当前位置:首页 > 信噪比
  • Vishay推出汽车级PIN光电二极管,高度低至0.7 mm,提高信噪比

    Vishay推出汽车级PIN光电二极管,高度低至0.7 mm,提高信噪比

    宾夕法尼亚、MALVERN — 2020 年 9 月 28 日 — 日前,Vishay Intertechnology, Inc.宣布,推出新款表面贴装汽车级硅 PIN 光电二极管,外形尺寸为 0805,高度仅为 0.7 mm — 比前一代器件低 0.15 mm。Vishay Semiconductors VEMD4010X01 和 VEMD4110X01 采用黑色封装,不透明侧壁,消除多余侧面光,提高信噪比。 日前发布的光电二极管经过 AEC-Q101 认证,适合各种应用进行光探测,包括阳光负载传感器,车用雨量、日光和隧道传感器,电梯、车库门、工业设备光幕,非接触式水龙头、马桶和垃圾桶反射传感器。VEMD4010X01 用于探测可见光和近红外辐射,感光范围为 550 nm至1040 nm。VEMD4110X01 用于740 nm 至 1040 nm 红外应用,带有匹配 830 nm至950 nm 红外发射器的遮光滤光片。 高灵敏度器件感光面积达 0.42 mm2,反向光电流为 2.4 µA,暗电流低至 1 nA。VEMD4010X01 和 VEMD4110X01 响应速度快,半强角为 ± 60°,工作温度 -40 °C至+110 °C,峰值感光度波长 910 nm。光电二极管符合 RoHS 和Vishay 绿色标准,无卤素,潮湿敏感度等级(MSL)达到 J-STD-020 标准 3 级,打开包装后可存放 168 小时。 VEMD4010X01和VEMD4110X01现可提供样品并已实现量产,大宗供货周期为10周。

    时间:2020-09-29 关键词: Vishay 光电二极管 信噪比

  •  如何将麦克风阵列音频信号结合数字化设计

    如何将麦克风阵列音频信号结合数字化设计

    便于座舱舒适的音频技术 图2:典型的CSE简化框图 在图2中,您会注意到,声音由麦克风阵列捕获;这种情况下,阵列包括四个模拟驻极体电容麦克风。尽管在图2中未显示,但典型的驻极体电容麦克风在偏置时接近电流源。 模数转换器(ADC)对来自麦克风阵列的音频信号进行数字化,然后由应用处理器处理该音频信号。在图2中,集成模拟前端集成在ADC中,有助于提高信噪比(SNR)并实现更高质量的音频捕获。请记住,图2仅显示实现这一目标的众多方法之一。例如,您可以使用数字I2S麦克风,但是这种替代方法比使用模拟麦克风和多通道ADC的成本更高。应用处理器根据处理的算法启用CSE系统的特定功能。 为了减少不需要的噪声,处理器执行主动降噪(ANC)算法。该系统旨在减少汽车座舱内的低频噪声,并在汽车运行的任何阶段操作,无论音频系统是开启或关闭。麦克风阵列从传动系统捕获声音,并创建精确定时的反相音频信号,然后发送到放大器,以驱动系统扬声器和低音炮,而不影响音乐或通话音量。为了增强引擎声,处理器执行发动机声音增强(ESE)或声音执行器算法,方法是通过由发动机负载和RPM确定的立体声系统,播放预先记录的引擎声,或者让麦克风阵列从传动系统捕获声音信号,处理器放大和调谐此声音信号,以让司机对引擎声不反感。为了有效地执行高性能免提系统,处理器实现了麦克风波束成形算法(MBF)。 想象一下从麦克风到驾驶员面部的波束。系统只“听到”存在于该光束内的声音并拒绝来自其他方向的声音。麦克风阵列中的各个麦克风通过系统采样频率指定的极其特定的距离分离。该距离影响声音到达每个特定麦克风所花费的时间,为系统提供关于声源的方向和距离的足够信息,并且拒绝该虚拟波束之外的任何声音。来自应用处理器的高度处理的输出信号在音频处理器中与用户指定的音频信号源(诸如来自外部源的音乐或经由蓝牙的电话交谈)混合。该混合信号可能包括来自用户选择源(一些情况下为ANC和ESE)的每个信号,并不会干扰音乐或通话水平。放大器驱动座舱内的系统扬声器和低音炮。

    时间:2020-06-05 关键词: 音频信号 麦克风阵列 信噪比

  • 又一国之重器,极低频探地(WEM)工程国际领先

    又一国之重器,极低频探地(WEM)工程国际领先

    记者从中国船舶集团有限公司获悉,我国近日建成了世界上首个民用极低频大功率电磁波发射台,其探测半径达数千公里,探测深度达十公里,形成了可覆盖我国领土和领海的高信噪比极低频电磁波信号源。     由中国船舶集团第七研究院联合中国船舶集团第七二二研究所、中国地震局地质研究所和中国科学院地质与地球物理研究所攻关多年共同完成的“极低频探地工程”近日通过国家验收。该工程是国家“十一五”重大科技基础设施项目,是在没有国外同类项目可供参考的情况下推进的。 除了设计并建成世界上首个民用极低频大功率电磁波发射台,该工程还在首都圈和南北地震带南端,建成了首个可同时接收人工源和天然源极低频电磁信号的地震监测台网。同时,攻克了极低频电磁信号组网接收、数据处理反演等关键技术,实现对不同地层电性结构的三维探测;建立了极低频数据工程中心,为资源探测、地震预测和其他前沿技术研究搭建了高性能的数据计算、共享服务平台。 此外,还开展了地震预测及地下矿产、油气资源探测等探索性科学试验研究,取得多项突破性进展,为“深地、深海、深空”等相关领域的前沿科技研究提供了新的技术手段和平台。 据介绍,极低频电磁波能够穿透较厚的地层和较深的海水,可以用于地层结构、地下资源和海底资源的探测、地震预测等领域的研究和应用,因此工程取得的成果具有重大战略意义。 又一国之重器,极低频探地(WEM)工程国际领先 记者从中国船舶集团有限公司获悉: 国家重大科技基础设施项目“极低频探地(WEM)工程”于 8 日通过了国家验收。据悉,该项目是在没有国外同类项目可参考的情况下,由我国通过跨学科交叉融合创新完成的国家大科学工程,整体技术性能处于国际领先水平,标志着我国又一项创新科学平台的诞生。 极低频电磁波能够穿透较厚的地层和较深的海水,可以用于地层结构、地下资源和海底资源的探测、地震预测等领域的研究和应用。早在 20 世纪中期,科技人员就发明了利用天然源极低频电磁探测方法,由于天然源电磁信号存在随机性和不稳定等原因,造成目标体探测精度不高等问题。其后又发明了人工源电磁方法,同样探测距离近(一般 10 至 20 公里)、深度较浅(一般 1—1.5 公里)。 为了抢占大功率人工源极低频电磁探测这一技术高地,首席科学家陆建勋院士早在 2000 年前后开始组织跨学科研究团队进行论证,2010 年获国家发改委正式批复,并将其列入国家“十一五”重大科技基础设施项目,2012 年项目正式开工建设。中国船舶集团第七研究院联合中国船舶集团第七二二研究所、中国地震局地质研究所和中国科学院地质与地球物理研究所经过多年共同攻关,突破了一系列技术难题,设计并建成了世界上首个民用极低频大功率发射台,其有效覆盖半径可达数千公里,探测深度可达十公里,形成了可覆盖我国国土和领海区域的高信噪比极低频电磁波信号源。

    时间:2020-01-13 关键词: 低频 电磁波 行业资讯 信噪比

  • 音频ADC何以在嘈杂或远距离情况下高保真采集语音?

    音频ADC何以在嘈杂或远距离情况下高保真采集语音?

    从Siri到Cortana,从手机到智能音箱再到智能汽车。“世界本不能与机器对话,说的人多了,也便有了应用。”然而,与日俱增的应用之下,总会有些许缺点会暴露……最为致命的缺点就在于机器的“听力”方面,如若采样音频都“杂乱无章”,何以驱动整个智能系统;如若任何命令都“置若罔闻”,何以对话整个数字世界? 据市场统计数据显示,至2020年,将有大约500亿设备拥有音频接口的需求,广泛用于智能音箱、智能汽车甚至冰箱、空调、洗衣机等家电中。此前人们的生活习惯偏向于遥控或按键时,未来或将更偏重于语音控制,而类似的应用也正在如雨后春笋般大量涌现。 正因如此,采样的质量才凸显出其无可比拟的地位。目前来说,智能家居面临的两方面挑战,一方面,由于需求越来越广,远距离语音控制场景越来越多,远场音频采集困难;另一方面,由于麦克风数量有限且信号处理能力有限,现有的智能家居系统难以在嘈杂的环境中理解语音命令。 突破在这方面的挑战,除了外围设备,电子工程师更看重“内在”,而音频ADC正是这一切的核心。11月21日,TI发布新型Burr-Brown™音频ADC并介绍了TI在音频技术上的整套解决方案,21ic中国电子网记者受邀参加此次发布会。德州仪器音频产品市场工程师Abhi Muppiri,德州仪器华北区技术应用经理赵般多现场为记者解析这款音频ADC背后的“黑科技”。   无惧远距离和嘈杂环境:TLV320ADC5140   TI最新发布的新型Burr-Brown™音频ADC TLV320ADC5140正是为解决远距离和噪声问题而生。据Abhi介绍,这款产品可拾取10米以上距离发出的声音,拥有比行业同类产品远4倍的远场语音采集,同时是是首款完全支持超过106dB动态范围的最新高信噪比麦克风的ADC,而在开启动态范围增强器(DRE)后可达到120dB。 赵般多为记者介绍表示,之所以能够远距离采样相关语音命令,正是得益于这款产品最为特殊的地方——内置的120dB动态范围增强器(DRE)。在系统层面,即使在非常靠近音箱输出的情况下,DRE方案仍可在保持低失真录音的同时增强低音量音频信号。DRE还可以改善所有环境中的远场高保真录音。 当然,这款产品并非仅此功能而已,还包括了可编程增益放大器、高通滤波器、通道混合以及线性相位或超低延迟滤波器功能,因此即使处于嘈杂环境也可准确采样。 值得一提的是,这款产品的封装尺寸只有4mm x 4mm,采用24引脚超薄型无引线(WQFN)封装,可以说超小型的体积非常适用于目前追求小型化的电子产业。 图1:TLV320ADC5140 Audio ADC   潜藏小身材下的高保真语音采集秘密   首要提及的便是上文所述的动态范围增强器(DRE),其实这种技术对于熟悉音频的人或许有所耳闻,另外在电源控制方面也有这项技术的应用,不过在音频ADC领域,TI是非常领先的。 据Abhi介绍,该项功能是与客户探讨开发的独特功能,藉由此功能可将动态范围从106dB提升至120dB的高水平。Abhi强调,与客户探讨时发现,语音控制受环境、距离因素产生的音量忽大忽小是常见问题。他表示,DRE整体是一套闭环控制的过程,采样的信号经过DRE分析后由可变增益放大器转化,当信号较小时,相关信号也将反馈于前级电子增益进行调整。 图2:德州仪器(TI)音频产品市场工程师Abhi Muppiri先生解读新型Burr-Brown_音频ADC产品 除了DRE,这款ADC还会对采样数据进行相位校正、波束成形和主动消噪算法,通过嵌入硬件的功能可以保证语音采样的高保真,而客户也可在处理器端使用相关算法进而优化。 Ahbi为记者介绍表示,即使智能音箱播放至最高音量,也可以清晰采样用户命令信息,再经过app算法抵消相关声音,即可获取清晰的命令,这便是藉由DRE将动态范围提升至120dB最明显的优点。   数字/模拟麦克风的多重搭配催生新应用   麦克风目前拥有数字型和模拟型两种,在外围设备适配方面,Abhi强调,这款产品支持麦克风输入的四个模拟通道或八个数字通道,亦或是随意组合进行同步采样,从而确保了系统灵活性,另外还提供增益和相位校准等可编程功能,以均衡麦克风阵列失配。 话题说到此处,或许会产生一些疑问,既然如此数字、模拟麦克风究竟孰强孰弱?赵般多为记者解释表示,数字麦克风通常在功耗方面比模拟效果好,但信噪比方面模拟麦克风则更佳,因此该款产品既支持数字麦克风也支持模拟麦克风,客户可根据实际需求进行修改。 图3:德州仪器(TI)华北区技术应用经理赵般多先生解读新型Burr-Brown音频ADC产品 正因拥有数字麦克风和模拟麦克风的“双重加持”,才能搭配出不一样的应用。Abhi为记者举了一个例子,一些电池供电的摄像头可在待机状态使用低功耗的数字麦克风实时监测环境,而当监测到有人闯入时,唤醒模拟麦克风进行高质量音源采样,这样便兼顾了低功耗与高质量。   覆盖全行业需求的产品线   除了TLV320ADC5140,如此能“打”的产品还有两个。目前,TI在音频ADC上拥有TLV320ADC3140 / 5140 / 6140三款产品,而上文所主要介绍的5140则属于中档产品。价格方面,三款产品分别为$1.99 / $2.99 / $4.99,需要注意的该定价是为千件下的定价,在需求量不同时将会有所浮动。 具体来说,3140属于入门级产品,因为没有搭载DRE技术,所以动态范围(DR)方面为106dB。而针对高端市场的6140本身就拥有113dB的动态范围(DR),使用DRE技术可将动态范围(DR)扩展到122dB,并达到123dB的信噪比(SNR)。 据Abhi介绍,如此定档和定价的原因在于相信不同的类型的产品会用到不同的应用产品里去。他表示,3140属入门级产品,在一些智能音箱、电视上或许检测声音距离并不远,因此3140足以满足需求;而在需要检测更远距离或嘈杂环境下,5140可以满足要求;一些专业录音场景应用下面对的问题就是如何在有限空间内获取最高的性能,因此6140可以满足顶级的需求。 除了三款可供选择的音频ADC,TI还提供了全套产品线的产品组合。众所周知,Burr-Brown是一家成立于1956年的模拟器件厂商,据Abhi介绍,自2000年Burr Brown被TI收购以后,一直延续本品牌在音频上的独特技术和发展,其中不仅拥有ADC/DAC,还包括高性能D类放大器、数据转换器和运算放大器的全套音频产品组合。 图4:TI Burr-Brown音频技术 另外,据赵般多介绍,在集成型的产品,诸如Codec,TI也在持续关注和投入,相关产品也将会被发布。当然是集成好还是分开好,具体还应取决于应用方向和客户的选择。   目前着重于智能家居市场   Abhi对记者介绍表示,相较于欧美和日本,智能家居中国处于领先水平,除了智能音箱以外,电视、冰箱、空调均在向语音交互方面发展。目前来说已在中国市场拥有许多领先家电厂商合作,并推行语音交互方面发展的计划。 当然,车载环境也是TI要抓住的重点,不过因为汽车拥有不同的需求和质量评价体系,因此针对汽车应用市场将会在明年发布相关的专属产品,针对汽车应用进行质量相关的评价和特殊定制。 图5:高保真音频适用于要求顶级音质的应用 Abhi强调,TI是一家模拟占比非常大的公司,强项在于制造、工艺、设计理念的积累和IT方面的积累,因此会发挥好优势以做出真正适合智能家居音频这一市场的产品。 在音频方面,诸如今年大火的TWS耳机,TI也拥有成功案例。本次所发布的TLV320ADC5140适用于对前端模拟信号采集质量要求非常高的场景,随着智能家居音频市场的不断扩张,对于采样的标准也将越来越高。

