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  • 增添辅助控制功能的热插拔板卡

    增添辅助控制功能的热插拔板卡

      对于任何需要在带电背板上进行电路板插拔操作的系统而言,热插拔 (Hot Swap™) 控制器都是必不可少的。该控制器必须使电源电压和流入板卡旁路电容器的电流缓慢地斜坡上升,从而最大限度地抑制背板上的扰动以及对其它板卡的干扰。同样,它还必须在某块故障板卡吸收过大电流的时候使其与背板断接。该控制器还负责监视背板电源上的欠压和过压条件,以确保板卡电路的可靠操作。LTC®4215-1 显然在此基础上更进一步,它在热插拔控制器中集成了三个通用型 I/O (GPIO) 线和一个具高准确度的 ADC,旨在提供有关电路板电压和电流的定量信息。见过用新式的汽车仪表板信息显示屏来替换车辆老式的“发动机故障检查”指示灯吗? 升级至 LTC4215-1 就与之相似。   附加控制   除了电路板的实际功能 (电信、数据采集等) 之外,在一块板卡上还有许多被认为是“电源关卡”组成部分的功能。这些功能包括电源排序、提供电源状态信息、监视按钮等。LTC4215-1 的 GPIO 引脚非常适合于这些功能。把 ON 引脚连接至高电平将在一个 100ms 的上电延迟之后接通传输 FET。把 ON 引脚接地将启用 FET 的软件控制。GPIO 引脚的状态可在启用 FET 之前设定,从而在启用下游电源之时确保一种已知状态。GPIO1 引脚在上电时的缺省状态为高电平,并能够吸收 5mA 的电流。GPIO2 引脚的缺省状态为高电平,并可吸收 3mA 的电流。GPIO3 引脚的缺省状态为低电平,并能吸收 100μA 的电流。   例如,图 1 示出了一种应用,即:监视一个“要求移除板卡”按钮,并在板卡处于移除就绪状态时点亮一个“可以移除板卡”LED。这实现了板卡的缓慢停机。比如:它能够在停机之前转移收集数据,从而避免了数据的丢失。缺省状态被设定于高电平的 GPIO1 引脚负责控制该 LED。GPIO3 引脚被重新设置为一个输入,用于监视按钮的状态。GPIO2 引脚负责控制一个板载稳压器的操作。这一点在混合信号电路是很重要,仿真电路有可能需要在数字信号被启用之前上电。      图 2 所示电路采用一个 GPIO 引脚来控制一个 LTC4210-1 热插拔控制器,后者接着又控制一个 3.3V 电源轨。同样,这也可用于对电源进行排序,并且可以免除增设额外排序电路的需要。        图 3 所示电路采用全部 3 个 GPIO 引脚来点亮 8 个 LED 中的 1 个 (使用一个 74HC138 译码器)。些 LED 能够指示系统状态或功耗情况。其它可提供的功能包括:发出一个微处理器复位信号、采用 GPIO引脚来给 ADC 增添额外的通道 (以控制一个多路用器)、或与一个高级电源排序器 (例如:LTC2928)相连接。        结论   LTC4215-1 是一款用于热插拔电路的智能型电源卡。它提供了故障隔离,严密地监视电源通路的运状况,并实现了前所未有的浪涌电流控制水平。三通用的 I/O 引脚和一个备用的 ADC 通道可进一地控制电源通路和系统初始化 / 停机相关功能。

    时间:2020-09-09 关键词: 热插拔 辅助控制

  • 利用热插拔和“或”逻辑控制器构建高可靠性的通信设备系统

    利用热插拔和“或”逻辑控制器构建高可靠性的通信设备系统

      通信设备通常采用多线卡﹑背板架构。在背板上有多个卡槽,线卡插接在这些卡槽里。线卡承载业务,背板提供系统数据总线和电源总线。线卡通过背板上的总线实现互联以及与主控板的通讯。整个设备一旦上电,就必须持续工作,不能下电。在整个设备运行的过程中,线卡可能需要维修﹑升级﹑配置或者是扩容。这就需要在背板带电的情况下将线卡拔出/插入,整个过程中系统不能下电。为了可靠的实现这一带电插拔过程,控制对背板电源总线的冲击,通常使用热插拔电路。为了进一步提高系统的可靠性,通信设备还会采用电源备份架构。当主电源损坏后,备份电源会及时切入,以确保设备的正常运转。   “或”逻辑控制电路就是用来实现这一电源切换的功能。热插拔电路和“或”逻辑控制电路为通信设备这类的多线卡﹑背板设备,提供了高可靠性的解决方案。   热插拔的基本原理   线卡的电源入口侧通常都有几百微法拉~几千微法拉的电容,用于电源滤波和储能。当整个系统工作时,插在背板上的线卡,其入口侧电容都是充满的。当将另外一块线卡插入正在运行中的背板上时,这些无电荷的电容会被充电。因为线卡和背板金属件的接触在极短的时间内发生,线卡的入口电容容值又较高,充电电流可以很大,如图1所示。      图1. 插入线卡时的电流流向   图1中,当3号线卡插入时,C4被快速充电,一部分充电电流来自C1﹑C2,还有一些充电电流来由电源模块。基于系统设计的不同,充电电流可以在很短的时间内,达到几百安培的水平。   这一电流冲击可能造成背板总线电压的跌落,进而导致系统复位。这一不受控的电流冲击过程还可能造成系统的损坏,例如:损坏滤波电容,PCB走线,背板连接器。   应对这一现象的最好方法就是使用热插拔控制器,来控制插拔过程中冲击电流的峰值。   备份电源   高可靠性的通讯系统,常常应用备份电源架构来提高系统的可靠性。当主电源工作异常或失效时,备份电源会及时切入,维持系统运转。在该架构中,常用的方法是使用一对二极管来构建电源的“或”逻辑,连接在主/备电源和负载之间。该电路的缺点是二极管的正向导通电压较高,二极管上有较高的损耗。“或”逻辑控制器就是用来模仿二极管的电特性,同时降低整个系统的损耗。   使用双通道热插拔、“或”逻辑控制器   低压差“或”逻辑开关控制器独立地控制每个通道的背靠背nMOSFET,实现热插拔和“或”逻辑控制。控制器内置四个MOSFET 驱动器(GATE1_和GATE2_),GATE1_ 控制外部n沟道功率MOSFET实现“或”逻辑,防止主/备电源间的电流流动或OUT到IN间的电流倒灌;GATE2_控制外部n沟道功率MOSFET实现热插拔功能。通路上的精密电阻,用于电流采样。

    时间:2020-09-01 关键词: 逻辑控制器 max5944 热插拔

  • 基于Compact PCI总线的热插拔技术的原理与设计方案

    基于Compact PCI总线的热插拔技术的原理与设计方案

    热插拔是Compact PCI总线技术中突出且最吸引用户的技术,解决了用户对系统稳定性和冗余性迫切的要求。文中分析了Compact PCI总线系统3种热插拔技术的原理,以完全热插拔技术为基础,设计热插拔系统,硬件采用热插拔电源控制器LTC1643L和PCI桥接芯片PCI9030实现硬件功能板卡,软件使用硬实时操作系统VxWorks。在分析VxWorks操作系统结构以及设备驱动程序结构后,结合PCI9030的设备配置空间的特点,编写VxWorks下Compact PCI功能板卡的驱动程序以及热插拔监控程序,最终实现系统的热插拔功能。 1992年,英特尔公司将PCI总线作为局部总线,用于CPU与外围器件相连,例如显示控制器、以太网控制器、内存控制器等。经过10多年的发展,PCI总线标准已成为PC机业界标准。但由于其自身无法提供更高可靠性及无法满足更高可用性系统对正常运作时间的要求,主板散热困难,边缘接头可靠性低,在更换主板时易受损坏等弊端逐渐显现出来。1997年8月,PICMG发布了第一个技术标准Compact PCI技术标准PICM G2.0,该标准的发布标志着Compact PCI系统的诞生。 Compact PCI是一种新的开放式工业计算机标准。它融合了计算机与工业设备诸多经过广泛验证的标准,是PCI总线技术与欧式卡组装技术的组合。它与传统的PCI系统完全兼容,系统的设计者只需将电路板上的连接器重新绘制,就可以将一个传统的PCI系统升级为一个Compact PCI系统,大幅缩短了产品推向市场的时间。与此同时Compact PCI标准给系统设计者提供了冗余设计、故障切换和故障管理等极大的设计空间,其中最具吸引力的特点就是Compact PCI系统具备了传统PCI板卡无法实现的热插拔能力。 1 、热插拔原理 Compact PCI总线的热插拔过程就是软硬件交互的连接过程。主要包括物理连接、硬件连接和软件连接。物理连接过程就是板卡在插入和拔出的过程中,接口的长、中、短针依次与总线连接的过程。硬件连接是各种电信号驱动响应的过程。Compact PCI总线增加一个ENUM#信号,即系统枚举信号。当一个Compact PCI设备卡被插入或拔出时。ENUM#被激活,同时激活热插拔监控软件,监控软件判断热插拔类型并经行相关操作。软件连接过程是软件层同系统连接或断离的过程。对于板卡的插入,过程包括分配系统资源,包括IO空间、内存空间、中断号,加载设备驱动程序并激活应用软件。根据系统要求的不同,热插拔系统有3种模型: (1)基本热插拔模型。最基本的热插拔方式需要用户干预,用户通过控制台通知操作系统将进行设备卡的插入或拔出。 (2)完全热插拔模型。完全热插拔是在基本热插拔模型的基础上,在设备卡的插入拔出机构中添加一个微开关装置,这个开关藏在手柄中,在设备的插入和拔出过程中激活枚举信号,及ENUM#信号,该信号通过中断的方式通知操作系统将要插入或拔出一个设备卡,操作系统再执行总线枚举,资源分配,安装驱动程序或卸载驱动程序。 (3)高可用性模型。在完全热插拔模型基础上对板卡实行了更高程度的控制,不仅是指示板卡的插入或可拔出的状态。这种模型的软件能够控制板卡的硬件连接,这就使得软件能对发生故障的板卡立即进行总线或电气上的隔离,并启用冗余板卡,满足系统始终处于运行状态、几乎没有故障的高可用性目标。 2、 系统的硬件设计 系统在X86系统主机下,设计为一个IO适配卡,通过以上分析可知,具备热插拔能力的CompactPCI板卡必须具有电源管理模块,完成对板卡的上电操作及Healthy#信号获取,目前市场已有Compact PCI热插拔电源管理的专用芯片,典型的是Liear公司的LTC1643L;其二是板卡上的桥芯片必须支持系统热插拔,本文采用PLX公司的 I9030,其提供了完善的热插拔功能。系统的硬件框图如图1所示。 热插拔系统的工作过程如下:Compact PCI的电源有长针和中针,设备卡的设计者应将板卡的供电系统分为两个部分,长针电源给PCI桥芯片及电源管理芯片供电,中针电源给板卡的其他部分供电。当操作者插入一块板卡时,系统就进入物理连接状态,此时是长针电源的插入,桥接芯片及电源管理芯片通电,做好热插入的准备,而系统其他部分还未通电。当操作者继续将板卡插入时,中针电源与板卡连接,系统其他部分仍未通电,短针信号BD_SEL#激活,在上拉电阻的作用下,由原来的高电平下拉到低电平,板卡上的电源管理模块响应这个信号,电源管理芯片响应信号后,经过一定延时,接通中针电源,对板卡上的其他部份供电,系统进入硬件层连接状态,板卡随时准备工作。在硬件层连接过程中需要两个信号的配合,它们是Healthy#和PCI_RST#信号,PCI_RST#信号与传统PCI复位信号相同,但在热插拔系统中,系统复位必须满足的条件是板卡正常供电,该状态信号为Healthy#信号,由板卡电源管理模块通过对板卡上各种电源的监视提供。产生板卡上可靠的复位信号的典型做法是将Healthy#与PCI_RST#做逻辑或,得到的或信号作为整个系统的复位信号,完成以上操作后系统进入软件层连接状态。在进入软件层时需要ENUM#信号有效,信号的触发依赖位于热插拔设备卡拉手上的微动开关,在插入和拔出设备卡的过程中会激活ENUM#信号,然后向桥接芯片发出一个触发信号,同时设备卡上的热插拔指示灯点亮,操作系统完成对设备卡的配置,接着加载设备驱动程序,激活设备应用软件。 3 、热插拔系统软件的设计 热插拔系统的实现依赖于具体的硬件系统和操作系统,该主机操作系统为VxWorks实时操作系统,软件系统的实现需要设备卡的驱动程序,以及热插拔监控程序,其工作流程如下:当设备卡插入Compact PCI总线时,关闭微动开关时,激活枚举信号,触发操作系统响应,读取本地空间寄存器中设备卡的状态,判断是否为插入,如果是板卡插入,此时释放信号量,激活设备卡插入程序,程序加载设备驱动程序,创建设备,打开设备,激活应用程序。当设备卡拔出Compact PCI总线时,微动开关会触发枚举信号,以同样的方式读取本地空间寄存器的状态,如果为拔出,卸载设备驱动程序,删除设备,释放与设备相关的资源。热插拔软件流程如图2所示。 3.1 Vxworks驱动程序的设计 驱动程序主要实现了驱动程序的安装,设备的创建,以及打开设备,读写设备的功能。开发驱动程序首先修改主机的BSP,在config All.h文件中添加#define cpci9030.h,然后在sysLib.c中加入include“cpci9030.c”。在cpci9030.c中主要实现以下函数: syscpciInit(),设备资源初始化函数,主要的作用是读取系统分配给采集卡的地址映射空间,包括内存空间和IO空间,以及设备的中断号,调用sysMmuMapAdd()系统函数将内存空间做虚拟化映射,使CPU能够正常访问采集卡。调用intConnect()系统函数将设备卡的中断程序添加到系统中。 plx_Drv(),驱动程序安装函数,函数调用IosDrvInstall()函数将开发的驱动程序添加到系统的驱动程序表中。 plx_UnDrv(),驱动程序卸载函数,函数调用IosDrvRemove()函数,将驱动程序从系统中移除。 plx_DevCreate(),创建设备函数,调用系统函数iosDevAdd()函数将设备添加到系统的设备列表中。 plx_DevRemove(),设备删除函数,调用系统函数iosDevDelete()函数,删除系统中创建的设备。 plx_Open(),设备打开函数,在设备列表中找到设备,并在空闲文件表中注册,返回文件描述符。 plx_Read(),设备读函数,读取设备中的数据,系统函数read()调用。 plx_Write(),设备写函数,写入数据到设备中,系统函数write()调用。 3.2 热插拔监控程序的设计 当设备插入Compact PCI总线,在连接过程中,设备通电以后会激活ENUM#信号,进而会产生一个系统中断,系统响应这个中断信号,执行中断函数,读取PCI9030的配置空间的设备关联区寄存器,判断板卡是插入还是拔出,并清除响应的中断状态。当中断状态是由插入板卡的引起的,会激活监视程序加载驱动程序安装函数plx_Drv(),设备创建函数plx_DevCreate(),以及设备打开函数plx_Open(),当中断由板卡拔出引起的,中断函数释放信号量激活任务,调用驱动程序卸载函数plx_UnDrv(),调用设备删除函数plx_DevRemove(),关闭由设备操作占用的文件和资源。 4 、结束语 在对计算机系统稳定性和可维护性要求越来越高的前提下,PICMG提出了Compact PCI总线技术,较好地解决了这个问题,随着Compact PCI技术的不断成熟,热插拔技术会受到越来越多的重视,并向高可用性热插拔技术发展,以及双系统冗余技术的实现,在未来将会改变计算机系统的特性。

