当前位置:首页 > ADC
  • 贸泽开售Analog Devices低功耗AD4021和AD4022差分SAR ADC

    贸泽开售Analog Devices低功耗AD4021和AD4022差分SAR ADC

    2020年7月7日 – 专注于引入新品并提供海量库存的电子元器件分销商贸泽电子 (Mouser Electronics) 即日起开售Analog Devices, Inc. 的AD4021和AD4022差分逐次逼近寄存器 (SAR) 模数转换器 (ADC) 。20位的AD4021/AD4022 ADC与AD4020 SAR ADC引脚兼容,可帮助工程师准确捕捉高频信号,并采用过采样技术来解决与抗混叠滤波器设计相关的挑战。 贸泽电子供应的Analog Devices AD4021和AD4022为高精度、高速、低功耗的ADC,具有Easy Drive功能,可降低信号链复杂度和功耗,并提高通道密度。SPI兼容的串行用户接口使用独立的VIO逻辑电源,与1.8V、2.5V、3V和5V逻辑兼容。输入电流最低可降至0.5uA/MSPS,再加上较长的信号采集阶段,在许多情况下无需专用ADC驱动器。 AD4021和AD4022 ADC是自动测试设备、机器自动化、医疗设备、仪表和控制系统等应用的理想选择。

    时间:2020-07-07 关键词: adc 滤波器 sar

  • 闪光的未必都是金子!仔细阅读相关数据手册数据,正确选择部件

    闪光的未必都是金子!仔细阅读相关数据手册数据,正确选择部件

    应用工程师经常会重复回答不同客户提出的相同问题,尤其是客户针对应用进行器件选型相关咨询时。我们注意到客户进行器件选型时有一个误区,他们往往过于依赖数据手册中的所谓“数据表”。我是说令人心动的规格。“哇!那个ADC的信噪比好高!”这就是客户面对高信噪比ADC时的反应,他只注意到这个比较突出的特性,却忘记考虑其他重要的数据规格。接下来我们还会谈到其他常见的问题,以及如何为您的应用选择合适的器件。 我最近遇到一个客户案例,他需要一个适合地震和振动相关应用的ADC。他知道自己需要一个具有高信噪比(SNR)和良好总谐波失真(THD)的ADC,并且认为信噪比高于110 dB就可以。由于振动传感器会输出不断变化的交流电压信号并叠加于直流电压信号上,因此我们需要一个高性能、高分辨率ADC,它必须具有高信噪比才能正确获取数字信号,而不会受到振动相关应用中噪音的太大影响。客户在选择器件时,通常是在第三方网站根据需求进行参数搜索来筛选出一些器件,然后只查看每个产品的主页及其产品说明,随之就会被数据手册中描述产品亮点的第一页所吸引。通常,数据手册的内容要复杂得多,除了首页亮点之外,还需要进行深入的研究。这位客户也看了ADI的一款精密ADC AD7768的首页,发现它的信噪比只有108 dB(动态范围和信噪比都反映了有效值噪声,由于它们成正比,几乎可以同等对待)。 图1.ADI的一款精密ADC(AD7768/AD7768-4)数据手册的首页。 这位客户的反应是,“哦!这款ADC绝对不适合我的应用。它的信噪比只有108 dB!”继续往下滚动,他发现另一个表格,如图2所示,其中显示了两个不同滤波器的信噪比。 图2.AD7768/AD778-4的技术规格表 他总结道:“好吧...我可以使用sinc5滤波器来得到111 dB信噪比。但我最近从另一家公司看到了另一款产品,它的信噪比高于115 dB,我应该选择后者。” 等一下!这样比较是错误的。在确定ADC运行速度的输出数据速率(ODR)和确定分辨率以及输出噪声的信噪比之间存在取舍关系。1 ODR越高,信噪比越小,反之亦然。因此,每个ODR对应于一个信噪比值。首先一定要确定所需的输出速率,然后根据相应的信噪比值比较ADC。这位客户将一个在256 kSPS下信噪比为108 dB的器件和ODR仅为1 kSPS时信噪比超过115 dB的另一个器件进行比较。因此,虽然基于首页数据,看起来一种产品比另一种产品的信噪比要低,后者更适合特定应用。但是,这样比较数据并不准确。 从图3中可以看到,随着ODR增加,有效值噪声也增加,并影响数字信号值,从而降低其信噪比。图4显示AD7768数据手册中的一个屏幕截图,可以看到,宽带和sinc5滤波器配置在1 kSPS ODR下的信噪比分别是123.88 dB和126.89 dB,远远高于在该ODR下竞争器件的信噪比。 图3.输出数据速率与有效值噪声 图4.AD7768/AD7768-4的噪声性能和ODR。 选择器件之前必须谨记以下几点: · 务必选择适用于工作条件的相关规格。在确定哪款器件适合之前,一定要比较VREF、VDD、功耗、工作模式、工作温度范围和一些其他规格。信噪比值本身取决于以上所有参数,必须根据应用要求来确定这些参数,不能仅凭数据手册的第一页来选择信噪比值。图5显示在不同的VREF电压和不同温度下,AD7768的有效值噪声以及信噪比值有何不同(有效值噪声与信噪比成反比)。其他参数也有类似的不同。 图5.(a) 有效值噪声与温度,(b) 不同VREF值的每通道有效值噪声。 ·数据手册中不会提供所有VREF、ODR等的相关值,这意味着,我们必须从给出的信息中推断出数据来获得所需值。 ·选择器件时务必谨慎。典型值与最小值和最大值不同。虽然大多数情况下可以预期达到典型值,但如果应用对给定参数的最小值和最大值敏感,就必须考虑值的整个范围。 再举一个常见但可避免误解的例子。图6 (a)和图6 (b)分别显示LTC6268和ADA4530-1数据手册的第一页。 图6.(A) LTC6268数据手册的第一页,(b) ADA4530-1数据手册的第一页。 当客户在添加高阻抗源后需要使用放大器作为下一级时,他们大多会考虑输入偏置电流非常低的放大器。理想情况下,没有电流进入运算放大器的输入端。但实际操作中,始终会有两个电流IB+和IB-流入运算放大器的输入端。这些称为输入偏置电流。对于高阻抗源,应选择输入偏置电流较小的放大器以避免其输入级产生压降。LTC6268和ADA4530-1以“超低偏置电流FET输入运算放大器”和“飞安输入偏置电流放大器”的产品名在市场上销售。粗略地浏览一下它们数据手册的第一页,如图6所示,可以看到,在室温下,LTC6268有3 fA,而ADA4530-1有20 fA,这可能会使客户认为前者更适合低输入偏置电流需求。由于数据手册各不相同,LTC6260的第一页列出了典型偏置电流,而ADA4530-1数据手册的第一页并未列出典型偏置电流,而是列出了最大偏置电流。再次强调,典型值与最小值和最大值不同!如果应用对这些值很敏感,则我们应考虑最坏情况下的最小值和最大值,而不是典型值。 图7.(a) LTC6268的技术规格,(b) ADA4530-1的技术规格。 图7显示LTC6268和ADA4530-1的技术规格。可以看到,尽管两款器件的最大输入偏置电流额定值相同(±20 fA),但ADA4530-1的典型值小于1 fA,比LTC6268的3 fA偏置电流好得多。但这个数字并没有在ADA4530-1数据手册的第一页突出显示。因此,需要仔细阅读数据手册。尽管ADA4530-1的典型输入偏置电流特性更好,但这些器件的其他特性可能有所不同,仅凭这个特性并不足以确定哪款器件更优。 总之,我想强调这样一个事实,一定要先确定应用的工作条件,然后寻找适合其用途的规格。有时,数据手册的首页或标题可能突出显示某些其他规格和工作条件的特性,在这种情况下,我们必须仔细阅读数据手册,谨慎地选择适合我们需求的规格。在选择器件之前,我们还应确定我们产品的功率预算,因为肯定能找到具有出色特性和规格的器件,但可能相应的成本较高,功耗也高。

    时间:2020-07-07 关键词: adi adc odr

  • 工业过程控制系统的软件可配置模拟前端的集成ADC,你了解吗?

    工业过程控制系统的软件可配置模拟前端的集成ADC,你了解吗?

    你接触过工业过程控制系统的软件可配置模拟前端的集成ADC吗?它有什特点?Analog Devices, Inc今日推出集成24位ADC的AD4110-1模拟前端,该产品适用于工业过程控制系统。AD4110-1是一款集成ADC的通用型输入AFE,让客户能够设计出可以针对多种功能进行配置的“平台”输入模块。这将大幅节省研发成本,缩短上市时间,且需要的设计资源更少。 AD4110-1可通过软件根据电流或电压信号对高压输入进行全面配置,从而直接与所有标准工业模拟信号源连接。一个参考设计可以取代其他多个参考设计,从而减小模块尺寸,降低拥有成本。在实施工业4.0期间,通过软件配置的I/O是关键因素。 AD4110-1采用40引脚LFCSP封装。主要特性包括: ·采用集成式全差分可编程增益放大器(PGA),提供从0.2到24的16级增益设置 ·提供内部前端诊断功能,用于指示过压、欠压、开路、过流和过温情况。 ·高压输入具有热保护、过流限制和过压保护功能。以上就是工业过程控制系统的软件可配置模拟前端的集成ADC解析,希望能给大家帮助。