    时间:2019-11-27 关键词: 德州仪器 TI adc 技术专访 信噪比

  • 可编程增益仪表放大器:寻找合适的器件

    简介 数据采集系统(DAQ)在许多行业应用广泛,例如研究、分析、设计验证、制造和测试等。这些系统与各种传感器接口,从而给前端设计带来挑战。必须考虑不同传感器的灵敏度,例如,系统可能需要连接最大输出为10 mV和灵敏度为微伏以下的负载传感器,同时还要连接针对10 V输出而预调理的传感器。只有一个增益时,系统需要具有非常高的分辨率来检测两个输入。即便如此,在最低输入时信噪比(SNR)也会受影响。 在这些应用中,可编程增益仪表放大器(PGIA)是适合前端的解决方案,可适应各种传感器接口的灵敏度,同时优化SNR。集成PGIA可实现良好的直流和交流规格。本文讨论各种集成PGIA及其优势。文中还会讨论相关限制,以及为满足特定要求而构建分立PGIA时应遵循的指导原则。 集成PGIA ADI公司的产品系列中有许多集成PGIA。集成PGIA具有设计时间更短、尺寸更小的优势。数字可调增益通过内部精密电阻阵列实现。为了优化增益、CMRR和失调,可以对这些电阻阵列进行片内调整,从而获得良好的整体直流性能。还可以运用设计技巧来实现紧凑的IC布局,使寄生效应最小,并提供出色的匹配,产生良好的交流性能。由于这些优点,如果有符合设计要求的PGIA,强烈建议选择这样的器件。表1列出了可用的集成PGIA以及一些关键规格。 PGIA的选择取决于应用。AD825x由于具有快速建立时间和高压摆率,在多路复用系统中非常有用。AD8231和LTC6915采用零漂移架构,适用于需要在很宽温度范围内提供精度性能的系统。 表1.可编程增益仪表放大器规格 表2.DAQ系统规格 还有许多器件集成多路复用器、PGIA和ADC以形成完整的DAQ解决方案。实例有ADAS3022、ADAS3023和AD7124-8。 这些解决方案的选择主要取决于输入信号源的规格。AD7124-8针对需要极高精度的慢速应用而设计,例如温度和压力测量。ADAS3022和ADAS3023适用于相对较高带宽的应用,例如过程控制或电力线监控,但其功耗高于AD7124-8。 实现分立PGIA 一些系统可能有一两个规格是上述集成器件无法满足的。通常,若存在以下要求,则用户需要利用分立器件构建自己的PGIA: „需要更高带宽的多路复用系统,扫描速率非常高 „超低功耗 „系统需要定制的增益或衰减 „高阻抗传感器的低输入偏置电流 „极低噪声 设计分立PGIA常用的方法之一是使用具有所需输入特性的仪表放大器,例如低噪声AD8421,并搭配一个多路复用器来切换增益电阻以改变增益。     图1.AD8421和用于切换增益的多路复用器 在这种配置中,多路复用器的导通电阻实际上与增益电阻串联。该导通电阻随漏极上的电压而改变,这就带来一个问题。图2取自ADG1208数据手册,展示了这种关系。     图2.ADG1208的导通电阻与漏极电压的关系 导通电阻和增益电阻的串联组合导致增益出现非线性误差。这意味着增益将随共模电压而变化,这是很不好的。例如,AD8421需要1.1 kΩ的增益电阻以获得10倍增益。对于ADG1208,当源极或漏极电压改变±15 V时,导通电阻变化幅度高达40Ω,由此产生的增益非线性误差约为3%。若增益更大,该误差将变得更加明显,导通电阻甚至可能变得与增益电阻相当。 或者,可以使用低导通电阻的多路复用器来降低这种影响,但相应的代价是输入电容会更高。表3通过比较ADG1208和ADG1408说明了这一点。 表3.多路复用器中导通电阻与电容的权衡 开关的输入电容会导致图1所示配置产生另一个问题,因为任何给定三引脚运放仪表放大器上的RG引脚都对电容非常敏感。开关电容可能导致该电路出现峰化或不稳定。更大的问题是RG引脚上的电容不平衡导致交流共模抑制比(CMRR)降低,而CMRR是仪表放大器的一项关键规格。图3中的仿真图显示了AD8421的增益引脚上使用不同多路复用器时CMRR的降低情况。该图清楚地表明,随着电容的增加,CMRR降幅更大。     图3.使用不同开关得到的仿真CMRR 为了减小交流CMRR降幅,最好的解决方案是确保RG引脚具有相同的阻抗。这可以通过平衡电阻并将开关元件放置在两个电阻之间来实现,如图4所示。在这种情况下,由于开关两端固有的电容不平衡,多路复用器不起作用。此外,由于多路复用器的漏极短接在一起,RG引脚的一侧只能使用一个电阻,这仍然会导致不平衡。     图4.使用平衡配置的分立PGIA 在这种情况下,建议使用四通道SPST开关,例如ADG5412F。除了开关支持灵活地使用平衡电阻之外,漏极和源极的电容也是平衡的,CMRR降幅因此减小。图5比较了AD8421的增益引脚上使用多路复用器与使用四通道SPST开关两种情况下的交流CMRR。     图5.SPST开关与多路复用器配置两种情况下的CMRR仿真 ADG5412F还具有低导通电阻特性,其在漏极或源极电压范围内非常平坦,如图6所示。在漏极或源极电压范围内,其额定最大值为1.1Ω。回到最初的例子,AD8421的增益为10,增益电阻为1.1 kΩ,开关只会引入0.1%的增益非线性。尽管如此,仍有一个漂移分量,其在更高增益时会更加明显。     图6.ADG5412F的导通电阻与共模电压的关系 为了消除开关的寄生电阻效应,可以使用不同架构的仪表放大器来实现任意增益。AD8420和AD8237采用间接电流反馈(ICF)架构,是要求低功耗和低带宽的应用的出色选择。在这种配置中,开关置于高阻抗检测路径中,因此增益不受开关导通电阻变化的影响。     图7.采用间接电流反馈的仪表放大器的分立PGIA 这些放大器的增益是通过外部电阻的比率来设置的,设置方式与同相放大器相同。这就为用户提供了更大的灵活性,因为增益设置电阻可以根据设计要求来选择。标准薄膜或金属膜电阻的温度系数可低至15 ppm/°C,相应的增益漂移要比使用单个外部电阻设置增益的标准仪表放大器更好,后者的片内和外部电阻之间的不匹配通常会将增益漂移限制在50 ppm/°C左右。为获得最佳增益误差和漂移性能,可以使用电阻网络进行容差和温度系数跟踪。不过,这要以牺牲成本为代价,因此除非确有需要,否则应优先选择分立电阻。 另一种解决方案,也是提供最大灵活性的解决方案,是采用分立元件的三运放仪表放大器架构,如图8所示,通过多路复用器切换增益电阻。与仪表放大器相比,运算放大器可供选择的范围要大得多,因此设计人员有更多选择,这使他们能够围绕特定设计要求进行设计。滤波等特殊功能也可以内建于第一级中。第二级的差动放大器完善了这种架构。     图8.分立PGIA 输入放大器的选择直接取决于DAQ要求。例如,低功耗设计需要使用低静态电流的放大器,而预期输入端会有高阻抗传感器的系统可以利用超低偏置电流的放大器来最大限度地减少误差。应使用双放大器以更好地跟踪温度。 可以注意到,当使用图8所示配置时,开关的导通电阻也与放大器的高阻抗输入串联,因此它不会影响增益。回顾导通电阻与开关输入电容之间的权衡,由于对导通电阻的限制不复存在,所以设计可以选择低输入电容开关,例如ADG1209。这样,不稳定性和交流CMRR降低得以避免。 与之前的设计一样,增益精度和漂移将由电阻决定。可以选择具有适当容差和漂移,符合应用设计要求的分立电阻。同样,使用电阻网络可以实现更高的精度、更好的容差和温度跟踪,不过成本会增加。 三运放仪表放大器的第二级负责抑制共模电压。此级建议使用集成电阻网络的差动放大器,以确保CMRR最佳。对于单端输出和相对低带宽的应用,AD8276是一个不错的选择。如果需要差分输出和更高带宽,可以使用AD8476。第二级的另一个选择是使用LT5400作为标准放大器周围的增益设置电阻。这可能会占用更多的电路板空间,但另一方面又给放大器的选择提供了更大的灵活性,用户可以围绕特定设计要求进行更多设计。 应当注意的是,分立PGIA的布局需要小心。电路板布局的任何不平衡都会导致CMRR随频率而降低。 下表总结了每种方法的优缺点: 分立PGIA设计示例 图9给出了一个针对特定设计规格而构建的分立PGIA示例。在这种设计中,所构建的PGIA应具有非常低的功耗。输入缓冲器选择LTC2063,其电源电流很低,最大值为2μA。开关元件选择ADG659,其电源电流很低,最大值为1μA,输入电容也很低。 选择电路中的无源元件时也需要注意,须满足低功耗要求。无源器件选择不当会导致电流消耗增大,抵消使用低功耗元件的作用。在这种情况下,增益电阻需要足够大,以免消耗太多电流。所选电阻值(用来提供1、2、5和10的增益)如图9所示。 表4.可编程增益仪表放大器不同实现方法的比较   图9.低功耗PGIA设计 对于第二级差动放大器,LTC2063与LT5400四通道匹配电阻网络(1 MΩ选项)一起使用。这确保了电流消耗最低,并且电阻的精确匹配保护了CMRR性能。 该电路采用5 V电源供电,并使用不同的共模电压、差分输入电压和增益进行了评估。在基准电压和输入保持在中间电源电压的最佳条件下,电路仅消耗4.8μA的电流。 差分输入变化时预计电流会有一定的增加,原因是电流会流过增益电阻,电流值等于|VOUT – VREF|/(2 MΩ||1 MΩ)。下面的图10显示了不同增益下消耗的电流。由于增益原因,数据是相对于输出端测量。     图10.电源电流与输出电压的关系 将不同共模电压施加于输入时,电流预计也会增加。施加的电压将导致电流流过第二级中的电阻,引起额外的电流消耗,其值等于|VCM – VREF|/1 MΩ。LT5400选择1 MΩ电阻就是专门为了尽量减小这种电流。下面的图11显示了共模电压对不同增益下的电流消耗的影响:     图11.电源电流与共模电压的关系 还测量了关断模式下电路的静态电流。当所有器件关断时,电路仅消耗180 nA的电流。这不会变化,即使共模电压、基准电压和差分输入等变量发生变化,只要它们都保持在电源范围内即可。所有器件都有关断选项,以防需要进一步节省功耗以及用户希望断电再重启。在便携式电池供电的应用中,该电路非常有用;若非如此,利用集成PGIA是无法实现关键规格的。 结论 可编程增益仪表放大器是数据采集领域的关键器件,即使配合不同灵敏度的传感器使用,也能实现良好的SNR性能。使用集成PGIA可缩短设计时间,提高前端的整体直流和交流性能。如果有符合要求的集成PGIA,设计中一般应优先使用这样的器件。但是,当系统要求的规格无法通过现有集成器件实现时,可以设计一个分立PGIA。通过遵循正确的设计建议,即使采用分立方法也可以实现最优设计,并且可以评估各种实施方法以确定具体应用的最佳配置。 作者感谢Scott Hunt和Paul Blanchard对本文的技术贡献。

