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  • 瞬态抑制二极管阵列,你了解过吗?

    瞬态抑制二极管阵列,你了解过吗?

    什么是瞬态抑制二极管阵列?它有什么作用?Littelfuse,作为全球电路保护领域的领先企业,今日宣布新推符合AEC-Q101标准的瞬态抑制二极管阵列系列,该系列产品经过优化,可保护敏感的电信端口免因静电放电 (ESD) 和雷击感应浪涌而受损。 SP4208系列瞬态抑制二极管阵列(SPA®二极管)集成了低电容控向二极管和一个(单向保护)或两个(双向保护)雪崩击穿二极管。 该系列产品可安全吸收高达30A浪涌电流和至少±30kV ESD,而不会出现性能减退。 其具有低负载电容(3.0pF)和高浪涌防护能力,是保护以太网等电信端口和其他高速数据接口的理想选择。 SP4208系列瞬态抑制二极管阵列 SP4208系列瞬态抑制二极管阵列的典型应用包括: 10/100/1000以太网 T1/E1/T3/E3. USB 1.1/2.0,电源端口 仪表 医疗设备 计算机和外围设备 “SP4208系列瞬态抑制二极管阵列将8V断态电压与低动态电阻相结合,支持在较高电压条件下运行的G.Fast。”Littelfuse瞬态抑制二极管阵列(SPA®二极管)业务开发经理Tim Micun表示, “‘直通型’设计可最大限度地减少信号失真和电压过冲,并简化印刷电路设计。” SP4208系列瞬态抑制二极管阵列具有下列突出优势: 8V标称断态电压支持更高的工作电压,这对高速接口而言是一个越来越重要的考虑因素。 低寄生电容(标称值为3.0pF)允许适量的带宽来启用高速以太网接口。 极低的动态电阻(标称值为0.4Ω)有助于确保在ESD事件中作出最快的响应。以上就是瞬态抑制二极管阵列解析,希望能给大家帮助。

    时间:2020-07-10 关键词: littelfuse 二极管 阵列

  • 西数全闪存存储阵列:400TB只是入门 2500TB很轻松

    西数全闪存存储阵列:400TB只是入门 2500TB很轻松

    作为传统机械硬盘巨头,西部数据在闪存存储领域也已经逐渐走在世界前列,尤其是在服务器和数据中心领域。今天,西数又发布了入门级的NVMe全闪存存储阵列系统“IntelliFlash N5100”。 西数N系列是该公司最顶级的全闪存系统,即便是今天发布的入门级N5100,基于其Ultrastar DC SS530 15.36TB SSD,也能提供多达400TB的存储容量,而且延迟只有200微秒,随机读写性能则高达40万IOPS。 如果你有更高需求,可以考虑N5200,最大容量可达1.4PB(1400TB),随机读写更是翻倍到80万IOPS。 如果你还不满足,又不差钱,请看N5800,最大容量2.5PB(2500TB),随机读写可达恐怖的170万IOPS,并提供23GB/s的持续传输率,延迟则依然可维持在200微秒。 西数N系列全闪存存储都基于Intel至强处理器,采用西数双主动控制器架构,2U规格,管理软件方面提供最新的IntelliFlash OS 3.10,可发挥闪存极致性能。

    时间:2019-08-20 关键词: 闪存 西部数据 nvme 西数 阵列

  • 新型超大阵列(XLA)插座技术

    新型超大阵列(XLA)插座技术

    全球连接与传感器领域领军企业TE Connectivity(TE)今日宣布推出新型超大阵列(XLA)插座技术,以高于传统插座技术78%的翘曲控制效果,提供更可靠的性能。由此,TE能够凭借这一独特技术设计超大型插座,从而支持下一代数据中心的高速数据传输。 相较于塑料材料,使用印刷电路板(PCB)基材可最大限度减少翘曲,并成功生产出业界最大的一体式插座。其尺寸高达110mm x 110mm,并具有超过10,000个位置计数功能。由于容量巨大,此类插座可实现高达56Gbps的极高速数据传输速度。 TE Connectivity 数据与终端设备事业部研发副总裁兼首席技术官Erin Byrne表示:“TE推出的新型XLA插座技术可扩展至极高的引脚数,领先于下一代交换机和服务器的市场需求,可满足未来高性能计算和处理能力所需的规模扩展及性能要求。” XLA插座技术将锡球和端子的正位度提高33%,低热膨胀系数(CTE)有助于与PCB板的准确接触,并且可降低客户采用该技术的产品潜在的SMT风险。该技术提供两种封装方式,即混合平面网格阵列封装/球栅网格阵列封装(LGA/BGA)以及双面压缩LGA/LGA。

    时间:2019-08-17 关键词: 插座 电源新品 膨胀系数 阵列

  • 利用AT89C51单片机对发光二极管阵列进行控制

    随着现代科技的发展,高科技产品以其简洁化、便携等,给人们带来了很大的方便。而“摇摇棒”以其更加简捷与新颖的信息传递方式给人们带来耳目一新的感受,也必将会给人们带来一种新的方便的文化传递方式,常用在晚会及大型的娱乐节目场合。 本文通过研究和设计一个利用事先编好程序来控制16 个LED 发光二极管,并配合左右手的摇晃来显示字符和简易图形的电子装置(简称为“摇摇棒”),来传递有趣的信息。此装置利用AT89C51 单片机对发光二极管阵列进行控制。用滚珠开关检测当前摇动状态,单片机控制16 个发光二极管进行不同频率的亮灭刷新,则只要摇动就可以可显示输出文字及图案等信息,从而达到在该视觉平面上传达信息的作用。 1 硬件系统的组成 本设计的简单有趣的LED 摇摇棒,它是基于单片机控制的电子装置。具有按键进行画面切换和消除重影等功能,能使画面清晰显示出来。它主要由单片机控制部分,LED 驱动部分,LED 显示部分组成,其硬件组成框图如图1 所示。   1.1 按键模块 本设计中通过一个画面切换开关对显示的内容进行切换。在设计中通过滚珠开关来控制摇摇棒只能向一边摇动时显示信息,否则会出现镜像字或镜像画面,也就是重影的现象。可选的摇动控制开关有水银开关和滚珠开关两种。水银开关稳定性较高,但安全性较差。滚珠开关虽然稳定性稍差,但不容易被打破,安全度很高。考虑到实际应用环境,故选用滚珠开关作为系统的摇动控制,由滚珠开关带来的不稳定性可以通过软件进行弥补。手动复位开关的功能是控制系统的启停。 1.2 控制部分 单片机最小系统作为整个系统的控制核心,它主要负责控制二极管的亮灭及显示状态。通过单片机的软件编程及外部中断,来控制摇摇棒的显示效果。 1.3 LED 显示模块 此设计中根据LED 点阵的显示原理来设计显示部分。点阵的显示分为行扫描与列扫描两种,列扫描是将字模数组通过点阵屏的行驱动进行输入,然后通过列对每一行进行扫描,当列为低(高)电平、行为高(低)电平时则表示该点为图案的一部分,将其读出、显示。而本次设计的LED 显示棒数据传输原理与LED 点阵屏相似。可以把LED 显示棒看成是LED 点阵屏中的一列。为了使显示的图案清晰,在设计中使用了16 个高亮度LED 管将它们排成一列,整个屏在静止时也就相当于16 行×1 列。数据传输时同样使用行送数据、列扫描。在摆动过程中,应用人眼的视觉暂留原理,被点亮的列不会很快的消失,而是随着摆动的方向继续向前移动,只要移动的速度高于视觉暂留的最短时间显示内容就不会熄灭,这样,一幅图案也就可以这样被“摆动”出来了。 根据系统分析,具体的硬件电路连如图2 所示。在具体制作硬件的时候,将16 个3mm 高亮度红色的LED 排列成整齐的一列。   在proteus 下仿真调试的时候,给定的电源VCC 为5V,实际使用时用3 节干电池串联4.5V 即可。 2 系统软件设计 2.1 软件设计思想 在摇动LED 棒的时候单片机必须单程传送数据,否则显示的图形会产生重影,影响视觉效果。因此当系统开始工作后通过滚珠开关的位置来使单片机实现单程传送数据给LED.如果滚珠开关位于右边,则进入外部中断1 并将一变量置1,在变量为1期间让单片机以一定的频率将数据传送给LED.如果滚珠开关位于左边,则进入外部中断0 并将变量置0.在这期间单片机不会传送数据给LED.在送数据时,数据送完后应延时一段时间来使摇动时显示的每个字不会太拥挤,之后再立刻熄灭LED 并开始重新判断滚珠开关的位置。 2.2 软件设计流程图 通过软件设计思想的分析,得到该系统的主程序流程如图3所示。   系统开始运行,首先初始化整个系统,然后等待外部中断。当用手摇动到指定位置时,由滚珠开关触发外部中断,系统接收到外部中断信号后,就传送数据,再经过一段延时后开始显示。显示完成返回主程序,等待下一个摇动周期的到来。周而复始的晃动,则会显示出相应的信息。 3 结论 在设计中通过调试,使用外部中断让数据单程传输很好的取消了重影。通过改变传送数据方式:由一个字符接一个字符传送改为将一组字符一起传送,传送结束后再延时等,使显示的内容在扇形区域内完整的显示出来,同时也解决了画面连续出现没有间断的问题。所以得出,只要控制好数据传输方式以及每次传输数据间的延时就可以实现多种数据的显示方法。整个系统达到了预期的目的,结构简单,趣味性好。经过继续研究可以应用到LED广告等行业中。

    时间:2019-06-13 关键词: 单片机 发光二极管 at89c51 阵列

  • Cypress发布PSoC混合信号阵列评估套件

    赛普拉斯半导体公司(cypress)日前宣布为psoc混合信号阵列新添一款评估套件。这款cy3209 expressevk套件包括了4种型号的psoc器件产品,将为设计人员提供一个使用方便的平台,以供其尝试大量设计方案。cy3209 expressevk套件由4部分组成,每个部分均包含1个单独的psoc器件。这些部分可以方便地通过i2c接口联网,从而实现通过psoc express可视化嵌入式设计五金|工具来测试众多功能组合。这款新套件提供硬件、软件和多个设计方案样本,可帮助设计人员实现多种功能,包括:  psoc capsense电容式触摸感应界面  无线通讯  “拖放式”usb编程  lcd和led控制  加速度计、倾斜或跌落感测  电压监测  价格和供货情况  欲了解本套件详情,敬请登录/cy3209-expressevk,本产品可从网站的“网上商店”或通过授权经销合作伙伴购得,经销合作伙伴包括future、arrow、avnet、digikey、mouser、p&s和msc。本套件售价为129.99美元。

