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  • 一种由uc3842控制的boost电路设计

    一种由uc3842控制的boost电路设计

      0 引言   在实际应用中经常会涉及到升压电路的设计,对于较大的功率输出,如70W以上的DC/DC升压电路,由于专用升压芯片内部开关管的限制,难于做到大功率升压变换,而且芯片的价格昂贵,在实际应用时受到很大限制。考虑到Boost升压结构外接开关管选择余地很大,选择合适的控制芯片,便可设计出大功率输出的DC/DC升压电路。   UC3S42是一种电流型脉宽调制电源芯片,价格低廉,广泛应用于电子信息设备的电源电路设计,常用作隔离回扫式开关电源的控制电路,根据UC3842的功能特点,结合Boost拓扑结构,完全可设计成电流型控制的升压DC/DC电路,且外接元器件少,控制灵活,成本低,输出功率容易做到100W以上,具有其他专用芯片难以实现的功能。   1 UC3842芯片的特点   UC3842工作电压为16~30V,工作电流约15mA。芯片内有一个频率可设置的振荡器;一个能够源出和吸入大电流的图腾式输出结构,特别适用于MoSFET的驱动;一个固定温度补偿的基准电压和高增益误差放大器、电流传感器;具有锁存功能的逻辑电路和能提供逐个脉冲限流控制的PWM比较器,最大占空比可达100%。另外,具有内部保护功能,如滞后式欠压锁定、可控制的输出死区时间等。   由UC3842设计的DC/DC升压电路属于电流型控制,电路中直接用误差信号控制电感峰值电流,然后间接地控制PWM脉冲宽度。这种电流型控制电路的主要特点是:   1)输入电压的变化引起电感电流斜坡的变化,电感电流自动调整而不需要误差放大器输出变化,改善了瞬态电压调整率;   2)电流型控制检测电感电流和开关电流,并在逐个脉冲的基础上同误差放大器的输出比较,控制PWM脉宽,由于电感电流随误差信号的变化而变化,从而更容易设置控制环路,改善了线性调整率;   3)简化了限流电路,在保证电源工作可靠性的同时,电流限制使电感和开关管更有效地工作;   4)电流型控制电路中需要对电感电流的斜坡进行补偿,因为,平均电感电流大小是决定输出大小的因素,在占空比不同的情况下,峰值电感电流的变化不能与平均电感电流变化相对应,特别是占空比,50%的不稳定性,存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差,即使占空比《50%,也可能发生高频次谐波振荡,因而需要斜坡补偿,使峰值电感电流与平均电感电流变化相一致,但是,同步不失真的斜坡补偿技术实现上有一定的难度。   2 Boost电路结构及特性分析   2.1 由UC3842作为控制的Boost电路结构   由UC3842控制的Boost拓扑结构及电路分别如图1和图2所示。      图2中输入电压Vi=16~20V,既供给芯片,又供给升压变换。开关管以UC3842设定的频率周期开闭,使电感L储存能量并释放能量。当开关管导通时,电感以Vi/L的速度充电,把能量储存在L中。当开关截止时,L产生反向感应电压,通过二极管D把储存的电能以(Vo-Vi)/L的速度释放到输出电容器C2中。输出电压由传递的能量多少来控制,而传递能量的多少通过电感电流的峰值来控制。   整个稳压过程由二个闭环来控制,即   闭环1 输出电压通过取样后反馈给误差放大器,用于同放大器内部的2.5V基准电压比较后产生误差电压,误差放大器控制由于负载变化造成的输出电压的变化。   闭环2 Rs为开关管源极到公共端间的电流检测电阻,开关管导通期间流经电感L的电流在Rs上产生的电压送至PwM比较器同相输入端,与误差电压进行比较后控制调制脉冲的脉宽,从而保持稳定的输出电压。误差信号实际控制着峰值电感电流。   2.2 Boost升压结构特性分析   Boost升压电路,可以工作在电流断续工作模式(DCM)和电流连续工作模式(CCM)。CCM工作模式适合大功率输出电路,考虑到负载达到lO%以上时,电感电流需保持连续状态,因此,按CCM工作模式来进行特性分析。   Boost拓扑结构升压电路基本波形如图3所示。      ton时,开关管S为导通状态,二极管D处于截止状态,流经电感L和开关管的电流逐渐增大,电感L两端的电压为Vi,考虑到开关管S漏极对公共端的导通压降Vs,即为Vi-Vs。ton时通过L的电流增加部分△ILon满足式(1)。      式中:Vs为开关管导通时的压降和电流取样电阻Rs上的压降之和,约0.6~0.9V。   toff时,开关管S截止,二极管D处于导通状态,储存在电感L中的能量提供给输出,流经电感L和二极管D的电流处于减少状态,设二极管D的正向电压为Vf,toff时,电感L两端的电压为Vo+Vf-Vi,电流的减少部分△ILoff满足式(2)。      式中:Vf为整流二极管正向压降,快恢复二极管约0.8V,肖特基二极管约0.5V。   在电路稳定状态下,即从电流连续后到最大输出时,△ILon=△ILoFf,由式(1)和(2)可得      如果忽略电感损耗,电感输入功率等于输出功率,即      由式(4)和式(5)得电感器平均电流      同时由式(1)得电感器电流纹波      式中:f为开关频率。   