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低压运算放大器在医疗电子中的应用设计

（文章来源：电子工程网）近年来，以电池作为电源的电子产品得到广泛使用，设计师迫切要求采用低电压的模拟电路来降低功耗。低功耗的模拟电路设计技术正成为研究的热点。从节约能源角度考虑，低的功率消耗不仅是电池驱动的便携设备的需求，即便对使用市电的大型系统也是迫切需要，它不但可以延长设备的使用时间，也可以延缓设备的老化。运算放大器作为集成电路中最基本的单元，其重要性是众所周知的。在低压运算放大器中，由于电源电压的降低，信号的动态范围减小，噪声信号幅度相对增大，放大器的信噪比降低。为了解决这些设计问题，帝奥微电子公司专门开发了几款低功耗低噪声运放来满足这个市场需求。随着医疗电子设备产业的快速发展，用于个人保健的移动手持式医疗电子设备也同样在快速发展。不管是手持式除颤仪还是动态血糖监视仪，设计这类产品都不是一件容易的事。选择适当的元件满足设计规范要求、尽可能降低成本、确保设计方案的功率、特别关注产品的实际大小等等，都是在产品设计过程中必须考虑的问题。同样随着国人安防安全意识的提高，烟雾探测设备进入千家万户，对低功耗(电池寿命长)灵敏度和可靠性高的消防产品设计提出了更高的要求。不论是温度、脉搏、血糖读取或其它生物传感器，实施适当的信号放大调理链路都是最重要的问题。在模拟前端电路中，运算放大器是最关键的单元，在这种电路中，一般选择低噪声，高精度，低功耗，低偏置电流的运算放大器。信号链的第一阶一般使用高共模抑制比，低偏置电流(特别对红外管传感器)，低噪声的运放;第二级会选用低功耗，高精度，低噪声的运算放大器。信号链下一阶是良好的delta-sigma或逐次逼近模数转换器(ADC)。单周期滤波器设置及随需转换等特性简化了ADC的设计要求，也提高了转换速度，并提供了较大的源阻抗。利用适当的布局及元件选择，可将一个干净、精确而有意义的信号输入到系统微处理器/DSP中。烟雾传感器构成的报警器，能及时报告火警。在烟雾传感器中，安装着一种对烟雾气特别敏感的半导体材料，如氧化锡、氧化锌等，因而亦称它们为气敏材料。在有烟雾气的环境中，当烟雾气的浓度达到一定量值时，气敏材料内部的电阻值就会迅速下降。一旦烟雾气消失，它们的电阻值又会恢复正常。另外一种烟雾检测的方法是，利用红外光线被烟雾遮挡而造成红外接收测电流变化而报警的原理。光电方式又分前向散射与后向散射探测方式，传感器安装在光学迷宫里，没有烟雾时传感器接收不到或只接收到很微弱的光信号，经过放大器放大，逻辑判断电路不做报警处理，有烟雾进入迷宫时，光线照射到烟雾粒子上产生散射，传感器接收到比较强的光信号，经放大后，逻辑报警电路发出警报信号。在这些应用中，运算放大器是其中的关键器件，要求超低功耗，低偏置电流，低噪声。

时间：2020-05-12 关键词：医疗电子运算放大器
基于LM386音频功率放大电路的调频电台接收设计

为什么普通的音频功放在某些情况下可以直接收听到调频电台的声音？它是如何将空间传播的高频电磁波放大检波之后，还原出声音的呢？要理解这一点，需要稍微比在大学课本中介绍的运算放大器（Operational Amplifier:OPAMP）的特性更深入了解一下它的工作情况，并在此基础上了解运算放大器的“电磁干扰一抑制比”（ElectromagneTIc Interference EjecTIon RaTIo:EMIRR）的概念和防治。这一点之所以重要，是因为现在电路工作环境中该高频电磁干扰逐渐增多，例如设备中的高频开关电源、WiFi、Bluetooth、ZIgbee 等无线通信模块等。在设计电子信号调理电路时如果不防治 EMI，就有可能让外部的高频电磁干扰侵扰到电路中，甚至是电路无法工作。 LM386 基本特性 LM386 是一款音频功率放大电路，有很宽的工作电压范围（4~18V），提供大约 500mW 的输出功率，电压增益在 20~200 之间。 1、LM386 内部结构下图是从 TI 公司产生的 LM386 内部等效电路图。它包括有前级差分输入、电压放大以及功率推挽输出。由于内部已经有电阻负反馈回路，所以工作在单电压下，输出级会自动偏置在部分。 TI 公司的 LM386 内部等效电路图 LM386 的工作原理与普通运放相似。为了提高电路在深度负反馈下的工作的稳定性，在电压放大级的三极管的集电极和基极之间会存在寄生的电容，当频率增高是降低电路的增益，提高电路工作增益稳定裕量。 2. LM386 的频率特性为了研究 LM386 受到高频信号的影响，需要了解它的频率特性，即随着输入信号的频谱不同，运放的幅度增益和相位变化。下面通过一个简单的实际电路，实测 LM386 的频率特性。将 LM386 配置成增益为 200 的放大器的形式，输入的信号从 PIN3 通过电解电容 10 耦合到电路中来。 LM386 实验电路在实验电路中，输入 10mV 左右的信号。频率从 1kHz 增加到 2MHz，输出信号的幅度随着频率的变化而出现变化。在下图中还记录了 LM386 输出管脚的直流分量的变化情况，当频率高的时候输出点的直流分量也出现变化。通过扫频获得 LM386 的幅频特性和在不同频率下输出偏移量上面的幅频曲线显示 LM386 是一个低通滤波器的特性。输出增益下降到原来的的时候，所对应的频率为 LM386 的截止频率。 LM386 的低通截止频率大约为：。频率不仅影响输出信号的幅值增益，同时还会引起输出信号的相位移动。下面显示了输入输出波形之间关系随着频率不同而变化。在不同频率下 LM386 的输入，输出波形与输入波形之间的关系将输出信号的幅度以及它与输入信号之间的相位差绘制出来，可以清楚看到频率引起的变化。随着信号频率的增加，输出信号的幅值下降，相位在逐步落后。不同频率下输出的幅值以及相位差 3. 为什么高频信号会引起 LM386 输出直流偏置电压变化？从前 LM386 的内部机构和基本的频率特性可以看出，当输入信号的频率比较低的时候，LM386 的电压放大倍数比较大，输入输出的相位差小，IC 内部负反馈电阻网络使得输入差分放大级的输入信号与反馈信号基本上呈现平衡，抵消后实际作用在输入三极管基极 - 发射极上的交变信号量比较小，此时三极管工作在线性放大状态。当输入信号的频率增加之后，超过截止频率（550kHz）之后，LM386 的电压增益下降，使得反馈信号逐渐低于输入信号。同时由于反馈信号的相位逐渐落后于输入信号，也进一步加大了输入信号和反馈信号的差别。最终提高了作用在输入级三极管基极 - 发射极上的交流电压分量。当该交流电压分量超过一定幅值，由于三极管基极导通呈现非线性整流作用，因此就会产生附加的整流电压。该电压经过放大之后，就逐步影响到输出级的直流电压，从而改变 LM386 的直流偏置。下面可以通过几组不同频率的信号，逐步改变它们的幅值，观察 LM386 直流分量的变化情况。通带内的频率：1kHz, 50kHz 过渡带的频率：250kHz 阻带内的频率：1000kHz 不同频率输入信号对 LM386 直流偏置的影响 1. 频率为 1kHz 正弦信号设置输入信号为 1kHz 的正弦波，输入 LM386。信号的有效值幅度从 0.01 逐步升高到 1.00V，对应的 LM386 的输出以及输出直流偏移量变化如下：输入信号幅值增大与输出信号幅值、输出直流偏移量之间的关系 LM386 输出波形的变化 2. 频率为 50kHz 正弦信号在输入信号的频率为 50KHz 下，输出信号的有效值和直流偏移量随着输入信号的有效值从 0.01V 变化到 1.0V 的过程中对应的变化情况。在 50kHz 下 LM386 的输出信号幅度和直流偏移量随着输入信号的幅值增加变化的情况在 50kHz 下输出波形随着输入信号有效值幅值从 0.01V 增加到 1V 的变化情况 3. 频率为 50kHz 正弦信号在 250kHz 下，输入信号增大所引起的输出信号和输出偏移量之间的关系在 250kHz 频率下 LM386 输出波形变化情况 4. 频率为 1MHz 的正弦波信号在 1MHz 下，LM386 输出幅值和直流偏移量之间的关系在 1MHz 频率下，LM386 的输出信号随着输入信号有效值从 0.01 增加到 1.00V 的变化情况 5. 不同频率信号结果对比在不同的频率下，输出的信号在开始的时候都是随着输入信号的幅值增加而上升。但是随着频率超出了 LM386 的频率范围。输出的信号的幅值在高于一定值之后，反而下降。下降的原因通过下面的输出直流分量的变化可以看出来。在四种不同的频率下运放的输出是输入信号的幅度之间的关系直流分量的变化如下图所示。对于高出 LM386 截止频率之外的信号，输出直流偏质量随着输入信号的幅值增加而下降。从而影响了输出信号的的动态范围，这也使得输出信号中的交流分量降低了。对比在四种频率下，随着输入信号的幅值增加所引起的输出直流偏移量的变化从上面的实验可以看出，频率的高低的确是影响 LM386 直流偏移量的主要原因。同时输入信号的幅值也会影响到输出直流偏移量。当输入信号的有效值低于 0.1V 的时候，LM386 直流偏移量变化不大，这说明初级的整流效果还不明显。当输入信号的幅值增大，输入级的整流效果增加，就带动输出直流分量下降。 6. 两组扫频实验结果第一组：输入有效值为 0.1Vrms 下图对比了在输入相同的情况下，随着频率的增加输出直流量的变化。输入 0.1Vrms 下不同频率对应的输出和直流偏置量的变化输入 0.1Vrms 下，不同频率对应的 LM386 直立偏移量的变化第二组：在 0.2Vrms 输入频谱对输出的影响设置输入信号的有效值为 0.2V，测试输入信号的频率对于输出信号的幅值、输出直流偏质量的影响。输入信号的频谱对输出信号和直流偏置的影响在输入 0.2Vrms 的情况下，信号的频率对输出和偏移量的影响将前面两个实验的直流偏移量随着频率的增加而变化的情况绘制在一起。可以看到当输入信号的幅值增大时，频率的增加会使得直流偏移量的变化更加明显。对比在两种输入点好的电压下，输入频谱对于运放直流偏移量的影响通过前面实验数据说明，当输入信号幅值增大，频率增大时，LM386 的前级整流效果越明显。前面同学制作的 LM386 功放如果可以收到当地调频电台的节目，根据前面分析，这需要有两个条件：条件 1：在 LM386 的输入端口进入的高频电磁波的幅值足够大，就会引起 LM386 输出整流后的低频信号；条件 2：在输入回路中还应该有一个谐振回路，它的中心点与附近调频电台的频率很接近。这一方面会增加接收信号的幅值，另一方面利用谐振特性曲线，将接收到的调频信号的幅值也进行改变，进而有后级的 LM386 整流、放大输出相应的调制音频信号。运算放大器的 EMIRR 从前面分析来看，施加在运算放大器输入级的高频信号，并不会因为运放的低通作用而被消除。相反，当该信号幅值大于一定程度之后，它会被运放前级整流，进而影响运放的直流工作点。输入高频电磁干扰会引起输出直流电压变化虽然从运放的输入端、电源端和输出端进入的高频干扰信号都会影响到输出直流偏置电压，但从输入端进入的干扰产生的影响最大。将输入高频干扰信号的幅值与它所引起的运放输出直流的变化之比称为运放的电磁干扰抑制比（EMIRR）。将运放配置成电压跟随器的形式，衡量正输入端的高频干扰信号与它所引起的运放输出直流变化的比值定义为：EMIRR IN+。EMIRR 和 EMIRRIN+ 具体的计算公式如下：这个数值运放的数据手册中会给出，它表明了运放对外部电磁干扰抑制的能力。如果电路工作电磁环境恶劣，在设计初期就需要选择 EMIRR 高的运放设计电路。如果自己选择的运放 EMIRR 数值不高？而又恰恰工作在高频干扰复杂的环境中，那该怎么办？此时就需要在电路系统的电磁防护上多下些功夫了。通过增加电路输入输出高频滤波电路，对敏感电路区域增加有效屏蔽，对高功率部分增加隔离等。毕竟谁也不希望自己的电路随时能够收听本地调频电台的广播内容。

时间：2020-05-07 关键词：运算放大器电磁干扰
您真的能通过运算放大器实现ppm精度吗?

