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  • 意法半导体推出超实惠的6引脚封装同步整流控制器

    意法半导体推出超实惠的6引脚封装同步整流控制器

    意法半导体推出高能效和低功耗为特色的反激式转换器副边同步整流(SR)芯片SRK1000A和SRK1000B，该产品系列现在新增一款更划算、封装更小的产品，可用于充电器、快速充电器、适配器和USB PD端口。 这两款器件采用最小延迟快速导通设计和创新的自适应关断技术，无需增加外部组件即可最大限度延长同步整流MOSFET管的导通时间，并最大程度降低电路中的寄生电感效应，从而使电路系统能效大幅改善，物料清单成本明显降低。 SRK1000A和SRK1000B两款产品都能用于各种反激式控制器，包括高达300kHz固定频率的准谐振(QR)和CCM/DCM混合模式反激式拓扑，简化系统设计。两款器件都可以通过选择电阻来设定导通(TON)后的消隐时间，以防止噪声引起杂散问题。SRK1000A关断(TOFF)后消隐时间固定在2μs，SRK1000B是3μs。 这两款器件均有轻载低功耗省电模式，当同步整流不再需要时，控制器便进入低功耗睡眠模式。 实现方法是检测原边控制器是否进入突发模式或同步整流MOSFET管的导通时间是否低于TON最小预设值。控制器低功耗模式静态电流仅为160μA。 SRK1000A和SRK1000B适用于最高19V的输出电压，在CCM模式下能够将稳压输出保持至2V，支持4.5V-32V宽压电源，漏-源极电压额定100V。输出灌电流高达1A，拉电流最高0.6A，用于控制外部N沟道同步整流MOSFET管的栅极。 SRK1000A和SRK1000B均采用2.9mm x 2.8mm 6引脚SOT23-6L封装。

    时间：2020-08-14 关键词： 反激式控制器 同步整流控制器 自适应关断

  • 如何为汽车应用选择反激式控制器?通过AEC-Q100认证是关键

    如何为汽车应用选择反激式控制器?通过AEC-Q100认证是关键

    随着汽车拥有量的逐年增加，燃油汽车废气排放所引发的环境能源问题日益严重，新能源汽车尤其是电动汽车就成了发展的必然途径，这为半导体应用开辟了一个广阔的市场。 相比消费电子，汽车应用对半导体提出了更严苛的挑战，如何为汽车应用选择合适的半导体元器件?除了性能和功能以外，通过汽车行业的相关认证也是关键一项。 据了解，AEC-Q100是针对IC的认证，AEC-Q101是针对分立元器件的认证，用于汽车应用的半导体器件必须通过这两个认证，同时器件的生产过程和产线也要通过相关的汽车认证。 最近，深耕于高压集成电路高能效功率变换领域的知名公司Power Integrations(PI)宣布其InnoSwitch 3-AQ已经开始量产，这是一款已通过AEC-Q100认证的反激式开关IC，特别适合用于纯电动和插电式混合动力汽车应用，例如：牵引逆变器、OBC(车载充电机)、EMS(能源管理DC/DC母线变换器)和BMS(电池管理系统)。 使用过PI产品的工程师都知道，InnoSwitch系列产品是PI的明星产品，PI公司资深技术培训经理阎金光先生向行业媒体详细介绍了这款InnoSwitch3-AQ的独特之处。 同以往的InnoSwitch器件一样，InnoSwitch3-AQ沿用了PI公司的高速FluxLink耦合技术，可在无需专用隔离变压器检测绕组和光耦的情况下，实现±3%的高精度输入电压和负载综合调整率。FluxLink技术即使在瞬态应力测试下也能保持输出电压稳压，这对于基于PSR的方案而言尤其具有挑战性。在汽车应用当中很多设计师在考虑电源方案时通常尽量避免采用光耦进行反馈，因汽车应用的高温环境，随着电源使用寿命的增加，光耦的反馈也会相应的受到影响。而PI的FluxLink技术可以避免此类情况的发生，增加电源的可靠性。 InnoSwitch3-AQ延续了InnoSwitch系列高可靠性的特点，故障率小于0.02PPM，它采用表面贴装式InSOP封装，其初级至次级爬电距离为11 mm，超过了高海拔(5000米以上)绝缘的严格要求，提供了更高的可靠性。 InnoSwitch3-AQ集成的750V MOSFET可满足严格的汽车降额要求，片上同步整流控制器在标称400 VDC输入电压下可提供90%以上的效率。优化后的InnoSwitch3-AQ设计可在整个输入电压范围内实现小于10mW的空载能耗。其可以工作于125度环境温度的特性，可以满足电动汽车高温环境的使用需要。而最大35W的输出功率能力也可涵盖汽车应急电源的所有功率范围。 相比其他的电源产品，InnoSwitch3-AQ可以做到在整个输入电压范围内提供一致的高效率性能，这一点难能可贵。阎金光透露，这主要得益于PI多年来在电源控制领域的技术积累，InnoSwitch3-AQ的高效率特性可以在汽车应用中大大降低器件温度，满足汽车行业苛刻的散热要求。 为了帮助工程师尽快开展这颗IC的设计工作，PI推出了相应的参考设计，RDR-840Q参考设计展示了这款电源在30VDC至550 VDC输入范围内的启动、关断和高效工作，以及快速动态响应和各种安全和保护功能。 对于800V母线电压，可以采用StackFET，StackFET是PI公司最先使用的一种应对高压应用的设计。DER-859Q参考设计就是采用StackFET的类似设计，可以支持最高925 VDC母线电压。 InnoSwitch3-AQ代表了反激式控制器的高水平集成度，可使汽车电源具有极少的元件数和极小的PCB面积。除了InnoSwitch3-AQ，PI还有丰富的汽车级产品这些器件通过AECQ100(温度等级1级)或Q101认证，包括：适合IGBT和SiC模块的隔离型门极驱动器IC、集成高压MOSFET的电源IC – LinkSwitch-TN2以及高性能Qspeed二极管等产品。同时，这些产品的生产晶圆厂和装配厂也已通过了IATF16949认证，符合FMEA要求的设计。