    时间:2019-03-26 关键词: Cypress 套件 信号 嵌入式开发 阵列

  • Littelfuse推出SP3051-04HTG瞬态电压抑制二极管阵列

    该产品将低电容轨到轨和附加的组合在一起,保护每根输入/输出引脚不受ESD和雷击导致的浪涌现象的危害。 这款功能强大的器件可安全地吸收20A的电流(tP=8/20μs),且性能不会下降,并可提供最小±30kV的ESD保护。 此外,低负载电容使其成为保护1Gb以太网数据线等高速信号引脚的理想选择。 SP3051-04HTG 与厂商的类似器件相比,具有多种优势。 例如,由于动态电阻(0.3?)低于同类竞争器件,SP3051-04HTG可提供极低的箝位电压(仅为10.5V,设备高达16.6V)。 该产品的接触放电ESD触点额定电压(达30kV,类似器件仅为8kV至20kV)也远远高于供应商的类似器件。 SP3051-04HTG阵列的典型应用包括为10/100/1000以太网(PHY端)、T1/E1/T3/E3(PHY端)、USB 2.0和火线端口提供保护。 这些端口常见于多种设备上,例如交换器、网关、微微/毫微微蜂窝、液晶/等离子电视、、笔记本/超极本、诊断/以及监视器/平板显示器。 “随着集成电路工艺尺寸的不断缩小,以太网收发信机以及其他高速总线越来越容易受到雷击感应电压瞬变或ESD的损害,因此需要有像SP3051-04HTG这样强大的低箝位电压、低件来提供保护。”阵列产品系列总监Chad Marak表示。“以太网和IP通信的不断普及使得本产品成为电信/数据通信、计算、工业、消费产品、医疗等越来越多的细分市场理想的电路保护。 SP3051-04HTG阵列具有以下主要功能和优点: 功能与特色 ? 极低的动态电阻(RDYN),仅为0.3&; ? 每个输入/输出端与地面之间极低的电容(0伏直流偏压为3.8pF,VCC=5伏时为1.7pF,VI/O=2.5伏) ? 强大的浪涌保护:雷击,IEC61000-4-5,20A(8/20μs);峰值脉冲功率,(8/20μs) ? 增强的ESD保护能力:,±30kV(触点),±30kV(空气) 特色 ? 与竞争产品相比,箝位电压最多可降低35%;能够更好地保护集成电路免受IEC61000-4-5等行业定义的瞬态电压的危害。 ? 电容最多可比市场上类似的低15%;通过将1Gb以太网长距离安装(例如100米)情况下的数据丢失降至最低,保持信号的完整性。 ? 高功率和浪涌处理能力可提供比更高的电气威胁和放电(CDE)设计余量 ? 增强的ESD保护性能远超标准的最高等级(±8kV),在最大程度上确保现场终端产品的可靠性 供货情况 SP3051-04HTG瞬态抑制二极管阵列的起订量为3,000只,提供卷带包装。 大额订单现可通过全球的授权经销商索取样品。

    时间:2019-03-18 关键词: 电压 抑制 基础教程 littelfuse 阵列

  • 运用迭代FFT算法优化矩形平面稀疏阵列

    摘 要: 介绍了一种基于迭代FFT算法的优化方法来实现矩形稀疏阵列的峰值旁瓣电平最优化的设计,给出了该方法的详细优化步骤。如果矩形平面阵列的阵元等间距分布,则阵列因子与阵元激励之间存在二维傅里叶变换关系,对随机初始化的阵元激励作迭代FFT循环,在一定的旁瓣约束条件下,便可以得到最优的阵元分布。仿真结果证明了该方法的快速性、有效性和稳健性。关键词:稀疏阵列;矩形平面阵列; 二维FFT;迭代循环 稀疏阵列由于其能以较少的阵列单元数构造高方向性天线阵,可以简化大规模天线阵的馈电网络复杂度以及成本低等原因达到了较广泛的应用,但同时阵列变稀也会出现非常高的旁瓣。稀疏阵列优化的主要目的是实现峰值旁瓣电平(PSL)的最优化。近年来,随着计算机技术的飞速发展,高效的稀疏阵列优化方法已成为研究热点。用于稀疏阵列优化的算法主要有遗传算法[1]、模拟退火算法、分区动态规划法、粒子群算法[2]以及最近出现的蚁群算法[3]等,这些算法从本质上来说都是基于随机性的自然算法,往往需要很长的运算时间才能得到优化结果。  本文介绍了一种基于迭代FFT算法的矩形稀疏阵列的优化方法。这是一种全新高效的优化方法。与基于其他算法的优化方法相比,该方法在得到显著优化效果的同时,却只需要少得多的运算时间。本文对参考文献[4]中的算法步骤进行分析和改进,得出了运用迭代FFT算法进行矩形稀疏阵列优化的详细步骤,并对该优化方法的性能进行了分析。1 矩形阵列模型 考察由图1所示的xy平面上M行N列个阵列单元构成的矩形平面阵列,各阵元激励幅度和相位相同,dx和dy分别表示沿x和y轴方向阵元间距,设第(m,n)个单元的复激励值Amn,其二维阵列天线方向图可描述为: (8) 将归一化的阵元激励Amn再进行二维IFFT变换得到阵列的方向图,求出峰值旁瓣电平PSL,把它与迭代前的PSL进行比较。如果优于迭代前的PSL,则记下该PSL以及阵列的分布位置,如果比迭代前的PSL更差,则不做任何操作。 (9) 重复步骤(3)~步骤(8),直到PSL达到给定的旁瓣约束条件,或迭代次数达到给定的一次循环迭代允许的最大迭代次数。 (10) 步骤(2)~步骤(9)为一次迭代循环步骤。根据给定的迭代循环总次数,进行Num次迭代循环,就完成了整个优化流程。 实验表明,一次迭代循环往往经过2~5次迭代便会得到最优的PSL,一般每一次迭代循环得到的最优PSL(局部最优PSL)未必能达到给定的旁瓣约束条件,但是制定合理的旁瓣约束条件,就能使局部最优PSL接近给定的旁瓣约束。因此只要独立地进行足够多次迭代循环,每次迭代循环都以一个随机的初始阵元激励数组开始,就有很大的概率得到一个最优或近似最优的阵元分布。由于在MATLAB中有现成的一维FFT和二维FFT函数,为FFT的计算带来了极大的方便,所以运用FFT算法计算线阵和平面阵列的方向图函数,加快了整个优化过程的完成。3 仿真结果 下面对迭代FFT算法进行仿真验证,分别给出了不同孔径、不同稀疏率情况下的优化结果。仿真参数为:阵元均为全向性天线单元,xy平面上栅格间距dx=dy=0.5 λ,逆FFT与FFT运算点数K×K=256×256, 迭代循环总次数Num=100次。图2~图3中的(a)图为与最优PSL相对应的阵列方向图,(b)图为x-z主平面方向图,(c)图为y-z主平面方向图, (d)图为每次大循环后得到的最优PSL分布直方图。3.1 矩形平面阵列优化结果

    时间:2018-10-08 关键词: 算法 矩形 稀疏 阵列

  • 针对FPGA优化的高分辨率时间数字转换阵列电路

    摘 要: 介绍一种针对FPGA" title="FPGA">FPGA" title="FPGA">FPGA" title="FPGA">FPGA优化的时间数字转换阵列电路。利用FPGA片上锁相环对全局时钟进行倍频与移相,通过时钟状态译码的方法解决了FPGA中延迟的不确定性问题,完成时间数字转换的功能。在Altera公司的FPGA上验证表明,本时间数字转换阵列可达1.73 ns的时间分辨率。转换阵列具有占用资源少,可重用性高,可以作为IP核方便地移植到其他设计中。关键词: 时间数字转换;现场可编程门阵列;锁相环;状态译码 数字时间转换电路TDC(Time-to-Digital Converter)是精密时间测量中的核心模块,在粒子物理、激光测距、遥感成像等方面有非常广泛的应用。 时间数字转换电路起源于20世纪60年代的核技术与航空航天领域,文献[1]首次提出数字时间测量的概念。时间间隔测量的方法可以大致分为模拟测量与数字测量两大类。模拟测量方法,包括时间幅度转换TAC(Time-to-Amplitude Converter)法[2]与模拟时间放大法,都是通过电容充放电的特性把时间量转换为可以测量的电压量或者电荷量,从而达到测量时间的目的。但是在多数模拟测量方法中还需要进行模数(AD)转换来进行数据的后续处理。此种方法通常由印制电路板上的不同分立元件与芯片构成,因此功耗面积较大,依赖环境温度且易受电磁干扰,电路调试也相对比较困难[3]。随着大规模集成电路技术的成熟,单个芯片集成的晶体管数量成倍增长,计算能力与处理能力也大大提高。文献[5]首次采用CMOS工艺设计出了一种基于环形延迟线的全数字时间数字转换器,此外还有如延迟锁定环[4]DLL(Delay Lock Loop)方法、高速计数器[7]方法、时间延迟线[8-13]方法等,都是利用器件本身的延迟来达到时间测量的目的。 近年来,由于FPGA技术的迅猛发展,在低成本低设计周期方面,FPGA已经可以部分取代ASIC。它所特有的可重用性不仅增加了系统的灵活性、适应性,也大大减小了系统的规模,极具开发和研究的潜力。因此,针对FPGA进行优化的TDC设计方案成为研究人员关注的焦点。文献[4]针对FPGA中延迟的一致性问题,提出了采用类似环形延时门设计的粗计数与细计数两部分电路来完成时间数字转换,达到了3.3 ns的时钟分辨率。文献[6]通过对文献[5]的方法进行改进,在CPLD上实现了时钟分辨率达3.5 ns的TDC。本文针对解决FPGA延迟特性不确定的问题,提出了一种采用时钟状态译码的方法进行时间数字转换的阵列电路CDTDC(Clock Decoder based TDC),阵列规模为16×16。在Altera公司的Cyclone II EP2C15上进行仿真测试,工作频率50 MHz,时钟分辨率可达1.73 ns。1 CDTDC阵列的工作原理1.1 CDTDC计数模块 由于FPGA的硬件结构限制,计数器在较高频率下的工作不稳定,在状态转换过程中易产生毛刺、跳码,影响正确的系统输出,时间分辨率很难提高[14]。为了避免此类情况发生,加入结构简单、占用资源少的细计数功能模块来提高时间分辨率。本设计中采用二进制计数器与时钟状态译码分别完成粗计数与细计数,从而对时间间隔进行测量。 CDTDC阵列中单元电路的原理框图如图1所示,每个单元电路具有独立的时间间隔测量功能。为了减小电路规模,粗计数模块采用10 bit线性反馈移位寄存器(LFSR)实现。LFSR对计数时钟进行计数,后续再对LFSR进行状态译码即可得到所计的时钟数。计数时钟来自片上锁相环(PLL)对外部时钟的倍频。当起始信号达到时,接入系统时钟开始计数;当停止信号到达时,计数/读出时钟使能信号变为逻辑低,关闭连接LFSR时钟输入端的与门,达到停止计数的功能。计数时钟的工作频率为150 MHz,因而粗计数模块可以达到的时间测量范围为6.8 μs。 细计数模块由上升沿触发的锁存器1、锁存器2、计数时钟与移相时钟组成。为了提高时钟分辨率,将计数时钟移相90°,通过锁存器锁存两个时钟在停止信号到达时的逻辑电平作为状态码,进而提高时间分辨率。具体过程是:当停止信号达到时,连接锁存器时钟输入端的与门产生电平跳变,在上升沿把计数时钟与移相时钟的逻辑电平锁存进锁存器中,时序图如图2所示。锁存器1保持了停止信号到达时计数时钟的时钟状态,从而可将时钟分辨率提高至时钟周期的1/2;锁存器2保持了移相时钟在停止信号达到时的状态,从而将时钟分辨率提高至时钟周期的1/4。故在计数时钟为150 MHz的情况下,时间分辨率的理论值为1.667 ns。1.2 CDTDC读出模块 当对记录的时间进行数据读出时,需要输入读出时钟。时钟切换模块在系统进入读出状态时对移位寄存器的输入时钟进行切换,完成数据的正确读出。为了节约逻辑资源,采用组合逻辑电路对时钟信号进行切换控制。 如图1所示,当系统工作在读出模式时,计数/读出模式切换信号变为逻辑低,关闭输入计数时钟的与门,同时打开输入读出时钟的或门,在计数/读出使能信号允许的条件下,输入读出时钟至LFSR的时钟端口。多功能移位寄存器的时钟切换同理。 在计数/读出模式切换信号允许的条件下,通过切换多路复用器断开LFSR的反馈输入端,将多功能移位寄存器的输出输入LFSR中。多功能移位寄存器会自动在并入串出与串入串出模式下进行切换,首先将时钟状态,即锁存器的输出移入,然后输入前一个单元电路的输出,如此每行相邻的单元电路串联直至数据输出端。图3为阵列电路结构图,对于16×16的阵列,每行一个数据读出链。每个单元电路的读出数据为12 bit,故每行信号的数据量为192 bit。如果数据读出时钟为10 MHz,则读出时间为1/10 MHz×192=19.2 μs。如果阵列规模增大,则可提高读出时钟频率。1.3 CDTDC控制模块 鉴于系统需要自动在计数与读出两种模式下进行切换,并需复位相应寄存器,本设计采用状态机来控制CDTDC的模式切换。控制模块状态机示意图如图4所示。 系统上电复位后,处于复位(10)状态。在此状态下,进行移位寄存器的清零,同时复位所有控制信号至初始状态。复位状态持续4个时钟周期,状态跳转到计数状态。在计数(00)状态下,计数/读出模式切换信号禁止,系统工作在计数模式。接入计数时钟,LFSR开始计数。同时,为使系统具有可配置性,在计数状态中加入一个10 bit计数器来配置系统可以记录的最大时间间隔。若屏蔽此计数器,则此状态持续时间为系统可以达到的最大时间测量范围,即6.8 μs。实际应用中可根据用户实际需要对计数器进行配置来限制计数状态的持续时间。计数状态结束后跳转到读出(01)状态,计数/读出模式切换信号允许,启动数据读出模块,完成记录时间的读出。如前所述,单行数据链需要的读出时间约为20 μs。此后系统回到复位状态准备下次计数。2 仿真测试与硬件实现2.1 仿真结果分析 本设计采用Altera公司的Quartus II与Mentor Graphics公司的Modelsim作为主要的设计工具。Cyclone系列FPGA具有片上锁相环(PLL)模块,可以对输入时钟进行精确的倍频、分频、相位偏移、可编程占空比等操作。系统外部时钟输入频率为50 MHz,通过配置片上PLL,可获得3倍频的计数时钟与移相时钟,5分频的读出时钟。 图5为单元电路计数状态仿真结果。rst为系统复位信号,start为计数起始信号,stop为计数停止信号,cnt_clk为计数时钟,shifted_clk为移相时钟,state为状态机状态码,shift_reg为多功能移位寄存器并行输入端口,q为线性反馈移位寄存器输出。在计数状态下,当stop产生正脉冲时,LFSR停止计数,多功能移位寄存器并行输入锁存器1与锁存器2输出的时钟逻辑电平,记录时钟状态。图6为单元电路数据读出状态仿真时序图,rd_out为读出引脚,在读出时钟作用下,数据从移位寄存器中依次移出。2.2 硬件测试 时间数字转换阵列在Cyclone II EP2C15芯片实现,系统外部时钟50 MHz。由函数发生器提供频率为F的脉冲信号,信号上升沿作为系统的起始信号,下降沿作为系统的停止信号,测得在不同频率下的时钟分辨率。测试数据表明时间分辨率的算术平均值为1.73 ns。 通过仿真与硬件测试表明,本设计能够准确进行时间数字转换,各项功能均达到预期要求。以低密度低成本的Altera Cyclone II EP2C15作为目标芯片的综合报告显示,单元电路占用FPGA逻辑资源约为0.375%,具有极低的资源占用率。本设计时间分辨率最高可达1.73 ns,并且实现原理简单,具有可行性。参考文献[1] NUTT R.Digital Time Interval meter[J].The Review of Scientific Instruments,1968,39(9).[2] STEVENS A E,R P Van Berg,J.Van der Spiegel,et al.A time-to-voltage converter and analog memory for colliding beam detectors[J].IEEE J. Solid-State Circuits.1989,24(12):1748-1752[3] 许春香,时伟,黄传金,等.基于FPGA的高精度时间数字转换电路设计[J].微计算机信息,2009,25(1):208-210.[4] HELAL B M,STRAAYER M Z,GU YEON WEI,et al.A low jitter 1.6 GHz multiplying DLL utilizing a scrambling time-to-digital converter and digital correlation[J].VLSI Circuits,2007 IEEE Symposium on.166-167.[5] IT Wantanabe,Y Makino,Y Ohtsuka.A CMOS time-to-digital converter LSl with half-nanosecond resolution using a ring gate delay line[J].IEICE Trans.Electron,1993,E76-c(12):31-4.[6] 福源,杨玉叶.高分辨率时间数字转换电路的PLD实现叨[J].设计与开发,2006,3l(6):452-453.[7] SAASKI O,TANIGUCHI T,OHSAKA T K,et al.1.2 GHz GaAs shift register IC for dead-time-less TDC application[J].IEEE Trans.Nucl.Sci.1989,36(2):512-516.[8] RAHKONEN T,KOSTAMOVAARA J.The use of stabilized CMOS delay line for the digitization of short time intervals [J].IEEE Solid-State Circuits,1993,28(8):887-894.[9] GOBRICS M S,KELLY J,ROBERTS K M,et al.A high resolution multihit time to digital converter integrated circuit [J].IEEE Trans.Nucl.Sci.1997,44(6):379-384.[10] LJUSLIN C,CHRISTIANSEN J,MARCHIORO A,et al.An integrated 16-channel CMOS time to digital converter[J]. 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    时间:2018-10-05 关键词: 数字 电路 高分辨率 阵列