工业和医疗设计推动产品的精度和速度日益提高。模拟集成电路行业总体能够跟上速度的发展要求，但在精度要求上却有所不足。许多系统都竞相迈入1 ppm精度之列，特别是如今，1 ppm的线性ADC日益普遍。本文将介绍运算放大器的精度局限性，以及如何选择为数不多的有可能达到1 ppm精度的运算放大器。另外，我们还将介绍一些针对现有运算放大器局限性的应用改善。精度(Accuracy)与数值相关：系统特性与绝对真实数值之间的差距。精密(Precision)是以数字形式表示的数值深度。在本文中，我们将使用精度一词，它包括噪声、偏移、增益误差和非线性度等系统测量的所有限制。许多运算放大器的某些误差在ppm量级，但没有个运算放大器的所有误差都达到了ppm量级。例如，斩波放大器可提供ppm级的失调电压、直流线性度和低频噪声，但它们的输入偏置电流和频率线性度存在问题。双极性放大器具有低宽带噪声和良好的线性度，但其输入电流仍可能导致内部电路误差(对于内部电路，我们将使用“应用”一词)。MOS放大器具有出色的偏置电流，但通常在低频噪声和线性度领域存在缺陷。在本文中，我们将在转换函数中使用大致相当于1 ppm的非线性度表现谐波失真的–120 dBc失真。非ppm放大器类型让我们来看看非高线性度的放大器类型。线性度最低的类型即所谓的视频或线路驱动器放大器。这些都是直流精度不太好的宽带放大器：偏移达几毫伏，偏置电流在1 µA至50 µA范围内，并且1/f噪声性能通常较差。理想的直流精度在0.3%至0.1%之间，但交流失真可以介于–55 dBc至–90 dBc(线性度：2000 ppm至30 ppm)之间。下一项分类是传统经典运放设计，例如OP-07，可能具有高增益、CMRR、PSRR以及良好的失调电压和噪声性能，但其失真却无法优于–100 dBc，特别是在达到1 kΩ或更高负载的情况之下。然后，还有一些或新或旧的廉价放大器，其失真在负载超过10 kΩ的情况下都无法优于–100 dBc。此外，还有音频放大器类运算放大器。它们相当实惠，且失真表现可能非常好。但是，它们的设计不合适且不能提供良好的失调电压和1/f噪声性能。此外，他们的失真或许在大于10 kHz后也不能变的更好了。有些运算放大器旨在支持MHz信号的线性度。它们通常为双极性，并具备较大的输入偏置电流和1/f噪声。在该应用领域，运算放大器更多追求的是–80 dBc至–100 dBc程度的性能，实现ppm性能不太现实。无论宽带及压摆率多大，电流反馈放大器也不能支持深线性度，甚至是适度的精度。它们的输入级有很多误差源，并且增益、输入和电源抑制性能都不高。电流反馈放大器还具有热漂移效应，会大幅拓展正常的建立时间。然后，我们拥有现代的通用型放大器。它们一般具备1 mV的偏移和微伏级1/f噪声。支持–100 dBc失真，但在高负载时通常无法实现。运算放大器的误差源图1显示的是简化的运算放大器框图，并添加了交流和直流误差源。拓扑为带有输入跨导(gm)的单极点放大器，驱动输出缓冲单元的增益节点。尽管有许多运算放大器拓扑，但所示的误差源对它们全部适用。图1.简化的运算放大器和误差源输入噪声有的输入噪声电压VNOISE包含宽带和1/f频谱成分。如果噪声的幅度类似或超过系统LSB，则无法准确地测量信号。例如，如果宽带噪声为6 nV/√Hz，系统带宽为100 kHz，那么输入端的有效值噪声则会达到1.9 µV。我们可以使用滤波器来降低噪声：例如，将带宽降至1 kHz可使噪声降至0.19 µV rms或1 µV p-p(峰峰)左右。频域的低通滤波可降低噪声幅度，就像ADC输出随时间推移而平均化一样。不过，由于速度太慢，1/f噪声实际上无法过滤或均化。1/f噪声通常使用0.1 Hz至10 Hz频谱范围内生成的峰峰值电压噪声体现。大多数运算放大器的低频噪声都介于1 µV p-p至6 µV p-p之间，因而不太适合对直流精度要求高的ppm级别，特别是在提供增益的情况下。图2显示的是优良的高精度放大器(LT1468)的电流和电压噪声。图2.LT1468输入电压和电流噪声在图1的输入端，还有偏置电流噪声源INOISE+和INOISE–。它们包含宽带和1/f频谱成分。INOISE乘以等效电阻会产生更多输入电压噪声。一般而言，同相端和反相端的两个电流噪声之间互不相关，不会随着两端输入电阻值相等而抵消，而是以rms方式增加。INOISE乘以输入等效电阻产生的噪声电压常常会超过1/f区的VNOISE。输入共模抑制和偏置误差下一种误差源是。这体现在共模抑制比指标参数上，其中失调电压会随着相对于两个供电轨的输入电平而变化(所谓的共模电压，VCM)。使用的符号指示箭头方向的电源相互影响，通过它的分割线表示其可变，但可能是非线性变化。CMRR对信号的主要影响在于使线性部分与增益误差无法区分。非线性部分将会失真。图3显示了LT6018的CMRR。增加的线与CMRR曲线在该曲线分化到过载之前的极点相交。该线的斜率提供的CMRR = 133 dB。范围每相差30 V，CMRR曲线与理想线之间的偏差仅约为0.5 µV，表示ppm以下级别的输入非常成功。其他放大器的曲率可能更大。图3.LT6018输入失调电压与VCM 失调电压(VOS)将归入此处的CMRR。斩波放大器的输入失调电压低于10 µV，相对于2 V p-p至10 V p-p的典型输入信号，接近于单ppm误差。甚至，最佳ADC的失调电压通常会多达100 µV。所以，10uV级的失调电压不会对运算放大器自身造成太大的负担;无论如何，系统本身会自动调零。与输入信号的共模电平相关的是ICMRR，即输入偏置电流及其随电源的变化情况。断线表明偏置电流会随电压变化，并且也可能不是线性变化。共有四个ICMRR，因为两个输入端有独立的偏置电流和电平相关性，并且每个输入端随两种电源的变化不同。ICMRR乘以应用电阻的阻值会增加电路的整体失调电压。图4显示了LT1468的偏置电流与VCM(ICMR规格)。添加的线所示的斜率为~8 nA/V，在使用1 kμΩ应用电阻或低ppm误差的情况下将为8 µV/V。它与直线的偏差约为15 nA，由此在1 kμΩ应用环境下会在26 V范围内产生15 µV的误差，或非线性度达0.6 ppm。图4.LT1468输入偏置电流与VCM 输入级失真图1显示了输入级，它们通常是由一对差分晶体管设计成跨导电路。图5顶部显示了各种差分放大器类型的集电极或漏电流以及差分输入电压。我们模拟一个简单的双极性对、一个跨线性电路(我们称之为“智能双极”)、一个低阈值(即非常大)的MOS差分对、一个带发射极电阻的双极性对(图5中已退化)和一个超越阈下区域而进入平方律机制运行的小型MOS对。使用100 μA的尾电流模拟所有差分放大器。在显示图5底部所示的跨导与VIN之前，明确的信息不多。跨导(gm)是输出电流相对于输入电压的导数，使用LTspice®模拟器生成。语法当中包含d()，其在数学上等同于d()/d(VINP)。gmis的非平面度即运算放大器在频率下的基本失真机制。对于直流，运算放大器的开环电压增益约为gm(R1||R2)，但前提是输出缓冲区增益大约1。R1和R2表示信号路径中各种晶体管的输出阻抗，每个电阻均连接到一个供电轨或其他单元。这就是运算放大器中增益受限的基础。R1和R2不能保证为线性;它们可能导致空载失真或非线性度。除线性度之外，我们需要增益达到或超过一百万，才能实现ppm级的增益精度。观察标准双极性晶体管曲线，我们可以看到它在该组中的跨导最高，但该跨导会随着输入从零伏开始变化而快速消退。这一点让人担忧，因为线性度的基本要求就是增益或gm恒定。另一方面，谁会在乎放大器的电压增益如此之高，以致于差分输入随输出电压的伏特级增加只能实现微伏级增加?下面是CCOMP。图5.各种差分放大器的输出电流和跨导以及输入电压 CCOMP(CCOMPP和CCOMPM的平行线)会吸收gm在频率范围内的大多数输出电流。它可设定放大器的增益带宽乘积(GBW)。GBW可设定：在频率f下，放大器的开环增益为GBW/f。如果该放大器在f = GBW/10时的输出为1 V p-p，闭环增益为10，那么输入之间将有100 mV p-p。也就是，平衡±50 mV。请注意，图5中显示的标准双极性曲线在±50 mV时损耗了约一半的增益，从而保证了大规模失真。不过，智能双极仅损耗了13%的增益，阈下MOS损耗了26%，退化双极损耗了12%，平方律MOS损耗了15%。图6显示了输入级的失真与振幅。在应用电路输出时将显示这些信息(乘以噪声增益)。输出失真可以继续增加，但不能减少。图6.输入级的总谐波失真与差分输入电压除智能双极的输入级之外，输入级的差分放大器显示失真与输入的平方成正比。在增益一致的应用中，输出失真与输入失真的影响相同。这是大多数运算放大器的主要失真来源。请考虑一个采用双极输入的增益一致的缓冲区。若输出VOUT峰峰值电压，输入差分信号将为我们估算和其中，GNOISE为应用的噪声增益。 1 ppm非线性度相当于–120 dBc谐波失真，比例为0.0001%。假定一个放大器使用双极性输入级，GBW为15 MHz，作为缓冲区的输出为5 V p-p，通过方程式2可得知该线性度的最大频率仅为548 Hz。上述的假设前提是放大器在较低频率下的线性度最低。当然，当放大器提供增益时，噪声增益增加，且–120 dBc的频率会下降。阈下MOS输入级支持的–120 dBc频率最高为866 Hz，平方律MOS最高支持1342 Hz，退化双极最高支持1500 Hz。智能双极的失真不符合预测模式，人们必须根据数据手册进行估算。我们可以使用更简单的公式其中，K可从运算放大器数据手册的失真曲线中找到。附加一点，许多运算放大器都是使用轨到轨输入级。大多数放大器通过两个独立的输入级都能实现此功能，即在输入共模范围内，不同输入级之间可以转换。这种转换会导致失调电压变化，还可能导致偏置电流、噪声乃至带宽变化。此外，基本上还会导致输出时出现开关瞬变现象。如果信号总是穿过交越区，那么则不能对低失真应用使用这些放大器。不过，对于相反的应用场合可以使用它们。我们还没有讨论压摆增强型放大器。这些设计在差分输入较大的情况下不会耗尽电流。遗憾的是，差分输入较小的场合仍会导致gm出现与所讨论的输入幅度类似的变化，并且低失真仍需要有较大的频率环路增益。由于我们要寻找的是ppm级的失真度，所以我们不会以接近压摆率限值的任何方式运行放大器，所以十分异常的压摆率不是ppm级频率线性度的重要参数，只考虑GBW即可。前面，我们讨论了单极补偿设计模式的开环增益。并不是所有运算放大器都以该方式提供补偿。通常，开环增益可从数据手册的曲线中找到，而方程式中的GBW/(GNOISE × fSIGNAL)就是频率的开环增益。增益节点误差接下来，我们来看图1中的R1和R2。这些电阻连同输入gm提供放大器的开环直流增益：gm × (R1||R2)。原理图中绘制的这些电阻带有可变的非线性删除线。这些电阻的非线性度体现了放大器的空载失真度。而且，R1会从正电源施加影响，以致于直流正电源电压抑制比(PSRR+)约等于gm × R1。同理，R2负责PSRR–。请注意，为什么PSRR的幅度几乎等于开环增益?CCOMPP和CCOMPM向R1和R2注入类似的电源信号;它们在频率范围内设置PSRR+和PSRR–。增益适度(<<106)的放大器的线性度可能很好，但适度增益会限制增益精度。电源端口可能会导致失真。如果输出级驱动的负载较大，其中某个电源就会提供负载电流。在一定频率下，远端电源的远程调制能力可能很小，以致于运算放大器的旁路电容成为实际的电源。通过旁路电容后，电源电流下降。下降幅度取决于ESR、ESL和电抗，并且它们会造成电源干扰。由于输出为AB类，所以只有一半的输出电流波形会调制电源，形成平稳的谐波失真。频率范围内的PSRR可降低电源干扰。例如，如果我们观察到电源干扰为50 mV p-p，并希望PSRR抑制电源输入干扰使其在输出端降至低于5 µV p-p，则PSRR在信号频率下需达到80 dB。估算PSRR(f)~Avol(f)，GBW为15 MHz的放大器在低于1500 Hz的频率下则会拥有充足的PSRR。输出级失真图1中的最后一项是输出级，输出级在本文中被视为缓冲区。图7展示了一个典型的输出级转换函数。图7.不同负载的输出缓冲区的转换函数对于不同的负载，我们可看到四种误差。首先是削波：尽管假设该输出级的标称增益为1，但它不完全是轨到轨输出级。这种情况下，甚至空载输出时，每个电源轨也会削波100 mV。随着负载增加(降低负载电阻)，输出电压会逐步削减。显然，削波会严重影响失真，而且必须降低输出摆幅才能避免削波。下一种误差是增益压缩，当转换函数的曲率达到信号极限情况时，我们会看到这种现象。随着负载增加，在电压早期阶段就会出现压缩。同削波一样，在这种机制下，通常无法实现ppm级失真。这种压缩通常是由输出级较小而难以满足输出需要的电流所致。最好的解决方案是，使放大器提供的线性、无压缩最大输出电流仅约为输出短路电流的35%。另一种显著的失真来源在于交越区约为VIN = 0。空载时，交越扭结可能不那么明显。但随着负载增加，我们可看到绿色曲线的扭结增加。估算交越失真通常需要强大的电源电流。最后一种失真比较难以理解。由于有些放大器电路输出正电压和电流，还有一些输出负信号，所以无法保证它们具有相同的增益，特别是在带负载时。图7显示了负载时负信号的增益减少情况。通过环路增益可降低所有这些失真。如果输出级的失真为3%，那么环路增益需要为30,000才能达到–120 dBc电平。当然，这种情况发生在GBW/(30,000 × GNOISE)频率以下，对于15 MHz的放大器通常为1 kHz机制。有些输出级的失真与频率有关，但也有许多输出级与频率无关。开环增益可抑制输出级失真，但该增益会随频率而下降。如果输出失真不随频率而变化，则增益损耗会产生输出失真，并随频率而线性增加。同时，输入失真会导致总体输出失真随频率而增加。这种情况下，总体闭环输出失真可能主要为输入失真，从而掩盖输出级失真的影响。另一方面，如果输出级失真确实随频率而线性变化，那么环路增益下降除导致输入失真之外，还会导致另一种输出失真，该失真随频率的平方而变化，并且无法与输入失真区分开来。低功耗运算放大器包含的输出级通常较少，静态电流低。输出失真可能主要是由这些放大器的输出级导致，而不是输入级。所以，至少需要2 mA电源电流才能获得低失真运算放大器，这种说法一定程度上是正确的。 ppm级精度的规格要求在实际电平转换、衰减/增益和有源滤波器电路中，运算放大器需满足一些基本要求才能支持±5 V信号、适用于1 kΩ环境并实现表1所示的1 ppm线性度。表1.ppm精度所需的运算放大器误差和幅度列表现在，我们了解了运算放大器在ppm精度领域的局限性，那么我们该如何改善它们? 噪声：显然，首先要选择一款输入噪声电压不高于应用电阻组合噪声的运算放大器。这样可以降低应用电路的总阻抗，从而降低噪声。当然，随着应用的阻抗下降，通过它们的信号电流会增加，并可能使负载诱发的失真加大。在任何情况下，都不必使运算放大器级别的输出噪声远低于其驱动级别的输入噪声。电流噪声会乘以应用阻抗，进而形成更多的电压噪声。在电流噪声很低的应用中，MOS输入非常吸引人，但它们的1/f电压噪声通常比双极性输入大。双极性输入的电流噪声为pA/√Hz级别，可能会产生较大的应用噪声，但1/f电流内容生成的应用电压噪声可能大于放大器的1/f电压噪声。一般而言，应用阻抗应小于放大器的VNOISE/INOISE，以避免IBIAS为主的应用噪声。双极性放大器的VNOISE越低，INOISE则越高。帮助运算放大器实现最佳性能减少输入误差除选择CMRR优良的运算放大器之外，设计人员还可以选择用运放搭建反相放大电路而不是同相放大电路。在反相电路中，输入会与地面或一些基准电压源相连，完全不会引发CMRR误差。不过，并不是所有应用电路都能反相，而且通常负电源无法用于负信号偏移。图8显示了非反相电路和反相电路中应用的双极点Sallen-Key滤波器。图8.非反相(左)和反相(右)Sallen-Key有源滤波器如果两个输入端均包含应用电阻，则每个输入端的偏置电流乘以相应的电阻产生的电压误差会在输出端抵消，因此也可以抵消ICMR误差。例如，如果设置的放大器增益为10，附带900 Ω反馈和100 Ω接地电阻，则在正输入端安置串联的90 Ω(900Ω||100Ω)电阻即可抵消完全相等的输出偏置电流产生的电压误差。大多数双极性运算放大器的偏置电流搭配都很恰当，使得选择0.1%(而不是常见的1%)电阻即可实现最佳ICMR抑制。在图4中，补偿电阻与反相输入端-input串联放置。它们应能够被旁路通过。因为额外的输入电阻会导致噪声增加(电流噪声乘以连接的等效电阻)。反相增益让我们能够使用包含轨到轨输入的运算放大器，而不必让信号穿过切换点(假设我们已偏置电源和共模输入电平，以避免切换电压)。电源注意事项输出电流将会调节本地的供电电源。电源信号将通过PSRR传输到输入端。被影响的输入会生成输出信号，围绕其环路运行。在1 kHz频率下，1 μF本地旁路电容的阻抗为159 Ω，远低于电源之间线路加上电源本身的阻抗。因此，本地旁路电容实际上在低于100 kHz的频率下没有效果。在1 kHz频率下，调控情况由远程电源控制。在1 kHz频率下，放大器可能达到90 dB电源抑制比。请注意，运算放大器电源端口的大部分电流包含了大量的信号谐波，所以我们希望从输出到供给电源的增益低于30 dB，以实现120 dBc的目标。要实现30 dB的增益，需要电源阻抗<30×负载阻抗。因此，500 Ω负载需要电源的阻抗小于17 Ω。这种情况可行，但是这样就不能在电源与运算放大器之间串联电阻和电感。在10 kHz频率下，要求则更加严格;PSRR将从90 dB降至70 dB，而电源阻抗则必须降至1.7 Ω。可行，但要求严苛。使用大型本地旁路可提供帮助。图9.负载和电源电流环路图10.复合放大器与单一放大器失真测试从布局角度来看，了解输出电流环路的路径非常重要，如图9所示。图9左侧的图表显示了驱动至负载的正电源电流，然后又通过地面回归负载。在整个接地路径中可能存在压降，以致于偶谐波电源电流的电压从信号源降至输出，从反馈分频器降至输出或输入地。不过，此地非彼地。图9右侧显示了一种传输电源电流的更好方式。电源电流从输入和反馈节点传出。在高于100 kHz的更高频率下，电源线路的磁辐射可能成为失真来源。电源的偶谐波电流可通过磁性方式耦合到反馈网络的输入，从而使失真随频率大幅增加。在这些频率之下，审慎的布局至关重要。有些放大器采用的是非标准引脚;它们的电源引脚远离输入，有些甚至会在输入侧提供额外的输出端口，以避免磁干扰。减少负载为主的失真在高负载环境下，许多运算放大器的输出级都会成为主要的失真来源。您可以通过一些技巧来改善负载失真。其一，使用复合放大器，即一个放大器驱动输出，另一个放大器进行控制，如图10所示。此电路通过LTspice仿真设计实现。LTC6240和LT1395的spice模型文件中包含失真回放功能的宏模型。大多数宏模型都不会尝试显示失真情况，即使显示，仿真结果也可能不准确。该工具(LTspice)可查看宏模型的文本文件，确实如此，这些宏模型的失真模拟效果非常不错。图10右侧是LTC6240，提供的增益为2，驱动电阻为100 Ω，对于该放大器而言负载较大。图10左侧是一款复合放大器，输入端另设一个LTC6240，并有一款良好的宽带电流反馈放大器(CFA)作为独立放大器来驱动相同的负载。复合放大器的理念是，输出运算放大器已具备适度的低失真，并且通过输入放大器在频率范围内的环路增益可进一步减少该失真。对于独立放大器和复合放大器，我们的闭环增益都为2，但在复合放大器中，可以对LT1395单独设置其自身的增益(通过Rf1和Rg1设置为4)，以降低控制放大器的输出摆幅。由于输入引发的失真随输出振幅的平方增加，由此可进一步减少控制运算放大器的失真。图11显示了10 kHz、4 V p-p输出的频谱。谐波失真的计算方式为：每个谐波电平(dB)减去基波电平(在10 kHz频率下)。如图底部所示，输入信号的失真约为–163 dBc，非常好，足以让人相信模拟效果。V(out2)来自于独立的LTC6240，失真为–78 dBc。也不错，但当然没有达到ppm级。图11.复合放大器和常规放大器的失真频谱图11顶部显示了复合放大器的失真，–135 dBc，相当出色。这么好的结果，我们能否相信?为了加以验证，中间部分显示了原理图上节点的失真。如果复合放大器输出端的失真接近于零，但输出放大器本身的失真确实有限，那么反馈过程会在其输入端(中间)为输出放大器失真设置负值。中间部分的失真为–92 dBc，这实际上与LT1395数据手册的曲线匹配!我仍会想，如果宏模型中体现出物理LTC6240输入CMRR或ICMR曲率，它们可能还会增加实际的电路失真。遗憾的是，很少有宏模型包含失真。您必须阅读宏模型.cir文件的标题来查看其是否受支持。要了解失真是否与数据手册的曲线匹配，需要进行一些模拟。复合放大器的补偿可能有点棘手，但在我们的示例中，第二个放大器的带宽比输入放大器高出10倍以上，只需少许Cf即可提供电路补偿。在此补偿架构中，如果控制放大器的总体增益中包括BW的带宽，那么输出放大器的带宽应>3 × BW，而总体带宽应保守设置为约等于BW/3。为避免带宽损耗，我们可以使用增强放大器的方法。这样相比复合方案对失真的改善较小，但带宽及建立时间都会毫发无损。图12显示了测试原理图。图12右侧显示了U2，即我们的独立LTC6240;左侧显示了两个LTC6240放大器。U1同独立放大器类似，控制输出，增益为2;U2的增益为3。U2在增强节点的输出电压大于U1的相应电压，所以U2会向输出端驱动输送电流。RBOOST和U2的增益可以配置，以使U2向Rl驱动输送96%的负载电流，并使U1保持轻载，从而改善失真。我们需要确保U2包含足够的裕量，以承载额外的摆幅。 LTC6240在kΩ范围内的负载失真主要为输入失真，但对于100 Ω负载则主要为输出级失真。图13显示了频谱结果。同样，独立放大器在10 kHz频率下的失真为–78 dBc。增强型放大器提供的失真为–106 dBc;不像复合放大器那么好，但比独立放大器几乎高出30 dBc。不过，增强型放大器的带宽只会降低少许。图12.增强型放大器与独立放大器的模拟设置请注意，RBOOST微调了一下;如果将其改为52 ± 2 Ω，增强型失真则下降10 dBc，但随后发生的变化则较小，最高为±10 Ω。似乎U1有一些预期极性的适度负载。理想(无负载)或额外的增强电流会导致失真增加。最好是，U2与U1有相同的群组延迟，以使增强信号与输出同时出现。U2的增益比U1高50%，因而闭环带宽较少，这意味着增强输出会使频率范围内的主要输出延迟。通过跨接在U1输入端的电阻，可将U1的带宽降至与U2相同的水平。这样可使U1的噪声增益等于U2，从而实现相同的群组延迟。该模拟器在10 kHz频率下没有改善;U1提供最佳失真，无延迟均衡。您需要尝试一下，才能了解在更高的频率下是否也是这种情况。如果放大器为电流反馈类型，那么可以通过降低Rf1和Rg1使U2的带宽升至U1的水平。 ppm级质量放大器推荐表2显示了一些建议的接近ppm线性度的放大器的重要规格。红色条目旨在提示读者：该参数可能不符合ppm级失真。该组当中最易于使用的更好的产品为AD8597、ADA4807、ADA4898、LT1468、LT1678和LT6018。有些放大器需要解决其输入问题(同相放大应用可能存在问题)，但仍能提供良好的失真：AD797、ADA4075、ADA4610、ADA4805、ADA4899和LTC6228。图13.增强型放大器和常规放大器的失真频谱表2.部分建议的接近ppm线性度的放大器的重要规格表3.运算放大器对比(续) 结论遗憾的是，商用型ppm精度放大器难以找到(如果可以找到)。市场上存在ppm线性放大器，但必须注意这些放大器的输入电流，它们可能会通过电路中的应用阻抗产生失真。这些阻抗可以降低，但在反馈中驱动它们会导致运算放大器输入端产生失真的风险。在特别低的输入电流和变动环境下使用运算放大器，可以通过调整电路中的应用阻抗以使运算放大器获得最佳失真，但这样会增加系统噪声。要达到ppm级线性度和噪声，需要认真挑选运算放大器并优化应用电路。