    时间:2020-06-28 关键词: adi adc 模拟前端

  • 交织型采样ADC的基本原理

    交织型采样ADC的基本原理

    简介 在当今的许多细分市场,交织型模数转换器(ADC)在许多应用中都具有多项优势。在通信基础设施中,存在着一种推动因素,使ADC的采样速率不断提高,以便支持多频段、多载波无线电,除此之外满足DPD(数字预失真)等线性化技术中更宽的带宽要求。在军事和航空航天领域,采样速率更高的ADC可让多功能系统用于通信、电子监控和雷达等多种应用中——此处仅举数例。工业仪器仪表应用中始终需要采样速率更高的ADC,以便充分精确地测量速度更高的信号。 首先,一定要准确地了解交织型ADC是什么。要了解交织,最好了解一下实际发生的情况以及它是如何实现的。有了基本的了解后,再讨论交织的好处。当然,我们都知道,天下没有免费的午餐,因此需要充分评估和验证交织型采样相关的技术难点。 关于交织 若ADC为交织型,则两个或两个以上具有固定时钟相位差关系的ADC用来同步采样输入信号,并产生组合输出信号,使得采样带宽为单个ADC带宽的数倍。利用m个ADC可让有效采样速率增加m倍。为简便起见并易于理解,我们重点考察两个ADC的情况。这种情况下,如果两个ADC的每一个采样速率均为fS且呈交织型,则最终采样速率为2× fS。这两个ADC必须具有确定的时钟相位差关系,才能正确交织。时钟相位关系由等式1给出,其中:n是某个特定的ADC,m是ADC总数。 (1) 举例而言,两个ADC采样速率均为100 MSPS且呈交织型,因此采样速率为200 MSPS。此时,等式1可用来推导出两个ADC的时钟相位关系,如等式2和等式3。 (2) (3) 注意,如果已知时钟相位关系,便可确定不同量化值的组合输出。图1以图形说明时钟相位关系,以及两个100 MSPS交织型ADC的样本结构。注意180°时钟相位关系,以及样本是如何交织的。输入波形也可由两个ADC进行采样。在这种情况下,采用经过2分频的200 MHz时钟输入,并所需的时钟相位发送至每个ADC,便可实现交织。 图1.两个交织型100 MSPS ADC—基本原理图。 此概念还可以另一种方式表达,如图2所示。通过将这两个100 MSPS ADC以交织方式组合,采样速率便能增加至200 MSPS。这样每个奈奎斯特区可以从50 MHz扩展到100 MHz,使工作时的可用带宽翻倍。增加的工作带宽可为多个市场领域的应用带来诸多优势。无线电系统可以增加其支持的频段数;雷达系统可以增加空间分辨率;而测量设备可以实现更高的模拟输入带宽。 图2.两个交织型100 MSPS ADC—时钟和样本。 交织的优势 交织结构的优势可惠及多个细分市场。交织型ADC最大好处是增加了带宽,因为ADC的奈奎斯特带宽更宽了。同样,我们举两个100 MSPS ADC交织以实现200 MSPS采样速率的例子。图3显示通过交织两个ADC,可以大幅增加带宽。这为多种应用场景产生了诸多收益。就像蜂窝标准增加了通道带宽和工作频段数一样,对ADC可用带宽的要求也越来越高。此外,在军事应用中,需要更好的空间识别能力以及增加后端通信的通道带宽,这些都要求ADC提供更高的带宽。由于这些领域对带宽的要求越来越高,因此需要准确地测量这些信号。因此,为了正确地获取和测量这些高带宽信号,测量设备也需要更高的带宽。很多设计中的系统要求其实领先于商用ADC技术。交织型结构可以弥补这一技术差距。 图3.两个交织型ADC——奈奎斯特区 增加采样速率能够为这些应用提供更多的带宽,而且频率规划更轻松,还能降低通常在ADC输入端使用抗混叠滤波器时带来的复杂性和成本。面对这些优势,大家一定想知道需要为此付出什么代价。就像大多数事情一样,天下没有免费的午餐。交织型ADC具有更高的带宽和其他有用的优势,但在处理交织型ADC时也会带来一些挑战。 交织型ADC的挑战 在交织组合ADC时存在一些挑战,还有一些注意事项。由于与交织型ADC相关的缺陷,输出频谱中会出现杂散。这些缺陷基本上是两个正在交织的ADC之间不匹配。输出频谱中的杂散导致的基本不匹配有四种。包括失调不匹配、增益不匹配、时序不匹配和带宽不匹配。 其中最容易理解的可能是两个ADC之间的失调不匹配。每个ADC都会有一个相关的直流失调值。当两个ADC交织并在两个ADC之间来回交替采样时,每个连续采样的直流失调会发生变化。图4举例说明了每个ADC如何具有自己的直流失调,以及交织输出如何有效地在这两个直流失调值之间来回切换。输出以fS/2的速率在这些失调值之间切换,将导致位于fS/2的输出频谱中产生杂散。由于不匹配本身没有频率分量,并且仅为直流,因此出现在输出频谱中的杂散频率仅取决于采样频率,并将始终出现在fS/2频率下。杂散的幅度取决于ADC之间失调不匹配的幅度。不匹配值越大,杂散值就越大。为了尽可能减少失调不匹配导致的杂散,不需要完全消除每个ADC中的直流失调。这样做会滤除信号中的所有直流成分,不适合使用零中频(ZIF)架构的系统,该架构信号成分复杂,DC量实际是有用信号。相反,更合适的技术是让其中一个ADC的失调与另一个ADC匹配。选择一个ADC的失调作为基准,另一个ADC的失调设置为尽可能接近的值。失调值的匹配度越高,在fS/2产生的杂散就越低。 交织时要注意的第二个不匹配是ADC之间的增益不匹配。图5显示了两个交织型转换器之间的增益不匹配。在这种情况下,有一个不匹配频率分量。为了观察这种不匹配,必须向ADC施加信号。对于失调不匹配,无需信号即可查看两个ADC的固有直流失调。对于增益不匹配,如果不存在信号,就无法测量增益不匹配,因而无法了解增益不匹配。增益不匹配将会产生与输入频率和采样速率相关的输出频谱杂散,出现在fS/2 ± fIN处。为了最大程度地降低增益不匹配引起的杂散,采用了与失调不匹配类似的策略。选择其中一个ADC的增益作为基准,另一个ADC的增益设置为尽可能接近的值。每个ADC增益值的匹配度越高,输出频谱中产生的杂散就越小。 接下来,我们必须探讨两个ADC之间的时序不匹配。时序不匹配有两个分量:ADC模拟部分的群延迟和时钟相位偏差。ADC中的模拟电路具有相关的群延迟,两个ADC的群延迟值可能不同。此外还有时钟相位偏差,它也包括两个分量:各ADC的孔径不确定性和一个与输入各转换器的时钟相位精度相关的分量。图6以图形说明ADC时序不匹配的机制和影响。与增益不匹配杂散相似,时序不匹配杂散也与输入频率和采样速率呈函数关系,出现在fS/2 ± fIN处。 为了尽可能降低时序不匹配引起的杂散,需要利用合适的电路设计技术使各转换器模拟部分的群延迟恰当匹配。此外,时钟路径设计必须尽量一致以使孔径不确定性差异最小。最后,必须精确控制时钟相位关系,使得两个输入时钟尽可能相差180°。与其他不匹配一样,目标是尽量消除引起时序不匹配的机制。 最后一个不匹配可能最难理解和处理:带宽不匹配。如图7所示,带宽不匹配具有增益和相位/频率分量。这使得解决带宽不匹配问题变得更为困难,因为它含有另外两个不匹配参数的分量。然而,在带宽不匹配中,我们可在不同的频率下看到不同增益值。此外,带宽具有时序分量,使不同频率下的信号通过每个转换器时具有不同的延迟。出色的电路设计和布局布线实践是减少ADC间带宽失配的最好方法。ADC之间的匹配越好,则产生的杂散就越少。正如增益和时序不匹配会导致在输出频谱的fS/2 ± fIN处产生杂散一样,带宽不匹配也会在相同频率处产生杂散。 图4.失调不匹配 图5.增益不匹配 图6.时序不匹配 图7.带宽不匹配 现在我们已经讨论了交织ADC时引起问题的四种不同的不匹配,可以发现有一个共性。四个不匹配中有三个会在输出频谱的fS/2 ± fIN处产生杂散。失调不匹配杂散很容易识别,因为只有它位于fS/2处,并可轻松地进行补偿。增益、时序和带宽不匹配都会在输出频谱的fS/2 ± fIN处产生杂散;因此,随之而来的问题是:如何确定它们各自的影响。图8以简单的图形方式指导如何从交织型ADC的不同不匹配中识别杂散来源。 图8.交织型不匹配的相互关系 如果只是考察增益不匹配,那么它就是一个低频(或直流)类型的不匹配。通过在直流附近执行低频增益测量,然后在较高的频率处执行增益测量,可将带宽不匹配的增益分量与增益不匹配分离。增益不匹配与频率无函数关系,而带宽不匹配的增益分量与频率呈函数关系。对于时序不匹配,可以采用类似的方法。在直流附近执行低频测量,然后在较高的频率下执行后续测量,以便将带宽不匹配的时序分量与时序不匹配分离。 结论 最新通信系统设计、尖端雷达技术和超高带宽测量设备似乎始终领先于现有的ADC技术。在这些需求的推动下,ADC的用户和制造商都想方设法,试图跟上这些需求的步伐。与提高典型ADC转换速率的传统方式相比,交织型ADC可以更快的速度实现更宽的带宽。将两个或更多ADC交织起来,可以增加可用带宽,并以更快的速度满足系统设计要求。然而,交织型ADC并非没有代价,ADC之间的不匹配不容忽视。虽然不匹配确实存在,但了解其本质及如何正确处理它们,设计人员就能更加明智地利用这些交织型ADC,并满足最新系统设计不断增长的要求。

    时间:2020-06-09 关键词: 模数转换器 adc 基本原理

  • 24位单通道Σ-∆ ADC AD7768-1,你听说过吗?

    24位单通道Σ-∆ ADC AD7768-1,你听说过吗?

    什么是24位单通道Σ-∆ ADC AD7768-1?它有什么作用?Analog Devices, Inc. (ADI) 今日推出低功耗、高性能的24位单通道Σ-∆ ADC AD7768-1,该器件适用于 AC 和 DC 信号的精确转换。对于那些用于预测性维护 (振动和电能质量) 的状态监控、音频测试、声学、结构健康以及模块自动化电气测试设备应用,AD7768-1可实现高功效的仪器仪表解决方案,也可用于实现临床EEG/EMG/ECG等医疗健康应用。 AD7768-1采用单个可配置且可重复使用的数据采集封装,兼具 AC 和 DC 性能,建立了新的行业标准。这使得仪器仪表和工业系统设计人员可以重复使用核心采集链,以支持通道至通道隔离式和非隔离式应用的多个测量变量。单个转换器支持多个设备平台、性能点和测量范围,可减少参考设计的数量,同时降低成本并缩短上市时间。 AD7768-1集成功率可扩展的Ʃ-Δ调制器和数字滤波器,在仪器仪表应用中可实现 AC 和 DC 信号的同步、精确测量。AD7768-1具有高吞吐率和110.8kHz输入带宽,可降低测试成本并缩短测试时间,改善测试测量的质量和完整性。 AD7768-1提供丰富的数字滤波功能,从而满足高精度频域测量和低延迟 DC 输入测量的广泛系统需求。此外,这款ADC的每个模拟输入均带有一个集成式预充电缓冲器,大大简化了外部驱动电路的设计。基准上的全缓冲输入可以为任何外部基准提供高阻抗输入。 24位AD7768-1能够在最宽的可用带宽上实现行业最佳的积分非线性 (INL) 和低失真性能。相比于其他产品,其失调漂移改善20倍,增益误差降低40倍,增益漂移改善3倍。要实现AD7768-1的最佳性能,选择合适的ADC驱动器十分重要。以上就是24位单通道Σ-∆ ADC AD7768-1解析,希望能给大家帮助。