    时间：2020-07-17 关键词： 技术专访 innoswitch aecq100 反激式控制器

  • 如何实现超高密度适配器设计？安森美半导体发布有源钳位反激式控制器NCP1568

    如何实现超高密度适配器设计？安森美半导体发布有源钳位反激式控制器NCP1568

    1992年诺基亚发布了第一部GSM手机，它的充电器功率仅为1~1.5W，当然它的功能也很简单，屏幕也小小的;2007年苹果发布了第一款iPhone，艳惊四座，它采用触控UI，充电器的功率也达到了5W;而时至今日，手机承载了很多功能，譬如人工智能计算，导航，视频通话...等等，功耗越来越大，电池容量也越来越大，相应的也开始使用USB-C的协议供电，达到了18W的充电功率。不只是手机，所有的终端电子产品正在向着更高功率密度和更高功率水平迈进，USB PD的供电能力也备受推崇。安森美半导体适时地推出了许多新的电源方案，来配合USB PD的架构。 近日，安森美半导体召开了USB Type C及供电(PD)方案媒体交流会，安森美半导体模拟方案部交流-直流电源管理高级市场推广经理蒋家亮先生对于新产品进行了精彩的演讲。 为何要选择有源钳位反激拓扑? 如何设计出体积又小，充电速度又快的适配器?那就必须从功率密度和开关频率上去下手，在这两个参数上尽可能地做到更高。蒋家亮先生介绍到：“频率的高低将影响到变压器的大小。”如下图所示，以一个60W的 USB PD设计来看，采用更高频率和功率密度器件的RM8 LP变压器的尺寸仅为RM10变压器的1/3。 图：安森美半导体USB PD电源适配器方案 传统的反激拓扑架构的开关内有变压器和MOSFET，开关的时候会产生振铃，振铃将引起振铃回路的损耗，造成器件发热和降低效率。振铃同时还会产生很多高频EMI。想要把这些高频EMI吸收掉，就需要周围有振铃电路来吸收，这样就造成了电能的损耗。相应的，如果需要电源的设计体积越小，那么开关频率就要越高，这样就会带来更多损耗。 据蒋家亮先生介绍，有缘钳位反击拓扑中，会多增加一个MOSFET，多增加一个电容，但同样有吸收能量的地方。当MOSFET关闭的时候，全部的能量都可以送到电容中存储起来，可以重新利用。每一个开关都是零电压开关，因此并没有损耗。在关掉的时候，也可以将会产生EMI损耗的能量全部重新利用。有源钳位拓扑结构这样既实现了高频，又能保证低EMI。 更智能的IC，自适应零电压开关和死区时间 此次发布会介绍的NCP1568属于有源钳位反激控制器，它具有诸多特点。下面来给大家一一介绍。首先就是控制模式方面，NCP1568具备自适应零电压开关，随着输出电压频率发生变动。因为在未来USB PD的使用场景中，因为接口的统一，同一个适配器可能既要给大功率的电脑充电，又要给低功耗的手机充电，所以就要保证其适配器在宽功率范围内，都能保证非常高效的能量转换。蒋家亮先生表示，NCP1568内通过对负载点的开关优化，减少开关的开通损耗;而且还集成自适应的死区时间，能够将一个开关操作做的非常完美。 另外，NCP1568还又一个导入模式。据蒋家亮先生介绍，有源钳位不能从零负载到满负载都是ACF状态，需要找到一个点，能够实现IC自动切换从ACF到非连续导电模式(DCM)，这时电源可以将轻载和待机再热化。因为内嵌启动部分，又有输入的欠压保护，又可以将ACF模式频率反走，所以NCP1568的待机功率可以做到小于30mW。 上图是有无自适应零电压开关的比较图，可以看到因为自适应零电压开关的存在，在每个开关周期内，损耗都可以做到更小，基本实现零损耗。 当然，包含NCP1568在内，安森美提供了一整套的ACF设计方案。其中包括MOSFET、整流器和二极管等等，安森美还提供了一款NCP1568 USB PD 90W超高密度演示板，可以在现在30W USB适配器的体积上做到高达90W的功率密度， 而在现在标准的5V 12W的适配器的体积上，使用NCP1568可以做到27W的USB PD快充解决方案。   有源钳位反激将会是适配器的下一个严谨趋势，安森美NCP1568可以自适应ZVS、死区时间，可配置ACF/DCM转换，能够实现高达100W的供电。随着目前适配器小型化高功率密度化的演进，相信NCP1568将会迎来大量应用。 安森美半导体模拟方案部交流-直流电源管理高级市场推广经理蒋家亮