为保证电流连续,电感电流应满足      考虑到式(6)、式(7)和式(8),可得到满足电流连续情况下的电感值为      另外,由Boost升压电路结构可知,开关管电流峰值Is(max)=二极管电流峰值Id(max)=电感器电流峰值ILP,      3 样机电路设计   样机的电路图如图2所示,是基于UC3842控制的升压式DC/DC变换器。电路的技术指标为:输入Vi=18V,输出Vo=40V、Io=2A,频率f≈49 kHz,输出纹波噪声1%。   根据技术指标要求,结合Boost电路结构的定性分析,对图2的样机电路设计与关键参数的选择进行具体的说明。   3.1 储能电感L   根据输入电压和输出电压确定最大占空比。由式(4)得      当输出最大负载时至少应满足电路工作在CCM模式下,即必须满足式(9),      同时考虑在10%额定负载以上电流连续的情况,实际设计时可以假设电路在额定输出时,电感纹波电流为平均电流的20%~30%,因增加△IL可以减小电感L,但为不增加输出纹波电压而须增大输出电容C2,取30%为平衡点,即      L可选用电感量为140~200μH且通过5A以上电流不会饱和的电感器。电感的设计包括磁芯材料、尺寸、型号选择及绕组匝数计算、线径选用等。电路工作时重要的是避免电感饱和、温升过高。磁芯和线径的选择对电感性能和温升影响很大,材质好的磁芯如环形铁粉磁芯,承受峰值电流能力较强,EMI低。而选用线径大的导线绕制电感,能有效降低电感的温升。   3.2 输出电压取样电阻R1、R2   因UC3842的脚2为误差放大器反向输入端,芯片内正向输入端为基准2.5v,可知输出电压Vo=2.5(1+R1/R2),根据输出电压可确定取样电阻R1、R2的取值。   由于储能电感的作用,在开关管开启和关闭时会形成大的尖峰电流,在检测电阻Rs上产生一个尖峰脉冲,为防止造成UC3842的误动作,在Rs取样点到UC3842的脚3间加入R、C滤波电路,R、C时间常数约等于电流尖峰的持续时间。   3.3 开关管S   开关管的电流峰值由式(10)得   Iv(max)=ILP=5.11A   开关管的耐压由式(11)得   Vds(off)=Vo+Vf=40+0.8=40.8V   按20%的余量,可选用6A/50V以上的开关管。为使温升较低,应选用Rds较小的MOS开关管,要考虑的是通态电阻Rds会随PN结温度T1的升高而增大。   图4为实测开关管的开关电压波形和电流瞬态波形图。      3.4 输出二极管D和输出电容器C2   升压电路中输出二极管D必须承受和输出电压值相等的反向电压,并传导负载所需的最大电流。二极管的峰值电流Id(max)=ILP=5.11A,本电路可选用6A/50V以上的快恢复二极管,若采用正向压降低的肖特基二极管,整个电路的效率将得到提高。   输出电容C2的选定取决于对输出纹波电压的要求,纹波电压与电容的等效串联电阻ESR有关,电容器的容许纹波电流要大于电路中的纹波电流。   电容的ESR《△Vo/△IL=40x1%/1.33=O.3Ω。   另外,为满足输出纹波电压相对值的要求,滤波电容量应满足      根据计算出的ESR值和容量值选择电容器,由于低温时ESR值增大,故应按低温下的ESR来选择电容,因此,选用560μF/50V以上频率特性好的电解电容可满足要求。   3.5 外补偿网络   UC3842误差放大器的输出端脚l与反相输入端脚2之间外接补偿网络Rf、Cf。 Rf、Cf的取值取决于UC3842环路电压增益、额定输出电流和输出电容,通过改变Rf、Cf的值可改变放大器闭环增益和频响。为使环路得到最佳补偿,可测试环路的稳定度,测量Io脉动时输出电压Vo的瞬态响应来加以判断。   图5为Cf选用0.0lμF和470pF时动态响应控制波形的区别,上冲下降幅度和复位时间都有差别。      3.6 斜坡补偿   在实用电路中,增加斜坡补偿网络,一般有二种方法,一是从斜坡端脚4接补偿网络Rx、Cx至误差放大器反相输入端脚2,使误差放大器输出为斜坡状,再与Rs上感应的电压比较。二是从斜坡端脚4接补偿网络Rx、Cx到电流感应端脚3,将在Rs的感应电压上增加斜坡的斜率,再与平滑的误差电压进行比较,作用是防止谐波振荡现象,避免UC3842工作不稳定,同时改善电流型控制开关电压的噪声特性。本文采用方法二。   3.7 保护电路   当UC3842的脚3电压升高超过1V或脚1电压降到1V以下,都可使PWM比较器输出高电平,造成PWM锁存器复位。根据UC3842关闭特性,可以很容易在电路中设置过压保护和过流保护。本电路中Rs上感应出的峰值电流形成逐个脉冲限流电路,当脚3达到1V时就会出现限流现象,所以,整个电路中的电感磁性元件和功率开关管不必设计较大的余量,就能保证稳压电路工作可靠,降低成本。   4 结语   按以上原理和计算设计丁输入18V,输出40V的80W升压DC/DC电路,整个电路调试容易,工作稳定,可靠性高,效率达80%以上,特别是成本低,已应用于实际设备中。另外,可根据具体的电路指标要求,对电路灵活控制、变动,设计出其他的应用电路。

    时间:2020-08-06 关键词: boost电路 uc3842

  • 什么是Boost升压电路?