    时间:2020-05-08 关键词: PCI 总线 热插拔

  • 凌力尔特公司推出一款双槽式PCI Express热插拔控制器

    凌力尔特公司(linear technology corporation)推出一款用于中档网络或存储服务器以及嵌入式应用的窄体、双槽式pci express热插拔(hot swaptm)控制器 ltc4242。该器件通过免除复杂的软件接口而使应用得以简化,并提供了一种用于对位于两个插槽上的主电源(12v和3.3v)和辅助电源(3.3v aux)进行独立控制的坚固和紧凑型解决方案。每个电源均被进行欠压和过流故障的连续监视。对 12v 电源输入提供了高达 20v 的保护,从而实现了更强的坚固性。再加上模拟电流限制放大器,具可调响应时间的电子电路断路器提供了双级过流保护。辅助电源的控制是采用单独的 on 和 fault 引脚以完全独立的方式来进行。内部 3.3v aux mosfet 具有 0.25ω 的低接通电阻,加之 qfn 封装上裸露的背部金属和热停机保护功能,使器件中的发热量得到了最大限度的抑制。一个单独的 vcc 引脚允许器件在未接入主电源的情况下执行上电操作,并能够安全地承受辅助电源中的干扰,因而确保了连续可靠的操作。   5mm×7mm qfn 封装的宽度非常窄,完全可以在需要优化电路板空间的场合安装在 pci express 连接器之间。可选的引线封装(36 引脚 ssop)是一种专门针对窄式应用而设计的专有封装型式,所需宽度不到 8mm(包括用于引脚的焊盘焊接区在内)。虽然外形尺寸很小,但是该控制器仍然提供了每个端口的主电源和辅助电源的独立控制、主电源和辅助电源的单独 fault 输出、每个插槽的电源良好输出、以及每个插槽的板卡存在输入。   ltc4242 具有商用和工业温度规格范围,采用 5mm x 7mm 38 引线 qfn 封装和 36 引线 ssop 封装,有现货供应。以 1,000 片为单位批量购买,每片起价为 3.30 美元。   对于更加精细复杂的监视,凌力尔特公司还提供了单槽式热插拔控制器ltc4245,该器件包括一个集成 adc 和面向高端 pci express 应用的 i2c 接口。 照片说明:pci express 应用的双槽式热插拔控制器   性能概要:ltc4242   • 允许安全插入 pci express 背板   • 控制两个独立的 pci express 插槽   • 独立控制主电源和辅助电源   • 为 12v 电源输入引脚提供了 20v 的额定电压保护   • 集成的 0.25ω aux 开关   • 36 引线 ssop 和 38 引线 qfn 封装

    时间:2019-02-14 关键词: 控制器 嵌入式开发 公司 尔特 热插拔

  • 美信针对PCIe应用推出多通道热插拔控制器

    maxim integrated products推出max5957/max5958(三通道)和max5959/max5960(四通道),一款完全集成的、3/4通道热插拔控制器,用于pci-express(高速外设部件互连,pcie)卡从带电pci-express热插拔插槽的安全插入或拔出。由于相比竞争的pci-express控制器集成了更多的通道,max5957–max5960提高了设计灵活性,并节省了电路板空间以及生产成本。这一系列控制器的目标应用是需要24/7工作的高可用性系统。例如,服务器、存储卡以及raid系统。 pci-express服务器系统具有1、3、5、7或更多pcie插槽。在max5957-max5960出现以前,设计人员往往采用双通道控制器控制多通道插槽。如果实际应用中需要三通道插槽热插拔控制器,则往往采用两个双通道控制器。此时就要浪费一个通道,但设计人员别无选择。这样的设计对于多插槽系统既不高效也不经济,因此客户倾向于要求能够提供更低成本的灵活产品。 3/4通道控制的可用性为设计人员设计多插槽pcie系统时带来了许多必要的灵活性。设计人员可以在不浪费任何通道的条件下采用这一系列3/4通道控制器组成多插槽pcie系统,从而节省了电路板空间和成本。 max5957–max5960可以为三/四pcie插槽的所有三pcie电压轨(+12v、+3.3v以及+3.3v辅助电源轨)提供独立的电源控制。对于+3.3v辅助电源轨,max5957/max5959和max5958/max5960分别配置为375ma和550ma最大电流限。 该系列器件集成0.2ω功率mosfet开关,用于+3.3v辅助电源轨,可采用外部i/o扩展器通过smbus接口进行控制。这一灵活的电源控制方案省去了所需的通信部件,并且进一步降低了整体系统的成本。 这一系列热插拔控制器可为高可用性系统提供所需的、高度可靠的系统保护。通过可编程过流定时器可激活浪涌和过流保护。器件同时为各个通道提供热关断保护。其他特性包括:带上电复位的电源指示器;带有4ms去抖的衰减输入开关;以及可以报告过流和热关断故障的状态输出。该系列器件还具有闭锁或自动重启故障管理。 max5957–max5960可工作在-40℃至+85℃扩展级温度范围。 max5957/max5958(三通道)采用56引脚tqfn封装,而max5959/max5960(四通道)采用80引脚tqfp封装。max5957/max5958起价为$4.42,而max5959/max5960起价则为$5.03(1,000片起,美国离岸价)。

    时间:2019-02-14 关键词: 控制器 美信 嵌入式开发 通道 热插拔

  • MOSFET

    MOSFET

    本文将探讨如何选择用于热插拔的MOSFET(金氧半场效晶体管)。 当电源与其负载突然断开时,电路寄生电感元件上的大电流摆动会产生巨大的尖峰电压,对电路上的电子元件造成十分不利的影响。与电池保护应用类似,此处MOSFET可以将输入电源与其他电路隔离开来。但此时,FET的作用并不是立即断开输入与输出之间的连接,而是减轻那些具有破坏力的浪涌电流带来的严重后果。这需要通过一个控制器来调节输入电压(VIN)和输出电压(VOUT)之间MOSFET上的栅源偏压,使MOSFET处于饱和状态,从而阻止可能通过的电流(见图1)。 图1:简化的热插拔电路首先要为FET考虑的是选择合适的击穿电压,一般为最大输入电压的1.5到2倍。例如,12V系统通常为25V或30V FET,而48V系统通常为100V或在某些情况下达到150V FET。下一个考虑因素应该是MOSFET的安全工作区(SOA),如数据表中的一条曲线。它特别有助于指示MOSFET在短时功率浪涌期间是如何影响热击穿的,这与在热插拔应用中必须吸收的情况并无二致。由于安全操作区域(SOA)是进行适当选择最重要的标准,请参照了解MOSFET数据表-SOA图,该文详细介绍TI如何进行测量,然后生成设备数据表中显示的MOSFET的SOA。 对于设计师而言,关键的问题是FET可能会经受的最大浪涌电流(或预计会限制到输出)是多大,以及这种浪涌会持续多久。了解了这些信息,就可以相对简单地在设备数据表的SOA图上查找相应的电流和电压差。 例如,如果设计输入电压为48V,并且希望在8ms内限制输出电流不超过2A,设计师可以参考CSD19532KTT、CSD19535KTT和CSD19536KTT SOA的10ms曲线(图2),并推断出后两种设备可能行得通,而CSD19532KTT则不行。由于CSD19535KTT已经拥有足够余量,对此种应用来说,更昂贵的CSD19536KTT可能提供过高的性能。 图2:三种不同100V D2PAK MOSFET的SOA假定环境温度为25?C,与在数据表上测量SOA的情况相同。由于最终应用可能暴露于更热的环境中,所以必须按照环境温度与FET最大结温之比,按比例为SOA降额。例如,最终系统的最高环境温度是70?C,可以使用公式1为SOA曲线降额: 在这种情况下,CSD19535KTT的10ms,48V能力将从?2.5A降至?1.8A。由此推断出特定的FET可能不再适合该应用,从而设计师应该改选CSD19536KTT。值得注意的是,这种降额方法假设MOSFET恰好在最大结温下发生故障,虽然通常不会如此。假设在SOA测试中测得的失效点实际上发生在200?C或其他任意较高温度下,计算的降额将更接近统一。也就是说,这种降额方法的计算不是保守的算法。 SOA还将决定MOSFET封装类型。D2PAK封装可以容纳大型硅芯片,所以它们在更高功率的应用中非常流行。较小的5mm×6mm和3.3mm×3.3mm四方扁平无引线(QFN)封装更适合低功率应用。为抵御小于5 - 10A的浪涌电流,FET通常与控制器集成在一起。 以下是几个注意点: 当针对热插拔应用时,对于FET在饱和区工作的任何情况,设计师都可以使用相同的SOA选择过程,甚至可以为OR-ing应用、以太网供电(PoE)以及低速开关应用(如电机控制)使用相同的FET选择方法,在MOSFET关断期间,会出现相当高的VDS和IDS的重叠。 热插拔是一种倾向于使用表面贴装FET的应用,而不是通孔FET(如TO-220或I-PAK封装)。原因在于短脉冲持续时间和热击穿事件发生的加热非常有限。换句话说,从硅结到外壳的电容热阻元件可以防止热量快速散失到电路板或散热片中以冷却结点。芯片尺寸的函数 - 结到外壳的热阻抗(RθJC)很重要,但封装、电路板和系统散热环境的函数 - 结到环境热阻抗(RθJA)要小得多。出于同样的原因,很难看到散热片用于这些应用。 设计人员经常假定目录中最低电阻的MOSFET将具有最强的SOA。这背后的逻辑是 - 在相同的硅片生产中较低的电阻通常表明封装内部有较大的硅芯片,这确实产生了更好的SOA性能和更低的结至外壳热阻抗。然而,随着硅片的更新迭代提高了单位面积电阻(RSP),硅片也倾向于增加电池密度。硅芯片内部的单元结构越密集,芯片越容易发生热击穿。这就是为什么具有更高电阻的旧一代FET有时也具有更好SOA性能的原因。总之,调查和比较SOA是非常有必要的。 请在TI官网了解更多各种热插拔控制器的信息。本文末尾的表1-3重点介绍了用于热插拔的一些设备,它们为SOA功能提供了部分参考值。 更多信息请查阅MOSFET选项博客系列。 表1:用于12V热插拔的MOSFETMOSFETVDS(V)封装类型RDS(ON)(mΩ)SOA额定电流 (A) @ 14V VDS@ 10V VGS1ms10msCSD17575Q330SON3.3x3.31.94.52CSD17573Q5B30SON5x60.8484.5CSD17576Q5B30SON5x61.784CSD16556Q5B25SON5x60.9256CSD17559Q530SON5x60.953014CSD17556Q5B30SON5x61.23512CSD16401Q525SON5x61.310015CSD16415Q525SON5x60.9910015 表2:用于24V热插拔的MOSFETVDS(V)封装Typ RDS(ON)(mΩ)SOA额定电流(A)@ 30V VDS@ 10V VDS0.1ms1ms10ms100msCSD18531Q5A60SON5x63.52893.80.9CSD19502Q5B80SON5x63.43093.21CSD18532NQ5B60SON5x62.71008.631.9CSD18540Q5B60SON5x61.8105134.92.2CSD19535KTT100D2PAK2.8130185.13CSD19505KTT80D2PAK2.620018.55.33.4CSD18535KTT60D2PAK1.6220216.14.1CSD18536KTT60D2PAK1.3220319.55CSD19506KTT80D2PAK2.031029105.3CSD19536KTT100D2PAK2.04003410.55.4 表3:用于48V热插拔的MOSFETVDS(V)封装Typ RDS(ON)(mΩ)SOA额定电流(A) @ 60V VDS@ 10V VDS0.1ms1ms10ms100msCSD19531Q5A100SON5x65.3102.70.850.27CSD19532Q5B100SON5x64.09.5310.33CSD19532KTT100D2PAK4.6413.30.80.5CSD19535KTT100D2PAK2.8466.11.91CSD19536KTT100D2PAK2.0120113.71.9

    时间:2019-01-03 关键词: MOSFET 电源技术解析 热插拔

  • 关于蓄电池组充电的思考

    关于蓄电池组充电的思考

    1 引言 本文根据我们多年从事直流系统开发设计及现场应用经验,试图对后备蓄电池组的充电方式进行一些探讨,,希望能起到抛砖引玉的作用,研究出一种更加合理的蓄电池组充电方法。 2 现今蓄电池组充电方式存在的缺陷 在现今大部分后备电源(直流系统,ups等)中能量的存储都是用蓄电池组来实现的。那么作为不间断供电的最后一道保障的蓄电池组的性能就显得至关重要了。囿于半导体变流技术及成本的原因我们一直采用的充电方式是如下图所示的单充电机对整组串联蓄电池充电。 充电机以恒压限流方式永远与电池组并联在一起,理论上当电池组容量损失后,充电机将自动补充,但在实际应用中我们发现这种系统存在以下几方面问题。 首先,单体蓄电池特性存在较大差异,即便是同一批出厂的蓄电池其特性也偏差较大(在国产电池中表现的尤为突出),因此在运行中将其作为一个整体一起充放电,无法根据单电池运行参数运行状态进行充放电,势必造成某些电池过充电或欠充电,也可能引起过放电,这也是为什么蓄电池在成组运行时普遍达不到标称寿命的重要原因之一。 其二,在此种运行方式中检测单体蓄电池的电压、内阻是比较困难的。现在普遍采用的是单独加装蓄电池检测装置,但蓄电池检测装置又不能很好的和充电机配合。从以上两点我们可以看出在此系统中按蓄电池状态(电压、内阻、剩余容量、温度等参数)及充电曲线对蓄电池进行管理只不过是一句空话。另外单独加装蓄电池检测装置也势必造成成本的上升。 其三,随着半导体技术的进步,高频开关电源以其体积小,重量轻,效率高,噪声小的优势大有取代传统晶闸管整流电源的趋势,但是采用如方案一中的充电方式,因为充电机需要提供较高的充电电压和较大的输出容量,对器件和技术以及工艺要求很高,大家都知道IGBT是很难超过20KHz的,而MOS-FET如果用于大电流回路中起结压降又很大,发热量也就很大,所以限于器件及工艺原因单体高频开关电源(>20KHz)目前输出容量超过6KW是很困难的,所以大多采用小模块并联均流的运行方式,但模块数量和复杂程度的增加也就带来了可靠性的降低,为此又提出了N+1冗余备分的概念,这就陷入了一个技术上的恶性循环,头痛医头,脚痛医脚。 其四,请大家注意由于镉镍蓄电池存在记忆效应,它并不适于此种运行方式。但因为镉镍蓄电池的高倍率放电能力,为了追求低成本我们在为数不少的此种系统中采用了镉镍蓄电池,这是错误的。因此镉镍蓄电池不适用于浮充电方式运行,我们也就不过多讨论了。 3 关于蓄电池组充电方式的一种理想的解决方案 那么是否有一种更加完善的解决方案呢?笔者经过多次推敲思考,提出以下方案供大家探讨,称不上严密,仅仅是一种思路。其原理如下: 大家可以看到在此系统中蓄电池的充电和检测是以每节为单位进行的,所有充电及电池检测模块都含有处理单元,自行处理充电及检测过程。所有模块均由监控单元通过通讯总线根据电池运行参数及状态统一协调进行。正常运行时每组充电模块串联形成一个整体电源为负荷供电,并且对每个蓄电池进行浮充电,当交流电源停电时蓄电池将为负荷提供电源。所有充电模块及电池采用热插拔可抽出式结构,对模块及蓄电池的更换和检修将不会影响系统的运行。在本系统中以上三方面问题将会得到很好的解决。 首先,在本系统中单节蓄电池的充电是独立进行的,在每个充电模块完全可以结合每节蓄电池的运行参数及运行状态科学的对每解蓄电池进行充放电,避免了因蓄电池参数不一致引起过充电,欠充电,以及过放电等问题的发生,保证了电池的使用寿命。 其二,在本系统中,每节蓄电池的检测和充电处于同一模块中,有机的结合在一起。一方面电池检测部分可以通过控制充电部分轻易实现电池电压、内阻的检测。另一方面充电部分又可以根据检测单元测得参数(包括单电池内阻、电压、温度、PH值)对电池进行合理的充电。真正实现了按蓄电池充电曲线结合其运行状态进行管理的思路。 其三,我们知道现在小容量高频开关电源的实现是很容易的,对器件和工艺不需要很高的要求。同时也具有很高的可靠性。大家可以对比一下在方案一中以现今普遍采用220V/10A模块比较,其输出功率为最高电压280V*10A=2800W,而在蓄电池容量超过800AH系统中我们还需要采用输出电流为20A的模块,其输出功率更高达5600W,大的输出容量自然对高频器件和制造工艺提出了更高的要求,同时使可靠性降低。 而在方案二中以可能采用的最大电池容量来讲如采用2V/1000AH电池那么单模块容量为 0.1C(10小时充电率)A*2.5V(蓄电池最高电压)=250W式中C为蓄电池容量, 而如果采用300AH/12V蓄电池系统中,单模块容量为 0.1C(10小时充电率)A*15V(蓄电池最高电压)=450W *注意超过300AH的蓄电池多为2V每节 可以看出在方案二中单模块容量远远小于方案一中的单模块容量,所以实现起来非常容易,对器件和制造工艺没有太高要求,可靠性也就得到了提高。 大家应该注意到本方案二中没有备分的概念,其原因之一是本身小容量充电设备的高可靠性使得它不需要备分,原因之二在于热插拔抽出式结构的采用,和二极管 D*的存在在更换检修模块和电池时只是系统的电压会降低一些(在允许范围内),将不会影响系统的正常运行,因此本系统不需要额外的冗余备分。 4 成本是否会增加? 下面我们将就大家比较关心的系统成本的问题进行一些探讨。 在方案中二模块的数量将增加很多,但是由于其容量小,其对器件和制造工艺的要求很低,以及量产的原因,较之于方案一其成本非但不会增加反而有可能下降。另外由于方案二中模块中包括蓄电池检测部分,不需要单独加装蓄电池检测装置,其成本将会进一步下降。 5 结语 为了解决问题我提出了对蓄电池充电方式的一点见解,新的方案的提出必然有很多不周到的地方,但技术总是要不断进步和完善的,希望各位同行给予更多宝贵意见,以使蓄电池管理的技术更加完善。