时间：2020-04-15 关键词： ppm 放大器运算放大器
利用斩波稳定架构零漂移运算放大器的优势的切实考虑

零漂移运算放大器是一种特殊形式的运算放大器，适用于精密应用，在这些应用中，输入差分信号非常小，输入引脚上的任何偏移都可能在输出端引起严重误差。这些专用运算放大器除了具有低输入失调电压外，通常还在宽温度和时间范围具有高共模抑制比(CMRR)、高电源抑制比(PSRR)、高开环增益和较低的漂移。所有这些特性使它们成为精密应用的理想选择，因为这些器件能够精确地测量小的差分电压，并且高的开环增益确保良好的闭环增益精度。它们也不太容易受到外界如电源变化、共模电压和温度效应的影响。零漂移运算放大器特别适合于差分信号较小的精密应用，尤其是低频应用。这包括物联网(IoT)和工业4.0应用(工业物联网IoT)中使用的许多感知方案。随着在电池供电(或能量采集)应用中趋向使用低功耗、节能传感器，零漂移运算放大器在许多现代应用中尤其有用，如现在正迅速增长的IoT。 01 输入偏置电压输入失调电压是个重要参数，因为它定义了可以捕获和放大的最小信号，从而限定了较低的动态范围。在数据表中，通常将其称为VOS or VIO，它是IN +和IN-端子之间的差分电压的量度，有效地测量了运算放大器输入对的匹配程度。在理论上理想的运算放大器中，输入端子在闭环系统中将处于相同的电压电平。但在实际应用中，总会有一些输入失调电压，不过很小。这是由于半导体材料的实际变化导致输入引脚上的内部电压升高。这些材料差异还会导致输入失调电压随温度变化而产生幅度变化甚至极性变化，使应用中校准极具挑战。典型的通用运算放大器的输入失调电压约为几毫伏，而专用零漂移运算放大器的输入失调电压约为10-25微伏，小两个数量级。 02 零漂移技术和架构可采用几种技术来确保在宽广的温度和时间范围内具有低输入失调电压，以产生零漂移运算放大器。实现此目的的方法之一是定期测量输入失调电压，然后施加校正电压以调整运算放大器输出的偏移量。这种方法被称为“斩波器稳定”，因其在前馈部分使用了斩波器。斩波稳定技术的主要限制在于斩波器的电路中包含时钟系统。因此，零漂移运算放大器易受经典采样系统混叠或外差问题的影响。当输入信号的频率类似于斩波电路的时钟频率时，这尤为明显。斩波稳定运算放大器的最佳性能出现在输入信号频率保持在相关奈奎斯特频率以下时。设计人员应注意确保输入频率保持在失调校正频率的一半以下(并在闭环带宽内)，以获得最佳性能。创建零漂移架构的另一种方法称为“自动归零”。尽管系统架构最初看起来类似于具有高频路径和低频前馈校正路径的斩波稳定架构，但实现方式却大不相同。虽然所有斩波稳定和自动归零运算放大器都易受混叠影响，但可以减轻这种影响。例如，安森美半导体的NCS333 和NCS21911 器件含两个级联的、对称的RC陷波滤波器，这些滤波器已调谐到斩波频率和5次谐波。与市场上的其他器件相比，这种布置能够减小混叠效应，并提供强大的性能。 03 采用零漂移运算放大器设计的注意事项使用零漂移运算放大器的主要设计考虑因素涉及减轻混叠。这现象不应被认为是一种缺陷，这是需要了解和缓解的现象。减轻混叠的关键是知道运算放大器的时钟频率。在许多情况下，制造商不会发布信息，因此需要进行实验以推断。最简单和最有效的一个方法是简单的时域测试，同时使用示波器监视输出。合理地假设频率在器件的增益带宽积之内，则放大器输入应从零频率扫描到增益带宽积。测试表明，时钟频率通常是增益带宽积的三分之一，但并非总是如此。为从零漂移放大器获得最佳性能，设计人员应遵循奈奎斯特采样理论，并确保最大信号频率小于内部时钟频率的一半。但精密模拟电路对从杂散信号、噪声或纹波中拾取敏感，其中任何一个都可能包含高于奈奎斯特频率的频率，这可能会导致误差或错误的输出。好的做法是在放大器之前加入一个模拟低通滤波器，以用作抗混叠滤波器。滤波器衰减高于奈奎斯特频率的频率以减少或消除任何混叠。该滤波器必须是纯模拟的并且没有有源元件。在许多情况下，只需要一个简单的两段级联RC滤波器。一般而言，级联零漂移放大器并不是好的设计实践，因为不同的时钟频率可能会相互作用，从而导致不良影响，包括可能的混叠。建议使用相对较低值的输入电阻，因为斩波稳定电路会产生输入电流尖峰，从而产生电压，电压随后被放大。如前所述，可使用合适的无源RC滤波器来衰减这些尖峰。设计人员还应意识到，零漂移运算放大器的建立时间有限，因为斩波电路是基于时间的采样。这代表输入的大动态步长(或过载)可能使环路需要时间来重新建立低输入失调。但通过使用更高的时钟频率，可以期望快速恢复和建立时间-通常在几十微秒之内。任何事情都需要权衡取舍，在这也不例外，因为更快的建立时间可能导致更高的输入失调。大多数零漂移运算放大器都优先在建立时间内减小输入失调。由于在零漂移运算放大器内有相当数量的逻辑电路，启动所需的时间是有限的，在此期间，输出将反映未经校正的输入失调电压。在大多数情况下，这不是个问题，因为影响只发生在最初的几个时钟周期，而相关的时间是在整个系统的上电时间内。如果设计人员使用仿真工具来开发电路，应意识到SPICE模型不能深入了解零漂移行为，如混叠。典型的SPICE模型能够模拟设备的线性性能，而不是斩波器的性能，部分原因是这会降低模拟的速度。 04 小结输入失调电压是所有运算放大器的一个关键参数，为了注重这参数的应用，可采用专用的零漂移运算放大器，实现在低差分输入情况下的精密应用。就像所有的工程方案，设计人员需要权衡取舍以获得最佳的性能。而这些专用器件使输入频率保持在奈奎斯特频率以下，并提供一些基本的无源滤波，极其适用于低频传感器应用。斩波稳定运算放大器的简化框图自动归零运算放大器的简化框图

时间：2020-04-15 关键词：运算放大器零漂移斩波稳定架构
红外传感器避障工作原理

智能设备的广泛发展，促进了红外传感器的使用，红外传感器是什么，有何作用呢?一种能够感应目标辐射的红外线，利用红外线的物理性质来进行测量的传感器。按探测机理可分成为光子探测器和热探测器。红外传感技术已经在现代科技、国防和工农业等领域获得了广泛的应用。红外传感器是什么? 红外线对射管的驱动分为电平型和脉冲型两种驱动方式。由红外线对射管阵列组成分离型光电传感器。该传感器的创新点在于能够抵抗外界的强光干扰。太阳光中含有对红外线接收管产生干扰的红外线，该光线能够将红外线接收二极管导通，使系统产生误判，甚至导致整个系统瘫痪。本传感器的优点在于能够设置多点采集，对射管阵列的间距和阵列数量可根据需求选取。红外传感器避障电路图在智能小车制作中经常会用到红外传感器避障模，这里介绍一款智能小车制作时常用的红外传感器避障模，模块是由LM567电路组成，LM567电路是一片锁相环电路，采用8脚双列直插塑封。其⑤、⑥脚外接的电阻和电容决定了内部压控振荡器的中心频率f。其中心频率f由R、C决定：f=1/(1.1*RC) 在电路中，因为红外发射器的起振频率是38KHz，其中电容选择103，所以由以上公式可得R=2.4KΩ。在电路中仅利用了LM567接收到相同频率的载波信号后⑧脚电压由高变低这一特性，来形成对控制对象的控制。 D1发射红外线，D2接收红外信号。LM567第⑤、⑥脚为译码中心频率设定端，一般通过调整其外接可变电阻W改变捕捉的中心频率。图中红外载波信号来自LM567的第5角，也即载波信号与捕捉中心频率一致，能够极大的提高抗干扰特性。感器避障模块LM567的电路图，如图，LM567的①、②脚通常分别通过一电容器接地，形成输出滤波网络和环路单级低通滤波网络。②脚所接电容决定锁相环路的捕捉带宽：电容值越大，环路带宽越窄。①脚所接电容的容量应至少是②脚电容的2倍。③脚是输入端，要求输入信号≥25mV。⑧脚是逻辑输出端，其内部是一个集电极开路的三极管，允许最大灌电流为100mA。LM567的工作电压为4.75～9V，工作频率从直流到500kHz，静态工作电流约8mA。在选择红外发射接收电路电子小制作中，有四个方案可以选择，并且都做了PCB进行调试比较。方案一：利用40KHz的晶振作为红外发射器的震荡源。通过示波器观察，波形非常准确完整，由于红外接收的频率一般是38KHz，虽然晶振的频率可以通过可调电阻微调。但是还是很难匹配，每次试验时都要微调。所以不选择这个方案。方案二：如前所述，使用三脚的红外接收器，但是接收器自备了选频和解调能力，很难用单片机对其接收信号进行判断。所以不选择这个设计方案。方案三：用高速CMOS型四重二输入“与非”门74HC00组成RC震荡电路作为频率发生器，波形也准确完整，但是难匹配。所以不选择这个方案。方案四：选用通用音调译码器LM567的5输出38KHz频率，其特点是红外线发射部分不设专门的信号发生电路。8脚输入红外接收器接收到的信号。这个信号是锁相音频译码器的锁相中心频率，这样既简化了线路和调试工作，又防止了周围环境变化和元件参数变化对收发频率造成的差异，实现了红外线发射与接收工作频率的同步自动跟踪，使电路的稳定性和抗干扰能力大大加强。本设计中就是利用此方案最终实现避障功能。这个电子小制作电路的特点是红外线发射部分不设专门的信号发生电路。而是直接从接收部分的检测电路LM567的5脚引人信号，这个信号是锁相音频译码器的锁相中心频率，这样既简化了线路和调试工作，又防止了周围环境变化和元件参数变化对收发频率造成的差异，实现了红外线发射与接收工作频率的同步自动跟踪，使电路的稳定性和抗干扰能力大大加强。 LM567的5脚输出的38KHz中心频率输出给三极管Q1，经过三极管放大，信号输出给红外发射器J2，可调电阻R3可以改变其发射功率。信号由红外接收器J3接收，经过运算放大器741的反相放大，信号输出给LM567的输入3脚，由于输入的信号是LM567的锁相中心频率，所以LM567的8脚输出由默认的高电平变为低电平。发光二极管有了电压差，所以信号指示灯亮，证明前方有障碍，同时8脚的信号输出给单片机，由单片机由电平的变化去控制电动机的工作实现避障。以上就是红外传感器的一些工作原理，在设计的过程中需要多读数据手册。

