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关于主动式PFC电源的一些有点，你了解吗？

什么是主动式PFC电源?它有什么特点?通常来说主动式PFC可以省电真的是这个样子么，下面小编来和你分析一波，主动式PFC在结构上来说基本就是一个通过PWM控制电流波形的AC/DC整流器，交流输入通过整流桥进行整流，然后PWM触发主动PFC电路中的MosFET管，分离中间直流电压到恒定脉冲序列，随后这些脉冲信号通过滤波电容，将相对平顺的电流送到主开关电路。此外我们可以在主动式PFC电路中看到一个体积相对较大的电感线圈，这个电感线圈可以对电流起到缓冲和梳理的作用，当然它在体积和重量上比起被动式PFC的电感要小很多。以先马金牌500W模组版为例的主动式PFC电源，PF值可以轻松达到0.9以上从设计结构上来说，主动式PFC显然比被动式PFC更复杂，成本也更高。但是主动式PFC有着更宽广的电压适应能力，在电压波动较大的情况下仍然可以稳定工作，不少产品甚至直接支持110V到220V电压的输入。同时在功率因数校正的效果上，主动式PFC也有凌驾于被动式PFC，可以轻松达到0.9以上，部分高端产品甚至可以实现无限接近于1的效果。此外由于主动式PFC电路的体积和重量都远小于被动式PFC，随着电源额定功率的提升，其在体积和重量上的变化也不会很大，因此在被动式PFC电源上“越重越好”的标准其实并不适合主动式PFC电源。在主动式PFC电源刚刚步入主流的时候，又不少厂商为了宣传自家的主动式PFC电源产品，都纷纷打出了“主动式PFC电源更加省电”的旗帜，引导消费者选择采用主动式PFC设计的产品。但事实上是不是这样呢?主动式PFC电源就一定比被动式PFC电源省电吗? 如果从宏观的角度来看，确实是这样没错的。同样是200W的有效功率，采用被动式PFC设计、PF值为0.8的PC电源需要消耗250W的视在功率，而采用主动式PFC设计、PF值为0.9的PC电源则只需要222W的视在功率，如果说视在功率相当于发电机的输出功率，那主动式PFC电源对发电机造成的负荷就更低，自然也就是更省电了。然而这样的省电对于消费者而言并没有什么实际意义，因为我们的电表只统计有效功率，并不是统计视在功率，换句话说你只需要为有效功率付电费，因此不管是主动式PFC、被动式PFC还是没有PFC，只要有效功率相同，电表上走的数字就是相同的，消费者需要支付的电费也是相同的。真正能让你省电费的参数是电源的转换效率，这个转换效率直接影响电源有效功率的高低，在相同的输出负载下，转换效率更高的电源所需要的有效功率越低，你需要付的电费自然也越少了。我们为什么要选择主动式PFC电源? 如果仅仅是从省电费的角度来考虑，电源是采用主动式PFC、被动式PFC甚至是有无PFC都没有什么关系，因为省钱与否的关键是在电源的转换效率。但是实际与理论总是有一些差别的，从客观事实来说，同样额定功率的电源产品，主动式PFC电源大部分确实有着比被动式PFC产品更高的转换效率，因为前者往往在做工、用料和架构上都会有更高的水平，品质也会更好，所以主动式PFC电源产品在客观上确实要更省电费，虽然两者没有必然的联系。此外主动式PFC电源对交流输入电压的适应性也更强，基本上目前的宽幅电源都采用了主动式PFC设计，这样在电压波动比较大环境下，主动式PFC电源仍然可以保持稳定的输出。而被动式PFC电源对输入电压的稳定性有一定的要求，电压浮动的适应范围往往不如主动式PFC产品，在输入电压起伏较大的环境下可能无法正常工作。另外选择主动式PFC电源也是一种环保观念，由于其PF值更接近于1，因此它对电网的负荷和污染也会更低，有利于减少不必要的能量消耗。现在PC电源中的80Plus认证不仅对产品的转换效率有要求，它还同时要求PC电源的PF值在0.9以上，因此80Plus认证在一定程度上也是对电源产品在环保贡献上的肯定。以上就是主动式PFC电源解析，希望能给大家帮助。

时间：2020-10-25 关键词：整流器 pwm pfc
PFC的离线式开关电源电路应该如何设计？

我们都知道，BUCK电路要求输入总大于输出，所以其不用在HPFC中。在输入电流为正弦半波时候，当其变化的电压数值小于BUS电压时，其停止工作。虽然如此，但是BUCK拓扑在做限流时非常有用(母线有开关管)，其可以作为BOOST的一个补充。离线式开关电源通常应用整流桥和输入滤波电容从输入吸收能量，大电容在接近交流输入峰值处充电以给为逆变提供能量的未经调整的BUS提供能量。电容的容量必须足够大，当整流后半期内线电压低于BUS电压时，仅由它向后续提供能量。本文所述的高PFC放置于输入整流和BUS电容之间，工作频率远大于线电压频率，校正器吸收正弦半波输入电流，相位与线电压相位相同通过BUS直流电压与参考电压的比较控制电流。基本运行原理：本文假定PFC工作频率为fs=100khz，电网频率为60hz，校正器吸收随正弦半波电压成正比变化的电流以获得功率因数接近1的输入。因此在整流桥输入端电流与电压同相位。当然，这只是用纯电阻负载。拥有这种功能的校正电路叫做“电阻竞争者”。输入电流控制通过乘法器，让表征整流输入线电压波形的正弦半波与控制电压相乘，得到VERR，VERR在每个半波内必须恒定，因此可以控制VERR来控制RMS输入电流，以控制每半个周期从电网吸收的能量。 VERR代表VDC与参考电压的偏差，经放大转变成误差放大器的输出。当VDC低时，VERR变大，增大输入功率以弥补滤波电容上能量的损失。功率变换：尽管校正器输入电流波形时正弦波，但它的输出电流ichg是个正弦的平方的函数,通过思考校正器的输入/输出功率而非输入/输出电压可以得到各个运行参数。假定为高输入功率因数校正，其频率远大于工频，在校正器上储存和消耗的能量忽略不计(电感储存的能量在每个开关周期上通常大于其传递的能量，但是在每工频半周期内可以忽略)。因此输入与输出功率相等。 BOOST电路：最常用的HPFC电路，输出必须总大于输入暂态值。输入电流不需要关断，由于电感的存在很小，减小了线路污染和EMI，另外线路的SPIKE被电感吸收，增加了系统可靠性。电流连续模式下，输入电感使电流控制模式得以很好应用以控制输入电流正弦(电流控制实际市控制电感电流)晶体的位置使得其容易驱动，因为S和E极参考控制电路和电容的共同端。晶体最大电压为电容电压。其最大的缺点是不能限流，因为其在输入和输出间没有串联开关。不能控制过载和启动过电流，只有通过后续逆变部分提供保护。还有，当输入电压比输出电压高的时候，其不起作用，这种情况发生在每次供电设备开机和线电压足够长时间的紊乱的时候。软启动没有作用，因为在这种情况下BOOST电路不运行。晶体一直关断，但是输入电流将上升，其峰值将大于几倍额定电流值，导致电感饱和，除非另加限流电路。必须加入斜坡补偿，以防止在D大于0.5(VIN〈VDC/2〉时系统不稳定。因为电感电流随输入电压变化，所以斜坡补偿很难控制，这个问题可以通过降低电流内环带宽避免，以致电感电流平均值被直接控制，而不是截取峰值电流。因为开关频率远大于电网频率，所以有很大的空间去控制电流环的带宽。不连续的电感电流模式不能用在HPFC电路中，因为在峰值输入电压处电感电流下降很窄，因此纹波电流很小。但是在HPFC在输入电压峰值处，线电流也在其峰值处。拥有高峰值电流低纹波，电感电流必须连续。

时间：2020-10-17 关键词：开关电源离线式 pfc
100-320W 305V输入全工况带PFC机壳开关电源--LMFxx-23B系列

一、产品介绍金升阳拓展”305全工况”产品族，将原有带PFC机壳电源全面升级，升级后产品输入电压范围宽至85-305V，在电网波动或发电机等工作条件导致电压超过264VAC情况下，产品长期可靠。功率段覆盖100-320W，满足多样应用场景对功率的不同需求。该系列电源具有4000VAC高隔离电压，0.95高PF值，交直流两用的特点，符合UL62368、EN62368、CB62368以及GB4943认证标准。 “305全工况”系列机壳开关电源产品除满足一般环境正常使用条件外，还可长期适用于对输入电压、温度、湿度、海拔、电磁干扰等方面有更高要求的恶劣环境或特殊环境。主要工况如： 1)电压波动工况电压输入范围为85-305VAC/100-430VDC，解决使用常规85-264VAC输入产品应用时的三大痛点： a. 满足全球通用电压要求，110/220/277VAC等标准电压均适用，符合设备出口海外需要; b. 解决电网配电或发电机供电等情况下出现电压波动而导致常规电源失效问题; c. 在输入瞬态高电压时(如：设备启动关断时输入电压超过264VAC)也能正常工作; 2)高海拔工况满足5000m海拔应用，产品通过模拟测试验证：高/低温海拔试验、长期老化试验等; 3) 电磁干扰工况 a. EMI 满足CLASS B，并留有一定余量，对外干扰小，减少对人体的危害和其他设备的干扰; 4)高低温工况工作温度范围宽至-30℃ to +70℃。低温至-30℃环境下，产品仍可满负载工作，启机能力强;高温至70℃环境下，产品元器件温升低，使用寿命长。为满足多样环境的应用需要，金升阳同步推出了拓展型号： LMFxx-23Bxx-Q：三防漆工艺，具有优越的绝缘、防潮、防漏电、防震、防尘、防腐蚀、防老化、耐电晕等性能，适用于严苛的工业环境; LMFxx-23Bxx-C：带端子盖，可以防止人体误接触端子; 二、产品应用广泛应用于工业自动化设备、控制系统、机电设备、仪器仪表、智能楼宇、家用电器等终端产品。三、产品特点 ● 输入电压范围：85-305VAC/120-430VDC，产品在输入在瞬态高电压时也能正常工作，同时能够解决电压波动导致常规电源失效问题。 ● 内置主动式PFC：PF值：0.95/230VAC ● 工作温度范围：-30℃ to 70℃ ● 隔离电压：4000VAC高隔离电压 ● 稳压输出、低纹波噪声 ● 低待机功耗 ● 保护功能齐全：具有短路、过流、过压及过温保护功能 ● 可承受5G振动测试 ● 满足5000M海拔应用 ● EMI性能：满足CISPR32/EN55032 CLASS B ● 符合UL62368、EN62368、CB62368以及GB4943认证标准(UL、CE 、CCC 认证中) ● 可接受三防定制 ● 3年保质