    时间:2018-12-03 关键词: igbt 电源技术解析 高频开关电源 mos-fet 记忆效应 冗余备份 浮充电 蓄电池组充电 热插拔

  • 高可靠性电源系统的热插拔原理和应用

    高可靠性电源系统的热插拔原理和应用

    热插拔的工作原理 热插拔(Hot Swap、Hot Plug、Hot Dock)是指在系统导电的工作状态下,将模组、卡或连接器插到系统上而不影响系统的操作。 图1所示为热插拔过程,其中左边代表系统及其供电,在供电的输出端有一个电容,右侧有两张卡,这些卡的输入端也有电容。把卡插入系统之前,输入电容没有被充电;当把卡插入系统时会有一个很大的瞬间电流向输入电容充电,这么大的瞬时电流很可能造成系统供电电压不正常。 热插拔的目的是将高的瞬间电流控制在一个比较低而且合理的水平。其实现方法有几种,其中使用PTC(正温度系数的热敏电阻),是最简单的方法。PTC依靠本身的电流发热改变阻抗,从而降低瞬间电流的幅度,其缺点是反应速度慢,而且长时间使用会影响使用寿命。MOS管电流检测电阻加上一些简单的电阻电容延迟线路的方法成本低,比较适于低端用途。最好的方法是采用热插拔芯片,通常该芯片包含一个驱动MOS设计和电流检测电阻,它除了做基本热插拔之外,还可以提供特殊功能,如控制电流上升速率、做断电器、电源管理以及状态报告等,能够提升系统的工作状态。 热插拔的实现如图2所示,是通过在供电与负载之间串联一个MOS管和一个电流检测电阻完成的。电流检测电阻的目的是将流过MOS管的信号传给控制线路,控制线路再根据电流设定和计时电路来控制MOS管的导通。 接下来以UCC3915为例说明热插拔过程中输出电流电压的情况。图3中,左边图形是UCC3915的输出电流、输出电压、即时电容电压的波形,可以看到当输出电流上升到ITRIP时,计时电容开始充电,电压上升,开始计时;如果输出电流超过ITRIP并一直上升到IMAX(设定的最大值),由于此时MOS管工作在线性模式,将最大输出电流限制在这一水平而不让输出电流上升,因此输出电流就会被限制在IMAX。另一方面,如果计时电容电压达到1.5V,MOS管就会断开,输出电流下降到0。MOS管断开之后电容会被放电,直到下降到0.5V,然后MOS管重新启动,此时电流开始上升。如果输出电流还很高,则会将输出电流限制在IMAX,经过计时后电路又会将MOS管切断,电路将按照这一原理一直工作。右图中有两组电压和电流的波形,其中一组是没有热插拔的电压电流波形,另外一组是加入了热插拔的电压电流波形。没有加入热插拔功能的时候,瞬间电流幅度很大,高的瞬间电流幅度造成了系统电压大约1V的下降幅度;当加入了热插拔,这一瞬间电流被限制在一个较低的水平,对系统电压影响较小,从而达到热插拔的目的。 系统中加入热插拔的好处包括: 1)在系统开机情况下将损坏的模块移除,还可以在开机情况下做更新或扩充动作而不影响系统操作; 2)由于热插拔零件的可靠度提升,还可以将它们用做断电器,而且因为热插拔能够自动恢复,有很多热插拔芯片为系统提供线路供电情况的信号,以便系统做故障分析,因此减少了成本。 热插拔非常适合用于高可靠度的系统,如通信电源系统、伺服器电源系统等,也可以用于储存设备的电源供应,因此这些设备需要在系统不断电的情况下更换储存设备或更新。热插拔也适合于体积较小但可靠度要求很高的电源系统,包括一些主要的规范,如PCI、PCIe、USB、1394等,因此应用相当广泛。 TI的热插拔管理芯片 在选择热插拔芯片时,需要考虑的内容有: 1)热插拔管理芯片的工作电压范围为48V、-48V或低电压12V以内以及电流的限制; 2)保护的模式,可以选择自动恢复或者锁死保护模式; 3)计时电路,做断电器的功能; 4)其他工作状态时的性能,如负载短路时需要高速响应,负载增加时不损坏周边器件。热插拔启动的瞬间,电流上升速率能够被控制,从而减少噪音和冲击水平; 5)MOS管或电流检测电阻功耗等。 TI推出了很多热插拔产品,并且多个产品中加入了特殊功能以提升热插拔的工作功率,这能够使热插拔MOS管工作在安全区,从而提高产品可靠度、降低成本。另外一个功能就是di/dt(电流上升的速率),这能够减少噪音和对电路零件的冲击。TI的热插拔产品主要分为两类:高压热插拔产品,针对48V、-48V或24V应用;低压热插拔产品,针对3V到15V的应用。 对于高压热插拔产品,又可以分为两类:+48V产品和?48V产品,如图4所示。48V的产品有TPS2490和2491,这个产品的工作电压从9V到80V,含有一个独特的功能叫做定功率的设定。?48V的热插拔控制芯片,包括TPS2390、2391、2398和99,这个系列针对简单的热插拔的应用,工作电压从?36到?80V,是8只脚的封装。第二个?48V的热插拔是TPS2392和TPS2393,是属于全功能?48V的热插拔产品,除了拥有TPS2390系列的所有功能之外,也含有欠压和过压的设定,提供两只脚做连接器的检测。 其中,定功率是TI的一项独特的技术,图5将定功率限制和一般的线性电流仿真电路作比较,左边的图为一般线性电流仿真电路曲线,MOS管的电流和VDS呈线性关系;右边的图为定功率曲线,从图中公式可以看到电流与VDS呈非线性。 当负载增加,如果没有定功率限制,图6中左上端的输出电流上升很快,输出电压降低,流过MOS管的功率很可能漂出SOR之外;如果加入了定功率限制功能,左下端的电压电流波形中电流上升很快,向输入电容充电之后下降很快,而且同时保持MOS管工作点一直在SOR之内。因此只要将定功率限制设定好,就可以不考虑负载的变化,节约了MOS管成本。 负载短路时,如果没有定功率限制,电流将会上冲并超过70A,15微秒后才能恢复到所设定的最大电流5A,这样大的电流幅度很可能损坏线路周边零件;加入功率限制功能后,电流上升幅度较小,只有20A,只要经过1微秒即可降到所设定的最大电流5A,而对于1微秒、20A的脉冲,MOS管完全工作在安全工作区之内。 对于-48V的一些热插拔产品,有TPS2390、2391、2398、2399,这些芯片都只有8脚,工作电压由-36到-80V,从应用线路看它们的应用很简单,基本上只要考虑最大电流设定,然后是计时电路和TI独特的设计功能叫做电流上升的速率。在TI的控制芯片中,很多的热插拔产品都会有一个叫做RAMP的引脚作电流上升速率的设定,通常通过一个电容来设定电流上升的斜率。 很多控制器的设计都是采用电压上升斜率控制,当热插拔控制器启动的时候,输出电压慢慢上升,但是输出电流上升的很快,而且输出电流上升的幅度根据不同的电容负载而不同,如果负载电容比较大,电流脉冲幅度相对很大,如此大的脉冲电流也会影响系统的正常操作。TPS239X系列采用电流上升斜率的导通方法,在启动的时候,输出电流的上升斜率可以依靠RAMP电容设定,RAMP电容越大,上升的斜率越慢,从而减少了系统噪音和冲击的影响。 TI的低电压热插拔产品分为两类:MOS管内置的产品和MOS外置的产品,如图7所示。MOS管内置的产品包含UCC3912、UCC3915、UCC3918和TPS2420/21等,这些产品的最大允许流过电流是5安培,工作电压由接近0V到12V,MOS外置的热插拔控制芯片有单路和双路控制芯片,两种单路的控制芯片有TPS2330和TPS2331,双路有TPS2300系列。 热插拔可以应用于很多场合,图8列出了不同设计应用所搭配的热插拔产品,可以根据该表选择适合的热插拔器件。

    时间:2018-11-20 关键词: 电路 电压 电源 电源技术解析 热插拔

  • 高可靠性电源系统的热插拔原理和应用问答选编

    问:MOS管有两种,一种是NPN,另一种是PNP,两种都可以用吗? 答:MOS管分为N沟道和P沟道两种,在热插拔产品通常采用N沟道的MOSFET。P沟道要采用负压控制,在这里是完全不必要使用P沟道的MOSFET。 问:MSOP封装的引脚间距很小,外部高电压会不会影响到可靠性? 答:封装完全可以保证芯片正常工作的需要,如果电压足够高,Layout要做好隔离和EMI的控制。 问:TI的热插拨产品会不会对CPU产生干扰 答:热插拔不会对CPU产生干扰,反而会增加系统的稳定性和可靠性。 问:TI热插拨产品的选型除了额定电压和额定电流外还有什么要特别注意的? 答:需要注意的是选用什么样的工作模式:Latchoff或者Autoretry,是不是需要功率限制功能来保护MOSFET。 问:高可靠性电源系统的热插拔系统是如何稳压的? 答:通过限制电流过快上升,使电流较平稳地过渡到稳定值,达到输出电压逐渐稳定。 问:TI的热插拔和用分立元件(自恢复保险丝,TVS管的区别在哪里?有什么优缺点? 答:自恢复保险丝只是起到熔断的作用,响应速度较慢,功耗较大,不适合用于具有热插拔功能的产品。TVS只是起到过压保护的作用。这两种产品会用在一般的产品中,成本低但性能很差。TI的热插拔电源管理IC不仅可以起到保护的作用,而且反应速度快,还可以提高系统的可靠性。 问:如果系统突然断电和恢复,对热插拔电路是否有影响?是否会损坏负载电路? 答:不会有影响,也不会损坏负载。热插拔电源管理IC也会起到保护的作用。 问:电源的热插拔和USB等设备的即插即用有什么区别吗? 答:热插拔电源管理器件与USB或即插即用设备的电源限流很相似。即插即用的设备使用热插拔电源管理器件,必须有支持即插即用的系统和驱动作支持。 问:双路热插拔芯片中的两路分别完成什么功能? 答:双路热插拔是考虑负载需要接入系统的电源不同,例如一路需要+5V,而另一路需要+12V,这样就有必要将两路分开单独控制。 问:使用热插拔芯片进行设计需要注意些什么? 答:主要考虑应用环境和需要的功能。例如,如果用于工业,需选用工业级的产品以及工作电压范围;是选用闭锁模式还是自动重试模式;是不是需要最大功率控制等额外的功能。 问:热插拔电路板插座上是否有引脚长短的区别? 答:如果您设计的产品必须符合相关协议、规范以及规定,如果相关内容对接口机械参数或者电气参数有要求,引脚会有所区别,例如长短和排序等。 问:热插拔电路对电压和电流的大小有什么限制? 答:热插拔电源管理IC本身有正常的工作电压范围,可以设定最大限制电流或者Fault电流。电压和电流不能超过规定的范围。 问:热插拔电源如何实现对电流的控制? 答:通过采样RSENSE获取电流值信息,如果电流超过最大设定值或者最大限制值时,热插拔电源管理IC进入Latchoff或者Autoretry状态,控制MOSFET导通的时间,前者MOSFET断开,后者MOSFET间隔一定时间后导通或断开,这样可以保证不会出现浪涌电流,实现负载电流慢慢上升的过程。 问:如何避免电流过大引起的故障? 答:热插拔电源管理IC可以限制最大电流,正确设置RSENSE的值就可以得到合适的允许最大电流,超过最大电流的限制时热插拔电源管理IC即可进入保护状态。 问:热切换功能的优点有哪些? 答:热插拔功能一方面起到保护负载的作用,另一方面提高了系统的稳定性。系统在线时接入新的负载,负载会产生浪涌电流,热插拔限制和抑制浪涌电流产生,保护了负载。另外接入新的负载时不会使输入电压骤降造成系统其它工作失常或者复位,提高系统稳定性和可靠性。 问:如果电流上升斜率太小,会不会导致无法满足电路模块间所必需的上电顺序? 答:会对上电顺序造成一定影响,此时需要根据负载设定合理的定时电容的值。 问:选择热插拔产品需要注意哪些规格? 答:主要考虑使用的温度范围、使用电压范围(比如高压应用还是低压应用)、操作的类型(比如是切断类型还是自动重试类型),以及电流限制、平均功率控制等其它功能的选用。因为器件型号不同,对应的功能也不大相同。 问:一般工业控制在什么地方需要使用热插拔?工控与计算机的热插拔概念有无不同? 答:热插拔便于调试维修和替换,对于某些工业控制,需要系统不间断控制,此时必须使用支持热插拔的设备和负载。平时计算机所说的热插拔大都是指支持热插拔的设备,我们在这里讲的是热插拔电源管理器件。 问:在负载短路情况下,热插拔上冲电流是否能够限制?如何实现? 答:当负载短路时,由于负载电容变小,电流并不会出现较大过冲。如果电流明显超过IMAX或者ILIM,MOSFET会及时切断。 问:在开关电源中,有没有关于MOSFET选择的标准? 答:开关电源选用MOSFET优先考虑功耗的问题。除了最大耐压、最大电流能力及导通电阻外,尚有其它在实际应用时需要注意的参数,如传导、栅极电荷、崩溃、温度的影响。 问:在热拔插电源方案中,在负载断开时会产生尖端放电吗?如果有,如何避免? 答:热插拔电源管理是针对负载接入热系统的过程中负载出现浪涌电流、系统电源急剧下降以及其它可靠性问题的解决方案。若存在感性和容性负载,即使不是热插拔设备也会有放电现象,可以考虑设计泄放回路。 问:在冗余电源系统中,除可以使用隔离二极管来降低单点故障,是否还有其它方法来降低单点故障? 答:TI推出了Oring和N+1的产品,这些产品和FET组和替代了二极管,具有更好的性能。首先,FET功耗很小,远远低于二极管;其次,设计更加有弹性,FET可任意关闭和打开,这是二极管所不具有的特性;另外保护功能更强,FET关闭时间比二极管快,可双向阻断故障电压转换器。 问:在实际应用中,热插拔技术在确保系统稳定性上都采取了哪些措施? 答:部分热插拔电源管理产品产品设计有欠压保护、精确的最大电流限制、可编程的平均功率限制、可编程过流限制、错误指示等功能。这些功能保证了系统稳定性。 问:怎样保证不把噪声误判为过压或者欠压? 答:如果噪声引起的电压低于器件本身正常工作电压,欠压保护会起作用,过压超过器件本身的最大承受电压,就会对器件产生破坏。所以这两种保护都可以保证器件的正常使用和安全,主要解决点还是限制或者抑制噪声的出现,例如增加去耦电容等。 问:电源的热插拔会不会对后面的系统造成损害?比如笔记本电源突然断电,会直接造成对主板的冲击,这个是如何考虑的? 答:电源热插拔不会对系统造成危害,热插拔电源管理器件有效保护负载,防止过大的冲击电流,另一方面使系统电源正常供电,避免接入负载出现过大的电压降。电源突然断电不会对主板造成很大的伤害,原因是内部设有保护电路和泄放回路。