    时间:2019-01-15 关键词: 数据采集系统 仪表放大器 信噪比

  • 一种改善微弱信号信噪比的小波变换消噪法

    一种改善微弱信号信噪比的小波变换消噪法

    0 引 言 任何一个系统都不可能做到完全没有噪声,甚至有相当多的时候所需要的有用信号被强背景噪声淹没。因此如何从信噪比为负十几dB甚至几十个dB的环境中有效地提取出有用信号显得越来越重要。对于这种微弱信号的检测问题的研究,目前已经取得一些进展,比如随机共振检测理论、分段采样信号的相位关联检测技术以及混沌理论微弱信号检测原理等。虽然各有所长,但在实际运用过程中还存在这样那样的缺陷,不能满足需要。 这里介绍了最近发展较快的小波分析理论在信号去噪方面的应用,提出了适合于极低信噪比条件下的小波变换去噪法,通过构造具有自适应性的阈值函数以及阈值处理方式的优化设计,可以提取微弱的有用信号特征信息,实现信号恢复。 1 小波变换检测微弱信号原理 小波分析是一种时频域分析,具有多分辨率特性。因此在时频域都具有表征信号局部特征的能力,是一种窗口大小不变但其形状可改变时频局部化分析方法。在高频部分使用逐渐尖锐的时间分辨率和较低的频率分辨率,以便移近观察信号的快变部分;在低频部分具有较高的频率分辨率和较低的时间分辨率,以便移远观察信号的慢变部分(整体变化趋势),小波这种信号分析表示特征对分析非平稳信号是非常有效的,很适合探测正常信号中夹带的瞬态反常现象并且展示其成分。这种时频面上的分析给信号处理带来前所未有的更为深入的发展。 运用小波分析进行一维信号消噪处理是小波分析的重要应用之一,下面将其消噪的基本原理做简要的说明。 一个含噪声的一维信号的模型可以表示成如下的形式: 其中:f(i)为真实信号;e(i)为噪声;s(i)为含噪声的信号。在实际工程中,有用信号通常表现为低频部分或是一些比较平稳的信号,而噪声信号则通常表现为高频的信号。所以消噪过程可按如下方法进行处理:首先对信号进行小波分解,则噪声部分通常包含在各层的高频分量中,因而可以以门限阈值等形式对小波系数进行处理,然后对信号进行重构即可达到消噪的目的。 根据上文的分析可以知道,一维信号的消噪过程可分为2个步骤进行: (1)一维信号的小波分解。选择一个小波并确定一个小波分解的层次N,然后对信号进行N层小波分解; (2)小波分解高频系数的阈值量化。从第1层到第N层的每一层高频系数选择1个阈值进行软阈值量化处理; (3)一维小波的重构。根据小波分解的第N层的低频系数和经过量化处理后的第1层到第N层的高频系数,进行一维信号的小波重构。 在这三个步骤中,最关键的就是如何选取阈值和如何进行阈值的量化,从某种程度上说,它关系到信号的质量。这里针对传统信号的阈值函数选取以及分解系数处理方式的不足之处,结合工程实际进行了改善。 2 小波阈值函数的构建 小波阈值去噪的理论依据为:属于能量有限空间的信号在小波域内其能量主要集中在有限的几个系数中,而噪声的能量却分布在整个小波域中,因此经过小波分解后信号的系数要大于噪声的系数,于是可以找到一个合适的数λ作为阈值(门限),当分解系数小于该阈值时,认为这时的分解系数主要是由噪声引起的,并置为零,予以舍弃;当分解系数大于该阈值时,认为这时的分解系数主要是由信号引起的,则把这一部分分解系数的直直接保留下来(硬阈值方法)或者按某一固定量向零缩(软阈值方法),然后由新的小波系数进行小波重构到去噪后的信号。 小波阈值的选取是一个非常重要的步骤,其直接影响噪声消除的效果。很明显,如果阈值过高,则会将系数分量中的信号成分当作噪声分量去除,造成信号失真;反之,若阈值选取过低,又不能充分去除噪声,不能达到很好的效果。此外,不同的阈值构建方法其适用场合也不尽相同,必须围绕信噪比和信号特点综合考虑构建方式。 针对微弱信号的特点,即SNR<一1,此时噪声的能量较大,由于信号的信噪比: 式中:σs为信号强度;σn为噪声强度。由此可知,当信号强度减小或者噪声强度增大时,信噪比均会减小。因此,当噪声占主要地位时,若是只考虑噪声强度是不全面的,例如当信号强度不变,增大噪声,信噪比减小;若是只考虑噪声强度则会使得阈值成线性上升,使得丢失的信息过多,对于信号参数的估计和信号的重构都是不利的。另一方面,如果信号是周期性连续信号,最好选择同样具有连续性的阈值函数。因此,考虑选取阈值为: 其中:j为小波变换尺度;N为采样点个数;μ为调节因子;用以调节随σs/σn变化,exp[μ(σs/σn)]变化的快慢。 3 阈值处理方式的优化 传统的硬、软阈值方法虽然在实际中得到了广泛的应用,也取得了较好的效果,但这些方法本身还存在一些缺陷。在硬阈值处理过程中,得到的估计小波系数值连续性差,即由于分解系数在±λ处是不连续的,因此重构所得的信号可能会产生一些振荡;而软阈值方法中估计小波系数虽然整体连续性好,但是由于当小波系数较大时,分解系数之间总存在恒定的偏差,这将直接影响重构信号与真实信号的逼近程度,给重构信号带来不可避免的误差。如果对噪声用分解的系数用C(J,k)表示,其中j代表小波尺度,k代表时间,则可以得出如下结论: (1)如果所分解的信号是一个平稳、零均值的白噪声,则其小波分解系数是不相关的; (2)如果所分解的信号是一个高斯噪声,则其小波分解系数是独立的,并且也是高斯分布的; (3)如果所分析的信号是一个有色、平稳、零均值的高斯噪声序列,则其小波分解系数也是高斯序列。对每一个分解尺度j,其系数是一个有色、平稳的序列。 用ω(j,k)表示对含噪信号进行小波分解后得到的小波系数,由于小波变换是一种线形变换,因此它由2部分组成:信号对应的小波系数和噪声对应的小波系数。由于软阈值方法估计出来的小波系数ω(j,k)的绝对值总比ω(j,k)要小λ而影响了重构精度,应设法减小此偏差。只要使ω(j,k)与由信号对应的小波系数之间的差值尽量小,则ω(j,k)更接近于信号对应的小波系数,重构精度就越高。构造函数: 可知,当a=O时上式等效为。Donoho硬阈值;当a一1时,上式等效为Donoho软阈值;当a在0~1之间变化时,z一±cx3,有|f(x)一x|一>aλ。也就是说,随着ω(j,k)模值的增大,ω(j,k)与ω(j,k)偏差的绝对值逐渐减小为αλ,大大减小了软阈值方法中产生的恒定偏差,提高了重构精度,改善了去噪效果。可见,相对于硬、软阈值函数,新阈值函数是一个更优、更灵活的选择。只要在0和1之间适当的调整α的大小,就可以获得更好的去噪效果。图1是用.Matlab画出的Donoho软、硬阈值图及新阈值函数图(α=O.1)。 4 仿真试验 为了说明所述小波消噪法的有效性和优越性,分别采用传统的阈值函数和软硬阈值处理的方法以及新阈值函数和新阈值处理方式的方法进行去噪试验,试验对象选择信噪比为低于一10 dB的混有平稳加性高斯白噪声信号,信号波形如图2所示。信噪比为一13.777 6 dB。 图3是用两种小波方法处理含噪信号的消噪结果波形图,表1是两种消噪方法得到的信噪比。从图3和表1中可以得到如下结论: (1)传统小波消噪法处理后的信号虽然去除了部分噪声信号,信噪比也有所提高,但图形离原始信号的本来面目相差很远,从波形上还是无法确定有用信号的特征,可以说这样的处理结果是无效的。产生这种结果的原因就是因为传统的硬阈值小波消噪在处理噪声信号时对阈值的选择依赖性很强,在消噪过程中保留了强背景信号的某些特征,或者消弱了真实信号的完整性。阈值选择的适合与否直接影响微弱信号的检测效果,因此对于淹没在强噪声背景下的微弱信号而言,这种方法显得束手无策。 (2)这里结合信号特征及低信噪比这一实际情况,采用了具有可调节的阈值函数,并对分解系数的处理方式进行了优化,从而大大改善了去噪效果。从图3中可以看出虽然消噪后的信号与原始无噪信号还有较大差别,但很明显可以知道信号的周期、幅值等特征,信噪比也达到15.530 3 dB,提高了约30 dB,基本上完成了微弱信号的检测任务。 (3)表1中的信噪比是对信号消噪的量化表征。很明显,这里所述的新方法具有最好的去噪效果。5 结 语 这里提出了一种具有可调功能的阈值函数,充分考虑到了信噪比因素的影响,此外对分解系数的处理也进行了合理优化。与传统的硬、软阈值方法相比,去噪效果无论在视觉上还是在去噪后信号的信噪比都有明显改善,而且新方法很灵活,具有很好的稳定。

    时间:2018-10-08 关键词: 电源技术解析 噪声 随机共振检测 信噪比

  • 初步了解信号链中的数据转换器

    初步了解信号链中的数据转换器

    信号链由多个组件构成,如放大器、数据转换器、接口、时钟和定时等。信号链的用途是采集和处理数据,或者根据对实时信息的分析应用系统控制。本文中,我们将关注信号链的一部分:数据转换器(参见下图1),但首先必须了解模拟和数字世界。图1:采用外部基准电压的基本ADC信号需要经过处理,才能显示其中所含的信息、进行信号分析或转换成另一种能够使用的信号类型。在实际应用中,模拟产品检测声、光、温度或压力等信号,然后进行操作处理。接着由模数转换器(ADC)等转换器接收真实信号,将其转换为1和0的数字格式。随后,由数字信号处理器捕获数字化信息并加以处理,最后反馈供现实世界使用。这个过程可通过两种方式来实现,一是数字方式,二是经过数模转换器(DAC),转成模拟格式。二者均以高速完成。模拟信号是连续信号,而数字信号仅捕捉部分信号。在学习数据转换器(ADC或DAC)时,需要了解一些基本知识。例如,为什么首先要对模拟信号进行数字化?原因有多个,其中包括:改善信号分析能力、更鲁棒的存储和更精确的传输。但另一方面,信号变得更为复杂,而且需要更长的处理时间。有利就有弊,但好消息是:高性能转换器有助于消除复杂性并增强性能。ADC的用途涉及输入信号的量化,这意味着转换器会引入少量误差。ADC的整体性能涉及许多参数,如热噪声、抖动和量化噪声-即指定带宽(BW)内的信噪比(SNR)。转换器数据手册中报告的信噪比可为设计人员提供实际的期望,帮助其了解转换器在被采样信号中的最低可分辨"步长". ADC并非仅执行一次转换,而是周期性地执行转换,即采样。最终获得的是将连续模拟信号转换为离散或不连续信号的信号样本或数字值序列。你会看到,这一过程对捕捉到的信号质量有重大影响。图2.采样数据系统:采样和量化。此处,采样是时域上的影响,而量化则是幅度域上的影响。采样这一行为导致二者同时发生,并把信号分为两个轴。

