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电源防反接小知识锦囊

1.概论电源的输入部分，为了防止误操作，将电源的正负极接反，对电路造成损坏，一般会对其进行防护，如采用保险丝，二极管，MOS管等方式，这里就稍微做一下梳理总结。 2.方式介绍 2.1 二极管防反接采用二极管进行保护，电路简单，成本低，占用空间小。但是二极管的PN结在导通时，存在一个 <= 0.7V的压降，对电路造成不必要的损耗，比如对电池供电的系统，电流较大的电路都会造成比较明显的影响(电路中，功耗，发热都是不可忽略的问题)。 2.2 保险丝防护很多常见的电子产品，拆开之后都可以看到电源部分加了保险丝，在电源接反，电路中存在短路的时候由于大电流，进而将保险丝熔断，起到保护电路的作用，但这种方式修理更换比较麻烦。 2.3 MOS管防护 MOS管因工艺提升，自身性质等因素，其导通内阻技校，很多都是毫欧级，甚至更小，这样对电路的压降，功耗造成的损失特别小，甚至可以忽略不计，所以选择MOS管对电路进行保护是比较推荐的方式。 2.3.1 NMOS防护如下图：上电瞬间，MOS管的寄生二极管导通，系统形成回路，源极S的电位大约为0.6V，而栅极G的电位为Vbat，MOS管的开启电压极为：Ugs = Vbat - Vs，栅极表现为高电平，NMOS的ds导通，寄生二极管被短路，系统通过NMOS的ds接入形成回路。若电源接反，NMOS的导通电压为0，NMOS截止，寄生二极管反接，电路是断开的，从而形成保护。 2.3.2 PMOS防护如下图：上电瞬间，MOS管的寄生二极管导通，系统形成回路，源极S的电位大约为Vbat-0.6V，而栅极G的电位为0，MOS管的开启电压极为：Ugs = 0 -(Vbat-0.6)，栅极表现为低电平，PMOS的ds导通，寄生二极管被短路，系统通过PMOS的ds接入形成回路。若电源接反，PMOS的导通电压大于0，PMOS截止，寄生二极管反接，电路是断开的，从而形成保护。注：NMOS管将ds串到负极，PMOS管ds串到正极，寄生二极管方向朝向正确连接的电流方向; MOS管的D极和S极的接入：通常使用N沟道的MOS管时，一般是电流由D极进入而从S极流出，PMOS则S进D出，应用在这个电路中时则正好相反，通过寄生二极管的导通来满足MOS管导通的电压条件。MOS管只要在G和S极之间建立一个合适的电压就会完全导通。导通之后D和S之间就像是一个开关闭合了，电流是从D到S或S到D都一样的电阻。实际应用中，G极一般串接一个电阻，为了防止MOS管被击穿，也可以加上稳压二极管。并联在分压电阻上的电容，有一个软启动的作用。在电流开始流过的瞬间，电容充电，G极的电压逐步建立起来。对于PMOS，相比NOMS导通需要Vgs大于阈值电压，由于其开启电压可以为0，DS之间的压差不大，比NMOS更具有优势。