    什么是Boost升压电路?

    相信很多人都接触过电路,那么你知道什么是升压电路吗?对于没有电学基础的外行人来说,Buck、Boost电路能够将电压变来变去,显得十分神奇。而最让人觉得神奇的还是Boost电路能够起到升压的效果。想要了解它是如何实现的吗? 对于一个最简单的Boost电路来说,它可以只有五个元器件组成:电源、电感、电容、二极管和一个开关。如果我们单独将电感或电容连接到电源两端,它们都能够将电能以种种形式储存起来,而我们的故事也从此开始: 当电感被连接到电源两端的时候,电流流过电感,这个过程会在电感周围产生感生磁场,当电流稳定之后,其磁场也趋于稳定。若我们将电源撤掉,磁场将会在线路中产生一个方向相反的电动势,其值可能大于原电源的电动势。明白了这两点,Boost电路的最基本原理也就不难分析了。 在这样的一个电路中,如果我们闭合开关,电源将对电感充电,电能转化为电感上的磁场能量。而当我们打开开关,电感上的磁场将转化为电能,通过右侧的二极管向电容充电。而对于电容来说,其电压将取决于电源电压和电感的充电过程,在开关打开的时候,为其供电的除了电源,还有电感中的能量, 因此其电压将高于原电源电压。如果这个过程不断地往复下去,我们就能够在电容两端得到高于电源电压的输出电压。 很显然,在实际的电源中我们不可能用手去按开关,用在这个位置上的将会是开关管。它将以极快的速度开关,从而控制整个过程。这也是开关电源中“开关”一词的来历,以上就是Boost升压电路介绍,希望对设计者有所帮助。