时间：2020-09-30 关键词：开关电源金升阳 pfc
基础知识：非连续模式PFC功率MOSFET电流有效值的计算

有源功率因数校正PFC电路，在非连续导通模式DCM工作时，输入电感的电流波形如图1所示。可以看到，在每个开关周期结束的时候，输入电感的电流降到0，这样，在下一个开关周期开始、功率MOSFET导通时，输入电感的电流就会从0开始激磁，随时间线性增加，这种导通模式称为：非连续导通模式、DCM模式。图1:非连续导通模式PFC电路输入电感电流波形在非连续导通模式DCM工作的PFC电路中，功率MOSFET电流峰值包络线近视为正弦波形，如图1所示，输入正弦电流波形为包络线的1/2，基于这个波形，来计算功率MOSFET电流的有效值、平均值计算。功率MOSFET电流的有效值为：每个开关周期，输入电感的电流为：其中，D1为某一个开关周期的占空比，Ts为开关周期，fs为开关频率。代入后，得到：输入交流电压、电流为：同时：由图1，得到：因此：注意到：可以得到：同时：因此：同样，可以得到输出二极管的有效值电流为：免责声明：本文内容由21ic获得授权后发布，版权归原作者所有，本平台仅提供信息存储服务。文章仅代表作者个人观点，不代表本平台立场，如有问题，请联系我们，谢谢！

时间：2020-09-21 关键词：电源设计 pfc
英飞凌汽车HID前灯镇流器及PFC控制解决方案

　　英飞凌汽车HID前灯镇流器及PFC控制解决方案主要由5个MOSFET、2个高电压驱动器、1个PFC控制器和1个HID灯镇流器控制器构成，具体电路如下图所示。　　　　英飞凌汽车HID前灯镇流器及PFC控制方案电路示意图。　　MOSFET可选择英飞凌的N沟道MOSFET(500V或600V的CoolMOS C3/CoolMOS CP)，　　PFC控制器可选择英飞凌的DCM PFC-IC(TDA4863-2)或CCM PFC-IC(ICE1PCS01/02)。　　有源功率因子控制器TDA4863-2是英飞凌针对开关电源(SMPS)最新推出的PFC-DCM(非连续传导模式)控制IC，前两代产品分别是TDA4862和TDA4863。它们主要优化用于为电子镇流器和离线SMPS提供非常紧凑和高性价比的PFC解决方案，完全与世界标准相兼容。通过使用一个针对非连续工作模式的零电流检测器，它们允许实现一个接近1的功率因子和杰出的THD。　　TDA4862、TDA4863和TDA4863-2的主要特性包括：1)功率因子接近1;2)像有源谐波滤波器一样控制升压转换器，以得到更低的THD;3)低电流启动;4)针对非连续工作模式的零电流检测器;5)输出过压保护;6)输出欠压锁定;7)内部启动定时器;8)带主动关断功能的图腾极输出;9)内部边沿消隐LEB;10)正弦电流消耗。　　与TD4862相比，TDA4863和TDA4863-2的改进为：1)非常低启动电流;2)非常低比较器和乘法器失调;3)针对由MOSFET开关引起的低失真干扰的高复杂度放大器;4)更精确的过压阈值;5)更高的栅极驱动能力(仅适用TD4863-2)。　　有源功率因子控制器ICE1PCS01/02是英飞凌针对有源CCM(连续传导模式)功率因子校正转换器而推出的8脚控制IC

时间：2020-09-07 关键词：英飞凌 hid 镇流器 pfc
设计高性能和低功耗的电机控制系统

数字电机控制的首次推出旨在克服传统模拟系统在处理漂移、组件老化和由温度引起的变化等方面的挑战。灵活的软件算法不仅消除了与组件有关的容差问题，还使开发者能够动态地适应环境条件随着时间的变化。例如，使用数字化实施现在不仅能够完全打开或关闭风扇电机，还能根据系统温度调整风扇速度。此外，系统还能够自行校准，从而不需要安排常规的手动维护。　　本文概述了电机控制设计方面的事项，例如多个电机控制、磁场定向控制、功率因数校正和传感器控制。此外还介绍了当今的微控制器（MCU）如何使各种广泛的应用具有更大精度、更小功耗和更低成本。　　当今的微控制器（MCU）可使各种广泛的应用具有更大精度、更小功耗和更低成本，包括：　　● 带有风机和压缩机的白色家电和设备，例如洗衣机和冰箱　　● HVAC（取暖、通风和空调）系统　　● 用于电机控制、电源逆变器和机器人的工业伺服驱动　　● 汽车控制系统，包括动力转向、防锁死刹车和悬架控制　　TI了解开发者在设计这些高性能电机控制系统时面临的挑战。制造商寻求引入先进的控制算法以实现产品差异化，而日益增加的政府法规要求更高效的功耗和减少EMI。　　为了帮助开发人员应对这些多种多样的挑战，TI提供了TMS320C2000 Piccolo MCU系列。Piccolo MCU具有优化的架构，集成了专用外设，能够：　　● 使用实时算法获得更精确的控制　　● 通过功率因数校正（PFC）获得更高的功效和更好的控制　　● 支持通过单芯片控制多个电机　　● 通过无传感器控制简化设计　　● 降低系统复杂性和成本　　Piccolo的优点Piccolo MCU利用TI的高性能TMS320C28x内核，提供以单一独立控制器控制系统所需的所有性能和外设。通过充足的余量和专用外设，Piccolo MCU使开发者能够实现更先进的控制算法，在进一步提高性能的同时降低系统成本。　　Piccolo架构已针对数字控制应用进行了优化，具有先进的架构特性，增强了高速信号处理能力。Piccolo的主CPU内核具有单周期32&TImes;32位乘法及累积单元等内置DSP功能，大幅度提高了计算速度。此外，诸如ADC和PWM等控制外设设计得非常灵活，能够轻松适应几乎任何用途，而需要的软件开销极小。例如，模数转换器所具有的自动序列发生器允许开发者进行编程，以循环通过特定次序的样本，这样当应用程序需要时值已就绪。使用更智能的控制外设和强大的CPU内核，控制环路运行更紧密，既改进了控制算法的动态特性，又减少了干扰行为。　　TMS320F2803x和F2806x Piccolo MCU上集成的控制律加速器（CLA）是一个32位浮点数学加速器，它能有效承载主CPU内核的高速控制环路。CLA在不经过CPU内核的前提下通过对外设的直接访问和响应外设中断的能力实现此过程。与独立内核相似，CLA有自己的指令集和内存空间，可以完全独立于CPU进行操作。　　其他重要的Piccolo MCU特性包括：　　● 3.3-V单电源支持全部功能的运行　　● 双内部高精度振荡器；无需外部晶体　　● 12位A/D转换器具有16通道，最大采样频率为每秒4.6兆样本　　● 多达19通道的PWM输出，具有可配置自动死区　　● 19个PWM通道中有多达8个可以在高分辨率模式下工作，其可以低至150皮秒　　● 增强型正交编码器脉冲（QEP）和增强型捕捉外设（eCAP）可以简化传感器解码　　精确和准确控制　　Piccolo架构提供极佳的处理功能，达每秒4000至8000万条指令（MIPS）。这样的高性能使开发者不仅能够同时监视和控制多个电机，还能够执行更复杂的控制算法以实现更高的精度、更流畅的性能和更低的功耗。例如，单一Piccolo MCU能够在控制两个电机的同时维持有源PFC控制，并且仍然有足够的处理能力来执行高级电机控制算法，例如无传感器的磁场定向控制（FOC）。　　脉宽调制（PWM）在产生供应给电机或高性能电源的电压或电流中发挥重要的作用。控制算法的最新改进使开发人员能够实施高度精确的算法，以提供与系统行为实时变化相适应的动态控制。FOC具有很多优势，包括低速的全电机扭矩功能、出色的动态行为、跨越很大速度范围的高效率、对扭矩和磁通的解耦控制、短期过载功能和四象限操作。但是，FOC也要求比标准的控制方案明显更加复杂的计算。　　　　FOC原理是通过对电机的相电流进行采样来控制定子磁场的角度和振幅分量，然后进行转换，使其易于控制。电机的三相电流通过ADC读入系统。这些相电流处于三相旋转域内，并使用Clarke变换将其转换为二维旋转域。由此，可使用Park变换将这两个相位转换到固定域内，如图1所示。Clarke和Park变换可被可视化为彼此的矢量投影，如图2所示。Park变换会产生通量分量Id和转矩分量Iq。永磁电机的电机转矩仅取决于转矩分量Iq。因此，最便捷的控制策略即是将通量分量（Id）设置为零，这将最大限度地减少转矩电流比并提高电机效率。电流分量的控制需要具备有关瞬时转子位置的知识。转子位置既可使用无传感器技术计算，也可使用传感器测量。由于Park变换的输出位于固定域中，因此可使用PID回路等传统技术进行控制。然后可将PID回路的输出输入到逆向Park、逆向Clarke中，然后直接输入到电机驱动器。　　图3所示为完整的FOC电机控制系统，该系统使用无传感器技术以获取转子位置。三相逆变器的ADCINx和ADCINy输出是三个相电流之二；第三种很容易计算。如上所述，相电流从此处输入Parke和Clarke变换中。此无传感器系统根据三相电流的反馈使用“SMOPOS”和“SMOSPD”计算转子位置，消除了使用昂贵传感器的需求。　　　　FOC是一种针对使用永磁（PM）电机的系统而设计的重要技术。PM电机在白色家电中的普及度日益增加，它们具备更高的功率密度且不易磨损，因此效率非常高。　　开发人员仅需提供几个矢量和旋转方向就可实现输出的实时信号更新。FOC等先进的控制机制是提高性能但不增加成本的重要技术。Piccolo架构大幅简化了对称PWM波形的生成。利用Piccolo MCU，开发者可以轻松引入更改精确的控制，同时仍然为PFC留出足够余量。事实上，TI是第一个以2–6美元的价格点在单芯片上同时支持PFC和FOC功能的公司。

时间：2020-09-04 关键词：电机控制系统 MCU piccolo tms320c2000 pfc
大联大品佳集团推出基于Infineon ICL5101的商业照明解决方案