    时间:2020-06-08 关键词: 仪器仪表 adc ad7768-1

  • “黄金搭档”高性能ADC成就准确医疗判据

    “黄金搭档”高性能ADC成就准确医疗判据

    医学成像诊断是医疗重要基础支撑,是临床数据中最重要的诊断依据之一,医院临床诊断大约70%依靠医学成像。医学成像已经改变了疾病诊断方法,并促使各种医疗条件下的诊断和治疗更加有效。对于在医疗健康领域中使用的成像设备,其技术的进步和日益增长的使用意识正在推动全球医疗成像市场的发展。 现代医疗成像系统都有一个共同点:采用模拟数据采集前端进行信号调理,并将原始成像数据转换到数字域。这个微小的前端功能模块虽然深藏于复杂机器内部,但其性能却会对整个系统的最终图像质量产生至关重要的影响。它的信号链包括一个检测元件、一个低噪声放大器(LNA)、一个滤波器和一个模数转换器(ADC),其中,ADC的动态范围、分辨率、精度、线性度和噪声等要求都面临着最严苛的挑战。 数字射线照相系统 数字射线照相(DR)的物理原理与所有传统的吸收式射线照相系统相同,其原理如图1所示。 图1.数字X射线探测器信号链 DR的图像质量取决于空间与强度维度中的信号采样。在空间维度中,最小采样速率由探测器的像素矩阵大小和实时荧光透视成像的更新速率定义。具有数百万像素和典型更新速率高达25fps至30fps的平板探测器采用通道多路复用和多个ADC,采样速率高达数十MSPS,可在不牺牲精度的情况下满足最短转换时间要求;在强度维度中,ADC的数字输出信号代表在特定曝光时间内给定像素所吸收的X射线光子的积分量。该值被分组为由ADC的位深度定义的离散电平的有限数值。另一个重要参数是信噪比(SNR),它定义了系统忠实地表示成像人体的解剖学特征的内在能力。 数字X射线系统采用14位至18位ADC,SNR水平范围为70dB至100dB,ADI 公司的高集成度模拟前端ADAS1256和PulSAR® ADC AD7960 转为DR应用设计。ADAS1256是一个完整的电荷-数字转换解决方案,针对可直接安装在数字X射线面板上的DR应用;AD7960 提供99 dB的SNR和5 MSPS的采样速率,可满足最高动态范围的噪声和线性度要求。另外,16位、双通道 AD9269 和14位、16通道AD9249 流水线ADC分别可提供高达80 MSPS和65 MSPS的采样速率,可以实现高速荧光透视系统。这些ADC和集成模拟前端,可使各种类型的DR成像系统都具有更高的动态范围、更精细的分辨率、更高的检测效率和更低的噪声。 计算机断层扫描 计算机断层扫描(CT)由多个模块组成,如图2所示。每个模块都包含一个闪烁晶体阵列、一个光电二极管阵列和含有多路复用至ADC的多个积分器通道的多通道模拟数据采集系统(ADAS)。为了避免图像伪影并确保良好的对比度,转换器前端必须具有出色的线性度性能并可提供低功耗工作模式,以降低热敏型探测器的冷却要求。 图2.CT探测器模块信号链 ADC必须具有至少24位的高分辨率才能获得更优质、更清晰的图像,同时还要具有快速采样速率(短至100μs),以便数字化探测器读数。ADC采样速率还必须支持多路复用,这样就可以使用较少数量的转换器,并且减小整个系统的尺寸和功耗。ADI 公司的数据采集系统ADAS1135 和 ADAS1134由低噪声/低功耗/低输入电流积分器、同步采样保持器件以及具有可配置采样速率和最高24位分辨率的两个高速ADC组成,可提供出色的线性度,能够最大限度地提高CT应用的图像质量。 正电子发射断层扫描 正电子发射断层扫描(PET)探测器(如图3所示)由一系列闪烁晶体和光电倍增管(PMT)组成,它们将伽马射线转换为电流,继而转换为电压,然后通过可变增益放大器(VGA)放大并补偿幅度变化。然后将产生的信号在ADC和比较器路径之间分离,以提供能量和时序信息,供PET重合处理器用于重建体内放射性示踪剂浓度的3D图像。 图3.PET电子前端信号链 如果两个光子的能量约为511keV,并且其探测时间相差不到十亿分之一秒,则它们可被归类为相关光子。光子的能量和探测时间差对ADC提出了严格的要求,ADC必须具有10至12位的高分辨率,并且快速采样速率通常需高于40MSPS。低噪声性能可最大程度地扩大动态范围,而低功耗工作模式则可减少散热,这两点对于PET成像也很重要。ADI公司的多通道ADC AD9228、 AD9637、AD9219 和 AD9212,采样速率从40 MSPS到80 MSPS,经过优化后具有出色的动态性能和低功耗,可满足PET系统对ADC的要求。 磁共振成像 磁共振成像(MRI)依赖于核磁共振现象,并且无需使用电离辐射,这使之有别于DR、CT和PET系统。MR信号的载波频率直接与主磁场强度成比例,其商用扫描仪频率范围为12.8MHz至298.2MHz。信号带宽由频率编码方向的视场定义,变化范围从几kHz到几十kHz。这对接收器前端提出了特殊的要求,该前端通常基于具有较低速率SARADC的超外差式架构(见图4)。 图4.MRI超外差式接收器信号链 然而,模数转换的最新进展使快速低功耗多通道流水线ADC能够在最常见的频率范围内以16位深度、超过100MSPS的转换速率对MR信号直接进行数字转换。其动态范围要求非常严苛,通常超过100dB。通过对MR信号过采样可以提高分辨率、增加SNR,并消除频率编码方向的混叠伪像,从而增强图像质量。为获得快速扫描采集时间,可应用基于欠采样的压缩检测技术。ADI公司的16位、四通道流水线ADC AD9656能够提供高达125 MSPS的转换速率,针对传统的直接数字转换MRI系统架构进行了优化,具有出色的动态性能和低功耗特性。 超声波扫描术 医疗超声前端(如图5所示)的关键功能模块由集成的多通道模拟前端(AFE)表示,它包括低噪声放大器、可变增益放大器、抗混叠滤波器(AAF)、ADC和解调器。对AFE最重要的要求之一是动态范围。 图5.医疗超声前端信号链 根据成像模式,动态范围的要求可能需要达到70dB至160dB,以便区分血液信号与探头和身体组织运动所产生的背景噪声。因此,ADC必须具有高分辨率、高采样速率和低总谐波失真(THD),以保持超声信号的动态保真度。此外,超声前端的高通道密度还要求必须具有低功耗特性。面向医疗超声设备提供的一系列集成式AFE可实现最佳图像质量,并降低功耗、系统尺寸和成本。 ADI 公司的集成式接收器前端AD9671专为低成本、低功耗的医疗超声应用而设计,采用14位ADC,采样速率最高可达125 MSPS。每个通道都经过优化,在连续波模式下具有160 dBFS/√Hz的高动态性能和62.5 mW的低功率,适合要求小尺寸封装的应用。 结语 可以看出,以低成本和紧凑的封装提供低功耗、低噪声、高动态范围和高分辨率性能,是现代医疗成像系统要求所决定的发展趋势。而具有更快处理速度的放大器和更高转换速度的模数及数模转换器,以及高性能的数字信号处理器是获得上述性能的根本保证。ADI公司的产品可满足这些要求,为关键的信号链功能模块提供高度集成的解决方案,推动实现一流的临床成像设备,这些设备日益成为当今国际医疗保健系统不可或缺的一部分。

    时间:2020-06-05 关键词: adc 医学成像

  • 德州仪器发布新型Burr-Brown音频ADC系列——TLV320ADC5140

    德州仪器发布新型Burr-Brown音频ADC系列——TLV320ADC5140

    德州仪器(TI)推出了一种新型音频模数转换器(ADC),能够在比行业同类产品远4倍的距离以外采集到清晰的语音。TLV320ADC5140是业界具备同等性能的体积更小的四通道音频ADC,是TI新推出的三款Burr-Brown音频ADC系列产品之一,可以在嘈杂的环境中实现低失真录音,还可以在任何环境中进行远场高保真录音。 智能家居系统面临着远场音频采集的挑战。由于麦克风数量有限且信号处理能力受限,现有的智能家居系统难以在嘈杂的环境中采集和理解语音命令。而TLV320ADC5140可以帮助工程师应对这一挑战,它能够改善跨房间的音频采集,并增强对高端智能音箱、条形音箱、无线音箱、高清电视、IP网络摄像机、电话会议系统和智能家电等应用中的难以捕捉的声音命令的识别。这款ADC扩大了TI Burr-Brown优质音频设备产品组合阵容(包括高性能D类放大器,数据转换器和运算放大器),还可以通过减少阵列中的麦克风数量来帮助工程师节省系统设计成本。 TLV320ADC5140的主要特性和优势 利用波束形成系统,在任何环境中都可以清晰地采集音频:TLV320ADC5140具有内置的120dB动态范围增强器(DRE)。在系统层面,即使在非常靠近音箱输出的情况下,DRE方案仍可在保持低失真录音的同时增强低音量音频信号。DRE还可以改善所有环境中的远场高保真录音。 优质麦克风提供了高品质的语音兼容性:TLV320ADC5140是首款完全支持超过106dB动态范围的最新高信噪比麦克风的ADC。 领先的集成支持多功能系统设计:TLV320ADC5140最多可支持麦克风输入的四个模拟通道或八个数字通道(或其组合)进行同步采样,从而确保了系统灵活性,另外还提供增益和相位校准等可编程功能,以均衡麦克风阵列失配。其他功能包括可编程增益放大器、高通滤波器、通道混合以及线性相位或超低延迟滤波器。 体积小,系统功耗低:TLV320ADC5140的内置功能可以帮助工程师减轻数字信号处理任务的负担,从而可以在不牺牲系统可靠性的情况下缩小设计体积。在48kHz时,每个通道的功耗仅为9.5mW。 封装和供货情况 TLV320ADC5140现可在TI store订购,并提供尺寸为4mmx4mm、24引脚超薄型无引线(WQFN)封装。TLV320ADC5140 4通道768kHz TI Burr-Brown音频ADC评估模块ADC5140EVM-PDK也可限量订购。

    时间:2020-05-15 关键词: 德州仪器 模数转换器 adc

  • ADC让智能音箱更清晰 产品一定会越来越契合用户的需求

    ADC让智能音箱更清晰 产品一定会越来越契合用户的需求

    在众多智能产品中,智能音箱以千万级的出货量在 AI 市场头部领跑,曾经的 AI 入口之争走向明朗。如果你问用户智能音箱存在哪些问题,绝大部分人会回答:不够智能。为什么不够智能?它总说自己没听清楚,经常是一家三口轮流对着音箱大吼大叫,欢乐的氛围荡然无存。更让用户心有余悸的是,当一家人在聊天时,它还会随便插话,让人惊心肉跳,很多用户不得不断电才能让它闭嘴。 究其技术原因,都是因为音频采集环节不够精准,才造成智能音箱像一个不够成熟的小孩“胡言乱语”,模拟的问题还要模拟专家来解决,我们先把目光对准模拟老大 TI。“我们为了增强音频领域的实力,收购了 Burr Brown,并一直延续这一品牌在音频上独特的技术,包括 ADC、DAC、高性能 D 类放大器,数据转换器,以及音频运算放大器。” TI 音频产品市场工程师 Abhi Muppiri 对与记者表示,“新发布的 TLV320ADC5140 是业界具备同等性能的体积更小的四通道音频 ADC,可以在嘈杂的环境中实现低失真录音,还可以在任何环境中进行远场高保真录音。” TI 音频产品市场工程师 Abhi Muppiri 让智能音箱听得清的“秘诀” 用户都在等待智能音箱“长大”的那一天,TLV320ADC5140或许可以在音频采集端让它“耳聪目明”。Abhi 介绍,“TLV320ADC5140 具有内置的 120dB 动态范围增强器(DRE)。在系统层面,即使在非常靠近音箱输出的情况下,DRE 方案仍可在保持低失真录音的同时增强低音量音频信号。DRE 还可以改善所有环境中的远场高保真录音。” DRE 其实是一个关键技术,这个技术是 TI 和合作伙伴一起研发的,可以将动态范围从 106 dB 提高到 120dB。而且 DRE 是一个闭环控制,经过信号采样、转换,然后送到 DRE,如果 DRE 发现信号存在问题,再将信号返回进行调整,然后再输入。经过这样的筛选就能保证所采集的音频准确性大大提高。 TLV320ADC5140 最多可支持麦克风输入的四个模拟通道或八个数字通道(或其组合)进行同步采样,从而确保了系统灵活性,另外还提供增益和相位校准等可编程功能,以均衡麦克风阵列失配。其他功能包括可编程增益放大器、高通滤波器、通道混合以及线性相位或超低延迟滤波器。 另外,TLV320ADC5140 还具有体积小,系统功耗低的优势,其内置功能可以帮助工程师减轻数字信号处理任务的负担,从而可以在不牺牲系统可靠性的情况下缩小设计体积。在 48kHz 时,每个通道的功耗仅为 9.5mW。 远场录音声音再小也能“听清”并采集 DRE 技术不仅用于智能音箱,还可以用于录音系统。目前的录音系统如果超过一定的距离,音频就模糊不清,甚至造成内容丢失。尤其是在酒店、机场等环境嘈杂的场所中,原音和噪音很难分辨,TLV320ADC5140 的处理方式是将原音和噪音全部录制下来,然后发送给处理器过滤噪声。另外,如果原音和噪音声音都比较小,TLV320ADC5140 可以将原音和噪音进行放大,然后再发给处理器进行处理。Abhi 强调,“我们现有的方案,动态范围比较高,可以收集到很小的声音信号,能够在 10 米以外进行远场语音采集,对难以捕捉的声音命令的识别能力增强很多。” 麦克风也分为数字和模拟两种,数字麦克风输出的是数字信号,工作时未必用到 ADC 的所有功能,模拟麦克风会用到 ADC 的全部特性。Abhi 解释,这款产品更适合模拟麦克风。但是也要看用户的实际应用,比如摄像头,同时包含数字和模拟部分;在笔记本中,数字麦克风比较多,至于智能音箱会选择数字还是模拟,这取决于用户对音质的要求,自然是模拟麦克风的音质更好。随着用户越来越追求更好的品质,模拟产品更有优势。我们为客户提供更灵活的方案,既支持模拟也支持数字。 其实在智能语音领域,在国内不仅智能语音算法成熟,而且有些设备公司已经开始涉足语音处理芯片,包括出门问问、Rokid 等,不仅芯片本身更契合自身的语音设备,而且在成本上更有优势。TI 作为模拟市场的老大,在 2011 年发布过一款 DM3725 处理器用于语音处理市场以后,后来就迟迟没有再次深入发力,是市场竞争太激烈 TI 想走差异化路线?Abhi 的回复是,TI 还是倾向于发挥自己所擅长的领域,我们的模拟占比很大,优势在于工艺、制造,我们想集中精力办大事,把 ADC 产品做精做好。 TLV320ADC 系列产品分为高中低三档,其中 TLV320ADC3140 是入门级,没有 DRE 特性,检测距离也不是很远,TLV320ADC 5140 处于中档,能够改善跨房间的音频采集,并增强对高端智能音箱、条形音箱、无线音箱、高清电视、IP 网络摄像机、电话会议系统和智能家电等应用中的难以捕捉的声音命令的识别;TLV320ADC6140 是高端产品,用于专业级录音场景,具有更高的 SDR,动态范围可以达到 130DB。这三款产品定价分别在 1K 片 1.99 美元、2.99 美元、4.99 美元,折合成人民币最高可达到 30 多元,对于竞争异常激烈的中国市场,或许用户在价格面前会有所犹豫,但是随着购买数量的增加,TI 表示价格会有所浮动。 虽然 ADC 技术不能完全决定智能音箱产品的“聪明”程度,但是在音频采集前端能够让音箱听得更清晰,后期加上处理和算法的精进,智能音箱产品一定会越来越契合用户的需求。