  • 用于高速光电组件的光焊球阵列封装技术

    张瑞君(中国电子科技集团公司第四十四研究所,重庆 400060)摘 要:本文介绍了用于高速光电组件的表面安装型焊球阵列(BGA)封装技术。关键词:焊球阵列(BGA);封装;光电组件中图分类号:TN305.94 文献标识码:A1 引言最近,光电组件正在向类似于电子元器件的表面安装封装方向发展。在上世纪90年代中期,为实现光通信网络市场所需求的低成本和小尺寸封装,已开发了C-CSP(陶瓷-芯片规模封装),以使C-CSP替代薄型小外形封装(TSOP)、四侧引脚扁平封装(QFP)等,适应封装市场需要的CSP要具备以下条件:①从现有的封装生产方式中获得大容量的利用率;②好的板级可靠性,TCT达1000次(-25-125℃);③月产量为1百万只,每个低成本插件为0.8美分。C-CSP则符合上述全部条件,并已应用于许多消费类电子产品,如数字视频便携式摄像机、移动手机等。然而,由于光组件一般比电子部件大得多,所以具有印刷布线板(PWB)的光组件组装在可靠性方面不太稳定;又由于传统的封装结构在管壳中有金属导线。为提高板级的可靠性,则用焊料将金属导线与PWB连接在一起。实用化的表面安装形式是第二级组装与基板的焊接片互连,诸如平面栅格阵列(LGA)和球面栅格阵列(BGA)封装。2 光BGA概念光BGA封装是在管壳的下部表面阵列式排布许多球形焊接凸点,集成电路芯片可采用倒装焊或引线键合载带自动焊(TAB)安装在管壳上部表面上,如图1所示。光BGA封装是高密度、高I/O数应用领域中的重大突破,是最实用、最便宜、可靠性高、性能好的一种封装形式,已成为上世纪90年代封装的主流技术。光BGA封装技术的优点是:●减少了封装部件的数量,封装尺寸小,I/O数密度高;●适合于采用SMT,与通常线焊相比无引线损伤问题;●引脚短,缩短了信号路径,减小了引线电感和电容,改善了电气性能;特别适合于多引线器件封装;●RF线可直接与低插入损耗的PWB焊片连接,热沉位于PWB焊片下面,可直接散热,获得良好的热特性。●封装成品率高,效率高,降低了成本;●安装与焊接方便,焊接可靠性高;●有自对准效应,对准精度要求低,生产效率高;●适合于多芯片组件(MCM)封装需要,有利于实现MCM的高密度、高性能。光BGA封装技术可满足微型化、低成本的高速信号传输网络市场需要。BGA封装不仅优化了表面安装技术,并对MCM的发展也起到重要作用。光BGA封装技术有待于解决的问题有:BGA与基板材料间的热膨胀系数匹配问题;有采用PWB的光组件可靠性不太稳定的问题。3 光BGA封装材料光BGA封装管壳常采用陶瓷材料,这种坚固耐用的陶瓷材料有许多优点,如具有微型设计规则的设计灵活性、简易的工艺技术、高性能和高可靠性,一般通过改变管壳的物理结构即可进行光BGA封装设计。陶瓷材料还具有气密性和良好的一级可靠性。这是由于陶瓷材料的热扩散系数与GaAs器件材料的热扩散系数非常相近。而且,由于陶瓷材料可采用重叠的通道进行三维布线,将减小整个封装尺寸。在一般情况下,由于热量可使管壳变形,所以安装光器件时必须控制热量。光器件与光纤的最后对准还可产生移动,这将改变光特性。采用陶瓷材料则热变形很小。因此,陶瓷材料很适合于光电组件封装,并对光通信传输网络市场产生重大影响。4 光BGA封装特性光BGA封装有两个主要特性:电特性和热特性。4.1 电特性为了获得高速传输(10Gb/s)性能,关键是从激光二极管(LD)的焊片到焊接凸点通道要进行最佳化的电子设计。高速表面安装封装必须将通路孔设计、内部图形和用于焊接凸点的焊片这三个重要部分最佳化,以便获得最佳阻抗匹配。传统封装结构的电信号连接是从管壳的上部直接到下部,无阻抗匹配控制。在陶瓷的每个面上完成信号图形和接地图形,再通过通道孑L进行连接。当传输高速信号时,这种传统结构很不稳定。而改进后的光BGA封装结构则有良好的阻抗匹配控制,可获得稳定的高速信号。图2示出传统的封装结构与改进后的光BGA封装结构的比较。为实现高速传输,光BGA封装结构必须最佳化:●通路孔最佳化为使与LD连接的上部图形最佳化,可采用共平面连线。为使通路孔最佳化,设置了接地通道以便控制阻抗。通过调节控制信号与接地线之间距离便可控制阻抗。●内部图形最佳化内层设计也必须进行阻抗匹配。图3为改进后BGA封装结构的内部图形,在信号线周围设置了一个信号通路和多个接地通道。为获得阻抗匹配,还要将接地通道位置的距离和角度进行最佳化。●焊球焊片最佳化焊球与接地线之间的电容值是一个重要参数。一般在减小面积的同时还要控制阻抗。为减小尺寸而减小焊接片与信号通道间的距离,则可导致高电容和低阻抗。所以,为控制阻抗,内部接地层的间隙必须大于信号焊片直径。4.2 热特性传统的封装结构在管壳中有金属导线。为提高可靠性,则用焊料进行金属导线与PWB之间的连接,但其缺点是所产生的热量可导致管壳变形,所以安装光器件时必须控制热量。此外,为获得最小化和低成本,光BGA的封装中包括驱动器集成电路(1C),然而,该驱动器IC可产生1.5W的热量,并可影响LD性能,对LD的光功率和板极可靠性有较大影响。通常速率为2.4Gb/s的DFB-LD所要求的工作温度为0-70℃,因此驱动器IC所产生的热量必须控制在该温度范围以内。采用Cu-W制成的热沉有极好的散热能力。已设计了用于大规模集成电路(LSI)组件区和DFB-LD组件区的热沉。图4中示出了模拟组件,并在表1中示出其测量数据。光BGA封装具有良好的热特性。尽管LSI产生1.5W的热量,但LD组件区却可保持在70℃以下,以保证LD性能不会下降。在图5中示出了典型的最佳化光BGA封装特性的测量结果。在传输速率为2.5GHz时,回波损耗为-20.83dB、插入损耗为-0.09dB;在传输速率为10GHz时,回波损耗为-19.00dB、插入损耗为-0.96dB。此外,在300次无故障中进行二级组件可靠性测试,证明在苛刻环境中,采用光BGA封装的LD性能没有下降。5 发展趋势目前,由于对更高数据传输速率、低成本和系统微型化的需求,正在促进用户系统的传输容量大幅度增长。随着因特网容量的急剧扩大,需要高速率传输系统。目前,2.4Gb/s速率传输网络和10Gb/s速率数据通信网络领域市场正在增长。在图6中示出了短距离局域网络的光电组件封装发展趋势:光电组件将从分离型转向MCM型、从导线型转向球形连接型。而且,由于非致冷组件的出现,在2004年将可实现40GHz的定向调制器。为了向MCM封装方向发展,不仅要开发光电器件技术,也要开发光电器件封装技术。此外,MCM封装技术的发展也决定了光电子器件市场的发展。目前,光BGA以其性能和价格优势正成为封装的主流技术。为满足高速信号传输、微型化和低成本光传输网络需要,光BGA封装技术还在不断发展。未来将进行高频封装的高密度设计,不断开发包括低损耗布线和低介电陶瓷材料在内的新型材料,并将按照系统级可靠性进行2nd组件可靠性测试。本文摘自《电子与封装》来源:0次