　　2015年4月16日，致力于亚太地区市场的领先电子元器件分销商—大联大控股宣布，其旗下品佳推出基于Infineon 准谐振控制器ICL5101的商业照明解决方案，以满足商业照明应用对高性能、高可靠性系统的需求。其典型应用包括：室内及室外LED 照明、高/低棚照明、街道照明、停车场及天棚照明、办公室照明、零售以及商店照明。　　大联大品佳代理的Infineon ICL5101内部集成PFC和LLC，其方案比竞品所需元件减少约25%，在降低成本的同时更减小了外形尺寸，增加了系统可靠性；该IC的所有运行参数可由简单电阻进行调节；可在任何条件下以极短时间（小于200 ms）点灯；其可调式PFC单元可输出优质电能，在宽输入电压范围内实THD低于10%功率因素超过0.99，从而助力照明设备生产商达到能效标准；其结温范围为-40°C 至 +125°C；外部过温保护和容性负载保护等一系列保护功能确保及时检测出故障状态、提升系统安全。值得强调的是，ICL5101 所支持的谐振拓扑效率高达95%。　　图示1-大联大品佳Infineon ICL5101系统架构图　　大联大品佳Infineon ICL5101商业照明解决方案特色：　　Product highlights 　　• 支持85V—305V全电压输入　　• 更少的外围元器件，更高的可靠性　　• 仅用电阻调整参数　　• 可使用环境温度 -40 °C to +125 °C 　　• 负载调整率0.1%，无噪音，支持调光功能　　• 集成完整的保护功能及温度保护　　• 超快启动时间《 200 ms 　　• FPC 》 95 %，THD 《 10 % 　　• 效率高达 94 % 　　PFC feature set 　　• PFC正在工作在CRM模式，在轻载模式下工作在DCM模式，确保在调光到0.1%的情况下没有噪音　　• 优化改善THD 　　• PFC输出电压可调　　Resonant half bridge feature set 　　• 采用无磁芯变压器技术的650V半桥驱动器　　• 自适应死区时间 500 ns – 1.0 μs 　　• 可调整过载，短路，开路检测　　• 容性负载检测　　• 优化启动瞬间的磁饱和现象控制　　图示2-大联大品佳Infineon ICL5101演示板照片　　规格说明　　• 输入电压范围：85-305 VAC 　　• 输入电压频率：47-63 Hz 　　• 输出规格：54 VDC / 2.06 A 　　• 效率：≥ 93.5 % at 230 Vac 　　• THD：《 10 % @ POUT 》 40 W at 230 Vac 　　• 能效标准：According to EN61000-3-2 Class-D 　　• EMI：According to EN55015 　　• 安规标准：According to EN61347-2-13 　　• 演示板规格尺寸：227.3 mm （L） x 48.25 mm （W） x 30 mm （H）　　关于大联大控股：　　大联大控股是全球第一，亚太区市场份额领先的半导体元器件分销商，总部位于台北（TSE:3702），旗下拥有世平、品佳、诠鼎及友尚，员工人数近6，000人，代理产品供应商超过250家，全球超过120个分销据点（亚太区约70个），2014年营业额达149亿美金（自结）。（*市场排名依Gartner公布数据）　　大联大控股开创产业控股平台，持续优化前端营销与后勤支持团队，扮演产业供应链专业合作伙伴，提供创造需求（Demand CreaTIon）、交钥匙解决方案（Turnkey SoluTIon）、技术支持、仓储物流与IC电子商务等增值服务，满足原始设备制造商（OEM）、原始设计制造商（ODM）、电子制造服务商（EMS）及中小型企业等不同客户需求。国际化经营规模与本地化销售渠道，长期深耕亚太市场，连年获得专业媒体评选为「亚洲最佳IC分销商」。　　为提高大联大的本土化服务质量，满足大中国区服务区域客户的差异化需求，大联大（中国）服务六大领域包括中资（China-Based Manufacturers）、台商（Taiwan-Based Manufacturers）、外商（Electronic Manufacturing Service）、日商（Japan-Based Manufacturers）、韩商（Korea-Based Manufacturers）及港商（HongKong-Based Manufacturers）客户。大联大除提供客户最佳的交钥匙解决方案（Turnkey SoluTIon），并为满足客户小批量器件采购需求，特别成立专责的小批量服务团队（SQS， Small QuanTIty Service）。大联大已分别于内地及香港成立大联大商贸、大联大商贸（深圳）及大联大电子（香港），以「产业首选．通路标杆」为企业愿景，全面推行「团队、诚信、专业、效能」之核心价值观，以专业服务，实现供应商、客户与股东互利共赢。　　

时间：2020-08-31 关键词： infineon llc icl5101 pfc
如何负载瞬态后的恢复速度，工程师必须知道

通常提高效率或者降低消耗是DVS常见的原因。但是，也存在其他一些有趣的应用。许多系统都要求采用经过精准调节的电源电压。对于图 3 所示的电压范围，可以使用 1.2 V 内核电压。该电压可以为 1.2 V ± 10%。在这个示例中，在静态负载下和负载动态变化时都要保持电压不变。稳压器一般用于生成恒定的输出电压。利用控制环路，可通过未经调节的输入电压生成稳定、精准的输出电压。动态电压调节(DVS)有什么作用? 动态电压调节意味着可以在运行期间调节电源的输出电压。进行此类调节有多种原因。如果将反馈控制设置在允许范围的中间，一半范围适用于静态误差源，也适用于负载瞬态之后的动态电压变化。有一个小技巧，即在低负载时稍微提高输出电压，在高负载时稍微降低输出电压。在高负载情况下，有时会采用更低负载，此时一般出现小幅度电压过冲。可以通过稍微降低高负载的设定点电压，将这种电压过冲保持在允许范围内，如图 3 所示。左侧为高负载，右侧为低负载。图 3. 基于负载电流动态调节电源电压相反的情况自然也适用。当负载较低时，它在某个时间点会上升。可能动态出现电压过冲。在低负载下，电压稍微升高，因此仍保持在允许范围内。对于这种特性，通常称之为电压自动定位。除了上述应用外，还有许多其他应用的动态变化电压也是有利的。例如控制直流电机、操作执行器，或驱动 Peltier 元件进行温度调节。动态电压调节是指动态调节生成的电压，对于许多应用，这种调节非常有帮助，甚至是必要的。特别是在数字控制电源中，DVS 很常见，也很容易实现。

时间：2020-08-30 关键词：稳压器电源 pfc
ZSLS7031具有有源PFC的隔离和非隔离反激式led驱动案例

ZSLS7031是初级侧控制的峰值电流模式高亮度LED反激式驱动器，支持有源功率因数校正（PFC）的隔离和非隔离设计。该器件在不连续导通模式下以恒定频率工作，以向输出提供恒定功率。它不需要光耦合器，TL431分流稳压器或任何其他类型的次级侧反馈器件。它在85VAC~265VAC的宽输入电压范围工作。 ZSLS7031集成了过流和过压保护，以及热关断，以在异常高的工作温度下停止开关动作。 ZSLS7031优势高效率最低材料清单小型封装无需回路补偿隔离和非隔离应用 ZSLS7031主要特性功率因数PF》0.95，取决于应用宽应用输入电压范围：85V~265VAC 内部过温保护输出过压保护（OVP）初级侧的输出过流保护（OCP）适用的支持评估套件 ZSLS7031物理特性工作温度：-45℃~105℃ 最大结温：150℃ 封装：MSOP-8，符合RoHS标准 ZSLS7031典型应用 LED球泡灯 LED管灯一般LED照明图1 ZSLS7031框图图2 ZSLS7031典型隔离应用电路图演示板ZSLS7031KIT-D1 ZSLS7031 LED驱动器IC设计用于降压升压和飞返拓扑。该电路在峰值电流检测和恒定频率模式下工作。图3 演示板ZSLS7031KIT-D1外形图 ZSLS7031KIT-D1演示套件内容 ZSLS7031PCB-D1演示板-17W反激式转换器 ZSLS7031ZI1R（MSOP8 3mm&TImes;3mm）5个IC样品 ZSLS7031KIT-D1启动信息演示板ZSLS7031KIT-D1主要特性通用电源电压范围（可应用85VAC~265VAC）有源功率因数校正功率因数值通常超过90％高效率通常超过85％少量外部组件过流，过压和过温保护 15W恒定功率输出从9（约24V正向电压）~19（52V）LED负载; 如果使用230VAC工作，则可以使用最多6个LED（17V）的负载快速启动图4 演示板ZSLS7031KIT-D1电路图演示板ZSLS7031KIT-D1材料清单图5 演示板ZSLS7031KIT-D1 PCB设计图

时间：2020-08-07 关键词： led驱动器 pfc
初级端调节可以成为最小化LED驱动成本的最佳解决方案

消费电子市场（特别是LED驱动市场）最近几年发展迅速。这些市场需要功耗低、尺寸小且成本超低的电源/驱动。另外，由于对电能质量要求不断提高，在这些设备上使用功率因数校正（PFC）电路几乎是必须的。今天，在多种不同电路中，反激因为简单而成为对这些应用最具吸引力的拓扑。它使用一个开关提供绝缘、启动以及各种其他保护。在非连续导通模式下工作时，通过简单的恒定导通时间控制，可使功率因数为1。传统上，用于LED的恒流LED驱动使用隔离反激式转换器实施，该转换器具有输出电流调节电路，如图1所示。实际LED电流使用感测电阻测量，然后与与参考电压进行比较，生成误差电压。误差电压通过光电耦合器传输到初级端，并用于控制初级端开关器件的占空比。虽然这可以实现卓越的LED电流调节，但输出调节电路要求使用光电耦合器、基准电压以及感测电阻，从而增加系统成本并降低整体效率。图1传统次级端调节LED驱动初级端调节（PSR）可以成为最小化LED驱动成本的最佳解决方案。此技术仅使用驱动器初级端的信息便可精确控制次级端的LED电流。它不仅消除了输出电流感测损耗，还减少了所有次级反馈电路。这有利于获得更高效率的离线LED驱动设计，且无需巨大成本。此技术无需次级反馈电路便可调节LED驱动器输出电压，可做开路过压保护，确保驱动器具有更佳的可靠性。图2初级端调节LED驱动及其典型波形图2显示的是初级端调节反激式转换器的简化电路图及其典型工作波形。初级端调节的关键在于获得输出电压和电流信息，且无需直接感测。在二极管导通时间期间，输出电压与二极管正向压降之和反射到辅助绕组为（VO+VF）*Na/Ns。通过在二极管导通时间结束时对绕组电压进行采样，可以获得输出电压信息。输出电流（Io）可使用MOSFET的峰值漏极电流（Ipk）以及电感电流的放电时间（tDIS）来估算，因为在稳态下，输出电流（Io）与二极管电流（ID）的平均值相同。输出电流估算通过峰值检测电路来确定漏极电流的峰值，并利用电感放电时间和开关周期（ts）来计算输出电流。将此输出信息与内部精确参考电压进行比较，产生误差电压（VCOMI），它可以确定MOSFET的占空比。使用Fairchild的创新 TRUECURRENT® 技术，可精确控制恒定输出电流。利用探测到的输出电压和电流信息，可通过传统的反馈补偿方法完成控制。对于初级端调节，通常优先使用非连续导通模式（DCM）操作。它具有更佳的输出调节以及单位输入功率因数（PF）。

