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副边变压器端接提升高速ADC的增益平坦度

　　正确选择输入网络元件对于高速ADC的驱动和输入网络的平衡至关重要(参考应用笔记：“正确选择输入网络，优化高速ADC的动态性能和增益平坦度”)。　　在较高IF应用中，端接电阻的位置非常重要。交流耦合输入信号可以在变压器的原边或副边端接，具体取决于系统对高速ADC增益平坦度和动态范围的要求。宽带变压器是一个常用元件，能够在较宽的频率范围内将单端信号转换成差分信号，提供了一种快速、便捷的解决方案。　　原边端接　　本文以MAX1124 (Maxim近期推出的250MHz、10位高IF ADC)为例，讨论不同的端接架构以及对高速ADC增益平坦度和动态范围的影响。我们首先以原边端接电路为例(图1a)，阻抗为50Ω的信号源作用在ADT1-1WT变压器的原边。变压器副边通过0.1µF交流耦合电容连接到MAX1124的输入滤波网络(10Ω隔离电阻 + ADC输入阻抗)。INP和INN引脚不需要额外安装输入滤波电容。这种配置下，变压器原边能够实现很好的匹配，而变压器副边的等效ADC输入阻抗为4kΩ /3pF。不平衡的副边阻抗与变压器的漏感将构成谐振电路，在450MHz至550MHz频率范围内产生增益尖峰频率(图1b)。图1a图1b　　副边端接　　为了在驱动差分输入时消除增益尖峰，我们移掉了原边端接电阻，采用副边端接，将阻抗为50Ω的信号源作用到ADT1-1WT。这种情况下，副边端接需要两个25Ω电阻，分别连接在顶端/底端与中心抽头(图2a)。匹配电阻之后是0.1µF交流耦合电容和输入滤波网络(15Ω串联电阻 + ADC输入阻抗)，这样可以在副边获得较好的平衡信号，作用到ADC的输入。与图1配置类似，INN和INP引脚没有额外的输入滤波电容。这种端接方式可以消除450MHz至550MHz频带内的增益尖峰。必要时，可以将15Ω隔离电阻更换成30Ω，增大直流衰减。虽然这种端接方式能够获得更加平坦的频率响应，但频带宽度有所损失(图2b)。图2a图2b　　结论　　这篇应用笔记讨论了高速数据转换器的输入网络设计中，合理选择无源元件非常重要，而这些元件的合理使用也同样重要。例如，如果系统对增益平坦度要求非常严格，则必须避免转换器差分输入端的不平衡和谐振，保证系统的动态指标。　　两种配置中，输入端都没有使用滤波电容，这样会在INP和INN引脚引入额外的噪声。从简单分析结果看，将使信噪比(SNR)下降0.2dB到0.5dB。绝大多数高IF ADC应用中，在较宽的频率范围内保证增益的稳定性(增益平坦度)和动态范围非常关键，对于一个10位分辨率的数据转换器，可以接受噪声性能不太明显的劣化。

时间：2019-02-18 关键词：增益 adc 变压器驱动开发平坦
750MHz差分ADC驱动器

;;; LMH6555芯片是直流耦合、输入频率高达750MHz的差分驱动器，可以用来驱动超高速模数转换器。这款驱动器可将单端信号转为差分信号，具有iooQ的差分负载驱动能力，固定增益高达13.7dB，带宽则高达1.2GHz。若输入频率为750MHz，其无杂散信号动态范围( SFDR)高达53dB，2次及3次谐波失真分别只有- 53dBc及- 54dBc，噪声为15dB，而且不需要外置电路便可提供输出钳位、共模控制及增益等功能。LMH6555放大器芯片采用16引脚的LLP封装。它采用3.3V的供电，电流为120mA。10D680K ;;;;;; LMH6555构成的差分ADC驱动器如图8. 70所示。图中，ADC081000是一个千兆赫图8. 70;; LMH6555构成昀差分ADC驱动器高速模数转换器，芯片以1. 6GHz操作时，其有效位数可达7.5，具有0.15的最低有效位微分非线性特性( LSB DNL)和0.35的最低有效位积分非线性特性(LSB INL)，功耗只有1. 4W，适合测试及测量仪表等设备使用。;;;;;;;;;;; ;;;;;

时间：2018-10-30 关键词： mhz 驱动器差分 adc 驱动开发
高精度ADC电路板布局与布线案例

在设计一个高性能数据采集系统时，勤奋的工程师仔细选择一款高精度ADC，以及模拟前端调节电路所需的其他组件。在几个星期的设计工作之后，执行仿真并优化电路原理图，为了赶工期，设计人员迅速地将电路板布局布线组合在一起。一个星期之后，第一个原型电路板被测试。出乎预料，电路板性能与预期的不一样。这种情景在你身上发生过吗? 最优PCB布局布线对于使ADC达到预期的性能十分重要。当设计包含混合信号器件的电路时，你应该始终从良好的接地安排入手，并且使用最佳组件放置位置和信号路由走线将设计分为模拟、数字和电源部分。参考路径是ADC布局布线中最关键的，这是因为所有转换都是基准电压的一个函数。在传统逐次逼近寄存器 (SAR) ADC架构中，参考路径也是最敏感的，其原因是基准引脚上会有一个到基准源的动态负载。由于基准电压在每次转换期间被数次采样，高电流瞬变出现在这个终端上，其中的ADC内部电容器阵列在这个位置位时被开启和充电。基准电压在每个转换时钟周期内必须保持稳定，并且稳定至所需的N位分辨率，否则的话会出现线性误差和丢码错误。图1显示典型12位SAR ADC基准终端上的转换阶段期间的电流瞬变。图1.12位SAR ADC基准引脚上的电流瞬变由于这些动态电流，需要使用高质量旁路电容器(CREF)对基准引脚进行去耦合操作。此旁路电容器被用作一个电荷存储器，在这些高频瞬变电流期间提供瞬时充电。你应该将基准旁路电容器放置在尽量靠近基准引脚的位置上，并使用较短的低电感连接将他们连接在一起。图2 显示了针对ADS7851，14位双ADC(具有两个独立电压基准)的电路板布局布线示例。图2.具有两个独立内部电压基准的双ADC布局布线示例在这个四层PCB电路板示例中，设计人员使用了一个位于器件正下方的坚固接地平面，并且将电路板划分为模拟和数字部分，以使敏感输入和基准信号远离噪声源。他用10μF，X7R级，尺寸0805的陶瓷电容器 (CREF-x)来旁路REFOUT-A和REFOUT-B基准输出，以实现最优性能，并且将他们连接至使用小型0.1 ?串联电阻的器件上，以保持总体低阻抗和高频时的恒定阻抗;他还使用宽迹线来减少电感。我强烈建议把CREF与ADC放置在同一层上。你还应该避免在基准引脚和旁路电容器之间放置导孔。ADS7851的每一个基准接地引脚都具有一个单独的接地连接，而每个旁路电容器都有单独到接地路径的电感连接。如果你正在使用需要一个外部基准源的ADC，你应该尽量减少参考信号路径中的电感-这个路径的起点为基准缓冲器输出到旁路电容器，直到ADC基准输入。图3显示了使用外部基准和缓冲器的一个18位SAR ADC ADS8881的布局布线示例。图3. 具有一个外部基准和缓冲的ADC布局布线示例通过将电容器放置在引脚的0.1英寸范围以内，并且将其与宽度为20密耳的迹线和多个尺寸为15密耳的接地导孔相连，设计人员将基准电容器和REF引脚之间的电感保持在少于2nH的水平上。我推荐使用一个额定电压至少为10V的单个、10uF，X7R级，尺寸0805的陶瓷电容器。基准缓冲器电路到REF引脚的迹线长度被保持尽可能的短，以确保快速稳定响应。 REF引脚的正确去耦合对于实现最优性能十分关键。此外，在参考路径中保持低电感连接使得基准驱动电路在转换期间保持稳定，使你向获得所需的效果又迈进了一步。