时间：2020-10-10 关键词：电源二极管 mos管
MOS管驱动芯片LT1910

01实验背景在 STC单片机功率控制下载板[1] 中提到使用LT1910驱动功率MOS作为STC WiFi功率下载转接板控制电源器。替代原来设计的MAX202(MAX3232)的方案。 LT1910[2] 是由LINEAR TECHNOLOGY出品的用于驱动高端（电源端）N-MOS功率管芯片。内部集成有电荷泵，无需外部器件便可以驱动N-MOS管的导通。 LT1910还可以对MOS漏极上串联的电流采样电阻进行检测。如果MOS漏极电流过流，则自动关闭MOS驱动，关闭的时间由外部电容设定。 LT1910可以被用于汽车、航空、工业等各种恶劣环境场合，在供电电压从-15V ~ +60V 都不会损毁LT1910。 02 LT1910基本应用 1.外部引脚和内部功能框图 2.基本应用电路 ▲ 低端MOS管控制模式 03实验电路 1.建立AD元器件在SCH.LIB中的器件：LT1910，封装SOP-8。 ▲ 基本工作电路以及封装管脚定义 2.实验电路模块 (1) 原理图设计 (2) 快速实验电路板制作表格3.1 端口功能定义 PIN1 PIN2 PIN3 PIN4 PIN5 PIN6 +5V GND IO FAULT GATE SENSE 04测试MOS管 1.实验电路测试MOS管型号： CSD19535[3] ：超低Qg,Qgd。 2.面包板上的电路 ▲ 设置在电路板上的实验电路 3.工作静态电压 (1) 工作电压5V VCC GND IO FAULT GATE SENSE 4.990700 0.000315 0.000289 0.007926 0.045768 4.990900 VCC GND IO FAULT GATE SENSE 4.987800 0.000454 4.988100 1.218000 3.917100 4.985400 (2) 工作电压12V VCC GND IO FAULT GATE SENSE 11.989000 0.000440 0.000365 0.006063 0.037942 11.991000 VCC GND IO FAULT GATE SENSE 11.916000 0.077651 11.913000 1.400900 19.738001 11.916000 (3) 工作电压与栅极电压设置LT1910不同的工作电压，将IO设置与VCC一样。GATE输出电压与工作电压之间的关系如下图所示。 ▲ 工作电压与栅极电压从中可以看到： LT1910只有在工作电压大于5.4V 之后，内后的栅极升压电路才开始工作。在3V ~ 5.4V之间输出的电压与工作电压同步增加。下面是工作电压从0 ~ 24V。输出的Vgate的电压。对比于数据手册给出的特性表格，之间是相互符合的。 ▲ 工作电压与Vgate ▲ 工作电压与输出Vgate 4.测试LT1910动态特性 ▲ 测试LT1910的输入和输出波形输入信号与输出之间大约有400us的延迟。 ▲ 输入与输出之间的延迟 ※ 结论通过实验数据，可以得到： LT1910工作电压需要大于5.4V，尽量大于6V；对于LT1910工作电压大于16.1V之后，驱动MOS的栅极电压饱和在12V左右。 LT1910输入输出之间的延迟大约400微秒。参考资料 [1]STC单片机功率控制下载板: https://zhuoqing.blog.csdn.net/article/details/108409827 [2]LT1910: https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/1910fc.pdf [3]CSD19535: https://www.ti.com/lit/ds/symlink/csd19535kcs.pdf 免责声明：本文内容由21ic获得授权后发布，版权归原作者所有，本平台仅提供信息存储服务。文章仅代表作者个人观点，不代表本平台立场，如有问题，请联系我们，谢谢！

时间：2020-09-14 关键词：单片机 mos管
电源工程师到底得会看多少波形？且看MOS管的GS波形分析！

对于咱们电源工程师来讲，我们很多时候都在看波形，看输入波形，MOS开关波形，电流波形，输出二极管波形，芯片波形，MOS管的GS波形，我们拿开关GS波形为例来聊一下GS的波形。我们测试MOS管GS波形时，有时会看到下图中的这种波形，在芯片输出端是非常好的方波输出。但一旦到了MOS管的G极就出问题了，有振荡，这个振荡小的时候还能勉强过关，但是有时候振荡特别大，看着都教人担心会不会重启。这个波形中的振荡是怎么回事？有没有办法消除？我们一起来看看！ IC出来的波形正常，到C1两端的波形就有振荡了，实际上这个振荡就是R1,L1和C1三个元器件的串联振荡引起的，R1为驱动电阻，是我们外加的，L1是PCB上走线的寄生电感，C1是mos管gs的寄生电容。对于一个RLC串联谐振电路，其中L1和C1不消耗功率，电阻R1起到阻值振荡的作用阻尼作用。实际上这个电阻的值就决定了C1两端会不会振荡。 1、当R1>2(L1/C1)^0.5时，S1，S2为不相等的实数根。过阻尼情况。在这种情况下，基本不会发生振荡的。 2、当R1=2(L1/C1)^0.5时，S1，S2为两个相等的实数根。临界情况。在这种情况下，有振荡也是比较微弱的。 3、当R1