时间：2020-07-17 关键词：反激式转换器 LED驱动 dcm pfc
常见单机PFC调试方法，你需要收藏

什么是PFC?应该如何调试?PFC在电路中的作用是体现电力的利用率，此项系数反映着电路性能的好坏。因此很多设计者对于PFC的调试都非常重视，在本文中小编将对电源达人的经验进行总结，给出一种单级PFC的调试心得，其中包含了很多异常情况的调试方法。一、PFC偏低的应对 1、次级去电流(R32)检测电阻加大。 2、光耦供电电阻(R27)加大。 3、比较器电流反馈电容(C18)加大。 4、全电压检测(如：SA7527，L6562的第3脚)电阻(R13)减小。二、低压异响同时低压掉电流 1、先调整PFC，如PFC正常可按如下方法调整。 2、加大全电压检测电阻(R13)，减小和电阻并联的电容，电容(C8)可采用102。 3、确定变压器设计是否合适。调整变压器，减少次级匝数，加大占空比。(本人现在的单级PFC做到60w，全电压输入) 空载电压跳动一般由VCC供电不足所致，可调节电压反馈部分，加大或减小电压反馈电容(C17)，电阻(这个电路没有电阻)(用不同的IC做的恒流调整方式不一样)。如果上面方法不行，就减小V CC限流电阻(R7)，或增加VCC绕组匝数。三、启动时灯闪后正常工作 1、一般由电压反馈引起，减小次级比如358电压反馈补偿电容(C17)。 2、减小PWM控制芯片(如：SA7527，L6562)1，2脚的补偿电容(C6)。 3、在电压采样点加一个104的电容，比如输出36v的电源，基准点是2.5v，正采样是68k，负采样5.1k，在5.1k上并联一个104的电容。效果明显(参考电路并联在R26上)。 4、提高空载电压。有些情况下有效。四、恒流精度偏低 1、可减小去电流采样电阻。 2、检测反馈ic供电是否足够。 3、调整电流反馈的电阻和电容(有些电路设计只有电容。如：385+431就只用调整电容即可)。五、灯闪 1、一般都伴有PFC过低的现象，先解决PFC。PFC解决后，基本上都会好。 2、减小PWM控制芯片(如：SA7527，L6562)1，2脚的补偿电容。六、短路保护不良 1、次级反馈最好有独立的供电绕组，且此绕组的供电限流电阻要小。储能电容要大。此绕组和PWM IC的供电绕组，都要绕在中间(如果是三明治绕法的话，最好把这两个绕组，放在中间，就是包在初级里。) 2、加大初级限流电阻。 3、初级ic的电流检测线要短，尽量少拐弯。七、低压掉电流 1、减小初级限流电阻，效果明显，但会降低短路保护效果。 2、加大IC 3脚对地，全电压检测电阻，以提高3脚电压，但会降低高压是的PF值，不过可以用高压补偿来提高，高压时的PF值，补偿电路很简单没几个原件。 3、加大IC 1,2脚电阻，效果一般，不过加大到10k时效果明显，但会影响PF值。 4、减少变压器次级匝数，以加大占空比，效果很明显，推荐，但注意控制工作频率。太高EMC难搞。八、电压电流临界范围宽比如空载电压36v，恒定电流1.5A，有些电源要带载到34v时才能进入恒流模式。 1、加大次级电压反馈的补偿电容，比如说358的电压反馈补偿电容。 2、在电压采样点加一个104的电容，比如输出36v的电源，基准点是2.5v，正采样是68k，负采样5.1k，在5.1k上并联一个104的电容。此做法比调整358反馈补偿电容效果好很多，同时可以有效抑制启动时灯闪一下。总结以上8个问题就是大部分设计者在对PFC调试时会遇到的一些问题，本文针对这些问题进行了简单的介绍，并附上多种解决方法来帮助大家从各个方面来分析，可以说是一篇令人受益匪浅的文章。初接触PFC的朋友一定不要错过。以上就是PFC的调试的常见问题解析，希望能给大家帮助。

时间：2020-05-13 关键词： pfc调试 pwm pfc
划重点！PFC，对实现高能效至关重要

几乎每个人都意识到需要优化能效，无论是力求在高能源价格时代限制成本的消费者和企业运营商，还是期望满足日益复杂的要求和众多标准的设计人员。如果尚未因浪费能源而付出高昂代价，那么产生能量对环境的影响就会随着热量的增加而成为越来越显著的问题。认识到需要改进，各国政府和行业协会都制定了书面标准，在某些情况下必须在产品投放市场前就满足这些标准。关注成本或有环保意识的客户在做出购买决定时依赖于这些标准，以确信他们在购买高能效的产品。需要解决的一个关键领域是功率因数校正(PFC)级，包括电磁干扰(EMI)滤波器。 01 高能效不仅仅在单个点对于任何与电源有关的应用，能效一直是个问题，也是制造商在其规格中规定的一个参数。然而，在过去，高能效被认为是单个点尽可能最好的数字，通常在满载的75%左右。因此，制造商将注意力集中在这一负载水平，以提高他们所理解的产品能效。但实际上器件在这个功率水平上只工作一小部分时间。在实际应用中，特别是具有动态负载的应用中，这代表实际能效远远低于预期。为了解决这种情况，现代能源标准考虑的是整个能效曲线的性能，而不仅仅是曲线上的最佳点。因此，设计人员正在研究如何设计电源转换系统的关键器件，以在低负载和中等负载水平下性能更好。最关键的一个领域是PFC级和EMI滤波器，二者共消耗高达8%的输出功率。 02 PFC概述电力公司的供电电压总是正弦的，但线路电流的波形和相位取决于所供电的负载。对于最简单的电阻负载，负载电流也是正弦的，并且在相位上使功率易于计算。如果负载中有电抗元件，如电感或电容器，则负载电流保持正弦，但相移与电压有关。在这种情况下，有功功率(也称为“实际”或“平均”功率)像以前一样计算，但要乘以相角(“位移因子”)的余弦。无功负载越多，有功功率越低。非线性负载的情况更复杂，例如集成一个二极管桥和大输入电容的典型开关电源的输入级。在这里，电流是一系列浪涌尖峰，计算功率要使用傅里叶变换(Fourier transformation)。无功负载(左)和非线性负载(右)的电压(蓝色)和电流(红色) 平均两个正弦波的乘积需要复杂的计算，只有当两个波形具有相同的频率时，才能给出一个非零的结果。但由此可以得出，只有基本分量才能提供真正的功率，而谐波只产生无用的循环电流。与位移因子类似，失真因子模拟失真(非正弦)波形对实际功率的影响，将实际功率定义为均方根电压、均方根电流和这两个因子的乘积。进一步分析将表明总谐波失真(THD)。实际上，系统的功率因数只是位移和失真因子的乘积，因此，真正的功率是均方根电压、均方根电流和功率因数的乘积。 03 校正功率因数的实用方法涉及PFC的主要标准是EN 61000-3-2 ，这是为了最小化从电网提供的任何电流的THD而编写的，定义了从第二次到第四十次的所有谐波的最大幅值。PFC的要求也在其他文件中(例如能源之星规范Energy Star)有所提及，许多人认为这导致了PFC技术普遍用于许多应用。到目前为止，用于满足这些标准的最常见(和最有效)的PFC是有源PFC。一种典型的方法是在输入整流桥和大电容器之间添加一个PFC预稳压器，以提供恒定的电压，同时确保电流波形是正弦的。 PFC在二极管桥和大电容器之间这种方法除了明显提高功率因数外，还有许多好处。从PFC阶段的输出通常是一个相当好的调节的400V，这使得下游转换器的设计更容易，成本更低。另外，无脉冲电流降低了EMI滤波要求，减少了体积和成本。然而，这种类型的PFC预转换器不能达到100%的能效，因此，确实造成了系统损耗。在任何电源系统中，都有两种主要类型的损耗，开关和导通。导通损耗是两种损耗之和：一种由于桥二极管的正向电压等因素与系统功率成正比，另一种与系统功率平方成正比，从而构成阻抗损耗如MOSFET的导通电阻。在较高的功率水平下，后者对能效的影响最大。开关和导通损耗构成电源系统的总损耗另一方面，开关损耗很大部分与电流成正比，因此与传输的功率成正比。而其它部分是恒定的，与系统的功率无关。它们是由寄生电容和电荷电流引起的，通常与系统的开关频率成正比。随着设计人员增加工作频率以减少系统尺寸，开关损耗成为一个更大的挑战，特别是在较低的功率水平下，它们在能效损耗中占相当大比例。 04 PFC控制方案 PFC的各种控制方案都是为了满足不同系统的需要而开发的，但总目标都是降低轻载下的开关损耗和较重负载下的导通损耗。如图所示，有三种基本的控制方案。初级单路PFC工作模式 (1)连续导通模式(CCM) 在固定频率工作和限制电感电流纹波，同时支持更高损耗。它通常用于较高功率系统(>300 W)。 (2)临界导通模式(CrM) 在电感电流降到零时开始一个新的开关周期，从而可省去快速恢复二极管。这导致可变开关频率具有较大纹波电流。这种简单而低成本的方案广泛用于包括照明在内的低功耗应用。随着低导通电阻的MOSFET越来越普遍，CrM正用于更高功率的应用中。 (3)频率钳位临界导通模式(FCCrM) 是在几年前由安森美半导体推出的，用以限制CrM下的扩频。在频率最高的轻载下，工作模式改为非连续导通模式(DCM)，以降低开关损耗。额外的电路解决了DCM中典型的“死区时间”，从而确保当前的波形是正确的形状。安森美半导体提供广泛的器件方案，包括功率因数控制器和电源开关，以及重要的设计资源，使设计人员有把握地开发PFC方案。