时间：2020-03-27 关键词：红外传感器晶振运算放大器
成就电子电路设计高手(六)，运算放大器电子电路设计

对于电子电路设计，电子领域的朋友均有所了解。往期文章中，小编介绍过诸多电子电路设计理论，并带来了电子电路设计相关实例。本文对电子电路设计的讲解，主要在于介绍运算放大器的电子电路设计。如果你对本文即将讨论的内容存在一定兴趣，请继续往下阅读哦。运算放大器的偏置电路与分立放大电路的偏置电路设计有很大不同，主要由各种形式的恒流源电路实现，熟悉各种形式的恒流源电路是阅读运放电路的基础。运算放大器的输入级通常是差分放大电路，其主要功能是抑制共模干扰和温漂，双极型运放中差分管通常采用CC-CB复合管，以便拓展通频带;运算放大器的中间级采用共射或共源电路，并采用恒流源负载和复合管以增加电压放大倍数。双极型运算放大器的输出级采用互补输出形式，其主要功能是提高负载能力并增大输出电压和电流的动态范围。二只输出管轮流导通，每管工作在乙类状态。为消除交越失真，通常会给输出管提供适当的偏置电流，让其工作在甲乙类状态。集成运算放大电路的一般组成及其单元结构，如恒流源电路、差分放大电路、CC-CE、CC-CB电路和互补输出电路等。运算放大器主要由输入级、中间放大级、输出级和偏置电路等四部分组成，如图1所示。图1 由于集成电路工艺的限制，各级之间采用直接耦合。为保证输入短路时，输出直流电平为零，有时还需要在级间加入电平移动电路。运算放大电路的主要功能是进行线性放大。此外还有一些附加功能电路，如交流镜像电流源电路，输出保护电路，交越失真补偿电路，电平移动电路等，这些电路为保证放大功能提供辅助作用，通常并不影响放大电路指标计算。对辅助电路进行简化，可以方便交流分析。得到简化的交流等效电路后，将晶体管用小信号模型替代，就可以计算放大电路的动态指标。图2是uA741运算放大电路的等效电路图，试分析其基本工作原理。图2 运放电路的结构分解输入级是一个差动放大电路，主要由T1、T3(共集-共基组合)和T2、T4组成。中间放大级由T16、T17、T23组成共集—共射电路;输出级由T14、T20组成互补输出电路。静态偏置分析 T10与T11构成微镜像电流源，一方面给T3、T4的基极提供偏置，另一方面由T8、R10构成的镜像电流源给T1、T2、T3、T4的集电极提供恒流偏置，同时作为T1、T2的恒流负载。 T13是多集电极管，它与T12构成镜像电流源。T13A一方面给T17提供偏置电流，同时作为T17的有源负载。T13B则是给T23提供偏置电流，同时作为T23的有源负载。将电路中的镜像直流电流源用等效恒流源代替，得到等效直流通路如图3所示。图3 交流分析差分输入级中的T5、T6、T7管构成高精度交流镜像电流源，ic3=ic6，因而提供给T16的电流为Δi16B=Δic4-Δic6=Δic4-Δic3=2Δic4，使单端输出的差分电路达到双端输出的效果。T5、T7同时分别作为T3、T4的有源负载。电容C的作用是进行相位补偿，用于防止该运放可能产生的自激振荡。输出级中的T18，T19，R8给互补输出管T14，T20提供静态偏置，以消除交越越失真。R10、R11是输出限流保护用取样电阻，当输出电流过大时，T15或T20导通，通过T22、T24组成的镜像电流源，将该电流镜像至T23的另一个基极，通过负反馈抑制输出电流的增大。将辅助电路简化后的等效交流通路如图4所示。图4 其中，r02,r03是恒流源I2,I3的内阻。例2，图5是CMOS运放C14573的等效电路图，试分析其基本工作原理。图5 运放电路的结构分解输入级是差动放大电路，主要由增强型MOS管T1、T2组成。输出级是一个简单的共源电路，由T8实现。基准电流分析 T5和外接电阻R产生运放的基准电流IREF。静态偏置分析 T6与T5构成镜像电流源，且T6作为T1、T2源极上的恒流源，并为它们提供直流偏置，T3、T4是T1、T2的恒流源负载。 T7与T5构成镜像电流源，且T7给T8漏极提供直流偏置，同时作为T8的恒流源负载。将镜像直流电流源用等效恒流源代替，得到等效直流通路如图6所示。图6 交流分析差分输入级中的T3,T4管构成交流镜像电流源，iD1=iD4，因而提供给T8的电流为Δi=ΔiD2-ΔiD4=ΔiD2-ΔiD3=2ΔiD2使单端输出的差分电路达到双端输出的效果。电容C的作用是相位补偿，用于防止自激振荡。将辅助电路简化后的等效交流通路如图7所示。图7 其中，r1,r2是恒流源I1,I2的内阻。以上便是此次小编带来的“电子电路设计”相关内容，通过本文，希望大家对上面提及的内容具备一定的了解。如果你喜欢本文，不妨持续关注我们网站哦，小编将于后期带来更多精彩内容。最后，十分感谢大家的阅读，have a nice day!

时间：2020-03-25 关键词：运算放大器指数电子电路设计
最全运算放大器的运用指南

通常不管你是画PCB,还是运用单片机做硬件控制，都会要了解运算放大器。下面我将解释一个通用电压反馈运算放大器的基本操作，并请您参阅其他内容以了解更多信息。图1描述了运算放大器的标准示意图符号。有两个输入端(IN+, IN-)、一个输出端(OUT)和两个电源端(V+, V-)。这些端的名称可能因制造商而异，甚至单个制造商也可能使用不同的名称，但它们仍然是相同的五个端。例如，您可能会看到Vcc或Vdd而不是V+。又或者，您可能会看到Vee或Vss而不是V-。电源端子的其他标签会有所不同，因为它们指的是器件内部的晶体管类型。例如，当在运算放大器内部使用双极结型晶体管(BJT)时，电源对应于BJT的集电极和发射极：Vcc和Vee。在运算放大器内部使用场效应晶体管(FET)时，电源标签与FET的漏极和源极相对应：Vdd和Vss。如今，许多运算放大器同时包含BJT和FET，因此V+和V-是常见的标签，与器件内部的晶体管无关。简言之，不要太在意引脚标签，只要理解它们的作用即可。图1：通用型运算放大器示意图符号等式1表示运算放大器的传递函数：在等式1中，AOL被称为“开环增益”。在现代运算放大器中，它通常是一个非常大的值(120 dB或1,000,000 V/V)。例如，如果IN+和IN-之间的电压差仅为1mV，运算放大器将尝试输出1000V!在这种配置中，运算放大器不在线性区域内工作，因为输出不能使输入彼此相等(记住，理想情况下In+等于In-)。因此，运算放大器需要一种方法来控制开环增益，即通过负反馈来实现。图2描述了作为反馈控制系统一部分的运算放大器。您会注意到输出OUT通过一个标记为ß的块反馈到负输入IN-。ß被称为反馈因子，通常使用电阻来降低输出电压。图2：负反馈运算放大器图3比较了开环运算放大器和负反馈运算放大器。这些TINA-TI™软件仿真电路采用的运放是近乎理想的运放，加了电源来限制输出电压。注意，对于左侧的开环配置，输出几乎等于正电源(V+)。这是因为输入引脚之间有一个很小的差异(100mV)。这种小电压被开环增益放大，开环增益会强制输出到其中一个电源电压。在图3右侧的负反馈或闭环电路中，运算放大器输出上的分压器需要200 mV的输出电压，以便使反相和同相输入相等。图3：开环(左)与负反馈(右) 输入电压的放大称为增益。它是反馈回路中电阻值的函数。等式2描述了图3中右边电路的增益方程，这就是所谓的同相放大器。您将看到计算出的输出电压与仿真相符。如果您想要了解有关此电路(以及其他常见的运算放大器电路，如缓冲器、同相放大器和差分放大器)的更多信息，您可以下载电子书“模拟工程师电路指南：放大器”。” 运算放大器的输出受到电源电压的限制。图4是图3中同相放大器的输出电压与输入电压的关系图。注意当输出接近正负电源时，输出由于饱和受限。图4：同相放大器电路的输出与输入电压由于这个限制，在图5中可以看到，随着输出接近电源，输入引脚之间的电压差Vdiff增加。只有当输入几乎相等时，运算放大器才在线性区域工作。图5：同相放大器电路的Vdiff和IN+ 为了更深入地了解运算放大器，请查看我们的模拟课程TI高精度实验室。本课程将深入探讨运算放大器，并讨论输入失调电压(Vos)、输入偏置电流(IB)和输入/输出限制等基本非理想因素。还有一些高级主题讲座，如运算放大器带宽(BW)、压摆率(SR)、噪声、共模抑制比(CMRR)、电源抑制比(PSRR)和稳定性。除了讲座之外，有些主题还包括动手实验。为了进行这些实验，您需要相应的运算放大器评估模块。

时间：2020-03-22 关键词：运算放大器
运算放大器科普

在本文中，我将解释一个通用电压反馈运算放大器的基本操作，并请您参阅其他内容以了解更多信息。图1描述了运算放大器的标准示意图符号。有两个输入端(IN+, IN-)、一个输出端(OUT)和两个电源端(V+, V-)。这些端的名称可能因制造商而异，甚至单个制造商也可能使用不同的名称，但它们仍然是相同的五个端。例如，您可能会看到Vcc或Vdd而不是V+。又或者，您可能会看到Vee或Vss而不是V-。电源端子的其他标签会有所不同，因为它们指的是器件内部的晶体管类型。例如，当在运算放大器内部使用双极结型晶体管(BJT)时，电源对应于BJT的集电极和发射极：Vcc和Vee。在运算放大器内部使用场效应晶体管(FET)时，电源标签与FET的漏极和源极相对应：Vdd和Vss。如今，许多运算放大器同时包含BJT和FET，因此V+和V-是常见的标签，与器件内部的晶体管无关。简言之，不要太在意引脚标签，只要理解它们的作用即可。在等式1中，AOL被称为“开环增益”。在现代运算放大器中，它通常是一个非常大的值(120 dB或1,000,000 V/V)。例如，如果IN+和IN-之间的电压差仅为1mV，运算放大器将尝试输出1000V!在这种配置中，运算放大器不在线性区域内工作，因为输出不能使输入彼此相等(记住，理想情况下In+等于In-)。因此，运算放大器需要一种方法来控制开环增益，即通过负反馈来实现。图2描述了作为反馈控制系统一部分的运算放大器。您会注意到输出OUT通过一个标记为ß的块反馈到负输入IN-。ß被称为反馈因子，通常使用电阻来降低输出电压。图3比较了开环运算放大器和负反馈运算放大器。这些TINA-TI™软件仿真电路采用的运放是近乎理想的运放，加了电源来限制输出电压。注意，对于左侧的开环配置，输出几乎等于正电源(V+)。这是因为输入引脚之间有一个很小的差异(100mV)。这种小电压被开环增益放大，开环增益会强制输出到其中一个电源电压。在图3右侧的负反馈或闭环电路中，运算放大器输出上的分压器需要200 mV的输出电压，以便使反相和同相输入相等。输入电压的放大称为增益。它是反馈回路中电阻值的函数。等式2描述了图3中右边电路的增益方程，这就是所谓的同相放大器。您将看到计算出的输出电压与仿真相符。如果您想要了解有关此电路(以及其他常见的运算放大器电路，如缓冲器、同相放大器和差分放大器)的更多信息，您可以下载电子书“模拟工程师电路指南：放大器”。” 运算放大器的输出受到电源电压的限制。图4是图3中同相放大器的输出电压与输入电压的关系图。注意当输出接近正负电源时，输出由于饱和受限。由于这个限制，在图5中可以看到，随着输出接近电源，输入引脚之间的电压差Vdiff增加。只有当输入几乎相等时，运算放大器才在线性区域工作。

时间：2020-03-20 关键词： TI 运算放大器
运算放大器的电路设计要点

现在很多电路离不开运算放大器，那么它有哪些注意事项呢？运算放大器是具有很高放大倍数的电路单元。在实际电路中，通常结合反馈网络共同组成某种功能模块。它是一种带有特殊耦合电路及反馈的放大器。其输出信号可以是输入信号加、减或微分、积分等数学运算的结果。运算放大器是作为最通用的模拟器件，广泛用于信号变换调理、ADC采样前端、电源电路等场合中。虽然运放外围电路简单，不过在使用过程中还是有很多需要注意的地方。 1、注意输入电压是否超限 ADI的OP07数据表中的输入电气特性的一部分，可以看到在电源电压±15V的条件下，输入电压的范围是±13.5V，如果输入电压超出范围，那么运放就会工作不正常，出现一些意料不到的情况。而有一些运放标注的不是输入电压范围，而是共模输入电压范围，TI的TLC2272数据表的一部分，在单电源+5V的条件下，共模输入范围是0-3.5V.其实由于运放正常工作时，同相端和反相端输入电压基本是一致的(虚短虚断)，所以“输入电压范围”与“共模输入电压范围”都是一样的意思。 2、不要在运放输出直接并接电容在直流信号放大电路中，有时候为了降低噪声，直接在运放输出并接去耦电容。虽然放大的是直流信号，但是这样做是很不安全的。当有一个阶跃信号输入或者上电瞬间，运放输出电流会比较大，而且电容会改变环路的相位特性，导致电路自激振荡，这是我们不愿意看到的。正确的去耦电容应该要组成RC电路，就是在运放的输出端先串入一个电阻，然后再并接去耦电容。这样做可以大大削减运放输出瞬间电流，也不会影响环路的相位特性，可以避免振荡。 3、不要在放大电路反馈回路并接电容同样是一个用于直流信号放大的电路，为了去耦，不小心把电容并接到了反馈回路，反馈信号的相位发生了改变，很容易就会发生振荡。所以，在放大电路中，反馈回路不能加入任何影响信号相位的电路。由此延伸至稳压电源电路，并接在反馈脚的C3是错误的。为了降低纹波，可以把C3与R1并联，适当增大纹波的负反馈作用，抑制输出纹波。以上就是运算放大器的一些注意事项，相信会对大家有所帮助。