    时间：2018-11-07 关键词： 安森美 技术专访 度适配器 有源钳位 ncp1568 反激式控制器

  • 第五代准谐振反激式控制器和集成功率IC CoolSET 产品系列

    第五代准谐振反激式控制器和集成功率IC CoolSET 产品系列

     英飞凌科技股份公司推出第五代独立准谐振反激式控制器和集成功率IC CoolSET™产品系列。最新推出的这个产品系列，能确保在不同负载条件下提高器件效率、加快器件启动速度并提升器件总体性能。全新IC专为多种应用的交流/直流开关模式电源(SMPS)而设计，如家电的辅助电源、服务器及工业SMPS等。 最新推出的700 V和800 V CoolMOS P7产品系列与第五代控制器一起集成于单一封装。全新设计的高压MOSFET结合内部电流调节器的级联配置，可实现快速启动。依托主动突冲模式(ABM)以及可选入口/出口阈值，轻载性能得以优化。 器件设计采用新算法，最大限度缩小不同线路条件之间的开关频率变化，同时简化EMI滤波器设计。器件保护功能包括输入过压保护、Brown In/Out、管脚对地短路和滞后单元的超温保护等。所有保护功能均通过自动重新启动来实现，以最大限度减少运行中断情况。 供货情况 第五代准谐振控制器和CoolSET™产品系列的所有型号，从2017年5月开始供货。客户可订购采用SMD封装(DSO-8)的控制器，以及采用SMD(DSO-12)封装或通孔插入式(DIP-7)封装的CoolSET™。