时间：2020-04-15 关键词：电磁干扰滤波器 pfc
肖特基二极管的深入剖析

什么是肖特基二极管?他有什么注意事项?肖特基二极管是以其发明人肖特基博士(Schottky)命名的，SBD是肖特基势垒二极管(SchottkyBarrierDiode,缩写成SBD)的简称。SBD不是利用P型半导体与N型半导体接触形成PN结原理制作的，而是利用金属与半导体接触形成的金属-半导体结原理制作的。因此，SBD也称为金属-半导体(接触)二极管或表面势垒二极管，它是一种热载流子二极管。优势： SBD具有开关频率高和正向压降低等优点，但其反向击穿电压比较低，大多不高于60V，最高仅约100V，以致于限制了其应用范围。像在开关电源(SMPS)和功率因数校正(PFC)电路中功率开关器件的续流二极管、变压器次级用100V以上的高频整流二极管、RCD缓冲器电路中用600V～1.2kV的高速二极管以及PFC升压用600V二极管等，只有使用快速恢复外延二极管(FRED)和超快速恢复二极管(UFRD)。UFRD的反向恢复时间Trr也在20ns以上，根本不能满足像空间站等领域用1MHz～3MHz的SMPS需要。即使是硬开关为100kHz的SMPS，由于UFRD的导通损耗和开关损耗均较大，壳温很高，需用较大的散热器，从而使SMPS体积和重量增加，不符合小型化和轻薄化的发展趋势。因此，发展100V以上的高压SBD，一直是人们研究的课题和关注的热点。近几年，SBD已取得了突破性的进展，150V和 200V的高压SBD已经上市，使用新型材料制作的超过1kV的SBD也研制成功，从而为其应用注入了新的生机与活力。劣势：肖特基二极体最大的缺点是其反向偏压较低及反向漏电流偏大，像使用硅及金属为材料的肖特基二极体，其反向偏压额定耐压最高只到 50V，而反向漏电流值为正温度特性，容易随着温度升高而急遽变大，实务设计上需注意其热失控的隐忧。为了避免上述的问题，肖特基二极体实际使用时的反向偏压都会比其额定值小很多。不过肖特基二极体的技术也已有了进步，其反向偏压的额定值最大可以到200V。结构：新型高压SBD的结构和材料与传统SBD是有区别的。传统SBD是通过金属与半导体接触而构成。金属材料可选用铝、金、钼、镍和钛等，半导体通常为硅(Si)或砷化镓(GaAs)。由于电子比空穴迁移率大，为获得良好的频率特性，故选用N型半导体材料作为基片。为了减小SBD的结电容，提高反向击穿电压，同时又不使串联电阻过大，通常是在N+衬底上外延一高阻N-薄层。封装：肖特基二极管分为有引线和表面安装(贴片式)两种封装形式。采用有引线式封装的肖特基二极管通常作为高频大电流整流二极管、续流二极管或保护二极管使用。它有单管式和对管(双二极管)式两种封装形式。肖特基对管又有共阴(两管的负极相连)、共阳(两管的正极相连)和串联(一只二极管的正极接另一只二极管的负极)三种管脚引出方式。特点： SBD的主要优点包括两个方面： 1)由于肖特基势垒高度低于PN结势垒高度，故其正向导通门限电压和正向压降都比PN结二极管低(约低0.2V)。 2)由于SBD是一种多数载流子导电器件，不存在少数载流子寿命和反向恢复问题。SBD的反向恢复时间只是肖特基势垒电容的充、放电时间，完全不同于PN结二极管的反向恢复时间。由于SBD的反向恢复电荷非常少，故开关速度非常快，开关损耗也特别小，尤其适合于高频应用。但是，由于SBD的反向势垒较薄，并且在其表面极易发生击穿，所以反向击穿电压比较低。由于SBD比PN结二极管更容易受热击穿，反向漏电流比PN结二极管大。作用：肖特基二极管肖特基(Schottky)二极管，又称肖特基势垒二极管(简称 SBD)，它属一种低功耗、超高速半导体器件。最显著的特点为反向恢复时间极短(可以小到几纳秒)，正向导通压降仅0.4V左右。其多用作高频、低压、大电流整流二极管、续流二极管、保护二极管，也有用在微波通信等电路中作整流二极管、小信号检波二极管使用。在通信电源、变频器等中比较常见。一个典型的应用，是在双极型晶体管 BJT 的开关电路里面，通过在 BJT 上连接 Shockley 二极管来箝位，使得晶体管在导通状态时其实处于很接近截止状态，从而提高晶体管的开关速度。这种方法是 74LS，74ALS，74AS 等典型数字 IC 的 TTL内部电路中使用的技术。肖特基(Schottky)二极管的最大特点是正向压降 VF 比较小。在同样电流的情况下，它的正向压降要小许多。另外它的恢复时间短。它也有一些缺点：耐压比较低，漏电流稍大些。选用时要全面考虑。工作原理：肖特基二极管是贵金属(金、银、铝、铂等)A为正极，以N型半导体B为负极，利用二者接触面上形成的势垒具有整流特性而制成的金属-半导体器件。因为N型半导体中存在着大量的电子，贵金属中仅有极少量的自由电子，所以电子便从浓度高的B中向浓度低的A中扩散。显然，金属A中没有空穴，也就不存在空穴自A向B的扩散运动。随着电子不断从B扩散到A，B表面电子浓度逐渐降低，表面电中性被破坏，于是就形成势垒，其电场方向为B→A。但在该电场作用之下，A中的电子也会产生从A→B的漂移运动，从而消弱了由于扩散运动而形成的电场。当建立起一定宽度的空间电荷区后，电场引起的电子漂移运动和浓度不同引起的电子扩散运动达到相对的平衡，便形成了肖特基势垒。以上就是肖特基二极管的深入解析，希望能对大家有所帮助。

时间：2020-04-01 关键词：肖特基二极管 sbd pfc
创新的LED驱动器用途

现在大街上随处可见的LED显示屏，还有装饰用的LED彩灯以及LED车灯，处处可见LED灯的身影，LED已经融入到生活中的每一个角落。在LED技术出现之前，大多数照明应用都是根据使用的灯泡类型和耗电量来定义的，但LED改变了这一点。今天，同样的基本固态技术适用于低、中、高功率照明应用，提供更高的能效和更好的亮度。在高功率细分市场，如荧光灯管、路灯和泛光照明的标准嵌入式灯具，以及其他形式的户外照明，节省的电力可能是巨大的。当考虑到连接方便性和输出电平可调时，LED照明的业务案例就很难被取代了。由于高能效，大多数LED照明应用可以小于100 W的功率级解决，这是非常重要的，因为它直接影响到所需的电源转换器、LED控制器和LED驱动器拓扑结构。驱动器要求从根本上说，除了白炽灯泡(直接采用交流电源运行)以外，大多数灯都需要某种电源转换。虽然LED照明采用正极或整流电源运行，但其他大多数照明技术都采用高压/高频交流电源运行。因此通常有能量损失，能效低，但是对于同样的亮度，LED消耗的功率要低得多，因此能够采用低压AC-DC电源。需要功率小于100 W的灯通常采用单级反激拓扑。从交流转换到直流，同时提供恒定且稳定的电源，以尽量减少闪烁，是从现有的照明转向LED的主要挑战。期望整个照明电路至少在短时间内切换到直流是不合理的，因此有必要为每个灯泡、灯具或嵌入式灯具开发转换和驱动级。最方便的方法，至少对用户来说，是将这些器件集成到灯具中，或完美的集成到灯泡本身。对于低于100 W的应用，单级变换器是最常见的拓扑结构(功率水平超过100 W通常需要多级转换器)。一个单级转换器可涵盖广泛的应用，甚至个别灯泡或打火机所需的极低功率。在所有用例中常见的是需要提供功率因数校正(PFC)和低总谐波失真(THD);这些因素现在都由政府立法，但实际水平可能因地区而异。取决于应用消耗的功率，PFC和THD是强制性的，许多制造商正瞄准替代方案，例如LED正在取代紧凑型荧光灯(CFL)。这在现有的物理空间方面存在重大挑战，因为所有的AC-DC转换和LED控制器/驱动器功能都需要集成到通常只由灯泡本身占用的空间中。电源转换选择由于这些空间限制和立法要求，LED内部功率转换的首选拓扑是采用初级端调节(PSR)的单级反激转换器。这可通过使用比次级端调节拓扑更少的器件和更小的电容器来实现，半导体制造商现在提供一系列的器件来满足这一需求。 PSR的一个优点是它不需要任何次级端反馈，这简化了变压器的设计，无需光电隔离。所采用的调节类型对于实现PFC和THD目标也很重要。为了满足这些要求，制造商正在转向非连续导通模式(DCM)。在这种模式下，存储在变压器中的电荷在开关晶体管导通前完全耗尽，因此输出二极管的电压也达到零。这将导致没有电流流过初级端或次级端的一段时间，即所谓的死区时间，因而这种反激拓扑被命名为非连续。它的优点是整个二极管没有损耗，在输出功率较低的应用中，它可以产生一个相对较小的变压器。但是，它容易受到纹波电流的影响，会导致产生损耗。谷开关是DCM的延伸，当输出电压的振铃处于最低值时使晶体管导通。这发生在死区时间之初的第一次振荡，此时将重新导通晶体管和重新启动功率传输周期。这要求控制器能够检测输出电压上的振铃，并在检测到处于谷底时切换。这通常还需要能够根据输出功率需求改变开关时间;提前导通以满足高需求，或者在需求低的情况下晚一点切换。这种特性也被称为电压折返，改变开关频率可以降低电磁干扰，同时，谷开关也会由于可变的开关时间而导致更高的输出纹波。 DCM和谷开关的一个流行的替代方案是准谐振(QR)模式，也称为临界导通模式(CRM)。在这种模式下，当控制器检测到输出电压上的第一次振荡的底部时，晶体管导通，提供较低的开关损耗和所有模式中最高的效率，但使用QR/CrM实现好的PFC和THD是具挑战性的。开发一个LED驱动器 NCL3038x是单级反激降压-升压(buck-boost)转换器，在QR/CrM模式下工作，为LED或LED串提供恒流和恒压。然而，与其他QR/CrM控制器不同，NCL3038x提供极佳的PFC(>0.95)和非常低的THD(<10%)。这超越了全球标准，使得这些器件适合用于任何有立法要求的地区，以符合PFC和THD要求使。图1展示了NCL30386(带调光)将如何用于一个典型的电路。该器件有效地工作在三种模式：在输出负载超过80%时采用CrM，而在负载低于80%时使用谷底模式，在非常低的负载下可以采用频率反走。这种灵活性有助于在所有条件下提供高能效和极佳的THD。NCL3038x还集成了一个高压(HV)启动功能，以确保即使在非常低的负载下一致的启动时间和保持运行。高压引脚动态调节操作，以在运行期间达到最佳的PFC、THD和稳压。智能照明调光是智能LED照明的一个重要功能，也是许多LED驱动器(包括NCL30386)支持的特性。这通常使用模拟电平设置光输出或脉宽调制(PWM)信号来实现;NCL30386都支持。通常，基于PWM的调光特性可能会由于PWM不工作而导致输出电气噪声和闪烁，但使用NCL30386，输出总是转换为模拟电平，无论通过模拟输入还是PWM信号调光。NCL30386使用PWM可支持0%到100%的调光级别，使用模拟输入可支持0.5%到100%的调光级别。图2显示了NCL30386的线性和二次输出曲线。输出的形状也很重要，通常要么是线性的，要么是二次曲线。前者提供确定性和定期的照明间隔水平，而后者往往被认为是更自然的。NCL30386提供线性和二次输出，还有一个非调光版本：NCL30388。总结 LED照明由于其使用寿命长、能效高等优点，正迅速成为几乎所有照明应用的基准。然而，它有严格的PFC和THD要求，这可能因地区而异。与其他LED驱动器不同，NCL3038x采用QR/CrM模式提供高PFC、低THD和更简单的变压器设计的好处，因为这些器件提供恒流和恒压，还可提供“冷启动”功能，并作为辅助电源运行。在一系列负载下具备领先的THD与极佳的PFC，制造商可采用单一的、通用的平台用于广泛的地区和市场，有效地应对这些立法要求。虽然LED在生活中处处可见，但是LED也还有一些不足需要我们的设计人员拥有更加专业的知识储备，这样才能设计出更加符合生活所需的产品。