    时间:2018-10-02 关键词: 光电 组件 阵列

  • 基于DSP的阵列声波信号采集与处理系统的设计

    引言 随着传感器由过去的单个变为阵列结构,仪器要处理的信号也由过去单一的参数信号变为复杂的图像信号,同时,对信号的采集与处理也变得越来越复杂,研制一种阵列声波信号采集与处理系统,并进而开发出一种阵列声波测井仪,成为目前我国石油测井仪器发展的迫切需要。为此本文设计了一套基于DSP的阵列声波信号采集与处理系统,此系统将作为正在研制的阵列声波测井仪中的一部分,应用于油田勘探中。 系统总体方案设计 阵列声波测井仪由声系、电子线路和钢外壳组成。声系在最下端,由发出声波的发射晶体和接收声波并把其转换成电信号的传感器阵列组成。电子线路分为供电模块、主CPU模块和采集模块。其中,主CPU模块是阵列声波测井仪的控制部分,它一方面把地面部分传给采集模块和声系的参数传给采集模块和声系,另一方面把采集模块传上来的数据传给地面部分。采集模块即为阵列声波采集与处理系统,它的一端接声系的传感器阵列,另一端接主CPU,主要功能为在主CPU的控制下把前端传感器阵列传过来的信号采样、数字化并进行一系列的处理,然后把处理结果上传给主CPU。 根据阵列声波采集与处理系统的性能要求和可靠性与低功耗设计原则,本设计决定采用以DSP芯片为核心的八通道实现方案,如图1所示。由于前端传感器阵列送来的数据信号比较微弱,要先由放大器对信号进行放大,同时此放大器也可以有效地减弱或消除后端ADC对前端模拟声波输入信号的影响。放大器之后是ADC,从放大器到DSP形成一个采集与处理的通道,系统中这样的通道共八个。而图1中的CPLD是系统的控制逻辑部分。此外,考虑到系统可靠性和实时性的要求,本系统设计成每个通道都有一个DSP处理器而不是八个通道共用一个DSP处理器。 图1 阵列声波信号采集与处理系统总体结构示意图 DSP设计 DSP芯片 由于整个阵列声波测井仪的其它芯片均为+5V供电,阵列声波采集与处理系统作为测井仪中的一部分,如果所选DSP芯片不是+5V供电,则需用电源转换芯片进行电压转换,这不仅使电路变得复杂,而且也不利于系统性能提高。所以本设计选用了TI公司的DSP芯片—TMS320C542(以下简称C542)。 C542除具有TMS320C54x的一般优点外,其单周期定点指令执行时间为25ns,运行速度相对较高,能够完成本系统采集与处理功能;且带有一个BSP自动缓冲串口和一个TDM时分复用串口,两者都可用作SP标准同步串口。此外,无论是内核还是I/O引脚工作电压均为+5V,所以使用时不需电压转换芯片。 自举加载设计 传统DSP系统程序代码的引导装载多以并行EPROM作为应用程序的存储器方式,其最大弊端在于EPROM不支持在线擦写,这会对系统的调试带来很大的不便,特别是对于表贴封装的存储器,此方法基本不可用。 在本系统的设计中,采用了可以在线擦写的FLASH代替EPROM作为程序代码的存储器。因而从根本上克服了传统方法在系统调试上带来的诸多不便,对表贴封装的存储器尤为适用。调试过程中,直接将程序代码通过C542写入FLASH中,重新上电后C542即可按照FLASH的方式执行Bootloader操作,极大的降低了硬件系统调试的难度。 本系统采用8位并行加载。C542复位期间检查MP/MC引脚是否为低电平,若不是,则从外部程序存储器0FF80h起执行用户程序;若是,则从片内ROM的0FF80h起执行程序。启动制造商在ROM的自举加载器程序时,首先应进行初始化,然后检查INT2引脚,若有效,则从HPI-RAM自举加载;若无效,则使I/O口选通信号IS为低电平,从地址为0FFFFh的I/O口读入自举程序选择字(BRS)。BRS的低8位决定了自举加载的方式,若BRS的低2位为01,则为8位并行加载,然后自举加载器依据FLASH的地址(BRS中的高6位 + 0000000000)就可读取自举表了。自举加载器将FLASH中的程序代码全部送到程序存储器之后,立即转移到目的地址,并开始执行程序代码。 本设计中FLASH芯片选用的是AMD公司的Am29F010,该芯片容量为1Mbit。因为C542只能寻址64K 地址,所以Am29F010的A16引脚接地。 ; DSP在线加载系统的硬件设计如图2所示。设计时没有让DS直接接CE,而是先让A14、A15分别接一个非门,这两个非门的输出端和IS一起接到一个或门上,此或门的输出端和DS一起接一个与门,与门的输出端再接CE。这样设计使Am29F010的48K至64K地址空间成为数据和I/O复用空间,自举加载时可从Am29F010的地址为0FFFFh的I/O口读入自举程序选择位。 图2 DSP在线加载硬件设计图 ADC设计 根据本系统对ADC分辨率为16位、转换速率大于125KSPS、低功耗的要求,决定选用ADI公司的AD976A。该芯片具有16位的分辨率,转换速率为200KSPS,工作电压为+5V,最大功耗仅为100mW。 对AD976A的转换控制和数据的输出主要涉及到R/C、CS和BUSY三个引脚。AD976A提供了两种转换模式:一种是CS一直为低电平,ADC和DSP读数据仅由R/C控制;另一种是ADC和DSP读数据由CS和R/C共同控制。由于C542不能让ADC的片选信号一直处于选中状态,所以只有选用第二种模式,如图3所示。AD976A在CS的下降沿而R/C又为低电平时开始模数转换,在CS的下降沿而R/C又为高电平时把数据送到数据总线。BUSY信号在模数转换开始时变为低电平,结束时变为高电平。 点击看原图 图3 AD976A转换模式二图 进行转换时, C542首先经过CPLD内部的组合和时序逻辑电路,向AD976A发两个低电平脉冲R/C和CS,其中R/C脉冲宽度为166.7ns,CS脉冲宽度为83.3ns ,CS的下降沿在R/C的下降沿之后41.7ns,而上升沿却在R/C的上升沿之前41.7ns。由于这时CS为下降沿,R/C为低电平,所以AD976A开始采集数据、进行ADC,BUSY信号也随之变为低电平。转换结束,BUSY变为高电平,经过CPLD的逻辑电路后接到C542的INT2引脚,引起C542中断。C542接收到中断后经CPLD向AD976A发一个CS脉冲,由于这时的CS为下降沿,R/C为高电平,所以AD976A把数据放到数据总线上,C542开始读总线上的数据。 CPLD逻辑电路设计 CPLD是整个系统的控制逻辑电路部分。在CPLD内要实现的主要功能为: ① 产生AD_TRIG同步脉冲 当发声晶体发声后,八个DSP就要同时采集数据,AD_TRIG脉冲就是解决“发声”与“采集”的同步问题以及八个DSP的“采集”同步问题的。 AD_TRIG脉冲的周期是由主CPU决定,由DSP1写入CPLD。其它七个DSP不向CPLD写入AD_TRIG脉冲的周期,它们只是AD_TRIG脉冲的接收者。 ② 产生控制ADC的R/C和CS信号 R/C和CS信号是在AD_TRIG同步脉冲的基础上产生的。在产生R/C和CS的时序逻辑电路中,有些触发器的时钟就是AD_TRIG脉冲,这样八个DSP的采集、转换就被同步。 ③ 产生FIRE点火脉冲 FIRE点火脉冲是在CPLD内产生的使发射晶体发声的脉冲。当DSP1接到主CPU传来的采集数据的命令时,就向CPLD发出产生FIRE脉冲的命令,CPLD经其内部组合和时序逻辑电路产生FIRE脉冲,然后送往主CPU,主CPU接到该脉冲后向发射模块发命令,使发射晶体发声。在设计时,产生FIRE脉冲的时序逻辑电路的有些触发器也是以AD_TRIG脉冲为时钟的,这样就解决了发声晶体“发声”与DSP“采集”的同步问题。 ④ 作为DSP与主CPU之间的通信接口 主CPU的命令要传给DSP,八个DSP最后处理过的数据也要传给主CPU,因此,在CPLD中设计了一个同步串口。设计此串口要注意的是当DSP向主CPU传送数据时八个DSP不能发生冲突。下面的VHDL程序是本设计中对这一问题的解决,其中bfsx1~bfsx8是DSP1~DSP8的发送帧同步脉冲,bdx1~bdx8是DSP1~DSP8的缓冲串行口数据发送端发送的数据,fsx、dx是从CPLD输出的发送帧同步脉冲和发出的数据。 fsx<= bfsx1 and bfsx2 and bfsx3 and bfsx4 and bfsx5 and bfsx6 and bfsx7 and bfsx8; a1<= ( not bfsx1)and bdx1; a2<= ( not bfsx2)and bdx2; a3<= ( not bfsx3)and bdx3; a4<= ( not bfsx4)and bdx4; a5<= ( not bfsx5)and bdx5; a6<= ( not bfsx6)and bdx6; a7<= ( not bfsx7)and bdx7; a8<= ( not bfsx8)and bdx8; dx<= a1 or a2 or a3 or a4 or a5 or a6 or a7 or a8; DSP编程 在DSP内要通过编程实现对数据的如下处理: ①对数据进行平均运算 这是一个对所有数据求平均值的运算,此平均值即为噪声平均值的二倍。 ②求声波的最大振幅及其时间 这是一个对所有数据的绝对值求最大值的运算,目的是进行自动增益控制(AGC)。 ③对数据进行抽取滤波 声波信号的频率不超过20KHz,根据抽样定理,采样频率不小于40KHz就可不失真的恢复出原信号,但是为了提高信噪比,设计的采样频率均大于120KHz,为过采样,这就需要在DSP中设计一个抽取滤波器,对过采样后的数据进行抽取滤波。 ④对数据进行压缩 声波信号是测井系统本身产生的,具有较大的数据冗余度,所以在上传给主CPU之前要对其进行压缩。本系统使用的是差分预测编码DPCM。 C54x的源程序可以使用汇编或C/C++语言编写。但是,关键的DSP程序一般还要用汇编语言编写,因为:首先,大多数广泛使用的高级语言如C,并不适合描述典型的DSP算法。典型的DSP应用都由大量计算的要求,并有严格的开销限制,使得程序的优化必不可少;其次,DSP结构的复杂性,如多存储器空间、多总线、不规则的指令集、高度专门化的硬件等,使得用C难以为其编写高效率的编译器;此外,对于底层硬件的控制,用汇编语言编写调试将更加直观高效。本系统的DSP程序主要是大量的计算,所以在实现时采用了汇编语言编写。 结语 本系统经过调试,证明总体设计思路正确,方案可行,满足性能要求。另外,本系统还可通过在DSP中编写不同的程序,来实现对不同信号的采集与处理。 参考文献1 洪有密. 测井原理与综合解释. 石油大学出版社. 19932 刘树棠, 黄建国. 离散时间信号处理. 西安交通大学出版社. 20013 TMS 320 C54X DSP Reference Set. Volume 1: CPU and Peripherals. Texas Instruments Inc. 19974 TMS 320 C54X DSP Reference Set. Volume 2: Mnemonic Instruction Set. Texas Instruments Inc. 19965 TMS 320 C54X DSP Reference Set. Volume 3: Algebraic Instruction Set. Texas Instruments Inc. 1998