    时间:2020-05-14 关键词: 智能音箱 adc

  • HOLTEK新推出BH67F5362 & BH66F5362 Enhanced 24-bit A/D MCU

    HOLTEK新推出BH67F5362 & BH66F5362 Enhanced 24-bit A/D MCU

    Holtek新推出Enhanced 24-bit A/D Flash MCU BH67F5362 & BH66F5362,具备Delta-Sigma ADC高解析度效能,特别适合高精度量测类产品,例如电子秤、血压计、温度计、仪表等。 BH67F5362 & BH66F5362内建24-bit ADC电路,有效位数(ENOB)可达20.7 bit,转换速度最快达1.6kHz,可实现高精度量测。另搭配12-bit ADC,转换速度达125kHz,实现快速量测。MCU资源包含HT-8 MCU核心、16Kx16 Flash ROM、2048x8 RAM、1024x8 EEPROM及多种通信接口。另外BH67F5362内建LCD Driver。 BH67F5362提供64-pin LQFP,BH66F5362提供48-pin LQFP封装型式,搭配丰富的资源及完整的功能,可满足多种不同档次,多样化产品之需求。

    时间:2020-04-01 关键词: MCU adc HOLTEK

  • 基准电压源的重要性解析

    基准电压源的重要性解析

    很多人都知道基准电压,那么它的作用是什么呢?由于无处不在,我们来看看基准电压有多重要。我们平时会用到吗?无论是汽车还是电脑等,只要是电子产品就必须以某种方式与“真实”交互。这种结合能测量出(特性:速度、压力、长度、温度)映射到电子产品体现在(电压)上面。这种则需要一个衡量标准,我们所说的这个标准就是基准电压。 基准电压源?到底会用到哪里?能有什么作用,能帮助我们做些什么?我们进一步了解下! 定义: 基准电压源是当代模拟集成电路极为重要的组成部分,它为串联型稳压电路、A/D和D/A转化器提供基准电压,也是大多数传感器的稳压供电电源或激励源。另外,基准电压源也可作为标准电池、仪器表头的刻度标准和精密电流源。 基准电压源只是一个电路或电路元件,只要电路需要,它就能提供已知电位。这可能是几分钟、几小时或几年。如果产品需要采集真实世界的相关信息,例如电池电压或电流、功耗、信号大小或特性、故障识别等,那么必须将相关信号与一个标准进行比较。每个比较器、ADC、DAC 或检测电路必须有一个基准电压源才能完成上述工作。将目标信号与已知值进行比较,可以准确量化任何信号。 理想基准电压源 理想的电压基准源应该具有完美的初始精度,并且在负载电流、温度和时间变化时电压保持稳定不变。实际应用中,设计人员必须在初始电压精度、电压温漂、迟滞以及供出/吸入电流的能力、静态电流(即功率消耗)、长期稳定性、噪声和成本等指标中进行权衡与折衷。 基准源的类型 两种常见的基准源是齐纳和带隙基准源。齐纳基准源通常采用两端并联拓扑;带隙基准源通常采用三端串连拓 实现方式 1.电阻分压: 只能作为放大器的偏置电压或提供放大器的工作电流。这主要是由于其自身没有稳压作用,故输出电压的稳定性完全依赖于电源电压的稳定性。 2.普通正向二极管 不依赖于电源电压的恒定基准电压,但其电压的稳定性并不高,且温度系数是负的,约为-2mV/℃ 3.齐纳二极管 可克服正向二极管作为基准电压的一些缺点,但其温度系数是正的,约为+2mV/℃ 4.温度补偿性齐纳二极管 体积小、重量轻、结构简单便于集成;但存在噪声大、负荷能力弱、稳定性差以及基准电压较高、可调性较差等缺点。这种基准电压源不适用于便携式和电池供电的场合。 5.带隙基准源(采用CMOS,TTL等技术实现) 运用半导体集成电路技术制成的基准电压源种类较多,如深埋层稳压管集成基准源、双极型晶体管集成带隙基准源、CMOS集成带隙基准源等。“带隙基准源”是七十年代初出现的一种新型器件,它的问世使基准器件的指标得到了新的飞跃。由于带隙基准源具有高精度、低噪声、优点,因而广泛应用于电压调整器、数据转换器(A/D, D/A)、集成传感器、大器等,以及单独作为精密的电压基准件,低温漂等许多微功耗运算放。 总结: 任何系统设计的难点都在于在成本、体积、精确度、功耗等诸多因素的平衡与折衷。为具体设计选择最佳基准源时需要考虑所有相关参数。有趣的是,很多时候选用较贵的元件反而使系统的整体成本更低,因为它可以降低制造过程中补偿和校准的花销。这就是基准电压的重要性,需要大家不断积累。

    时间:2020-03-25 关键词: dac adc 模拟集成电路

  • Analog Devices 16位ADC 贸泽开售

    Analog Devices 16位ADC 贸泽开售

    作为授权分销商,贸泽致力于快速引入新产品与新技术,帮助客户设计出先进产品,并使客户产品更快走向市场。超过800家半导体和电子元器件生产商通过贸泽将自己的产品销往全球市场。贸泽只为客户提供通过全面认证的原厂产品,并提供全方位的制造商可追溯性。 贸泽供应的Analog Devices AD7386内含两个SAR ADC、一个多路复用器、一个序列发生器和一个带有两个独立数据输出引脚的串行接口。工程师可通过支持一或两个序列输出的串行接口访问设备上的数据。

    时间:2020-03-09 关键词: adc 贸泽

  • 贸泽开售吞吐速率高达4 MSPS 的Analog Devices 16位AD7386 SAR ADC

    贸泽开售吞吐速率高达4 MSPS 的Analog Devices 16位AD7386 SAR ADC

    2020年3月2日 – 专注于引入新品并提供海量库存的电子元器件分销商贸泽电子 (Mouser Electronics) 即日起开始供应Analog Devices公司的AD7386 逐次逼近寄存器 (SAR) 模数转换器 (ADC)。16位的AD7386为单端类型,功能与AD7380和AD7381 ADC兼容,吞吐速率高达4 MSPS,并采用 3 × 3 mm小巧尺寸的LFCSP封装。这款双路同步采样的高速ADC很适合用于电机控制、声呐、电源质量和数据采集应用。 作为授权分销商,贸泽致力于快速引入新产品与新技术,帮助客户设计出先进产品,并使客户产品更快走向市场。超过800家半导体和电子元器件生产商通过贸泽将自己的产品销往全球市场。贸泽只为客户提供通过全面认证的原厂产品,并提供全方位的制造商可追溯性。 贸泽供应的Analog Devices AD7386内含两个SAR ADC、一个多路复用器、一个序列发生器和一个带有两个独立数据输出引脚的串行接口。工程师可通过支持一或两个序列输出的串行接口访问设备上的数据。此款ADC具备单端模拟输入,工作电压介于3.0V至3.6V之间,并具有带缓冲的内部2.5V参考电压(可供选择的外部参考电压最高达3.3V),典型漂移仅±1 ppm/°C。