    时间:2018-10-05 关键词: 数据转换器 adc 电源技术解析 信号链 信噪比

  • 内调制微光检测技术

    1 引 言   光是携带和传递信息的重要载体,光电信号作为信息的一种重要载体,具有信息容量大、易于控制、便于远距离传输和在线测量等特点。目前,微弱光的检测技术已成为生命科学、材料科学、环境科学、食品科学以及航天科学等众多领域内的一种非常重要的研究手段,与之相关的各种仪器已成为各类实验室极为重要的设备。   在微光检测系统中,光电变换是其核心部分,我们研究光电探测器件20年,在充分分析光电探测器基本功能的基础上,提出了“间接耦合光电探测”新概念〔1〕。根据“间接耦合光电探测”新概念研制的内调制光电探测器(简称内调制光电管或内调制光敏管)能使入射的光信号直接转化为受调制的交流电信号输出而不用机械斩波器。我们利用这种内调制光电探测器件作为微光检测系统的光电转换部分,使检测系统不需要机械斩波器就可以得到受调制的交流信号,克服了微弱直流电信号放大的困难,为提高系统信噪比和可靠性奠定了基础。而且,内调制光电探测器的工作条件相对光电倍增管要简单得多,使用寿命也相对更长。因此,利用内调制光电探测器作为光电变换器件的微光检测系统代表了一种新的微光测量技术〔2〕。 2 内调制光电检测原理   微弱光信号经过内调制光电探测器转换成电信号以后,还要经过放大、滤波等各种信号处理〔3〕。而在微弱光的检测过程中,光电检测系统在工作时总会受到一些无用信号的干扰。例如,光电转换中光电子随机起伏的干扰,辐射光场在传输过程中受到通道的影响及 背景光的干扰、放大器引入的干扰噪声等等。光电信号处理的主要目的是最大限度地抑制噪声,提取信号携带的有用信息。光电检测系统的噪声如图1所示。   这些噪声主要来自两方面:(1)来自研究系统的外部,通常由电、磁、机械等因素引起,这些干扰多具有一定的规律性,采取适当的措施可以将其减小或消除。(2)来自被研究系统内部的材料、器件和固有的物理过程的自然干扰。例如,任何电导体中带电粒子无规则运动引起的热噪声,光探测过程中光子计数引起的散粒噪声。这些过程是随机过程,不能精确预知其大小及规律,不能完全消除,但可以得知其统计规律,可以采取一些措施予以控制。   在光电探测器中固有噪声主要有热噪声、散粒噪声、产生-复合噪声(g-r噪声)、温度噪声等。噪声在实际的光电探测系统中是极其有害的。由于噪声总是与有用信号混在一起,因而影响对信号特别是微弱信号的正确检测。一个光电检测系统的极限探测能力往往受探测系统的噪声所限制。如何减少噪声的影响是检测系统的一个重要问题。 2.1 最大信噪比原理   当检测的信号光非常微弱时,通过光电探测器转换后得到的光电信号的信噪比(S/N)很小,这就需要一些特殊的微弱信号检测方法将信号从噪声中提取出来〔4〕。为了从信号处理系统获得最大的信噪比,系统的  频率函数和输入信号之间应满足一定的关系。  设,信号处理系统如图2所示。其H(jω)为系统的频率函数;h(t)为系统的脉冲响应;Si(t)为输入信号;So(t)为输出信号;Wi(ω)为输入白噪声的功率谱密度,且Wi(ω)=No;PN(t)为输出噪声功率;Wo(t)为输出噪声的功率谱密度;Si(jω)为输入信号频谱;So(jω)为输出信号频谱。 根据信号的频域分析方法,可得输出信号的频谱为: 将式(1)作傅立叶变换,可得输出信号的时域表达式 根据图2,输出噪声功率谱密度为 这样,就可以得到td时刻系统输出的功率信噪比为 利用Schwartz不等式对其化简,整理后为 当满足   由上述分析可知,为了获得最大的输出信噪比,信号处理系统的频率响应函数与输出信号的频谱之间需要满足式(8)。满足这一关系的信号处理系统称为匹配滤波器,匹配滤波技术是微弱信号检测的一种重要的方法。 2.2 互相关检测原理 利用信号和噪声在相关特性上具有不同的特点,是微弱信号检测的一种常用方法。定义互相关函数: 它是描述t时刻的x(t)和t-l时刻的y(t)之间的相关程度。如果两个函数(过程)的发生互相完全没有关系(例如信号与随机噪声),则它们的互相关函数是一常数,这个常数等于两函数平均值的积。若一个函数(如噪声)的平均值为零,则它们的互相关函数为零。如果两函数具有相同的基波频率,则互相关函数保留了原函数的幅度和相位信息。   互相关检测的原理如图3所示。已知输入信号S(t)的重复周期或频率,用一重复周期与输入信号相同的参考信号y(t)与混有噪声n(t)的输入信号进行相关。则互相关函数 Rsy(l)包涵了信号S(t)所携带的信息,这样就能把信号S(t)检测出来。 3 模拟电路的设计与结构   内调制微光检测系统的信号处理部分的基本原理如图4所示,主要由信号通道、参考脉冲、乘法器、采样保持电路、量程自动换档和精密稳压电路组成。   内调制探测器输出的交流电流信号经I-V转换后成为交流电压信号,其数学表达式为Vi=Vm cosωt,由于信号的信噪比很小,因此,选频放大电路必须改善信号的信噪比。由最大信噪比原理可知,选频放大电路的频率函数为: 由上式可知,选频放大电路的频率函数为冲击脉冲,可以用窄带带通滤波器来实现,我们采用巴特沃兹(Butterworth)二阶带通滤波器,巴特沃兹二阶滤波器在通带内具有最平坦的频幅特性,能够很好地改善探测器输出信号的信噪比。二阶巴特沃兹滤波器的结构如图5所示。其中心角频率通过适当的调整使其中心角频率和探测器输出信号的频率相同,使得探测器输出信号经过滤波器后幅度增益最大。这样,选频放大器输出信号的峰值和光强成正比。   参考脉冲是信号处理系统一个非常重要的部分。方波发生器产生一定频率适合调制的方波信号,经波形变换为同频率的正弦交流小信号,叠加在探测器的栅极将其输出调制为交流信号,其输出信号峰值和光强成正比。方波发生器同时还产生一路与调制信号同频率的信号,通过脉冲宽度调制得到一定宽度适合与选频放大输出信号相关的脉冲方波信号,经延时后使之与选频放大输出的交流信号的峰值同步,同时,该脉冲信号作为乘法器输出信号的采样触发脉冲。选频放大器输出的信号,由于其增益非常高,增强了放大器本身噪声的影响,因而有必要对其输出信号进行滤噪处理。我们根据互相关检测的原理利用光电耦合器作为开关式乘法器对其进行滤噪处理。从乘法器输出的信号为一脉冲信号,其峰值和输入光信号的光强成正比,为了便于A/D转换处理,我们用一峰值采样保持电路在其峰值处取样,并保持在采样脉冲低电平周期内不变,从而得到与输入光信号的光强成正比地直流电压信号。 4 结束语   作为微弱光的检测系统,检测极限是其一个非常重要的参数。为了检验内调制微光检测系统的检测极限,我们将其制作的微光仪送至中国计量科学研究院进行测试。系统检测极限的照度和光功率结果如表1所示,表明该系统可检测到6.5×10-6Lx的微光。在波长λ=870nm处,辐照度为4.081×10-11W/cm2时,系统显示值为1.3×10-3,内调制光电探测器的面积A=700×700(μm)2,由此可算出系统的最小检测功率约为2×10-13W。   从实验结果来看,内调制微光检测系统利用探测器的内调制光电特性,将光信号转变为受调制的交流电信号,方便了后级电路的处理,克服了传统微弱光检测的缺点。这种内调制微光检测技术是一项基础性技术,能检测从紫外到中红外的微光,也可检测微弱的脉冲光。在工业、农业、国防、科技、环保、医疗卫生、食品卫生检查等领域有着广泛的用途。利用该技术研制出的内调制光纤比色温度仪,已用于冶金行业中的在线测温。 参考文献 1 何民才,陈炳若,黄启俊,等.间接耦合光电探测器.中国科学A辑,1990,(4):431~439 2 何民才,黄启俊,戴 锋.内调制光纤比色温度传感器.仪表技术与传感器,1998,(3):7~9 3 He Mincai,Long Li,Huang Qijun,et al.IntramodulatedPhotodetector.Sensors and Acruators A,1993,35:227~230 4 钱浚霞,郑坚立.光电检测技术.北京:机械工业出版社,1993:112~167

    时间:2018-06-19 关键词: 内调制 内调制光电探测器 信噪比

  • 英飞凌推出信噪比70 dB的封装MEMS麦克风

    德国慕尼黑讯—英飞凌科技股份公司(FSE: IFX / OTCQX: IFNNY)将进军封装硅麦克风市场,以满足市场对高性能、低噪声MEMS麦克风的需求。该模拟和数字麦克风基于英飞凌的双背板MEMS技术,70 dB信噪比(SNR)使其脱颖而出。同时该麦克风在135 dB声压级(SPL)时失真度非常低——10%。这款麦克风采用4 mm x 3 mm x 1.2 mm MEMS封装,非常适于高品质录音和远场语音捕获应用。 英飞凌电源管理及多元化市场事业部高级总监兼传感器产品系列负责人Roland Helm 博士表示:“这是对我们与全球封装合作伙伴携手开展的成熟型大容量裸片MEMS和ASIC业务的扩展。我们将继续加强与发展裸片业务,同时我们还通过两款全新封装麦克风满足低噪声高端市场需求。” 当前的MEMS麦克风技术利用声波致动膜和静态背板。英飞凌的双背板MEMS技术利用嵌入两个背板内的膜,从而产生真正的差分信号。这样可以提升高频抗扰度,确保更佳音频信号处理效果,并将总谐波失真(THD)10%的声过载点增至135 dB SPL。 其信噪比为70 dB,相比传统的MEMS麦克风而言实现6 dB的改进。这种改进相当于使用户可以发出由麦克风捕获的语音命令的距离加倍。此外,该模拟和数字麦克风具有出色的麦克风到麦克风匹配(±1 dB灵敏度匹配和± 2°相位匹配)特性,非常适于按阵列部署。为此,该MEMS麦克风非常适于超精确波束成形和降噪。 供货 这款低噪声模拟和数字封装MEMS麦克风的工程样品将于2017年第四季度提供工程样品,并将于2018年第一季度开始投入生产。

    时间:2017-08-02 关键词: 英飞凌 mems麦克风 信噪比

  • ADC时钟输入考虑

        为了充分发挥芯片的性能,应利用一个差分信号驱动ADC的采样时钟输入端(CLK+和CLK?)。 通常,应使用变压器或电容将该信号交流耦合到CLK+引脚和CLK?引脚内。 这两个引脚有内部偏置,无需其它偏置。     高速、高分辨率ADC对时钟输入信号的质量非常敏感。 为使高速ADC实现出色的信噪比(SNR),必须根据所需的输入频率认真考虑均方根(rms)时钟抖动。 rms时钟抖动可能会限制SNR,哪怕性能最佳的ADC也不例外,输入频率较高时情况会更加严重。 在给定的输入频率(fA)下,仅由孔径抖动(tJ)造成的SNR下降计算公式如下:     SNR = 20 × log10 (2 × π × fA × tJ)     公式中,均方根孔径抖动表示所有抖动源(包括时钟输入信号、模拟输入信号和ADC孔径抖动)的均方根。 中频欠采样应用对抖动尤其敏感,如下图所示。 均方根时钟抖动相同时,若ADC的模拟输入频率提高到三倍,SNR会降低10dB。     图中显示了不同均方根时钟抖动条件下受限于SNR的性能与输入频率的关系。 可注意到,随着输入频率提高,为了实现与较低输入频率下相同的SNR限值,需要降低均方根时钟抖动。 例如,均方根时钟抖动为200fs时,ADC在250MHz时的SNR性能限值为70dB,但1GHz输入信号要实现相同性能,均方根时钟抖动必须为50fs或更低。         理想信噪比与模拟输入频率和抖动的关系     当孔径抖动可能影响ADC的动态范围时,应将时钟输入信号视为模拟信号。 为避免在时钟信号内混入数字噪声,时钟驱动器电源应与ADC输出驱动器电源分离。 如果时钟信号来自其它类型的时钟源(通过门控、分频或其它方法),则应在最后对原始时钟进行重定时。         作者简介: Ian Beavers,ADI公司数字视频处理部(位于美国北卡罗莱纳州格林斯博罗)高级工程师,HDMI及其他视频接口产品组主管。 1999年进入ADI公司,拥有超过15年的半导体行业工作经验。 他拥有美国北卡罗来纳州立大学电气工程学士学位和格林斯博罗分校MBA学位。