    时间:2020-03-26 关键词: 开关电源 升压 boost电路

  • 基于DSP技术的功率电感5kW离网型光伏逆变器设计

    基于DSP技术的功率电感5kW离网型光伏逆变器设计

    太阳能光伏发电是当今世界上最有发展前景的新能源技术,太阳能光伏发电系统按照系统运行方式的不同可分为离网型光伏发电系统、并网型光伏发电系统以及混合型光伏发电系统。随着我国光伏发电系统的迅速发展,尤其是光伏屋顶计划的实施,国内对离网型光伏逆变器的需求将越来越大。离网型光伏发电系统主要是由光伏电池阵列、控制器、逆变器、储能装置等环节组成,如图1所示,其中逆变器是光伏系统中重要的器件之一,其可靠性和转换效率对推行光伏系统、降低系统造价至关重要。目前,国内同类产品主要存在以下不足:a.大多采用单片机控制,实时性差,数据处理及通信能力有限;b.采用变压器,体积大、笨重;c.输出电压精度不高,不能满足社会发展的需要。本文提出了5kW光伏控制器的设计方案,可以广泛用于离网型光伏发电系统、风光互补发电系统,具有体积小、重量轻、输出电压精度高、波形好、现场总线实现智能监控等特点。1、5kW离网型光伏逆变器基本结构光伏逆变器的结构如下所示,包含一次回路和二次回路两部分,其中一次回路由输入滤波电路、Boost升压电路、全桥逆变电路和输出滤波电路等组成,二次回路由TMS320Fz812控制器电路、信号检测电路、人机交互电路和通讯电路组成。下面就5kW离网型光伏逆变器的硬件主电路和控制策略进行设计。图2光伏控制器结构图2、5kW离网型光伏逆变器硬件设计目前,常用的离网型逆变电路主要有三种拓扑结构:工频隔离单级逆变器、高频隔离两级逆变器和无隔离两级逆变器。经理论计算和实践验证,使用一种更适合用在光伏发电系统中的电路拓扑结构:无隔离两级逆变,也叫做Boost逆变器,如图3所示。通过输入滤波电路对光伏太阳能输入的48V直流电进行滤波处理,然后通过Boost升压电路进行升压,采用全桥逆变进行逆变处理,输出SPWM波,最后经过LC低通滤波器进行滤波,输出50Hz频率的正弦波。2.1输入滤波电路的设计输入滤波电路是由滤波电容组成,用来减小输入端电压的脉动,假设变换器传输最大功率为Pmax,由输入输出功率相等可得出一个周期内输入滤波电容所提供的能量约为2.2 Boost电路Boost电路如图4所示,其中Q为全控型的功率器件IGBT,Boost电路是一种输出电压等于或高于输入电压的非隔离直流变换电路,当光伏控制器的输入电压在允许范围波动时,通过控制功率开关器件Q的导通比D,使输出电压保持稳定。根据Boost电路中电感电流是否连续可以分为电感电流连续、电感电流断续和电感电流临界连续三种工作模式。当工作于临界工作模式时,电感的取值满足式(3)。2.3单相全桥逆变电路本文中单相全桥逆变电路的驱动波形是通过调制法得到的,信号波和载波的产生以及调制都是通过DSP2812实现的。SPWM有三种调制方式:同步调制、异步调制和分段同步调制,本设计输出频率是50Hz,频率不是太低,所以采用同步调制方式。2.4 LC低通滤波器SPWM波中含有载波频率的整数倍及其附近的谐波分量。为了获得良好的输出电压波形,必须利用LC低通滤波器消除高次谐波。随着载波比的升高,最低次谐波离基波越远,也就更容易进行滤波,提高载波比将有效改善输出电压质量,但载波比的提高受制于功率开关器件的开关速度以及开关损耗等因素,LC低通滤波器的选取主要考虑几个方面的因素,噪声、抑制能力、输出阻抗、逆变电流应力。设计中还要综合考虑滤波电路的体积、重量以及制作成本,通常截止频率选择在开关频率的1/10~1/20,本设计中选择系统开关频率为18kHz,逆变器输出交流电源频率为50Hz,初步确定截止频率为1kHz,滤波器中有两个待定的参数,即滤波电感和滤波电容。LC低通滤波器的结构如图5所示,3、5kW离网型光伏逆变器的控制策略SPWM控制技术在逆变电路中的应用十分广泛,本文采用PID控制与闭环负反馈控制相结合的数字控制策略。3.1控制脉冲的产生本文采用TI公司的TMS320F2812为主控芯片,F2812共有两个事件管理器EVA和EVB,每个都可产生8路的脉冲输出,其中由全比较单元输出3对互补的信号,每对互补信号的延迟时间可由相应的死区定时器产生,事件管理器利用内部的定时器和比较单元产生相应的脉冲。文中通过EVA输出一对互补的SPWM脉冲信号和一路独立输出的PWM信号,分别控制Boost升压电路和逆变器电路。3.2输出频率的计算逆变器输出SPWM脉冲信号的频率是50Hz,SPWM波形每个正弦波周期输出的点数主要取决于目标输出正弦波的频率和SPWM脉冲波的载波频率。如SPWM的载波频率为18kHz,要输出的正弦波的频率分别为50Hz,所需要的正弦表的点数N为3.3闭环负反馈控制DSP2812实时检测输出输入的电压、电流值,反馈到DSP内部,经PI调节后,改变相关寄存器参数,控制驱动脉冲的波形,实现实时闭环控制,系统的控制框图如图6所示,系统采用二个闭环负反馈调节,根据反馈信号的不同,实时调节输出,使输出稳定。另外,当输出电流信号突然增大到超过最大允许电流时,关闭PWM输出,以保护逆变装置不受损害。4、5kW离网型光伏逆变器软件设计4.1 SPWM控制程序本设计利用事件管理器的一个完全比较单元输出一对互补的PWM脉冲,时钟由通用定时器1提供,计数器的工作方式设置为连续增减方式。功率开关器件有一定关断延迟,当同一桥臂的上管关断时,下管不能马上开通,否则将会由于短路而击穿,使用DSP事件管理器的全比较单元中的死区控制器,在同一桥臂的开通与关断间插入一个死区时间,防止短路现象发生,保护功率器件。SPWM程序主要包括:对EV初始化、相关变量初始化、正弦表的产生和CMPR1的重载,前3个功能都是在主程序中完成。正弦表产生语句如下:4.2 A/D转换中断服务程序R>A/D转换的触发源设置为EV中的事件源触发,当AD单元接收到触发信号时,自动开始A/D转换,且将转换结果自动存入结果寄存器ADC-RESULT中,当转换结束信号到来时,进入ADCINT中断服务程序进行相应处理。在中断服务程序中首先读取转换结果,利用算术平均值滤波算法对转换结果进行数字滤波,按一定关系转换成相应的实际电压和电流,计算电流和电压的有效值,传递到主程序中进行判断和谐波分析并通过液晶显示出来,程序流程图如图8所示。5、测试验证将5kW光伏逆交器的一次回路和二次回路进行组装测试,结合软件编译环境CCS3.3输出波形如图9所示,结果中给出了逆变电路在稳态运行时的实验结果。在稳态运行时,测得到电压有效值在216V到226V之间波动,频率在49.6到50.5Hz之间波动,测试结果表明,本设计满足设计要求。...........................................................与非深度解读系列:半导体公司“大学计划”的追问和真相大环境的不景气是就业环境恶化的元凶,但是也让我们不禁追问半导体公司的大学计划对于学子们的真正意义。厂商们的大学计划都在做些什么?那么多的联合实验室有得到充分利用吗?大学计划的直接体验者--老师和学生们是否真正从中受益…….【专栏作者:高扬】本土IC公司调查笔记全球经济不景气的大环境下一些本土IC公司的创新能力、管理能力、抗风险能力、盈利能力,甚至公司创立的动机都受到一些质疑。一方面官方的消息总是告诉我们中国的半导体产业得到了长足的进步;而街巷小道中又不绝流传多少本土IC公司倒闭,多少公司靠欺骗,根本没有核心竞争力….真相只有一个,也许会随《本土IC公司调查笔记》慢慢开启…【专栏作者:岳浩】电子屌丝的技术人生系列在这个系列里,每个故事都会向你展示一个普通工程师的经历,他们的青葱岁月和技术年华,和我们每个人的的生活都有交集。对自己、对公司、对产业、对现在、对未来、对技术、对市场、对产品、对管理的看法,以及他们的经历或正在经历的事情,我们可以看到自己的影子,也看清未来的样子……【专栏作者:任亚运】细说电子分销江湖的那些事对于从事电子分销行业的同仁们来说这是一个最坏的年代,也是一个最好的年代,我们即面临国际分销巨头在管理、资金、货源等方面对我们造成的冲击,又迎来本土集成电路的崛起,个性化服务盛行的机遇,通过这个系列,我想以“第一现场”的经历带大家一起了解国内集成电路分销的那些年、那些事,以及哪些感慨…..【专栏作者:张立恒】与非网专栏作者申请联系人:高扬 邮箱:gaoyang@eefocus.com