时间：2016-10-12 关键词：高精度 PCB 电路设计 adc
提升ADC分辨率的电路设计

　　许多数据采集系统都要求高精度和快速采集数据，以便允许该系统能够检测小信号并且能将更多的传感器通道聚集在同一系统。传感器通道越多，系统的外形就能够越小，成本和功耗也越低。远程光通信和医用设备（例如，CT扫描仪）即得益于快速和高精度的数据采集系统。在光功率系统（例如，激光泵）中，需要不断监视其功率水平。在这种数据采集系统中，对于需要≥90dB动态范围的输入激光功率，其激光控制环路响应时间要求具有1MSPS的采样率。在CT扫描仪中，数据采集系统必须具有16 b到22 b的分辨率，以便处理通过各种人体组织的宽动态范围的X射线信号。该系统需要大量的光检测器（较多的数据采集通道）和高精度数据采集以提高图像分辨率。　　以上两个例子说明了系统要求的是相对精度，而非绝对精度。尽管能够检测出10nW的功率变化相对于1μW的输入光功率很重要，但同样的10nW变化作为1.00001mW与1mW之差的绝对值则显得无足轻重。然而表征模数转换器（ADC）精度的技术指标--积分线性误差（INL）是一种绝对误差。为了获得最佳相对精度，本文提出一种创新的解决方案是在精密ADC前端使用可编程增益放大器（PGA）。AD7677 ADC的满量程线性误差为±15 ppm（在16 bit分辨率条件下为±1 LSB）。在此ADC前端的PGA达到稳定状态的建立时间必须足够快，以便与具有相同分辨率ADC的转换速度相匹配。另外，该PGA还必须具有尽可能低的噪声，因为它决定数据采集系统的信噪比（SNR）。为了解决这些问题，本设计中的放大器采用AD8021运算放大器，它具有满足设计要求的速度、精度和快速建立时间，并且其电压噪声谱密度仅为2 nV/√Hz。图1示出该PGA增益设置与其ADC精度的对应关系。当输入信号幅度很低时能使该系统达到19 b精度。（See Fig 1 of original article）图1 在16位 ADC前端使用一个PGA能将其精度提高到19位　　ADC的相对精度通常是指在满度范围被校准的情况下，任意数字量所对应的模拟量实际值与理论值之间的偏差最大值，用相对满度范围百万分比（ppm）表示（也可用百分比，或LSB表示），再加减（±）其系统测量过程引起的最小绝对误差所对应的ppm。图2所示的电路设计能达到107ppm±1.9ppm的相对精度。模拟多路复用器IC4含有多个带宽较小的通道以便利用ADC的1MSPS采样率。因为PGA对多路复用器表现为高输入阻抗，所以可级联多个多路复用器，从而增加通道数。多路复用器还具有一个校准输入端口，从而利用一个校准基准电压就可以简便地校准每次增益设置引起的失调电压和增益误差。校准仅需要在加电或工作条件（例如，温度）发生变化时进行。放大链路由多路复用器、比较器、前置放大器和ADC组成。AD7677具有逐次逼近型结构，它允许放大链路中的单独部分同时工作。当ADC对一个通道进行采样时，其比较器和放大器可以使随后的通道达到稳定。因此，该数据采集系统能以ADC的最大采样速率工作。（See Fig 2 of original article）图2 通过PGA与16 位ADC结合使系统提供19 位精度　　在模拟多路复用器达到稳定之后，快速比较器IC1立刻完成适当的增益设置。比较器的阈值电压使信号被IC6 和IC7放大后不会饱和或嵌位。AD8561 比较器的响应时间为7 ns，它提供一个锁定信号，能够在放大器达到稳定期间和ADC捕获信号期间保持增益不变。通常的PGA配置要求用户在输入端施加信号之前预先设置放大器的增益。图2中的PGA具有"自动设置增益范围"的特点，它能够选择最适当的PGA增益以获得最高精度而不引起信号饱和或嵌位。比较器包含滞后电路，以便在信号接近某一个具体增益范围限制时减少设置的增益变化。该电路能自动将ADC的精度提高到19位，同时又能保持其1MSPS的全速采样速率。　　IC6 使用1或8的增益设置对多路复用器的输出信号进行放大，如果需要提供最大可达到25的不同增益，可以改变反馈网络电阻。模拟开关IC3控制增益的设置。运算放大器AD8021的高增益带宽乘积能提供足够的带宽，因而其补偿电容对所有的增益保持相同。放大器IC7 为ADC产生差分输入信号。比较器和放大器的建立时间以及ADC的捕获时间都远小于ADC 的1μs的转换时间。ADC两个输入端的RC噪声滤波器R1/C1和R2/C2，它们占用额外时间。这些滤波器限制PGA的噪声带宽。当IC7 的增益为-1时，PGA是数据采集系统主要的噪声源。　　图3示出该电路设计的线性误差。在这种最高增益设置条件下达到如此低的线性误差（图中示出最大值为0.44 LSB，最小值为-0.37 LSB）并非易事。这相当于±0.9 ppm的典型误差。当增益为8时，输出噪声为85 μV rms。如果需要，可以利用软件平均进一步减少噪声。图4示出使用AD7677评估板构成的完整数据采集系统，印制电路板面积为15×30 mm。See Fig 3 of original article）图3 数据采集系统对于所有可能ADC数字量的线性误差（See Fig 4 of original article）图4 以1美分硬币为参照的完整数据采集系统的相对尺寸

时间：2018-11-19 关键词：电路设计分辨率 adc
关于12位串行ADC与PC之间的接口电路设计

近几年来，IC制造商设计了实现接口的各种方法，并且特别重视减少IC接口I/O引脚的数量。MAX187就是这样一个器件，它是一个12位模/数转换器(ADC)。你可以利用串行数据通信技术产生与该ADC的一个接口。MAX187的模/数转换和数据传输仅需三条数字I/O线。你可以利用PC的Centronics打印机端口在MAX187和PC之间产生一个简易接口(图1)。只要将引脚分别设置为高电平或低电平，你就能启用或禁用MAX187(引脚 3)。如果使该引脚开路，则内部参考电压(4.096V) 就被禁用，你必须将一个外部参考电压加到引脚REF(引脚4)上。在其他情况下，该引脚与4.7μF旁路电容C1连接。通过使用SCLK引脚(引脚8)上的外部时钟脉冲，来自 MAX187的数字数据就以每次1位的速度传输给处理单元。一次完整的数据传输需要13个外部时钟脉冲。第一个时钟脉冲的下降沿锁存DOUT引脚(引脚6)的第一个数据位(MSB)。输出数据位在下一个外部时钟脉冲的下降沿就改变，可以读取串行数据位，直到下一个时钟周期的下降沿出现为止。模/数转换在ADC的引脚(引脚7)变成低电平时开始进行。该引脚必须保持低电平，直到模/数转换整个周期结束为止，随后进行串行数据传输。DOUT引脚从低电平至高电平的状态变化表示EOC(转换结束)状态。然后，串行的12位数据就可以进行传输了。MAX187的工作情况由软件控制。该软件应能产生成功完成转换所需的所有控制信号，而且应能检测EOC状态。它还应能产生13个外部时钟脉冲，以便读取串行12位数据并将其转换成并行数据。控制MAX187工作情况的软件是Turbo C++ 3.0版本(可从网站的《设计实例》的Web版本下载)。在代码中，Port定义与MAX187接口的PC的 Centronics端口。Write Port定义用于初始化模/数转换和产生外部时钟脉冲的端口。Read Port定义用于从ADC读取EOC和串行数据的端口。在将CS引脚和SCLK引脚下拉至低电平后，EOC环路检查EOC状态。如果未出现有效的EOC，则该环路将继续工作。有效EOC出现，13个时钟周期中的第一个周期就出现，并锁存第一个数据位(MSB)。此后，例行程序调用一个子例程(get_adc())。子例程产生剩下的外部时钟周期，以便读取12位串行数据。子例程还将接收到的串行数据转换成并行数据(adc_val)。这一转换过程为：使adc_val左移一位，由此将前一个数据乘以2，如果串行数据位的值为1，则将1加到并行数据上。一旦并行数据就绪，子例程将返回这个值并将其显示在屏幕上。图1 实现12位串行ADC与PC之间的接口是很容易的