    时间:2015-07-16 关键词: 分辨率 变压器 信噪比

  • 触摸屏控制器性能指标信噪比的测量方案

    触摸屏控制器制造商经常拿各种规格和标准来使自己的产品与众不同。其中最常提到的就是信噪比(SNR)。然而,当噪声存在时,即使数字上看起来不错,也并不意味着SNR就是一个很好的系统性能指标。这篇文章将讨论什么是信噪比,它是如何计算的,它对系统性能意味着什么,是否能很好的度量触摸性能。 什么是信噪比? 信噪比是触摸屏控制器的性能指标,现在已经作为行业标准被大家接受。信噪比的问题是没有任何行业标准的测量、计算、报告方法,尤其是在某些典型系统中,噪声具有高可变性的情况下,例如移动电话。这两个部分(信号和噪声)的测量和计算很大程度上依赖于被测装置(DUT),有代表性的是移动电话。值得注意的是,虽然信噪比作为性能衡量已被广泛接受,行业专家明白,大多数市场宣扬的高信噪比放到实际应用中并不能保证。此外,在噪声环境下,提供高信噪比也不能完全符合其功能规范。 在电容式触摸屏中,信噪比中信号就是加上测量到的手指电容后的实际电容的变化量。手指电容取决于传感器覆盖物厚度、手指大小,DUT到地的寄生电容,以及传感器模式。噪声成分依赖于内部控制器噪声和外部噪声源,本文将会就这些方面进行讨论。 投射式电容触摸屏触摸技术已应用在很多新型智能手机中,触摸传感器使用时都会遇到噪声。噪声从显示器(可能是LCD或AMOLED)耦合到触摸传感器,距离越近噪声越大。不像模拟显示那样同步,这类LCD噪声通常是尖峰噪声。USB充电器噪声通常也是也尖峰噪声。它也是最容易变化的,因为在每个设备中AC/DC变压器的结构和组件是不同的。 第三方低成本的充电器特别容易出现这种噪声尖峰。因此,当触摸控制器没有像cypressChargerArmor那样的噪声抑制技术时,USB充电器是OEM厂商最头疼的事情。当所有这些外部噪声存在时,我们期望触摸控制器不会错误报告手指触摸或手指位置。他们并不能归类于普通,或高斯,或分布式噪声。这就给工程师和营销人员带来一个问题,要区分出没有噪声时ADC的信噪比。 在众多的测量条件下,信噪比一直能够作为度量标准不能不说是一个奇迹。此外,信噪比不能预测最重要和量化的触摸屏噪声相关参数:抖动(也称为无噪声分辨率)和错误触摸报告。幸运的是,有一个信噪比测量技术能预测非高斯噪声存在时的抖动。 噪声如何影响触摸屏系统 不好的信噪比会影响系统的鲁棒性,造成假触摸和位置跳动。手指靠近触摸屏时会干扰相交的两个透明电极的边缘电场。这种电容称为互电容。这就改变了传感器的电容。交叉点发生在发射和接收电极直角交叉处。在手机触摸屏上有好几百个这样的交叉点。触摸屏控制器测量所有交叉点电容的变化,并把测量数据转换成量化的原始数据。通过测量每个交叉点,而不是整个电极,控制器就能够创建一个二维的触摸屏传感器电容图表。 如果在手指附近交叉点发生一个大的噪声尖峰,那么在位置计算算法就会添加一个错误标志。然后该算法转换原始数据到坐标;根据噪声峰值大小,手指位置报告的坐标可能是抖动,当手指静止,可能在两坐标间交替。当智能手机使用触摸屏接口,插到USB充电器时,某些无意识的输入或选择可能会出现这些情况。 我们可以断定,在缺少规范化测量方法时,信噪比可以作为性能度量,但并不完美。这里有定义好了的性能指标,测量步骤,计算方法,触摸屏控制器供应商(见赛普拉斯规范001-49389)和移动设备OEM可以使用来量化触摸性能。这些规范是必要的,可以保证可重复的试验结果,验证触摸屏性能,减少触摸屏测试硬件和固件变化。 典型的性能测试除了触摸屏硬件和控制器接口外还需要金属手指模拟器,夹具,示波器,函数发生器,自动机械。例如,标准的抖动测量过程分为七步,记录手指位置坐标上的时间噪声。这里的测量表明有多大运动,多少距离,我们会期望是不动的手指。这是一个相对简单的参数测量,它直接并立即在用户界面产生影响。相比之下,信噪比的影响在触摸屏性能上就不那么直接了。即使在噪声环境下,数字滤波器和位置计算算法也能够去除抖动,就是降低了信噪比值(作为一种性能度量)。把信噪比作为一个性能指标是不可取的,因为它不能最终给你一个真正意义上的系统性能。 本文是想告诉大家,不要以点见面,以偏概全,信噪比并不能告诉我们系统是否很好地响应触摸。这就是为什么触摸控制器领先制造商,如赛普拉斯TrueTouch,有一套测试和测量方法来评估新的触摸屏设计的性能。

    时间:2012-06-18 关键词: 触摸屏控制器 测量 性能指标 信噪比

  • 触摸屏控制器性能指标信噪比的测量方案

    触摸屏控制器制造商经常拿各种规格和标准来使自己的产品与众不同。其中最常提到的就是信噪比(SNR)。然而,当噪声存在时,即使数字上看起来不错,也并不意味着SNR就是一个很好的系统性能指标。这篇文章将讨论什么是信噪比,它是如何计算的,它对系统性能意味着什么,是否能很好的度量触摸性能。 什么是信噪比? 信噪比是触摸屏控制器的性能指标,现在已经作为行业标准被大家接受。信噪比的问题是没有任何行业标准的测量、计算、报告方法,尤其是在某些典型系统中,噪声具有高可变性的情况下,例如移动电话。这两个部分(信号和噪声)的测量和计算很大程度上依赖于被测装置(DUT),有代表性的是移动电话。值得注意的是,虽然信噪比作为性能衡量已被广泛接受,行业专家明白,大多数市场宣扬的高信噪比放到实际应用中并不能保证。此外,在噪声环境下,提供高信噪比也不能完全符合其功能规范。 在电容式触摸屏中,信噪比中信号就是加上测量到的手指电容后的实际电容的变化量。手指电容取决于传感器覆盖物厚度、手指大小,DUT到地的寄生电容,以及传感器模式。噪声成分依赖于内部控制器噪声和外部噪声源,本文将会就这些方面进行讨论。 投射式电容触摸屏触摸技术已应用在很多新型智能手机中,触摸传感器使用时都会遇到噪声。噪声从显示器(可能是LCD或AMOLED)耦合到触摸传感器,距离越近噪声越大。不像模拟显示那样同步,这类LCD噪声通常是尖峰噪声。USB充电器噪声通常也是也尖峰噪声。它也是最容易变化的,因为在每个设备中AC/DC变压器的结构和组件是不同的。 第三方低成本的充电器特别容易出现这种噪声尖峰。因此,当触摸控制器没有像cypressChargerArmor那样的噪声抑制技术时,USB充电器是OEM厂商最头疼的事情。当所有这些外部噪声存在时,我们期望触摸控制器不会错误报告手指触摸或手指位置。他们并不能归类于普通,或高斯,或分布式噪声。这就给工程师和营销人员带来一个问题,要区分出没有噪声时ADC的信噪比。 在众多的测量条件下,信噪比一直能够作为度量标准不能不说是一个奇迹。此外,信噪比不能预测最重要和量化的触摸屏噪声相关参数:抖动(也称为无噪声分辨率)和错误触摸报告。幸运的是,有一个信噪比测量技术能预测非高斯噪声存在时的抖动。 噪声如何影响触摸屏系统 不好的信噪比会影响系统的鲁棒性,造成假触摸和位置跳动。手指靠近触摸屏时会干扰相交的两个透明电极的边缘电场。这种电容称为互电容。这就改变了传感器的电容。交叉点发生在发射和接收电极直角交叉处。在手机触摸屏上有好几百个这样的交叉点。触摸屏控制器测量所有交叉点电容的变化,并把测量数据转换成量化的原始数据。通过测量每个交叉点,而不是整个电极,控制器就能够创建一个二维的触摸屏传感器电容图表。 如果在手指附近交叉点发生一个大的噪声尖峰,那么在位置计算算法就会添加一个错误标志。然后该算法转换原始数据到坐标;根据噪声峰值大小,手指位置报告的坐标可能是抖动,当手指静止,可能在两坐标间交替。当智能手机使用触摸屏接口,插到USB充电器时,某些无意识的输入或选择可能会出现这些情况。 我们可以断定,在缺少规范化测量方法时,信噪比可以作为性能度量,但并不完美。这里有定义好了的性能指标,测量步骤,计算方法,触摸屏控制器供应商(见赛普拉斯规范001-49389)和移动设备OEM可以使用来量化触摸性能。这些规范是必要的,可以保证可重复的试验结果,验证触摸屏性能,减少触摸屏测试硬件和固件变化。 典型的性能测试除了触摸屏硬件和控制器接口外还需要金属手指模拟器,夹具,示波器,函数发生器,自动机械。例如,标准的抖动测量过程分为七步,记录手指位置坐标上的时间噪声。这里的测量表明有多大运动,多少距离,我们会期望是不动的手指。这是一个相对简单的参数测量,它直接并立即在用户界面产生影响。相比之下,信噪比的影响在触摸屏性能上就不那么直接了。即使在噪声环境下,数字滤波器和位置计算算法也能够去除抖动,就是降低了信噪比值(作为一种性能度量)。把信噪比作为一个性能指标是不可取的,因为它不能最终给你一个真正意义上的系统性能。 本文是想告诉大家,不要以点见面,以偏概全,信噪比并不能告诉我们系统是否很好地响应触摸。这就是为什么触摸控制器领先制造商,如赛普拉斯TrueTouch,有一套测试和测量方法来评估新的触摸屏设计的性能。

    时间:2012-06-16 关键词: 方案 指标 性能 控制器 触摸屏 测量 电源技术解析 信噪比

  • 触摸屏控制器的性能指标信噪比相关情况解析方案

    触摸屏控制器制造商经常拿各种规格和标准来使自己的产品与众不同。其中最常提到的就是信噪比(SNR)。然而,当噪声存在时,即使数字上看起来不错,也并不意味着SNR就是一个很好的系统性能指标。这篇文章将讨论什么是信噪比,它是如何计算的,它对系统性能意味着什么,是否能很好的度量触摸性能。 什么是信噪比? 信噪比是触摸屏控制器的性能指标,现在已经作为行业标准被大家接受。信噪比的问题是没有任何行业标准的测量、计算、报告方法,尤其是在某些典型系统中,噪声具有高可变性的情况下,例如移动电话。这两个部分(信号和噪声)的测量和计算很大程度上依赖于被测装置(DUT),有代表性的是移动电话。值得注意的是,虽然信噪比作为性能衡量已被广泛接受,行业专家明白,大多数市场宣扬的高信噪比放到实际应用中并不能保证。此外,在噪声环境下,提供高信噪比也不能完全符合其功能规范。 在电容式触摸屏中,信噪比中信号就是加上测量到的手指电容后的实际电容的变化量。手指电容取决于传感器覆盖物厚度、手指大小,DUT到地的寄生电容,以及传感器模式。噪声成分依赖于内部控制器噪声和外部噪声源,本文将会就这些方面进行讨论。 投射式电容触摸屏触摸技术已应用在很多新型智能手机中,触摸传感器使用时都会遇到噪声。噪声从显示器(可能是LCD或AMOLED)耦合到触摸传感器,距离越近噪声越大。不像模拟显示那样同步,这类LCD噪声通常是尖峰噪声。USB充电器噪声通常也是也尖峰噪声。它也是最容易变化的,因为在每个设备中AC/DC变压器的结构和组件是不同的。 第三方低成本的充电器特别容易出现这种噪声尖峰。因此,当触摸控制器没有像cypressChargerArmor那样的噪声抑制技术时,USB充电器是OEM厂商最头疼的事情。当所有这些外部噪声存在时,我们期望触摸控制器不会错误报告手指触摸或手指位置。他们并不能归类于普通,或高斯,或分布式噪声。这就给工程师和营销人员带来一个问题,要区分出没有噪声时ADC的信噪比。 在众多的测量条件下,信噪比一直能够作为度量标准不能不说是一个奇迹。此外,信噪比不能预测最重要和量化的触摸屏噪声相关参数:抖动(也称为无噪声分辨率)和错误触摸报告。幸运的是,有一个信噪比测量技术能预测非高斯噪声存在时的抖动。 噪声如何影响触摸屏系统 不好的信噪比会影响系统的鲁棒性,造成假触摸和位置跳动。手指靠近触摸屏时会干扰相交的两个透明电极的边缘电场。这种电容称为互电容。这就改变了传感器的电容。交叉点发生在发射和接收电极直角交叉处。在手机触摸屏上有好几百个这样的交叉点。触摸屏控制器测量所有交叉点电容的变化,并把测量数据转换成量化的原始数据。通过测量每个交叉点,而不是整个电极,控制器就能够创建一个二维的触摸屏传感器电容图表。 如果在手指附近交叉点发生一个大的噪声尖峰,那么在位置计算算法就会添加一个错误标志。然后该算法转换原始数据到坐标;根据噪声峰值大小,手指位置报告的坐标可能是抖动,当手指静止,可能在两坐标间交替。当智能手机使用触摸屏接口,插到USB充电器时,某些无意识的输入或选择可能会出现这些情况。 我们可以断定,在缺少规范化测量方法时,信噪比可以作为性能度量,但并不完美。这里有定义好了的性能指标,测量步骤,计算方法,触摸屏控制器供应商(见赛普拉斯规范001-49389)和移动设备OEM可以使用来量化触摸性能。这些规范是必要的,可以保证可重复的试验结果,验证触摸屏性能,减少触摸屏测试硬件和固件变化。 典型的性能测试除了触摸屏硬件和控制器接口外还需要金属手指模拟器,夹具,示波器,函数发生器,自动机械。例如,标准的抖动测量过程分为七步,记录手指位置坐标上的时间噪声。这里的测量表明有多大运动,多少距离,我们会期望是不动的手指。这是一个相对简单的参数测量,它直接并立即在用户界面产生影响。相比之下,信噪比的影响在触摸屏性能上就不那么直接了。即使在噪声环境下,数字滤波器和位置计算算法也能够去除抖动,就是降低了信噪比值(作为一种性能度量)。把信噪比作为一个性能指标是不可取的,因为它不能最终给你一个真正意义上的系统性能。 本文是想告诉大家,不要以点见面,以偏概全,信噪比并不能告诉我们系统是否很好地响应触摸。这就是为什么触摸控制器领先制造商,如赛普拉斯TrueTouch,有一套测试和测量方法来评估新的触摸屏设计的性能。