时间：2020-03-18 关键词：运算放大器模拟器件电路单元
低压运算放大器通过自举以实现高压信号和电源工作的应用

问题：能否让低压放大器自举来获得高压缓冲器? 回答：您可以采用具有出色输入特性的运算放大器，并进一步提高其性能，使其电压范围、增益精度、压摆率和失真性能均优于原来的运算放大器。我曾设计过一个精密电压表的输入，需要一个亚皮安输入单位增益放大器/缓冲器，其低频噪声小于1μV p-p，失调电压低至大约100μV，非线性误差小于1 ppm。它还需要在音频和60 Hz频率下具有非常低的交流失真，以便利用不断增强的ADC分辨率。这足够雄心勃勃，但它同时需要使用±50 V电源缓冲±40 V信号。缓冲器输入连接到高阻抗分压器，或直接连接到外部信号。因此，它还必须能够承受静电放电和过压输入的冲击。可用的亚皮安偏置电流运算放大器并不多。可堪使用的器件常常被称为静电计级放大器，偏置电流低至数十飞安。遗憾的是，这些静电计放大器的低频电压噪声(0.1Hz到10Hz)为几微伏(峰峰值)。此外，其输入失调电压和失调温度系数一般也不符合要求。其共模抑制比(CMRR)和开环增益不够好，难以支持1 ppm线性度。最后，没有一款静电计能够承受高电源电压。 LTC6240系列提供0.25 pA偏置电流(典型值)和0.55μV p-p低频噪声。这对于输入缓冲器来说已经足够好了，但该器件仅支持最高12 V的电源。我们将不得不在放大器周围添加电路以使其适应更高的电压。设计方法图1显示了自举放大器的原理示意图。图1.基本自举电源电路拓扑 LTC6240由Vp(通过增益为+1的缓冲放大器保持输出加5 V的值)和Vm(由另一个缓冲器驱动而保持输出减5 V的值)供电。由于电源总是跟随输入信号(由LTC6240的输出缓冲)，因此理想情况下根本没有共模输入误差。即使是平庸的CMRR也通过自举提升至少30 dB。该30 dB值是由Vp和Vm缓冲器的有限增益精度导致的。 LTC6240的开环增益也得到类似的提升。当内部增益节点和电源轨之间存在晶体管输出阻抗时，放大器电路会发生增益受限的情况。由于电源被自举到输出，所以很少有信号电流流过上述阻抗，而且开环增益的增加量与CMRR的提升量相似。但是，输出负载仍可能会限制开环增益。也许不那么明显，但电路整体压摆率也被自举提高。通常，它受限于LTC6240内部静态电流和以电源为基准的补偿电容。当电源追随输入和输出时，很少有动态电流流入这些电容，放大器不会进入有限压摆率状态。缓冲放大器最终会限制整体压摆率。高压电源Vhvp和Vhvm可能有干扰，但缓冲器输出会在很大程度上抑制干扰，LTC6240的电源抑制比(PSRR)将大大增强。所以，这很棒;通过自举电源，缓冲器在多个方面得到改善。可能会出现什么问题?图1所示电路几乎肯定会振荡。考虑电源引脚行为的最佳方法是将其视为反馈环路的一部分：输出引脚电压乘以缓冲放大器频率响应，然后将乘以1/PSRR，加到输入端，最后乘以开环增益成为输出，如此循环往复。图2a显示了PSRR随频率的变化。我们在PSRR曲线中没有获得相位数据，但假设它具有+90°相位。是的，这个+90°就像一个差异化因素。如图2b所示，从低频到100 kHz，开环增益具有-90°相位，之后该负值变得越来越大。缓冲器将具有有限频率响应，并且也将表现出相位滞后。将环路中的所有相位滞后相加可确保在一些频率下的反馈相位为0°或360°的倍数。如果在这些相位的电源环路增益大于1，振荡就会发生。PSRR幅度下降到4 dB的低点(衰减 = -4 dB → 增益 = 0.63，非dB)，看起来环路可能永远不会有足够的增益来发生振荡。这很可能是错误的，因为PSRR同时适用于Vp和Vs，其PSRR增益相加会使幅度超过1。此外，缓冲器可能会有一定的峰化，之后其增益在高频发生滚降，从而将整体反馈幅度推高至1以上。我们还将看到，缓冲器必须驱动稍大的电容，并且会具有更多的相位滞后。无论如何，LTspice®中的电路仿真表明会发生大信号振荡(LTC6240的频率响应和非线性体现在宏模型中)。图2.(a) LTC6240的PSRR，(b) LTC6240的开环增益实际实现图3显示了完整电路。图3.完整电路请注意，1000 pF旁路电容必须与LTC6240电源引脚紧密连接。运算放大器有数十个内部晶体管，在该放大器中，晶体管的Ft量级为GHz。它们常常以反馈方式彼此连接，除非安装了旁路电容，否则它们可能在高交流阻抗电源下发生振荡。1000 pF足以消除这些振荡。我们还希望电源旁路电容远大于任何输出负载电容，因为在高频时，负载电容上的电压转换会导致电流流向电源轨，并可能调制电源电压，通过PSRR反馈引起振荡。因此，旁路电容会降低频率下的电源调制，相当于降低从输出到电源的反馈增益。压摆这些旁路电容会需要很大的电流，而且必须是双向的。Q5和Q6是射极跟随器，可以驱动旁路电容的压摆电流。Q3和Q4是偏置二极管，用于设置Q5和Q6静态电流。Q2为这些二极管和齐纳二极管D1(实际上是并联基准电压源IC)提供偏置电流，D1设置相对于输出的正电源电压。Q2的集电极是一个电流镜的输出，该电流镜由高压轨之间的R9偏置。如果电源电压不是恒定值，可以用两个电流源代替R9。 Q7至Q12形成与之前所述相当的Vm减电源驱动器。请注意齐纳电压的不匹配是有意为之的：Vp比输入/输出高5V，Vm比输入/输出低3 V。这种不匹配使输入电压的中点位于LTC6240的电源限制输入范围以内，从而优化压摆波形。通常，LTC6240的电源电流会消耗Q5的发射极电流，并基本上关闭Q6，所以Vp缓冲器输出阻抗大部分是R3。因此，电源反馈Vp路径的带宽约为1/ (2π × 100 Ω × 0.001 µF) = 1.6 MHz。这保证了在10 MHz及以上的频率(此时LTC6240的开环相位向振荡发展)，Vp环路增益远小于1。100Ω电阻还让跟随器Q5不必直接驱动1000 pF电容。发射极跟随器会有输出电感，可能与容性负载发生谐振，引起振铃甚至振荡。设计自举在1.6 MHz以上的频率会失败后，我们将看到整体电路的完美行为在频率超出大约100 kHz时会降级。如果输出不能完全跟随输入，自举的好处将会打折扣。带Cin的Rin将带宽限制在100 kHz，这是ADC跟随缓冲器的系统抗混叠滤波器的一部分，它还会衰减无线电干扰和不支持的压摆率。该电路必须能够承受任何不受限制的压摆输入信号或ESD，因此Rin也用于限制输入故障电流。电阻有四个串联段，以便分担输入过驱，暂时承受1 kV的电压。根据信号源和预期过载，可以减小输入电阻。 LTC6240内部有保护二极管，可将输入过压电流引导至Vp或Vm。允许进入LTC6240输入的最大故障电流为10 mA，但如果有周围电路可以快速切断输入故障，则在短时间内可以增加该电流。该电路的预期应用中存在SPDT继电器，当未通电时，其将缓冲器的输入连接到÷10网络。通电后，继电器直接连接输入。因此，当未通电时，缓冲器连接到远大于10 kΩ的源阻抗，故障电压和电流降低的幅度与10 mA连续额定值相当。应用的输入范围为±400 V，故障容差为±1000 V。这只有在有两个比较器的情况下才能安全地实现，比较器检测输入过压并快速释放继电器。这可以在1 ms至2 ms内完成，允许100 mA瞬态输入电流，此电流不会熔化LTC6240的保护二极管。请注意，D3至D6用于将输入过载电流引导至Vhvp或Vhvm电源，该电流此前已通过LTC6240导向Vp或Vm。这些电源可能无法吸收过载电流，因为相对于正常供电操作，该电流是向后流动的。我们将依靠足够大的旁路电容来安全地保持电源电压，同时等待继电器开关减压。对于100 mA过载，我们将需要100μF电容来使电源在2 ms内的电压变化保持在2 V以内。高压信号源当测试实验室原型时，我意识到我没有信号发生器来提供任何波形的足够输出电压摆幅以激励电路。我有可以产生最多±10 V p-p的各种波形的信号发生器。现在需要设计一个可以清晰地再现大幅度波形的放大器。图4显示了一个电流反馈放大器(CFA)的高压分立实现方案。图4.高压放大器 CFA(电流反馈型放大器)具有极高的压摆率，带宽通常也很宽(单位增益时)。不过因为我们使用的是高压晶体管，所以带宽适中。与较低电压类型相比，高压晶体管具有更高的寄生电容和更低的Ft。这里有一些事项需要注意。电路本身没有限流或限制功耗的功能，因此超过10 mA的持续大负载电流会烧毁输出级，甚至可能烧毁更多电路级。此外，最好不要在高压电源上添加0.1μF以上的旁路电容。如果使用大电容，短路会引起焊接效应。有鉴于此，我不得不在高压电源上增加100μF旁路电容以抑制二次谐波失真。我用手上下摇动实验室电源，以避免硬开启和关闭。请注意，50 V电压就会产生足够的电流流过人体导致心脏停搏。最好将高压电源的电流限值降至60 mA。50 V足够高，需要警惕。在图4中，ADA4898运算放大器控制CFA，使其精度和失真受到控制。CFA一般具有高直流误差，高精度建立时间较长。运算放大器解决了这些问题。 CFA的正输入为节点n25，负输入为n5(是的，这是输入)。Rff和Rgg本身将内部CFA的增益设置为约27。这种高增益可以将运算放大器输出摆幅控制在±2 V。CFA可以设置为更高增益以进一步减轻控制放大器的负担，但如此一来，CFA将损失带宽，并且失真增加。总增益由Rf和Rg设置为20。Ctweak和Ctweak2配合Rf工作，从215 kHz以上的运算放大器整体反馈中消除CFA的相位滞后，从而增强运算放大器的稳定性。 n13是CFA增益节点，由涉及Q1/Q2/Q20和Q11/Q12/Q19的电流镜驱动。 Q7/Q8/Q10/Q13形成输出缓冲器，作为复合互补射极跟随器。没有限流电路——请勿将输出短接到任何东西! 高压放大器的CFA部分具有35 MHz的-3 dB带宽，并且不会自行峰化。整体电路的-3 dB带宽为33 MHz，但有8 dB的峰化。通常，复合放大器设计的第二放大器的带宽至少是输入控制放大器带宽的3倍以避免峰化，但我们无法获得如此有利的比率。至少8 dB峰值没有高Q值，并且振铃会相当快地消失。在峰化频率以下，目标100 kHz信号再现得很好。在100 kHz且输出为80 V p-p时，失真测量值为-82 dBc;在100 kHz以下且输出为32 V p-p时，失真降至-100 dBc。对于快速边沿，方波响应具有约60%的过冲;当输出压摆率小于250 V/μs时，过冲很小或几乎没有过冲。最大压摆率约为1900 V/μs。测量设置我们面对的是大信号，如何使用普通实验室设备来测量±40 V输出?高压放大器和高压缓冲器的输出都不应超过10 mA，而且它们也不能稳定地驱动40 pF负载。同轴电缆的电容率为27 pF/英尺，电容量太大。示波器÷10探针只有大约15 pF||10MΩ负载，因此耦合到示波器会没问题。对于失真测量，我们实验室的所有音频分析仪都不能在100 kHz时达到-80 dBc，所以我们必须求助于频谱分析仪。遗憾的是，频谱分析仪只有50Ω输入，这对我们的驱动电路来说太低。我的解决方案是将阻抗提高到50Ω(见图5);也就是说，在信号和50Ω分析仪输入之间放置一个5 kΩ分压电阻，做成一个接近÷100的分压器。重要的是，5 kΩ电阻在低频信号下不会出现热偏移，因为这些偏移与VOUT2相关，会造成偶次谐波。我选择将5个1 kΩ、2 W电阻串联起来制作Rdivider。2 W电阻具有约37°C/W的热阻，5个1 kΩ电阻具有7.5°C/W的热阻。在其上施加±40 V正弦波时，功耗为160 mW，电阻加热将导致电阻的温度升高7.5×0.16 = 1.2°C。电阻偏移大约为100 ppm /°C，因此在直流时会有120 ppm的偏移，或大约0.01%的非线性误差及-80 dBc的失真。对于我们的测量，这种精度怎么可能足够?好消息是分压器电阻的热时间常数相当大，我们预计在100 kHz周期的中部实际电阻偏移很小。讽刺的是，在较低频率(可能1 kHz及以下)时失真更差。由于分析仪输入范围有限，80 V p-p信号无论如何都必须衰减，但它仍然太大，无法获得最佳频谱分析仪性能。在无辅助的情况下，我们的分析仪只能提供-80 dBc失真，这是权衡利弊的结果，否则要么其噪声会淹没谐波，要么大输入会造成额外的失真。解决办法是在分析仪输入端放置一个100 kHz的陷阱来消除基波幅度。当信号少于几毫伏(仅谐波)时，我们可以实现接近-120 dBc的测量范围。图5显示了测试设置。图5.失真测试设置发生器通过一个低通滤波器(Linput和Cinput)驱动Rterm，滤波器衰减发生器的100 kHz谐波。失真由此改善到-113 dBc，低于要测量的电路。净化后的信号由高压放大器提升，并由缓冲器传递，缓冲器驱动分压器。电感由缠绕在大型线轴(用于功率E-I磁芯)上的磁线构成。由于会增加失真，任何类型的磁芯材料都不能使用;必须使用气绕。只需反复缠绕和测量。 Ltrap以磁场方式将谐波辐射到相邻的松散无屏蔽线路(这是我常用的方法)，因此我将陷阱元件放在一个带有接地BNC插孔连接的饼干罐中。我们实验室中有饼干罐;我喜欢烧烤锅，但任何屏蔽钢质箱都可以。为了校准，我将两个放大器替换为直通线，并记录下二次到四次谐波频率时从Rterm电压到频谱分析仪输入的增益。在失真测试中测量谐波时，我使用所存储的该频率对应增益来推断缓冲器输出端的谐波成分。我用一个示波器监测缓冲器基频输出的幅度，计算归一化谐波的有效值，然后除以基波幅度，得到整体失真。结果使用图5所示设置，频谱分析仪在70 V p-p和80 V p-p输出时的失真为-81 dBc，在50 V p-p和60 V p-p输出时的失真为-82 dBc，在16 V p-p和32V p-p输出时的失真为-86.5 dBc，频率均为100 kHz。然后测量直流线性度、增益精度和输入范围。图6显示了扫描输入直流信号时缓冲器的输入失调。任何具有有用输入特性的放大器都可以如上所述进行自举，从而配合高压信号工作。超低输入噪声或超低失调放大器可以在数百伏下运行。图6.缓冲器的VOS与VIN的关系。Rl = 50 kΩ和∞ 万用表难以在±40 V信号的背景下解析亚微伏变化，但由于这是一个缓冲器，我们可以简单地将电压表从输入连接到输出以找到偏移量，并使用一个敏感范围。对于±40 V输入，该万用表的共模抑制小于1μV(该测试的输入短路)。曲线中的扰动是由低频噪声(尤其是热扰动)引起的。有人在附近或空调就能导致气流和热变化，致使电路中出现微伏级的塞贝克和热电偶电压误差。我没有很好的屏蔽室，但我用一些衣服遮住电路以防止气流影响。即便如此，结果仍有0.6μV rms的漂移。在噪声中，无负载(绿色)曲线表明增益误差约为 0.03 ppm。还算不赖。未自举的LTC6240的标称增益误差为5.6 ppm，CMRR误差导致的最差情况增益误差为100 ppm。当加载50 kΩ(紫色)时，我们看到增益误差为-0.38 ppm。该负载增益误差相当于0.02Ω的输出阻抗。很难知道0.02Ω来自何方——它可能是负载电流调制Vp或Vm，并通过LTC6240内的共模抑制或增益限制过程起作用，或者它可能只是导线和电路板电阻。无论如何，为使增益保持精确，我们可以将LTC6240的反馈远程连接到最终负载，形成一个开尔文连接。图7显示了小信号脉冲响应。图7.小信号脉冲响应对绿色通道中的振铃我要表示道歉，这是高压放大器的输出。它不是自行振铃的，原因只是我使用的示波器探针和板对板接地很一般。黄色通道是缓冲器输出，它是由Cin + Rin主导的简单指数图像。图8显示了大信号脉冲响应，输入压摆率为±32 V/μs——很好很平滑的响应。图8.对中等输入压摆率(±32 V/μs)的大信号响应图9显示了缓冲器对过载压摆率的响应。在100 kHz时80 V p-p输出要求峰值压摆率为±25 V/μs，这在所示的±32 V/μs能力范围内。图9.对过载输入压摆率(±130 V/μs)的大信号响应请注意，输入滤波器将过载压摆率限制为缓冲器可以处理的量。纹波是自举电路无法跟随输出压摆的伪像，这导致压摆期间输入裕量反复过载。减小Cin会迫使输入压摆率变得更大，自举电路将无法跟随，导致波纹更难看。总结本文展示了一种让低压运算放大器缓冲器有效自举成高压缓冲器的方法。我们采用了一款具有出色输入特性的运算放大器，并进一步提高其性能，使其电压范围、增益精度、压摆率和失真性能均优于原来的运算放大器。

时间：2020-03-11 关键词：电源运算放大器高压信号
采用“系列优先”的方法进行运算放大器设计

TI丰富的产品组合由48个独特的放大器组成(包括新的TLV9001、TLV9052、TLV9064)，提供了16种不同的封装，其中包括业内最小的单通道和四通道封装。在此技术文章中，您将了解到此新的运算放大器系列如何满足各种项目需要，减少印刷电路板(PCB)的空间，并提供多种带宽选项，为您的信号链提供更多增益。我们拥有丰富多元的产品组合可以帮助您选择准确的通道数量、速度以及确定您的系统需求。通过出色产品性能，实现设计功能多元化图1概述了全器件系列，顶部突出显示了相似之处。这三种子系列可以互换，因为它们使用的电源电压、输入和输出电压范围以及偏移电压均相同。此外，其相似的低电阻输出阻抗可最大限度地减少稳定性问题。图1：放大器系列对比然而，每个子系列都具有独特的性能优势。例如，如果您为了感测电机电流，最初在带输出摆幅至GND电路的单电源低压侧、单向电流传感解决方案中使用TLV9002，但后来，为了处理大型电机电流瞬变，确定需要更高的增益和更快的转换速率，那么您可以轻松切换到更高带宽、引脚对引脚兼容的TLV9052，无需再重新进行设计。这是可以实现的，因为每个子系列都有相同的16个封装选项，涵盖所有三种通道配置。封装灵活性图2详细列出了各种封装方案的详细信息。“行业标准”( Industry Standard)一列确定了封装是否可从其他供应商处获得，以作为第二次采购的选项。“关闭”(Shutdown)一列突出显示了具有关闭功能的封装。关闭功能有助于降低总能耗。虽然大多数的小封装选项都是四方扁平无引线(QFN)封装，但我所强调的封装选项不属于上述类型。双通道、小外形晶体管(SOT)-23-薄封装采用单通道SOT-23封装体，但它有8个引脚，而不是传统的5或6个引脚。这对于那些更大的引线封装来说是一个非常好的选择，如小外形集成电路(SOIC)、薄小外形封装(TSSOP)或极薄小外形封装(VSSOP)。如要多源采购8引脚SOT-23和传统的引线封装，也可以采用双布局技术。如要了解更多详情，请阅读模拟设计期刊文章，“小封装放大器的二次采购选项”。但是，如果您想最大限度地减少PCB空间的话，我建议采用QFN封装选项。