    时间：2017-04-17 关键词： 英飞凌 电源新品 反激式控制器

  • UCC2870 启动性能分析

    UCC2870 启动性能分析

    1.介绍 UCC28700 是一款恒压、恒流反激式控制器，无需使用光耦合器便可实现一次侧稳压。图 1 是 UCC28700 的应用电路。 图 1：UCC28700 应用电路 在图 1 中： lRSTR 是高电压启动电阻； lCDD 是 VDD 引脚上的蓄能电容器； lRS1 是高侧反馈电阻； lRS2 是低侧反馈电阻； lRCBC 是可编程线缆补偿电阻； lRCS 是初级峰值电流编程电阻； lRLC 是 MOSFET 关断延迟的补偿编程电阻。 初级峰值电流是 UCC28700 在恒流满负载条件下启动的一个重要因素。接下来将我们将进行详细分析。 2.分析 图 2 是 UCC28700 的二次侧电路，IS=IC+IL。如果在启动开始时 UCC28700 器件的负载是电阻，则 VO 会从零上升，而且 IL 已经足够低了，无需高 Is。但如果该器件的负载是恒流，而且负载电流较大，就需要高 IS 来使 IC 保持为正，以缩短输出电压从 0 上升到 VOCC 所需的时间。VOCC 是最低目标转换器输出电压，它会让辅助匝电压等于 VDD引脚上的 UVLO 关断电压。 图 2：UCC28700 二次侧电路 对于 CDD、CO 和变压器而言，可提供下列等式。等式 4 中提供了 1mA 的电流裕度。 注：NP 是变压器的一次匝数，NS 是二次匝数，NA 是辅助匝数。 其中： lVDD(off) 是 UVLO 关断电压。 lVDD(on) 是 UVLO 开启电压。 lIrun 是 UCC28700 工作时 VDD 引脚上的电源电流。 lVDD 是 CDD 电压。 lΔVDD 是 CDD 上降低的电压。 lta 是输出电压从 0 上升到 VOCC 时所用的时间。 根据上述等式，如果 IS值为低，IC 就将为小，因此输出电压上升到 VOCC 所需的时间 ta 就会较长。但在这段时间里，VDD可能会下降至 VDD(off)以下，而且 UCC28700 器件可能会进入 UVLO 状态，停止开关。随后通过 RSTR 的电流可为 CDD 充电。在 VDD比 VDD(on)高时，该器件会重新启动。尽管故障启动会继续，但 UCC28700 器件无法进入正常状态。 在等式 4 中，如果 CDD 足够大，ΔVDD 对于特定 ta而言将为小。因此，大容量 CDD 值和高初级峰值电流会让 UCC28700 顺利启动。但是，大容量 CDD 值意味着较高价格和较大尺寸，而且高初级峰值电流会增大功耗及变压器尺寸。因此选择 CDD 和初级峰值电流需要进行权衡。 在正常工作中，VDD 由辅助绕组电压决定。如果 VO 达到其最大值，VDD 也会达到其最大值。该关系如等式 6 所示。 从等式 2、3 和 6 可以看出，如果 NA 增大，ta 就会减少，这将有利于 UCC28700 的启动。因此 NA 也应该选择较大值，同时还必须为 VDD 提供电压裕度。 3.设计 除 CDD 和 RCS 之外，所有器件值都与 UCC28700EVM-068 5-W USB适配器 [1]原理图一样。图 3 摘自 UCC28700 产品说明书[2]。IS可使用等式 7 计算，这里 ηXFMR 是估计的变压器效率。 变压器效率受铁芯及绕组损耗、漏感比以及偏置功率与额定输出功率之比的影响。以一个 5V、1A 的充电器为例，1.5% 的偏置功率是良好的估算值[1]。90% 的整体变压器效率是约略估计，其中包括 3.5% 的漏感、5% 的铁芯损耗及绕组损耗以及 1.5% 的偏置功率[1]。 最大初级峰值电流 IPP 出现在启动开始的时候，随即 UCC28700 器件会进入恒流调节状态，保持 0.425 的恒定二次二极管导通占空比。 该变压器是 EVM 上的WE 750312723，NP/NS = 15.33、NP/NA = 3.83，饱和电流为440mA。 图 3：变压器电流 在启动开始时，输出电容器的平均充电电流为正值，充电电流等于 (IS-IL)，如等式 1 所示。在 VO 上升至 VOCC 之前，辅助匝电压低于 VDD，此时 CDD 无法通过辅助匝充电。但在此期间，CDD 会被 Irun 和栅极驱动电流放电。如果 VDD 低于 VDD(off)，UCC28700 器件就会关断。为确保器件顺利启动，在 ta 内 VDD 必须大于 VDD(off)。在等式 8 和等式 9 中，应用了一个临界条件。Tstart 是 VO 从 0 上升至 VOCC 的时间。等式 2 是 VOCC 和 VDD(off) 的关系。在等式 8 中，有 1mA 的估计栅极驱动电流，而且为 VDD 添加了 1V 的裕度。VCST 是芯片选择阈值电压。在启动开始时，UCC28700 VS 引脚上的电压为低，因此 VCST 保持其最大值。     如表 1 所示，UCC28700 器件有更好的恒流 (CC) 调整性能，更高的最大工作频率，其可最大限度缩小解决方案尺寸。待机功耗不足 30mW，符合五星评级要求。更高的最大 VDD，可缩小 VDD 电容器值。在表 1 中突出显示的三种产品中，UCC28700 器件是设计 5V 适配器的最佳选择。UCC28700 器件可选择更高的 NA/NS，因为根据等式 2，它具有更高的最大 VDD，可实现更短的 tstart（见等式 9）。在等式 8 中，tstart 与 CDD 成正比，因此在设计中需要较小的 CDD。 表 1：参数比较表 产品型号 UCC28700 OB2520M iW1680 CV（恒压） 5% 5% 0 CC（恒流） 5% 6% 0 最大工作效率 130 kHz 100 kHz 72kHz 待机功耗 <30 mW <200 mW <30mW 最大 VDD 38V 28V 25V 4.实验 为验证上述分析，我们使用了一款 UCC28700EVM-068 5-W USB适配器。除了 CDD 和 RCS 外，所有器件值均保持不变，CDD=4.7μF、RCS=1.8Ω。负载为恒定电流 1A。 图 4 是 UCC28700 的启动波形，CH1 是 MOSFET 栅极驱动信号，CH3 是输出电压。该器件启动顺畅，没有过冲和声频噪声。该图显示，UCC28700 器件有非常好的启动性能。在图 4 中，tstart 接近 18ms，与计算结果吻合。 图 4：UCC28700 启动波形 图 5、图 6 和图 7 是比较性实验。CH1 是 VDD 电压，CH3 是输出电压。 l在图 5 中，CDD=4.7μF，RCS=2.05Ω：由于初级峰值电流不够大，VDD 下降到 VDD(off) 之下，因此 UCC28700 器件无法启动。 l在图 6 中，CDD=4.7μF，RCS=1.8Ω：初级峰值电流增大，因此能观察到良好的启动性能。 l在图 7 中，CDD=4.7μF，RCS=2.05Ω：UCC28700 器件无法启动，因为 CDD 的容量不足以提供足够的能量。 实验结果说明，大初级峰值电流和大容量 CDD 都能让 UCC28700 在恒流满负载下成功启动。这些结果印证了上述分析。 图 5：CDD=4.7μF，RCS=2.05Ω 时的 UCC28700 启动波形 图 6：CDD=4.7μF，RCS=1.8Ω 时的UCC28700 启动波形 图 7：CDD=1μF，RCS=1.8Ω 时的UCC28700 启动波形 5.结论 比较结果说明，UCC28700 器件在 CV 及 CC 调节、解决方案尺寸、待机功耗和 VDD 电容器值方面具有更优异的特性。在本研究过程中，我们对初级峰值电流和 VDD 电容器进行了分析计算。随后根据等式选择了适当的参数，然后通过实验结果验证了该分析。 6.参考资料 [1] 《UCC28700EVM-068 5-W USB适配器》。德州仪器用户指南，SLUU968，2012 年 7 月。 [2]《支持一次侧稳压的恒压恒流控制器》。德州仪器 UCC2870x 产品说明书，SLUSB41，2012 年 7 月。  