    时间:2020-03-02 关键词: adc sar 吞吐速率

  • 用于电机控制的优化∑-∆调制电流测量

    用于电机控制的优化∑-∆调制电流测量

    在高性能电机和伺服驱动器中,基于隔离式sigma-delta(Σ-Δ)的模数转换器(ADC)已成为首选的相电流测量方法。这些转换器以其强大的电流隔离和卓越的测量性能而闻名。随着新一代ADC的推出,其性能也在不断提高,但是,要充分利用最新的ADC的功能,就需要对其他的电机驱动器进行相应的设计。简介电机驱动器制造商不断提高其产品的性能和鲁棒性。一些改进是通过采用更先进的控制算法和更高的计算能力实现的。其他改进则通过最小化反馈电路中的非理想效应来实现,比如延迟、倾斜和温度漂移。就电机控制算法的反馈而言,最关键的部分是相电流的测量。随着控制性能提高,系统对时序精度、偏移/增益误差、多反馈通道的同步等非理想效应越来越敏感。多年来,半导体公司一直致力于减少反馈信号链中的这些非理想效应,而且这种趋势很可能会持续下去。ADuM7701就是为测量相电流而优化的最新一代隔离式Σ-ΔADC示例。虽然ADC的性能很重要,但也很可能在反馈路径的其余部分造成非理想效应。本文不考虑ADC,主要讨论反馈路径的其余部分。虽然本文着重介绍电机控制应用,但它也适用于任何需要Σ-ΔADC紧密同步的其他系统。使用Σ-ΔADC时的典型信号链如图1所示。模拟输入电压通过让相电流通过一个电阻分流器来产生。Σ-ΔADC将模拟信号转换成1位数据流,并提供电气隔离,因此ADC之后的一切都与电机相电位隔离。转换器之后是通过滤波方式执行的解调。该滤波器将1位信号转换为多位(M位)信号,并通过抽取过程降低数据更新速率。虽然滤波器抽取降低了数据速率,但速率通常仍然过高,无法匹配控制算法的更新速率。为了解决这个问题,我们增加了最后的降采样阶段。本文假设滤波器和抽取级在FPGA中实现,并且滤波器是一个三阶sinc滤波器(sinc3)。图1.一种用于测量相电流的∑-∆信号链。图2.(a)滤波器抽取率为5的sinc滤波器脉冲响应。(b)Sinc滤波器的阶跃响应以及与脉冲响应的关系。Sinc滤波器同步Σ-ΔADC和sinc滤波器的缺陷在于很难在同一个时域中进行控制,并且缺少指定的采样时刻。2与具备专用的采样保持电路的传统ADC相比,这两种滤波器都有一些令人担忧的地方。不过也有办法解决这个问题。如本节所示,将sinc滤波器与系统的其余部分同步,并在适当的时刻采样相电流至关重要。如果未能正确做到这一点,测量结果将会大幅失真。sinc滤波器的输出并不代表该时刻Σ-ΔADC的输入。相反,输出是过去窗口期间输入的加权平均值。这是由滤波器的脉冲响应造成的。图2a显示了抽取率为5时sinc3的脉冲响应。从图中可以看出,滤波器输出如何成为输入序列的加权和,中间的采样获得较大权重,而序列开始/结束时的采样权重较低。在继续讨论之前,需要给出几个基本定义。Σ-ΔADC时钟,又称为调制器时钟,表示为fmod。抽取率(DR)决定抽取频率(fdec),并与fmod关联,如公式1所示:图2右侧显示了脉冲响应对滤波器阶跃响应的影响。应用该步骤时,滤波器输出不受影响,滤波器在3个完整的抽取周期之后达到稳定状态。因此,sinc3滤波器的一些重要特性可以表述为:►群延迟为1.5个抽取周期►建立时间为3个抽取周期在将滤波器与控制系统同步时,这些属性非常重要,本文将始终会用到。在讨论sinc滤波器同步之前,必须先定义输入信号的特性。这反过来又会定义滤波器的同步特性。图3显示了由电压源逆变器驱动的3相永磁电机的模拟相电流。调制方式为空间矢量PWM3,开关频率为10kHz。将电机加载到5A峰值相电流和3000rpm转速。这种设置加上3个极对数,可以得到6.67ms电气基本周期。图3.采用空间矢量脉宽调制时的电机相电流。相电流可以看作由两个分量组成:平均分量和开关分量。出于控制目的,仅关注电流的平均分量,因此必须完全去除开关分量。要提取平均分量,最常见的方法是对与PWM同步的信号(用于电机终端)进行采样。如图4所示。最上面的信号显示相电流的开关波形,中间的信号显示对应的逆变器相位臂的高端PWM,最下面的信号显示来自PWM定时器的同步信号。PWM同步信号在PWM周期的开始和中间进行置位。为简明起见,假设所有三相的占空比都是50%,意味着电流只有一个上升斜坡和一个下降斜坡。在PWM同步信号的上升沿,电流取其平均值,因此如果恰好在那一刻采样电流,开关分量将被完全抑制。实际上,采样保持电路相当于一个在开关频率上具有无限衰减的滤波器。图4.在PWM周期的起始点和中心点处测量相电流会减弱电流纹波。图5显示了将这种采样应用于图3中所示波形时的结果。右侧所示是实际相电流和采样电流的波形放大图。注意采样保持过程如何完全消除纹波。采样电流以每单位表示,其中0A映射到0.5,全比例值为8A。选择这个比例是为了更容易与后面的∑-∆测量值进行比较。图5所示的结果为理想场景,采样后只剩下基波分量。因此,可以将这些数据当做比较∑-∆测量值的基准值。∑-∆测量和混叠在理想的采样保持ADC中,由于严格控制采样时刻,所以能够提取基波分量。然而,Σ-∆转换是一个连续的采样过程,纹波分量将不可避免地成为测量的一部分。在Σ-∆转换中,抽取率与信噪比(SNR)之间存在密切联系。抽取率越高,输出的有效位数(ENOB)越多。缺点是,随着抽取率增加,群延迟也会增加,因此设计者必须在信号分辨率和反馈链的延迟之间折中考量。一般来说,与控制周期相比,应将延迟保持在较小范围。对于电机控制,典型的抽取率在128到256之间,这可以很好地平衡信噪比和群延迟。在数据手册规范中,通常使用256作为抽取率。例如,ADuM7701的ENOB为14位,抽取率为256。ENOB值如此高时,预计可以得到非常准确的测量结果。为了验证这一点,假设图3所示的相电流是采用Σ-ΔADC在20MHz时测量所得,数据流则由使用256抽取率的sinc3进行解调。结果如图6a所示。图5.理想的相电流采样:(a)理想的采样相电流的基波周期,(b)相电流和采样相电流的波形放大图。图6.(a)sinc滤波器的输出。(B)实际的相电流和sinc滤波器抽取输出的波形放大图。图7.(a)sinc滤波器的采样输出。(b)测量误差。相电流的基波分量非常明显,但与图5a所示的理想采样相比,测量信号存在很大的噪声。因此,虽然ADC和sinc滤波器本身提供了不错的ENOB数量,但反馈信号的质量却很差。从图6b可以看出其原因,该图是sinc滤波器输出和实际的相电流的波形放大图。注意相电流的10kHz开关分量是如何发生相移,以及几乎未被sinc滤波器衰减。现在,假设在每个PWM周期执行一次电机控制算法,并在周期开始时读取最新的sinc滤波器输出。实际上,sinc滤波器的输出会向下采样,以匹配控制算法的更新速率。向下采样和得到的信号在图6b中显示为采样sinc输出。图7a显示了按照PWM速率滤波和采样的整个基波周期的结果。很明显,相电流测量失真严重,因此控制性能会非常差。如此,应该增加扭矩波纹,并且需要降低电流控制环路的带宽。从理想测量值(图5a)中减去图7a中的测量值,就可以得到误差(图7b)。误差约为原比例信号的7%,与预期的14ENOB相差甚远。这个Σ-Δ测量和混叠场景演示了基于Σ-Δ的非常常见的电流测量模式,以及它是如何引导设计人员得出“Σ-ΔADC不适合电机驱动器”这个结论的。但是,这个示例并没有显示出ADC本身的糟糕性能。相反,因为未能正确设置相电流测量值,所以余下信号链的性能欠佳。ADC在几兆赫(一般为10MHz至20MHz)下对输入信号采样,在抽取率为256时,sinc滤波器有效去除调制噪声。在如此高的采样率下,滤波器输出中存在相电流纹波分量,在信号链的向下采样级,这可能成为一个问题(见图1)。如果纹波分量没有充分衰减,且电机控制算法以PWM速度消耗电流反馈,则结果会因为降采样而产生混叠。根据标准采样理论,为了避免混叠,信号在一半采样频率以上时必须无能量。如果对Σ-ΔADC输出向下采样至10kHz,那么5kHz或更高频率下的噪声将会混叠到测量值中。如图所示,在sinc滤波器之后,信号中还存在大量10kHz开关噪声。降低10kHz噪声的一种方法是增加抽取率,但是这样做会导致不可接受的长时间群延迟。我们需要采用一种不同的方法。通过同步改善测量上一节讨论的抗混叠方法的主要问题如图8所示。sinc滤波器的输出在与相电流开关分量无关的某个时刻被读取。输出信号被读取时,滤波器根据脉冲响应对输入信号进行加权平均。这个加权平均值有时跨越开关波形的低点,有时跨越高点。因此,用作反馈的信号含有明显噪声,频率从0Hz到PWM频率的一半。图8.脉冲响应与开关波形无关。Σ-ΔADC连续采样,sinc滤波器输出乘以每个PWM周期的测量值(通常10到20)。由于每次测量跨越3个抽取周期,所以脉冲响应会重叠。为了简化起见,图8中仅显示三个测量/脉冲响应。图9.(a)脉冲响应锁定采用PWM时,sinc滤波器的采样输出。(b)测量误差。问题的根源在于:脉冲响应没有锁定为电流的开关分量,而开关分量又被锁定为PWM。解决方案是选择抽取率,使每个PWM周期都有固定的整数抽取周期。例如,如果PWM频率为10kHz,调制器时钟为20MHz,抽取率为200,那么每个PWM周期正好有10个抽取周期。每个PWM周期有固定的采样周期,脉冲响应始终锁定为PWM,用于反馈的测量值在PWM周期内的同一点被捕获。采用这种同步方案的相电流测量如图9a所示。显然,将响应同步与PWM同步会产生积极的影响。噪声会被消除,且乍一看,测量结果似乎与图5a中的理想测量值相似。但是,用理想测量值减去∑-∆测量值时,就会得出图9b所示的误差信号。误差大小与图7b中所示的值相似,但频谱发生了变化。现在,误差是一阶谐波,相当于增益误差。导致这种错误模式的原因如图10所示。图10.脉冲响应被锁定为开关周期内的某个固定点。虽然消除了白噪声误差分量,但由于测量值受到开关分量的影响,信号仍然是失真的。在图10中,注意sinc滤波器的脉冲响应如何围绕开关波形的峰值给出加权平均值。根据脉冲响应相对于PWM的相位,偏差的大小仅受纹波电流的大小限制。如图3所示,纹波分量的幅值在基波周期内发生变化,基波电流峰值时纹波最高,过零点时纹波最低。因此,测量误差为一阶谐波分量。为了消除一阶谐波测量误差,脉冲响应必须始终以PWM周期的起始点或中心为中心,此时相电流正好等于其平均值。图11显示了以开关周期的起始点为中心的脉冲响应。在这一点周围,开关波形是对称的,因此,通过在每一边都有相同数量的测量点,纹波分量在这一点周围均为零。图11.脉冲响应锁定为开关周期,并对准理想的测量点。脉冲响应锁定,以平均电流的时刻为中心时,测量结果如图12a所示,测量误差如图12b所示。作为理想的采样测量,该信号不存在白噪声和增益误差。结果表明,∑-∆测量值的质量不仅仅取决于抽取率。只有在无混叠时,普遍认为“增加抽取率会提高ENOB”的这种观点才是正确的。控制滤波器相对于输入信号的更新率和相位比抽取率更重要。例如,比较图7(基于256的抽取率)和图12(基于200的抽取率)。降低抽取率可显著改善测量结果。图12.(a)脉冲响应锁定采用PWM,且以平均电流时刻为中心时,sinc滤波器的采样输出。(b)测量误差。结论综上所述,实现基于∑-∆的优化相电流测量值的条件如下:►三阶sinc滤波器的脉冲响应时间为3个抽取周期,这意味着数据需要3个抽取周期才能通过滤波器。►滤波器的脉冲响应必须以平均电流时刻为中心。►脉冲响应的1.5个采样周期必须在平均电流时刻之前,另外1.5个采样周期必须在平均电流时刻之后。►sinc滤波器在PWM周期内产生多个输出,但只使用其中一个输出。其余的输出都被忽略。

    时间:2020-01-20 关键词: 电机控制 adc 伺服驱动器

  • Vishay推出超小体积的功耗仅为6µA的新型接近传感器

    Vishay推出超小体积的功耗仅为6µA的新型接近传感器

    宾夕法尼亚、MALVERN—2020年1月15日—日前,Vishay Intertechnology,Inc.推出两款全集成新型接近传感器---VCNL36821S和VCNL36826S,提高消费类和工业应用效率和性能。Vishay Semiconductors VCNL36821S和VCNL36826S分别在2.55mm x 2.05mm x 1.0mm小型表面贴封装中集成红外(IR)发射器、垂直腔面发射激光器(VCSEL)、光电二极管、信号处理IC和12位ADC。与上一代器件相比,日前发布的接近传感器体积小,成本低,适用于空间有限的电池供电应用,如检测用户是否佩戴耳麦或虚拟现实/增强现实(VR/AR)头盔。器件探测距离300mm,同时具有用于玩具以及消费类和工业机器人的碰撞检测功能。VCNL36821S和VCNL36826S功耗低至6µA,有助于提高这些应用的效率。器件支持I2C总线通信接口,可轻松访问接近信号,可编程中断功能便于设计人员设定中断阈值上下限,从而减少与微控制器连续通信。接近传感器采用智能抵消技术消除串扰,智能持续性设计确保准确探测并加快响应速度。IRED和VCSEL波长峰值为940nm,无可见“红尾”。VCNL36821S和VCNL36826S在-40°C至+85°C温度范围内具有出色的温度补偿能力,潮湿敏感度等级(MSL)达到J-STD-020标准3级,车间储存寿命为168小时。传感器符合RoHS和Vishay绿色标准,无卤素。器件规格表:新型VCNL36821S和VCNL36826S现可提供样品并已实现量产,大宗订货供货周期为8-12周。