    时间:2018-09-03 关键词: DSP 电源技术解析 tms320f2812 5kw离网型光伏逆变器 boost电路

  • BUCK电路,BOOST电路原理讲解

    BUCK电路,BOOST电路原理讲解

    导读:升压和降压电路,就是指电力电子设计当中常说的BUCK/BOOST电路。这两种电路经常一起出现在电路设计当中,BUCK电路指输出小于电压的单管不隔离直流变换,BOOST指输出电压高于输入电压的单管不隔离直流变换。作为最常见也比较基础的两种电路,本篇文章就主要对这两种电路的原理进行了讲解。 首先让我们从BUCK变换器的概念开始讲起,Buck变换器也称降压式变换器,是一种输出电压小于输进电压的单管不隔离直流变换器。   图中,Q为开关管,其驱动电压一般为PWM(Pulse width modulatiON脉宽调制)信号,信号周期为Ts,则信号频率为f=1/Ts,导通时间为Ton,关断时间为Toff,则周期Ts=Ton+Toff,占空比Dy= Ton/Ts。 开关管Q也为PWM控制方式,但最大占空比Dy必须限制,不答应在Dy=1的状态下工作。电感Lf在输进侧,称为升压电感。Boost变换器也有CCM和DCM两种工作方式。   Buck/Boost变换器:也称升降压式变换器,是一种输出电压既可低于也可高于输进电压的单管不隔离直流变换器,但其输出电压的极性与输进电压相反。Buck/Boost变换器可看做是Buck变换器和Boost变换器串联而成,合并了开关管。   Buck/Boost变换器也有CCM和DCM两种工作方式,开关管Q也为PWM控制方式。 LDO的特点: ① 非常低的输进输出电压差② 非常小的内部损耗③ 很小的温度漂移④ 很高的输出电压稳定度⑤ 很好的负载和线性调整率⑥ 很宽的工作温度范围⑦ 较宽的输进电压范围⑧ 外围电路非常简单,使用起来极为方便DC/DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压,也称为直流斩波。斩波器的工作方式有两种,一是脉宽调制方式Ts不变,改变ton(通用),二是频率调制方式,ton不变,改变Ts(易产生干扰)。其具体的电路由以下几类: (1)Buck电路——降压斩波器,其输出均匀电压 U0小于输进电压Ui,极性相同。 (2)Boost电路——升压斩波器,其输出均匀电压 U0大于输进电压Ui,极性相同。 (3)Buck-Boost电路——降压或升压斩波器,其 输出均匀电压U0大于或小于输进电压Ui,极性相反,电感传输。 (4)Cuk电路——降压或升压斩波器,其输出均匀电 压U0大于或小于输进电压Ui,极性相反,电容传输。 DC-DC分为BUCK、BUOOST、BUCK-BOOST三类DC-DC。其中BUCK型DC-DC只能降压,降压公式:Vo=Vi*DBOOST型DC-DC只能升压,升压公式:Vo= Vi/(1-D)BUCK-BOOST型DC-DC,即可升压也可降压,公式:Vo=(-Vi)* D/(1-D)D为充电占空比,既MOSFET导通时间。0 开关性稳压电源的效率很高,但输出纹波电压较高,噪声较大,电压调整率等性能也较差,特别是对模拟电路供电时,将产生较大的影响。 因开关电源工作效率高,一般可达到80%以上,故在其输出电流的选择上,应正确丈量或计算用电设备的最大吸收电流,以使被选用的开关电源具有高的性能价格比,通常输出计算公式为: Is=KIf 式中:Is—开关电源的额定输出电流; If—用电设备的最大吸收电流; K—裕量系数,一般取1。5~1。8;电容式开关电源它们能使输进电压升高或降低,也可以用于产生负电压。其内部的FET开关阵列以一定方式控制快速电容器的充电和放电,从而使输进电压以一定因数(0。5,2或3)倍增或降低,从而得到所需要的输出电压。 这种特别的调制过程可以保证高达80%的效率,而且只需外接陶瓷电容。由于电路是开关工作的,电荷泵结构也会产生一定的输出纹波和EMI(电磁干扰)首先贮存能量,然后以受控方式开释能量,以获得所需的输出电压。   这两种电路看似简单,但是实际分析起来还是能够分析出很多细枝末节的知识。只有熟练掌握了这些基础知识,才能更加熟练、快速的完成电路设计。可见,在学习的过程当中,切忌急功近利,稳扎稳打才是最稳妥也是最能收获知识的学习方式。