    时间:2018-10-01 关键词: 系统 信号 声波 阵列

  • AMIS模拟阵列工艺将标准电路模块与定制互联层相结合减少成本及开发时间

    AMI Semiconductor宣布,采用新的模拟阵列法已使其生产能力得到进一步提升。这种方法是将经验证的电路模块与定制互联层相结合,从而在很短的研制周期内以低NRE生产出完善的ASIC,集模拟和数字电路于一体。模拟阵列为工业、医疗和消费者市场上的应用提供灵活、快速的上市时间解决方案。应用实例包括安全感应、识别、感光及电池管理等工业应用,还有血糖仪、血液分析仪和传感器接口等医疗设备。多种多样经验证的设计块一起构建出某种阵列,以满足客户的特殊应用,其中包括放大器、比较器、模数数模转换器、EEPROM、温度传感器、振荡器、电压参考等等。AMIS可以从50多种不同尺寸、不同配置和不同技术的精品阵列中,为每款设计选取最适合的通用结构。AMIS的工程师们也可以按照需要开发新的阵列。互联层设计过程中进行的 阵列结构定制,缩短了设计流程时间,并大大降低了成本。理论设计完成后,要用配套部件将其制成电路面包板原型,以证实该设计与客户性能规范精确吻合。这个阶段过后,将会进入到硅片设计环节,需要高度的自信才能开始该操作过程。由于只有互联层需要掩模加工,所以能最大限度地减少从电路测试板转到硅片设计所需的成本和时间。如果性能规范发生变更,必须进行设计返工时,模拟阵列工艺只需大约6星期周转时间即可完成,相对于传统的混合信号ASIC所需的12至18个月而言要快得多。在模拟阵列器件的晶圆及封装测试方面,AMIS具备内部生产能力。其定制测试程序也可以被进一步开发,用以满足个别客户的特殊应用需求。来源:0次

    时间:2018-09-04 关键词: 互联 电路 阵列

  • 数字式光伏电池阵列模拟器的研制

    控制部分采用TMS320F2812 DSP作为模拟器控制电路的主控制器,将数字PI控制算法应用在数字式光伏电池阵列模拟器中。在闭环实验下,模拟器的静态工作点与所模拟的太阳能电池的输出特性相吻合,并能够动态模拟负载变化的工作情况。证明了所设计的模拟器能够用于光伏发电系统实验。1 引言太阳能作为一种新型的可再生资源受到越来越广泛的重视,但在光伏系统的研发过程中,太阳能电池阵列由于实验受到日照强度、环境温度的影响,导致实验成本过高,研发周期变长。光伏电池阵列模拟器可以大大缩短光伏系统的研究周期,提高研究效率及研究结果的可信性。本文设计的光伏电池阵列模拟器以半桥电路为基础,基于DSP控制,并加入了PI控制改善系统动态性能和稳态精度。2 太阳能电池的工作特性太阳能电池在有光照条件下,光生电流会流过负载,从而产生负载电压。这时太阳能电池的等效电路如图1所示。其中,RS为串联电阻,Rsh为旁漏电阻,也称跨接电阻,它是由体内的缺陷或硅片边缘不清洁引起的。显然,旁路电流Ish和二极管的正向电流ID (通过PN结总扩散电流)都要靠IL提供,剩余的光电流经过RS,流出太阳能电池而进入负载。根据文献资料[1],利用厂家提供的短路电流Isc,开路电压VOC,最大功率点处的电流Im和最大功率点处的电压Vm这四个参数可以得到太阳能电池板便于工程计算的模型:这样,就把太阳能电池板的I-V特性曲线转换为简单的、便于工程计算的形式。3 光伏电池阵列模拟器设计模拟器的目的是要能模拟一定光照下,随负载变化的太阳能电池板的电特性,包括最大输出功率,输出I-V特性,以及不同日照下的变化。其应该完成以下三个方面的要求:(1) 系统能够按照光伏阵列的输出特性完成输出,当外电路负载一定时,系统能够在工作点上保持稳定的输出;(2) 当外接负载发生变化时,模拟器能够以合乎要求的速度变化到新工作点并能稳定在该点;(3) 能够输出要求的功率;本文设计的光伏阵列模拟器的系统结构框图如图2所示,整个系统主要由功率电路和采集控制电路两部分构成。功率电路采用半桥拓扑,用以完成直流变换,经整流滤波后,产生合适的输出电压。检测电路实时采集输出电压、电流,并送给DSP控制电路。DSP依据采集到的值,产生合适的占空比信号控制半桥两个IGBT开关。隔离驱动电路用于驱动IGBT开关,并实现与控制电路的隔离。如果想要模拟一条新的太阳能电池板I-V曲线,只需在软件中重新设定该曲线的和,这四个参数就可以了。由于半桥母线电压为100V,单个管子承受耐压应该在100V以上,系统最大输出电流为3.5A。综合以上因素后,我们选择Infinion公司生产的IGBT单管IKW40N120T2,其耐压1200V,可通过的均值电流40A,且该单管价格便宜,开通、关断时间极短,开通压降只有1.7V,因此,开关损耗较小,是较理想的选择。在本系统中,一共需要四路采集,分别是半桥高低端电压采集,输出电压电流采集。这四路信号都要设定过压或过流保护。采集电流信号使用电流传感器,采集电压信号使用电阻分压的形式。本设计的采集电路使用差分信号传输,并基于三级采集电路设计:首先使用全差分放大器LTC1992进行单端到差分信号的转换;然后使用模拟线性光耦HCPL7840进行信号隔离;最后使用仪用运放INA121将信号进行适当放大。4 控制算法实现4.1 寻找负载工作点的算法设计光伏模拟器主要是跟踪负载的工作点,使得模拟器在不同负载情况下的输出能满足光伏阵列的输出特性。静态工作点的确定是模拟器的关键,如何在一特定负载下快速寻找到期望工作点,并使电源工作在这个点上。当负载变化,或是环境条件变化时,又如何找到新的工作点,并快速且精确的控制电源运行在这个工作点上,是模拟器控制算法所要解决的核心问题。当负载电阻确定后,想要确定工作点处的电压电流,需要代入式(1)进行计算,但公式复杂,且涉及指数运算,在程序实现上十分麻烦,而且也会影响系统响应的速度。从我们研究太阳能电池的输出I-V特性曲线可以看到,在短路电流点附近,电池板接近恒流,输出I-V曲线在这一段接近一条直线;在开路电压点附近,电池板接近恒压,输出I-V曲线在这一段也接近一条直线。所以我们用四条直线来对电池板输出I-V曲线进行拟合,如图3所示。只要我们采集输出电压电流,得到负载电阻,其伏安特性曲线是一条通过原点的直线,这一直线与上面某一条直线必然交于一点,这一点就是我们系统的理想工作点。然后再根据这一点的电压和半桥公式就能得到系统需要发出的占空比。4.2 PI控制算法在模拟器中的应用为了提高系统速度和减少静态误差,在控制系统中应用了PI控制算法,本设计的控制结构见图4。根据上文的控制策略,从测得的输出电压电流,可以得到输出负载RL,进而得到参考电压Vref,它与实际输出电压相减送入PI控制器中,PI输出控制调节占空比,进而使实际输出电压与Vref一致。依据振荡法,对PI参数进行了整定。先让积分常数为零,比例系数KP 由小增加到0.03时,示波器观察输出压开始出现等幅振荡,振荡周期为0.014s,则,进而得到:将上述得到的理论、代入程序中,运行测得输出几乎与理论值一致,偏差基本都在0.3V以内,证明了我们整定的参数是成功的。4.3 软件主程序流程图系统的控制工作是由软件部分完成的。软件系统的工作主要有两点:一是采集数据;二是完成占空比的计算。主程序模块中主要是进行系统初始化工作及等待处理中断,其中系统初始化主要包括ADC模块的初始化和事件管理器EVB模块的初始化。主程序流程图见图5。表1 变负载时的输出电压5 实验结果基于前面各章对硬件设计、算法、软件编程等方面的研究,设计了一台光伏电池阵列模拟器,其技术参数为:5.1 模拟器系统的静态效果为了验证系统输出是否能模拟出一条理想的太阳能电池的输出I-V特性曲线,需要测试RL取不同值时,输出的工作点情况。依据四折线法,RL确定后,就能确定理论的输出电压。依照以上方法进行了一组不同负载实验,测试的数据如表1所示。由表1可以看到,系统输出电压在69.4V以上时,系统工作在最大功率点附近和开路电压附近,这时系统输出精度基本都在1%以下。说明我们设计的光伏电池阵列模拟器能够在变负载时,比较精确的模拟出太阳能电池阵列的输出I-V特性曲线。5.2 模拟器系统的动态效果设计光伏电池阵列模拟器的最终目的是要用于光伏逆变系统实验,因此,只在静态情况下描出太阳能电池板输出I-V特性曲线是不够的,还需要用实验检测系统的响应速度,即动态特性。影响本系统动态响应时间的因素主要有两个:一是输出电容的电压惯性;二是系统软件算法的执行时间。我们做了两个实验,一是负载突变时,看输出电压的变化;二是直接接光伏逆变系统,让逆变器按照最大功率点跟踪算法(MPPT)去测试模拟器的性能。如果逆变器能跟踪到最大的功率,则说明我们的模拟器达到了设计指标。我们将负载电阻进行突变,输出电压也会变化。图6是在模拟开路电压为40V时,负载电阻由21.6 Ω突变到49.5 Ω时,输出电压由31.6V跳变到36.1V时的动态响应波形。由图6可以看到,输出电压可以在约8ms的时间里完成变化响应,但是,这个速度到底够不够,还要看接上实际逆变器后的效果。是BOOST电路,用以实现MPPT算法。BOOST电路输入端与我们设计的模拟器相连后,输出端接一电阻。首先让模拟器工作,测量此时输出为开路电压。然后,BOOST电路开始工作,执行MPPT算法。实验测量,BOOST输入电压由开路电压90V逐渐减小,最终在最大功率点电压80V处基本稳定,证明找到了模拟电池的最大功率点。6 结论本文在研究了太阳能电池的数学模型的基础上,结合电力电子技术和控制技术,给出了一个基于微控制器和DC/DC环节的光伏阵列模拟器的设计。实验证明,模拟器样机可以有效的模拟光伏阵列的输出,输出特性可以比较准确的模拟光伏阵列,输出电压、电流较稳定。

    时间:2018-08-27 关键词: 光伏 电池 嵌入式开发 模拟器 阵列

  • 基于电磁耦合阵列定位的无线电能传输装置设计

    摘 要: 提出了一种基于电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" 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title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列" title="电磁耦合阵列">电磁耦合阵列定位的无线电能传输技术,并在此基础上完成了对该装置的开发与研制。通过微处理器完成对环形电磁耦合阵列线圈与接收线圈耦合度的检测,只对耦合度最高的线圈供电,使得用电设备无论处于何种方向,总有一个发送线圈与用电设备的接收线圈接近于全耦合。避免了电能浪费和电磁辐射,实现了用电设备可以在一定范围任意移动,保证了电能传输的高效率。关键词: 无线电能传输; 电磁耦合阵列; 传输效率; 电磁耦合; 传输距离 随着用电设备的增加,电线和插座也随之大量制造和使用,造成大量物质和能源的消耗,导致环境污染。传统电能传输采用有线传输方式,但在很多场合并不适用,如深海作业机器人、心脏起搏器、磁悬浮列车等[1-3]。电能无线传输一直是人类的梦想,国内外科学家在此领域进行了不断的研究与探索。 目前,无线电能传输主要有三种方式[4-5]:(1)微波电能传输方式。该方式利用无线电波收发原理,通过对载波进行调制与解调实现传输电能,传输功率只能在几毫瓦至一百毫瓦之间,应用范围不大;(2)电磁感应无线电能传输方式。该方式利用变压器原副边耦合原理,通过交变电场和磁场传输电能,传输功率大、效率高,但距离很近,仅在1 cm内,目前已在轨道交通等方面应用;(3)谐振耦合电能无线传输方式,它是前两种的综合方式。该方式利用电路中电感电容谐振原理传输电能,理论上电能的传输功率、传输距离不受限制。  本文提出了一种基于电磁耦合阵列定位的无线电能传输技术,并在此基础上完成了对该装置的研制。实验表明,通过微处理器完成对环形电磁耦合阵列线圈与接收线圈耦合度的检测,控制只对耦合度最高的线圈供电,使得用电设备无论处于何种方向,总有一个发送线圈与用电设备的接收线圈接近于全耦合,保证了电能传输的高效率。1 谐振耦合模型  为了便于分析谐振耦合过程的发生,本文仅取一组发生谐振耦合的收发线圈LS与LD进行等效电路分析。由于功率发送设备采用的均为高频信号发射[6],所以收发线圈的寄生电阻和电容是不可忽视的,其等效模型如图1所示。其中D表示收发线圈之间的距离,M表示收发线圈之间的互感系数。 本文提出的基于电磁耦合阵列定位的无线电能传输技术,在设计中加入了由多个发送线圈组成的电磁耦合阵列,再经控制系统搜索耦合程度最大的线圈,从而锁定由该线圈独立供电,使无线电能传输过程中的效率始终保持最高。2 电磁耦合阵列定位 基于电磁耦合阵列定位的无线电能传输装置整体结构设计如图2所示。通过微处理器控制电磁耦合阵列中每个线圈单独供电并检测供电电流,由微处理器搜索到耦合程度最大的线圈从而锁定由该线圈独立供电。接收线圈通过电磁感应接收能量,并通过桥式整流器给用电设备供电。电磁耦合阵列由多个发送线圈组成,其空间结构如图3所示。 微处理器完成数据采集与控制指令的发出,电磁耦合阵列与接收线圈之间形成电磁耦合,接收线圈通过桥式整流器将接收到的交流信号进行整流。A/D转换器将整流后的直流电压送入微处理器进行分析与处理,最后由微处理器送出控制指令。电磁耦合阵列电气连接图如图4所示。