    时间:2020-01-15 关键词: 传感器 adc vcsel

  • 同步关键的分布式系统时,新型Σ-ΔADC架构可避免中断的数据流

    同步关键的分布式系统时,新型Σ-ΔADC架构可避免中断的数据流

    摘要本文介绍了基于SAR ADC的系统和基于sigma-delta(∑-Δ)ADC的分布式数据采集系统同步的传统方法,且探讨了这两种架构之间的区别。我们还将讨论同步多个Σ-ΔADC时遇到的典型不便。最后,提出一种基于AD7770采样速率转换器(SRC)的创新同步方法,该方法显示如何在不中断数据流的情况下,在基于Σ-ΔADC的系统上实现同步。简介您是否曾经想象过,自己正坐在一辆打破音障的超音速飞机上?自从协和式超音速喷射客机退役后,这似乎已经成了一个不可能实现的梦想,除非您是一名军机驾驶员或是一名宇航员。身为一名电子工程师,我对一切事物的运作方式都非常着迷,比如对布谷鸟钟,我很好奇它的每个独立系统如何与其他系统和谐地保持同步。我们生活的各方各面也是这样。我们生活在一个相互联系的世界,一切都是同步的——从银行服务器到智能手机的警报。区别就在于各种特定情况下要解决的问题的大小或复杂性、不同系统的同步与所需的精度(或者容差),或者要同步的系统的大小。分布式系统在独立设计中,使用的本地时钟或振荡器本身就会进行同步。但是,当独立设计需要集成到更广泛的系统(我们称之为分布式系统)中时,问题的角度会发生改变,独立系统也应该根据用例进行设计。要计算一个系统中的电器的瞬时功耗,必须同时测量电流和电压。通过快速分析,您可以用三种不同的方法来解决问题:·使用两个同步单通道ADC来测量电流和电压。·使用一个多通道同步采样ADC,它的每个通道都可能有一个ADC,或者每个通道有一个采样保持电路。·使用一个多路复用ADC,并且插入测量值,以补偿电压和电流测量之间的时间平移。至此,您可能已经获得可以解决该问题的可靠解决方案,但是,如果我们扩展系统需求,从原来的单件电器辐射到整个应用,必须测量整个工厂中的每个交流电源插座的功率呢?现在,您原有的瞬时功耗设计必须分布应用于整个工厂,而且要保证其设计能够同时测量和计算每个交流电源插座功耗。您现在面对的是一个分布式系统,它由一组相互独立但又紧密相关的子系统组成。每个子系统需要提供在同一时间点采样的数据,以便计算工厂的瞬时总功耗。最后,如果我们继续扩展假设的应用示例,想象一下,如果要将您的原始设计集成到国家电网之中。现在,您检测的是数百万瓦功率,任何一个链路出现问题都会导致可怕后果,例如因为压力导致的线路损坏,反过来,这又可能导致停电,造成可怕后果,例如火灾,或者医院停电。因此,所有系统都必须准确同步,也就是说,在整个电网中捕获的数据必须是在同一时刻捕获,无论各数据所处的地理情况如何,具体如图1所示。图1.电网同步。在这些情况下,您可以将其视为一个关键的分布式系统,且必须从每个感知节点获得连续的、完全同步的数据流。与电网示例类似,这些要求也适用于航空航天或工业市场中的许多其他关键分布式系统示例。奈奎斯特ADC和过采样ADC在开始解释如何同步多个ADC的采样时刻之前,最好先了解每个ADC拓扑如何决定何时采样模拟输入信号,以及每种架构的优缺点。·奈奎斯特或SAR ADC:该转换器的最大输入频率由奈奎斯特或半采样频率决定。·过采样或Σ-ΔADC:最大输入频率一般与最大采样频率成比例,一般约为0.3。一方面,SAR ADC的输入信号采样时刻通过施加于转换开始引脚的外部脉冲进行控制。如图2所示,将一个通用转换开始信号应用到被同步系统中每个SAR ADC上,它们都会在转换起始信号的边缘同时触发采样。只要确保信号之间没有明显的延迟,即转换开始脉冲在同一时刻及时到达每个SAR ADC,系统同步就很容易实现。注意,到达转换开始引脚的脉冲与实际采样时刻之间的传播延迟不能因设备而不同,在采样速度相对较慢的精密ADC中,这种延迟不显著。在应用转换开始脉冲之后的某个时间(也称为转换时间),转换结果将通过所有ADC的数字接口显示。图2.同步基于SAR ADC的分布式系统。另一方面,由于架构不同,Σ-ΔADC操作也略有不同。在这种类型的转换器中,内部核心(即调制器)对输入信号采样的频率(调制器频率,fMOD)比奈奎斯特规定的最小频率高,因此它被称为过采样ADC。通过按比严格需要的频率更高的频率采样,能够收集更多的样本。然后采用平均滤波器对所有ADC数据进行后处理,原因有二:·每4个平均样本,噪声降低1位。·平均滤波器转换函数是一个低通滤波器。当∑-∆架构将其量化噪声推向高频时,应该移除平均滤波器转换函数,如图3所示。所以,本次滤波由这个平均滤波器完成。图3.∑-∆噪声整形。样本的平均数量,即抽取率(N),会决定输出数据速率(ODR),输出数据速率是ADC提供转换结果的速率,单位为样本/秒,如公式1所示。抽取率通常是整数,带有一组可在数字滤波器上离散编程的预定义值(即N=32、64、128等)。因此,通过保持fMOD常量,ODR将根据预定义值集内的N值进行配置。平均过程通常由一个sinc滤波器在内部实现,调制器的模拟转换开始脉冲也在内部生成,因此不会从外部管控转换过程触发。这种类型的转换器实际会连续采样,跟踪输入信号,并处理获得的数据。一旦该过程(采样和平均)完成,转换器就会生成一个数据就绪信号,告知控制器数据可以通过数字接口回读。如图4所示,∑-∆的工作流程可以概括为四个主要步骤:·调制器以fMOD频率对信号采样。·通过sinc数字滤波器对样本进行平均。·对sinc滤波器提供的数据进行偏移和增益校正。·数据就绪引脚切换,表示转换结果已就绪,可由控制器回读。图4.Σ-ΔADC工作流程图。由于没有从外部控制何时触发内部采样,所以如果要对分布式系统中的多个Σ-ΔADC进行同步,必须同时对所有数字滤波器实施复位,这是因为平均转换启动是由数字滤波器控制的。图5显示在所有Σ-ΔADC都采用相同的ODR和fMOD的情况下,对同步产生的影响。图5.∑-∆系统复位同步。与基于SAR ADC的系统一样,必须确保复位滤波脉冲同时到达各个子系统。但是,请注意,数字滤波器每次复位时,数据流都会被中断,这是因为滤波器必须重新设置。在本例中,数据中断的持续时间由数字滤波器的顺序、fMOD和抽取率决定。在图6显示的示例中,滤波器的LPF特性将延迟时间,直到生成有效的输出。图6.由于数字滤波器的建立时间导致的数据中断。对分布式系统同步采样的启示在分布式系统中,全局同步信号(我们称之为Global_SYNC)在所有模块/子系统之间共享。此同步信号可以由主系统或第三方系统(例如GPS 1pps)生成,如图1所示。接收到Global_SYNC信号后,每个模块必须重新同步每个转换器的瞬时采样(很可能是其本地时钟),以确保同时性。在基于SAR ADC的分布式系统中,重新同步本质上很简单,如前一节所述:本地时钟(管理转换开始信号)再次与Global_SYNC信号匹配,之后同步获得信号。这意味着要生成频率杂散,因为在同步期间,会在不同时间和距离采集一个样本,具体如图7高亮蓝色部分所示。在分布式应用中,这些杂散可能是可以接受的,而中断数据流在某些应用中则确实至关重要,例如前面提到的电力线监视之类的应用。图7.调整SAR ADC转换过程,使之与全局同步信号匹配。在基于∑-∆的分布式系统中,重新与Global_SYNC信号同步的过程会稍微复杂一些,这是因为调制器会持续对模拟输入信号采样,而转换过程也不像SAR ADC一样从外部控制。要对多个基于∑-∆的分布式系统实施同步,一个简单的方法就是重置数字滤波器:丢弃收集和存储的要在平均滤波器上使用的所有调制器示例,并且清空数字滤波器。这意味着:根据数字滤波器的顺序,它需要一些时间才能再次确定其输出,如图5和图6所示。数字滤波器完成设置之后,会再次提供有效的转换数据,但考虑到设置所花费的时间,在Σ-ΔADC上重置数字滤波器可能导致的数据中断是不可接受的。分布式系统需要重新同步的频率越高,数据流中断的次数就越多,而因为这种持续的数据流中断,Σ-ΔADC将无法应用于关键的分布式系统中。传统使用的最小化数据中断的方法是使用可调谐时钟,例如PLL,它可以降低全局同步频率和fMOD频率之间的误差。接收到Global_SYNC脉冲后,可以采用类似以下的流程,计算Σ-ΔADC转换开始和Global_SYNC脉冲之间的不确定性:·控制器计算采样时刻(通过了解群延迟从数据就绪信号向后计算,如图8所示)和Global_SYNC脉冲之间的时间差。群延迟是一份数据手册规范,说明从对输入采样到数据就绪引脚开启(表示样本已经就绪,可以读取)之间的时间间隔。图8.被采样的模拟输入和数据就绪切换之间的时间延迟。·如果采样时刻和Global_SYNC之间存在时间差,那么本地控制器会量化这个时间差(tahead或tdelayed),如图9所示。图9.量化每个ADC的采样时刻(假设群延迟已知)和全局同步信号之间的时间差。·如果存在差异,可以重新设置∑-∆滤波器,或者修改fMOD,以便在几个采样期间调整∑-∆采样。无论哪种情况,都可能漏掉几个样本。注意,通过改变局部时钟频率(fMOD),Σ-ΔADC会改变其输出数据速率(ODR=fMOD/N),如此,ADC会减慢或加快对模拟输入采样的速度,以期和系统中余下的ADC和Global_SYNC同步。·如果fMOD被更新,那么在同步之后,主时钟频率会恢复到原来的频率,以返回到之前的ODR,而子系统则从该时刻开始同步。在一段时间内改变fMOD的过程如图10所示。图10.同步方法,采用PLL来调谐调制器的频率。这种方法在某些情况下可能不适用,因为有几个细节需要考虑:·将调制器频率更改为非整数倍值可能是不实际的。·如果可以对频率进行微调,那么改变的频率步长必须很小,否则数字滤波器可能会超出限制,导致同步的实施时间变长。·如果所需的ODR改变足够大,可以通过改变抽取率(N),而不是改变调制器频率(fMOD)来解决,但是,这也意味着会丢失一些样本。·使用PLL意味着在达到期望的调制器频率之前,除了自身的建立时间之外,还会额外消耗功率。一般来说,整个系统的复杂性和成本会随着系统规模的增大而增加,特别是与SAR ADC相比,对于后者,只需要将转换开始调整到与Global_SYNC信号匹配,即可轻松解决这个问题。此外,在许多情况下,因为存在上述系统限制,所以Σ-ΔADC无法使用。不中断数据,轻松重新同步Σ-ΔADCAD7770系列产品(包括AD7770、AD7771和AD7779)具有内置SRC。随着这种新架构推出,固定的抽取率(N)导致的限制将不复存在。SRC允许您采用十进制数(而不仅仅是整数)作为抽取率(N),因此,您可以采用所需的任何输出数据速率。在之前的同步方法中,由于N是固定的,所以必须更改外部时钟来调节fMOD,之后才能实施同步。使用AD7770系列产品之后,N会变成可灵活编程,以及可随时编程的值,所以无需更改fMOD,也无需中断数据,即可对ODR编程。这种对基于∑-∆的子系统重新同步的新方法利用SRC来简化重新同步过程,最大程度地简化了前面章节提到的复杂性。新方法如下:·接收到Global_SYNC信号之后,各子系统检查采样是否同步,以数据就绪信号为参考,利用群延迟查找实际采样时刻。·如果采样时刻和接收到Global_SYNC信号的时间之间存在时间差,那么本地控制器会量化这个时间差(tahead或tdelayed),如图9所示。·这时,会对一个新的ODR编程,使其通过SRC更改抽取率(N),从而临时生成更快或更慢的ODR。整个重新同步操作一般会用到4个样本(如果在AD7771上启用了sinc5滤波器,则需要6个),但是因为这些样本仍然有效且完全设置,所以不会导致数据流中断。·一旦接收到所需数量的DRDY,就会重新设置抽取因数,以返回所需的ODR,如此可以保证Σ-∆ADC与其余子系统保持同步,如图11所示,其不造成数据中断。图11.采样速率转换器动态调整ODR,以便在所有设备上重新同步采样。结论关键分布式系统需要所有子系统同步进行转换,且具备持续的数据流。SAR转换器提供一种直观的重新同步采样方法:通过重新调整转换开始信号,使其与Global_SYNC脉冲匹配。在需要高动态范围(DR)或信噪比(SNR)的应用中,SAR不可使用,但是传统Σ-∆转换器也变得难以使用,因为这些转换器不具备灵活性,无法在不中断数据流的情况下重新调节。如示例所示,SRC提供了一个无缝同步例程,与其他解决方案相比,它的延迟更小、成本和复杂性更低。SRC可以在许多应用中一展所长。与电力线监控示例一样,任何线路频率变化都可以通过立即动态改变抽取率来补偿。如此,保证电力线的采样频率始终一致。按照本文所示,在关键分布式系统中,SRC也可用于高效重新同步系统,不会造成数据流中断,也不需要采用额外的元器件,例如PLL。AD7770解决了对基于Σ-ΔADC的分布式系统进行同步的传统问题,不会丢失样本,也不会像基于PLL的方法一样,额外增加成本和复杂性。