时间：2019-12-29 关键词：运算放大器电源资讯
采用“系列优先”的方法进行运算放大器设计

当我第一次光顾德克萨斯的一家烧烤店时，菜单上各式各样的肉让我感到非常惊讶，以至于我不知道要选哪一种。但幸运的是，烧烤店提供了三种肉的拼盘，因而我可以尝一下不同种类的肉。其实，作为一个寻求运算放大器(op amp)的设计工程师，您也可以有很多选择。另外，随着如今生产周期不断缩短，您需要快速做出决定。选择了错误的运算放大器可能会耗费时间和金钱。TI丰富的产品组合由48个独特的放大器组成(包括新的TLV9001、TLV9052、TLV9064)，提供了16种不同的封装，其中包括业内最小的单通道和四通道封装。在此技术文章中，您将了解到此新的运算放大器系列如何满足各种项目需要，减少印刷电路板(PCB)的空间，并提供多种带宽选项，为您的信号链提供更多增益。我们拥有丰富多元的产品组合可以帮助您选择准确的通道数量、速度以及确定您的系统需求。通过出色产品性能，实现设计功能多元化图1概述了全器件系列，顶部突出显示了相似之处。这三种子系列可以互换，因为它们使用的电源电压、输入和输出电压范围以及偏移电压均相同。此外，其相似的低电阻输出阻抗可最大限度地减少稳定性问题。图1：放大器系列对比然而，每个子系列都具有独特的性能优势。例如，如果您为了感测电机电流，最初在带输出摆幅至GND电路的单电源低压侧、单向电流传感解决方案中使用TLV9002，但后来，为了处理大型电机电流瞬变，确定需要更高的增益和更快的转换速率，那么您可以轻松切换到更高带宽、引脚对引脚兼容的TLV9052，无需再重新进行设计。这是可以实现的，因为每个子系列都有相同的16个封装选项，涵盖所有三种通道配置。封装灵活性图2详细列出了各种封装方案的详细信息。“行业标准”(Industry Standard)一列确定了封装是否可从其他供应商处获得，以作为第二次采购的选项。“关闭”(Shutdown)一列突出显示了具有关闭功能的封装。关闭功能有助于降低总能耗。虽然大多数的小封装选项都是四方扁平无引线(QFN)封装，但我所强调的封装选项不属于上述类型。双通道、小外形晶体管(SOT)-23-薄封装采用单通道SOT-23封装体，但它有8个引脚，而不是传统的5或6个引脚。这对于那些更大的引线封装来说是一个非常好的选择，如小外形集成电路(SOIC)、薄小外形封装(TSSOP)或极薄小外形封装(VSSOP)。如要多源采购8引脚SOT-23和传统的引线封装，也可以采用双布局技术。如要了解更多详情，请阅读模拟设计期刊文章，“小封装放大器的二次采购选项”。但是，如果您想最大限度地减少PCB空间的话，我建议采用QFN封装选项。图2：放大器系列封装选项尺寸的突破这三种放大器子系列采用业界最小的单通道和四通道封装。相比同类小尺寸器件，TI单通道的0.8mm x 0.8mm超小型无引线(X2SON)封装的尺寸要小13%，其2.0mm x 2.0mm超小型QFN(X2QFN)封装的尺寸还要小7%。这些封装加上双通道1.0mm x 1.5mm X2QFN封装，能提供多种选择来帮助您减少PCB面积。您可以在图3的右侧看到这3种封装。图3：逐步实现更小的封装由于间距较小的缘故，制造技术可能会限制采用超小型QFN封装，因此，TI还可以提供不同间距的多种小型封装选项。应用报告“使用TI的X2SON封装进行设计和制造”提供了这些封装的布局和走线指南。总结有人说选择太多会导致无从下手。但我认为，不管是在德克萨斯州决定吃什么烧烤，还是设计工程师选择放大器，选择当然是越多越好。当您下次开始设计时，可以选择如下运算放大器系列：有三款不同的性能水平可供选择;16个独特的封装选项之一;采用业界最小的单通道和四通道封装并可在您需要时节省PCB面积。

时间：2019-12-27 关键词： PCB 放大器运算放大器
了解下什么是电压跟随器

电压跟随器简介电压跟随器是共集电极电路，信号从基极输入，射极输出，故又称射极输出器。基极电压与集电极电压相位相同，即输入电压与输出电压同相，也就是电压跟随器的电压放大倍数恒小于且接近1。当RF=0，R1=∞，即uo=ui，Auf=1这时输出电压跟随输入电压作形同的变化，称为电压跟随器。那么电压跟随有什么作用呢?概括地讲，电压跟随器起缓冲、隔离、提高带载能力的作用。共集电路的输入高阻抗，输出低阻抗的特性，使得它在电路中可以起到阻抗匹配的作用，能够使得后一级的放大电路更好的工作。电压隔离器输出电压近似输入电压幅度，并对前级电路呈高阻状态，对后级电路呈低阻状态，因而对前后级电路起到“隔离”作用，电压跟随器常用作中间级，以“隔离”前后级之间的影响，此时称之为缓冲级。基本原理还是利用它的输入阻抗高和输出阻抗低的特点。电压跟随器的输入阻抗高、输出阻抗低的特点，可以极端一点去理解，当输入阻抗很高时，就相当于对前级电路开路;当输出阻抗很低时，对后级电路就相当于一个恒压源，即输出电压不瘦后级电路阻抗的影响。一个对前级电路相当于开路，输出电压又不受后级阻抗影响的电路当然具备隔离作用，即使前、后级电路之间互不影响。电压跟随器主要用途在哪里 1、缓冲在一定程度上可以避免由于输出阻抗较高，而下一级输入阻抗较小时产生的信号损耗，起到承上启下的作用。 2、隔离由于电压跟随器具有输入阻抗高，输出阻抗低的特点，使得它对上一级电路呈现高阻状态，而对下一级电路呈现低阻状态，常用于中间级，以隔离前后级电路，消除它们之间的相互影响。在HIFI电路中就包含电压跟随器，将其置于前级和功放之间，用于消除扬声器的反电动势对前级的干扰，使得音质更加清晰。 3、阻抗匹配、提高带载能力共集电路的输入高阻抗，输出低阻抗的特性，使得它在电路中可以起到阻抗匹配(阻抗从字面上看就与电阻不一样，其中只有一个阻字是相同的，而另一个抗字呢?简单地说，阻抗就是电阻加电抗，所以才叫阻抗;周延一点地说，阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上的和。在直流电的世界中，物体对电流阻碍的作用叫做电阻，世界上所有的物质都有电阻，只是电阻值的大小差异而已。电阻小的物质称作良导体，电阻很大的物质称作非导体，而最近在高科技领域中称的超导体，则是一种电阻值几近于零的东西。但是在交流电的领域中则除了电阻会阻碍电流以外，电容及电感也会阻碍电流的流动，这种作用就称之为电抗，意即抵抗电流的作用。电容及电感的电抗分别称作电容抗及电感抗，简称容抗及感抗。它们的计量单位与电阻一样是欧姆，而其值的大小则和交流电的频率有关系，频率愈高则容抗愈小感抗愈大，频率愈低则容抗愈大而感抗愈小。此外电容抗和电感抗还有相位角度的问题，具有向量上的关系式，因此才会说：阻抗是电阻与电抗在向量上的和)的作用，能够使得后一级的放大电路更好的工作。举一个应用的典型例子：电吉他的信号输出属于高阻，接入录音设备或者音箱时，在音色处理电路之前加入这个电压跟随器，会使得阻抗匹配，音色更加完美。关于AD前面的电压跟随器 R25的作用是消反射的，运放的5、6角理论上是电压相同的，且输入阻抗是无穷大!那么输入信号的电流主要是通过R28流入地，也就是输入点的电压在WK-in点形成，理论上不会有电流流入R25，如果没有R25那么信号就会100%反射到WK-in上，如果信号源的内阻非常的大，也就是带载的能力很差，反射的信号就会在R28的输入点附近形成很强的发射震荡也就是“回音”这样的噪声经过放大就会使输出信号质量很差，R25和C12的接入可以把在5pin的反射信号有效地吸收，高频的反射信号通过C12泄放到地(AGND)R25把反射的信号阻隔在5pin的输入端。那么R25为什么是20K呢?这个可能是经验值，R25大了就会影响到5pin的信号强度毕竟运放不是理想的在说也同样会反射大量的信号，小了就像导线一样不能阻挡反射信号。通常会取到R28的2-3倍这个样子。R28、R25、R27的选取和运放的工作阻抗有关。D2、D3静电钳位，100ohm电阻不是阻抗匹配!通常的电路都有内阻，一般的数字电路的普遍内阻在100ohm左右，也就是VCC 5V的情况下，最大输出电流时50mA的样子，所以电路中常用100ohm的电阻来消反射。这样的电路中的输出功率最大也就是阻抗匹配!电流也最大。当运算放大器作为电压跟随器时，输入输出端出现相位差的原因有：其原因大致可分为两种： 1，由于运算放大器固有的特性 2，由于运算放大器以外的反馈环路的特性

时间：2019-12-23 关键词：运算放大器电压跟随器共集电极电路
电压跟随器秘笈(四)，分析电压跟随器输入/输出误差

电压跟随器是常用的电子元器件之一，对于电压跟随器，小编曾带来过相关文章。为增进大家对电压跟随器的理解，本文将以另一个视角对电压跟随器加以讲解。本文目的在于分析电压跟随器输入、输出之间的误差，主要内容为：输入输出端出现相位差的主要原因、运算放大器的特性、运算放大器周边电路对反馈环路的影响。如果你对本文将要讲解的内容存在一定兴趣，不妨继续往下阅读哦。电压跟随器，顾名思义，就是输出电压与输入电压是相同的，就是说，电压跟随器的电压放大倍数恒小于且接近1。电压跟随器的显著特点就是，输入阻抗高，而输出阻抗低，一般来说，输入阻抗要达到几兆欧姆是很容易做到的。输出阻抗低，通常可以到几欧姆，甚至更低。一、输入输出端出现相位差的主要原因其原因大致可分为两种： 1，由于运算放大器固有的特性 2，由于运算放大器以外的反馈环路的特性二、运算放大器的特性 Fig2a 及Fig2b分别代表性地反映了运算放大器的电压增益—频率特性和相位—频率特性。数据手册中也有这两张曲线图。如图所示，运算放大器的电压增益和相位随频率变化。运算放大器的增益与反馈后的增益(使用电压跟随器时为0dB)之差，即为反馈环路绕行一周的增益(反馈增益)。如果反馈增益不足1倍(0dB)，那么，即使相位变化180o，回到正反馈状态，负增益也将在电路中逐渐衰减，理论上不会引起震荡。反而言之，当相位变化180o后，如频率对应的环路增益为1倍，则将维持原有振幅;如频率对应的环路增益为大于1倍时，振幅将逐渐发散。在多数情况下，在振幅发散过程中，受最大输出电压等非线性要素的影响，振幅受到限制，将维持震荡状态。为此，当环路增益为0dB时的频率所对应的相位与180o之间的差是判断负反馈环路稳定性的重要因素，该参数称为相位裕度。(Fig2b.) 如没有特别说明，单个放大器作为电压跟随器时，要保持足够相位裕度的。注：数据手册注明「建议使用6dB以上的增益」的放大器，不可用作电压跟随器。三、运算放大器周边电路对反馈环路的影响在实际应用中，构成电压跟随器并非象Fig1.那样简单地将输入端和输出端直接连接在一起。至少输出端是与某个负载连接在一起的。因此，必须考虑到该负载对放大器的影响。例如，如Fig3.所示，输出端和接地之间接电容时，这一容量与运算放大器的输出电阻构成的常数造成相位滞后。 (Fig2b.所示之状态可能变化为Fig2c所示之状态)这时，环路增益在输出电阻和C的作用下降低。同时，相位和增益之间不再有比例关系，相位滞后成为决定性因素，使反馈环路失去稳定，最糟糕时可能导致震荡。单纯地在输出端和接地之间连接电容，构成电压跟随器时，每种运算放大器之间的稳定性存在差异。 Fig4.为输入端需要保护电阻的运算放大器可能发生的问题。为解决Fig3.出现的问题，可采用Fig5.(a)、(b)所示之方法。(a)图中插入R，消除因CL而产生的反馈环路相位滞后。(在高频区，R作为运算放大器的负荷取代了CL而显现出来。) (b)则用C1来消除CL造成的相位滞后。为解决Fig4.的问题，则可在输入保护电阻上并联一个尺寸适当的电容。一般被叫做“输入电容取消值”的近似值约为10pF～100pF。以上便是小编此次为大家带来的“电压跟随器”相关内容，通过本文，希望大家对输入输出端出现相位差的主要原因、运算放大器的特性、运算放大器周边电路对反馈环路的影响有所了解。如果你对本文内容感到满意，不妨继续关注我们网站哦，你可在往期文章中找到更多“电压跟随器”精彩内容。最后，十分感谢大家的阅读，have a nice day!

时间：2019-12-19 关键词：相位差运算放大器电压跟随器
运算放大器 -工业控制精度的应用需求

工业电子控制的发展要求有测量和精确控制设备位置、角度和旋转的能力。这些应用，如装配机器人、表面和阀门致动器，不仅有潜力提供更高质量的成品，还可以让工人从恶劣的环境中撤离，提高安全。随着应用从过去的纯机械转向现在的混合机械和电气系统，机械工业设备必须在广泛变化的条件下运行，这提出了挑战。为使工业集成电路能够实现这些能力，在各种环境条件下的精度是绝对要求。这些新系统必须在相同的环境中运行，并且具有与它们所替换的机械系统相同或比其更高的可靠性。当我们想到机械系统时，首先想到的是运动。一些东西需要转动，它需要向上、向下、向左或向右移动。使用数字控制实现真实世界运动的一个关键要素是解析器，解析器控制系统的运动。驱动解析器的关键半导体器件是运算放大器。这类要求的一个例子如下所示，解析器电路可用于工业机器人手臂等应用。(图1)在这个例子中，信号传递给运算放大器，从而驱动解析器旋转工业机器人的手臂。图1 精确运动、旋转度或直线运动测量不仅要求精密，而且要求时间和温度的一致性。无论世界各地的工厂位置，由过程控制器发起的输入在所有极端环境都产生相同的运动很重要。同样重要的是，从交付的第一天起就有一致的移动，并在整个10多年的工业生命周期中提供一致的运动。安森美半导体提供两种精密运算放大器NCS21911和NCV21911，是极佳的选择，能在宽温度范围(-40℃至125 ℃)满足精确性能的要求，并在工业市场所需的多年运行中保持这种性能。精密输入偏置电压和精密输入偏置电压随温度漂移的规格支持工业机器人应用于许多领域，如汽车制造。采用的创新技术是零漂移，大多数运算放大器的性能随着温度的变化和产品的老化而不同。零漂移的创新之处在于，运算放大器在内部自校正性能漂移。同样的零漂移技术，用于实现随温度非常低的偏移漂移，也校正了输入偏移电压随时间的漂移。见表1。表1：NCV21911 工业系统设计人员的任务是设计必须在极端环境条件下运行的系统，极端环境条件涵盖在北极勘探石油和天然气、安全穿越热带巴拿马运河。NCS(V)21911的零漂移技术旨在通过自校正以前必须由系统设计人员来校正的环境变化，使设计人员的工作更容易。同样的技术也适用于其他应用，包括航空、汽车和体重秤，为每种应用都带来许多好处。