    时间:2017-12-07 关键词: 模拟电路 buck电路 buck变压器 boost电路

  • 看完这个就理解升压斩波(Boost)电路了

    1、什么是斩波电路? 斩波电路原来是指在电力运用中,出于某种需要,将正弦波的一部分"斩掉".(例如在电压为50V的时候,用电子元件使后面的50~0V部分截止,输出电压为0.)后来借用到DC-DC开关电源中,主要是在开关电源调压过程中,原来一条直线的电源,被线路"斩"成了一块一块的脉冲。 2、斩波电路分类 a、Buck电路:降压斩波器,其输出平均电压Uo小于输入电压Ui,输出电压与输入电压极性相同。 b、Boost电路:升压斩波器,其输出平均电压Uo大于输入电压Ui,输出电压与输入电压极性相同。 c、Buck-Boost电路:降压或升压斩波器,其输出平均电压Uo大于或小于输入电压Ui,输出电压与输入电压极性相反,电感传输。 d、Cuk电路:降压或升压斩波器,其输出平均电压Uo大于或小于输入电压Ui,输出电压与输入电压极性相反,电容传输。 本文主要讲解升压斩波(Boost)电路的原理。 3、升压斩波(Boost)电路 升压电路如下图所示,假设电感L值和电容C值都很大,下面分析其工作原理。 a、V通时,E向L充电,充电电流恒为Ii,同时C向负载供电,因为C值很大,所以输出电压恒为Uo,设V通的时间为Ton,此阶段L上积蓄的能量位为EIiTon。 b、V断时,E和L共同向C充电并向负载R供电,设V断的时间位Toff,则此阶段电感L释放的能量为(Uo - E)IiToff。 c、如果达到稳态,一个周期T中,在L中积蓄的能量和释放的能量应该相等,则 EIiTon = (Uo - E)IiToff Uo - E = ETon / Toff Uo = E(1 + Ton / Toff) Uo = E(Ton + Toff)/ Toff = E(T / Toff) d、因为(T / Toff)大于等于1,所以此电路的输出电压高于电源电压,故称该电路为升压斩波(Boost)电路。 e、(T / Toff)称为升压比,调节其大小可以改变Uo大小。