    时间：2014-12-11 关键词： 电源技术解析 光耦合器 反激式控制器

  • 一种准谐振反激式控制器功能简介

    1 前言 　　电源适配器(Power adapter)是小型便携式电子设备及电子电器的供电电源变换设备，按其输出类型可分为交流输出型和直流输出型;按连接方式可分为插墙式和桌面式。广泛配套于电话子母机、游戏机、语言复读机、随身听、笔记本电脑、蜂窝电话等设备中。 　　表1显示了针对外部电源适配器的最新的EPA 2.0 Level V标准。该表重点介绍了平均能效和空载功耗以及轻载功耗。   　　表1针对外部电源适配器的EPA 2.0 Level V标准 　　   　　为此，英飞凌针对绿色电源适配器解决方案开发出全新具备数字降频、主动突发模式和折返校正等特性QR PWM IC ICE2QS03G。 　　2 CCM DCM与QR工作模式对照 　　反激式转换器广泛应用于交流/直流电源，尤其适用于输出功率低于150W的电源。单开关反激式转换器具备三种基本工作模式：连续导通模式(CCM)、断续导通模式(DCM)和准谐振(QR)模式。这三种工作模式都具备各自的优缺点。 　　2.1 连续导通模式 　　图1a是典型的CCM工作波形。 转换器的输入功率是： 　　 (1)   　　由于电感器存储的电能不完全转移到二次侧，因此在相同条件下，CCM工作模式所需的电感通常高于DCM工作模式所需的电感。此外，更高的电感意味着主侧开关电流具备较低的交流/直流转换率，因此获得更低的导通损耗。不过，随着原边电感值的升高，变压器的磁损耗也会增大，因此在开关导通损耗和变压器导通损耗之间需折衷考虑。 　　此外，在占空比大于0.5的条件下，为避免次谐波振荡，需要加入斜率补偿功能。由于高压输入下，导通时间较短，高压下的补偿值低于低压下的补偿值。这将使高压下的最大输出功率远远高于低压下的最大输出功率。实际上，采用CCM工作模式的SMPS IC针对某个具体的设计只具备一条补偿曲线。如果设计发生变化，最大功率限制性能也会随之变化。 　　2.2 断续导通模式 　　图1b是采用D CM工作模式的反激式转换器的典型工作波形。 该转换器的输入功率是： 　　 (2)   　　如上所述，在MOSFET导通期间电感存储的电能在MOSFET关断期间完全转移至次侧。最大功率只与电感、开关频率和峰值电流有关。对于采用固定频率的设计，在不同输入电压条件下，很容易通过使最大峰值电流保持不变来限制系统的最大输入功率。 　　2.3 自由运行准谐振模式 　　图1c是 在QR工作模式下的典型工作波形。该转换器的输入功率是： 　　 (3)   　　在变压器二次侧电流为零时，原边主电感和漏源及线路的寄生电容发生谐振，功率开关只在漏源电压的最低点开通。在这种条件下，开关频率由输出负载和输入电压决定。如果峰值电流限制保持不变，在高输入电压条件下，开关频率将大幅提高。这将导致在高压下很高的最大输入功率。 　　   　　图1反激式转换器在不同工作模式下的典型工作波型 　　3 ICE2QS03G 特性 　　由于导通电压更低，未加限频的QR工作模式虽然具备较低的开通损耗。但是，在轻载条件下，开关频率很高，效率下降的很快。因此，在这些条件下，需要限制开关频率。英飞凌的数字降频(获得专利)概念由此被开发出来。 　　3.1 数字降频概念 　　对于QR工作模式而言，开关周期包括三个部分：导通时间(Ton)、关断时间(Toff)和半谐振周期(Tres)。根据变压器主侧电感器的伏特-秒平衡，Ton和Toff 可利用(4) 和 (5)等式计算，谐振周期利用(6)等式计算。在(6)等式中，Cds 为MOSFET的漏-源极等效电容。 　　 (4)   　　 (5)   　　 (6)   　　这就解释了为什么当负载减小或输入电压升高的情况下，开关频率会提高。这是开关电源所不希望见到的，因为高开关频率会导致高开关损耗。为了限制开关频率，英飞凌开发出数字降频方法，确保不在第一个谐振谷点，而是在第二个、第三个、甚至在第七个谷点进行操作——这主要取决于负载条件。 　　事实上，ICE2QS03G的内部有一个寄存器，称为ZC计数器。