    时间:2012-06-11 关键词: 方案 触摸屏控制器 性能指标 信噪比

  • 触摸屏控制器的性能指标信噪比相关情况解析方案

    触摸屏控制器制造商经常拿各种规格和标准来使自己的产品与众不同。其中最常提到的就是信噪比(SNR)。然而,当噪声存在时,即使数字上看起来不错,也并不意味着SNR就是一个很好的系统性能指标。这篇文章将讨论什么是信噪比,它是如何计算的,它对系统性能意味着什么,是否能很好的度量触摸性能。 什么是信噪比? 信噪比是触摸屏控制器的性能指标,现在已经作为行业标准被大家接受。信噪比的问题是没有任何行业标准的测量、计算、报告方法,尤其是在某些典型系统中,噪声具有高可变性的情况下,例如移动电话。这两个部分(信号和噪声)的测量和计算很大程度上依赖于被测装置(DUT),有代表性的是移动电话。值得注意的是,虽然信噪比作为性能衡量已被广泛接受,行业专家明白,大多数市场宣扬的高信噪比放到实际应用中并不能保证。此外,在噪声环境下,提供高信噪比也不能完全符合其功能规范。 在电容式触摸屏中,信噪比中信号就是加上测量到的手指电容后的实际电容的变化量。手指电容取决于传感器覆盖物厚度、手指大小,DUT到地的寄生电容,以及传感器模式。噪声成分依赖于内部控制器噪声和外部噪声源,本文将会就这些方面进行讨论。 投射式电容触摸屏触摸技术已应用在很多新型智能手机中,触摸传感器使用时都会遇到噪声。噪声从显示器(可能是LCD或AMOLED)耦合到触摸传感器,距离越近噪声越大。不像模拟显示那样同步,这类LCD噪声通常是尖峰噪声。USB充电器噪声通常也是也尖峰噪声。它也是最容易变化的,因为在每个设备中AC/DC变压器的结构和组件是不同的。 第三方低成本的充电器特别容易出现这种噪声尖峰。因此,当触摸控制器没有像cypressChargerArmor那样的噪声抑制技术时,USB充电器是OEM厂商最头疼的事情。当所有这些外部噪声存在时,我们期望触摸控制器不会错误报告手指触摸或手指位置。他们并不能归类于普通,或高斯,或分布式噪声。这就给工程师和营销人员带来一个问题,要区分出没有噪声时ADC的信噪比。 在众多的测量条件下,信噪比一直能够作为度量标准不能不说是一个奇迹。此外,信噪比不能预测最重要和量化的触摸屏噪声相关参数:抖动(也称为无噪声分辨率)和错误触摸报告。幸运的是,有一个信噪比测量技术能预测非高斯噪声存在时的抖动。 噪声如何影响触摸屏系统 不好的信噪比会影响系统的鲁棒性,造成假触摸和位置跳动。手指靠近触摸屏时会干扰相交的两个透明电极的边缘电场。这种电容称为互电容。这就改变了传感器的电容。交叉点发生在发射和接收电极直角交叉处。在手机触摸屏上有好几百个这样的交叉点。触摸屏控制器测量所有交叉点电容的变化,并把测量数据转换成量化的原始数据。通过测量每个交叉点,而不是整个电极,控制器就能够创建一个二维的触摸屏传感器电容图表。 如果在手指附近交叉点发生一个大的噪声尖峰,那么在位置计算算法就会添加一个错误标志。然后该算法转换原始数据到坐标;根据噪声峰值大小,手指位置报告的坐标可能是抖动,当手指静止,可能在两坐标间交替。当智能手机使用触摸屏接口,插到USB充电器时,某些无意识的输入或选择可能会出现这些情况。 我们可以断定,在缺少规范化测量方法时,信噪比可以作为性能度量,但并不完美。这里有定义好了的性能指标,测量步骤,计算方法,触摸屏控制器供应商(见赛普拉斯规范001-49389)和移动设备OEM可以使用来量化触摸性能。这些规范是必要的,可以保证可重复的试验结果,验证触摸屏性能,减少触摸屏测试硬件和固件变化。 典型的性能测试除了触摸屏硬件和控制器接口外还需要金属手指模拟器,夹具,示波器,函数发生器,自动机械。例如,标准的抖动测量过程分为七步,记录手指位置坐标上的时间噪声。这里的测量表明有多大运动,多少距离,我们会期望是不动的手指。这是一个相对简单的参数测量,它直接并立即在用户界面产生影响。相比之下,信噪比的影响在触摸屏性能上就不那么直接了。即使在噪声环境下,数字滤波器和位置计算算法也能够去除抖动,就是降低了信噪比值(作为一种性能度量)。把信噪比作为一个性能指标是不可取的,因为它不能最终给你一个真正意义上的系统性能。 本文是想告诉大家,不要以点见面,以偏概全,信噪比并不能告诉我们系统是否很好地响应触摸。这就是为什么触摸控制器领先制造商,如赛普拉斯TrueTouch,有一套测试和测量方法来评估新的触摸屏设计的性能。

    时间:2012-06-09 关键词: 方案 指标 性能 控制器 触摸屏 电源技术解析 解析 相关 情况 信噪比

  • 降低ADC信噪比损失的设计技巧

    本文将讨论影响SNR损失(由信号缩放引入)的主要因素,如何对其进行定量分析,以及更重要的是:如何把这种影响降至最低。   传感器或系统产生的许多信号都是双极性高压信号(如广泛使用的±10V信号)。不过,有很多简单的方法可以使这种信号通过ADC;也可以采用各种集成高压ADC解决方案:可处理这种满量程的大输入信号,而又不牺牲SNR.这些解决方案需要极高的供电电压来满足输入范围的要求,并且其功耗也相当大(图1)。这些高压ADC还缩小了信号调理(运放)解决方案的选择范围。如果信号需要与高压和低压输入组合多路复用,系统成本会大幅提升(图2)。   图1:高压ADC可适应大输入信号,但却以较大功耗为代价。为了实现这种方案,通常需要±15V和+5V电源。   图2:多路复用双极性高压ADC系统。   还可以使用输入放大器对信号进行缩放,使其与低压ADC的满量程输入范围相符合。这种信号调理电路可以连接到一个多路复用输入,从而使所有的信号都能与ADC的范围相符合(图3)。   图3:使用单个低压ADC的高压多路复用系统。   当使用放大器进行信号电压缩放时,噪声以放大器输入为参考。此时,有两个主要的噪声源:放大器本身的输入参考噪声,以及ADC的缩小输入参考噪声。这两个噪声源按照二次项的方式组合。此外,放大器的噪声还会通过ADC的输入带宽以及放大器与ADC输入之间的抗混叠滤波器进行滤波,参见图4.   图4:缩放放大器引入噪声,但噪声由RC电路和ADC的输入网络滤波。   系统SNR(放大器输入端)的计算公式为:     式中: VnADC为ADC的输入RMS噪声;VnOPA为放大器的输入参考噪声(输入参考的X倍)=单极点-3dB频率。   给定ADC的满量程范围、ADC的输入参考噪声和放大器的比例因子后,有两个变量会影响到SNR损失降低的目标:滤波器的截止频率和放大器的输入参考噪声。   如果信号源具有低频分量,可以设计滤波器,使放大器能够容许较大的输入噪声(较高的输入噪声通常与较低的功耗和成本有关)。如果ADC限制了系统的带宽,放大器需要具有足够低的输入参考噪声,以便把SNR损失控制在可接受的范围内。   举例来说,给定一个±10V输入信号和一个SNR为92dB的5VP-P满量程范围ADC,则比例因子(输入与满量程范围之比)为4.数据表中的ADC输入参考噪声为44.4nV RMS .假设滤波器的截止频率为10kHz,放大器的输入参考噪声为10nV/ (Hz) 1/2,则SNR的损失为:SNR(loss)=0.035dB.   如果没有滤波器,并假定ADC带宽为10MHz,为了达到相同的SNR损失,所需的输入参考噪声则变为0.3nV/(Hz) 1/2,这一要求非常严格。   对于10MHz相同带宽的ADC,如果允许SNR(loss)=0.5dB,则对放大器的噪声要求为4nV/(Hz) 1/2,相对来说较容易实现。   因此,如果给定了系统带宽和可容许的SNR损失,增加比例放大器以使高压信号转换到满量程范围的低压ADC,将是完全可行的解决方案。当把多路不同摆幅的信号馈送到一个多路复用的低压ADC时,这种解决方案能够实现高性价比的系统。