时间：2020-09-14 关键词：电源设计 mos管
LED温度保护电路和最基本的照明LED设计方案解析

　　最基础的LED照明电路原理及其分析：　　采用AC-DC 电源的LED 照明应用中，电源转换的构建模块包括二极管、开关（FET）、电感及电容及电阻等分立元件用于执行各自功能，而脉宽调制（PWM）稳压器用于控制电源转换。　　电路中通常加入了变压器的隔离型AC-DC 电源转换包含反激、正激及半桥等拓扑结构，参见图3，其中反激拓扑结构是功率小于30 W 的中低功率应用的标准选择，而半桥结构则最适合于提供更高能效/功率密度。就隔离结构中的变压器而言，其尺寸的大小与开关频率有关，且多数隔离型 LED 驱动器基本上采用“电子”变压器。　　采用 DC-DC 电源的LED 照明应用中，可以采用的LED 驱动方式有电阻型、线性稳压器及开关稳压器等，基本的应用示意图参见图 4。电阻型驱动方式中，调整与LED 串联的电流检测电阻即可控制LED 的正向电流，这种驱动方式易于设计、成本低，且没有电磁兼容（EMC）问题，劣势是依赖于电压、需要筛选（binning） LED，且能效较低。　　线性稳压器同样易于设计且没有EMC 问题，还支持电流稳流及过流保护（fold back），且提供外部电流设定点，不足在于功率耗散问题，及输入电压要始终高于正向电压，且能效不高。开关稳压器通过PWM 控制模块不断控制开关（FET）的开和关，进而控制电流的流动。　　开关稳压器具有更高的能效，与电压无关，且能控制亮度，不足则是成本相对较高，复杂度也更高，且存在电磁干扰（EMI）问题。LED DC-DC 开关稳压器常见的拓扑结构包括降压（Buck）、升压（Boost）、降压-升压（Buck-Boost）或单端初级电感转换器（SEPIC）等不同类型。　　其中，所有工作条件下最低输入电压都大于LED 串最大电压时采用降压结构，如采用24 Vdc 驱动6 颗串联的LED；与之相反，所有工作条件下最大输入电压都小于最低输出电压时采用升压结构，如采用12 Vdc 驱动 6 颗串联的LED；而输入电压与输出电压范围有交迭时可以采用降压-升压或SEPIC 结构，如采用12 Vdc 或12 Vac 驱动 4 颗串联的LED，但这种结构的成本及能效最不理想。　　采用交流电源直接驱动LED 的方式近年来也获得了一定的发展，其应用示意图参见图5。这种结构中LED 串以相反方向排列，工作在半周期，且LED 在线路电压大于正向电压时才导通。这种结构具有其优势，如避免AC-DC 转换所带来的功率损耗等。但是，这种结构中LED 在低频开关，故人眼可能会察觉到闪烁现象。此外，在这种设计中还需要加入LED 保护措施，使其免受线路浪涌或瞬态的影响。　　LED保护电路设计原理及其思路：　　引言　　随着LED外延材料、芯片工艺及封装技术的进步，LED的发光效率不断提高，这使得LED光源代替传统光源成为可能。理论上说，LED具有寿命长、效率高等优点，但在一些实际应用中却给人留下了光衰大、寿命短的印象，这大大影响了半导体照明的普及和推广。究其原因，主要是LED的驱动电源问题。　　LED寿命长、效率高是有前提的，即适宜的工作条件。其中影响寿命和发光效率的主要因素是LED的工作结温。从主流LED厂家提供的测试数据表明，LED的发光效率与结温几乎成反比，寿命随着结温升高近乎以指数规律降低。因此，将结温控制在一定范围是确保LED寿命和发光效率的关键。