该计数器可决定在哪个谷点打开MOSFET。通过监控反馈电压可调节寄存器的值。当负载电流变小时，可通过控制回路降低反馈电压，从而提高ZC计数器值，降低开关频率。当负载电流增大时，ZC计数器值将变小。表3详细介绍了ZC计数器的变化的工作原理，图2通过三个例子，说明ZC计数器如何随着反馈电压变化而变化。 　　由于采用可变ZC计数器和谷底开通，当输出负载降低时，转换器的实际开关频率会下降，如图3所示。 　　表3 ZC调节方法 　　   　　   　　图 2 数字降频 　　图注：Clock: 时钟;Up/Down counter: 上/下计数器; case1: 例1;Case 2 : 例2;Case 3: 例3 　　   　　图 3 基本QR与英飞凌QR的开关频率对照 　　图注：Switching frequency: 开关频率;Active burst mode: 主动突发模式;Free-running QR: 自由运行QR;Output power: 输出功率   3.2 主动突发模式(已获专利) 在轻载条件下，主要损耗是开关损耗和变压器磁损耗。两者都与开关频率有关。突发模式和跳周期模式是广泛采用的两种方法。通过采用突发模式和跳周期模式降低轻载开关频率，可大幅提高能效。 图4为主动突发模式的运行情况。要想进入突发模式，必须满足三个条件。第一，反馈电压必须低于预设的阈值VFBEB——设置进入突发模式的功率。第二，ZC上/下计数器的值必须等于7，确保转换器处于轻载条件。最后，屏蔽时间应为24毫秒，避免由于一些可能出现的瞬变引起的干扰。 若要退出突发模式，反馈电压应高于预设的阈值VFBLB。在主动突发模式运行过程中，当反馈电压高于V FBBOn时，IC将启动开关操作。当反馈电压低于VFBBOff时，IC将停止开关操作。 VFBBoff 为3.0V，VFBBOn 为3.6V。该电压阈值远高于传统突发模式的阈值，可节省IC和反馈回路光电耦合器的能耗。由于其具备较高的电压电平，因此具备出色的抗噪性能。相对于突发模式，这种运行更加稳定，从而实现更高的能效。 图4 主动突发模式运行：Enter bu rst: 进入突发模式;Burst On: 突发模式打开;Burst off: 突发模式关闭;Leave Burst: 退出突发模式，Current limit level during burst mode: 在突发模式运行过程中的电流限值水平     3.3 最大功率限制(带折返校正功能) Pin 与 Ipk 和 fsw成比例， 而Ipk 受电流采样限值Vcs的限制。根据(4)等式，我们可以看到fsw 与Vin成比例。当线路电压升高时，转换器输入功率会变得很大。当线路电压升高时，需要限制电流采样水平，从而限制最大输入功率。对于ICE2QS03G而言，可通过ZC管脚输出的电流获得输入电压信息。这是因为，辅助绕组可感应与输入电压成比例的负电压。由于ZC管脚在内部被钳位到-0.3V，因此ZC管脚的输出电流与输入电压成比例，如等式(12)所示。通过调节Vcs值，可有效限制最大输入功率。图5为检测电路。该IC采用了数字比较电路。图6为最大Vcs限值VS输入电压(与Izc成正比)。     (12)     图 5折返校正检测 图注：Foldback point correction block: 折返校正块;Current limitation: 电流限制     图 6 Vcsmax VS 输入线路电压 3.4 损耗计算 表4为65W适配器在115V和 230V(交流)条件下的各种损耗分布情况 表 4 损耗分布     图注：Loss distribution: 损耗分布;Power: 功率; Loss name: 损耗名称 4 结论 本文对反激式转换器的结论是，无论在满负载、中等负载和轻负载条件下，具备数字降频特性的QR工作模式都可获得极高的能效。利用主动突发模式特性，可将在265V(交流)输入电压条件下的待机功耗限制在100mW以下。这使设计可轻而易举地满足相关标准要求，例如EPA2.0 Level V标准。