    时间:2016-05-11 关键词: 电路 压斩波电路 boost电路

  • 单电感移动电源设计方案

    单电感移动电源设计方案

    1.引言 针对如今便携式移动设备的发展,越来越大的屏幕需要更大的功率。基于锂电池容量和体积的正比关系,便携式设备的电池容量只能局限在一定的范围内,一种大容量的独立充电设备由此产生。但是由于通常做法是充电阶段与放电阶段为两个不同的环路,容易产生信号的互相干扰,并且对于移动电源这种相对廉价的设备,充电与放电共享的环路可以大大降低移动电源的生产成本。 市面上移动电源中常使用2个电感,其中充电电路中,充电过程需要一个电感,Boost电路放电过程中也需要一个电感。充电电路的工作过程是通过5V的交流适配器给移动电源内部的锂电池充电;而Boost电路工作过程是将移动电源内部锂电池升压到5V进行输出,从而给移动设备供电。但在移动电源实际工作中这两种电路通常情况不需要同时工作,也就是工作中两个电感只有一个电感处于工作状态,两个环路只需要一个工作。 2.芯片工作原理 本文提出了一种单电感移动电源的方案,这样不仅利于移动电源节省器件成本,还可节省设备体积,便于移动电源更小型化。使设备稳定性更高,单电感移动电源电路如图1所示:   (a). 充电芯片外围电路   (b). 升压芯片外围电路   (c).单片机外围电路 图1. 电路中芯片工作电路。 MT2011是来颉科技设计的一款高效率大电流单串联锂电池充电控制器。它支持4.5V~6.5V输入电压,输出电压可以跟随锂电池电压,最大2A的充电电流,使用了高效率的同步整流结构,适合应用于便携式充电设备和移动电源充电。整合电流采样电阻、高精度的电流与电压管理电路、满电自动停止充电。MT2011工作频率为1.5MHz,使用同步整流结构,效率高达93%。带有充电电流软启动、防反相电流二极管、充电电流采样等功能,并带有完善的输出短路保护和过温保护功能。 MT5036是来颉科技设计的一款95%高效的800KHz同步升压转换器,它为单节锂电池或多节锂电池组并联提供了良好的供电解决方案。 转换器通过设置芯片外部FB分压电阻或使用内部FB分压电阻来获得一个稳定输出电压。芯片转换效率非常高,能提供足够的负载电流,当供电电压下降到3V时,仍能在输出电压为5V时,输出3A的负载电流, 电感中的峰值电流被限制在6.6A。 MT5036工作频率可达800KHz,这使得电感和输出电容都可以不用太大,并且带有轻载PSM功能,可以保证芯片在全负载范围内保持较高的转换效率。 拥有60uA的静态电流,可以大大提高锂电池的寿命,带有低EMI工作模式,断续工作时,可以有效减少振铃,转换器可以避免电池过放电,在关断时负载可以完全与电池断开。 SN8P2711是一颗采用高速低功耗CMOS工艺设计开发的8位高性能精简指令单片机, 内部有1K×16位一次性编程ROM(OTP-ROM),64K×8位的数据寄存器(RAM),三个双向I/O口,两个8位定时器/计数器,两个PWM/Buzzer模块,多个系统时钟,四种系统工作模式,一个五信道的十二位模数转换器以及五个中断源。这款单片机可以广泛应用于测量、电机控制、工业控制、家电玩具类产品等。 3.电路工作原理分析 电路的工作具体原理如下: 电路工作分为两个过程,一是外加5V电源对移动电源内置锂电池充电,二是移动电源对外接移动设备充电。 工作在第一种过程时,交流适配器或5V电源接在移动电源的Micro USB接口上,VIN为5V电压时,R1与R2分压产生USB信号送入单片机,单片机检测到USB信号后,会将输出EN信号拉低,禁止MT5036工作。MT2011上电后会检测VCC的电压,如果VCC电压在可充电范围内,充电芯片开始工作,对锂电池按照浮充、快速充电、恒压充电的过程开始充电,电感电流由SW到VCC充电。TS信号在默认状态下是高,如果外部电路让TS强行拉低让MT2011停止工作, D2是钳位二极管,可以限制SW电压最低在-0.6V。图2为充电和放电过程信号和输入输出的时序图。   图2 电路图中控制与时序关系。 工作在第二个过程时,没有交流适配器连接在USB2.0口连接被充电设备。即MT5036的VOUT只与被充电设备相连。电路会检测到便携设备是否连接在USB2.0端口,若插入设备或按启动按钮就会启动MT5036,对设备进行充电。电路中VCC通过R24(100K)与VOUT相连。 在移动电源输出端口不连接设备时,VOUT电压等于VCC电压,此时MT5036的EN信号为低,芯片不工作。当设备插入时,VOUT被设备瞬间拉低,单片机检测到VOUT变低的瞬间降低,可以判断设备已接入,将EN信号拉高,使能MT5036工作,对设备充电。当EN变高,STAT信号就被强制拉低,这时可以禁止MT2011工作,保证充放电芯片最多一个工作。 MT5036工作时,电感电流由VCC到SW。R9为下拉电阻,保证由于某种原因EN悬空时,EN引脚可以接地,MT5036不会误工作。R7与R8为FB的分压电阻,通过这两个电阻来设置MT5036的VOUT电压。C9、C10、C11为输出储能电容,BOOST电路电感往输出端电流不连续,输出电容容量应尽量选大一些,在MT5036芯片中选用2个22uF贴片电容并联。R14,R15为输出电流采样电阻,可以采样MT5036的负载,用来判断过载或者空载情况情况。 当AMP信号电压超过过载阈值时,单片机判断为过载,此时将EN拉低,关段MT5036。当AMP信号电压低于0.1A负载阈值时,单片机判断为空载,为防止效率耗散,40s后也将EN拉低,关段MT5036。 输出电压与分压电阻关系为:   当移动电源工作于充电过程中,SW是VIN和GND的方波信号,VBAT引脚是MT5036的内部供电引脚,此时VBAT引脚如果为电池电压,此时会出现内部漏电情况,可能会造成MT5036的损坏。由图1(a)可看出,电源适配器5V输入端(VIN)和锂电池输出端(VCC)均通过二极管连接到MT5036的VBAT引脚。这样做可以防止芯片内部漏电的情况。加入这两个二极管后,MT5036的供电引脚会选取电压大的一侧作为供电电源,可以保证内部MOS管有效关段。二极管类型最好选取肖特基二极管。 单片机在移动电源中起调节工作模式和保护的功能。单片机7号脚的SW1是移动电源输出的开关。开关按下时,会拉高EN信号,使MT5036工作。4个LED灯用来显示行动电源当前电量和充放电状态。SW1开关还可以通过长按让移动电源手电筒功能打开。 4.实验结果与分析 本文提出了一款单电感高效率移动电源设计方案已经普遍应用于市面上的移动电源中。使用1盎司铜厚双层板PCB指标已能达到使用要求。 随电池电压可变的占空比可以保持系统在输入输出范围内工作都是稳定的,如图3所示。SW占空比可以保持D=VOUT/VIN。整个系统是稳定的   图3. 充电状态不同电池电压的SW状态。   图4. 放电状态负载跳变时对输出电压的影响。 由图4可知,2A的负载跳变会引起低于100mV的输出变化,为2%变化率,在移动电源芯片中表现是很好的。 在充电过程中,最高效率可以达到92%;在放电过程中,最高效率可以达到96%。所以用MT2011和MT5036两款电源芯片可以使整体设备保持很高的效率。在芯片处于待命状态工作时,静态电流可以低达40uA,也就是说处于待命状态180000小时,才会消耗行动电源25%的电量,所以,系统可以保持很长的寿命。 5.结论 在这篇文章中,通过对来颉科技两款电源芯片的介绍和对整体电路工作状态的介绍,描述了一种低静态电流的充电升压单电感应用的移动电源设计方案。 系统可以在单电感(低成本)情况下,保持移动电源系统稳定工作。并且可以保持高达96%的放电效率。40uA级别的低静态电流使得行动电源拥有超长的寿命。此文介绍的单电感移动电源还带有插入用电器自启动功能,并且2A负载跳变(ipad插入或拔出)能够保持在2%输出精度。