    时间:2020-01-13 关键词: 分布式 数据采集系统 adc

  • 操纵MCU SPI接口以访问非标准SPI ADC

    操纵MCU SPI接口以访问非标准SPI ADC

    问题:能否用MCU访问非标准SPI接口?答案:可以,但可能需要做一些额外的努力。简介当前许多精密模数转换器(ADC)具有串行外设接口(SPI)或某种串行接口,用以与包括微控制器单元(MCU)、DSP和FPGA在内的控制器进行通信。控制器写入或读取ADC内部寄存器并读取转换码。SPI的印刷电路板(PCB)布线简单,并且有比并行接口更快的时钟速率,因而越来越受欢迎。而且,使用标准SPI很容易将ADC连接到控制器。一些新型ADC具有SPI,但有些ADC具有非标准的3线或4线SPI作为从机,因为它们希望实现更快的吞吐速率。例如,AD7616、AD7606和AD7606B系列有两条或四条SDO线,在串行模式下可提供更快的吞吐速率。AD7768、AD7779和AD7134系列有多条SDO线,用作SPI主机。用户在设计微控制器SPI以配置ADC和读取代码时往往会遇到困难。图1.AD7768用作串行主机,具有两个数据输出引脚(14001-193)。与ADC的标准MCU SPI连接SPI是一种同步、全双工、主从式接口。来自主机或从机的数据在时钟上升沿或下降沿同步。主机和从机可以同时传输数据。图2显示了典型的4线MCU SPI接口连接。图2.与ADC从机的标准MCU SPI连接要开始SPI通信,控制器必须发送时钟信号,并通过使能信号(通常是低电平有效信号)来选择ADC。SPI是全双工接口,因此控制器和ADC可以分别通过MOSI/DIN和MISO/DOUT线同时输出数据。控制器SPI接口允许用户灵活选择时钟的上升沿或下降沿来采样和/或移位数据。为了在主机和从机之间进行可靠的通信,用户必须遵守微控制器和ADC芯片的数字接口时序规范。如果微控制器SPI和ADC串行接口具有标准SPI时序模式,那么用户设计PCB布线和开发驱动器固件不成问题。但是,有些新型ADC的串行接口端口不是典型的SPI时序模式。MCU或DSP似乎不可能通过AD7768串行端口(一种非标准时序SPI端口)读取数据,如图4所示。本文将介绍操纵标准微控制器SPI以便与具有非标准SPI端口的ADC接口的方法。本文会给出四种通过串行接口读取ADC码的解决方案:·解决方案1:MCU作为SPI从机,通过一条DOUT线与作为SPI主机的ADC接口。·解决方案2:MCU作为SPI从机,通过两条DOUT线与作为SPI主机的ADC接口。·解决方案3:MCU作为SPI从机,通过DMA与作为SPI主机的ADC接口。·解决方案4:MCU作为SPI主机和SPI从机,通过两条DOUT线读取数据。图3.SPI数据时钟时序图示例图4.AD7768FORMATx=1×时序图,仅通过DOUT0输出。STM32F429微控制器SPI通过一条DOUT线读取AD7768代码如图4所示,当FORMATx=11或10时,通道0至通道7仅通过DOUT0输出数据。在标准工作模式下,AD7768/AD7768-4作为主机工作,数据流入MCU、DSP或FPGA。AD7768/AD7768-4向从机提供数据、数据时钟(DCLK)和下降沿帧使能信号(DRDY)。STM32Fxxx系列微控制器广泛用于很多不同的应用中。该MCU有多个SPI端口,可以使用典型的SPI时序模式将其配置为SPI主机或从机。下文中介绍的方法也可应用于其他具有8位、16位或32位帧的微控制器。AD7768/AD7768-4分别为8通道和4通道同步采样Σ-Δ型ADC,每通道均有Σ-Δ型调制器和数字滤波器,支持交流和直流信号的同步采样。这些器件在110.8kHz的最大输入带宽下实现了108dB动态范围,具备±2ppm INL、±50µV偏置误差和±30ppm增益误差的典型性能。AD7768/AD7768-4用户可在输入带宽、输出数据速率和功耗之间进行权衡,并选择三种功耗模式之一以优化噪声目标和功耗。AD7768/AD7768-4的灵活性使其成为适合低功耗直流和高性能交流测量模块的可重复使用平台。遗憾的是,AD7768的串行接口不是典型SPI时序模式,而且AD7768充当串行接口主机。一般而言,用户必须使用FPGA/CPLD作为其控制器,例如,使用32F429IDISCOVERY和AD7768评估板。变通SPI线的连接如图5所示。在这种设置下,AD7768的所有八通道数据仅通过DOUT0输出。图5.AD7768通过DOUT0将数据输出到STM32F429MCU SPI连接需要解决的问题:·AD7768用作SPI主机,故必须将STM32F429I SPI配置为SPI从机。·高电平脉冲只持续一个DCLK周期,这不是典型的。·完成所有通道数据位的输出之后,DCLK继续输出,为低电平。解决方案1:MCU SPI作为从机,通过一条DOUT线与SPI主机ADC接口·将STM32F429的一个SPI端口(如SPI4)配置为从机,以DCLK速率接收MOSI上的数据位。·将AD7768连接到STM32F429外部中断输入引脚EXTI0和NSS(SPI)引脚。的上升沿将触发EXTI0处理例程,以使SPI从机能够在变为低电平之后的第一个DCLK下降沿开始接收数据位。时序设计在这里至关重要。·接收到通道0至通道7的所有数据后,应禁用SPI以防止读取额外的无效数据,因为会使SPI从机变为低电平,并且DCLK保持切换。图6.时序解决方案中的AD7768数据位读取MCU固件开发注意事项当软件处于中断模式时,DCLK运行速率可以高达4MHz,实现8kSPS的ODR。软件应进入中断处理程序,在一个半DCLK周期(375ns)内启动SPI。为使软件更轻松地进入中断例程,MCU可以在DCLK上升沿读取数据,从而提供额外的半个DCLK周期时间。但是,t5DCLK上升到DOUTx无效最小值为–3ns(IOVDD=1.8V时为–4ns),因此DOUTx上的传播延迟(>|t5|+MCU保持时间)应通过PCB布线或缓冲增加。图7.配置SPI4外设解决方案2:MCU SPI作为从机,通过两条DOUT线与SPI主机ADC接口在第一种解决方案中,仅使用DOUT0来输出所有8通道数据。因此,数据读取将ADC吞吐速率限制为8kSPS。如图1所示,在DOUT0上输出通道0至通道3,在DOUT1上输出通道4至通道7,可以减少数据传输时间。串行线的连接如图7所示。通过这种改进,在DCLK为4MHz时,ODR可以轻松达到16kSPS。图8.AD7768通过DOUT0和DOUT1将数据输出到STM32F429MCU SPI连接固件可以不使用中断模式,而使用轮询模式,以减少从上升沿触发到使能SPI接收数据的时间延迟。这样可以在DCLK为8MHz时实现32kSPS的ODR。解决方案3:MCU SPI作为从机,通过DMA与SPI主机ADC接口直接存储器访问(DMA)用于在外设与存储器之间以及存储器与存储器之间提供高速数据传输。DMA可以迅速移动数据而不需要任何MCU操作,这样可以腾出MCU资源用于执行其他操作。下面是MCU SPI用作从机通过DMA接收数据的设计说明。解决方案4:MCU SPI作为主机和从机,通过两条DOUT线读取数据高吞吐量或多通道精密ADC为SPI端口提供两条、四条甚至八条SDO线,以在串行模式下更快地读取代码。对于具有两个或更多个SPI端口的微控制器,这些SPI端口可以同时运行以加快代码的读取。图9.EXTI0处于轮询模式,SPI4和SPI5通过DOUT0和DOUT1接收AD7768数据位。图10.EXTI0处于轮询模式,SPI4DMA通过DOUT0接收AD7768数据位。在以下使用案例中,32F429IDISCOVERY使用SPI4作为SPI主机,SPI5作为SPI从机,通过DOUTA和DOUTB接收EVAL-AD7606B-FMCZ数据,如图8所示。AD7606B是一款16位同步采样模数转换数据采集系统(DAS),具有八个通道,每个通道均包含模拟输入箝位保护、可编程增益放大器(PGA)、低通滤波器和16位逐次逼近寄存器(SAR)型ADC。AD7606B还内置灵活的数字滤波器、低漂移2.5V精密基准电压源和基准电压缓冲器,可驱动ADC及灵活的并行和串行接口。AD7606B采用5V单电源供电,支持±10V、±5V和±2.5V真双极性输入范围,所有通道均能以800kSPS的吞吐速率采样。图11.在主从模式下使用MCU SPI通过DOUTA和DOUTB接收数据图12.SPI4配置为主机,SPI5配置为从机。图13显示了AD7606B以240kSPS运行时BUSY、SCLK、DOUTA和DOUB的数字接口截图。图13.AD7606B BUSY、SCLK以及DOUTA和DOUTB上的数据的示波器截图结论本文讨论了使用微控制器SPI访问具有非标准SPI接口的ADC的方法。这些方法可以直接使用,也可以稍加调整即可控制ADC SPI;其可作为SPI主机使用,也可以与多条DOUT线配合使用以提高吞吐速率。

    时间:2020-01-02 关键词: MCU spi adc

  • 掌控系统功能安全,单IC解决方案完美应对“成本”和“故障”双挑战

    掌控系统功能安全,单IC解决方案完美应对“成本”和“故障”双挑战

    还记得2019年3月发生的那起空难事件吗?埃塞俄比亚航空公司一架编号为ET302的航班从亚的斯亚贝巴起飞,在起飞6分钟后就失去联系并坠毁,机上149名乘客8名机组人员共计157人全部遇难。此后,事故的调查结果表示:这起事故是智能化系统功能错误导致的飞机失控,属功能安全事故。所谓功能安全就是当安全相关系统发生故障或者错误,不会导致安全机制的失效,从而避免人身和财产的损失。随着自动化技术的普及,人们对系统功能安全的要求显著增长。从核电站到医疗设备,无故障系统已成为部分应用的理想选择,也是其他应用的必备条件。在传感领域更是如此,获取的数据如果不正确或遭到损坏,结果可能具有破坏性,甚至可能致命。于是将诊断和故障预防机制集成到其产品当中,确保来自传感IC的数据的完整性成为了产品设计的必要步骤。不过随之而来的是PCB面积、物料成本和处理开销增加导致的成本高昂等一系列问题。对此,全球领先的高性能模拟技术解决方案提供商ADI提出通过高性能、高精准度的ADC实现功能安全的解决思路。突破传统瓶颈,ADI单IC解决方案降本增效早在多年前,以数据采集ADC为核心的功能安全系统就已经被推出了,其负责转换模拟输入并将数据传输到微控制器。然而,这种多组件功能安全系统采用许多外部元件,重复执行SPI事务,甚至需要一个冗余ADC,极大地增加了物料成本、PCB面积、处理开销和成本。同时还会给系统设计人员带来额外的负担,比如,增加开发时间,降低可靠性等。此外,在传统的以ADC为核心的数据采集系统中,可能发生多种故障。例如:·ADC电源错误:电源电压低,低压差(LDO)调节器的输出电压低。·模拟前端(AFE):传感器受损,或放大器驱动到ADC的电压不正确。·数字逻辑:数字域中发生可能影响转换结果的误码。例如,工厂增益或偏移调整系数。·SPI传输:由于传输线环境嘈杂,转换数据的传输和命令的接收中存在误码。·环境:超出IC的额定环境温度。对此ADI推出了一种单IC解决方案,只需极少的外部元件即可运行功能安全特性,其中一款就是低功率、高性能Σ-Δ模数转换器AD7768-1,实现了许多内部错误检测器,这样可以简化功能安全系统的设计,使整体复杂度低于其他解决方案。它是ADI公司功能安全产品组合中的Σ-ΔADC之一,其具有一个Σ-Δ调制器和数字滤波器,可实现AC和DC信号的精确转换。AD7768-1是AD7768的单通道版本,在AC和DC综合性能方面建立了全新的行业标准,并使仪器仪表和工业系统设计人员能够针对隔离式和非隔离式应用跨多个测量变量进行设计。多组件功能安全系统VS ADI单芯片集成六大数据采集系统故障源,ADI这样破!借助基于AD7768-1的ADC功能安全产品组合,可以使能多个诊断特性,赋予用户误码检测和诊断以及其他能力,通过寄存器映射将其状态告知用户。发生故障时,在寄存器中设置错误标志,这样可以降低故障发生几率,帮助用户诊断和减少系统错误。例如:ADC电源错误当工作环境温度高,系统功率循环引起电流冲击,那么负责ADC的LDO电源输出的LDO电容将会磨损和损坏,转换后的ADC数据或其他功能的性能会出乎意料。不过AD7768-1通过使能LDO监视器,一旦电压电平降至某个跳变点以下,系统会设置错误标志以提醒用户LDO输出的问题。模拟前端错误如果用户意外将不正确的值编程到增益寄存器,导致ADC看到的电压大于满量程范围,结果就会极大地影响系统的增益误差性能,这是一种极为严重的风险。但是,滤波器饱和错误检查器监视ADC输出,会提醒用户注意超出范围的模拟输入。数字逻辑随机误码如果在上电期间加载默认出厂失调设置时发生了一个误码,它会扰乱系统的默认失调误差,影响转换结果。在基于AD7768-1的ADC功能安全产品中,有功能可以定期在各种存储器模块上运行循环冗余校验(CRC),并在发生误码时向用户指示故障。通过重置系统可以解决所有这些故障。SPI传输错误当电磁干扰被传导到SPI线路上,会导致转换ADC数据传输中出现误码。如果压力室中,ADC数据的误码可能造成极大的破坏性。不过可以通过在发送数据的末尾附加CRC,用户能够识别传输期间是否发生了误码,并且可以重新检查ADC转换结果。外部主时钟错误如果用户需要在压力传感器应用中拒绝主电源的频率(50Hz/60Hz),那么精确的低抖动外部主时钟源对于将数字滤波器陷波与正确的频率对齐至关重要。如果源断开、破损或损坏,结果会成为一个大问题,因为主电源的某些频率成分可能在转换后的ADC数据中可见。如果外部时钟源未成功连接或已被移除,则外部时钟认定器可向用户指示错误。然后,用户可以使用内部RC振荡器执行紧急转换,同时在外部主时钟源上执行基本维护。POR标志系统上电或成功复位后,ADC中的POR标志将置1。但如果发生意外复位,用户可能会在ADC数据中看到意外结果。他们可以通过检查POR标志来识别这种意外复位。AD7768-1的内部诊断监视器。结语许多行业对功能安全的要求不断提高,为保证功能安全,提高系统/模块监视和诊断覆盖率,以降低未检出错误的数学概率是必不可少的。不过提高覆盖率的较简单方法是增加冗余,但这会给系统带来多方面的不利影响,尤其是成本。AD7768-1可以大幅减轻客户的负担,并且更紧凑、更简单,满足所需解决方案对物料成本的要求。这种单一组件模式还可以减轻系统设计师的负担,帮助他们取得设计安全完整性等级(SIL)认证。