时间：2019-07-30 关键词：电路设计 pc adc
Microchip发布集成16位ADC、10 Msps ADC、DAC、USB和LCD的PIC单片机

Microchip(美国微芯科技公司)日前宣布，推出全新单片机(MCU)系列——PIC24FJ128GC010。该系列是一款集成了一个完整模拟信号链的模拟片上系统，其中包括Microchip有史以来首个片上高精度16位ADC及10 Msps的12位ADC;还有一个DAC、两个运算放大器(运放)，并具备能够延长便携式医疗和工业应用电池寿命的超低功耗技术(XLP)。这种模拟集成和低功耗的组合降低了应用的系统成本和噪声，并且提高了其信号吞吐量。适用的应用包括便携式医疗监控设备(如血糖仪和血压计)，以及便携式监控设备(如电压和电流监控器、气体传感器和高转速传感器阵列)等工业应用。PIC24FJ128GC010系列集成了一个LCD显示驱动器，能够最多驱动472段，以支持信息丰富的用户显示(包括字母数字滚动条)。集成的USB可实现医疗设备上传临床数据，并能够作为工业设备的服务/数据端口。该系列器件还有一个片上mTouch外设来支持电容触摸传感功能。通过把一个16位ADC、USB和LCD集成到一个低功耗MCU中，便于实现外形尺寸非常小的电池供电应用。PIC24FJ128GC010系列与多芯片实现相比，大大降低了成本，有助于实现更低噪声、更快吞吐量、更小PCB尺寸和更快上市时间。 “设计高精度模拟电路是一个挑战。通过推出这一最新的智能模拟单片机系列，Microchip让模拟设计更加简单。” Microchip MCU16部门营销总监Terry Schmidt表示：“我们还创建了一款全面的入门工具包，以便客户可以利用它创建自己的软件、硬件和传感器。由于不需要设计电路板，因此显著缩短了开发时间。”

时间：2013-10-08 关键词： Microchip MCU adc 技术前沿
Linear推出14位4.5Msps 逐次逼近寄存器 (SAR) ADC LTC2314-14

21ic讯凌力尔特公司 (Linear Technology Corporation) 推出 14 位 4.5Msps 逐次逼近寄存器 (SAR) ADC LTC2314-14，该器件采用纤巧 8 引线 TSOT-23 封装，与同类解决方案相比，尺寸减小多达 90%，适用于空间受限型应用。这个小型 SAR ADC 在 8mm2 占板面积中集成了一个精确的 2.048V / 4.096V 基准，具备 7ppm/ºC 的典型温度系数和保证的 20ppm/ºC 最大温度系数。LTC2314-14 在 3V 至 5V 电源电压范围内工作，与市场上的其他同类器件相比，其功耗最低 (3V 时为 18mW，5V 时为 31mW)。LTC2314-14 具备串行 SPI 接口、纤巧占板面积和非常低的功耗，非常适用于多种便携式和空间受限型应用，包括医疗设备、通信系统和电池供电系统。凌力尔特还提供 LTC2315-12，该器件是与 LTC2314-14 引脚及软件兼容的 12 位版本，具备 5Msps 快速采样率。LTC2314-14 和 LTC2315-12 是 14 位和 12 位 SAR ADC 系列中两款领先的器件，该系列具备 500ksps 至 5Msps 采样率，14 位分辨率版本的 SNR 为 77.5dB，12 位分辨率版本的 SNR 为73dB。准确的 DC 规格包括：14 位版本的最大 INL 和 DNL 分别为 ±3.75LSB 和 ±0.99LSB，12 位版本的最大 INL 和 DNL 分别为 ±1.25LSB 和 ±0.99LSB。完整的 LTC2314 SAR ADC 系列可灵活地用 3V 或 5V 电源工作，提供单端单极性输入，采用小型 8 引线 TSOT-23 封装，集成了精确的基准，具备低功耗，可提供打盹和休眠模式以优化系统功耗。 LTC2314-14 和 LTC2315-12 已开始供货，提供商用、工业和汽车 (-40oC 至 125oC) 温度级版本。LTC2314-14 的千片批购价为每片 9.52 美元，而 LTC2315-12 的千片批购价为每片 5.17 美元。照片说明：采用纤巧 8 引线 ThinSOT™-23 封装的 14 位、4.5Msps SAR ADC 性能概要：LTC2314-14 和 LTC2315-12 · 4.5Msps 采样率 · 保证的 14 位无漏码 · 内部基准：2.048V / 4.096V 范围 · 低噪声：77.5dB SNR · 低功率：在 4.5Msps 和 5V 时为 6.2mA · 可灵活地采用 3V 或 5V 电源工作 · INL 最大值为 ±3.75LSB (5V)，DNL 最大值为 ±0.99LSB · 休眠模式时典型电源电流 <1μA · 打盹模式快速唤醒时间 (在单个转换周期之内) · 单独的 1.8V 至5V 数字 I/O电源 · 高速 SPI 兼容串行 I/O · 保证工作在 –40°C 至 125°C 温度范围 · 8 引线 TSOT-23 封装

时间：2013-03-09 关键词： 14 ltc Linear adc sar 新品发布 msps 4.5 2314
上海贝岭：高速高精的ADC产品以5G通讯应用为目标

上海贝岭18日在互动平台上表示，公司目前研发的高速高精度ADC产品以5G通讯应用为目标，但尚处于研发初期阶段。上海贝岭介绍，公司在高速高精度ADC产品的研发和市场推广方面持续投入。第一代和第二代ADC产品在北斗导航、信号接收等领域实现小批量销售，并且已为多家客户送样并设计导入。用于核磁共振的中频接收机芯片已经成功在客户端设计导入，有望在2018年产生销售。此外，第三代射频采样高速ADC研发进展顺利，有望在2018年底至2019年初出样。ADC芯片目前主要产品还处在客户认证、导入和销售初期，尚未形成较大规模。针对投资者提问公司是否研发或已有应用于5G芯片等，公司作出上述回应。