    时间:2015-05-28 关键词: 电源技术解析 钳位二极管 交流适配器 boost电路

  • 电压双象限Buck-Boost电路拓扑及分析

    电压双象限Buck-Boost电路拓扑及分析

    摘要:在传统全桥电路的基础上利用单象限电路研究新的电路,达到拓宽现有电路拓扑应用领域的目的。介绍了电压双象限Buck,Boost,Buck/Boost电路以及对他们的开关器件关断和开通的分析。 关键词:变换器;拓扑;双象限;电压控制 引言 在直流变换中不产生电能形式变化,只产生直流电参数的变化。DC/DC变换器具有成本低、重量轻、可靠性高、结构简单等特点,因此,在工业领域和实验室得到了广泛应用。单象限直流电压变换器电路的特点是输出电压平均值Uo跟随占空比D值而变,但不管D为何值,Uo的极性则始终不变,这对于直流开关稳压电源一类的应用场所是能够满足要求的。但对于直流调速电源,负载为直流电动机时,上述性能便不能满足要求,因而发展了多象限直流电压变换电路。   双象限电路分为输出电流平均值Io极性可变的电路与输出电压平均值Uo极性可变的电路两类,通常前一种电路称为电流双象限电路,后一种电路称为电压双象限电路。电流双象限电路是指输出电流平均值Io的幅值和极性均随控制信号us而变化,但输出电压平均值Uo的极性却始终为正,即电路可运行于第一和第二象限。电压双象限电路是指输出电压平均值Uo的幅值和极性均随控制信号us而变化,但输出电流平均值Io却始终为正,即电路可运行于第一和第四象限。本文将对电压双象限Buck?Boost电路进行分析。 1 Buck电路 1.1 电路结构 主电路如图1所示。用电感、内阻和等效电压串联电路表示有源负载,桥的直流输入端并联滤波电容。这是一个全桥电路结构,桥的每臂用全控型器件(S1,S2)和不控型器件(D1,D2)组成。S1及S2的控制采用PWM控制,这样可以调节D值,并且及时检测负载的运行状况,由此控制开关的关断和开通。此电路的元器件、电源、负载均假设为理想的。输出滤波电感足够大,可保证负载电流连续,且线性升降。   1.2 工作原理 1.2.1 运行于第一象限 这是指输出端电压平均值和电流平均值均为正的工作状态。 (0≤t≤DT) S1及S2均导通,等效电路如   图2(a)所示,输出电压Uo为Ud,输入电流等于输出电流,输出电流线性增长,负载从电源吸取能量。 (DT≤t≤T) S1导通,S2断开,D1正偏续流,等效电路如图2(b)所示,由于S1与D1导通,Uo的值为零。 输出电压平均值为 Uo=DUd 1.2.2 运行于第四象限 这是指输出端电压平均值为负而电流平均值为正的工作状态。当电路负载为电动机且驱动位能性负载,如卷扬机的提升机构,当放下重物时,电机在重物作用下反转,电枢感应电势反向,电磁转矩成为制动转矩,为了保证安全,必须改变控制信号的极性和幅值,使电路工作于第四象限,将位能经过变换电路反馈到直流电源。具体工作过程如下。   (DT≤t≤T)S1及S2均断开,电感端电压反向,D1,D2正偏导通,等效电路如图3(a)所示,输出电压Uo为-Ud,负载反馈能量。 (0≤t≤DT)S1断开,S2导通,负载电流由D2换到S2中。等效电路如图3(b)所示,Uo的值为零。 输出电压平均值为 Uo=-DUd 由以上分析可知此电路及其控制策略可以实现双象限Buck电路功能。   2 Boost电路 2.1 电路结构 主电路如图4所示。图中S1,S2,S3为全控型器件,D1及D2为不控型器件。负载依然为有源负载,直流输入端串联电感。S1,S2,S3的控制采用 PWM控制,此电路的元器件、电源、负载同样假设为理想的。输出滤波电感足够大,可保证负载电流连续,且线性升降。可以看出,本电路的设计思想也是利用全桥实现双象限运行,其好处在于简单、可靠。   2.2 工作原理 2.2.1 运行于第一象限 (DT≤t≤T)S1断开,S2及S3均导通,等效电路如图5(a)所示,电感电压UL=Ud-Uo。 0≤t≤DT)S1,S2,S3均导通,等效电路如图5(b)所示,电感电压UL=Ud。 输出电压平均值为 Uo=Ud/(1-D)   2.2.2运行于第四象限 (DT≤t≤T) S1,S2,S3均断开,电感端电压反向,D1及D2正偏导通,等效电路如图6(a)所示,电感电压UL=Ud+Uo。 (0≤t≤DT) S1导通,S2及S3均断开,等效电路如图6(b)所示,电感电压UL=Ud。 输出电压平均值为 Uo=-Ud/(1-D) 3 Buck-Boost电路 3.1电路结构 主电路如图7所示。图中S0,S1,S2,S3,S4为全控型器件。负载依然为有源负载,直流输入端并联电感Lo。所有开关均采用PWM控制,此电路的元器件、电源、负载同样假设为理想的。输出滤波电感足够大,可保证负载电流连续,且线性升降。此电路与双象限Boost电路不同之处是主开关与电感相互交换位置。也是利用单象限Buck?Boost电路的主电路衍生出来的,并利用全桥全控电路实现双象限功能。改变占空比D可以实现升压或降压功能。   3.2 工作原理 3.2.1 运行于第一象限 (0≤t≤DT) S0,S1,S2均导通,S3及S4断开,等效电路如图8(a)所示,电感电压UL=Ud。 (DT≤t≤T) S0,S1及S3断开,S2及S4导通,等效电路如图8(b)所示,电感电压UL=-Uo。 3.2.2 运行于第四象限 (DT≤t≤T) S0,S2,S4断开,S1及S3导通,电感端电压反向,等效电路如图9(a)所示,电感电压UL=Uo。 (0≤t≤DT)S0,S3,S4导通,S1及S2断开,等效电路如图9(b)所示,电感电压UL=Ud。 输出电压平均值为Uo=-DUd/(1-D)   4 结束 本文在传统的单象限Buck、Boost、Buck-Boost电路的基本上衍生了双象限的Buck、Boost、Buck-Boost电路,并且分析了其具体的工作过程。本文的分析为双象限电路及直流变换电路的研究提供了新的思路。

    时间:2013-05-23 关键词: 变换器 拓扑 电压控制 电源基准源 双象限 boost电路

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