    时间:2018-08-13 关键词: 装置 电磁 电能 阵列

  • Taguchi正交阵列在封装设计中的应用

    本文将研究确定什么参数对无铅焊接有最大和最小影响的方法。目的是要建立一个质量和可重复性受控的无铅工艺...。 开发一套有效的方法 既然生产线中的无铅焊接即将来临,那么我们应该开发出一套有效的方法,来决定正确的工艺设定。无铅焊接不仅仅是以另一种合金来取代一种合金,不存在“插入式”的取代。一种新材料的引入影响着整个工艺,因此,所有机器设定都必须再检查。 在回流焊接中,目标是要满足或再现锡膏的正确设定,保持在元件和电路板材料的规格之内。我们面临的挑战是使用现在生产中使用的机器并保持现有的产量,来达到这个目标。 为了实现这个目标,机器应该具有良好的热传导特性和均匀性(板上的温度差别小)。大多数今天的热风/氮气对流炉能够焊接无铅合金。可是,红外灯的炉子将很可能需要取代,因为板上的加热均匀性能差和温度差别大。 对于波峰焊接工艺,转变到无铅也将影响大多数机器参数。对于这个工艺,目标是在与无挥发性有机化合物(VOC, volatile organic compound)的水基助焊剂的结合中实施无铅合金(消除卤化阻燃剂),而不减低生产率或产量。 我们必须设计一个适当的试验来决定是否计划中的生产设备可以接纳转换到无铅焊接的目标。DOE(Design of experiment, 试验设计方法),特别是Taguchi方法,提供一个调查设备能力的有效方法。通过学习和使用该技术,可以大大减少试验研究所要求的时间。 设计一个有效的试验Taguchi试验优化产品/设备的设计,以最经济的方式使得性能对变量的不同原因敏感性最小,而不实际上消除这些原因。包括了研究开发、制造和运作的成本。Taguchi试验是基于正态阵列,它减少试验运行的次数。 一个Taguchi试验的设计是非常重要的,因为结果的质量取决于一个适当的准备。这个准备要求仔细的计划、审慎的试验布局和输出数据的专家分析。试验以一个集思广益的会议开始,邀请来自不同部门(设计、运作、品质和制造)的雇员参加。所有个人都应该对焊接有第一手资料。每个成员在所有必须由这个小组所作的选择中都有一个投票权。因此,小组成员数量应该是奇数。 小组的工作是列出问题。目标是要通过确定设计因素的最佳结合,以尽可能最高的品质和可能获得的最好性能实现无铅焊接。 第一步是要列出控制因素,或者那些将对焊接品质有主要影响的参数,或者可以控制的输入。对于波峰焊接,控制因素的例子包括助焊剂数量、预热设定、传送带速度和焊锡温度。在回流焊接中,控制因素可能包括氮气的使用、传送带速度和保温与峰值区的温度设定。助焊剂类型和板的表面涂层是受控的输入因素的例子。 如果在这些因素的有些之间出现相互影响,那么它们也应该列出。每个小组成员分别按照其对于影响输出品质的重要性的次序排列这些因素。 噪音因素是那些影响变化、但又或者不可能控制或者控制成本太高的工艺或产品因素。例子有板的质量、空气温度和湿度。当必须量化一个设计的稳定性时,这些因素可以集中到一个试验中,以一个所谓的外部阵列。 现在,必须选择试验的方式。Taguchi方法使用正交阵列,这些是可以用同时变化的因素填充的严格定义的矩阵。每个因素的每个级别按照每个因素级别的每个级别测试相同的次数。正交阵列和将选作试验的重复次数取决于成本、时间和现有的材料。有许多矩阵可用;例如,L4(23),它代表4(次运行)、2(个级别)和3(个因素);L8(27)、L9(34)、L12(211)和几个L18变量。 现在选择运行次数(有正交阵列决定)和重复次数,变化因素的级别也必须定义。小组在这一步应该大胆一点,因为在这类试验中的主要目的是要看到变化。如果品质差别没有看到,那么该小组还不够大胆,或者甚至更差,所选择的控制因素不能影响品质。 品质特征和方法 输出特征(反应数据)允许试验运行的结果被量化。这些特征将表示是否该产品按照品质规格焊接的,或者是否焊点质量差。对来自该工艺的焊接缺陷的Pareto分析可以提供在输出特征选择中的良好输入。可是,应该清楚,无铅焊接将有一些特殊的品质问题,如焊角升起、空洞和锡球。因为无铅焊接温度比锡/铅更接近于熔点,孔的填充和可靠性也必须量化。 无铅焊接试验 做一个实际的试验来显示Taguchi分析法可以怎样应用。对于这个试验,小组决定在一个基本的波峰焊接机上做这个焊接,使用一个L8阵列,重复三次运行(图一)。在外部阵列中,测试了两种助焊剂。这个试验结果总共48次运行:八次对L8运行,三次重复和两次对外部阵列(表一)。 表一、试验方案 L8 正交矩阵因素单位级别1 级别2 A 锡锅温度°C255 265 B 氮气-开 关 C 接触时间秒2.3 4.3 D Smart波-开 关 E 预热温度°C最小 最大 F 助焊剂数量-低 高 G 板面涂层-OSP NiAu 选择锡/银/铜(SnAgCu)合金来焊接。使用了两种无VOC的水基助焊剂,预热温度由助焊剂规格决定。波峰焊机装备有一个主波和一个"Smart"波。Smart波有一根六角形轴在波中转动,因此产生波上的紊流。其结果是较高的焊锡垂直力,提供更好的通孔渗透。图一、在波峰焊机内的测试PCB使用了1.6mm的FR-4板。总共,装配了14个插针连接器(280个插针,等于280个潜在的锡桥)。输出特性在这个试验中,研究了通孔渗透和插针之间的桥接问题。因为使用无铅合金的通孔填锡更加困难(图二),应该将那些可以帮助焊锡流动到通孔顶部的变量进行量化。可能帮助这个响应因子的变量是接触时间、氮气、助焊剂、板面涂层和焊锡温度。焊锡温度限制到265°C,以防止板的弯曲。图二、部分充满的通孔例子较早的试验显示,在桥接、助焊剂和预热设定之间的关系中,预热起主要的作用。太高的预热设定可能使助焊剂活性剂不稳定,因而造成在波峰出口处缺乏助焊剂,使得氧化物产生桥接。为了避免这种情况,不能超过如助焊剂供应商所规定的板顶面最高温度。 分析数据在表二中列出了填充差的通孔数量。使用助焊剂A的第七次运行得出最好的结果,4,000多个通孔中只有四个对SnAgCu焊锡的填充效果差。表二、通孔渗透结果 因素 外部矩阵 运行A B C D E F G 助焊剂A 助焊剂B 锡锅温度 氮气 接触时间 Smart波 预热温度 助焊剂数量 板面涂层 A B C A B C 11 1 1 1 1 1 1 26 23 2 0 22 71 21 1 1 2 2 2 2 5 18 28 38 60 71 31 2 2 1 1 2 2 9 10 30 4 1 0 41 2 2 2 2 1 1 87 58 51 36 29 38 52 1 2 1 2 1 2 5 8 0 33 80 26 62 1 2 2 1 2 1 7 0 11 8 3 6 72 2 1 1 2 2 1 4 0 0 5 14 17 82 2 1 2 1 1 2 72 86 77 61 79 79 表三、锡桥的结果 因素 外部矩阵 运行A B C D E F G 助焊剂A 助焊剂B 锡锅温度 氮气 接触时间 Smart波 预热温度 助焊剂数量 板面涂层 A B C A B C 11 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 6 0 21 1 1 2 2 2 2 0 0 0 0 0 0 31 2 2 1 1 2 2 0 0 0 5 8 8 41 2 2 2 2 1 1 0 2 3 52 106 120 52 1 2 1 2 1 2 0 0 0 0 0 0 62 1 2 2 1 2 1 0 0 0 0 0 0 72 2 1 1 2 2 1 0 0 0 0 12 4 82 2 1 2 1 1 2 8 4 0 0 70 0 表三列出锡桥的数量。几次运行没有锡桥,而用助焊剂B的第四次运行显示278个插针有锡桥。通孔填充是用Anova软件进行评估的(表四);ρ 列显示各因素对通孔填充影响的百分比,ρ 是根源贡献收益率(ρ 等于根源纯变量 S' 除以标准偏差)。表四、通孔渗透的Anova分析结果 根源DF 根源自由度 fS 根源偏差V 根源变量1F 根源变化率2S'根源纯变量3ρ (%)A锡锅温度1444411400.1B氮气11,7041,7044171,7004.3C接触时间12,2412,2415492,2375.7DSmart波17,7017,7011,8867,69719.6E预热温度144合并F助焊剂量110,50210,5022,57210,49826.8G板面涂层12,5812,5816322,5776.6B助焊剂类型14944941214901.3e1主要错误76,6219462326,59216.8e2次要错误327,301228567,17118.3(e)合并1441920.5总计4739,1958341. V = S/f, 2. F = V/Ve, Ve是合并变量, 3. S' = S - Ve x f表五、锡桥的Anova分析结果 根源DF 根源自由度 fS 根源偏差V 根源变量1F 根源变化率2S'根源纯变量3ρ (%)A锡锅温度11,6571,657201,5726.0B氮气12,2142,214262,1298.1C接触时间11,5191,519181,4345.4DSmart波11,3231,323161,2384.7E预热温度11,4081,408171,3235.0F助焊剂量11,4521,452171,3675.2G板面涂层11,5411,541181,4565.5B助焊剂类型11,9251,925231,8407.0e1主要错误710,6421,5201810,04738.1e2次要错误322,72085合并(e)合并12,720853,99515.1总计4726,4025621. V = S/f, 2. F = V/Ve, Ve是合并变量, 3. S' = S - Ve x f助焊剂量对通孔填充有最大的影响。这个结论是有意义的,因为如果没有助焊剂在孔内,焊锡不会流进去。另一个有趣的结果是Smart波的影响几乎达到20%。焊锡温度没有影响,可能由于差别太小(10°C,不够大胆)。Anova软件也用于评估锡桥(表五)。ρ 列的值显示所有因素都或多或少对锡桥有影响。正如所预计的,氮气和助焊剂是主要因素。如果没有强助焊剂出现,锡桥将出现在焊接表面氧化的地方。图三描述对通孔渗透的分析;数值越小越好。得到良好的通孔充锡的最佳设定是:A1/A2 - 焊锡温度:没有最好,选择最经济的值B1 - 氮气,开C2 - 接触时间:4.3 秒D1 - Smart 波,开E1/E2 - 预热温度:没有最好,选择最经济的值F2 - 助焊剂量:较多助焊剂G1 - 板面涂层:有机可焊性保护(OSP)N1 - 助焊剂类型A图四描述了锡桥分析;同样,越小越好。没有锡桥发生的最佳设定是:A2 - 焊锡温度:265°CB1 - 氮气,开C1 - 接触时间:2.3秒D1 - Smart波,开E1 - 预热温度:低F2 - 助焊剂量:较多G2 - 板面涂层:镍/金(NiAu)N1 - 助焊剂类型A图三、通孔渗透的均值分析图四、锡桥的均值分析 结论试验结果揭示,265°C是首选的焊锡温度。对SnAgCu使用氮气是有意义的,因为它减少锡碴的形成,也减少焊接失效。最佳的结果在接触时间较长时得到。这样,通孔填充更好,除非板上的助焊剂不够,否则不发生锡桥。该试验也证明,Smart波可以达到较好的焊接质量。预热温度是不太重要的,只要跟随规定。这个结果是一个优点,因为板上较大的温度差别不会对通孔充锡和锡桥造成太大的影响。也使用了较小的助焊剂数量,但是试验显示这个方法不可行。板面涂层也可以讨论,从成本的角度,OSP最佳。该数据不可能正好适合于每一个波峰焊接工艺。可是,数据进一步证实有关氮气、Smart波和接触时间的理论,以及其它有关工艺问题。还可以进行验证运行。这次另外的运行使用最佳的参数设定,它将揭示最终结果的质量。验证运行应该与软件预测进行比较,以决定是否该试验设定正确。如果验证运行不符合预测,应该考虑产生差别的原因;这些原因可能是相互影响,或者不是本试验中的因素。来源:0次