时间：2018-12-19 关键词：芯片 adc 5G 行业资讯
一种基于DSP和采样ADC的数字锁定放大器

摘要　探讨了用DSP（数字信号处理器）和采样ADC（模数转换器）实现数字锁定放大器的一种方法。在整数个周期内对被测信号进行采样得到信号序列，由数学运算得到参考序列，通过计算信号序列和参考序列的互相关函数就可实现数字相敏检测。文中还对数字相敏检测的频率特性进行了分析。最后，给出了实际设计的数字锁定放大器，它的工作频率范围是10 Hz～30 kHz，实验结果表明，可以用它来测量低信噪比的信号。关键词：相关检测；数字信号；采样；模数转换器　　锁定放大器（LIA）在微弱信号检测领域有着重要的应用，本质上它是一种实现互相关检测的仪器，模拟LIA一般用开关式乘法器和低通滤波器来实现模拟相敏检波，数字LIA是通过ADC将模拟信号转化为数字信号再由DSP或微处理器来进行数字解调运算。数字LIA比模拟LIA有许多优点，如谐波抑制能力强、无直流漂移、实行数字处理有很好的灵活性等。陈佳圭对早期实现数字LIA的5种主要方法进行了介绍［1］，它们的一个共同特点是算法简单、易行，基本上只需做累加运算就可得出检测结果，但它们不能很好地抑制谐波。左营喜等提出的分段累加相关法［2］有一定的灵活性，可在抑制谐波和提高处理速度之间进行折衷。SR850是国外近几年推出的第一代数字LIA产品，其工作原理是通过ADC以256 kHz的固定采样率把被测模拟信号转换为信号序列，由DSP合成正弦参考序列，在DSP中将参考序列和采样得到的信号序列相乘，再进行数字低通滤波得到解调输出。　　本文给出了一种利用DSP和采样ADC实现数字锁定放大器的方法，与SR850类似，通过采样ADC将被测模拟信号转换为信号序列，由DSP合成参考序列，但不同的是，这里要控制采样频率以实现整周期采样，这样不仅使得DSP可以精确地合成参考序列，而且能建立简洁、有效的数字互相关运算。文中对这种方法进行了分析，并给出了实际设计的数字LIA。1　工作原理　　在互相关检测中有一个参考信号，设参考信号频率为fr，可以通过一定方法控制采样频率fs，使得fs＝N·fr，N≥3，N由DSP来确定。设被测信号x（t）＝Asin（2πfrt＋φ），A＞0为信号幅度，φ为信号初相位，在q个参考信号周期对x（t）进行M＝q·N 不用对实际的参考信号进行采样，而由DSP根据N来合成正弦参考序列rs（k）和余弦参考序列rc（k） rs（k）和rc（k）分别相当于对正弦参考信号sin（2πfrt）和余弦参考信号cos（2πfrt）进行同步采样所得。按式（3，4）来计算x（k）和rs（k）的互相关Rxrs，x（k）和rc（k）的互相关Rxrc 式（3，4）分别表示同相输出和正交输出，对于由式 2　频率特性　　分析输入信号与参考信号不同频时的输出特性。设被测信号x（t）＝Asin（2πft＋φ），f≠fr，A＞0为信号幅度，仍在q个参考信号周期进行M次采样，得到信号序列x（k）式（6，7）描述了测量非同频正弦信号时的同相输出和正交输出。图1给出了在N＝8，q＝3，φ＝0．5时，根据式（6，7）得到的随频率变化的输出特性曲线。由图可知，当输入信号频率在fr附近有较大输出时，这显示了数字互相关检测的频率选择性；但当输入信号频率在fs±fr附近也有较大输出时，这是由于信号频率大于折叠频率fs／2而产生了混迭效应。　　混迭效应会使数字LIA的频率选择性能变差，实际中应在对信号采样前使用反混迭低通滤波器，将大于折叠频率的成分滤除。下面只考虑信号频率不大于折叠频率的情形，即a在[0，N/2]内，取值分析式（6，7）可以得出下列结论：（1）如a=k/q，k为整数且k≠q，有Rxrs＝Rxrc＝0，由此可知对于非1次的谐波信号，输出完全无响应。（2）在a＞1+1/q时，随a的增大，Rxrs和Rxrc呈振荡衰减趋势，在a＜1-1/q时，随a的减小，Rxrs和Rxrc呈振荡衰减趋势；在a∈[1-1/q,1+1/q]时，Rxrs，Rxrc取值较明显，即当f在[fr-fr/q,fr+fr/q]频带范围内时输出较大,此频带宽度为2fr/q=2/qTr=2/Tc,Tc＝qTr是测量时间。3　数字LIA的实现　　实际设计了一个使用TMS320C30 DSP和采样ADCAD976的数字LIA，TMS320C30是速度快、功能强、使用方便的32位浮点运算DSP，AD976是最高采样速率为100 kHz的16位并行ADC。图2给出了数字LIA的原理框图，系统由信号处理电路、TMS320C30开发板和微机组成。此数字LIA使用起来相当方便、灵活，DSP执行的程序由微机来加载，DSP计算得到的结果传送给微机来显示和存储。　　下面对图2所示数字LIA的主要工作过程作简要说明。一个方波或其他形式的周期信号连接到系统的参考输入端，通过触发电路得到TTL电平的方波信号，再经过整形电路产生约100 ns的脉冲和DSP的INT2相连，使DSP可靠地产生一次中断，首先DSP要用内部定时器来测量响应两次中断INT2的时间间隔，由此可得参考信号的周期Tr和频率fr。当fr在10 Hz～30 kHz范围内时，由DSP计算90 kHz除以fr的商值并以所得结果的整数部分作为N值，通过并行输出口将锁相环（PLL）倍频电路中的分频器设置为N分频，显然N在3～9 000范围内取值，采样频率在67．5～90 kHz范围内取值。AD976的转换结束信号经过整形电路产生约100ns脉冲,此脉冲和DSP的INT1相连,DSP在响应某一此中断INT2后允许响应中断INT1,这实际上是通过参考信号来确定起始采样。DSP响应中断INT1进行实时处理，读入采样所得数据并转换成浮点数，计算出对应这一采样点的数字正弦、余弦参考信号，然后进行互相关的相乘、累加操作，在采样M次后将得到的累加值除以M得到最后的互相关运算结果。这里，在存储器中预先装入了［0，2π］区间内1 024个等分数据点的正弦、余弦值，DSP通过计算正弦、余弦函数在某一数据点的三阶泰勒多项式，可以快速获得所需的数字正弦、余弦参考信号。　　此数字LIA的工作频率范围是10 Hz～30kHz，工作频率下限只到10 Hz是因为在更低频率时实际系统中的PLL电路要获取稳定的同步倍频信号有困难；而系统的工作频率上限主要是由ADC的转换速度决定的。　　对设计的数字LIA进行了测试，将有效值为1 mV的1 kHz正弦信号和由噪声发生器输出的低通限带白噪声（实际带宽100 kHz）相加，得到低信噪比（RSN）的被测信号，通过一定的软件编程能将数字LIA的测量时间取得很大。图3给出对RSN＝－40 dB信号分别取测量时间Tc为1，100 s时连续测量的结果，图4给出对RSN＝－60 dB信号分别取测量时间Tc为100，1 000 s时连续测量的结果。图3，4显示，在RSN一定时取长的测量时间可得到较稳定的结果，通过增大测量时间系统可将RSN很低的信号检测出来。4　结束语　　对信号进行整周期采样得到信号序列，由DSP合成正弦、余弦参考序列，计算参考序列和信号序列的互相关，就可得相敏检测输出。用此方法实现的数　　字 LIA有很强的谐波抑制能力，但要在采样ADC前使用反混迭滤波器，否则数字LIA的频率选择性能和抑噪性能都将变差。实际设计了一个数字LIA，测试结果表明，可以用它来测量低信噪比的信号。参考文献1　陈佳圭．微弱信号检测．北京：中央广播电视大学出版社，1987．108～1152　左营喜，徐之材，黄训诚．用分段累加相关法实现数字相敏检测．数据采集与处理，1998，13（3）：224～228