    时间:2019-12-24 关键词: spi adc 单ic

  • 微型数据转换器如何通过更小尺寸为您带来更多价值

    微型数据转换器如何通过更小尺寸为您带来更多价值

    随着系统尺寸越来越小,每平方毫米的印刷电路板(PCB)面积都至关重要。与此同时,随着对数据需求的增加,则需要监视更多的传感器。本文将讨论如何显著减少PCB占用空间,增加通道密度以及最大限度地发挥其他组件和功能与TI微型数据转换器高度集成的优势,从而以更小的尺寸创造更多的价值。第一个优点:PCB占用空间更小和封装技术的进步使得电子元件变得越来越小。如图1所示,TI最新的单通道ADC(ADS7042)占用空间为2.25mm2,几乎是十年前同类ADC的一半。同样,TI最新的单通道DAC(DAC53401)是十年前同类DAC的四分之一。同样,对于多通道应用,TI最新的8通道ADC(ADS7138)和DAC(DAC53608)的占用空间均为9mm2(每个通道约1mm2)。图1:TI的更小数据转换器这些微型数据转换器可以减少空间受限设计的PCB尺寸,或可将更多通道集成到相同的PCB尺寸中,或两者兼有。优点2:集成模拟功能许多系统使用分立元件和无源元件来实现各种模拟功能,如信号调节、偏置和比较器。由于TI的小型数据转换器集成了这些功能,它们可以消除许多分立和无源元件,从而减小了PCB的尺寸,简化了设计,并且提高了性能和可靠性。此类集成的一些例子包括:·外部组件更少如图2所示,DAC53401集成了输出缓冲器和内部基准,节省了PCB面积和成本。图2:DAC53401中的集成基准和缓冲器另一个例子是图3所示的ADS7138。对于大多数应用,ADS7138在输入端不需要驱动放大器,因而可再次节省PCB面积和成本。图3:ADS7138不需要外部放大器·偏置电压产生(固定和可变)DAC53401的电可擦可编程只读存储器(EEPROM)和压摆率控制特性为产生固定或可变的偏置电压提供了良好条件。图4所示为一个照明应用的示例。图4:偏置LED的DACx3401模拟和数字比较器比较器通常被用在这样的系统中:因为当电流、电压和温度等任何关键信号偏离其预期范围时,它会立即向主机控制器发出警报。此比较器应具有快速响应时间和能够避免误报。如图5所示,单独反馈引脚(FB)可以让您把DAC53401当作带可编程阈值电压的模拟比较器使用。图5:DACx3401可以访问其内部放大器反馈路径如图6所示,ADS7138将数字比较器功能与可编程阈值、滞后和事件计数器等功能集成在一起,大大降低了错报的可能性。图6:作为数字比较器的ADS7138优点3:集成数字特征更小的数据转换器不仅可以进行远程传感器调节,还可以进行远程数据处理。本地处理提高了远程传感器的性能,减少了报警时的响应时间,并释放了中央处理器中的一些处理带宽。例子包括:·提高噪声性能的输出平均如要减少系统中噪声的影响,通常的做法是在短时间内平均传感器读数。如图7所示,ADS7138可以平均多达128个样本,能将噪声的影响减少10倍以上。图7:ADS7138内部的平均特性·通用输入/输出(GPIO)在许多系统中,检测报警事件需要立即进行控制操作(如关闭加热元件或打开危险指示器)。在ADS7138中,一些模拟输入通道可以监测传感器,而未使用的模拟输入通道可以用作GPIO引脚。如图8所示,被监测的传感器可以本地控制GPIO引脚的状态,或者使用I2C接口的中央处理器可以远程控制状态。图8:ADS7138:ADC和GPIO波形产生在某些系统中,您需要生成特定的波形以产生提示音(如在医疗应用中)或创造LED呼吸效果(如在照明应用中)。像DAC53401这样的DAC具有称之为连续波形生成的特性,使您能够生成三角形、正方形、梯形或锯齿波,如图9所示。图9:生成多种波形的DACx3401·循环冗余校验(CRC)使用ADCs(如ADS7138)进行关键监测功能或冗余测量时,必须保持数据完整性。如图10所示,ADS7138通过在ADC和中央处理器之间的数据通信上执行CRC来实现这一点。图10:输入和输出数据上带有CRC的ADS7138如图11所示,DAC53401和DAC43401等DAC使用CRC来确保写入或从非易失性存储器或EEPROM加载的内容没有损坏。图11:NVM上带CRC的DACx3401集成这些模拟功能和数字特性可能会导致集成电路更加复杂,但它可以通过添加处理和诊断能力大大减少整个系统的复杂性。

    时间:2019-12-19 关键词: 数据转换器 adc

  • ADI起诉赛灵思专利侵权?官方回应来了

    ADI起诉赛灵思专利侵权?官方回应来了

    12月5日晚间消息,ADI公司已对赛灵思(Xilinx)提起专利侵权诉讼,主要针对Xilinx未经授权,在其至少两种高端Zynq UltraScale + RFSoC产品中使用了ADI模数转换器(ADC)技术八项重要专利。     该诉讼已向美国特拉华州地方法院提出,ADI方面寻求损害赔偿,并要求禁止Xilinx销售任何侵犯其专利的产品。 “ADI公司是模拟、混合信号和功率集成电路技术的市场领导者,并拥有半导体行业领先的专利产品组合之一。在公司55年的历史中,我们的员工勤奋工作,我们在研发上持续投资,在上一个财政年度中的投资总额超过10亿美元,我们已树立了这一领域的全球领导地位。”ADI公司高级副总裁兼总法律顾问拉里·韦斯(Larry Weiss)表示,“我们致力于捍卫和保护我们的知识产权,为所有利益相关者创造长期价值。” ADI在官网关于本次诉讼的详细PDF文件:https://www.analog.com/~/media/analog/en/about-adi/corporate/adi-complaint-120419.pdf 根据该文件,“Xilinx受益于ADI在模数转换技术方面大量且持续的投资。 ADI与Xilinx紧密合作多年,以开发针对Xilinx现场可编程门阵列(FPGA)产品量身定制的成熟解决方案,包括Xilinx的Kintex 7和Kintex UltraScale产品、Virtex 7和Virtex UltraScale产品、Zynq 7产品,以及最初的Zynq UltraScale产品。” “特别是在ADC、DAC以及相关的电路和系统设计方面,我们积累了相当丰富的专利,我们在美国申请的ADC/DAC专利超过3200项,在全球的数量则更多。”,ADI进一步指出。 ADI介绍了这几项涉案专利,分别是: 题为“Pipelined Converter Systems With Enhanced Linearity”的“7,719,452 ”号专利,涉及的是通过将抖动注入采样信号来增强模数转换器线性的技术的一种电路和技术 。 题为“Dither Technique For Improving Dynamic Non-linearity In An Analog To Digital Converter,And An Analog To Digital Converter Having Improved Dynamic Non-linearity”的7,663,518号专利同样是一项与施加抖动以改善线性度相关的电路和技术。 题为“Signal Conditioning System With Adjustable Gain And Offset Mismatches” 的. 6,900,750号专利, 这个专利谈的是在使用斩波技术的ADC中校准适配的电路和技术。 题为““Bootstrapped Switching Circuit”的 10,250,250号专利,谈的是利用正反馈电路产生升压来快速激活类似前端采样这类开关的电路和技术。 题为“Analog to Digital Converter”的 7,274,321专利,主要谈的是ADC流水线转换架构。 题为“Switched Capacitor Circuit with Reduced Common-Mode Variations ”的 7,012,463专利,主要说的是在一个输出电路中,利用一个开关电容器电路提供反馈信号去减少共模误差。 题为“Comparator with Adaptive Timing”的 8,487,659专利,讲的是抑制工艺、电压和温度变化带来影响的补偿电路。 题为“Analog to Digital Converter with Dither”的 7,286,075专利,讲的是通过将抖动注入采样信号来增强模数转换器线性度的技术。 赛灵思也在第一时间发表了回复: 2019年12月5日,ADI公司在美国特拉华州地方法院针对Xilinx和我们的Zynq UltraScale + RFSoC提起了专利侵权诉讼。 我们打算坚决反对这一诉讼。 Xilinx拥有数十年创新技术的历史。 我们创造了很多人曾经认为不可能实现的东西,比如Zynq UltraScale + RFSoC,这是业界唯一的单芯片自适应无线电平台。 通过其专利诉讼可以看出,ADI公司选择了对簿公堂,而不是在市场上竞争。 编译:Luffy Liu 内容摘自:EET

    时间:2019-12-06 关键词: adi 赛灵思 adc

  • Teledyne e2v推出新多通道ADC,支持高达6.4GSps的转换速率

    Teledyne e2v推出新多通道ADC,支持高达6.4GSps的转换速率

    法国格勒诺布尔-2019年10月29日,Teledyne e2v致力于不断提升产品性能,近日更推出了12位四通道模数转换器(ADC)--EV12AQ605。这款最新的信号调理解决方案是该公司热门ADC EV12AQ60的新版本,两者具有几乎相同的功能,但是更低的价格,将吸引批量生产并对成本敏感的应用市场的目光。两者的主要区别是保存在一次可编程(OTP)存储器中交织不匹配校准设置的数量以及支持的温度范围(-40°C至+110°C,而EV12AQ600支持-55°C至+125°C)。该系列ADC采用管脚兼容设计,工程师无需更改现有基于EV12AQ600的设计,可以简单快速替换。EV12AQ605交叉点开关设计,意味着四个处理内核可以独立运行,亦可配合工作,从而可以分配全部采样资源以满足特定的通道数要求。ADC提供6.4GSps的单通道采样率,在双通道模式下为3.2GSps/通道,在四通道模式下为1.6GSps/通道。它可以作为独立单元运行,也可以与ADC对应设备同步使用。低延迟ESIstream串行链路,可使输出数据传输速率高达12.8Gbps。除此之外,Teledyne e2v的专有链同步机制方案可确保多个装置通道之间的稳定同步。因此,EV12AQ605经过优化,可适应信道数量越来越多的下一代无线基础设施中,比如很快普及的数字波束生成,大型相控阵天线和多输入多输出(MIMO)系统等。此外,该ADC还可集成到相控阵雷达、LiDAR系统、高速工业数据采集硬件、宽带卫星接收器、自动测试设备和高级数字仪器中。Teledyne e2v的高级应用工程师Romain Pilard说:“现在许多的新兴应用中要求从大量并行通道访问同步确定性数据。我们的EV12AQ605 ADC可以以稳定可靠的方式同步链接在一起,并且不受操作条件变化的影响。此外,能够通过高度通用的ADC解决方案来处理各种系统配置,可以大大降低工程成本。”EV12AQ605拉近了模拟射频和数字世界之间的距离,其输入带宽超过6.5GHz(在扩展带宽模式下)。通道数量、增益、偏置和采样延迟都可以通过其SPI接口进行设置。该ADC采用16mm x 16mm BGA封装。

    时间:2019-12-04 关键词: 多通道 adc mimo

首页  上一页  1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 下一页 尾页
发布文章

技术子站

更多

项目外包