    时间:2018-08-10 关键词: 正交 taguchi 阵列

  • 栅阵列封装技术(BGA)

     BGA技术(Ball Grid Array Package)即球栅阵列封装技术。该技术的出现便成为CPU、主板南、北桥芯片等高密度、高性能、多引脚封装的最佳选择。但BGA封装占用基板的面积比较大。虽然该技术的I/O引脚数增多,但引脚之间的距离远大于QFP,从而提高了组装成品率。而且该技术采用了可控塌陷芯片法焊接,从而可以改善它的电热性能。另外该技术的组装可用共面焊接,从而能大大提高封装的可靠性;并且由该技术实现的封装CPU信号传输延迟小,适应频率可以提高很大。 BGA封装具有以下特点: I/O引脚数虽然增多,但引脚之间的距离远大于QFP封装方式,提高了成品率 虽然BGA的功耗增加,但由于采用的是可控塌陷芯片法焊接,从而可以改善电热性能 信号传输延迟小,适应频率大大提高 组装可用共面焊接,可靠性大大提高来源:0次

    时间:2018-07-20 关键词: 技术 bga 阵列

  • 大型直线稀疏阵列的迭代FFT算法优化

    摘 要: 提出了一种基于迭代FFT算法的大型直线稀疏阵列(可放置阵元的栅格数为1 000)的旁瓣电平优化方法,并给出了详细的优化步骤。在给定的旁瓣约束条件下,利用阵列因子与阵元激励之间存在的傅里叶变换关系,对不同的初始随机阵元激励分别进行迭代循环来降低稀疏阵列的旁瓣电平。在迭代过程中,根据稀疏率将阵元激励按幅度大小置1置0来完成阵列稀疏。仿真实验证明了该方法的高效性和稳健性。关键词: 天线阵列; 大型阵列; FFT; 迭代; 旁瓣约束 在许多实际工程应用中,只要求天线阵列有窄的扫描波束,而不要求有相应的增益。如高频地面雷达天线、抗环境干扰的卫星接收天线和射电天文中的干涉阵列等。采用稀疏阵列(即从规则的栅格中抽去天线单元或接匹配负载)的方法可以构造出一个降低了增益的高方向性天线阵列,以较少天线单元数达到扫描波束变窄的技术指标,从而大大降低生产成本[1]。阵列的周期性变稀会使阵列方向图出现非常高的旁瓣,稀疏阵列优化设计的主要目的就是实现旁瓣性能最优化,即尽可能地降低峰值旁瓣电平(PSL)。 近年来,随着计算机技术的飞速发展,高效的稀疏阵列优化方法已成为研究热点。用于稀疏阵列优化的算法主要有遗传算法、模拟退火算法、分区动态规划法、粒子群算法以及最近出现的蚁群算法等。这些算法从本质上来说都是基于随机性的自然算法,在阵列大小(即可放置阵元的栅格数)超过200的稀疏阵列的优化设计当中一般并不适用 [2],而关于大型直线稀疏阵列(阵列大小大于500)的优化问题,国内外鲜有研究。 本文介绍的基于迭代FFT算法的大型直线稀疏阵列的优化方法是一种全新高效的优化方法,只需要很少的计算时间就能得到显著的优化效果。2 迭代FFT算法 运用迭代FFT算法来实现大型直线稀疏阵列优化的详细步骤为[4]: (1) 参数初始化,给定迭代循环总次数Num,阵列大小M,稀疏率f,旁瓣约束条件等参数。 (2) 随机产生一个初始阵元激励数组Am。数组大小为M,有阵元的位置设置为1,无阵元的位置设置为0。阵元数目T=f×M。 (3) 对Am作K(K>M)点的逆FFT变换,得到阵列因子AF。 (4) 找出AF中的旁瓣区域,将旁瓣区域中不满足给定的旁瓣约束的采样值进行处理,变成旁瓣约束允许的最大旁瓣电平值。 (5) 对处理后的AF作K点的FFT变换,得到新的阵元激励Am。 (6) 对Am作截断处理,只保留前M个数值。 (7) 对阵元激励Am进行归一化,其中T个幅度较大的采样值置为1,其余置为0,来完成阵列的稀疏。1表示该位置有阵元,0表示该位置无阵元。 (8) 将归一化的阵元激励Am与迭代前的阵元激励进行比较。如果不相同,则执行步骤9;如果相同,则本次迭代循环结束。 (9) 重复步骤(3)~步骤(8),直到PSL达到给定的旁瓣约束条件,或迭代次数达到给定的一次循环迭代允许的最大迭代次数。 (10) 步骤(2)~步骤(9)为一次迭代循环步骤。根据给定的迭代循环总次数,进行Num次迭代循环,就完成了整个优化流程。 实验表明,一次迭代循环往往经过8~10次迭代便会结束,每一次迭代循环得到的最优PSL(局部最优PSL)未必能达到给定的旁瓣约束条件,但是制定合理的旁瓣约束条件,就能使局部最优PSL接近给定的旁瓣约束。因此只要进行足够多次迭代循环,每次迭代循环都以一个随机的初始阵元激励数组开始,各个迭代循环相互独立,就有很大的概率得到一个最优或近似最优的阵元分布,取局部最优PSL中的最小值作为最后的优化结果。因为运用FFT快速算法计算方向图函数,并且每次迭代循环的迭代次数很少,所以整个优化过程很快就能完成。3 计算机仿真结果  接下来分别给出了阵列大小为1 000的大型直线稀疏阵列在不同稀疏率、不同旁瓣约束情况下的优化结果。仿真参数为:阵元关于阵列中心对称分布,阵元均为理想的全向性天线单元,栅格间距d=0.5 λ,逆FFT与FFT运算点数K=16 384,迭代循环总次数Num=1 000次。3.1 仿真结果  (1) 阵列大小为1 000,稀疏率为80%,旁瓣约束为 -33.0 dB的大型直线稀疏阵列优化结果如图2所示,得到的最优PSL为-21.28 dB。

    时间:2018-07-16 关键词: 算法 直线 稀疏 阵列

  • 可编程逻辑器件PLA乘积项阵列

    PLA可编程逻辑阵列的特点是具有可编程的“与”门阵列和“或”门阵列。PAL的可编程阵列逻辑只有“与”门阵列是可编程的,而“或”门阵列是固定的,即不可以编柙 困此PLA结构可以提供更多的共享通道资源,对设计者来说可以节省更多的逻辑资源。用同样规模的器件,可以实现更多的逻辑设计,从而有效地降低成本. 例如,为了实现X=A&B#C和Y=A&B#!C逻辑结构,在PAL和PLA的逻辑阵列中所伙用的资源完全不同,如图1所示。 每个功能杖块内包含-个40×56的PLA阵列,如图2所示.来自功能摸块的40个输入信号,每个信号还有-个反向信号通道。实际上,与阵列相当于-个80×56的可编程“与”矩阵。每一个宏单元的信号利用集合项(Sum Terms),可将56个乘积项的输出求和后作为宏单元的控制输入。 56个乘积项的输出经过可编程的“或”阵列后分成56个乘积项控制信号。(1)49个乘积项输出:可用于其他宏单元的PTA(宏单元的置位和复位控制信号分量)、PTB(宏单元的输出使能控制信号分量)及PTC(宏单元的时钟使能或乘积项时钟控制分量)。(2)4个乘积项控制信号:CTC(时钟控制项)信号可用于该功能模块中所有宏单元的时钟信号控制分量,CTR(复位控制项)信号可用于该功能模块中所有宏单元的复位端控制分量,CTS(置位控制项)信号可用于该功能模块中所有宏单元的置位端控制分量,CTE(输出使能控制项)信号可用于该功能模块中所有宏单元的输出使能控制分量。 (3)3个乘积项用于指定某个宏单元的控制信号PTA(宏单元的置位和复位控制信号分量)、PTB(宏单元的输出使能控制信号分量)和PTC(宏单元的时钟使能或乘积项时钟控制分量)。 由此看出,CoolRunner-II可提供非常丰富的逻辑和共享布线资源。此外,乘积项阵列还具有高速特性,其传输延迟仅为0.3ns。 图1 PAL和PLA结构比较 图2 功能模块中的PLA阵列来源:ks991次

    时间:2018-06-12 关键词: 可编程 乘积 阵列

  • 可编程阵列逻辑

    可编程阵列逻辑(PAL)是一种与项可编程、或项固定结构的可编程结构,为能方便实现各种逻辑功能,其输出结构通常有多种结构,并且每种结构有一类器件与之相对应,下面是组合逻辑电路中常用的几种输出结构: PAL的输出结构   固定输出结构 固定输出结构是可编程器件中最简单的输出结构,其输出就是或阵列的输出,其可以实现简单的组合逻辑电路的功能,如下图所示:   异步I/O输出结构 上面简单的固定输出结构只能实现简单的组合逻辑功能,如果希望实现其输出端既可以当输入使用,又可以作为输入端正使用,这时上面电路就无法实现了,这时须用异步I/O结构的输出结构。其图如下图所示。 从图上可以看出当其中的三态门的使能端为0时,其三态门处理高阻状态,其内部的输出与I/O线隔离,这时I/O可作为输入来使用;而当三态门的使用能端为1时,其I/O为输出,这时内部的逻辑功能不仅输出端I/O端,还反馈到其内部编程矩阵,这可以实现各种须带反馈的电路,从而减少电路的外部连接,如在RS触发器电路及各种带级联的电路。   带异或门的输出 带异或门的输出端加上了一个异或门,这个异或门的加入使得电路的构成发生了变化,如果一个逻辑函数需要的与项个数非常多(如一个四输入的函数,其与项的个数最多为16个),如果用反函数来实现时,发现其与项的个数较少(是16减去原函数的与项个数),异或门具有一个特点:当输入端的一个输入为0时,其输出等于另一个输入;而当输入端中的一个固定为1时,其输出为另一个输入的非。这异或门的引入使得用原函数实现函数困难时可以通过反函数加以实现。   PAL的命名规则 PAL器件的命名与其输入、输出脚数,输出结构有关,下图给出了其命名规则: 来源:安静的云朵3次