时间：2007-07-22 关键词： DSP adc QT
使用运算放大器来驱动高精度ADC

大多数高精度模数转换器 (ADC) 都没有高阻抗输入。输入信号直接通过一个开关连接到一个采样电容器。这种负载存在一些有趣的挑战。有人试图通过直接连接一个电位计到输入来验证其ADC的运行，如图1所示。这样做的结果通常让人失望，因为获得的结果并不理想。这种情况下，在ADC输入上看到的信号呈现出巨大的峰值，因为大输入阻抗从采样电容器吸取电流，从而导致对电容器充电需要大量的电流。如果在转换器的采集时间tACQ内稳定下来，便不会出现问题。但是，如果没有在tACQ内稳定到0.5最低有效位 (LSB) 以下，则会损耗精度。图2显示了驱动一个高精度ADC的建议电路。CSH为ADC内部的采样电容，而RSW为采样开关的导通电阻（通常低到可以忽略不计）。转换器的采集时间tACQ期间，采样开关关闭。图1 高源阻抗会引起精度损耗图2 驱动高精度ADC的建议电路外部CFLT用于提供充电CSH所需的瞬时电流，其必须至少为20x CSH。一般而言，1nF较为合适。RFLT用于阻止驱动运算放大器承受纯电容性负载。这样，RFLT和CFLT构建起一个时间常量为τ=RFLTCFLT的RC电路。为了保证所有一切都及时稳定以获得精确的信号采集，tACQ必须为≥k τ，其中k=ln(2(N+1))。K为一个N位转换器稳定至0.5LSB要求的时间常量值。由此，您可以确定最大值τ，以及RFLT的值。选择驱动运算放大器的关键参数是其单位增益带宽，其必须为 4(1/(2πRFLTCFLT)) 以足够快地稳定。一些设计人员通常会忘记这个要求，可能选择一款比要求慢得多的运算放大器，从而得到令人失望的结果。如欲了解采样过程、RC时间常量计算以及正确选择运算放大器的更多详情，敬请访问：1.《使用SAR模数转换器进行马达控制应用中的电流测量》(SBAA081)，作者：M. Oljaca和J. McEldowney，2002年10月，网址： http://focus.ti.com/lit/an/sbaa081/sbaa081.pdf 2.《设计SAR ADC驱动电路，第一部分：ADC工作原理详解》作者：R. Downs和M. Oljaca，2006年2月，网址： http://www.en-genius.net/includes/files/acqt_022106.pdf 3.《ADS8342 SAR ADC输入》(SBAA127)，作者：M. Oljaca和B. Mappes，2005年1月，网址：nhttp://focus.ti.com/lit/an/sbaa127/sbaa127.pdf 4.《设计SAR ADC驱动电路，第二部分：SAR ADC输入行为》，作者：R. Downs和M. Oljaca，2006年10月： http://www.en-genius.net/includes/files/acqt_100306.pdf 5.《设计SAR ADC驱动电路，第三部分：为 SAR ADC 设计优化的输入驱动电路》作者：R. Downs和M. Oljaca，2007年3月： http://www.en-genius.net/includes/files/acqt_031207.pdf

时间：2010-01-23 关键词：高精度 adc QT
找出微处理器ADC电压的十六进制编码值

这种设计方案针对低档八管脚flash存储的8位微处理器，例如Freescale的MC68HC908QT4A，但是它也同样适用于任何一款拥有ADC模块的8位微处理器。在芯片内，ADC转换输入的模拟电压成数字信号格式。数字信号格式为8位的十六进制编码值，如$00。微处理器从ADC端口采集输入模拟信号范围从VSS对应的 $00到VDD对应的$FF。基于这些十六进制编码，在VSS和VDD之间的输入电压呈现出总共256个电平的线性变换。换句话说，输入电压越高，十六进制编码值就越大。　　最困难的地方在于写汇编代码实现算法的程序员必须知道不同输入模拟电平（例如1.6V）对应什么十六进制编码值。涉及到微处理器规格，甚至联系生产厂商也不能给出满意的答案。　　然而，本文提出解决这个问题的方案。假定微处理器工作电源电压为VDD，应用下面这个简单公式得到十六进制编码值：VIN/(VDD/255)=result value="hex" code（见编者按）。注意，在更高的十六进制编码转换精度之前，必须保证转换出的十六进制值能够覆盖整个模拟信号范围。下面的例子计算表明了使用已知电源电压5V的微处理器时，测量输入模拟信号电压为1.6V的十六进制编码值：1.6V/(5V/255)=81.6=82，或者$52。　　编者按：　　作者还提供了两个附件，一个查询表（PDF格式）和一个Excel格式的表格，读者可以对照这些附件与公式相互映证。最后，作者还在“反馈环”这篇文章为本篇文章提供了一些注释。英文原文：　　Find hex-code values for microcontroller’s ADC voltages 　　Ease 8-bit microcontroller programming with a simple formula to calculate hex values of ADC output. 　　Harry Gibbens Jr, Deafworks, Provo, UT; Edited by Charles H Small and Brad Thompson -- EDN, 4/12/2007 　　This Design Idea is for low-end, eight-pin, flash-memory, 8-bit microcontrollers, such as the MC68HC908QT4A from Freescale, but it would apply to any 8-bit microcontrollers that use the ADC feature. In a nutshell, the ADC converts an input-analog-voltage level to a digital-signal format. The digital-signal format has an 8-bit hex-code value, such as $00. The microcontroller “sees” the input-analog-voltage level from its ADC ports ranging from $00 at VSS to $FF at VDD. Based on those hex-code values, there are a total of 256 ticks. The input voltages between VSS and VDD represent a straight-line linear conversion. In other words, the higher the input voltage, the higher the hex-code value. 　　The difficulty is that a programmer who needs to write assembly code for a programming algorithm must know what the hex-code value is for a different input-analog-voltage level—1.6V, for example. Referring to the microcontroller’s specs and even contacting its manufacturers do not yield satisfactory answers. 　　However, this Design Idea presents a solution to the problem. Given the microcontroller’s power operating-voltage source, VDD, use the following simple formula to obtain the hex-code value corresponding to an identified input-analog-voltage level: VIN/(VDD/255)=result value="hex" code (see Editor's note). Note that you must round off the result value to a whole number before converting to a hex-code value for better accuracy. The following sample calculation finds the hex-code value for a measured input-analog-voltage level of 1.6V when using a known microcontroller’s VDD of 5V:1.6V/(5V/255)=81.6=82, or $52 　　Editor's Note: 　　Correction and addition (4/27/2007): Due to an editing error, we originally printed the formula as "VIN×VIN/(VDD/255)." In addition, the author has provided two attachments, a lookup table (PDF) and an Excel spreadsheet that allows you to interact with the formula. Finally, the author has posted some comments in the "Feedback Loop" section for this article.

时间：2012-07-03 关键词： adc QT 理器十六
数据处理指令之：ADC带进位的加法指令

6.6 ADC带进位的加法指令1．指令的编码格式ADC加操作指令，将寄存器<shifter_operand>的值加上<Rn>表示的数值，再加上CPSR中的C条件标志位的值，将结果保存到目标寄存器<Rd>中，并根据指令的执行结果设置CPSR中相应的标志位。指令的编码格式如图6.7所示。图6.7 ADC指令的编码格式2．指令的语法格式ADC{<cond>}{S} <Rn>,<Rn>,<shifter_operand>① <cond>为指令编码中的条件域。它指示指令在什么条件下执行。当<cond>忽略时，指令为无条件执行（cond=AL（Alway））。② <S>S位（bit[20]）决定指令的操作是否影响CPSR中条件标志位的值。当S=1时指令更新CPSR中条件标志位的值；当S=0时指令不更新CPSR中条件标志位的值。当S=1时，有下面两种情况。· 如果<Rd>不是R15，CPSR中的N和Z位根据指令的执行结果设置。C位根据指令操作是否产生一个进位（即一个无符号溢出）来设置；V位根据是否有带符号的溢出来设置。CPSR中的其他位不受影响。· 如果<Rd>是程序计数器R15，则当前程序状态的SPSR拷贝到CPSR。如果处理器处于用户模式或系统模式，则指令的执行结果不可预知。因为这两种模式没有自己的私有SPSR寄存器。③ <Rd>指定目标寄存器。④ <Rn>指定第一个源操作数寄存器。⑤ <shifter_operand>使用ARM的通用寻址模式确定第二个源操作数。它影响指令编码格式中的I（bit[25]）位和shifter_operand（bits[11∶0]）位。3．指令操作的伪代码指令操作的伪代码如下面程序段所示。If ConditionPassed{cond} then Rd=Rn + shifter_operand+C Flag If S==1 and Rd==r15 then CPSR=SPSR Else if S==1 then N flag=Rd[31] Z flag=if Rd==0 then 1 else 0 C flag=CarryFrom{ Rn + shifter_operand +C Flag} V flag=OverflowFrom{ Rn + shifter_operand +C Flag }4．指令举例【例6.6】ADC指令举例。ADC 将把两个操作数加起来，并把结果放置到目的寄存器中。它使用一个进位标志位，这样就可以做比32位大的加法。下面的例子将加两个 128 位的数。128位结果：寄存器R0、R1、R2和R3第一个128位数：寄存器 R4、R5、R6和R7第二个128位数：寄存器 8、9、10和11。 ADDS R0, R4, R8 ;加低端的字 ADCS R1, R5, R9 ;加下一个字，带进位 ADCS R2, R6, R10 ;加第三个字，带进位 ADCS R3, R7, R11 ;加高端的字，带进位