    时间：2012-11-11 关键词： 准谐振 反激式控制器

  • 一种准谐振反激式控制器介绍

    1 前言 　　电源适配器(Power adapter)是小型便携式电子设备及电子电器的供电电源变换设备，按其输出类型可分为交流输出型和直流输出型;按连接方式可分为插墙式和桌面式。广泛配套于电话子母机、游戏机、语言复读机、随身听、笔记本电脑、蜂窝电话等设备中。 　　表1显示了针对外部电源适配器的最新的EPA 2.0 Level V标准。该表重点介绍了平均能效和空载功耗以及轻载功耗。   　　表1针对外部电源适配器的EPA 2.0 Level V标准 　　   　　为此，英飞凌针对绿色电源适配器解决方案开发出全新具备数字降频、主动突发模式和折返校正等特性QR PWM IC ICE2QS03G。 　　2 CCM DCM与QR工作模式对照 　　反激式转换器广泛应用于交流/直流电源，尤其适用于输出功率低于150W的电源。单开关反激式转换器具备三种基本工作模式：连续导通模式(CCM)、断续导通模式(DCM)和准谐振(QR)模式。这三种工作模式都具备各自的优缺点。 　　2.1 连续导通模式 　　图1a是典型的CCM工作波形。 转换器的输入功率是： 　　 (1)   　　由于电感器存储的电能不完全转移到二次侧，因此在相同条件下，CCM工作模式所需的电感通常高于DCM工作模式所需的电感。此外，更高的电感意味着主侧开关电流具备较低的交流/直流转换率，因此获得更低的导通损耗。不过，随着原边电感值的升高，变压器的磁损耗也会增大，因此在开关导通损耗和变压器导通损耗之间需折衷考虑。 　　此外，在占空比大于0.5的条件下，为避免次谐波振荡，需要加入斜率补偿功能。由于高压输入下，导通时间较短，高压下的补偿值低于低压下的补偿值。这将使高压下的最大输出功率远远高于低压下的最大输出功率。实际上，采用CCM工作模式的SMPS IC针对某个具体的设计只具备一条补偿曲线。如果设计发生变化，最大功率限制性能也会随之变化。 　　2.2 断续导通模式 　　图1b是采用D CM工作模式的反激式转换器的典型工作波形。 该转换器的输入功率是： 　　 (2)   　　如上所述，在MOSFET导通期间电感存储的电能在MOSFET关断期间完全转移至次侧。最大功率只与电感、开关频率和峰值电流有关。对于采用固定频率的设计，在不同输入电压条件下，很容易通过使最大峰值电流保持不变来限制系统的最大输入功率。 　　2.3 自由运行准谐振模式 　　图1c是 在QR工作模式下的典型工作波形。该转换器的输入功率是： 　　 (3)   　　在变压器二次侧电流为零时，原边主电感和漏源及线路的寄生电容发生谐振，功率开关只在漏源电压的最低点开通。在这种条件下，开关频率由输出负载和输入电压决定。如果峰值电流限制保持不变，在高输入电压条件下，开关频率将大幅提高。这将导致在高压下很高的最大输入功率。 　　   　　图1反激式转换器在不同工作模式下的典型工作波型 　　3 ICE2QS03G 特性 　　由于导通电压更低，未加限频的QR工作模式虽然具备较低的开通损耗。但是，在轻载条件下，开关频率很高，效率下降的很快。因此，在这些条件下，需要限制开关频率。英飞凌的数字降频(获得专利)概念由此被开发出来。 　　3.1 数字降频概念 　　对于QR工作模式而言，开关周期包括三个部分：导通时间(Ton)、关断时间(Toff)和半谐振周期(Tres)。根据变压器主侧电感器的伏特-秒平衡，Ton和Toff 可利用(4) 和 (5)等式计算，谐振周期利用(6)等式计算。在(6)等式中，Cds 为MOSFET的漏-源极等效电容。 　　 (4)   　　 (5)   　　 (6)   　　这就解释了为什么当负载减小或输入电压升高的情况下，开关频率会提高。这是开关电源所不希望见到的，因为高开关频率会导致高开关损耗。为了限制开关频率，英飞凌开发出数字降频方法，确保不在第一个谐振谷点，而是在第二个、第三个、甚至在第七个谷点进行操作——这主要取决于负载条件。 　　事实上，ICE2QS03G的内部有一个寄存器，称为ZC计数器。该计数器可决定在哪个谷点打开MOSFET。通过监控反馈电压可调节寄存器的值。