    时间:2018-05-30 关键词: 逻辑 可编程 阵列

  • 利用AT89C51单片机对发光二极管阵列进行控制

    随着现代科技的发展,高科技产品以其简洁化、便携等,给人们带来了很大的方便。而“摇摇棒”以其更加简捷与新颖的信息传递方式给人们带来耳目一新的感受,也必将会给人们带来一种新的方便的文化传递方式,常用在晚会及大型的娱乐节目场合。 本文通过研究和设计一个利用事先编好程序来控制16 个LED发光二极管,并配合左右手的摇晃来显示字符和简易图形的电子装置(简称为“摇摇棒”),来传递有趣的信息。此装置利用AT89C51单片机对发光二极管阵列进行控制。用滚珠开关检测当前摇动状态,单片机控制16 个发光二极管进行不同频率的亮灭刷新,则只要摇动就可以可显示输出文字及图案等信息,从而达到在该视觉平面上传达信息的作用。 1 硬件系统的组成 本设计的简单有趣的LED 摇摇棒,它是基于单片机控制的电子装置。具有按键进行画面切换和消除重影等功能,能使画面清晰显示出来。它主要由单片机控制部分,LED 驱动部分,LED 显示部分组成,其硬件组成框图如图1 所示。 1.1 按键模块 本设计中通过一个画面切换开关对显示的内容进行切换。在设计中通过滚珠开关来控制摇摇棒只能向一边摇动时显示信息,否则会出现镜像字或镜像画面,也就是重影的现象。可选的摇动控制开关有水银开关和滚珠开关两种。水银开关稳定性较高,但安全性较差。滚珠开关虽然稳定性稍差,但不容易被打破,安全度很高。考虑到实际应用环境,故选用滚珠开关作为系统的摇动控制,由滚珠开关带来的不稳定性可以通过软件进行弥补。手动复位开关的功能是控制系统的启停。 1.2 控制部分 单片机最小系统作为整个系统的控制核心,它主要负责控制二极管的亮灭及显示状态。通过单片机的软件编程及外部中断,来控制摇摇棒的显示效果。 1.3 LED 显示模块 此设计中根据LED 点阵的显示原理来设计显示部分。点阵的显示分为行扫描与列扫描两种,列扫描是将字模数组通过点阵屏的行驱动进行输入,然后通过列对每一行进行扫描,当列为低(高)电平、行为高(低)电平时则表示该点为图案的一部分,将其读出、显示。而本次设计的LED 显示棒数据传输原理与LED 点阵屏相似。可以把LED 显示棒看成是LED 点阵屏中的一列。为了使显示的图案清晰,在设计中使用了16 个高亮度LED 管将它们排成一列,整个屏在静止时也就相当于16 行×1 列。数据传输时同样使用行送数据、列扫描。在摆动过程中,应用人眼的视觉暂留原理,被点亮的列不会很快的消失,而是随着摆动的方向继续向前移动,只要移动的速度高于视觉暂留的最短时间显示内容就不会熄灭,这样,一幅图案也就可以这样被“摆动”出来了。 根据系统分析,具体的硬件电路连如图2 所示。在具体制作硬件的时候,将16 个3mm 高亮度红色的LED 排列成整齐的一列。 在proteus 下仿真调试的时候,给定的电源VCC为5V,实际使用时用3 节干电池串联4.5V 即可。 2 系统软件设计 2.1 软件设计思想 在摇动LED棒的时候单片机必须单程传送数据,否则显示的图形会产生重影,影响视觉效果。因此当系统开始工作后通过滚珠开关的位置来使单片机实现单程传送数据给LED.如果滚珠开关位于右边,则进入外部中断1 并将一变量置1,在变量为1期间让单片机以一定的频率将数据传送给LED.如果滚珠开关位于左边,则进入外部中断0 并将变量置0.在这期间单片机不会传送数据给LED.在送数据时,数据送完后应延时一段时间来使摇动时显示的每个字不会太拥挤,之后再立刻熄灭LED 并开始重新判断滚珠开关的位置。 2.2 软件设计流程图 通过软件设计思想的分析,得到该系统的主程序流程如图3所示。 系统开始运行,首先初始化整个系统,然后等待外部中断。当用手摇动到指定位置时,由滚珠开关触发外部中断,系统接收到外部中断信号后,就传送数据,再经过一段延时后开始显示。显示完成返回主程序,等待下一个摇动周期的到来。周而复始的晃动,则会显示出相应的信息。 3 结论 在设计中通过调试,使用外部中断让数据单程传输很好的取消了重影。通过改变传送数据方式:由一个字符接一个字符传送改为将一组字符一起传送,传送结束后再延时等,使显示的内容在扇形区域内完整的显示出来,同时也解决了画面连续出现没有间断的问题。所以得出,只要控制好数据传输方式以及每次传输数据间的延时就可以实现多种数据的显示方法。整个系统达到了预期的目的,结构简单,趣味性好。经过继续研究可以应用到LED广告等行业中。

    时间:2018-05-30 关键词: 单片机 阵列

  • 高增益低副瓣X波段宽带圆极化Vivaldi天线阵设计

    摘要:设计了一种新型的覆盖X波段的宽带圆极化2×2天线阵,具有高增益、低副瓣和良好的圆极化性能。该阵列以Vivaldi天线为基本单元,采用旋转对称的十字形结构,四端口等幅馈电且相位依次为0°,90°,180°和270°。此天线阵在整个X波段内阻抗匹配良好,轴比均低于3 dB采用矩形栅栏和底部扼流环结构将天线地板上的表面电流集中在槽线附近并降低后向辐射,从而获得低副瓣和高增益。频段内的峰值增益为10.7 dB,前后比大于20 dB。两个主平面的方向图对称性良好且基本重合。各天线单元间的低耦合使得天线阵的交叉极化很低。实物测试结果与仿真结果基本吻合。 随着现代电磁学的发展,高性能圆极化天线的应用愈加广泛。圆极化天线具有旋向正交性,可与多种极化天线配合工作,且圆极化波入射到对称目标时旋向逆转。以上这些优势使得圆极化天线具有较强的抗干扰性能,在电子侦察与干扰、通信和雷达的极化分集工作、移动通信与GPS等抑制雨雾干扰和抗多径反射中得到了广泛应用。因此,近年来对圆极化天线的研究越来越广泛,但是高增益低副瓣的宽带圆极化天线比较少见。 Vivaldi天线具有高增益、宽频带、质量轻和易加工制作等优点,在通信系统中有着越来越广泛的应用;应用文献的顺序旋转布阵方法可利用线极化单元组成圆极化阵列,且阵列天线较之单个天线来说,具有更高的增益。因此,本文以Vivaldi天线为单元,设计了一种2×2的小型旋转对称圆极化阵列,在整个X波段圆极化性能良好,轴比低于3 dB且方向图对称性良好。为了进一步提高增益降低副瓣,本文通过在天线单元上添加矩形栅栏和在阵列底部使用扼流环结构的方法,达到了10.7 dB的峰值增益和高于20 dB的前后比。相比于文献,该阵列方向图的对称性大大提高,增益前后比提高了5 dB以上,交叉极化隔离度也明显改善。 1 天线单元设计 Vivaldi天线是一种宽频带、高增益的行波缝隙天线,1979年由Gibson提出。Vivaldi天线有多种馈电形式,本文采用微带线到槽线的耦合馈电结构,结构如图1(a)所示。 Vivaldi天线的馈电巴伦采用微带线到槽线的交叉耦合结构,能量从馈电的微带线耦合到槽线的矩形部分,从交叉部分看进去,微带线的扇形枝节起短路作用,槽线末端的圆形腔起开路作用,选择适当的尺寸可以在很宽的频带内达到阻抗匹配。微带线最细部分与矩形槽线特性阻抗相匹配,经由切比雪夫阻抗变换器变换至50 Ω与同轴线相接。辐射槽线采用指数曲线,表达式为 R为指数函数的渐变因子,决定天线的波束宽度。不同的工作频点对应相应的缝宽,槽线最宽处和最窄处分别对应最低和最高工作频率的,因此可以根据槽线起点(X1,Y1)和终点(X2,Y2)的坐标和选定的R值来确定确定公式(1)中的C1和C2的值: 槽线两侧的矩形栅栏用来遏制电流回流,让表面电流集中在槽线附近,矩形栅栏的不同长度对应不同频率的λ/4,从而在宽频带内降低副瓣提高增益。栅栏对天线增益的影响如图1(b)所示,可见,在整个X波段,栅栏有效提高了天线增益。 本文所设计的天线采用厚度为0.787 mm的Rogers 5880介质基板,相对介电常数2.2,天线单元的各参数如图1(a)所示。根据阵列天线理论,相邻两阵元间距不宜过大,因此,天线单元两边不完全对称是为了在组阵时拉近相邻阵元相位中心的距离。 2 圆极化天线阵设计 文献提供了一种用线极化单元组成圆极化阵列的顺序旋转布阵法,本文采用这种方法,利用线极化的Vivaldi天线产生圆极化波。4片Vivaldi天线单元组成十字形旋转对称结构,4个端口相位依次为0°、90°、180°、270°,同一平面上的两片天线相位中心相距15 mm(10 GHz处的半波长),结构如图2(a)所示。一个圆极化波可以分解为两个在空间上和在时间上均正交的等幅线极化波。由此,实现圆极化的基本原理就是:产生两个空间上正交的线极化电场分量,并使二者振幅相等,相位相差90°。各天线单元旋转正交放置,是为了产生两个正交极化的波,不同的馈电相位则是为了满足圆极化波所需的相位延迟。馈电网络由购买的超宽带反相器和90°移相器组成,原理如图2(b)所示。 在天线阵的底部,添加了一个高度10 mm,半径25 mm的一端开口的扼流环,与文献中的背腔结构类似,既能起到反射板的作用,又是一个谐振结构,把能量限制在腔体里,降低后向辐射,从而降低副瓣,由图2(c)可以看出,此结构使天线阵的副瓣降低了6 dB以上。 文中采用电磁仿真软件HFSS13.0对天线进行仿真并根据仿真模型制作了天线实物,如图2(d)所示,馈电网络的4个输出端口与天线的4个馈电端口分别用四根等相位的同轴线相连。 3 仿真与实测结果分析 反射系数、轴比和增益的仿真与测试结果对比如图3所示,可见,在整个X波段,4个端口反射系数均小于-10 dB且轴比低于3 dB,仿真增益在8.5 dB和10.7 dB之间,测试增益略低于仿真结果。反射系数误差主要是由加工误差造成,而轴比和增益误差则主要是由馈电网络的损耗和相位误差及测试误差引起的。 曲线上有一些不平滑的点,在这些点处谐振Q值很高,但轴比和增益性能恶化,这是由于天线阵中心的空隙和槽线周围的矩形栅栏引起了寄生谐振,有待进一步改进。 8GHz和12GHz处方向图的仿真与测试结果如图4所示,两个正交主平面的方向图基本重合且对称性很好。半功率波瓣宽度的仿真值约为50°,测试值约为30°~40°。整个频段内的增益前后比高于20 dB。 10 GHz处主平面的轴比和交叉极化随扫描角的变化如图5所示。由于测试条件限制,这里只给出了交叉极化的仿真结果。由图可以看出,在±20°扫描角范围内,该频点处的轴比低于3 dB且交叉极化比高于15 dB。由于各天线单元的位置相互正交,单元问互耦远低于传统天线阵,因而这种阵列在主平面上的扫描角范围要宽于传统阵列。 4 结论 文中设计了一种四端口正交馈电的十字形Vivaldi小型阵列,通过产生两个空间和时间上正交的等幅线极化电场分量,形成圆极化波。在整个X波段内,圆极化性能理想且增益高、副瓣低,具有较宽的扫描角。由于以上优点,此天线阵在无线通信中有着广泛的应用前景。

    时间:2014-05-22 关键词: 宽带 圆极化 vivaldi天线 高增益 低副瓣 阵列

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