 关键词: 电路设计 电路 运放

  • 集成运放推动的功率放大器是如何工作的?

    集成运放推动的功率放大器是如何工作的?

    ;;;;; 集成运放构成的音频功率放大器常用于汽车收音机、收录机、报警器及其他要求功率不大的电子装置上。;;;;;;;;CAT4101TV-T75;;; 电路如图4-33所示,IC1选用了LM358集成双运算放大器,第一级(1/2IC1)为前级反相放大器,它将微弱的信号进行电压放大。第二级(1/2IC1)构成缓冲隔离放大器,其特点是输入阻抗高,输出阻抗低,从而提高了前级运放带负载的能力,有效地阻隔了后级负载的波动对前级放大器的影响。末级采用音频功率放大集成电路LM386 (IC2),它对运放LM358送来的信号进行功率放大,经耦合电容器C5,推动扬声器BL (8Ω,0.25~2W)发出声音。电路中电阻R5、电容C4为高频校正网络,以防止放大器出现自激。输出电容C5不仅起着隔直作用,同时还影响着低频端频响好坏。;;; 调节电位器RP1的大小,可改变第一级的电压放大倍数。调节RP2的大小,可改变IC2输入信号的大小,达到调节输出音量的目的。;;; CAT3649HV3-GT2;;;;;;;;;;;;;;;;

    时间:2019-04-02 关键词: 功率放大器 工作 基础教程 运放

  • 运放的追随电压电路设计

    运放的追随电压电路设计

    设计人员大多都知道运放的追随电压电路设计,那么应该有哪些注意事项呢?对于运放的追随电压电路一直是难点,是初学者学习环节的瓶颈。理解好运放的电压追随电路,对于理解运放同相、反相、差分、以及各种各样的运放的电路,都有很大的帮助。本文带来运放的电压电路详细解析过程,我们可以慢慢的去深入理解,找到突破口掌握其中的重点内容! 运放的电压追随电路,如图1所示,利用虚短、虚断,一眼看上去简单明了,没有什么太多内容需要注意,那你可能就大错特错了。 电压追随电路分析 如果我们连接运放的输出到它的反相输入端,然后在同相输入端施加一个电压信号,我们会发现运放的输出电压会很好的追随着输入电压。假设初始状态运放的输入、输出电压都为0V,然后当Vin从0V开始增加的时候,Vout也会增加,而且是往正电压的方向增加。这是因为假设Vin突然增大,Vout还没有响应依然是0V的时候,Ve=Vin-Vout是大于0的,所以乘上运放的开环增益,Vout=Ve*A,使得运放的输出Vout开始往正电压的方向增加。 当随着Vout增加的时候,输出电压被反馈回到反相输入端,然后会减小运放两个输入端之间的压差,也就是Ve会减小,在同样的开环增益的情况下,Vout自然会降低。最终的结果就是,无论输入是多大的输入电压(当然是在运放的输入电压范围内),运放始终会输出一个十分接近Vin的电压,但是这个输出电压Vout是刚好低于Vin的,以保证的运放两个输入端之间有足够的电压差Ve,来维持运放的输出,也就是Vout=Ve*A。 运放电路中的负反馈 然后,这个电路很快就会达到一个稳定状态,输出电压的幅值会很准确的维持运放两个输入端之间的压差,这个压差Ve反过来会产生准确的运放输出电压的幅值。将运放的输出与运放的反相输入端连接起来,这样的方式被称为负反馈,这是使系统达到自稳定的关键。这不仅仅适用于运放,同样适用于任何常见的动态系统。这种稳定使得运放具备工作在线性模式的能力,而不是仅仅处于饱和的状态,全“开”或者全“关”,就像它被用于没有任何负反馈的比较器一样。 由于运放的增益很高,在运放反相输入端维持的电压几乎与Vin相等。举例来说,一个运放的开环增益为200 000。如果Vin等于6V,这时输出电压会是5.999 970 000 149 999V。这在运放的输入端产生了足够的电压差Ve=6V-5.999 970 000 149 999V=29.999 85uV,这个电压会被放大然后在输出端产生幅值为5.999 970 000 149 999V的电压,从而这个系统会稳定在这里。正如你所见,29.999 85uV是一个很小的电压,因此对于实际计算来说,我们可以认为由负反馈维持的运放两个输入端之间的压差Ve=0V,整个过程如图2所示。这也就是我们熟悉的“虚短”,而由于运放的两个输入端之间的阻抗是很大的,自然也就有了“虚断”。下面的电路具有稳定的1倍的闭环增益,输出电压会简单的追随输入电压。 使用负反馈的一个很大的优势是,我们不用去关心运放的实际电压增益,只要它足够大就可以。如果运放的电压增益不是200 0000而是250 000,这会使得运放的输出电压会更接近Vin一些,更小的输入端之间的电压差用来产生需要的输出电压。在图2示意的电路中,输出电压同样会等于运放反相输入端上的输入电压。因此,对于电路设计工程师来说,为了实现放大电路的稳定的闭环增益,运放的开环增益没有必要是一个精确的值,负反馈会使得系统自我调整。 使用负反馈会改善线性度、增益稳定、输出阻抗、增益的精度,但使用负反馈同样也会带来一个严重的问题,那就是降低系统的稳定性,而对于单位增益的电压追随电路来说,这是一种最坏的情况,尤其是在驱动容性负载的情况下,感兴趣的同学可以自己去查阅相关的资料。关于运放电路,很多时候我们都被灌输反相端追随同相端,就像前面所说的那样,难道就不能同相端追随反相端吗? 对于今天讲的电压追随电路来说,只能是反相端追随同相端。这里因为如果在反相端施加一个正的输入电压,将输出连接到同相端,同样假设输出为0,那Ve会是一个负的电压,乘以运放的开环增益,那输出会是一个负的电压,返回到运放的同相输入端,会进一步得到一个绝对值更大的负电压差。很快运放的输出就会达到饱和,自然也就无法实现同相端追随反相端。 但对于运放来说,如果在反相端施加参考电压,配合其它电子元器件,如三极管、MOS等,使得运放的整体环路形成负反馈,同样也能使同相端追随反相端,而这也自然打破了我们熟悉的运放的反相端追随同相端的规律。运放的电压追随电路,”虚短”、“虚断”是表面,而负反馈才是根。基于这个根,可以很好的帮助我们去理解千变万化的运放电路。以上就是关于运放的追随电压电路详细解析过程。