时间：2019-10-28 关键词：工业控制运算放大器解析器
新型放大密的准确性和成本效益

一个精密运算放大器的关键是输入失调电压。其共模抑制比(CMRR)和电源抑制比(PSRR)也有更好的规格，但这两个参数都可当作随共模电压或电源电压变化的输入失调电压。什么是输入失调电压?输入失调电压是每一个运算放大器输入的固有偏置，是由于制造工艺引起的输入晶体管轻微失配。在学校时，我们了解到理想的运放具有零输入失调电压，但我们知道在现实世界不是这样。传统通用运算放大器如LM321有VOS =±7mV(最大值)，现代通用运算放大器如NCS20071有VOS =±3.5 mV(最大值)。此最大规格分布在零附近。这说明大多时候随机选择的器件将表现出近零的偏置。您可以确信，您的原型电路与常用的LM321一起完美工作，但当电路进入量产时，您可能会发现发生故障的比例相当大。这是因为制造工艺产生器件间变异(part-to-part variation)，并且一些器件接近限值。您应始终为电路设计最大输入失调电压。我们有时看到客户忘记检查电路在最坏情况下的限值:输入失调电压限值、CMRR限值、电阻网络容差、温度效应等。相较LM321和NCS20071通用运算放大器，新的NCS21911精密运算放大器由于其斩波稳定式结构，最大失调VOS = ±25µV(微伏)。失调电压实际上产生多少差异?让我们考虑这样一种状况：分路压降为固定的50mV，如图1所示。图1. 对比输入失调电压和由此产生的输出偏移误差。输入失调电压7 mV和3.5 mV的放大器具有明显的输出偏移误差。我们可更仔细看看图2中Vos=7 mv的示例。图2. 低边电流检测和输入失调电压造成输出误差通过选择精密运放如NCS21911，输入失调电压造成的误差在这电路示例中几乎可忽略不计。它不仅提高了输出精度，甚至还有一些余量来减小检测电阻尺寸，并仍保持所需的精度。由于低失调电压支持降低检测电阻值，同时保持相同的精度，如图3所示，效率得以大大提高。当检测电阻尺寸减小时会发生什么?检测电阻功耗更少，这意味着可以使用更低瓦特和更低成本的电阻，而物理尺寸更较小的检测电阻最终占用PCB的空间更少，提高了系统的整体能效，减少了损耗。图3. 对比固定精度要求下输入失调电压和由此产生的分路压降。分路压降越小，效率越高。在许多应用中，流过检测电阻器的负载电流是可变的。有时当客户尝试在0A附近进行电流测量时，他们发现误差显著增加;这是正常的，应该是预期的。当电流降至零时，误差百分比变为无穷大。这电流检测电路用于测量电流;不是用于在没有电流时的精确测量。图4显示了精度如何随着电流增加而提高。注意由于输入失调电压导致的误差变化。即使当检测电压降低时，NCS21911的25µV偏移也支持相对精确的测量。图4. 由于输入失调电压造成的误差似乎在效率和精密性上的小改进可以节省物料单、印刷电路板(PCB)成本和电费。虽然选择较便宜的运算放大器可能会在前期省一些钱，但考虑到最终系统级的节省可能是您的优势，通过采用价格合理的精密运算放大器。在许多应用中，通用运算放大器会正常工作。即使传统的LM321也可在已设计相应电路的电流检测应用中工作。记住，您应该预期相对较高的输出误差。或者，检测电阻器的尺寸应当较大，以获得比输入失调电压足够大的压降。

时间：2019-10-10 关键词：运算放大器精密电源其他电源电路
贸泽开售Texas Instruments OPA855 8-GHz运算放大器

2019年9月16日–专注于引入新品的全球电子元器件授权分销商贸泽电子(Mouser Electronics)即日起备货Texas Instruments(TI)的OPA855非完全补偿放大器。该款双极性输入的宽带低噪声运算放大器非常适合配置为高带宽跨阻放大器和电压放大器，其8GHz增益带宽积(GBWP)可以在维持较高闭环带宽的前提下实现高增益配置。不仅如此，OPA855的输入噪声仅为0.98nV/√Hz，能够尽可能降低来自于放大器的噪声影响，同时其压摆率达2750V/μs，可实现更宽的电压摆幅。贸泽备货的Texas Instruments OPA855在用作跨阻放大器(TIA)时的输入电容只有0.8pF，可以尽可能地降低电路的总输入电容，帮助设计出更高速的方案。该器件还通过独特的封装引脚排列方式简化了反馈网络的布局，并隔离输入和反馈连接之间产生的引脚间电容。借助这种设计，可以降低放大器反馈网络周围的总寄生电容，让高增益TIA设计能够实现高带宽。用作TIA的OPA855可以配合时间数字转换器(如TI的TDC7201)用于光学飞行时间(ToF)系统中。此外，OPA855也可以配合差分输出放大器(如TI的THS4541或LMH5401)，在高分辨率LIDAR系统中驱动高速模数转换器(ADC)。OPA855是TI超宽带运算放大器系列的新成员，该系列还推出了使用FET输入的OPA858和OPA859器件。该系列放大器非常适合用在高带宽跨阻电路，以及高速数据采集系统、低噪声前端等应用中。OPA855由专用于该器件的OPA855DSGEVM运算放大器评估模块和通用的DEM-OPA-WSON8-EVM无载评估模块提供支持。

时间：2019-09-16 关键词： tof 运算放大器 gbwp
分立差动放大器与集成解决方案

问题：为什么要多花钱少办事?回答：经典的分立差动放大器设计非常简单。一个运算放大器和四电阻网络有何复杂之处?但是，这种电路的性能可能不像设计人员想要的那么好。本文从实际生产设计出发，讨论了与分立电阻相关的一些缺点，包括增益精度、增益漂移、交流共模抑制(CMR)和失调漂移等方面。经典的四电阻差动放大器如图1所示。图1.经典分立差动放大器该放大器电路的传递函数为：若R1=R3且R2=R4，则公式1简化为：这种简化有助于快速估算预期信号，但这些电阻绝不会完全相等。此外，电阻通常有低精度和高温度系数的缺点，这会给电路带来重大误差。例如，使用良好的运算放大器和标准的1%、100ppm/°C增益设置电阻，初始增益误差最高可达2%，温度漂移可达200ppm/°C。为了解决这个问题，一种解决方案是使用单片电阻网络实现精密增益设置，但这种结构很庞大且昂贵。除了低精度和显著的温度漂移之外，大多数分立差动运算放大器电路的CMR也较差，并且输入电压范围小于电源电压。此外，单片仪表放大器会有增益漂移，因为前置放大器的内部电阻网络与接入RG引脚的外部增益设置电阻不匹配。解决所有这些问题的最佳办法是使用带内部增益设置电阻的差动放大器，例如AD8271。通常，这些产品由高精度、低失真运算放大器和多个微调电阻组成。通过连接这些电阻可以创建各种各样的放大器电路，包括差动、同相和反相配置。芯片上的电阻可以并联连接以提供更广泛的选项。相比于分立设计，使用片内电阻可为设计人员带来多项优势。运算放大器电路的直流性能大部分取决于周围电阻的精度。这些内部电阻布局紧密匹配，并经过激光调整和匹配精度测试。因此，它能保证增益漂移、共模抑制和增益误差等特性高度精确。图1所示的电路集成后可提供0.1%的增益精度和小于10ppm/°C的增益漂移，如图2所示。图2.增益误差与温度的关系——AD8271与分立解决方案比较交流性能在电路尺寸方面，集成电路比印刷电路板(PCB)小得多，因此相应的寄生参数也较小，对交流性能有利。例如，AD8271运算放大器的正负输入端有意不提供输出引脚。这些节点不连接到PCB上的走线，电容保持较低，从而提高环路稳定性并优化整个频率范围内的共模抑制。性能比较参见图3。图3.CMRR与频率的关系——AD8271与分立解决方案CMRR比较差动放大器的一项重要功能是抑制两路输入的共模信号。参考图1，如果电阻R1至R4不完全匹配(或者当增益大于1时，R1、R2和R3、R4的比率不匹配)，那么部分共模电压将被差动放大器放大，并作为V1和V2之间的有效差压出现在VOUT处，其无法与实际信号相区分。如果电阻不理想，那么部分共模电压将被差动放大器放大，并作为V1和V2之间的有效差压出现在VOUT处，其无法与实际信号相区分。差动放大器抑制这一部分电压的能力称为共模抑制。该参数可以表示为共模抑制比(CMRR)或转换为分贝(dB)。分立解决方案的电阻匹配不如集成解决方案中的激光调整电阻匹配那么好，这可以从图4中输出电压与CMV的关系曲线看出来。图4.输出电压与共模电压的关系——AD8271与分立解决方案比较假设使用理想运算放大器，则CMRR为：其中，Ad为差动放大器的增益，t为电阻容差。因此，对于单位增益和1%电阻，CMRR为50V/V或约34dB;使用0.1%电阻时，CMRR增加到54dB。即使采用具有无限大共模抑制的理想运算放大器，整体CMRR也会受电阻匹配的限制。某些低成本运算放大器具有60dB至70dB的最小CMRR，使误差更为糟糕。低容差电阻放大器在其指定工作温度范围内通常表现良好，但必须考虑外部分立电阻的温度系数。对于带有集成电阻的放大器，电阻可以进行漂移调整和匹配。布局通常使电阻相互靠近，因此它们会一同漂移，从而降低其失调温度系数。在分立情况下，电阻在PCB上散开，匹配情况也不如集成方案，产生的失调温度系数会更差，如图5所示。图5.系统失调与温度的关系——AD8271与分立解决方案比较无论是分立式或是单芯片，四电阻差动放大器的使用都非常广泛。由于只有一个器件放置在PCB上，而不是多个分立元件，因此可以更快速、更高效地构建电路板，并节省大量面积。为了获得稳定且值得投入生产的设计，应仔细考虑噪声增益、输入电压范围和CMR(达到80dB或更高)。这些电阻均采用相同的低漂移薄膜材料制成，因此在一定温度范围内可提供出色的比例匹配。结论通过本文很容易看出内置增益设置电阻的放大器与分立差动放大器之间的区别。