时间：2018-06-14 关键词：操作系统 ARM adc 基础教程数据处理指令带进位的加法
构建完整工业ADC接口的微控制器和调制器

设计师们通常使用0至20-mA和0到10V的隔离输入作为工业应用控制的信号。由隔离电源、AnalogDevicesAD7400调制器内置隔离及TexasInstrumentsMSP430微控制器共同为工业设计师要求的一种完整、隔离且牢靠的模拟信号接口创建一种设计。其中精确的信号调节电路生成AD7400所需的较小的差分电压（图1），该电路可生成所需的200-mV差分电压。为清晰起见，图中略去了过压二极管和保护电路。　　0至20-mA电流通过一个适当值的电阻R2转换成电压，进入一个精密的运算放大器中。在放大器的正向输入端维持恒定的电压，从而使连接到负向输入的信号电平得到正向偏移。0至10V的信号，如来自于电位器的信号，也相应地按照0至20-mA信号那样比例变换成类似电压，并被累加到 AnalogDevicesOP1177放大器IC1的负端子中。　　将信号偏移到0V以上就会产生类似于正向单端模拟信号的信号。AnalogDevices的AD8138差分ADC驱动放大器驱动AD7400。增益也随之相应变化使产生的信号位于±200mV内，这一范围正是ADC所需的。最后，信号通过一个由R 10、R11及C4在正端子与负端子间构成的低通过滤波器，再进入到AD7400。AD7400采用一个低成本的微控制器对此差分信号进行转换和处理。通常采用调制器ADC（如AD7400）与FPGA或DSP接口。但是，这种方法的成本较高，又非常复杂。对于成本敏感的应用，如不需要先进的滤波处理，可以使用简单的微控制器。[!--empirenews.page--]　　AD7400设备有两路输出：MCLKOUT和MDAT（图2）。MCLKOUT是一个10-MHz的时钟，可以同步调制的数据流MDAT。AD7400将MDAT解释为随时间变化的百分比。由于MDAT只在MCLKOUT的上升沿变化，电路必须将MDAT及MCLKOUT合并来创建一个微控制器可以计数的脉冲流。微控制器首先逆变MCLKOUT以防止在MDAT的过渡沿对非故意造成的抖动信号进行计数。图中显示了MDAT、逆变的MCLKOUT及产生的数据流。　　脉冲数据信号和逆变的MCLKOUT分别输入微控制器上的单独定时器/计数器。（图3）。TIMSP430F2274提供了两个16位计数器，可支持快达16MHz的运行。在时钟计数器发出溢出中断信号时，电路通过对数据计数器进行采样来测量ADC值。在此应用中，在环形缓冲器上运行一个平均数的数据测量，可以方便地过滤数据。

时间：2010-04-19 关键词： adc 设计教程
如何提高DSP的ADC精度

摘要：数字信号处理器TMS320F2812的片上ADC模块的转化结果往往存在较大误差,最大误差甚至会高达9%,如果这样直接在实际工程中应用ADC,必然造成控制精度降低。对此提出了一种改进的校正方法,即用最小二乘和一元线性回归的思想,精确拟合出ADC的输入/输出特性曲线,并以此作为校正的基准在DSP上进行了验证,实验表明,此方法可以将误差提高到1%以内,适合于对控制要求较高的场合。　　0 引言　　TI公司的C2000系列DSP以其出色的性能、丰富的片上外设在工业自动化、电机控制、工业生产领域得到广泛应用。TMS320F2812是C2000系列中性能出色的一个，F2812片上集成了12位16通道的数／模转化器，理论上精度可以达到0．1％以上。但实际上由于增益误差(<5％)和偏移误差(<2％)的存在，使得精度只能在5％左右，所以必须对ADC进行校正。　　传统的对于ADC的校正方法是在两路通道输入已知标准电压，根据两点确定一条直线的原理，确定出AD转换的曲线，并以此校正转化值。但由于在校正过程中存在偶然因素的影响，使得这种校正方法精度只能达到3％左右。对此，提出了利用最小二乘法和线性回归的思想进行校正的方法，通过对多个测量点的分析计算，找出最佳的拟合曲线，使得总体的均方误差最小。　　最小二乘法是高斯于1809年提出的，在多学科领域中获得广泛应用的数据处理方法。用最小二乘法估测未知参数，可以有效消除测量中粗大误差和系统误差的影响。回归分析是英国统计学家高尔顿在18*首先提出的。一元线性回归是利用数理统计中的回归分析，来确定两种或两种以上变数间相互依赖的定量关系的一种统计分析方法之一，运用十分广泛。一般来说，线性回归都可以通过最小二乘法求出其方程，可以计算出对于y=bx+a的直线。　　1 校正原理与实现方案　　DSP的ADC模块的输入、输出是线性关系，理想情况下，输入输出方程应该是y=x。但实际上，ADC模块是存在增益误差和偏移误差的，其中增益误差是实际曲线斜率和理想曲线斜率之间的偏差，偏移误差是0 V输入时实际输出值与理想输出值(0 V)之间的偏差。F2812的ADC模拟输入电压为0～3 V，输出为0～4 095，模拟输入与数字输出之间的对应关系为：数字输出值=4 095×(模拟输入值-参考电压值)／3．0ADC模块输入／输出特性曲线如图1所示。图1 ADC模块输入／输出特性曲线[!--empirenews.page--] 　　F2812的ADC共有输入通道16个，由于通道之间的误差会在±0．2％以内，所以可以任选其中的6路通道作为校正输入端，并分别输入6个不相等的标准直流参考电压。通过在程序中定义结构体变量读取转化后的值，得到6组输入／输出平面上的坐标点。然后利用最小二乘和一元线性回归思想处理数据，求出的拟合最佳曲线，使得各个坐标点到该最佳曲线的距离的平方和(残差平方和)最小。　　2 最小二乘法和一元线性回归　　2．1 最小二乘原理　　对于线性模型，如果有t个不可测量的未知量，理论上，可对与该t个未知量有函数关系的直接测量量进行t次测量，即可得到函数关系。但由于测量数据不可避免地包含着测量误差，所得到的结果也必定含有一定的误差。为了提高所得结果的精度，可以把测量次数增加到n(n>t)，以利用抵偿性减小随机误差的影响。　　高斯认为，根据观测数据求取未知参数时，未知参数最合适数值应是这样的数值，即选出使得模型输出与观测数据尽可能接近的参数估计，接近程度用模型输出和数据之差的平方和来度量。这就是最小二乘的基本思想。最小二乘法原理指出，最精确的值应在使残余误差平方和最小的条件下求得。　　2．2 一元线性回归原理　　一元线性回归是处理2个变量之间的关系，即两个变量x和y之间若存在线性关系，则通过试验，分析所得数据，找出两者之间函数曲线。也就是工程上常遇到的直线拟合问题。　　3 实验方案与结果分析　　3．1 实验方案　　实验利用F2812开发板和DSP调试软件CCS2．0完成。用稳定信号源产生6个标准电压，分别为0．2 V，0．5 V，1．0 V，1．5 V，2．0 V，2．5 V，输入通道选为A0，A1，A2，B0，B1，B2。ADCL0引脚接电路板的模拟地，与模拟输入引脚相连的信号线应该避开数字信号线，以减少数字信号对模拟信号的干扰。输入电路如图2所示。图2 输入电路　　3．2 校正算法　　设ADC模块的输入／输出曲线为y=a+bx，输入电压值为xi，对应的转化输出值为yi。由最小二乘估计算法可得方程：　　解此方程组即可得到a,b的估计值：　　式中，这样这样便得到了最佳的拟合曲线（回归方程）：于是可以用此方程进行转化值校正。[!--empirenews.page--] 　　3．3 实验数据处理　　将实验获得的6组数据利用上述最小二乘法和线性回归方法进行处理，得到a，6的最小二乘估计值分别为，于是回归方程为：y=0．003 612+1．039 091x。以回归方程为标准，由x=(y-0．003 612)／1．039 091可以计算出校正后的转化值，并与未转化的值进行比较，结果如表1所示。　　在Excel中，绘制出未校正输入／输出分布点，和回归曲线，如图3所示。图3 回归曲线示意图　　3．4 结果分析　　由表1和图3可以看出，如果不采取校正措施，则F2812的ADC模块会存在5％左右的相对误差；而采用提出的校正方法，可以将误差下降到1％以下。这就大大提高了A／D转化的精度，对于对控制要求精度很高的场合，牺牲ADC模块的6个通道，得到比较高的转化精度，还是非常必要而且值得的。　　4 结语　　在此提出一种采用最小二乘法和线性回归校正DSP的ADC模块的方法，实验证明此方法可以大大提高转化精度，有效弥补了DSP中AD转化精度不高的缺陷。此方法硬件电路简单，成本代价较低，具有很高的推广和利用价值。