时间：2020-03-27 关键词： led驱动器 thd pfc
实现新效率目标的基本要素解析

随着消费者越来越关注公用事业账单的规模，企业主希望遏制螺旋式增长的运营费用，能源使用和效率水平受到了前所未有的严格审查。日益重要的环境因素进一步加剧了所有这些问题，人们普遍认识到，效率低下的设备会产生废热，最终将产生有害的生态影响。那么如何实现实现新效率目标的基本要素呢? 在电力电子领域，转换效率一直是讨论的关键主题，也是任何数据表中的主要参数之一。为了以最有利的方式展示其产品，电源制造商通常会引用“最佳可能”数字，该数字通常是负载约为80%时的单个值。但是，应注意，在实际应用中，所汲取的功率可能根本不在此水平。负载可能会大幅波动-取决于它们的运行方式，在冗余配置中，消耗的功率将始终低得多(除非发生故障情况)。这意味着系统的实际效率可能远远小于引用的效率值所暗示的。认识到这种情况的严重性，标准机构，行业团体和政府机构制定了新的能源指南。这些准则通常采用引用效率曲线的形式，该曲线规定了从20%到满负载的所有运行负载的最低可接受效率水平。因此，设计工程师已经能够评估电力系统中的基本组成部分，以识别将在何处发生损失，然后采取措施消除损失，从而确保满足新的效率准则。功率因数校正(PFC)在解决潜在损失的来源方面至关重要，应相应地实施。了解电力系统的损失无电源系统将是完美的效率，而现代的开关半导体器件现在可提供前所未有的性能水平，但在操作过程中始终会存在一些损耗，从而导致效率水平降低。在电力系统中，有两种类型的损耗需要注意：开关损耗和传导损耗。传导损耗包括由桥式二极管的正向电压引起的损耗，该正向电压与系统功率以及诸如MOSFET和IGBT等开关器件的导通电阻成比例。这些与整个系统功率的平方成正比。由于它们会随着输出功率的增加而增加，因此它们倾向于在更接近满负载的情况下发挥更大的作用。传统上，这里是最关注的焦点。第二类损耗是开关损耗。随着设计工程师努力提高功率密度水平并减小系统尺寸，开关频率不断提高，从而减小了集成到系统中的笨重磁性元件的尺寸。开关损耗与寄生电容(例如开关器件栅极中的寄生电容)不断充电有关。它们与开关频率成正比，并且在整个工作功率范围内保持一致。这些损耗往往在较低的功率水平上最为普遍，这会对系统效率产生重大影响。那么，PFC为什么对效率如此重要? 电力公司提供的所有电网电源都是交流电，并且电压波形始终为正弦波。但是，电流波形的形状和相位不一定是正弦波，而是由供电负载决定的。对于最简单的纯电阻负载(例如加热元件)，负载电流与电压同相并保持正弦曲线。在这种情况下，计算输出的功率仅是将电压和电流相乘的问题。其他类型的负载(例如电动机)可能包括电抗组件(感性或容性)。在这种情况下，当电流波形保持正弦波状时，它将相对于电压波形发生相移，而负载中的电抗量将决定相移量。功率计算需要考虑相位，因此有效功率由以下公式确定：有功功率= V * I * cos(Φ) 这里f表示电压和电流波形之间的相角，而cos(Φ)被称为“位移因数”。在电阻性负载中，电流和电压在同相中cos(Φ)的值为1 –表示正常功率仍然是电压和电流的乘积。但是，实际负载通常不是那么简单，尤其是在负载是开关电源(SMPS)的情况下。这些单元通常具有二极管桥式整流器和浪涌电容器，这将导致电流波形失去其正弦形状并变成一系列尖峰。当波形失真且不再是正弦波时，将使用与波形的总谐波失真(THD)关联的“失真因子”(cos(Θ))计算有功功率。因此，在电流和电压同相但电流波形非正弦的系统中，适用以下公式：有功功率= V * I * cos(Θ) 在电流波形既有相移又有失真的情况下，情况会变得有些复杂。在此，必须同时应用位移因子和失真因子：有功功率= V * I * cos(Θ)* cos(Φ) 任何系统的功率因数仅是两个因素的乘积：功率因数= cos(Θ)* cos(Φ) 实际上，这意味着电压和电流之间的相位差越大，或者电流波形越失真，功率因数就越低，因此有功功率就越低。由于功率因数也会影响效率，因此这现在是功率设计人员需要解决的关键领域。需要校正功率因数相对复杂的数学表明，如果频率相同，将两个正弦波形相乘只能得到大于零的值。结果，可以推断出谐波电流对系统的有用输出功率没有贡献，应该减少或消除。正是这被大多数人认为是主要的PFC标准EN 61000-3-2所采用的方法。与许多现代效率规格(包括美国环境保护署(EPA)的能源之星)一样，EN61000-3-2试图通过定义严格的谐波电流限制来降低电流波形的THD，直到40次谐波为止。实现PFC的最常见方法是，使用市售PFC控制器中的几种常见控制方案之一，在桥式整流器和大容量电容器之间插入一个有源级。可能最广泛使用的控制方案是连续传导模式(CCM)，该模式以固定频率运行，并且经常在功率更高(> 300W)的系统中找到。流行的替代方法是临界传导模式(CrM)控制。通过仅在电感器电流降至零时才进行开关，从而无需快速恢复二极管。这降低了系统成本，但导致了可变的开关频率。 CrM在低功率系统(例如照明系统)中特别普遍。 PFC控制方案还有进一步的增强，其目的是提供更高的效率，例如将工作频率限制在定义的范围内。一些控制方案响应于负载变化而改变传导模式，以确保实现最佳效率。实用的PFC解决方案尽管可以使用分立组件从头开始设计PFC机制，但这很少见。大多数工程师会选择使用内置有PFC控制方案的现成控制IC。安森美半导体的FL7921R CrM照明控制器是一种高度集成的器件，将PFC控制器与准谐振(QR)PWM控制器结合在一起。它采用受控导通时间技术来提供稳定的DC输出，执行自然的PFC。该IC包括一个THD优化器，可减少过零时的输入电流失真，从而提高功率因数。 PFC功能始终处于打开状态，以确保始终在包括最重要的轻负载下始终充分优化功率因数(图1和2)。意法半导体(STMicroelectronics)的STNRGPFx2适用于焊接，工业电动机，电池充电器和电源等高功率PFC升压应用，是一种两通道交错式CCM PFC数字控制器。该固定频率设备能够驱动两个交错的PFC通道，并具有浪涌电流限制，以及诸如分相操作之类的更复杂的功能。使用意法半导体的eDesignSuite，客户可以快速轻松地配置该设备(图3)。总结管理和控制现代电力系统的功率因数是提高所有工作条件下效率的关键，包括传统上效率非常低的轻负载。在具有挑战性的效率指标的驱动下，由于消费者和公司越来越意识到运营成本以及废能源对环境的不利影响，充足的PFC现在已成为关键的采购要求。幸运的是，有许多高度集成的控制器可供使用，使工程师可以轻松实现各种复杂的PFC方案以适合其特定应用。以上就是实现实现新效率目标的基本要素的一些方法。

时间：2020-03-24 关键词：效率功率因数 pfc
反激式LED驱动解析

在科技高度发展的今天，电子产品的更新换代越来越快，LED灯的技术也在不断发展，为我们的城市装饰得五颜六色。本文介绍一种带单级(单开关)PFC的反激式恒压，恒流75WLED驱动电源，其电路如图，AC输入电压范围为208~277V,输出24V、3.125A，用来驱动75W的LED阵列灯。TOP250YN是PI公司推出的一种TOPSwitch-GX离线式开关，采用7脚T0-220-7C封装，内置PWM控制和保护电路及700V的功率MOSFET。利用单级反激式变换器实现高功率因数的方法是单个AC周期内保持UI中MOSFET的开关占空比因数保持恒定，这就要求流入Ul控制端(引脚C)的电流不变，方法是增加电容c5的电容量。在UI引脚C与U2B之间加入一级射极跟随器Q1,井在其基极连接电容CIO.从Ql发射极看，若Q1电流增益是hFE，CIO则增加到ClOxhFE.该电容与c5-起。足以使Ul控制端上的电流保持恒定，实现o-978(@277VAC)-0.992(@208VhAC)的高功率因数，输入电流谐波含量低于IEC61000-3-2允许限值。电压反馈由VR2、R16和U2A提供，通过控制Ul操作占空比提供恒压输出。在空载下，输出电压被限制在28V.Rll、R12、R13、Q2、Q3、Q4及其相关电路及U2A构成恒流电路，将输出电流设定在3.lA(正负10%)。 D12、C15、C16、R18、R19、R20和05组成软启动电路，以在输出达到稳压之前对电容C10预充电，可以防止输出过冲。D12和C15产生一个独立辅助电源。C15上的充电电压上升率远比C11和C12主输出上的电压上升率快，在05导通后，电流经R21进入U2A，U2B对C10预充电，从而消除了启动期间的输出过冲。输出整流器使用两个二极管D10和Dll，并分别连接在分开的次级绕组上，这样可以减小功率耗散，改善两个二极管之间的电源分配，提高整流效率。后置输出滤波器L5和C17,用作减小输出上的开关噪声。整个电路的效率在85.32%(@277VAC)-86.01%(@208VAC)之间。变压器采用EER28PC40磁芯和EER2810引脚骨架，初级绕组26匝，次级绕组各为6匝，光耦合器偏置绕组3匝，井含两个由铜带绕l匝组成的屏蔽层。相信在未来的科学技术更加发达的时候，LED会以更加多种类的方式为我们的生活带来更大的方便，这就需要我们的科研人员更加努力学习知识，这样才能为科技的发展贡献自己的力量。