    时间:2018-11-19 关键词: 电源技术解析 高可靠性 电源系统 热插拔

  • 不一样的热插拔控制器

    不一样的热插拔控制器

    热插拔的定义是在带电运行的背板中插入或移除电路板。热插拔技术已被广泛应用到电信服务器、USB接口、火线(firewire)和CompactPCI中。这种技术可在维持系统背板的电压下,更换发生故障的电路板,并保证系统中其他正常的电路板仍可保持运作。在工作中的背板上进行热插拔时,最大的风险在于电路板上的电容器会给电源造成一个低阻抗路径,从而引发大的浪涌电流。浪涌电流可以损毁电路板上的电容、导线和连接器。此外,系统电压亦可能会因浪涌电流而下降到系统重置阈值以下,使得其他连接着背板的电路板也无故重置。 热插拔控制器通过控制一个外加FET(见图1)来限制浪涌电流。此外,这个控制器可在输出短路到接地或发生大型负载瞬变的情况下对电流做出限制。设计人员在FET时,通常都认为只要该FET能抵受DC电流负载和最大输入电压便足够。可是,如果控制器发生故障并且该控制器又是唯一可控制电流的器件,那这类控制器在任何的操作条件下都不能确保FET处于安全运作范围(SOA)内。本文将比较两类控制器,一类只具备有电流限制的控制能力,而另一类是可同时拥有功率和电流限制的控制能力热插拔控制器,如美国国家半导体的LM5069。 图1 LM5069热插拔控制器 控制器 图1所示为LM5069热插拔控制器。当浪涌电流流经传感电阻器(Rsns)时会被感测到,而控制器只会容许一个预定的最大电压通过Rsns。假如电压增加并超过这个最大电压值时,控制器便会调整栅极电压,使其维持最大值电流一定的时间。电流限制所容许的最长时间取决于故障检测电流、故障阈值和外加电容器,并且通过计时器(TIMER)引脚来编程。一旦TIMER到达故障的阈值,控制器便会关闭栅极,同时输出会脱离系统的输入电压。系统欠压和过压会分别经由UVLO和OVLO引脚上的电阻分压器而检测。这个组件可验证输入电压是处于指定范围,还是高出欠压阈值或低于过压阈值。假如输入电压在指定范围以外,那栅极便会关闭。 电源正常引脚(PGD)是一个开放漏极输出。当输出(VOUT)还有几伏便到达输入(VIN)时,开放漏极下拉器件便会被关闭,而PGD会上拉到VOUT电轨。PGD输出可以用来标签下游电路以表示VOUT电压“正常”。PWR引脚上的电阻会决定通过FET的最大功率极限。下文中我们还会详细讨论这个功能。 图2所示为一个只可限制电流的热插拔控制器,除了过压和功率限制功能以外,它具备所有LM5069的功能。 图2 只有电流限制的热插拔控制器 MOSFET安全运行范围(SOA)在热插拔或短路故障期间控制电流时,外置MOSFET必须保持在SOA范围内以防止FET发生故障。图3所示为Vishay的SUM40N15-38 场效应管的SOA曲线。从图中可见,它的最大漏源极电压VDS为110V,而在低VDS时,电流会被FET的RDS(on)所限制。图中所见随时间量度出来的曲线便是FET的最大能量极限。 在SOA曲线上可以画出一条直线(图3中的红线)来表示只有电流限制的控制器。在正常运作时(即VDS低),电流会被限制到最大5A,而FET亦会在SOA范围以内。可是,当VDS较大时,控制器的限制仍停留在相同的电流极限,而根据编程故障时间的长短,FET有可能走出SOA范围以外。例如,假如系统的背板电压是50V,电流限制设置成5A和编程故障时间为40ms时,输出短路便可能导致FET的运作脱离SOA范围(图3中的红线)。 图3 SUM40N15-38的SOA曲线图4中的蓝色曲线表示同时具有电流和功率限制功能的LM5069。其编程电流限制被设置成5A,而功率限制则被设置成50W,至于故障时间再一次被编程到40ms。现在,当50V的输出发生短路时,组件将不会再在电流限制模式(5A)中工作,取而代之是在功率限制的模式下(50V×1A=50W)。这时,FET将仍然在10ms的SOA曲线下面,防止FET发生故障(图3中的蓝色虚线)。同样地,当一个热插拔发生在50V输出时,功率限制模式将会把FET维持在SOA范围以内(图3中的蓝色虚线)。当VDS<10V时,组件将会进入电流限制模式,并全程为输出提供所需的电流负载,以将FET保持在SOA以内。LM5069的功率限制功能只会当通过FET的功率意图超越50W的编程限制时才会启动,否则它只通过电流限制功能来控制FET。 图4 电流和功率限制控制和安全运作范围 试验数据 在实验中,同时为LM5069和电流限制控制器准备应用电路板。两个组件都同样具备50V的输入、5A的电流限制和40ms的故障时间。不过,LM5069则多了一个50W的功率限制功能。两个应用电路板最后都通过一个负载电阻器将输出设成短路,从而增加VDS。 图5所示为电流限制控制器件的波形。输出负载将VDS增加到30V。起初,电流被限制在5A,但经过10ms后,FET出现故障并且输入电压到输出电压发生短路。输入电压阻止并限制电流达到电源的电流极限。即使计时器到达40ms的时限,都不能关闭栅极,因为FET已遭损毁。查看SOA曲线,会发现FET在VDS=50V和IDS=5A时只能忍耐一个10ms脉冲的时间。一旦FET因电流限制控制器而超过10ms时,那FET便会发生故障(图8中的红色虚线)。 图5 电流限制控制器的波形 正如图6所示,输出负载将VDS增加到45V,同时LM5069将流通FET的功率限制在50W。一旦计时器到达故障阈值,那组件便会关闭FET。在这个短路的情况下,LM5069能够有效的在SOA曲线的范围内控制FET(图8的蓝色虚线)。图6 LM5069 的波形图7 LM5069 的纯电流限制 为了展示LM5069的多功能性,图7表示出一个纯电流限制的情况。在这个情况下,输出负载导致电流增加,但幅度不太大,故不足使VDS增加。LM5069以电流限制的模式运作,并把电流限制在5A。当过了40ms的编程故障时间后,FET便会被关闭。同样,LM5069将FET控制在SOA范围以内(图8中的绿色虚线)。 图8 Vishay SUM40N15-38 SOA 结论 具有电流限制能力的热插拔控制器可提供可靠性,甚至可防止FET出现灾难性故障。为了防止FET超出SOA范围,用户需要选用比较大型的FET和散热器以获得可靠的故障保护。LM5069将具有编程能力的功率和电流限制能力结合在一起,所以无须使用大型的外置FE也能把FET维持在SOA的安全范围内。

    时间:2018-11-14 关键词: 控制器 电源技术解析 热插拔

  • 热插拔电路的过热保护方案性能比较

    热插拔电路的过热保护方案性能比较

    针对热插拔电路所实行的过热保护方案,本文将讨论一种超越目前在分离式热插拔电路中采用断路器和NTC热敏电阻的全新解决方案,提供最可靠的过热保护,并比较它和传统方法在性能上的优势。 在分布式电源系统、高可用性服务器、磁盘阵列以及带电插卡等应用上需要采用热插拔保护电路。这些电路提供限制浪涌电流并防止短路的功能,以消除在将卡插入底板时因总线故障、过载或短路而造成停止工作的损失。没有可靠的热插拔电路,像电信服务器这种高可用性服务器将不能工作。 热插拔保护电路需要结合控制电路和电源组件。将这些功能集成在一块单芯片电路上,可以节省成本并增加诸如电流限制以及过热保护等分离器件方案所不可能具备的重要功能。 断路器解决方案 采用断路器为分离式热插拔电路提供过热保护,是一种常用的方案。分离式热插拔电路通常由一颗控制器、一颗单独的功率FET、一颗功率感应电阻以及一些零散的偏压器件构成。图1为一个采用断路器来提供过热保护的典型分离式热插拔电路的电路图。这种热插拔电路很复杂,其实现成本很高,并有一些固有的问题。 图1:采用断路器提供过热保护的典型离散过热保护电路。 非集成热插拔电路的一个主要问题就是在短路和过载情况下的过热保护问题。当发生短路时,该热插拔电路必须承受不能超过功率FET的节温。采用断路器的做法这一点很难达到,因为功率FET的结温是估计而不是测量得到的。 图1 所示的电路中,断路器结合了限流的功能。它采用线性工作模式对FET进行偏置,使电流在一定的周期或时间内保持不变。也就是说,断路器只有在500μs限流被启动后才动作。每当感应电阻的压降大于500mV时,限流就被启动。因此,功率FET的电流被限制在500mV/Rsense。 如果我们采用一个32mΩ的NTB52N10T4、100V的FET及一个5mΩ的感应电阻,在短路时FET的电流将被限制在10A,超过500μs断路器就会关闭FET。图2显示-48V应用中的短路波形。 在该功率FET初始温度为85℃的情况下,如果采用图2中的电流和电压,该FET在短路时的结温可以用公式1来计算: 这里Tj为结温,TC为外壳温度,PD为FET功率消耗RθJC(t)为瞬态热阻,结面到外壳间有500μs的脉冲。 图2:断路器短路波形。 计算出的结温非常接近功率FET(NTB52N10T4)的额定温度上限Tj(150℃),如果外壳温度发生一个很小的变化,很容易便超过了它。 这正是为什么断路器解决方案通常需要进行过设计(over-designed)的主要原因。这对于在短路时使用较大的FET或并行的FET配置来避免过热很重要,这会大大增加热插拔电路整体的系统成本。此外,周围温度和气流无法控制得很好,以及在短时间内存在多个瞬时脉冲的应用,也很难准确估计功率FET的结温。 NTC热敏电阻解决方案 一些提供商建议采用热敏电阻作为给热插拔电路提供过热保护的另一种方案。热敏电阻是一种电阻随其自身温度的变化而变化的电子器件,这些器件不是具有正电阻温度系数(PTC器件),就是具有负电阻温度系数(NTC器件)。 一些提供商建议在热插拔电路中使用的NTC热敏电阻,由金属氧化物构成,最常用的氧化物为锰、镍、钴、铁、铜和钛氧化物。制造商用的NTC热敏电阻采用基本的陶瓷技术,与几十年前的没多大差别。 图3:采用NTC热敏电阻进行过热保护的典型离散热插拔电路。 图3 为一种典型的分离式热插拔电路的原理图,它采用NTC热敏电阻来进行过热保护。NTC热敏电阻应当放置于离功率FET尽可能近(例如放在板的背面)。图3 所示的电路热保护的基本工作原理是,控制器ON引脚的电压与NTC热敏电阻上的温度成反比,即随着NTC热敏电阻温度的增加,ON引脚的电压降低。热敏电阻上的温度与功率FET外壳的温度直接成正比。 这种方法看起来很简单,但它在采用NTC热敏电阻来提供过热保护时具有几个固有的问题。其中一个问题就是,在NTC热敏电阻上出现足够高温度(85℃)而需要降低控制器ON引脚的电压到临界值(0.6V)以下前,功率FET结的最大温度很容易被超过。这是因为NTC热敏电阻上的温度完全取决于功率FET外壳温度(TC)所传递的热量,而FET的结温不仅取决于外壳温度和功耗,还取决于系统温度的升高,这由周围温度、铜线面积、气流和其它许多因素决定。 容错性问题也影响到NTC热敏电阻和ON信号启动电压,这些错误可以导致系统关闭温度发生显著的变化。 如果我们采用和图3电路相同的FET NTB52N10T4,对于一个12V、电流上限为10A的系统,可以计算出功率FET在超过结最大温度150℃前,发生短路时外壳的最大温度: 那么 图4:集成智能型热插拔技术中NIS5101器件的功能框图。 这表明该功率FET所允许的最大外壳温度为66℃。因此,不可能采用图3所示的电路来提供功率FET的过热保护,因为图3的温度临界值为85℃。 尽管可以采用一些方法来改变图3中电路的温度临界值,但即使有可能,也很难对功率FET进行可靠的过热保护。这不仅在于影响热传输到NTC热敏电阻的所有因素和条件,还因为这种做法在达到限流的一段时间后,并没有定时电路来关闭功率FET。 集成智能热插拔技术 智能型热插拔(SMART HotPlug)集成电路技术将控制功能和功率SENSEFET集成到单芯片上,从而节省设计时间并降低整个热插拔应用中所需要的器件数目。其设计允许在一个48V底板上对电子设备进行安全的插入和拔出。该芯片的特点是既使用简单,又是集成的解决方案。图4为NIS5101组件的电路方块图。 该集成器件包括用户可选择的欠压和过压保护级,以及一个可调的启动限流,利用一个电阻就可将电流从最大值向下调。它还集成了一个内部过热保护电路,从而大大增加了短路和过载情况下该器件的可靠性。 NIS5101器件的过热保护电路提供了独一无二的热功能,它可以在短路和过载情况下保护功率SENSEFET。该电路通过内部感应二极管来感应SENSEFET的结温,这些二极管特意地放置在功率SENSEFET的活跃区域。 图5:SENSEFET与热关断电路。 如果超过了最大结温,该过热保护电路会从SENSEFET将栅极驱动移除,此做法将使器件因关断而受到保护。图5表示过热保护电路的简单原理图。当结温增加,感应二极管的正向电压下降,从而触发比较器,因此功率SENSEFET的栅极驱动关断。 过热保护电路在结温达到135℃时便会动作,确保功率SENSEFET不会超过最大结温,并且引脚温度(105℃左右)不会损坏PCB。集成智能插拔技术具有两种可选的过热保护:自动重试和闭锁(latch-off)类型。 自动重试类型存在一个额定的40℃的迟滞现象。因此,在一次过热保护后,当温度降致由迟滞现象所决定的安全级时将自动重启。至于闭锁类型,一旦器件达到了结温极限135℃,它将一直保持关断直到输入电源再次被使用为止。 此新型过热保护电路的关键之处就是功率SENSEFET的结温是通过实际测量而不是估计的。由于该电路所提供的过热保护不受其它次要因素,如瞬时脉冲、周围温度、系统气流以及铜线面积的影响,使其非常可靠及稳固。 本文结论 尽管所有的解决方案都对热插拔电路提供了过热保护,每种方案在可靠性和稳固性程度方面都有相当大的差别。短路和过载会对系统总线电压产生显著的影响,如果热插拔电路对这些情况不能适当控制,可能在某些情况下导致系统崩溃。在短路和过载条件下不超过热插拔电路中功率FET额定的结温,让系统总线电压上产生问题的可能性降到最小,这是最关键的一点。