    时间:2020-03-24 关键词: 电路设计 运放 追随电压

  • 运放输出不稳定的可能影响因素

    运放输出不稳定的可能影响因素

    现在的电子产品离不开电路的支撑。在大多数集成运放的应用场合中,集成运放输出不稳定的问题一直都在困扰着很多电子工程师,在集成运放的应用中,经过都经过相位补偿的集成运放在大多数应用场合是能满足要求的。但在应用时,有时还会出现自激,其实主要是由于以下6个原因导致的。 1、没有按集成运放使用说明中推荐的相位校正电路和参数值进行校正 说明书中推荐的补偿方法和参数是通过产品设计和大量实验得出的,对大多数应用是有效的,它考虑了温度、电源电压变化等因素引起的频响特性的变化,并保证具有一定的稳定裕度。 2、电源退耦不好 当电源退耦不好时,各放大级的信号电流内阻上的电压降将产生互耦作用,若耦合信号与某级输入信号是同相位时,电路将产生寄生振荡。为此必须重视电源退耦。退耦时除在电源端加接大电容外,还应并接瓷片小电容,因为大电容如电解电容,它本身的分布电感较大,影响退耦效果。 3、电路连接时的分布电容影响 由于电路存在分布电容,有时后级的信号会通过分布电容反馈到前级,当此反馈信号与该放大级原输入信号同相位时,也会形成寄生正反馈,从而使电路自激振荡。所以连接电路时,尽量减小分布电容是很重要的,尤其应注意使集成运放的“+”输人端远离它的输出端。 4、集成运放负载电容过大的影响 当集成运放负载电容过大时,整个运放电路的开环频响曲线将发生变化,使电路的相位余量减小,甚至引起自激。若在运放的输出端与外接负载电容之问加接一个小电阻(如数百欧以内),使运放电路与负载电容之间相隔离,则可减轻负载电容的影响。但有时这种改进的效果是有限的。为消除自激振荡,就应减小负载电容,或在集成运放输出端外加输出功率更大的、高频响应更好的输出级电路。 5、集成运放同相输入端接地电阻太大 当同相端对地接入很大的电阻,它与运放差模输入端的电容形成一个新的极点,尽管输入端的电容不大,但同相端对地外接电阻较大,则新产生的极点可能接近于或低于交接频率,而使闭环电路自激或电路动态特性变差。解决的简便方法是在同相端对地电阻上并接电容,以形成高频旁路。 6、集成运放输出端与同相端和调零端之阃存在寄生电容 在设计印制电路板时,或做电路实验时,曲于引线布置不适当或过长、过近,会带来寄生电容而引起自激。通常在低频电路中,不易出现自激,而在宽带放大器中,应注意消除寄生电容耦合。以上就是运放输出不稳定的可能原因,需要设计者在开发的时候注意。

    时间:2020-03-26 关键词: 集成电路 电源 运放

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