时间：2019-10-22 关键词：电源技术解析 led驱动电源反激式恒压 pfc
了解PFC对实现高能效至关重要

认识到需要改进，各国政府和行业协会都制定了书面标准，在某些情况下必须在产品投放市场前就满足这些标准。关注成本或有环保意识的客户在做出购买决定时依赖于这些标准，以确信他们在购买高能效的产品。需要解决的一个关键领域是功率因数校正(PFC)级，包括电磁干扰(EMI)滤波器。高能效不仅仅在单个点对于任何与电源有关的应用，能效一直是个问题，也是制造商在其规格中规定的一个参数。然而，在过去高能效被认为是单个点尽可能最好的数字，通常在满载的75%左右。因此，制造商将注意力集中在这一负载水平，以提高他们所理解的产品能效。但实际上器件在这个功率水平上只工作一小部分时间。在实际应用中，特别是具有动态负载的应用中，这代表实际能效远远低于预期。为了解决这种情况，现代能源标准考虑的是整个能效曲线的性能，而不仅仅是曲线上的最佳点。因此，设计人员正在研究如何设计电源转换系统的关键器件，以在低负载和中等负载水平下工作得更好。最关键的一个领域是PFC级和EMI滤波器，二者共消耗高达8%的输出功率。 PFC概述电力公司的供电电压总是正弦的，但线路电流的波形和相位取决于所供电的负载。对于最简单的电阻负载，负载电流也是正弦的，并且在相位上使功率易于计算。如果负载中有电抗元件，如电感或电容器，则负载电流保持正弦，但相移与电压有关。在这种情况下，有功功率(也称为“实际”或“平均”功率)像以前一样计算，但要乘以相角(位移因子)的余弦。无功负载越多，有功功率越低。非线性负载的情况更复杂，例如集成一个二极管桥和大输入电容的典型开关电源的输入级。在这里，电流是一系列浪涌尖峰，计算功率要使用傅里叶变换(Fourier transformation)。图1：无功负载(左)和非线性负载(右)的电压(蓝色)和电流(红色) 平均两个正弦波的乘积需要复杂的计算，只有当两个波形具有相同的频率时，才能给出一个非零的结果。但由此可以得出，只有基本分量才能提供真正的功率，而谐波只产生无用的循环电流。与位移因子类似，失真因子模拟失真(非正弦)波形对实际功率的影响，将实际功率定义为均方根电压、均方根电流和这两个因子的乘积。进一步分析将表明总谐波失真(THD)。实际上，系统的功率因数只是位移和失真因子的乘积，因此，真正的功率是均方根电压、均方根电流和功率因数的乘积。校正功率因数的实用方法涉及PFC的主要标准是EN 61000-3-2 ，这是为了最小化从电网提供的任何电流的THD而编写的，通过定义从第二次到第四十次的所有谐波的最大幅值来实现。PFC的要求也在其他文件中(例如能源之星规范Energy Star)有所提及，许多人认为这导致了PFC技术普遍用于许多应用。到目前为止，用于满足这些标准的最常见和最有效的PFC是有源PFC。一种典型的方法是在输入整流桥和大电容器之间添加一个PFC预稳压器，以提供恒定的电压，同时确保电流波形是正弦的。图2：PFC在二极管桥和大电容器之间这种方法除了明显提高功率因数外，还有许多好处。从PFC阶段的输出通常是一个相当好调节的400 V，这使得下游转换器的设计更容易，成本更低。另外，无脉冲电流降低了EMI滤波要求，减少了体积和成本. 然而，这种类型的PFC预转换器不能达到100%的能效，因此，确实造成了系统损耗。在任何电源系统中，都有两种主要类型的损耗，开关和导通。导通损耗是两种损耗之和：一种由于桥二极管的正向电压等因素与系统功率成正比，另一种与系统功率平方成正比，从而构成阻抗损耗如MOSFET的导通电阻。在较高的功率水平下，后者对能效的影响最大。图3：开关和导通损耗构成电源系统的总损耗另一方面，开关损耗很大部分与电流成正比，因此与传输的功率成正比。而其它部分是恒定的，与系统的功率无关。它们是由寄生电容和电荷电流引起的，通常与系统的开关频率成正比。随着设计人员增加工作频率以减少系统尺寸，开关损耗成为一个更大的挑战，特别是在较低的功率水平下，它们在能效损耗中占相当大比例。 PFC控制方案 PFC的各种控制方案都是为了满足不同系统的需要而开发的，但总目标都是降低轻载下的开关损耗和较重负载下的导通损耗。如图所示，有三种基本的控制方案。连续导通模式(CCM)在固定频率工作和限制电感电流纹波，同时支持更高损耗。它通常用于较高功率系统(>300 W)。临界导通模式(CrM)在电感电流降到零时开始一个新的开关周期，从而可省去快速恢复二极管。这导致可变开关频率具有较大纹波电流。这种简单而低成本的方案广泛用于包括照明在内的低功耗应用。随着低导通电阻的MOSFET越来越普遍，CrM正用于更高功率的应用中。图4：初级单路PFC工作模式频率钳位临界导通模式(FCCrM)是在几年前由安森美半导体推出的，用以限制CrM下的扩频。在频率最高的轻载下，工作模式改为非连续导通模式(DCM)，以降低开关损耗。额外的电路解决了DCM中典型的“死区时间”，从而确保当前的波形是正确的形状。

时间：2019-10-10 关键词：电源其他电源电路校正功率因数 pfc
LED驱动的原边反馈

在科技高度发展的今天，电子产品的更新换代越来越快，LED灯的技术也在不断发展，为我们的城市装饰得五颜六色。LED驱动电源目前正朝着高功率因数、高输出电流精度、高效率、高可靠性和低成本、小尺寸方向发展，因此，带PFC(功率因数校正)的原边电流反馈准谐振技术方案已渐渐成为市场主流。现有的照明用LED驱动电源目前标准仍有待统一，但PFC在全电压范围内做到0.95以上、输出电流精度做到±3%以内、效率做到90%以上、启动时间在0.5s以内、输出电压纹波小于5%等，已经成为一些业内领先的芯片供应商设置的技术竞争门槛。要达到上述这些要求，市场必然要求有一款功能全面、性能优异的芯片，同时，这也对系统设计者提出了更高的要求。本文从芯片和系统两个层面，详细分析了影响上述性能的原因和提高各项性能的手段，并给出了实验波形和数据。无论对于LED驱动芯片设计者还是系统设计者而言，都具有一定的参考意义。基本原理 LED驱动电源功率较小，器件的应力裕度较大，加之其对尺寸有严格要求，需采用尽可能小的原边电感量，因此，它一般采用DCM峰值电流控制PFC的方式。其原、副边的电流方程为：芯片采样Vcs和tdis/T两个信号，再将两个信号相乘和Vref相比较;两者的差值经过一个跨导放大器(gm)和Ccomp电容滤波，再将滤波的结果和Vin的采样结果Vins一起送入到乘法器相乘;乘法器输出即为Vcs的给定信号，芯片以此来控制开关管的关断。接下来，由上面的逻辑框图可知，要保证乘法器的输出是一个良好的正弦波形，这个和三个因素有关：第一是Vcomp电容要足够大，才能滤去100Hz的工频纹波。但该电容也不能选择过大，否则会使得上电后抽取过多Vcs电容的能量而导致UVLO出现。选择过小，则会出现输入电流波形向前偏的现象，且该现象因为输入电压的升高而日趋严重。因为Vcomp上纹波大小不变，但稳态值变小，相应纹波所占比例越大。第二是整流桥后端电容Cin要足够小，才能保证良好的正弦波形。此外，电容过大的话，电容上的充放电电流会和原边电流叠加，也会使得输入电流向前偏。但Cin也不能太小，否则会使得输入电压的开关纹波变大。极端情况下，仅靠Cin已不足以维持一个开关周期的开通，而前端又有电感使得电流不能突变，从而导致输入电流波形紊乱。同时，过小的Cin也不利于对差模干扰的抑制。第三，乘法器要求有宽广的线性度。上面解决的是cos?,而没有考虑THD的影响。首先，乘法器要有良好的THD;再次，开关频率要尽可能抬高来降低输入电流纹波;最后，在电源进线端要选择电感匹配，这样才能做到高的PF值。恒流精度的影响因素和提高手段根据公式(3)，恒流精度受两个因素影响：一是每个周期Vcs的峰值检测。由于芯片内部比较器的延时等因素，真正检测到最终的峰值难度很大(往往检测值都要小于真实的峰值)。这也是影响系统线调整率的主要因素。二是tdis/T的检测，其关键又在于tdis的检测。tdis的检测一个是开始点的确定，一个是结束点的确定。 PT4209中以DET脚超过1.25V为开始点的起始点。这个点和实际的真实开始点略有超前(相当于加进去一个tdis的小量)，正好补偿因为Vcs的峰值检测漏掉的一点峰值。此外，这个上升时间量和Vin+ Vr/sub>大小成正比，所以就算对线调整率有影响也非常有限。另一端，如何判断tdis时间的结束，无论对于PSR恒压还是恒流，都是至关重要的一环。由于真正检测到该点有一定难度，市面上一般的芯片都只是简单地采取判断DET脚过零来近似认为是tdis的结束。好一点的芯片会在内部减去一个预先设定好的时间，但一旦系统选择不一样的参数，则补偿的结果不是偏大就是偏小。有些还需要在MOS管DS两端挂电容或在DET脚对地挂电容来进行补偿。 PT4209采用了先进的自适应判断方法。在输出二极管关断后，芯片内部记录振荡周期，并将其补回到下一个周期的tdis的计算中。这样做不仅可以保证精确的采到tdis,系统不需要增加任何元件，也使得芯片对不同系统的适应性更强。此外，对于PCB的走线，Rcs的地要和芯片地接在同一点;整流桥后端电容、变压器原边、MOS管和Rcs四个元件组成的回路要尽可能小;芯片DRV脚、Rdrv和MOS管G极组成的驱动回路也要尽可能短。这样才能保证Vcs的峰值检测尽可能准确。系统效率和启动时间的影响因素和提高手段前文已经提到，PT4209采用准谐振开通的方式，在低压甚至零压时开通MOS管，极大降低了开关管的开通损耗。实际参数设计时，在保证MOS耐压安全的前提下，可以尽量提高反射电压Vr的值，进一步降低高压输入时的开关损耗。适当增加RCD snubber(电压关断型缓冲器)电路的Vclamp值，减小Rdrv值，也能加快开关速度，降低开关损耗。但该法会恶化系统EMI性能，需要折中考虑。另外，由于PT4209这类芯片拓扑结构的固有特点，原边需要进行PFC.输入电容较小，抑制输入交流纹波的任务落在了输出电容之上，加之对于输出电压纹波有小于5%(一级标准)的要求，输出电容会选择的较大。这样要使上电后不出现UVLO,Vcc电容也要适当加大，而Rst电阻因为效率问题一般要选1M以上，更加减慢了上电时间。PT4209借鉴了开关电源中常用的加速启动的方法，上电后强制拉高Vcomp值，启动时原边以OCP方式工作。然后，再通过闭环控制将Vcomp值降到正常值。通过此方法，能够使得系统在全电压输入范围内，将启动时间控制在0.5s以内。这样做在一些特定的系统中，可能会造成LED启动过流的现象，但由于人眼的视觉暂留，一般很难被人眼所察觉。同时，系统也可以通过减小Ccomp、增大Vins采样分压变比、增大Cout、降低Vr或将DET脚1.25V时对应的Vout抬高等多种手段，避免过冲的发生。系统测试波形和实验数据实测LED启动时间小于0.5s,效率高于90%.另外，PT4209还具有PWM调光、模拟调光两个调光功能，调光信号从DIM脚输入，能够轻松做到1%以下的调光精度，整个调光过程线性度也非常好。如果用户需要带可控硅调光的功能，在PT4209的基础上，华润矽威公司又同步推出了带可控硅调光的芯片PT4208.该芯片所需外围元件较少，真正做到了无闪烁TRIAC调光。上述两款芯片的详细系统设计过程和测试数据可以参考PT4209、PT4208的芯片手册和应用说明。本文详细分析了带PFC的原边反馈准谐振芯片PT4209系统设计中的若干难点，并对于如何提高系统PF值、输出电流精度及系统效率，做了详细的理论分析和试验验证。从试验结果可以看出，采用PT4209芯片的LED驱动系统具有高功率因数(>0.95)、高恒流精度(<±3%)、高效率(>90%)和快速启动(<0.5s)等诸多优点。该芯片是一款十分优秀的LED恒流驱动芯片。虽然LED在生活中处处可见，但是LED也还有一些不足需要我们的设计人员拥有更加专业的知识储备，这样才能设计出更加符合生活所需的产品。