    时间:2018-11-14 关键词: 断路器 电源 电源技术解析 热插拔

  • 四通道I2C多路复用器提供了地址扩展、总线缓冲和故障管理

    四通道I2C多路复用器提供了地址扩展、总线缓冲和故障管理

    引言 随着数据处理、海量存储和通信系统的发展,用于传送诸如温度、扇速、系统电压和关键产品数据(VPD,例如:电路板标识)等信息的子系统尺寸和复杂程度成比例地增长。在这些信息的传送中,最常用的就是两线式串行总线,比如:I2C或SMBus。 在这些系统的设计中会出现若干实际问题,特别在系统规模日益扩大的情况下更是如此。首先,诸如小型可插拔式光学模块(SFP)等众多设备都具有硬连线I2C地址,故由于地址冲突的原因而无法使用多个这样的设备。其次,由于设备种类的增加以及有越来越多的I/O板卡需要在系统上进行热插拔,因此,I2C设备产生混乱并把总线保持于低电平的可能性有所增加。第三,随着等效总线电容的增加,总线定时规格的满足变得困难起来。除了这些大的系统问题之外,在安装一个新的I/O板卡时进行功率循环并不是任何规格的不间断电源都拥有的功能选项。 具有总线缓冲器的LTC4306四通道两线式总线多路复用器/开关解决了所有这些问题。上行两线式总线(SDAIN、SCLIN)上的一个主控器可通过LTC4306的总线缓冲器和多路复用器/开关连接至下行总线的任何组合。因此,相同的设备地址可在多根下行总线上使用。缓冲器在上行和下行总线之间提供了容性隔离,从而为系统负载的分割创造了条件。上升时间加速器在克服电容局限性方面起到了进一步的帮助作用。当总线处于低电平的持续时间达到了设定的长度时,阻塞低电平超时电路将使上行总线与下行总线断接,从而把上行总线解放出来,以恢复通信。最后,LTC4306的任何两线式总线引脚都可在一个带电系统上进行插拔操作,而不会对其造成损害。LTC4306可采用2.7V至5.5V的电源电压。 一般操作 图1示出了LTC4306的方框图。UVLO比较器将阻止LTC4306接收命令,直到VCC电压升至2.5V(典型值)以上为止。这将确保LTC4306在其拥有足够的偏置电压之前不会试图运行。当ENABLE引脚被拉至1V以下时,LTC4306将被复位至其缺省的高阻抗状态,并且毫不理会在其两线式总线上进行的任何通信尝试。当ENABLE引脚被回拉至1.1V以上时,主控器可以恢复与LTC4306的通信。 与一根阻塞总线断接 当两线式总线阻塞于低电平的持续时间达到了一个设定的长度时,LTC4306将使上行总线与下行总线断接。主控器随后处于空闲状态,以在上行总线上恢复通信(假定问题的起因存在于一根下行总线上)。阻塞低电平超时电路负责监视下行SDA和SCL开关的两个共用的内部节点,并在任一个内部节点电压低于0.52V的情况下运行一个定时器。当这两个内部电压均高于0.6V时,该定时器将被复位。利用寄存器2,主控器能够设定7.5ms、15ms或30ms的时间,或者,它们也可选择停用超时功能。 两线式总线缓冲器和多路复用器开关提供了电容缓冲和电平移动 主控器向寄存器3写入数据,以连接至下行通道的任何组合。两线式总线缓冲器在上行SDAIN、SCLIN总线和下行总线之间提供容性隔离。由于拥有了此项功能,主控器便可在其系统的不同位置上采用LTC4306,以把一根大型总线分裂成若干个较小的总线。当连接了任何下行总线时,LTC4306将允许通过一个外部电阻器把READY引脚拉至一个逻辑高电平。 按照缺省设置,LTC4306仅与高电平的下行总线相连。与低电平下行总线相连的尝试将是劳而无功的,并将导致LTC4306把ALERT#引脚拉至低电平,以表示发生了一个故障。主控器可通过向寄存器2写入数据并指示LTC4306执行连接命令(这与下行总线的逻辑状态无关)来取代该功能。 上行和下行总线上拉电源电压可在2.2V至5.5V的范围内变化,而不受LTC4306 VCC电压的影响—— LTC4306因而能够在具有不同上拉电压的总线之间提供电平移动。为了保证同时连接多个下行通道时的正确运作,需确定LTC4306 VCC电压低于或等于所有的下行上拉电压,以维持逻辑高电平期间的通道至通道隔离度。 上升时间加速器缩短了上升时间 通过向寄存器2写入数据,主控器便可以起动或不起动上行总线和下行总线上的上升时间加速器。当起动时,加速器以一种受控方式接通,并向总线输送电流,以使它们在正总线转换期间以一个100V/μs的典型速率上升。这些大上拉电流使得用户能够在仍旧满足上升时间规格的同时构建庞大的重容性系统,但也进行了转换限制,以驱动长电缆。此外,由于加速器提供了强驱动,系统设计师因而能够选择大上拉电阻器来最大限度地减小总线逻辑低电压,由此实现逻辑低噪声容限的最小化。 故障信息为诊断提供了帮助 在发生了一个故障且LTC4306把ALERT#引脚拉至低电平之后,LTC4306将和主控器一道工作,以简单而迅速地解决故障。LTC4306把特定的故障信息存储于只读寄存器0之中。被存储的故障包括低电平阻塞总线、下行总线上的故障以及与一个下行通道的失败连接尝试。 如果故障的起因存在一根连接下行总线之上,则主控器可直接与出错器件进行通信。在这种场合,LTC4306以透明的方式运作,且主控器和出错器件通过LTC4306的总线缓冲器直接通信。 在所有其他的场合中,LTC4306与上行两线式总线上的主控器进行通信,以解决故障。在主控器发送了报警响应地址(ARA)之后,LTC4306利用其位于SDAIN上的地址做出响应,并释放ALERT#。如果由主控器来对其进行寻址,则LTC4306也将释放ALERT#。主控器通过读出寄存器0的内容来确定故障的起因。在主控器解决了问题之后,它把一个空字节写入寄存器0(这是一个只读寄存器),以使故障检测电路复位。 嵌套寻址和电平移动 图2所示电路示出了LTC4306的嵌套寻址、电平移动和电容缓冲功能。为简单起见,图中仅给出了通道1和4。请注意,背板、板卡1和板卡4被上拉至三个不同的电源电压。另外,虽然SFP模块具有相同的地址,但是,只要通道1和4决不同时运行,就不会发生地址冲突。 LTC4306位于背板之上时的两线式总线热插拔 图3示出了一个把LTC4306布设于背板之上并将一个I/O板卡插入下行通道4之中的电路。同样,为简单起见略去了通道2和3。在进行板卡插拔操作之前,需确定通道4未与上行总线相连,这样上行总线上发生的任何事务处理都不会受到干扰。如图所示,SDA4和SCL4上的上拉电阻器位于背板上,不过它们也可以安放在I/O板卡上,只要背板上的主控器在没有板卡插入时不与通道4相连即可。ALERT4#上的上拉电阻器必须设置在背板上,以防止在未插入板卡时发生错误的故障报告。 LTC4306位于I/O板卡之上时的两线式总线热插拔 在图4中,LTC4306位于具有4根单独下行总线的I/O板卡的边缘。把一个200kΩ电阻器从ENABLE引脚连接至地,并使ENABLE成为连接器上最短的引脚。这将确保ENABLE引脚在所有其他引脚均连接的情况下保持在一个恒定的逻辑低电平,因此,LTC4306将处于其缺省的高阻抗状态,且不会受到在连接期间SDAIN和SCLIN上连接瞬变的影响。此外,应使ALERT# 连接器引脚比VCC引脚短,这样,VCC就将在ALERT# 形成连接之前建立起与I/O板卡上拉电源引脚的可靠连接,并向ALERT1# ~ ALERT4#上的上拉电阻器供电。当断接时,ENABLE首先断开连接,并使LTC4306复位至其缺省状态,因而当板卡断接时其在SDAIN和SCLIN总线上引起的扰动极小。 结语 LTC4306使得与大型两线式总线系统相关的实际设计问题有所缓解。它充当了一个多路复用器以提供嵌套寻址。它将在总线阻塞于低电平时使其断接。它把一根很大的容性总线分裂成较小的分支,并允许I/O板卡在带电系统上进行热插拔。它可记录故障、向主控器报告、并与主控器一道高效地解决故障

    时间:2018-11-13 关键词: i2c 电源技术解析 ltc4306 热插拔

  • 空间受限型应用中的PMBus热插拔电路介绍

    空间受限型应用中的PMBus热插拔电路介绍

    摘要本文详细介绍了热插拔电路基础,以及要求使用系统保护与管理 (SPM) 和印刷电路板 (PCB) 基板面极其珍贵的情况下系统设计人员所面临的诸多挑战。以模块化实现利用集成数字热插拔控制器时,我们为您介绍了一种框架,用于检查设计的各项重要参数和热插拔系统保护电路的 PCB 布局。另外,文章还列出了相关实验结果报告。高密度系统的热插拔电路保护许多分布式电源系统(如图 1 所示)都集成了总线转换器、负载点 (POL) 与线性稳压器,专用于高性能刀片式服务器、ATCA 解决方案和通信基础设施系统[1]。这些系统越来越多地应用于一些日益小型化的实现中,旨在降低成本。为了保证这些系统拥有最大的可靠性和最长的持续运行时间,热插拔控制器[2]是首选方法,因为它可以提供最理想的系统保护和电管理,特别是能够达到服务器市场的严格要求。系统保护与管理 (SPM) 功能专用卡边缘的可用 PCB 基板面已变得相当狭小,这并不让人感到意外。这种情况带来的结果是,设计工作主要集中在了高功率密度、低成本热插拔电路实现上面。图1电信系统分布式电源架构例子在这类应用中,热插拔控制器的特点是通常包括带电电路板插入(浪涌电流控制)和拔取安全控制、故障监控诊断与保护以及高精确度电气(电压、电流、功率)和环境(温度)参数测量,目的是提供实时的系统模拟或数字域遥测。特别是,如果服务器机架一个线卡出现故障,该故障应隔离在该特定线卡,不会影响系统底板或者其他通过带电底板供电的线卡。热插拔控制器正常情况下会通过接口连接至某个通过 MOSFET,其同电源通路串联,从而实现“开/关”功能和电流检测低电阻分流器。图 2 显示了典型服务器系统中为供电量身定做的线卡接口和热插拔电路原理图,并为后续讨论的模板。讨论过程中,我们将不厌其烦地详细描述热插拔电路底板连接器边缘插件板和下游组件。图 2 典型的热插拔电路布局一般而言,在一些 +12V 和 +48V 系统中,热插拔通过器件(图 2 中 MOSFET Q1)与高端连接配置,并且其栅极连接至接地基准控制器。在 –48V 底板系统中,该控制器参考至 48V 电压轨,并且根据要求上下浮动。在所有情况下,当检测到故障 Q1 被热插拔控制器迅速关闭时,必要时接地连接可不中断。热插拔模块提供一种方便的标准化方法,实现一站式热插拔解决方案。这种模块是一种单独、独立的子配件,它们是一些结构相同、超紧凑、独立自主、经过完全验证和测试的组件,完全适合于高容量 SMT 制造。同样,它可在多个系统和应用之间灵活地部署使用,从而极大地减轻了系统工程师的设计工作负担。热插拔模块通常以一种中间夹层的方式平行堆叠在系统主板上,利用镀过孔 (PTH) 或者表面贴装 (SMT) 接头与电源和信号连接形成母子配置结构。另外,需要注意的是,主板通过模块的终端连接提供导电散热。然而,使用双面模块板布局时,主要功耗组件通过 MOSFET 和分流电阻器,放置于模块的顶部,以有目的地利用应用环境中的自然或者强制对流。电路规范表 1 列出了热插拔电路模块的相关规范。规范符号值输入电压范围VIN10.8V–13.2V输出电流范围VBR0A–10A电流限制ICL12.5A±8%断路器电平ICB22.5A故障超时TFAULT1 ms最大环境温度TA(MAX)55°C气流速度Q100 LFM (0.5 ms-1)可用PCB面积(不包括PMBus连接器)APCB15 mm x 18 mm数字遥测PMBus地址Addr0x16表 1 热插拔电路设计规范在这种高功率密度热插拔电路设计中,下列局限性尤为明显:成本:电气(MOSFET、控制器、分流电阻器)和机械(连接器、PCB)组件PCB 面积:严重受限组件规范:体积受限(尺寸和外形)热规范和散热属性:基本散热电路原理图和组件选择图 2 描述了建议热插拔电路的原理图。可以方便地将任何负载相关大容量存储电容器,靠近负载放置于主板上,无需放置在热插拔模块上。图 3 数字热插拔电路原理图表 2 详细列出了最基本的电路组件的封装尺寸和厂商建议焊垫几何尺寸。电路组件厂商部件编号体积尺寸(mm)建议焊垫几何尺寸(mm)通过MOSFETTI CSD17309Q33.3 x 3.3 x 1.03.5 x 2.45分流器Vishay WSL12062L000FEA183.2 x 1.6 x 0.643.5 x 2.45热插拔控制器TILM25066A4.0 x 5.0 x 1.04.2 x 5.4TVSVishay SMPC15A6.5 x 4.6 x 1.16.8 x 4.8表 2 热插拔电路组件封装尺寸和建议焊垫几何尺寸MOSFET, Q1在我们的例子中,我们使用了 TI NexFET CSD17309Q3 [3],它是一种 25°C 下 4.9 mW 开态电阻的 30V 60A SON 器件。如果图 4a 的开态电阻温度系数约为 0.3%/°C,则 55°C 工作结温下满负载传导损耗为 0.6W。栅极到源极齐纳二极管将MOSFET VGS维持在额定电平(正负极)。2°C/W 的稳态结壳热阻抗 RthJ-C表明,壳结温升约为 1.2°C。最大额定 MOSFET 结温为 150°C。故障状态期间 1 ms 一次性脉冲时长条件下,图 4b 和 4c 的曲线图分别表示 50A、12V 时的安全工作区 (SOA) 大小,以及 0.001 的标准化结到环境瞬态热阻抗 ZthJ-A。图 4 CSD17309Q3[3] MOSFET: a) Rdson 随温度变化情况;b) SOA; c)瞬态热阻抗分流电阻器 RS使用一个 2 m? 分流电阻器以后,LM25066 可提供 12.5A 的主动电流限制(25 mV典型电流限制阈值电压),并且精确度为 ±8%。因此,电流限制设置为额定满负载电流的 125%。快速作用断路器功能设置为 22.5A (45 Mv 典型断路阈值电压)。Vishay WSL1206-18 系列分流电阻器拥有 1% 容限和 275 ppm 电阻温度系数。全部0.5W 额定功率可用于 70°C 额定温度,但后续线性降低至 170°C。10A 时的分流器功耗为 0.2W。热插拔控制器 U1LM25066 有一个 I2C/SMBus 接口(使用 SCL、SDA/SMBA 和地址引脚连接)和一个 PMBus 兼容型指令结构,以帮助执行动态系统配置和遥测。利用三个地址引脚,设置 PMBus 地址。分别使用 1% 和 2% 精确度测量电压、电流和功率遥测。一个二极管连接的晶体管温度传感器,帮助轻松、精确地进行 MOSFET 温度测量。TVS, Z1电流中断期间的电流转换速率达到 100A/µs 甚至更大,因此输入功率通路中的电源轨总线结构不可避免地存在寄生电感。存储于该电感中的能量传输至电路中其他组件,以产生过电压动态行为。这种电感式电压过冲,会损害热插拔 MOSFET、热插拔控制器和下游电路的可靠性,除非对其进行正确的控制。按照图 3 所示,使用一个快速响应的单向 TVS 二极管,连接 VIN 和 GND。它主要充当需要中断的差模电流的分流通路。制约 TVS [4]的一些因素包括电气性能、组件体积和成本。一般而言,TVS 平衡电压 VR 等于或者大于 DC 或者连续峰值工作电压电平。断路事件期间承受峰值脉冲电流的 TVS 钳位电压 VC(MAX),应低于 MOSFET 和控制器的绝对最大额定电压。另外,更高额定功率的 TVS 拥有更大的电压开销,因为它的动态阻抗更低。因此,如果要求有更尖利的曲线图拐点,则相比只根据峰值功率规范选择的一般强制规定,选择更大的 TVS 要更加有利一些。输入电压范围为 12V±10% 时,选择 15V Vishay Esmp 系列 TVS。该器件有一个阳极和两个阴极连接。1.1 mm 的小体积,让它能够安装在 PCB 的底部。输入电容器 CIN因其可以降低输入阻抗并提供去耦功能,本地输入旁路电容有一定的作用,但在热插拔期间插入插件卡时对 CIN充电的脉冲电流一般会损害电容器的可靠性,因此这种电容并不怎么实用。当电容器位于热插拔电路前面时,许多 OEM 厂商将其看作为一个系统级可靠性问题,因此一般不会安装这种电容器。PCB 布局图 5 显示了一种紧凑、高密度的电路 PCB 布局。图 6 显示了该模块的照片。热插拔解决方案共占用 300 mm2的 PCB 面积。TVS 和可选无源组件均位于 PCB 的底部。栅极线路和分流检测线路均短路,并且未使用输入去耦电容器。使用表面贴装端接,将电源和信号连接至主板。图5热插拔电路PCB 布局基本组件位于顶部,内部各层主要构成并行接地层,用于散热和降低传导损耗。TVS 和各种可选组件位于底部。散热过孔位于 MOSFET 漏极板和 TVS 阴极上,连接至内部各层。请记住,表面贴装组件焊接的 PCB 作为散热的主要方法。同样,产生热的一些组件,可以利用 PC B层内已经有的一些铜质多边形材料、层和热过孔来提高其热特性。使用边缘端接将模块化电路板连接至主板,还可以帮助散热。如果重复脉冲钳制期间出现通过MOSFET稳态功耗和/或 TVS 功耗,则板级散热设计变得尤为重要。这种热插拔控制器设计,通过在出现故障时锁住电路或者在检测到故障以后后续“重试”开始时提供足够长的暂停时间,使这一问题得到缓解。图6热插拔模块照片实验结果根据这种热插拔控制器[2]实用实现,人们想出了各种实验测量方法,以对电路性能进行评估:热插拔带电插入、电流限制和短路保护。图 7a、7b 和 7c 分别描述了相关电路波形。就这方面来说,它允许在检测到故障以前形成最高可能电流,在图 2 所示电路输出直接声明的低阻抗短路特别令人讨厌。根据之前的一些考虑,同输入通路串联的寄生电感耦合高电流转换速率,可能会在向通过 MOSFET 发送一条关闭指令以后在热插拔控制器 VIN 和 SENSE 引脚上引起破坏性瞬态出现。图 7c 突出显示部分,使用这种模块时断路事件期间的电流与电压波形,被看作是良性的。图 7 热插拔电路振荡波形:a)启动前插入延迟热插拔带电插入;b)锁闭电流限制响应;c)输出短路引起的热插拔断路事件输入电流达到23A(46mV分流电压)时,如图 7c 所示,通过 MOSFET 关闭(见绿色输入电流线)。这时的输入电压有一个初始尖峰(原因是存在一些未钳制寄生线路电感),但在约 18V 时迅速被 TVS 钳位。参考文献[1]服务器、基站、ATCA 解决方案原理图与设计考虑因互[2] PMBus的LM25066系统电源管理与保护IC[3] NexFET功率MOSFET技术[4]《热插拔电路的TVS钳制》,作者:Hagerty, Timothy,TI,刊发于 2011 年 10月《电源电子技术》作者简介Timothy Hegarty 现任 TI 电源产品部首席应用工程师。Tim 毕业于爱尔兰考克大学 (University College Cork, Ireland) 电子工程学士学位和硕士学位。在加盟 TI以前,他曾效力于国家半导体和Artesyn Technologies。他的研究领域为集成 PWM 开关式稳压器与控制器、LDO、基准、热插拔控制器、可再生能源系统和系统级模拟。他是 IEEE 会员。立即加入德州仪器技术社区