    时间:2012-05-10 关键词: adc 设计技巧 信噪比

  • RF系统设计中信噪比测量参考点的选择

    在无线产品的接收系统中,哪里是建立SNR的正确参考点?一般来说,系统设计工程师、天线设计工程师和系统中发射器一侧的设计工程师常常有不同的选择。而实际上任何位置都可作为参考点。本文通过深入研究参考点选择过程出现的各种问题,给出了克服由系统噪声测量参考点的不确定所引起的误差的解决方案。 在数字通信系统中,接收信噪功率谱密度比(Pr/N0)、接收位能量与噪声功率谱密度比(Eb/N0),以及其它类似的信噪比(SNR)常常被不太准确地定义在接收电路的输入点处。这种不精确性来自于一些常见的不确定性,包括应该在哪里定义和测量这些SNR,以及对于接收系统中的(Eb/N0而言,恰当而准确的参考点应该位于何处等问题。 这种不确定性必然会导致误差,它与本地SNR测量对应于一个系统SNR模型这一错误假设(实际情况并不总是如此)混杂在一起。此外,接收电路设计工程师常常在接收电路内部为SNR(以及系统温度)模型选择一个物理位置,它不同于系统设计工程师通常用作参考的位置。 为了减小潜在误差,设计工程师需要明确地区分测量和模型,而且必须完整地理解对这些接收电路SNR参数的模拟是如何发展演变的。此外,通过认识通信系统中各方面的差异(应该在哪里测量SNR和系统温度),可以避免在系统分析中犯错误。 简单地说,一个数字通信接收电路系统(图1)包括一副接收天线,一条损耗线,一个主要由放大器、相关器或匹配滤波器和采样器组成的接收电路,以及一个执行离散判决的检测器功能块。为简化起见,接收电路功能块中的下变频和均衡等功能没有显示出来,整个接收电路功能块将被当作单个电路元件来看待。假设损坏接收信号的热噪声具有平坦的功率谱密度,其幅度为N0 = kT (W/Hz),其中k为玻耳兹曼常数,T为以开尔文为单位的温度值。 电路元件模型 有效噪声温度的概念是一个简单的模型,它允许设计工程师将电路元件的内部噪声表示为理想电路的噪声温度输入源。图2a是将这一概念应用于放大器和衰减器的情况,并总结了两个关系方程: 方程1: TR=(F-1)290 Kelvin 方程2: TL=(L-1)290 Kelvin 上列方程中,TR和TL分别为放大器(接收电路)和衰减器(损耗线)的有效温度,F和L分别代表噪声谱和损耗因子。图2b是应用于一对级联电路元件(一条损耗线加上一个放大器)的模型,其中损耗线的增益可表示为1/L。 因此,复合噪声温度Tcomp可表示为: 方程3: Tcomp=TL + LTR 测量点 在接收电路中的某处进行SNR测量时,T代表该处的本地噪声温度(Tlocal)。如图3所示,Tlocal(其效果可在选择的某个观察点或参考点进行测量)代表源噪声功率。负载的影响忽略不计,因为计算SNR时它将被抵消。 测量位置 图3显示在接收系统中的A、B、C处对Tlocal和Pr/N0进行三次测量,参数中的上标A、B、C表示测量分别是在这些不同位置点进行的。对于每一个点,存在以下关系: A点有方程4a和4b所示关系。其中PrA为接收信号功率(由A点波形测得),N0A为噪声功率谱密度,来自对A点的测量,TAnt为天线温度(图3中的源噪声温度)。 注意,SNR测量通常包括三个步骤。第一步是对通信系统施加一个信息信号,并在接收天线的输出上测量接收到的波形功率,接收波形的功率与信噪之和的功率成正比。 第二步,滤除信号,只测量接收到的噪声功率。最后一步是从第一次测量的结果中减去噪声功率,计算得到信号功率与噪声功率之比,即SNR 对于B点有方程5a和5b所示关系,其中PrB为接收信号功率(来自对B点波形的测量),N0B为噪声功率谱密度,由对B点的测量得到。方程2中已给出损耗线的有效温度TL。注意由方程5a和图3可知,(1/L) *(TAnt + TL)为B点的源噪声温度。 对于C点有方程6a和6b所示关系,C点代表匹配滤波器的采样输出(该输出为一基带脉冲),PrC为接收信号功率(来自对C点的测量)。C点的噪声功率谱密度N0C可通过(在无信号时)直接在C点测量噪声功率N得到。这是因为对于单边带功率谱密度为N0 (W/Hz)的热噪声而言,匹配滤波器的输出噪声功率等于N0 W。由方程6a和图3可知,(G/L)*(TAnt + TL) + GTR代表C点的源噪声温度。接收电路功能块的放大系数(即功率增益)记为G,其有效温度TR已在方程1中给出。 方程4~6表明,从A点到B点再到C点,SNR呈下降趋势。在每个点测量SNR时,可以忽略测量点右边的所有电路,因为任何负载对SNR的分子和分母的影响肯定是相同的。 预检波点 图1中接收电路的解调/检测功能可分解为两个步骤。第一步,在每个符号持续期间,相关器或匹配滤波器恢复出一个表示数字符号的基带脉冲,然后进行采样。采样器的输出(C点),即预检波点,产生一个测试统计量,它包含接收符号和噪声两个分量。测试统计量的电压值与符号和噪声中的能量成正比,因而包含了SNR的基本度量信息。 第二步对该符号的离散意义做出判决(检测),其结果是一个信息位(用于二进制调制的数字位)。检测的精度是预检波SNR的函数。在数字接收系统中,预检波点是所有错误性能分析关注的重要位置。位误码概率PB是Eb/N0的函数,得出这个函数是检测器功能块的一个重要作用,采样中信号的能量越多(相对N0而言),误差性能就越好。 因此,关于Eb/N0的位置,简洁的答案就是将它定义在预检波点处。但是问题在于答案过于简单,因为它不能反映在规定这些SNR时通常使用的模型。此外还应该注意,Eb/N0被定义在尚无任何信息位之处。检测过程结束之后,才会出现信息位。或许Eb/N0更恰当的名称应该是每个有效位相对于N0的能量. 链路预算 规划链路预算时,系统Pr/N0常常表示为方程7(以图3中的A点为参考),其中EIRP为发射天线输出的有效全向辐射功率,Gr为接收天线增益,Ls为空间损耗,Lo预留给其它损耗。方程7中,TS表示系统的有效温度,且N0 = kTS。稍后我们将考察这个模型。 链路预算可给出接收系统中检测数据质量的一些信息。即方程7得到的Pr/N0值可用来描述系统的误差性能。为此,这里给出的Pr/N0必须与图3中C点(预检波点)的测量值相对应。虽然系统Pr/N0不必用C点的测量值来表示,但无论采用什么模型(参考点),一定会得到一个等价的值,仿佛Pr/N0是在C点测量得到的一样。 SNR的历史 在数字通信发展的早期,Pr/N0的测量直接在图3中的C点处进行,或者在接收天线的输出A点处进行,然后再考虑由损耗线和接收电路导致的SNR恶化,将其换算到预检波点。稍后,Eb/N0是通过方程8所示的关系直接进行计算,其中R为数据传输速率,单位为位/秒。 开始用接收的预检波SNR来描述通信系统后,人们很快就认识到除C点之外,可用的Pr/N0系统模型也将允许同一预检波SNR在接收天线输出(或接收系统中的任何参考点)处进行表述。 在教科书上,Pr/N0和Eb/N0常常表述在接收天线的输出点处。这可能容易使人混淆,因为人们将认为可以直接将接收天线输出点的简单测量结果作为系统SNR直接用于链路预算分析的准备工作,而这是不正确的。系统SNR或Pr/N0只能在预检波点这个位置直接测量,但可以在接收电路中的其它位置进行模拟。本文的后续部分将介绍测量和模拟之间的重要区别,以及如何不将二者混淆,避免系统误差。模型可以方便地描述一个系统,从而可用简单的方程来表示分析这个系统。但是,模型的参数一般无法测量。由于没有与系统交互的手段,模拟操作不能(象测量那样)修改底层的进程。 Pr/N0的系统模型 每当使用一个以内部某点为参考的预检波SNR来规定或描述系统时,T就用该点模拟的系统温度(TS)来表示。我们将把系统温度记为TSx,其中上标表示参考点为x。图4表明,TSx代表该点的系统温度(而不只是源温度)。对于图中所示的各点A'、B'和C',TSx可表示为方程9,其中参数TSx模拟点x之后的复合电路的噪声温度,在系统中不同的参考点处TSx一般各不相同。 图4给出了在三个不同点A'、B'和C'处模拟的预检波信噪比(现在可称为系统SNR)。这三个点代表了与图3中A、B和C点相同的物理位置。这种标记方式是为了强调现在不再在这些点上进行测量,而是以这些点为参考来模拟系统SNR。系统SNR只能在C'点(或图3中的C点)进行测量。对于点A'和B',模拟的系统信噪比在物理上并不存在。这种标记方式也保证我们不会将图3中A点和B点的SNR测量值与图4中A'点和B'点的SNR模拟值(标号相似)等同起来。对于图4中的每个参考点,可以这样描述TS和Pr/N0的关系: A'点:见方程10a和10b,其中TSA'是以A'点为参考的系统有效温度,由源噪声温度加上A'点之后的复合电路产生的噪声温度组成。TSA''的深层意义是,它代表了一个模型,允许我们推测对图4中A'点处表现的整体系统噪声产生影响的所有的噪声温度。因此,我们可以推测表现在天线输出端的整体系统噪声。 B'点:见方程11a和11b,其中TSB'是以B'点为参考的系统有效温度。注意方程11b中的第三项表明了在B'点模拟时,系统有效温度是如何使得对整体系统噪声有影响的噪声温度表现在图4中的B'点的。 C'点:见方程12a和12b,其中TSC'是以C'点为参考的系统有效温度,假设TcompC' = 0。 比较方程4~6中图3的关系与方程10~12中图4的关系可发现,前者随着从A点移动到C点,信噪比的下降反映了实际测量结果。另一方面,后者从A'点到C'点,系统Pr/N0比保持固定,反映了一个在接收系统中各个选择点产生系统(预检波)信噪比的模型。这种模拟的预检波SNR可表述在接收系统中的任何参考点处。在模型中,即使信号功率和系统温度在接收系统中的各个位置互不相同,系统中任何选定参考点处的系统Pr/N0比(其中N0 = kTS)仍然是相同的。 实际温度 我们将系统有效温度TS看作代表接收系统中所有噪声功率的参数。因此,对于一个给定的系统,是否仅有一个固定的TS值?有没有多个系统温度呢?答案是肯定的。系统有效温度是一个模型,代表系统中选定参考点的所有噪声功率。多数工程师习惯于只有一个参考点,因此对于给定的系统只按照一个固定的TS来考虑。需要注意的是,系统设计工程师、天线设计工程师和系统中发射器一侧的工作人员常常选择接收天线的输出点(图4中的A'点)作为TS和接收功率Pr的参考点。但接收电路设计工程师通常选择在接收电路的输入点(图4中的B'点)来描述TS和Pr。     假设天线和接收电路之间只通过一条损耗因子为L的损耗线进行连接,那么根据图4,TSA' = LTSB'、 PrA' = LPrB',且A'点和B'点肯定具有相同的系统SNR。但是,对于方程7所描述的接收系统,Gr/TS是多少?不同的系统温度对它有什么影响?其表述是类似的:在A'点,它可表达为GrA'/TSA',其中GrA'为接收天线的增益。在B'点,这个比率可等价地表示为方程13。 TS只有单一的值,但Pr或Gr的值不是单一的,它们各自受到电路环节中增益和损耗的影响,而且它们各自的值依赖于所选择的参考点。 Eb/N0的位置和模型 本文前面已简单给出结论,Eb/N0是在C点,即图3中的预检波点(或图4中的C'点)定义的。那么在模拟环境下,接收系统中的Eb/N0又应该以何处为参考点呢?前面讨论系统有效温度的模型时,可以从在接收系统中任意点表述的系统SNR得到同一个Eb/N0值。将图3中C点(方程6b)中的SNR与图4中C'点(方程12b)中的SNR进行比较可发现,C点测量的SNR值与C'点模拟的SNR值一致。这是因为,只有在这个预检波点,实际噪声温度TlocalC才等于系统的有效温度TSC'。对于其它位置,系统有效温度只代表一个简单的模型,其模拟值无法在参考点进行测量。在接收系统中用一个模型来规定SNR时,接收天线的输出点(图4中的A'点)是最常用作参考点的位置。 通过上述分析,我们回答了在一个接收系统中,哪里是建立或规定Eb/N0和其它类似SNR值的正确参考点的问题。假设已经有了一个精确的模型,答案是任何位置都可作为允许的参考点。不过,在接收电路规范的发展过程中,接收天线的输出点是这些SNR模型中最常使用的参考点。  

    时间:2012-04-19 关键词: 测量 rf系统 信噪比

  • 触摸屏控制器信噪比各方面相关知识解析方案

    触摸屏控制器制造商经常拿各种规格和标准来使自己的产品与众不同。其中最常提到的就是信噪比(SNR)。然而,当噪声存在时,即使数字上看起来不错,也并不意味着SNR就是一个很好的系统性能指标。这篇文章将讨论什么是信噪比,它是如何计算的,它对系统性能意味着什么,是否能很好的度量触摸性能。 什么是信噪比? 信噪比是触摸屏控制器的性能指标,现在已经作为行业标准被大家接受。信噪比的问题是没有任何行业标准的测量、计算、报告方法,尤其是在某些典型系统中,噪声具有高可变性的情况下,例如移动电话。这两个部分(信号和噪声)的测量和计算很大程度上依赖于被测装置(DUT),有代表性的是移动电话。值得注意的是,虽然信噪比作为性能衡量已被广泛接受,行业专家明白,大多数市场宣扬的高信噪比放到实际应用中并不能保证。此外,在噪声环境下,提供高信噪比也不能完全符合其功能规范。 在电容式触摸屏中,信噪比中信号就是加上测量到的手指电容后的实际电容的变化量。手指电容取决于传感器覆盖物厚度、手指大小,DUT到地的寄生电容,以及传感器模式。噪声成分依赖于内部控制器噪声和外部噪声源,本文将会就这些方面进行讨论。 投射式电容触摸屏触摸技术已应用在很多新型智能手机中,触摸传感器使用时都会遇到噪声。噪声从显示器(可能是LCD或AMOLED)耦合到触摸传感器,距离越近噪声越大。不像模拟显示那样同步,这类LCD噪声通常是尖峰噪声。USB充电器噪声通常也是也尖峰噪声。它也是最容易变化的,因为在每个设备中AC/DC变压器的结构和组件是不同的。 第三方低成本的充电器特别容易出现这种噪声尖峰。因此,当触摸控制器没有像cypressChargerArmor那样的噪声抑制技术时,USB充电器是OEM厂商最头疼的事情。当所有这些外部噪声存在时,我们期望触摸控制器不会错误报告手指触摸或手指位置。他们并不能归类于普通,或高斯,或分布式噪声。这就给工程师和营销人员带来一个问题,要区分出没有噪声时ADC的信噪比。 在众多的测量条件下,信噪比一直能够作为度量标准不能不说是一个奇迹。此外,信噪比不能预测最重要和量化的触摸屏噪声相关参数:抖动(也称为无噪声分辨率)和错误触摸报告。幸运的是,有一个信噪比测量技术能预测非高斯噪声存在时的抖动。 噪声如何影响触摸屏系统 不好的信噪比会影响系统的鲁棒性,造成假触摸和位置跳动。手指靠近触摸屏时会干扰相交的两个透明电极的边缘电场。这种电容称为互电容。这就改变了传感器的电容。交叉点发生在发射和接收电极直角交叉处。在手机触摸屏上有好几百个这样的交叉点。触摸屏控制器测量所有交叉点电容的变化,并把测量数据转换成量化的原始数据。通过测量每个交叉点,而不是整个电极,控制器就能够创建一个二维的触摸屏传感器电容图表。 如果在手指附近交叉点发生一个大的噪声尖峰,那么在位置计算算法就会添加一个错误标志。然后该算法转换原始数据到坐标;根据噪声峰值大小,手指位置报告的坐标可能是抖动,当手指静止,可能在两坐标间交替。当智能手机使用触摸屏接口,插到USB充电器时,某些无意识的输入或选择可能会出现这些情况。 我们可以断定,在缺少规范化测量方法时,信噪比可以作为性能度量,但并不完美。这里有定义好了的性能指标,测量步骤,计算方法,触摸屏控制器供应商(见赛普拉斯规范001-49389)和移动设备OEM可以使用来量化触摸性能。这些规范是必要的,可以保证可重复的试验结果,验证触摸屏性能,减少触摸屏测试硬件和固件变化。 典型的性能测试除了触摸屏硬件和控制器接口外还需要金属手指模拟器,夹具,示波器,函数发生器,自动机械。例如,标准的抖动测量过程分为七步,记录手指位置坐标上的时间噪声。这里的测量表明有多大运动,多少距离,我们会期望是不动的手指。这是一个相对简单的参数测量,它直接并立即在用户界面产生影响。相比之下,信噪比的影响在触摸屏性能上就不那么直接了。即使在噪声环境下,数字滤波器和位置计算算法也能够去除抖动,就是降低了信噪比值(作为一种性能度量)。把信噪比作为一个性能指标是不可取的,因为它不能最终给你一个真正意义上的系统性能。 本文是想告诉大家,不要以点见面,以偏概全,信噪比并不能告诉我们系统是否很好地响应触摸。这就是为什么触摸控制器领先制造商,如赛普拉斯TrueTouch,有一套测试和测量方法来评估新的触摸屏设计的性能。  