时间：2011-02-20 关键词： DSP adc 何提设计教程
通过I2C兼容接口读取ADC数据

本应用笔记讨论了通过I2C兼容接口读取多字节数据时需要特别注意的地方。介绍了每次读取一个字节时容易出现的问题，并给出了几个具体示例。本文也描述了进行数据传输的正确方法。概述 I²C兼容2线接口是功能强大的总线机制，用于连接微控制器或微处理器与低速外设，例如：集成了模/数转换器(ADC)的外设。基于该总线的最基本的通信方式(即，写入/读取从机寄存器的一个字节)非常直观。但是，如果因为这种方法简单而掉以轻心，则会导致严重的系统错误。单字节通道传送2字节数据任何连接外设(尤其是传感器)的数字接口，都需要确保从器件的内部寄存器正确读取数据，尤其是在读取寄存器的过程中数据发生变化的情况下。数据传输过程中，如果ADC执行转换操作并更新寄存器的内容，数据则会发生改变。许多器件带有内部缓存器(通常不能从外部访问)，用来存放最新转换结果。当I²C总线处于空闲状态时，更新所谓的“用户可访问”寄存器内容。 I²C协议每次只传送1个字节的数据。因此，如果有效数据字长超过8位，并且没有合理处置传输操作，则会引发问题。比如，MAX44000环境光传感器(ALS)的数据寄存器具有多达14位的数据(另有1位作为溢出标志，表示需要增加计数/亮度设置)。表1. MAX44000 ALS数据寄存器 REGISTER B7 B6 B5 B4 B3 B2 B1 B0 REGISTER ADDRESS ADC High Byte (ALS) OFL ALSDATA[13:8] 0x04 ADC Low Byte (ALS) ALSDATA[7:0] 0x05 我们不能通过I²C直接读取所有数据ALSDATA[13:0]，需要首先读取寄存器0x04的内容，然后读取寄存器0x05的内容，再把这些数据合并到一个至少16位的寄存器内。因此，在读取这些数据时需要特别谨慎。通过两次简单的单字节读操作(利用STOP (P)条件终止)完成数据读取，如图1所示。图1. 单字节读操作这种方法存在致命缺陷，确切地说，向器件发送STOP条件，返回“用户可见”的寄存器内容。由此，从寄存器0x04读取数据后，实际的14位数据可能在读取0x05寄存器之前已经更新。几种情形下，这种缺陷可能导致严重错误。例如，当MAX44000环境光传感器处于10位、12位或14位模式时，亮度处于相对稳定状态，假设亮度在小范围波动，或许亮度正在缓慢上升，或周围存在少量噪声，使得0x04和0x05寄存器的14位数据计数值为255或256，考虑表2中的三种情形。表2. 误差图示说明 State of Registers During First Byte Read (Read 0x04 Only) State of Registers During Second Byte Read (Read 0x05 Only) Result (14 Bit) 在后两种情形下，我们可能读到0或511，而不是读255或256，这是一个很严重的错误。发生这已错误的原因在于，第一次和第二次读操作之间，发出STOP状态后，寄存器0x04和0x05中的数据被更新。第一种出现问题情形下，第一个字节可以正确读出，但在读第二个字节时，总数为256的数据对应的最低位为零，因而，我们从器件中得到读数0；第二种出现问题的情形下，数据总计数值为256，由于在STOP状态发出后，第二个字节的数据在读取之前减少了1，所以显示为511，图2给出了多次读取数据时，这种故障的抽样情况。图2. 多次采样时，实际读取单字节的数值这个问题很容易通过一次读取2字节数据来避免，如图3所示。具体操作是，读取第一个数据字节后，发送REPEATED START (而不是STOP)进行操作，操作非常简单。通过读取2个字节，尽管在两个器件之间发送完全相同的位数，却可避免器件不恰当地更新I²C寄存器的内容。图3. 2字节读操作示意图上述示例适用于MAX44000和MAX44009，进行多次读操作时不会自动递增寄存器指针。器件功能各有差异，但工作原理相同。也可以将其很容易地扩展到N字节读取操作。应用笔记AN3588：“MAXQ2000微控制器软件I²C驱动”一文给出了几个C程序示例。

时间：2011-08-30 关键词： i2c adc 设计教程容接口
串行12位ADC与计算机之间的接口电路设计

近几年来，IC制造商设计了实现接口的各种方法，并且特别重视减少IC接口I/O引脚的数量。MAX187就是这样一个器件，它是一个12位模/数转换器（ADC）。你可以利用串行数据通信技术产生与该ADC的一个接口。MAX187的模/数转换和数据传输仅需三条数字I/O线。你可以利用PC的Centronics打印机端口在MAX187和PC之间产生一个简易接口(图1)。只要将引脚分别设置为高电平或低电平，你就能启用或禁用MAX187（引脚 3）。如果使该引脚开路，则内部参考电压(4.096V) 就被禁用，你必须将一个外部参考电压加到引脚REF（引脚4）上。在其他情况下，该引脚与4.7μF旁路电容C1连接。通过使用SCLK引脚（引脚8）上的外部时钟脉冲，来自 MAX187的数字数据就以每次1位的速度传输给处理单元。　　一次完整的数据传输需要13个外部时钟脉冲。第一个时钟脉冲的下降沿锁存DOUT引脚（引脚6）的第一个数据位(MSB)。输出数据位在下一个外部时钟脉冲的下降沿就改变，可以读取串行数据位，直到下一个时钟周期的下降沿出现为止。模/数转换在ADC的引脚（引脚7）变成低电平时开始进行。该引脚必须保持低电平，直到模/数转换整个周期结束为止，随后进行串行数据传输。DOUT引脚从低电平至高电平的状态变化表示EOC（转换结束）状态。然后，串行的12位数据就可以进行传输了。MAX187的工作情况由软件控制。该软件应能产生成功完成转换所需的所有控制信号，而且应能检测EOC状态。它还应能产生13个外部时钟脉冲，以便读取串行12位数据并将其转换成并行数据。　　控制MAX187工作情况的软件是Turbo C++ 3.0版本（可从www.edn.com网站的《设计实例》的Web版本下载）。在代码中，Port定义与MAX187接口的PC的 Centronics端口。Write Port定义用于初始化模/数转换和产生外部时钟脉冲的端口。Read Port定义用于从ADC读取EOC和串行数据的端口。在将CS引脚和SCLK引脚下拉至低电平后，EOC环路检查EOC状态。如果未出现有效的EOC，则该环路将继续工作。有效EOC出现，13个时钟周期中的第一个周期就出现，并锁存第一个数据位(MSB)。此后，例行程序调用一个子例程(get_adc())。子例程产生剩下的外部时钟周期，以便读取12位串行数据。子例程还将接收到的串行数据转换成并行数据(adc_val)。这一转换过程为：使adc_val左移一位，由此将前一个数据乘以2，如果串行数据位的值为1，则将1加到并行数据上。一旦并行数据就绪，子例程将返回这个值并将其显示在屏幕上。图1 实现12位串行ADC与PC之间的接口是很容易的。