    时间:2018-10-29 关键词: 德州仪器 电源技术解析 pmbus 分布式电源 lm25066a 热插拔

  • 凌力尔特推出具能量监视功能的热插拔控制器LTC4282

    凌力尔特推出具能量监视功能的热插拔控制器LTC4282

    凌力尔特公司 (Linear Technology Corporation) 推出具能量监视功能的热插拔 (Hot Swap) 控制器 LTC4282,该器件具双路 MOSFET 驱动,可用来实现 100A 及较大电流的电路板设计。LTC4282 通过控制外部 N 沟道 MOSFET 以给电容器缓慢加电,可确保在 2.9V 至 33V 带电背板上安全地插入和拔出电路板,从而避免了产生火花、连接器损坏和系统干扰。可热插拔的大电流电路板采用并联 MOSFET 以降低电压降,但是所有这类 MOSFET 都需要很大的安全工作区 (SOA) 以穿越过流故障。通过控制两个匹配电流限制的通路,LTC4282 将每条通路的 SOA 要求减少了一半,从而降低了大电流应用 (>50A) 中 MOSFET 的成本。采用分阶段启动配置,在一条通路中采用小 SOA MOSFET,而在另一条通路则采用低 RDS(ON) MOSFET,这可进一步节省成本。LTC4282 为热插拔和监视应用提供了一款坚固和紧凑的解决方案,尤其是服务器、网络路由器和交换机、以及企业级数据存储系统中的大功率电路板应用。LTC4282 位于电路板电源的出入口处,其 ADC (模数转换器) 的准确度为 ±0.7%,通过 I2C/SMBus 数字接口报告电路板电压、电流、功率和能耗。在出现过流情况时,LTC4282 折返其准确度为 2% 的电流限制,以针对可调超时周期保持恒定 MOSFET 功耗。数字方式配置的限流可随负载变化实现动态调节,并减轻了低值检测电阻器的选择负担。该器件记录所监视电气参数的最小值和最大值,当这些参数超过 8 位门限时就发出报警。内部 EEPROM 为寄存器配置和故障记录数据提供非易失性存储。为了防止对电路板造成灾难性损坏,连续监视 MOSFET 是否出现异常情况,例如低栅极电压和漏源短路或大的电压降。LTC4282 规定在 0摄氏度 至 70摄氏度 商用和 40摄氏度 至 85摄氏度 工业温度范围内工作,采用 32引脚 5mm x 5mm QFN 封装。千片批购价为每片 5.95 美元。样品和评估电路板可通过凌力尔特网站或联系凌力尔特当地办事处查询详情。性能概要:LTC4282·允许在带电背板上安全插入电路板·具 ±0.7% 总未调整误差的 12 位 / 16 位 ADC·通过 I2C/SMBus 接口读取电路板电压、电流、功率和能耗·内部 EEPROM 用来存储配置数据和故障记录·宽工作电压范围:2.9V 至 33V·大电流应用的功能o双路 MOSFET 栅极驱动和电流检测o12V 栅极驱动用于较低的 MOSFET RDS(ON)o具电流折返的 MOSFET 功率限制·数字功能o以数字方式调节的限流和 UV / OV / PG 门限o存储最小和最大测量值o超过设定门限时发出警示信号o3 个通用输入 / 输出·连续监察 MOSFET 健康情况·输入欠压和过压保护·32 引脚 5mm x 5mm QFN 封装

    时间:2018-10-26 关键词: 控制器 电源技术解析 尔特 热插拔

  • 构建负压热插拔电路

    构建负压热插拔电路

    引言 许多系统要求支持带电插拔,除了正电源供电系统外,有些负电源(-5V或-5.2V)设计也提出了同样的要求。热插拔应用中,可以很容易得到适当的低电压、正电源热插拔控制器,但却很难找到合适的针对负电源设计的热插拔器件。由于大多数需要负电源热插拔控制的系统中同样也使用正电源热插拔控制器,可以借助正电源构建一个负电压热插拔控制方案。本文提供了三种方案供用户选择:-5.2V单电源热插拔电路和两个用于+5V/-5.2V的双电源供电系统的热插拔方案。三种方案均提供带电插拔、启动延时、浪涌电流抑制等功能,但只有一种方案具备过压检测和断路器功能。 图1所示2芯片方案在正电源和负电源通道都提供有独立的断路器功能,图2和图3所示单芯片方案支持浪涌电流控制功能,但在负电源设计中不具备限流和断路器功能。 芯片方案 图1所示电路提供完备的热插拔功能,为+5V和-5.2V电源提供限流、断路功能。电路采用MAX4272低电压正电源控制器支持+5V通道的热插拔,由于无法找到用于低电压的负电源热插拔控制器,我们使用了MAX5900高压负电源控制器支持-5.2V通道。将MAX5900的接地端连接到+5V电源,+10.2V的电源压差能够满足MAX5900的-9V至-100V供电范围要求。由于MAX5900具有-9V的最低供电电压,所以在本设计中选择了这款器件。MAX4272是一款通用的低电压正电源热插拔控制器,在8引脚封装内集成了全面的功能,因此在本设计中选择这款器件用于正电源的热插拔控制。 图1 2芯片方案,在两个电源通道均提供过载故障检测每个通道均提供过载(电流大约为1A)故障关断,发生故障时可以自动重新开启。MAX5900利用M2 MOSFET的RDS(ON)作为检流电阻,VSENSE的触发门限为200mV。选择RDS(ON) = 0.2?的MOSFET作为M2,可以获得大约1A的过载门限。有关延时和定时信息,请参考器件的数据手册。 单芯片方案 图2电路在正、负电源同时提供限流、热插拔启动控制功能,但仅为+5V电源提供断路器功能。以下介绍的单芯片方案利用MAX5904同时支持+5V和-5.2V的热插拔,MAX5904设计用于控制两路正电源的带电插拔,按照如下电路设计,可以用其控制一路正电源和一路负电源。选择MAX5904的优势是能够控制两路电源,并且只需要很少的外部元件。 图2 单芯片方案,不具备 -5.2V断路器按照以下配置,MAX5940可以将+5V电源当作+10.2V电源控制,提供断路器功能;将-5.2V电源当作+5.2V电源处理,实现热插拔管理功能。 MAX5904的GND引脚接-5.2V IN1和SENSE1引脚接地 IN2引脚接+5V 当MAX5904处于关闭状态时,两个栅极驱动输出均处于-5.2V。导通模式下,GATE2提供比VIN2 高出5.4V的驱动,GATE1提供比VIN1高出5.4V的驱动。启动过程中,为+5V和-5.2V提供常规的浪涌电流限制,但对负电源没有断路器功能,可以安装一个保险丝提供必要的保护。MA5904无法检测负电源故障,但可以检测+5V电源的故障。一旦检测到故障状态,将同时关断两个通道。经过一段延迟时间后,两个通道将自动重试,重新开启。利用ON引脚可以实现通/断控制,但需要一个简单的电平转换电路,因为MAX5904是以-5.2V为参考点,而非地电位。 -5.2V单通道方案 图3所示为-5.2V、单通道热插拔电路,利用MAX4272正电源热插拔控制器提供负电源热插拔管理。MAX4272的GND引脚接-5.2V电源,IN和SENSE引脚接电路的地。MAX4272相当于工作在+5.2V供电电路。由于电路中没有使用检流电阻,因此无法提供过载断路功能。除MAX4272外,也可以选择其它器件用于本设计,但MAX4272所需要的外部元件最少。 图3 -5.2V单通道热插拔电路,不具备断路器功能开启 MAX4272的ON引脚可以直接连接到电路的地电位,当-5.2V电源开启并且电压达到-2.4V以后150ms时,热插拔控制器开始启动。更换电阻R1和R2,可以设置更接近5V的开启电压。调节R1/(R1+R2)分压比,使ON引脚电压上升到所要求的负电源电压以上0.6V,开启热插拔控制器。 启动过程中电路内部没有限流功能,因此利用CG减缓开启时栅极电压的上升速率。内部栅极驱动电流约为100μA,负载电容将按照下式为负载电容充电: 限流 由于该电路不具备限流功能,最好在-5.2V电源上串联一个保险丝,如图2所示。 发布者:博子

    时间:2018-10-25 关键词: 电路 电源技术解析 负压 热插拔

  • 电源设计小贴士 29:估算热插拔 MOSFET 的瞬态温升——第 2 部分

    在本《电源设计小贴士》中,我们将最终对一种估算热插拔MOSFET 温升的简单方法进行研究。在《电源设计小贴士28》中,我们讨论了如何设计温升问题的电路类似方法。我们把热源建模成了电流源。根据系统组件的物理属性,计算得到热阻和热容。遍及整个网络的各种电压代表各个温度。 本文中,我们把图1 所示模型的瞬态响应与图3 所示公开刊发的安全工作区域(SOA 曲线)部分进行了对比。图1 将散热容加到DC 电气模拟电路上 根据CSD17312Q5 MOSFET、引线框以及贴装MOSFET 的印制电路板(PWB) 的物理属性,估算得到图1的各个值。在查看模型时,可以确定几个重要的点。PWB 到环境电阻(105oC/W)为到环境的最低电阻通路,其设定了电路的允许DC 损耗。将温升限制在100oC,可将电路的允许DC 损耗设定为1 瓦。其次,存在一个10 秒钟的PWB 相关时间恒量,所以其使电路板完全发热的时间相当长。因此,电路可以承受更大的电脉冲。例如,在一次短促的脉冲期间,所有热能对芯片热容充电,同时在更小程度上引线框对热容充电。通过假设所有能量都存储于裸片电容中并求解方程式(dV = I * dt / C)得到I,我们可以估算出芯片电容器可以存储多少能量。结果是,I =dV * C /dt = 100oC * 0.013F / 1ms =1300 瓦,其与图3 的SOA 曲线图相一致。 图2 显示了图1的仿真结果以及由此产生的电压响应。其功耗为80 瓦,不同的时间恒量一眼便能看出。绿色曲线为裸片温度,其迅速到达一个PWB 相关恒定电压(蓝色曲线)。您还可以看到一个引线框的第二时间恒量(红色曲线),其稍微有一些滞后。最后,您还可以看见PWB 的近似线性充电,因为大多数热能(电流)都流入其散热电容。图2热能流入PWB 时明确显示的三个时间恒量 我们进行了一系列的仿真,旨在验证模型的准确性。图3 显示了这些仿真的结果。红色标注表示每次仿真的结果。将一个固定电源(电流)放入电路中,相应间隔以后对裸片电压(温升)进行测量。模型始终匹配SOA 曲线。这样做的重要性是,您可以使用该模型的同时使用不同的散热片和PWB 参数。例如,该SOA 数据是针对缺乏强散热能力的最小尺寸PWB。我们可以增加电路板尺寸来降低其环境热阻,或者增加铜使用量来提供更好的热传播—最终降低温度。增加铜使用量也可以提高散热能力。图3 散热模型与指示点的MOSFET CSD17312 SOA 曲线一致 下次,我们将讨论获得隔离偏置电源的一种简单电路,敬请期待。 本文及其他电源解决方案相关的更多详情,敬请访问www.ti.com.cn/power。