    时间:2012-03-22 关键词: 方案 触摸屏控制器 方面 信噪比

  • 触摸屏控制器信噪比各方面相关知识解析方案

    触摸屏控制器制造商经常拿各种规格和标准来使自己的产品与众不同。其中最常提到的就是信噪比(SNR)。然而,当噪声存在时,即使数字上看起来不错,也并不意味着SNR就是一个很好的系统性能指标。这篇文章将讨论什么是信噪比,它是如何计算的,它对系统性能意味着什么,是否能很好的度量触摸性能。 什么是信噪比? 信噪比是触摸屏控制器的性能指标,现在已经作为行业标准被大家接受。信噪比的问题是没有任何行业标准的测量、计算、报告方法,尤其是在某些典型系统中,噪声具有高可变性的情况下,例如移动电话。这两个部分(信号和噪声)的测量和计算很大程度上依赖于被测装置(DUT),有代表性的是移动电话。值得注意的是,虽然信噪比作为性能衡量已被广泛接受,行业专家明白,大多数市场宣扬的高信噪比放到实际应用中并不能保证。此外,在噪声环境下,提供高信噪比也不能完全符合其功能规范。 在电容式触摸屏中,信噪比中信号就是加上测量到的手指电容后的实际电容的变化量。手指电容取决于传感器覆盖物厚度、手指大小,DUT到地的寄生电容,以及传感器模式。噪声成分依赖于内部控制器噪声和外部噪声源,本文将会就这些方面进行讨论。 投射式电容触摸屏触摸技术已应用在很多新型智能手机中,触摸传感器使用时都会遇到噪声。噪声从显示器(可能是LCD或AMOLED)耦合到触摸传感器,距离越近噪声越大。不像模拟显示那样同步,这类LCD噪声通常是尖峰噪声。USB充电器噪声通常也是也尖峰噪声。它也是最容易变化的,因为在每个设备中AC/DC变压器的结构和组件是不同的。 第三方低成本的充电器特别容易出现这种噪声尖峰。因此,当触摸控制器没有像cypressChargerArmor那样的噪声抑制技术时,USB充电器是OEM厂商最头疼的事情。当所有这些外部噪声存在时,我们期望触摸控制器不会错误报告手指触摸或手指位置。他们并不能归类于普通,或高斯,或分布式噪声。这就给工程师和营销人员带来一个问题,要区分出没有噪声时ADC的信噪比。 在众多的测量条件下,信噪比一直能够作为度量标准不能不说是一个奇迹。此外,信噪比不能预测最重要和量化的触摸屏噪声相关参数:抖动(也称为无噪声分辨率)和错误触摸报告。幸运的是,有一个信噪比测量技术能预测非高斯噪声存在时的抖动。 噪声如何影响触摸屏系统 不好的信噪比会影响系统的鲁棒性,造成假触摸和位置跳动。手指靠近触摸屏时会干扰相交的两个透明电极的边缘电场。这种电容称为互电容。这就改变了传感器的电容。交叉点发生在发射和接收电极直角交叉处。在手机触摸屏上有好几百个这样的交叉点。触摸屏控制器测量所有交叉点电容的变化,并把测量数据转换成量化的原始数据。通过测量每个交叉点,而不是整个电极,控制器就能够创建一个二维的触摸屏传感器电容图表。 如果在手指附近交叉点发生一个大的噪声尖峰,那么在位置计算算法就会添加一个错误标志。然后该算法转换原始数据到坐标;根据噪声峰值大小,手指位置报告的坐标可能是抖动,当手指静止,可能在两坐标间交替。当智能手机使用触摸屏接口,插到USB充电器时,某些无意识的输入或选择可能会出现这些情况。 我们可以断定,在缺少规范化测量方法时,信噪比可以作为性能度量,但并不完美。这里有定义好了的性能指标,测量步骤,计算方法,触摸屏控制器供应商(见赛普拉斯规范001-49389)和移动设备OEM可以使用来量化触摸性能。这些规范是必要的,可以保证可重复的试验结果,验证触摸屏性能,减少触摸屏测试硬件和固件变化。 典型的性能测试除了触摸屏硬件和控制器接口外还需要金属手指模拟器,夹具,示波器,函数发生器,自动机械。例如,标准的抖动测量过程分为七步,记录手指位置坐标上的时间噪声。这里的测量表明有多大运动,多少距离,我们会期望是不动的手指。这是一个相对简单的参数测量,它直接并立即在用户界面产生影响。相比之下,信噪比的影响在触摸屏性能上就不那么直接了。即使在噪声环境下,数字滤波器和位置计算算法也能够去除抖动,就是降低了信噪比值(作为一种性能度量)。把信噪比作为一个性能指标是不可取的,因为它不能最终给你一个真正意义上的系统性能。 本文是想告诉大家,不要以点见面,以偏概全,信噪比并不能告诉我们系统是否很好地响应触摸。这就是为什么触摸控制器领先制造商,如赛普拉斯TrueTouch,有一套测试和测量方法来评估新的触摸屏设计的性能。  

    时间:2012-03-20 关键词: 方案 控制器 触摸屏 方面 电源技术解析 解析 相关 知识 信噪比

  • 如何测量电容式触摸屏的实际信噪比

    触摸屏控制器制造商经常拿各种规格和标准来使自己的产品与众不同。其中最常提到的就是信噪比(SNR)。然而,当噪声存在时,即使数字上看起来不错,也并不意味着SNR就是一个很好的系统性能指标。这篇文章将讨论什么是信噪比,它是如何计算的,它对系统性能意味着什么,是否能很好的度量触摸性能。 什么是信噪比? 信噪比是触摸屏控制器的性能指标,现在已经作为行业标准被大家接受。信噪比的问题是没有任何行业标准的测量、计算、报告方法,尤其是在某些典型系统中,噪声具有高可变性的情况下,例如移动电话。这两个部分(信号和噪声)的测量和计算很大程度上依赖于被测装置(DUT),有代表性的是移动电话。值得注意的是,虽然信噪比作为性能衡量已被广泛接受,行业专家明白,大多数市场宣扬的高信噪比放到实际应用中并不能保证。此外,在噪声环境下,提供高信噪比也不能完全符合其功能规范。 在电容式触摸屏中,信噪比中信号就是加上测量到的手指电容后的实际电容的变化量。手指电容取决于传感器覆盖物厚度、手指大小,DUT到地的寄生电容,以及传感器模式。噪声成分依赖于内部控制器噪声和外部噪声源,本文将会就这些方面进行讨论。 投射式电容触摸屏触摸技术已应用在很多新型智能手机中,触摸传感器使用时都会遇到噪声。噪声从显示器(可能是LCD或AMOLED)耦合到触摸传感器,距离越近噪声越大。不像模拟显示那样同步,这类LCD噪声通常是尖峰噪声。USB充电器噪声通常也是也尖峰噪声。它也是最容易变化的,因为在每个设备中AC/DC变压器的结构和组件是不同的。 第三方低成本的充电器特别容易出现这种噪声尖峰。因此,当触摸控制器没有像cypressChargerArmor那样的噪声抑制技术时,USB充电器是OEM厂商最头疼的事情。当所有这些外部噪声存在时,我们期望触摸控制器不会错误报告手指触摸或手指位置。他们并不能归类于普通,或高斯,或分布式噪声。这就给工程师和营销人员带来一个问题,要区分出没有噪声时ADC的信噪比。 在众多的测量条件下,信噪比一直能够作为度量标准不能不说是一个奇迹。此外,信噪比不能预测最重要和量化的触摸屏噪声相关参数:抖动(也称为无噪声分辨率)和错误触摸报告。幸运的是,有一个信噪比测量技术能预测非高斯噪声存在时的抖动。 噪声如何影响触摸屏系统 不好的信噪比会影响系统的鲁棒性,造成假触摸和位置跳动。手指靠近触摸屏时会干扰相交的两个透明电极的边缘电场。这种电容称为互电容。这就改变了传感器的电容。交叉点发生在发射和接收电极直角交叉处。在手机触摸屏上有好几百个这样的交叉点。触摸屏控制器测量所有交叉点电容的变化,并把测量数据转换成量化的原始数据。通过测量每个交叉点,而不是整个电极,控制器就能够创建一个二维的触摸屏传感器电容图表。 如果在手指附近交叉点发生一个大的噪声尖峰,那么在位置计算算法就会添加一个错误标志。然后该算法转换原始数据到坐标;根据噪声峰值大小,手指位置报告的坐标可能是抖动,当手指静止,可能在两坐标间交替。当智能手机使用触摸屏接口,插到USB充电器时,某些无意识的输入或选择可能会出现这些情况。 我们可以断定,在缺少规范化测量方法时,信噪比可以作为性能度量,但并不完美。这里有定义好了的性能指标,测量步骤,计算方法,触摸屏控制器供应商(见赛普拉斯规范001-49389)和移动设备OEM可以使用来量化触摸性能。这些规范是必要的,可以保证可重复的试验结果,验证触摸屏性能,减少触摸屏测试硬件和固件变化。 典型的性能测试除了触摸屏硬件和控制器接口外还需要金属手指模拟器,夹具,示波器,函数发生器,自动机械。例如,标准的抖动测量过程分为七步,记录手指位置坐标上的时间噪声。这里的测量表明有多大运动,多少距离,我们会期望是不动的手指。这是一个相对简单的参数测量,它直接并立即在用户界面产生影响。相比之下,信噪比的影响在触摸屏性能上就不那么直接了。即使在噪声环境下,数字滤波器和位置计算算法也能够去除抖动,就是降低了信噪比值(作为一种性能度量)。把信噪比作为一个性能指标是不可取的,因为它不能最终给你一个真正意义上的系统性能。 本文是想告诉大家,不要以点见面,以偏概全,信噪比并不能告诉我们系统是否很好地响应触摸。这就是为什么触摸控制器领先制造商,如赛普拉斯TrueTouch,有一套测试和测量方法来评估新的触摸屏设计的性能。  

    时间:2012-02-28 关键词: 电容式触摸屏 如何测量 信噪比

  • 如何测量电容式触摸屏的实际信噪比

    触摸屏控制器制造商经常拿各种规格和标准来使自己的产品与众不同。其中最常提到的就是信噪比(SNR)。然而,当噪声存在时,即使数字上看起来不错,也并不意味着SNR就是一个很好的系统性能指标。这篇文章将讨论什么是信噪比,它是如何计算的,它对系统性能意味着什么,是否能很好的度量触摸性能。 什么是信噪比? 信噪比是触摸屏控制器的性能指标,现在已经作为行业标准被大家接受。信噪比的问题是没有任何行业标准的测量、计算、报告方法,尤其是在某些典型系统中,噪声具有高可变性的情况下,例如移动电话。这两个部分(信号和噪声)的测量和计算很大程度上依赖于被测装置(DUT),有代表性的是移动电话。值得注意的是,虽然信噪比作为性能衡量已被广泛接受,行业专家明白,大多数市场宣扬的高信噪比放到实际应用中并不能保证。此外,在噪声环境下,提供高信噪比也不能完全符合其功能规范。 在电容式触摸屏中,信噪比中信号就是加上测量到的手指电容后的实际电容的变化量。手指电容取决于传感器覆盖物厚度、手指大小,DUT到地的寄生电容,以及传感器模式。噪声成分依赖于内部控制器噪声和外部噪声源,本文将会就这些方面进行讨论。 投射式电容触摸屏触摸技术已应用在很多新型智能手机中,触摸传感器使用时都会遇到噪声。噪声从显示器(可能是LCD或AMOLED)耦合到触摸传感器,距离越近噪声越大。不像模拟显示那样同步,这类LCD噪声通常是尖峰噪声。USB充电器噪声通常也是也尖峰噪声。它也是最容易变化的,因为在每个设备中AC/DC变压器的结构和组件是不同的。 第三方低成本的充电器特别容易出现这种噪声尖峰。因此,当触摸控制器没有像cypressChargerArmor那样的噪声抑制技术时,USB充电器是OEM厂商最头疼的事情。当所有这些外部噪声存在时,我们期望触摸控制器不会错误报告手指触摸或手指位置。他们并不能归类于普通,或高斯,或分布式噪声。这就给工程师和营销人员带来一个问题,要区分出没有噪声时ADC的信噪比。 在众多的测量条件下,信噪比一直能够作为度量标准不能不说是一个奇迹。此外,信噪比不能预测最重要和量化的触摸屏噪声相关参数:抖动(也称为无噪声分辨率)和错误触摸报告。幸运的是,有一个信噪比测量技术能预测非高斯噪声存在时的抖动。 噪声如何影响触摸屏系统 不好的信噪比会影响系统的鲁棒性,造成假触摸和位置跳动。手指靠近触摸屏时会干扰相交的两个透明电极的边缘电场。这种电容称为互电容。这就改变了传感器的电容。交叉点发生在发射和接收电极直角交叉处。在手机触摸屏上有好几百个这样的交叉点。触摸屏控制器测量所有交叉点电容的变化,并把测量数据转换成量化的原始数据。通过测量每个交叉点,而不是整个电极,控制器就能够创建一个二维的触摸屏传感器电容图表。 如果在手指附近交叉点发生一个大的噪声尖峰,那么在位置计算算法就会添加一个错误标志。然后该算法转换原始数据到坐标;根据噪声峰值大小,手指位置报告的坐标可能是抖动,当手指静止,可能在两坐标间交替。当智能手机使用触摸屏接口,插到USB充电器时,某些无意识的输入或选择可能会出现这些情况。 我们可以断定,在缺少规范化测量方法时,信噪比可以作为性能度量,但并不完美。这里有定义好了的性能指标,测量步骤,计算方法,触摸屏控制器供应商(见赛普拉斯规范001-49389)和移动设备OEM可以使用来量化触摸性能。这些规范是必要的,可以保证可重复的试验结果,验证触摸屏性能,减少触摸屏测试硬件和固件变化。 典型的性能测试除了触摸屏硬件和控制器接口外还需要金属手指模拟器,夹具,示波器,函数发生器,自动机械。例如,标准的抖动测量过程分为七步,记录手指位置坐标上的时间噪声。这里的测量表明有多大运动,多少距离,我们会期望是不动的手指。这是一个相对简单的参数测量,它直接并立即在用户界面产生影响。相比之下,信噪比的影响在触摸屏性能上就不那么直接了。即使在噪声环境下,数字滤波器和位置计算算法也能够去除抖动,就是降低了信噪比值(作为一种性能度量)。把信噪比作为一个性能指标是不可取的,因为它不能最终给你一个真正意义上的系统性能。 本文是想告诉大家,不要以点见面,以偏概全,信噪比并不能告诉我们系统是否很好地响应触摸。这就是为什么触摸控制器领先制造商,如赛普拉斯TrueTouch,有一套测试和测量方法来评估新的触摸屏设计的性能。  

    时间:2012-02-26 关键词: 触摸屏 电容 测量 如何 电源技术解析 实际 信噪比

首页  上一页  1 2 下一页 尾页
发布文章

技术子站

更多

项目外包