时间：2011-11-21 关键词： adc 设计教程
贸泽开售吞吐速率高达4 MSPS 的Analog Devices 16位AD7386 SAR ADC

2020年3月2日 – 专注于引入新品并提供海量库存的电子元器件分销商贸泽电子 (Mouser Electronics) 即日起开始供应Analog Devices公司的AD7386 逐次逼近寄存器 (SAR) 模数转换器 (ADC)。16位的AD7386为单端类型，功能与AD7380和AD7381 ADC兼容，吞吐速率高达4 MSPS，并采用 3 × 3 mm小巧尺寸的LFCSP封装。这款双路同步采样的高速ADC很适合用于电机控制、声呐、电源质量和数据采集应用。作为授权分销商，贸泽致力于快速引入新产品与新技术，帮助客户设计出先进产品，并使客户产品更快走向市场。超过800家半导体和电子元器件生产商通过贸泽将自己的产品销往全球市场。贸泽只为客户提供通过全面认证的原厂产品，并提供全方位的制造商可追溯性。贸泽供应的Analog Devices AD7386内含两个SAR ADC、一个多路复用器、一个序列发生器和一个带有两个独立数据输出引脚的串行接口。工程师可通过支持一或两个序列输出的串行接口访问设备上的数据。此款ADC具备单端模拟输入，工作电压介于3.0V至3.6V之间，并具有带缓冲的内部2.5V参考电压(可供选择的外部参考电压最高达3.3V)，典型漂移仅±1 ppm/°C。

时间：2020-03-02 关键词： adc sar 吞吐速率
Analog Devices 16位ADC 贸泽开售

作为授权分销商，贸泽致力于快速引入新产品与新技术，帮助客户设计出先进产品，并使客户产品更快走向市场。超过800家半导体和电子元器件生产商通过贸泽将自己的产品销往全球市场。贸泽只为客户提供通过全面认证的原厂产品，并提供全方位的制造商可追溯性。贸泽供应的Analog Devices AD7386内含两个SAR ADC、一个多路复用器、一个序列发生器和一个带有两个独立数据输出引脚的串行接口。工程师可通过支持一或两个序列输出的串行接口访问设备上的数据。

时间：2020-03-09 关键词： adc 贸泽
基准电压源的重要性解析

很多人都知道基准电压，那么它的作用是什么呢?由于无处不在，我们来看看基准电压有多重要。我们平时会用到吗?无论是汽车还是电脑等，只要是电子产品就必须以某种方式与“真实”交互。这种结合能测量出(特性：速度、压力、长度、温度)映射到电子产品体现在(电压)上面。这种则需要一个衡量标准，我们所说的这个标准就是基准电压。基准电压源?到底会用到哪里?能有什么作用，能帮助我们做些什么?我们进一步了解下! 定义：基准电压源是当代模拟集成电路极为重要的组成部分，它为串联型稳压电路、A/D和D/A转化器提供基准电压，也是大多数传感器的稳压供电电源或激励源。另外，基准电压源也可作为标准电池、仪器表头的刻度标准和精密电流源。基准电压源只是一个电路或电路元件，只要电路需要，它就能提供已知电位。这可能是几分钟、几小时或几年。如果产品需要采集真实世界的相关信息，例如电池电压或电流、功耗、信号大小或特性、故障识别等，那么必须将相关信号与一个标准进行比较。每个比较器、ADC、DAC 或检测电路必须有一个基准电压源才能完成上述工作。将目标信号与已知值进行比较，可以准确量化任何信号。理想基准电压源理想的电压基准源应该具有完美的初始精度，并且在负载电流、温度和时间变化时电压保持稳定不变。实际应用中，设计人员必须在初始电压精度、电压温漂、迟滞以及供出/吸入电流的能力、静态电流(即功率消耗)、长期稳定性、噪声和成本等指标中进行权衡与折衷。基准源的类型两种常见的基准源是齐纳和带隙基准源。齐纳基准源通常采用两端并联拓扑;带隙基准源通常采用三端串连拓实现方式 1.电阻分压：只能作为放大器的偏置电压或提供放大器的工作电流。这主要是由于其自身没有稳压作用，故输出电压的稳定性完全依赖于电源电压的稳定性。 2.普通正向二极管不依赖于电源电压的恒定基准电压，但其电压的稳定性并不高，且温度系数是负的，约为-2mV/℃ 3.齐纳二极管可克服正向二极管作为基准电压的一些缺点，但其温度系数是正的，约为+2mV/℃ 4.温度补偿性齐纳二极管体积小、重量轻、结构简单便于集成;但存在噪声大、负荷能力弱、稳定性差以及基准电压较高、可调性较差等缺点。这种基准电压源不适用于便携式和电池供电的场合。 5.带隙基准源(采用CMOS，TTL等技术实现) 运用半导体集成电路技术制成的基准电压源种类较多，如深埋层稳压管集成基准源、双极型晶体管集成带隙基准源、CMOS集成带隙基准源等。“带隙基准源”是七十年代初出现的一种新型器件，它的问世使基准器件的指标得到了新的飞跃。由于带隙基准源具有高精度、低噪声、优点，因而广泛应用于电压调整器、数据转换器(A/D, D/A)、集成传感器、大器等，以及单独作为精密的电压基准件，低温漂等许多微功耗运算放。总结：任何系统设计的难点都在于在成本、体积、精确度、功耗等诸多因素的平衡与折衷。为具体设计选择最佳基准源时需要考虑所有相关参数。有趣的是，很多时候选用较贵的元件反而使系统的整体成本更低，因为它可以降低制造过程中补偿和校准的花销。这就是基准电压的重要性，需要大家不断积累。

时间：2020-03-25 关键词： dac adc 模拟集成电路
HOLTEK新推出BH67F5362 & BH66F5362 Enhanced 24-bit A/D MCU

Holtek新推出Enhanced 24-bit A/D Flash MCU BH67F5362 & BH66F5362，具备Delta-Sigma ADC高解析度效能，特别适合高精度量测类产品，例如电子秤、血压计、温度计、仪表等。 BH67F5362 & BH66F5362内建24-bit ADC电路，有效位数(ENOB)可达20.7 bit，转换速度最快达1.6kHz，可实现高精度量测。另搭配12-bit ADC，转换速度达125kHz，实现快速量测。MCU资源包含HT-8 MCU核心、16Kx16 Flash ROM、2048x8 RAM、1024x8 EEPROM及多种通信接口。另外BH67F5362内建LCD Driver。 BH67F5362提供64-pin LQFP，BH66F5362提供48-pin LQFP封装型式，搭配丰富的资源及完整的功能，可满足多种不同档次，多样化产品之需求。

时间：2020-04-01 关键词： MCU adc HOLTEK