时间：2019-09-29 关键词：电源技术解析 led驱动电源芯片采样 pfc
了解PFC对实现高能效至关重要

几乎每个人都意识到需要优化能效，无论是力求在高能源价格时代限制成本的消费者和企业运营商，还是期望满足日益复杂的要求和众多标准的设计人员。如果尚未以浪费能源的高成本为动力，那么产生能量对环境的影响就会随着热量的增加而成为越来越显著的问题。认识到需要改进，各国政府和行业协会都制定了书面标准，在某些情况下必须在产品投放市场前就满足这些标准。关注成本或有环保意识的客户在做出购买决定时依赖于这些标准，以确信他们在购买高能效的产品。需要解决的一个关键领域是功率因数校正(PFC)级，包括电磁干扰(EMI)滤波器。高能效不仅仅在单个点对于任何与电源有关的应用，能效一直是个问题，也是制造商在其规格中规定的一个参数。然而，在过去高能效被认为是单个点尽可能最好的数字，通常在满载的75%左右。因此，制造商将注意力集中在这一负载水平，以提高他们所理解的产品能效。但实际上器件在这个功率水平上只工作一小部分时间。在实际应用中，特别是具有动态负载的应用中，这代表实际能效远远低于预期。为了解决这种情况，现代能源标准考虑的是整个能效曲线的性能，而不仅仅是曲线上的最佳点。因此，设计人员正在研究如何设计电源转换系统的关键器件，以在低负载和中等负载水平下工作得更好。最关键的一个领域是PFC级和EMI滤波器，二者共消耗高达8%的输出功率。PFC概述电力公司的供电电压总是正弦的，但线路电流的波形和相位取决于所供电的负载。对于最简单的电阻负载，负载电流也是正弦的，并且在相位上使功率易于计算。如果负载中有电抗元件，如电感或电容器，则负载电流保持正弦，但相移与电压有关。在这种情况下，有功功率(也称为“实际”或“平均”功率)像以前一样计算，但要乘以相角(位移因子)的余弦。无功负载越多，有功功率越低。非线性负载的情况更复杂，例如集成一个二极管桥和大输入电容的典型开关电源的输入级。在这里，电流是一系列浪涌尖峰，计算功率要使用傅里叶变换(Fourier transformation)。图1：无功负载(左)和非线性负载(右)的电压(蓝色)和电流(红色)平均两个正弦波的乘积需要复杂的计算，只有当两个波形具有相同的频率时，才能给出一个非零的结果。但由此可以得出，只有基本分量才能提供真正的功率，而谐波只产生无用的循环电流。与位移因子类似，失真因子模拟失真(非正弦)波形对实际功率的影响，将实际功率定义为均方根电压、均方根电流和这两个因子的乘积。进一步分析将表明总谐波失真(THD)。实际上，系统的功率因数只是位移和失真因子的乘积，因此，真正的功率是均方根电压、均方根电流和功率因数的乘积。校正功率因数的实用方法涉及PFC的主要标准是EN 61000-3-2，这是为了最小化从电网提供的任何电流的THD而编写的，通过定义从第二次到第四十次的所有谐波的最大幅值来实现。PFC的要求也在其他文件中(例如能源之星规范Energy Star)有所提及，许多人认为这导致了PFC技术普遍用于许多应用。到目前为止，用于满足这些标准的最常见和最有效的PFC是有源PFC。一种典型的方法是在输入整流桥和大电容器之间添加一个PFC预稳压器，以提供恒定的电压，同时确保电流波形是正弦的。图2：PFC在二极管桥和大电容器之间这种方法除了明显提高功率因数外，还有许多好处。从PFC阶段的输出通常是一个相当好调节的400V，这使得下游转换器的设计更容易，成本更低。另外，无脉冲电流降低了EMI滤波要求，减少了体积和成本.然而，这种类型的PFC预转换器不能达到100%的能效，因此，确实造成了系统损耗。在任何电源系统中，都有两种主要类型的损耗，开关和导通。导通损耗是两种损耗之和：一种由于桥二极管的正向电压等因素与系统功率成正比，另一种与系统功率平方成正比，从而构成阻抗损耗如MOSFET的导通电阻。在较高的功率水平下，后者对能效的影响最大。图3：开关和导通损耗构成电源系统的总损耗另一方面，开关损耗很大部分与电流成正比，因此与传输的功率成正比。而其它部分是恒定的，与系统的功率无关。它们是由寄生电容和电荷电流引起的，通常与系统的开关频率成正比。随着设计人员增加工作频率以减少系统尺寸，开关损耗成为一个更大的挑战，特别是在较低的功率水平下，它们在能效损耗中占相当大比例。PFC控制方案PFC的各种控制方案都是为了满足不同系统的需要而开发的，但总目标都是降低轻载下的开关损耗和较重负载下的导通损耗。如图所示，有三种基本的控制方案。连续导通模式(CCM)在固定频率工作和限制电感电流纹波，同时支持更高损耗。它通常用于较高功率系统(>300W)。临界导通模式(CrM)在电感电流降到零时开始一个新的开关周期，从而可省去快速恢复二极管。这导致可变开关频率具有较大纹波电流。这种简单而低成本的方案广泛用于包括照明在内的低功耗应用。随着低导通电阻的MOSFET越来越普遍，CrM正用于更高功率的应用中。图4：初级单路PFC工作模式频率钳位临界导通模式(FCCrM)是在几年前由安森美半导体推出的，用以限制CrM下的扩频。在频率最高的轻载下，工作模式改为非连续导通模式(DCM)，以降低开关损耗。额外的电路解决了DCM中典型的“死区时间”，从而确保当前的波形是正确的形状。安森美半导体提供广泛的器件方案，包括功率因数控制器和电源开关，以及重要的设计资源，使设计人员有把握地开发PFC方案。

时间：2019-07-19 关键词：能效电抗元件 pfc
经验分享:临界模式下的PFC电感量推导过程

在我们学习过程中，对于很多工程师来说开关电源PFC电感的计算比较懵，其实临界模式PFC电感量计算真的非常简单。今天我对临界模式下的PFC做了一下简单的推导，我觉得比反激正激变压器要更好更容易计算，也更好理解。好了我们一起进入正题我们要计算就得找切入点，我们都知道升压PFC我们计算都是在最低输入交流电压下，电压波峰时来计算。磁通密度公式下面我们再来证明第1点是否正确，对于第1点的证明稍微复杂一点，不过不要紧我们一步步来。 PFC的最低开关频率实际上是由电感来决定的。我们假设一个PFC开关电源输入电压Vin为Vac，在开关MOS VT1导通时，PFC升压电感T两端的电压是Von，当开关MOS VT1关断时电感T两端的电压是Voff，输出电压为Vo，波峰处的峰值电流为Ipk(关于在额定负载下Ipk只要输入电压固定了Ipk就固定了)。 1、在这个点(最低输入电压波峰处)计算既有特殊性(频率最低)容易计算。 2、在这个点(最低输入电压波峰处)又是磁芯的磁通密度最大的时候这样算出来能保证整个范围不饱和。所以我们在最低输入电压下的波峰位置来计算PFC电感是最方便的。建议上面的推导过程的这2点，只要知道结构就行没必要太纠结，直接在这个点计算电感量就好了。我们下面开始计算PFC电感的电感量首先计算出 Ipk，功率/电压乘以根号下2 就是工频峰值电流 D，就是Boost的占空比一样的方法 Ton 当然还有自己预设最低工作频率fs_min 下面直接根据功率的公式，再引入电感量来列出公式 Pin=Vin_min*I 我们在I中引入电感的参数由于是CRM模式所以工频峰值电流刚好就是高频峰值电流的一半 Ip=2*Ipk Ipk=Ip/2 然后计算有效值电流然后再根据功率计算公式功率=有效值电压*有效值电流化简得到至此，临界模式下的PFC电感量的计算公式已经出炉。今天的讲解到此结束了，如有错误的地方还请各位工程师及时指出，请在下方留言评论。

时间：2019-05-06 关键词：经验电感量 pfc