时间：2019-09-05 关键词：放大器运算放大器分立差动
零漂移精密运算放大器：测量和消除混叠，以实现更精确的电流检测

零漂移精密运算放大器是专为由于差分电压小而要求高输出精度的应用设计的专用运算放大器。它们不仅具有低输入失调电压，还具有高共模抑制比(CMRR)、高电源抑制比(PSRR)、高开环增益和在宽温度及时间范围的低漂移(见表1)。这些特征使其非常适用于诸如低边电流检测和传感器接口、特别是具有非常小的差分信号的应用。表1.影响运算放大器准确度和精密度的关键参数。虽然零漂移运算放大器制造商有时声称这些器件没有混叠效应，但实际上它们可能容易出现混叠，因为这些器件使用采样来最小化输入失调电压。因此，设计人员应测试其运算放大器电路的混叠效应。经证实使用频谱或网络分析器的传统方法检测混叠是不够的，因此建议设计人员使用一种测量技术，将输入扫过一个频率范围，并在示波器上观察运算放大器的输出。本文将这种测试方法应用于不同的运算放大器，以观察不同的零漂移运算放大器在混叠方面的差异。测试的器件包括安森美半导体和竞争对手的自动调零和斩波稳定类型。本文首先阐述了输入失调电压对运算放大器性能的影响，以及零漂移、斩波稳定运算放大器与通用运算放大器在性能上的差异。接下来描述斩波稳定运算放大器的运行，以及当输入信号接近或超过运放偏移校正频率时，这些放大器中发生的采样如何导致混叠。斩波稳定结构并不是实施零漂移运算放大器的唯一方法，并且将斩波稳定结构与另一种称为自动调零的零漂移结构进行了比较。在给出了各种运算放大器的混叠测量后，本文解释了奈奎斯特采样(Nyquist sampling)理论如何确定无混叠的允许输入频率范围，以及如何应用简单的低通滤波器来防止混叠。本文后面的章节阐释了零漂移运算放大器中运放输入失调电压与其他参数如瞬态响应、启动时间、轨对轨运行、低频噪声和输入电流之间的关系。最后，阐释了SPICE模型不能解释像混叠这样的零漂移效应。为何输入失调电压很重要?失调电压是限制能可靠捕获的最小信号的参数之一。这定义了低动态范围级别。输入失调电压是所有运算放大器的关键参数。在数据表中，它通常被称为VOS或VIO。它是IN+和IN-端子之间固有的差分电压，衡量输入对匹配程度。对于理想运算放大器，在闭环系统中VIN+ = VIN-。在现实世界中，由于输入失调电压的影响，VIN-不会等于VIN+。尽管有一些硅级设计技术可以用来改进输入对匹配，但是制造工艺是产生输入失调电压的主要因素。半导体材料中的缺陷导致输入引脚之间的内部电压差。制造工艺引起的不同类型的缺陷会产生不同的温度系数。器件间的这差异会导致特定器件的漂移(不同温度下的输入失调电压漂移)高于或低于数据表上的典型值。此外，漂移系数随温度的变化可能是正的，也可能是负的。这使得很难简单地校准应用中的输入失调电压。在某些情况下，减小传统线性运算放大器中的偏移或漂移会导致功耗的损失。输入失调电压乘以增益并加到输出电压中，实质上向输出增加误差因子，如图1所示。这个参数在测量小差分电压时变得至关重要。随着差分电压的减小，由输入失调电压引起的误差增大。Closed Loop Gain：闭环增益Noise Gain：噪声增益Error due to Vcc：由Vcc引起的误差图1.差分放大器配置中带有运算放大器的电流检测低失调电压至关重要，因为输入失调电压被噪声增益放大，在输出端产生偏移误差。在图1所示的差分放大电路中，输出电压是信号增益项和噪声增益项之和：作为内部运放参数，输入失调电压与噪声增益而不是信号增益相乘。这将导致输出偏移误差。尽量减小这种偏移量的一种精密放大器，利用多种技术来降低输入失调电压。对于零漂移放大器，这特别适用于低频和直流信号。表2比较了常用的通用运算放大器与斩波稳定的零漂移放大器的最大输入偏移量。表2.比较常用的通用运算放大器与斩波稳定零漂移运算放大器的最大失调电压零漂移运算放大器的构成?精密运放能够实现“零漂移”失调电压，随着温度和时间的变化，通过多种技术保持低输入失调电压。放大器可实现这的方法之一是使用一种定期测量输入失调电压并校正输出端偏移量的设计技术。这种结构称为斩波稳定结构。与所有工程解决方案一样，零漂移运算放大器也有其局限性。一个不太明显的原因是斩波稳定放大器的内部电路包含钟控系统。安森美半导体的NCS333和NCS21911中所用的斩波稳定结构的简化框如图2所示。虽然有些人可能会认为，这种类型的斩波是一个实时系统，但实践表明，它容易受到经典采样系统的混叠或外差问题的影响。斩波稳定运算放大器的主要伪像发生在信号接近斩波器的时钟频率时。本文使用了混叠这个词，但所含的问题称为外差可能更为恰当。Chopper-Stabilized Amplifier: 斩波稳定放大器High frequency path: 高频路径Main amp: 主放大器Low frequency path: 低频路径Chopper：斩波Nulling amp：稳零放大器RC notch filter: RC陷波滤波器图2.斩波稳定运算放大器的简化框图在图2中，下信号路径是斩波器采样输入失调电压的地方，然后用于校正输出偏移量。此偏移校正频率在放大器的总带宽内。由于这种结构使用采样法，所以当输入信号频率保持在相关奈奎斯特(Nyquist)频率以下时，就会表现出最佳性能。这意味着输入信号频率不仅需要在闭环带宽范围内，而且还要在偏移校正频率的一半范围内才能达到最佳性能。这使得斩波器保持高于Nyquist速率的采样频率，消除了混叠的可能性。当信号频率超过Nyquist频率时，可能在输出端发生混叠。由于使用采样系统，故这是所有斩波器和斩波稳定结构的固有限制。斩波器稳定的结构得益于具有前馈路径，如图2框图的上信号路径所示，这是一种将增益带宽扩展到采样频率之外的高速信号路径。这不仅有助于保留输入信号的高频分量，而且还能提高低频的环路增益。假设运算放大器的开环增益下降了-20 dB/十年。当单位增益带宽增加时，图也向更高增益方向移动。在图3中给出了一个例子，当运算放大器被放入闭环系统时，系统的开环增益增加，提高了系统的闭环精度。这对于低边电流检测和传感器接口应用特别有用，在这些应用中，信号是低频的，差分电压相对较小。图3.开环增益随两个斩波稳定放大器的频率变化而变化。更高带宽的NCS21911显示增加单位增益带宽也如何增加总开环增益。增加的开环增益提高闭环系统的精度，即使是直流系统然而，并不是所有的零漂移放大器都一样。架构的不同实施可能有不同的结果。即使由于采样的限制，安森美半导体的NCS333和NCS21911系列运算放大器与其他制造商的竞争器件相比有最小的混叠，不太容易受到混叠效应的影响。这是因为安森美半导体的专利方案使用两个级联的、对称的、RC陷波滤波器调谐到斩波频率和它的5次谐波，以减少混叠效应。另一种零漂移架构被称为“自归零”。图4所示的自归零架构的框图类似于斩波稳定架构，但实现方式不同。自归零架构有主放大器和稳零放大器。此方法还使用时钟系统。在第一阶段，开关电容保持前一相位在稳零放大器输出的偏移误差。在第二阶段中，利用稳零放大器输出的偏移量来校正主放大器的偏移量。自归零和斩波稳定放大器的结构差异导致噪声性能和混叠灵敏度的差异，这将在后面的章节中讨论。Auto-Zero Amplifier: 自归零放大器High frequency path：高频路径Main amp: 主放大器Switch: 开关Nulling amp：稳零放大器Low frequency path：低频路径图4.自归零运放的简化框图确定零漂移放大器时钟频率许多零漂移放大器数据表不提供关于内部时钟频率的信息。有时，可能在应用部分的段落中提及。有时，可通过噪声或带宽图中的扰动来识别所指的时钟频率。因此，取决于用户测试电路是否易受混叠的影响。这里分享的方法非常简单：它包括在一定范围的频率扫描放大器输入到增益带宽乘积，同时观察示波器上的运算放大器输出。据作者所知，所有已知的零漂移放大器的内部时钟频率在放大器的增益带宽内，通常在增益带宽的大约三分之一处。这些放大器将在小于该频率一半的信号带宽上表现最佳。发现和测试混叠一些零漂移放大器的数据表声称它们没有混叠。可以假设这些制造商尽力测量任何可能的混叠，但没有发现。安森美半导体在零漂移放大器的开发中，对竞争放大器的初始测量也证明没有混叠。当时，在竞争对手器件的输出中没有发现伪时钟。然而，进一步的测试表明，使用简单的基于示波器的测量技术仍可发现这些器件有混叠。客户报告使用一些制造商的零漂移运放的系统出现问题，同时发现混叠。在这些情况下，共同主题是感兴趣的信号、低频或直流信号在哪里具有叠加的高振幅、高频干扰或纹波信号。端部系统的结果各不相同，包括闭环系统在不正确条件下稳定和系统无法报告正确信号。过去发现混叠现象的工作涉及到使用精密的光谱和网络分析系统，这些系统提供了不确定的结果。为了采取更基本的方法，把示波器连接到放大器输出以便于直接视觉观察。对于输入激励，使用发生器在预期时钟频率处(和视乎需要的其它地方)扫描输入频率，以查看是否可以在输出端产生“拍频”。这种方法很好用，考虑到最初的工作是采用+1的增益配置，如图5所示，可以说是最线性的运算放大器配置之一。SIGNAL GENERATOR: 信号发生器OSCILLOSCOPE: 示波器图5.检测混叠的测试电路是个简单的单位增益缓冲器。该技术的实质是在示波器查看器件输出。频谱和网络分析仪似乎并不总是检测与零漂移放大器内部工作相关的信号为这测试选择的第一个运算放大器是安森美半导体的NCS325自归零技术放大器，而不是像测试的其他器件的斩波稳定放大器。从理论上讲，自归零结构将比斩波稳定型呈现更显著的混叠效应，这使得验证测试成为一种方便的首选。图6描绘了NCS325的混叠。测量熟悉的放大器第一次使验证这些测试很容易，因为时钟频率是已知的。图6.对第一个放大器的混叠输出进行了测试，安森美半导体的NCS325用于一个简单的+1V/V缓冲器中。上面的蓝线是输入信号，下面的橙线是在放大器输出处看到的混叠在这一点上，重要的是要记住，混叠不是采样放大器的缺陷，而是一种行为。对这种行为的了解，以及如何避免这种行为，可以使零漂移放大器工作在最佳状态。在检查NCS325之后，接下来对安森美半导体的斩波稳定放大器NCS333进行测试。这里产生了一个有趣的结果，可能发现在两倍时钟频率处出现唯一明显的混叠。这表明执行该测试以发现混叠可能需要在放大器的整个带宽内进行扫描以检测这些信号。图7描述了NCS333的混叠信号。图7.NCS333斩波稳定型零漂移运算放大器的混叠。这种混叠现象预计会发生在时钟频率附近，但我们却没有发现混叠。但在时钟频率的二次谐波中确实出现了混叠现象我们对竞争对手的零漂移斩波稳定放大器也进行了混叠测试。该流行的放大器数据表表明它没有混叠。然而，图8描绘了在内部时钟的基本频率上的混叠。对于这种放大器，以前采用频谱和网络分析器进行的广泛测试无法发现时钟或其频率的迹象。图8. 竞争对手的斩波稳定型零漂移运算放大器的混叠。该5V，350千赫带宽运算放大器的数据表声称没有混叠。同样，带宽2MHz的NCS21911精密运算放大器在输入信号为500kHz，增益约为G=-1V/V时显示有混叠，如图9所示。图9.36V、2MHz的精密放大器NCS21911的混叠。混叠仍然控制在500千赫处。居中的蓝线是输入信号，较大的紫红线是放大器输出，显示有混叠但在相同条件下与其他制造商的对应产品相比，NCS21911的混叠得到了较好的控制，如图10所示。图10.竞争对手的36V，2MHz精密放大器的混叠在相同的500kHz信号频率下的输出表现出更不稳定的行为。居中的蓝线是输入信号，较大的紫红线是放大器输出，显示有混叠。另一示例显示在NCS21911和竞争对手的2MHz斩波稳定精密运算放大器的比较中。NCS21911显示单位增益缓冲电路中1MHz至2MHz范围内的最小混叠，如图11所示。相比之下，竞争对手的器件在1MHz处表现正常，在1.5MHz处表现出有混叠，以及在2MHz(连同带宽)时的混叠减少，如图12所示。图11.NCS21911在单位增益电路中在1MHz(顶部)、1.5MHz(中间)和2MHz(底部)处具有小信号，混叠最小。图12.竞争对手的2MHz斩波稳定型精密运算放大器在1兆赫(顶部)，1.5兆赫(中间)，和2兆赫(底部)有小信号。混叠(标记为蓝色)在1.5兆赫很明显，并随着输入信号增加到2兆赫而减小。还请注意竞争对手器件的较低带宽，如底部波形所示。并非每个斩波稳定放大器都是相同的。因此在整个工作频率范围内测试每个器件至关重要。易混叠的系统当感兴趣的信号伴随着杂散信号的高频耦合或大的高频纹波时，系统容易出现混叠。结果可能仅包括传递不正确或有噪音的值，或控制回路落在不正确的工作点上。根据Nyquist采样定理，零漂移时钟应至少是感兴趣信号的最大频率分量的两倍。换句话说，输入信号的最大频率应该小于或等于放大器内部时钟的一半。如何遵守Nyquist采样理论?确定信号频率的上限(fin<fCLOCK/2)很容易，但杂散信号、噪声或纹波的拾取可能包含高于Nyquist频率的频率。然后，这些频率可能混入适当的频率范围，从而导致错误或不正确的读数。为了确保输入信号的频率成分被限制到可用的频率范围，可以在放大器之前添加低通滤波器。此滤波器用作抗混叠滤波器。通过衰减较高频率(超出Nyquist频率)，减少或消除混叠效应。在放大器输入之前，抗混叠滤波必须是纯模拟滤波。通常一个简单的RC滤波器就足够了，如图13所示。无需复杂的滤波器架构。不要将放大器配置为有源滤波器电路中滤波器的一部分。图13.抗混叠滤波器可以像两段RC滤波器一样简单。滤波器必须置于放大器输入的前面。级联零漂移放大器也可能带来风险，因为多个时钟频率可能相互作用并导致混叠。瞬态响应考量由于斩波器通道结构采用基于时间的采样方式，使得零漂移放大器实现较低的偏移量具有一定的时间特性，这就意味着偏移校正不会立即发生。在放大器输入的大的动态步，或者更糟的是，输入过载可以创造条件，使环路将需要时间来重建低偏移量。这本质上影响了稳定的时间和行为。使用较高的时钟频率已实现了相对快速的恢复和稳定时间;然而，这些参数通常为几十微秒或对零漂移放大器更高。通常情况下，这是由于设计权衡。在晶体管级放大器设计中，选择更快的稳定时间会导致更高的失调电压。通常，较低的输入失调电压规格具有较高的优先级。导通时间和强固的设计由于零漂移放大器含相当多的逻辑电路，因此它们也包括一些在启动和电源故障(如停电)期间确保特定行为的方法也就不足为奇了。当第一次启动一个偏置校正放大器，在很短的时间内输出将反映未经校正的偏移量。一旦电源电压达到电源复位(POR)电路设定的跳闸点，偏置校正机制需要几个时钟周期，直到放大器的输出达到指定的失调电压限值为止。通常，从整个系统的角度来看，放大器启动时间并不是个关键项，因为它通常在整个系统的启动时间内。这可能是许多运放制造商没有在他们的零漂移放大器数据表中显示这个参数的原因。应该注意的是，启动时间也取决于放大器的配置增益-更大的增益可增加整体启动时间。在非常关键的系统中，应考虑这样一个事实，即线性放大器简单地消除了这些错乱，提供更强固的启动性能。一些精密运算放大器使用TRIM而不是斩波稳定型或自归零结构来实现低失调电压。这采用放大器省去了任何时钟系统。这在许多设计如大型工业断路器中是个关键的考量。折中之处在于，这些微调线性放大器不一定达到零漂移放大器相同的超低输入失调电压性能。改善轨对轨性能的零漂移效应轨对轨输入运算放大器使用两个输入对实现加宽共模输入电压范围。PMOS对可用作较低输入电压区域的输入级，而NMOS对可用于较高输入电压区域。每个输入对具有其自己相应的输入失调电压。当共模电压从一个区域移动到另一个区域时，通常存在交叉区域，其中失调电压从一个区域跳跃到下一个区域。与非零漂移放大器相比，零漂移运算放大器中的轨对轨输入性能带来了明显的好处，显著地降低了PMOS和NMOS输入对之间的输入级交叉区域的影响。接近共模输入电压极限的失调电压和失调电压漂移性能是极佳的，因此零漂移放大器也常用于高边电流检测等应用。零漂移对低频噪声的影响零漂移斩波稳定型放大器特别适合在较低频率下进行精确、高增益放大。通常，它们不表现出线性运放的较高带宽，它们的时钟频率的位置为信号保真度确立了一个实用的频率限制，如在关于混叠的章节中所述。这使得在低频的性能特别重要，而且斩波稳定型架构通过消除经典的线性运放1/f输入电压噪声，进一步有助于低频可用性(见图14)。许多高增益传感器应用处于低频，使得零漂移放大器成为这一功能的自然选择。尽管这里使用了术语“低频”，但是这些放大器通常提供高达100 kHz的优异性能。（a）（b）与电压噪声一样，斩波稳定也消除了1/f电流噪声。但由于输入开关的电荷注入，斩波稳定型放大器显示出斩波中更大的输入电流噪声。这增加的电流降低了输入阻抗可导致噪声等于或超过电压噪声水平的水平。以NCS333为例，62-NV/√Hz输入电压噪声在1kHz下，当输入阻抗大于177kΩ时，350-fA/√Hz输入电流噪声将导致噪声超过输入电压噪声。相比之下，零漂移自归零放大器把噪声降到基带。与斩波稳定型结构相比，这给自归零结构带来了在输入信号处于直流或低频时的一个缺点。零漂移对输入电流的影响由于斩波稳定技术，所有的零漂移放大器都存在输入电流尖峰。这些电流尖峰是由电荷注入和时钟馈通引起的。输入电流在IIB规范中被平均，但输入偏置电流不是真正恒定的。实际上，输入电流尖峰随着时钟频率周期性地出现。当输入电流流过输入电阻时，这会导致输入电压尖峰，使增益倍增。为了最小化电压尖峰，不推荐使用非常大的输入电阻值。输入电流尖峰也可以用一个简单的低通RC滤波器滤除，如图13所示。滤波器频率应设置在斩波采样率以下。此外，输入电流尖峰使零漂移放大器不适用于测量输入电流的跨阻抗放大器。SPICE模型中零漂移效应的缺失SPICE仿真不提供对零漂移放大器行为(如混叠)的任何了解。零漂移放大器的所有SPICE模型是连续时间模型。它们被设计成尽可能接近运算放大器的线性性能。斩波器未建模。它们是连续的时间，因为钟控和采样的系统仿真得更慢。总结零漂移放大器提供出色的DC和低频性能。增益带宽积是用于确定零漂移放大器电路实际带宽的不甚理想的规格，特别是因为它们的内部时钟在这带宽内。实现最佳性能需要了解不总是可用的内部时钟频率，但有时其他线索和测试将显示出来。

时间：2019-08-15 关键词：运算放大器失调电压 cmrr
基于运算放大器的简单介绍和运用

运算放大器(简称“运放”)是具有很高放大倍数的电路单元。在实际电路中，通常结合反馈网络共同组成某种功能模块。它是一种带有特殊耦合电路及反馈的放大器。其输出信号可以是输入信号加、减或微分、积分等数学运算的结果。由于早期应用于模拟计算机中，用以实现数学运算，故得名“运算放大器”。运算放大器是一种可以进行数学运算的放大电路。运算放大器不仅可以通过增大或减小模拟输入信号来实现放大，还可以进行加减法以及微积分等运算。所以，运算放大器是一种用途广泛，又便于使用的集成电路。运算放大器的电路符号有正相输入端Vin(+)和反相输入端Vin(-)两个输入引脚，以及一个输出引脚Vout。实际上运算放大器还有电源引脚(+电源、-电源)和偏移输入引脚等，在电路符号上没有表示出来。运算放大器的主要功能是以高增益放大、输出2个模拟信号的差值。我们将放大2个输入电压差的运放称为差动放大器。当Vin(+)电压较高时，正向放大输出。当Vin(-)电压较高时，负向放大输出。此外，运算放大器还具有输入阻抗极大和输出阻抗极小的特征。即使输入信号的差很小，由于运算放大器有极高的放大倍数，所以，也会导致输出最大或最小电压值。因此，常常要加负反馈后使用。下面让我们来看一个使用了负反馈的放大器电路。反相放大器电路具有放大输入信号并反相输出的功能。“反相”的意思是正、符号颠倒。这个放大器应用了负反馈技术。所谓负反馈，即将输出信号的一部分返回到输入，在图2所示电路中，象把输出Vout经由R2连接(返回)到反相输入端(-)的连接方法就是负反馈。我们来看一下这个反相放大器电路的工作过程。运算放大器具有以下特点，当输出端不加电源电压时，正相输入端(+)和反相输入端(-)被认为施加了相同的电压，也就是说可以认为是虚短路。所以，当正相输入端(+)为0V时，A点的电压也为0V。根据欧姆定律，可以得出经过R1的I1=Vin/R1。另外，运算放大器的输入阻抗极高，反相输入端(-)中基本上没有电流。因此，当I1经由A点流向R2时，I1和I2电流基本相等。由以上条件，对 R2使用欧姆定律，则得出Vout=-I1×R2。I1为负是因为I2从电压为0V的点A流出。换一个角度来看，当反相输入端(-)的输入电压上升时，输出会被反相，向负方向大幅度放大。由于这个负方向的输出电压经由R2与反相输入端相连，因此，会使反相输入端(-)的电压上升受阻。反相输入端和正相输入端电压都变为0V，输出电压稳定。那么我们通过这个放大器电路中输入与输出的关系来计算一下增益。增益是Vout和Vin的比，即Vout/Vin=(-I1×R2)/(I1×R1)=-R2/R1。所得增益为-表示波形反向。在这个算公式中需要特别注意的地方是，增益仅由R1和R2电阻比决定。也就是说。我们可以通过改变电阻容易地改变增益。在具有高增益的运算放大器上应用负反馈，通过调整电阻值，就可以得到期望的增益电路。与反相放大器电路相对，图3所示电路叫做正相放大器电路。与反相放大器电路最大的不同是，在正相放大器电路中，输入波形和输出波形的相位是相同的，以及输入信号是加在正相输入端(+)。与反相放大器电路相同的是，两个电路都利用了负反馈。我们来看一下这个电路的工作过程。首先，通过虚短路，正相输入端(+)和反相输入端 (-)的电压都是Vin，即点A电压为Vin。根据欧姆定律，Vin=R1×I1。另外，运算放大器的两个输入端上基本没有电流，所以 I1=I2。而Vout为R1与R2电压的和，即Vout=R2×I2+R1×I1。整理以上公式可得到增益G，即G=Vout/Vin=(1+R2/R1)。如果撤销这个电路中的R1，将R2电阻变为0Ω 或者短路，则电路变为增益为1的电压跟随器。这种电路常用于阻抗变换和缓冲器中。 Comparator也可称为比较器，比较两个电压的大小，然后输出1(+侧的电源电压，图示为VDD)或0(-侧的电源电压)。比较器常常用于检测输入是否达到规定值。也可以用运算放大器来代替比较器，但一般情况下使用专用的比较器IC。比较器和运算放大器使用相同电路符号。我们来看一下这个电路的工作过程。首先应该注意，这个电路中没有正反馈也没有负反馈。放大Vin和VREF的差值，从Vout输出。例如，Vin大于VREF时，放大输出的Vout上升至+侧的电源电压，达到饱和。Vin小于VREF时，输出Vout下降至-侧电源电压达到饱和。

时间：2019-07-28 关键词：嵌入式开发引脚运算放大器