    时间:2018-10-23 关键词: MOSFET 电源 小贴士 热插拔

  • 基于TPS2491的热插拔保护电路设计

    基于TPS2491的热插拔保护电路设计

    在工业控制现场PLC/DCS、刀片式服务器和冗余存储磁盘阵列(RAID)等高可用性系统,需要在整个使用生命周期内具有接近零的停机率。如果这种系统的一个部件发生了故障或需要升级,它必须在不中断系统其余部分的情况下进行替换,在系统维持运转的情况下,发生故障的板卡被移除,替换板卡被插入,被称为热插拔(Hot Swap)。任何一个板卡都具有一定的负载电容,当板卡插入正常工作背板时,背板电源将使用较大的瞬时电流对插入板卡负载电容充电;当板卡从正常工作背板拔出时,由于板卡上的负载电容放电,在板卡与背板之间会形成一条低阻通路,也将产生较大的瞬时电流。浪涌现象会导致背板电源瞬时跌落,造成系统意外复位,甚至损坏接口电路,对于热插拔保护电路的研究将成为背板结构设备推广应用的关键。1 控制策略比较1.1 交错引脚法“交错引脚法”也称为“预充电引脚法”,是一种最基本的热插拔浪涌电流控制方案,从物理结构上引入一长、一短两组交错电源引脚,在长电源引脚上串联了一个预充电电阻。板卡插入背板时,长电源引脚首先接触到电源,通过预充电电阻为插入板卡负载电容充电,并进行滤波和充电电流限制,板卡将要完全插入时,短电源引脚接入电源,从而旁路连接在长电源引脚的预充电电阻,为插入板卡供电提供一个低阻通道,信号引脚在插入板卡的最后时刻接入。板卡从背板拔出时,控制过程正好相反,长电源引脚最后与背板分离,通过预充电电阻为板卡负载电容放电。交错引脚法不能控制负载电容的充电速率,预充电电阻的选择必须权衡预充电流和浪涌电流,如果电阻选择不合理,会影响系统工作。交错引脚方案需要一个特殊的连接器,这将会给选型设计带来一定的困难。1.2 热敏电阻法热敏电阻法采用一个负温度系数(NTC)热敏电阻配合一个外部MOSFET使用,其工作原理是:NTC热敏电阻置于功率MOSFET尽可能近,热敏电阻上的温度与功率MOSFET外壳的温度直接成正比,控制MOSFET栅极电压控制器的开关门限输入电平与热敏电阻上的温度成反比。板卡在背板上进行热插拔时,MOSFET在瞬时浪涌电流的作用下温度升高,NTC热敏电阻上的温度随着升高,栅极电压控制器开关门限电平下降,来达到对板卡热插拔时浪涌电流控制。采用热敏电阻法时,一个关键的问题是,当板卡连续反复插拔时,热敏电阻可能没有足够的冷却时间,从而在随后的热插拔事件中不能有效限制浪涌电流。同时需要考虑NTC热敏电阻的反作用时间引起的长期可靠性问题,板卡环境温度及热敏电阻自身因素对可靠性设计带来的问题。1.3 热插拔控制器热插拔控制器是当前最好的热插拔解决方案,它在单芯片内集成了过压和欠压保护、过载时利用恒流源实现有源电流限制、电源电压跌落之前断开故障负载、利用外部FET构成“理想二极管”提供反向电流保护以及发生负载故障后自动重启等功能。此外,新一代热插拔控制器集成了全面的模拟和数字功能,在板卡插入并完全上电后,可连续监测电源电压、电流、功率以及器件温度,实时提供短路和过流保护,并且可以识别故障板卡,在系统完全失效或意外关闭之前撤掉故障板卡。热插拔控制器可有效控制热插拔过程中的浪涌电流,并在系统正常运行后提供过流和负载瞬变保护,降低了系统失效点,保证了可热插拔系统的长期可靠运行,热插拔控制器应用示意图如图1所示。图1 热插拔控制器应用示意图2 应用实例设计2.1 TPS2491功能结构TPS2491是TI推出的一款正高压热插拔控制器,支持9-80 V正压系统,适用于保护新兴正高压分布式电源系统,如12 V、24 V与48 V服务器背板、存储域网络、医疗系统、插入模块以及无线基站等。TPS2491的可编程电源与电流限制功能有助于确保外部MOSFET在适当的电压、电流与时间条件下始终保持在其安全工作区(SOA)范围内进行工作。在正常工作期间,外部MOSFET可在最大的栅源电压下工作,以尽可能降低通道电阻。在进行启动及出现短路的情况下,可对栅极-源极电压进行调制,以便提供已定义的启动时间,避免损坏外部MOSFET,TPS2491功能框图如图2所示。图2 TPS2491功能框图1)上电启动过程欠压锁定(UVLO)和芯片使能(EN)均超过其门限电平时,GATE、PROG、TIMER和PG引脚置为有效状态,外部MOSFET在GATE驱动下被打开,控制器使用VSENSE-OUT和VVCC-SENSE分别监测通过MOSFET漏极到源极的电压(VDS)和电流(ID)。2)电流控制及可编程控制器通过外部感应电阻Rs两端的电压降来监测流过MOSFET的电流ID,当浪涌电流出现时,通过降低MOSFET栅极电压,保持感应电阻两端压降50 mV,来达到对热插拔时浪涌电流的控制。通过变换感应电阻Rs阻值的大小,来调节最大输出电流。3)MOSFET耗散功率限制控制器通过RPOG引脚的输入电压来确定MOSFET上允许的最大耗散功率,即VPROG=PLIM/(10*ILIM),结合所选外部MOSFET的SOA来确定定时电容GT的大小,保证MOSFET始终保持在其安全工作区工作。4)过载保护一个积分电容CT被连接到TIMER引脚提供过载延时定时和控制器重启间隔定时。热插拔或输出短路造成电源电压下降时,CT进行充电,TIMER定时开始,此时MOSFET栅极驱动电路控制ID恒流,当CT充电达到4 V时,GATE引脚被拉低,MOSFET被关断。此后内部电路控制CT进行放电,当放电到达1 V时,GATE重新进行使能,控制器自动重启。此后,如果仍然过载,则上述过程将重复进行。2.2 24V保护电路设计本节基于TPS2491详细介绍正压24 V热插拔电路的设计过程,电路原理图如图3所示,设定VIN(MAX)=24 V,最大输出电流IMAX=1.5 A.图3 24V热插拔电路原理图1)感应电阻Rs(图3中R7)选型Rs=0.05/(1.2×IMAX),取值33 mΩ,IMAX≈1.5 A。2)外接MOSFET选型外接N沟道MOSFET VDS耐压要大于输入电压和瞬态过冲,并要有一定的余量,并且RDSON(MAX)要满足,其中TJ(MAX)一般取125℃,热阻RθJA取决于管子的封装及散热的方式。按照上述条件,设计中选取了N沟道MOSFET AOLL1242作为24V热插拔电路外接MOSFET,其VDS=40V,ID=69A(VGS=10 V),满足设计要求的最大输入电压24 V和最大输出电流1.5 A,并留有足够的余量,防止瞬态过冲。3)MOSFET的PLIM设定MOSFET在热插拔及输出短路时会有极大的功率消耗,限制PLIM可以保护管子防止温度过高损坏。通过对引脚PROG电压的调节,来设定PLIM的大小,并且要满足条件:4)定时电容CT(图3中C2)选型选择合适的电容,完成设定故障重启间隔定时外,还必须满足过载持续定时时间内外接MOSFET的功率耗散,不造成管子损坏,设计中选择CT=0.1μF.5)使能启动电压设定控制器使能启动电压为1.35 V,关闭电压为1.25 V.通过设定EN引脚输入电压,可以实现电源输入欠压保护。设计中选择R1=200 kΩ,R2=13 kΩ,由公式VIN(ON)=1.35/[R2/(R1+R2)]=22 V可知,电源输入电压达到22 V时控制器使能启动;由公式VIN(OFF)=1.25/[R2/(R1+R2)]=20.5 V可知,电源输入电压下降到20.5 V时控制器进入欠压保护。6)其他选型为了抑制高频振荡,GATE驱动电阻R5取值10 Ω;为保证PG引脚吸收电流小于2 mA,上拉电阻R6取值100 kΩ;C1取值0.1μF,D1选择齐纳TVS管SA24AG;24 V电源输入端串接IN5822肖特基二极管D2防止电源反接。3 电路测试验证文章设计的正压24 V热插拔保护电路,通过在背板结构的数据采集卡上应用,进行测试验证,采集卡背板电源总线电压为24 V。测试方法:在采集卡插入背板时,通过示波器监测背板电源总线波形变化情况,以及定时电容CT正极波形变化情况。测试结果:数据采集卡无热插拔保护电路时,采集卡插入背板时,背板电源总线波形如图4所示;数据采集卡有热插拔保护电路时,采集卡插入背板时,背板电源总线波形如图5所示,定时电容CT正极波形如图6所示。图4 无热插拔保护电路背板电源总线波形图图5 有热插拔保护电路背板电源总线波形图图6 无热插拔保护电路定时电容CT正极波形图结果分析:由图4波形可以看出,当采集卡无热插拔保护电路,插入带电背板时,背板24 V电源总线电压有一个6V左右的瞬时(约3 ms)跌落。可知,若负载电容更大,则背板电源总线电压跌落将更大,跌落时间将更长,在这样的电压跌落幅值及时间内,及有可能造成背板上其他正常工作采集卡复位,甚至由于瞬时较大的负载电容充电浪涌电流损坏接口电路。由图5波形可以看出,当采集卡有热插拔保护电路,插入带电背板时,背板24 V电源总线电压几乎无跌落。同时,对图6分析可知,在采集卡热插拔时出现了浪涌过流,定时电容CT开始充电,在充电过程中MOSFET栅极驱动电路维持电源输出恒流,由于CT充电未达到4 V(约2 V)时采集卡负载电容已经充电完成,热插拔控制器即刻取消了限流保护,进入了正常工作状态,控制CT开始放电,并且在图6可以明显看出,CT充电周期大大小于放电周期,也验证了CT充电电流(25μA)和放电电流(2.5μA)的不同。4 结论随着工业现场应用需求的不断提高,对产品设计方式提出了更高的要求,背板结构具有其固有的灵活性和可扩展性,并且在系统维持正常运转的情况下,可进行故障板卡更换插拔,非常适合工业现场实际应用。在热插拔过程中产生的浪涌电流,除了会造成系统其他正常运行板卡的意外复位外,甚至可能会损坏相关接口电路。文章详细介绍了基于TPS2491进行热插拔保护电路设计的过程,并通过24 V电源背板总线数据采集卡设计进行实际验证,从验证结果可以看出文中设计的热插拔保护电路有效抑制了热插拔过程中的浪涌电流,热插拔电路工作正常,符合设计要求。因此,文中介绍的热插拔保护电路及其设计方法,具有较高的参考价值和应用价值。3次