当负载电流变小时，可通过控制回路降低反馈电压，从而提高ZC计数器值，降低开关频率。当负载电流增大时，ZC计数器值将变小。表3详细介绍了ZC计数器的变化的工作原理，图2通过三个例子，说明ZC计数器如何随着反馈电压变化而变化。 　　由于采用可变ZC计数器和谷底开通，当输出负载降低时，转换器的实际开关频率会下降，如图3所示。 　　表3 ZC调节方法 　　   　　   　　图 2 数字降频 　　图注：Clock: 时钟;Up/Down counter: 上/下计数器; case1: 例1;Case 2 : 例2;Case 3: 例3 　　   　　图 3 基本QR与英飞凌QR的开关频率对照 　　图注：Switching frequency: 开关频率;Active burst mode: 主动突发模式;Free-running QR: 自由运行QR;Output power: 输出功率3.2 主动突发模式(已获专利)   　　在轻载条件下，主要损耗是开关损耗和变压器磁损耗。两者都与开关频率有关。突发模式和跳周期模式是广泛采用的两种方法。通过采用突发模式和跳周期模式降低轻载开关频率，可大幅提高能效。 　　图4为主动突发模式的运行情况。要想进入突发模式，必须满足三个条件。第一，反馈电压必须低于预设的阈值VFBEB——设置进入突发模式的功率。第二，ZC上/下计数器的值必须等于7，确保转换器处于轻载条件。最后，屏蔽时间应为24毫秒，避免由于一些可能出现的瞬变引起的干扰。 　　若要退出突发模式，反馈电压应高于预设的阈值VFBLB。在主动突发模式运行过程中，当反馈电压高于V FBBOn时，IC将启动开关操作。当反馈电压低于VFBBOff时，IC将停止开关操作。 　　VFBBoff 为3.0V，VFBBOn 为3.6V。该电压阈值远高于传统突发模式的阈值，可节省IC和反馈回路光电耦合器的能耗。由于其具备较高的电压电平，因此具备出色的抗噪性能。相对于突发模式，这种运行更加稳定，从而实现更高的能效。 　　图4 主动突发模式运行：Enter bu rst: 进入突发模式;Burst On: 突发模式打开;Burst off: 突发模式关闭;Leave Burst: 退出突发模式，Current limit level during burst mode: 在突发模式运行过程中的电流限值水平 　　   　　3.3 最大功率限制(带折返校正功能) 　　Pin 与 Ipk 和 fsw成比例， 而Ipk 受电流采样限值Vcs的限制。根据(4)等式，我们可以看到fsw 与Vin成比例。当线路电压升高时，转换器输入功率会变得很大。当线路电压升高时，需要限制电流采样水平，从而限制最大输入功率。对于ICE2QS03G而言，可通过ZC管脚输出的电流获得输入电压信息。这是因为，辅助绕组可感应与输入电压成比例的负电压。由于ZC管脚在内部被钳位到-0.3V，因此ZC管脚的输出电流与输入电压成比例，如等式(12)所示。通过调节Vcs值，可有效限制最大输入功率。图5为检测电路。该IC采用了数字比较电路。图6为最大Vcs限值VS输入电压(与Izc成正比)。 　　 (12)   　　   　　图 5折返校正检测 　　图注：Foldback point correction block: 折返校正块;Current limitation: 电流限制 　　   　　图 6 Vcsmax VS 输入线路电压 　　3.4 损耗计算 　　表4为65W适配器在115V和 230V(交流)条件下的各种损耗分布情况 　　表 4 损耗分布 　　   　　图注：Loss distribution: 损耗分布;Power: 功率; Loss name: 损耗名称 　　4 结论 　　本文对反激式转换器的结论是，无论在满负载、中等负载和轻负载条件下，具备数字降频特性的QR工作模式都可获得极高的能效。利用主动突发模式特性，可将在265V(交流)输入电压条件下的待机功耗限制在100mW以下。这使设计可轻而易举地满足相关标准要求，例如EPA2.0 Level V标准。

    时间：2011-08-16 关键词： 准谐振 反激式控制器

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