    时间:2018-10-10 关键词: 电路设计 电源技术解析 热插拔

  • 空间受限应用中的PMBus热插拔电路基础介绍

    空间受限应用中的PMBus热插拔电路基础介绍

    摘要:本文详细介绍了热插拔电路基础,以及要求使用系统保护与管理(SPM)和印刷电路板(PCB)基板面极其珍贵的情况下系统设计人员所面临的诸多挑战。以模块化实现利用集成数字热插拔控制器时,我们为您介绍了一种框架,用于检查设计的各项重要参数和热插拔系统保护电路的PCB布局。另外,文章还列出了相关实验结果报告。高密度系统的热插拔电路保护许多分布式电源系统(如图1所示)都集成了总线转换器、负载点(POL)与线性稳压器,专用于高性能刀片式服务器、ATCA解决方案和通信基础设施系统[1]。这些系统越来越多地应用于一些日益小型化的实现中,旨在降低成本。为了保证这些系统拥有最大的可靠性和最长的持续运行时间,热插拔控制器[2]是首选方法,因为它可以提供最理想的系统保护和电管理,特别是能够达到服务器市场的严格要求。系统保护与管理(SPM)功能专用卡边缘的可用PCB基板面已变得相当狭小,这并不让人感到意外。这种情况带来的结果是,设计工作主要集中在了高功率密度、低成本热插拔电路实现上面。图1:电信系统分布式电源架构例子在这类应用中,热插拔控制器的特点是通常包括带电电路板插入(浪涌电流控制)和拔取安全控制、故障监控诊断与保护以及高精确度电气(电压、电流、功率)和环境(温度)参数测量,目的是提供实时的系统模拟或数字域遥测。特别是,如果服务器机架一个线卡出现故障,该故障应隔离在该特定线卡,不会影响系统底板或者其他通过带电底板供电的线卡。热插拔控制器正常情况下会通过接口连接至某个通过MOSFET,其同电源通路串联,从而实现“开/关”功能和电流检测低电阻分流器。图2显示了典型服务器系统中为供电量身定做的线卡接口和热插拔电路原理图,并为后续讨论的模板。讨论过程中,我们将不厌其烦地详细描述热插拔电路底板连接器边缘插件板和下游组件。图2:典型的热插拔电路布局一般而言,在一些+12V和+48V系统中,热插拔通过器件(图2中MOSFET Q1)与高端连接配置,并且其栅极连接至接地基准控制器。在–48V底板系统中,该控制器参考至48V电压轨,并且根据要求上下浮动。在所有情况下,当检测到故障Q1被热插拔控制器迅速关闭时,必要时接地连接可不中断。热插拔模块提供一种方便的标准化方法,实现一站式热插拔解决方案。这种模块是一种单独、独立的子配件,它们是一些结构相同、超紧凑、独立自主、经过完全验证和测试的组件,完全适合于高容量SMT制造。同样,它可在多个系统和应用之间灵活地部署使用,从而极大地减轻了系统工程师的设计工作负担。热插拔模块通常以一种中间夹层的方式平行堆叠在系统主板上,利用镀过孔(PTH)或者表面贴装(SMT)接头与电源和信号连接形成母子配置结构。另外,需要注意的是,主板通过模块的终端连接提供导电散热。然而,使用双面模块板布局时,主要功耗组件通过MOSFET和分流电阻器,放置于模块的顶部,以有目的地利用应用环境中的自然或者强制对流。电路规范表1列出了热插拔电路模块的相关规范。表1:热插拔电路设计规范在这种高功率密度热插拔电路设计中,下列局限性尤为明显:●成本:电气(MOSFET、控制器、分流电阻器)和机械(连接器、PCB)组件●PCB面积:严重受限●组件规范:体积受限(尺寸和外形)●热规范和散热属性:基本散热 电路原理图和组件选择图3描述了建议热插拔电路的原理图。可以方便地将任何负载相关大容量存储电容器,靠近负载放置于主板上,无需放置在热插拔模块上。图3:数字热插拔电路原理图表2详细列出了最基本的电路组件的封装尺寸和厂商建议焊垫几何尺寸。表2:热插拔电路组件封装尺寸和建议焊垫几何尺寸MOSFET, Q1在我们的例子中,我们使用了TI NexFET CSD17309Q3[3],它是一种25℃下4.9 mW开态电阻的30V 60A SON器件。如果图4a的开态电阻温度系数约为0.3%/℃,则55℃工作结温下满负载传导损耗为0.6W。栅极到源极齐纳二极管将MOSFET VGS维持在额定电平(正负极)。2℃/W的稳态结壳热阻抗RthJ-C表明,壳结温升约为 1.2℃。最大额定MOSFET结温为150℃。故障状态期间1 ms一次性脉冲时长条件下,图4b和4c的曲线图分别表示50A、12V时的安全工作区(SOA) 大小,以及0.001的标准化结到环境瞬态热阻抗ZthJ-A。图4:CSD17309Q3[3]MOSFET: a) Rdson随温度变化情况;b) SOA; c)瞬态热阻抗分流电阻器RS使用一个2 mΩ分流电阻器以后,LM25066可提供12.5A的主动电流限制(25 mV典型电流限制阈值电压),并且精确度为±8%。因此,电流限制设置为额定满负载电流的125%。快速作用断路器功能设置为22.5A(45 Mv典型断路阈值电压)。Vishay WSL1206-18系列分流电阻器拥有1%容限和275 ppm电阻温度系数。全部0.5W额定功率可用于70℃额定温度,但后续线性降低至170℃。10A时的分流器功耗为0.2W。热插拔控制器U1LM25066有一个I2C/SMBus接口(使用SCL、SDA/SMBA和地址引脚连接)和一个PMBus兼容型指令结构,以帮助执行动态系统配置和遥测。利用三个地址引脚,设置PMBus地址。分别使用1%和2%精确度测量电压、电流和功率遥测。一个二极管连接的晶体管温度传感器,帮助轻松、精确地进行MOSFET温度测量。TVS, Z1电流中断期间的电流转换速率达到100A/μs甚至更大,因此输入功率通路中的电源轨总线结构不可避免地存在寄生电感。存储于该电感中的能量传输至电路中其他组件,以产生过电压动态行为。这种电感式电压过冲,会损害热插拔MOSFET、热插拔控制器和下游电路的可靠性,除非对其进行正确的控制。按照图3所示,使用一个快速响应的单向TVS二极管,连接VIN和GND。它主要充当需要中断的差模电流的分流通路。制约TVS[4]的一些因素包括电气性能、组件体积和成本。一般而言,TVS平衡电压VR等于或者大于DC或者连续峰值工作电压电平。断路事件期间承受峰值脉冲电流的TVS钳位电压VC(MAX),应低于MOSFET和控制器的绝对最大额定电压。另外,更高额定功率的TVS拥有更大的电压开销,因为它的动态阻抗更低。因此,如果要求有更尖利的曲线图拐点,则相比只根据峰值功率规范选择的一般强制规定,选择更大的TVS要更加有利一些。输入电压范围为12V±10%时,选择15V Vishay Esmp系列TVS。该器件有一个阳极和两个阴极连接。1.1 mm的小体积,让它能够安装在PCB的底部。降低输入阻抗并提供去耦功能,本地输入旁路电容有一定的作用,但在热插拔期间插入插件卡时对CIN充电的脉冲电流一般会损害电容器的可靠性,因此这种电容并不怎么实用。当电容器位于热插拔电路前面时,许多OEM厂商将其看作为一个系统级可靠性问题,因此一般不会安装这种电容器。 PCB布局图5显示了一种紧凑、高密度的电路PCB布局。图6显示了该模块的照片。热插拔解决方案共占用300 mm2的PCB面积。TVS和可选无源组件均位于PCB底部。栅极线路和分流检测线路均短路,并且未使用输入去耦电容器。使用表面贴装端接,将电源和信号连接至主板。图5:热插拔电路PCB布局基本组件位于顶部,内部各层主要构成并行接地层,用于散热和降低传导损耗。TVS和各种可选组件位于底部。散热过孔位于MOSFET漏极板和TVS阴极上,连接至内部各层。请记住,表面贴装组件焊接的PCB作为散热的主要方法。同样,产生热的一些组件,可以利用PCB层内已经有的一些铜质多边形材料、层和热过孔来提高其热特性。使用边缘端接将模块化电路板连接至主板,还可以帮助散热。如果重复脉冲钳制期间出现通过MOSFET稳态功耗和/或TVS功耗,则板级散热设计变得尤为重要。这种热插拔控制器设计,通过在出现故障时锁住电路或者在检测到故障以后后续“重试”开始时提供足够长的暂停时间,使这一问题得到缓解。图6:热插拔模块照片实验结果根据这种热插拔控制器[2]实用实现,人们想出了各种实验测量方法,以对电路性能进行评估:热插拔带电插入、电流限制和短路保护。图7a、7b和7c分别描述了相关电路波形。就这方面来说,它允许在检测到故障以前形成最高可能电流,在图2所示电路输出直接声明的低阻抗短路特别令人讨厌。根据之前的一些考虑,同输入通路串联的寄生电感耦合高电流转换速率,可能会在向通过MOSFET发送一条关闭指令以后在热插拔控制器VIN和SENSE引脚上引起破坏性瞬态出现。图7c突出显示部分,使用这种模块时断路事件期间的电流与电压波形,被看作是良性的。图7:热插拔电路振荡波形:a)启动前插入延迟热插拔带电插入;b)锁闭电流限制响应;c)输出短路引起的热插拔断路事件输入电流达到23A(46mV分流电压)时,如图7c所示,通过MOSFET关闭(见绿色输入电流线)。这时的输入电压有一个初始尖峰(原因是存在一些未钳制寄生线路电感),但在约 18V时迅速被TVS钳位。

    时间:2018-09-18 关键词: 基础 电路 电源技术解析 热插拔

  • MOSFET安全工作区对实现稳固热插拔应用的意义所在

    MOSFET安全工作区对实现稳固热插拔应用的意义所在

    即使是在插入和拔出电路板和卡进行维修或者调整容量时,任务关键的伺服器和通信设备也必须能够不间断工作。热插拔控制器 IC 通过软启动电源,支持从正在工作的系统中插入或移除电路板,从而避免了出现连接火花、背板供电干扰和电路板卡复位等问题。控制器 IC 驱动与插入电路板之电源相串联的功率 MOSFET 开关 (图 1)。电路板插入后,MOSFET 开关缓慢接通,这样,流入的浪涌电流对负载电容充电时能够保持在安全水平。图1:可插入电路板的热插拔控制器CONNECTORS:连接器BACKPLANE:背板HOT SWAP CONTROLLER:热插拔控制器当热插拔电路出现故障时,薄弱环节一般在 MOSFET 开关上,因而可能会损害或破坏热插拔控制器。MOSFET 出现故障常见的原因是在选件时没有重视其安全工作区 (SOA)。相反,选择 MOSFET 时主要考虑了电阻 (RDS(on)) 上漏-源极以及最大漏极电流 (ID(max))。或者,新设计基于负载电容较小的老款设计,同样的 MOSFET 能够很好的工作。大部分功率 MOSFET 针对低 RDS(on) 和快速开关进行了优化,很多电源系统设计师习惯面向这些特性来选择 MOSFET,而 MOSFET 在显着时间于高损耗开关状态下过渡,却在电路忽略了 SOA。在 MOSFET 制造商参数选择表中没有 SOA,它并不能帮助。即使是注意到 SOA,由于 SOA 数据通常是基于计算而不是测试数据,因此,应用的降额或余量并不明显。MOSFET 安全工作区SOA 是对 MOSFET 在脉冲和 DC 负载时功率处理能力的衡量。在 MOSFET 产品手册的图表中进行了阐述,如图 2 的实例所示。其 x 轴是 MOSFET 漏-源极电压 (VDS),而 y 轴是漏极电流 (ID);两个轴都使用了对数坐标。在这张图中,直线 (每一条代表不同的 tP) 表示恒定 MOSFET 功率。每条线代表了 MOSFET 在某一脉冲宽度 tP 时允许的功耗,tP 的范围在微秒至无穷大 (DC)。例如,图中显示了对于 10ms 脉冲,MOSFET 漏-源极上有 5V 电压,流过的电流为 50A,计算得到功耗是 250W。同样脉冲宽度下较低的功耗保证了安全 MOSFET 工作,图中标注为 10ms 线下面的区域,这就是 “安全工作区”。图的两端是由接通电阻、漏-源极击穿电压、和最大脉冲漏极电流决定。图 2:PSMN3R4-30BLE N 沟道 MOSFET 的安全工作区为什么 SOA 对于热插拔应用非常重要?电路中采用的大部分功率 MOSFET 都能够快速接通和关断,以纳秒的时间处于高损耗转换状态。在这类应用中,SOA 并不是主要问题。相反,SOA 对于热插拔电路是非常重要,提供了输入浪涌电流控制 (软启动)、限流和电路断路器功能。要理解这一点,请看热插入电路板的启动波形 (图 3a)。当电路板插入到 12V 背板电源时,热插拔控制器等待连接器接触反弹完成,随后软启动 MOSFET 栅极。然后,输出电压跟随并在 40ms 内达到 12V。在这一软启动期间,会有 200mA 的电容充电电流流过 MOSFET,而其漏-源极电压从 12V (= 12VIN − 0VOUT) 几乎降至 0V (= 12VIN − 12VOUT)。在负载上出现短路时 (图 3b),控制器将 MOSFET 上的电流限制在 6A,电压为12V (= 12VIN − 0VOUT)。这一 72W 功耗状态持续 1.2ms,直至电路断路器定时器计时结束。在启动浪涌和限流等状态中,需要热插拔 MOSFET 处理持续数百微秒至数十毫秒的显著功耗,应注意其 SOA 性能。图 3a. 电路板热插入到 12V 背板电源时的软启动CONTACT BOUNCE:接触反弹图 3b. 输出短路期间的限流CONTACT BOUNCE:接触反弹SINGLE PULSE:单脉冲GUARANTEED:有保证的集成 MOSFET 热插拔控制器以及有保证的 SOA凌力尔特公司提供了集成 MOSFET 的热插拔控制器系列,设计师不需要花费时间来搜寻 MOSFET 数据资料以达到最佳适配,从而简化了热插拔设计师的工作。这一系列中的最新型号 LTC4233 和 LTC4234 (图 4) 是集成了 MOSFET 和电流检测功能的 10A 和 20A 热插拔控制器,供电范围在 2.9V 至 15V,覆盖了标准 3.3V、5V 和 12V 电源。通过集成两个最关键和最大的热插拔组件 (功率 MOSFET 和检测电阻),这些控制器有助缩短设计时间和减小电路板面积,为最终产品增加了更有价值的特性。图 4:LTC4234:20A 有保证的 SOA 热插拔控制器Guaranteed SOA:有保证的SOAHOT SWAP:热插拔Power Good:电源良好Current Monitor:电流监视器Current Limit Timer:限流定时器Current Limit Adjustment and Temperature Monitor:限流调整和温度监视器LTC4233 和 LTC4234 控制器特有的特性是产品手册中保证了其内部 MOSFET SOA,而这在独立 MOSFET 中是找不到的。每器件的 SOA 在 SOA 图中的单点上经过了产品生产测试。图 5 显示了 LTC4234 的 SOA 图。从输入至输出上应用 13.5V 电压,输出源出 6A 并持续 30ms,以对其 SOA 进行了测试。得出的功耗是 81W。这在 SOA 图中以红点表示。采用了同样的电压对 LTC4233 进行了测试,只是电流和功率减半 (即 3A 和 40.5W 并持续 30ms)。注意,LTC4233 和 LTC4234 SOA 图显示了有保证的最小 SOA,而 MOSFET 数据表显示了典型值。图 5:LTC4234 热插拔控制器有保证的安全工作区图SINGLE PULSE:单脉冲GUARANTEED:有保证的LTC4233 和 LTC4234 还输出地参考信号,该信号与通过内部检测电阻器上的负载电流成正比。可以采用外部模数转换器 (图 4) 来测量这一输出,向系统管理人员提供电路板电流和功耗数据。通过一个外部电阻器从其默认值减小限流值,这样,可以迅速调整以适应动态负载变化和各种应用。可选欠压和过压门限保护了下游负载不受超出有效窗口电压的影响,从而防止了出现电路故障和损害。即使在不需要热插入的地方,控制器也可以用于实现浪涌电流控制、限流和电路断路器功能。这些控制器的典型应用包括在任务关键的服务器、网络路由器和交换机、企业固态硬盘存储和工业系统中空间受限的高密度电路板和卡等。结论除了热插拔控制器本身,热插拔电路还保护了电路板电源和 MOSFET 故障不会损坏 MOSFET 下游昂贵的处理电子器件。现场故障、暴露 MOSFET 弱点等可能会导致高昂的回收,从而对声誉造成损害。因此,应确保选择 MOSFET 能够可靠处理热插拔应用中遇到的压力,这一点非常重要。LTC4233 和 LTC4234 集成了 MOSFET 热插拔控制器,减小了解决方案占板面积,缩短了设计时间,对每一个控制器 SOA 进行了新产品测试,确保了实现坚固可靠的解决方案。

    时间:2018-09-03 关键词: MOSFET 电源技术解析 热插拔控制器 安全工作区 ltc4233 热插拔

  • 电源设计小贴士 29:估算热插拔 MOSFET 的瞬态温升

    电源设计小贴士 29:估算热插拔 MOSFET 的瞬态温升

    在本《电源设计小贴士》中,我们将最终对一种估算热插拔 MOSFET 温升的简单方法进行研究。在《电源设计小贴士28》中,我们讨论了如何设计温升问题的电路类似方法。我们把热源建模成了电流源。根据系统组件的物理属性,计算得到热阻和热容。遍及整个网络的各种电压代表各个温度。本文中,我们把图 1 所示模型的瞬态响应与图 3 所示公开刊发的安全工作区域(SOA 曲线)部分进行了对比。图 1 将散热容加到 DC 电气模拟电路上根据 CSD17312Q5 MOSFET、引线框以及贴装 MOSFET 的印制电路板 (PWB) 的物理属性,估算得到图 1 的各个值。在查看模型时,可以确定几个重要的点。PWB 到环境电阻(105oC/W)为到环境的最低电阻通路,其设定了电路的允许 DC 损耗。将温升限制在 100oC,可将电路的允许 DC 损耗设定为 1 瓦。其次,存在一个 10 秒钟的 PWB 相关时间恒量,所以其使电路板完全发热的时间相当长。因此,电路可以承受更大的电脉冲。例如,在一次短促的脉冲期间,所有热能对芯片热容充电,同时在更小程度上引线框对热容充电。通过假设所有能量都存储于裸片电容中并求解方程式(dV = I * dt / C)得到 I,我们可以估算出芯片电容器可以存储多少能量。结果是,I =dV * C /dt = 100 oC * 0.013F / 1ms =1300 瓦,其与图 3 的 SOA 曲线图相一致。图 2 显示了图 1 的仿真结果以及由此产生的电压响应。其功耗为 80 瓦,不同的时间恒量一眼便能看出。绿色曲线为裸片温度,其迅速到达一个 PWB 相关恒定电压(蓝色曲线)。您还可以看到一个引线框的第二时间恒量(红色曲线),其稍微有一些滞后。最后,您还可以看见 PWB 的近似线性充电,因为大多数热能(电流)都流入其散热电容。图 2 热能流入 PWB 时明确显示的三个时间恒量我们进行了一系列的仿真,旨在验证模型的准确性。图 3 显示了这些仿真的结果。红色标注表示每次仿真的结果。将一个固定电源(电流)放入电路中,相应间隔以后对裸片电压(温升)进行测量。模型始终匹配 SOA 曲线。这样做的重要性是,您可以使用该模型的同时使用不同的散热片和 PWB 参数。例如,该 SOA 数据是针对缺乏强散热能力的最小尺寸 PWB。我们可以增加电路板尺寸来降低其环境热阻,或者增加铜使用量来提供更好的热传播—最终降低温度。增加铜使用量也可以提高散热能力。图 3 散热模型与指示点的 MOSFET CSD17312 SOA 曲线一致下次,我们将讨论获得隔离偏置电源的一种简单电路,敬请期待。

    时间:2018-08-30 关键词: 网络 MOSFET 电源技术解析 热插拔

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