而将结温控制在一定范围的手段除散热措施外，将结温纳入驱动电源的控制参数是十分必要的。　　 LED结温的检测　　LED的结温是指PN结的温度，实际测量LED的结温比较困难，但是可以根据LED的温度特性间接测量。　　LED的伏安特性和普通的二极管相似。用于白光照明的蓝光LED典型的伏安特性如图1所示。　　图1 LED的伏安特性　　LED的伏安特性和其它二极管一样具有负温度系数的特点，即在结温升高时I/V曲线出现左移现象，如下图所示。　　图2 伏安特性的温度特性　　一般LED的结温每升高1°C ，I/V曲线会向左平移1.5~4mV，假如所加的电压为恒定，那么显然电流会增加，电流增加只会使它的结温升得更高，甚至导致恶性循环。所以，目前LED驱动电源一般设计为恒流供电。　　根据I/V曲线随结温升高左移的规律，在恒流供电的情况下，测量LED的正向电压就可以推算LED结温。　　在实际应用中，往往不需要确定LED结温的特别精确的数值，此时可以用试验的方法确定整体灯具LED光源结温的估算数值。以一个12W筒灯为例，光源部分由4并6串中功率LED组成，其电路连接形式如下：　　图3 LED光源电路连接图　　确定正向电压与结温的关系的试验步骤为：1）将光源置入恒温箱中；2）设置恒温箱的温度；3）待恒温箱内温度充分平衡稳定后，在光源两端接入恒流源；4）迅速测量光源的正向电压并记录；5）重复上述步骤1）~（4），恒温箱温度由低到高，测得多点数据。　　按上述步骤，对12W筒灯光源进行三次测量，数据如下：　　表1 LED正向压降与结温的测量数据　　由表1可以看出，测量数据的一致性和规律性很明显。　　因测试时间较短，可以将测量时恒温箱设置温度近似等于LED光源的结温。在600mA恒流的情况下，通过数学方法不难得出光源模块正向电压与结温的关系。利用ExcEL工具，以温度为X轴，平均值为Y轴，生成（X，Y）散点图，选择线性回归分析类型则可生成如下趋势图和公式。　　图4 Excel生成的趋势图　　由此可见，一个由4并6串中功率LED组成的光源，在600mA恒流驱动时其正向电压与结温的关系为：　　Vf = -0.0207Tj+ 20.332 （1）　　Tj= 982.22-48.31Vf （2）　　式中Vf为LED光源的正向压降，Tj为结温。需要注意的是，不同厂家不同规格的LED产品虽然都符合上述趋势，但具体数据却有一定的差异，因此更换厂家后规格型号需重新试验。　　LM3404介绍　　随着LED照明应用的发展，国内外厂家推出了很多用于驱动LED的器件。其中美国国家半导体公司推出的LM3404及系列产品就是一款非常适用于中小功率LED光源的恒流驱动芯片。　　LM3404内置MOS开关管，最大输出电流1A，效率高达95%.这款芯片采用8引脚SOIC封装，其中的一条引脚可以利用脉宽调制（PWM）输入信号控制LED的光亮度。　　此外，这款芯片可以利用低至0.2V的反馈电压提供电流检测功能。输入电压6~42V，其内部电路结构如图5所示。　　图5 LM3404内部电路结构图　　引脚定义：　　SW：内部MOS管输出端，一般需外接一个电感和一个肖特基二极管；　　BOOT：内部MOS管启动引脚，一般用一个10nF电容与SW端相连；　　DIM:PWM调光输入端，通过输入不同占空比的PWM信号，可调整输出的平均功率；　　GND：接地端；　　CS：反馈引脚，用于设置恒流值；　　RON：在线控制端，该引脚接地可使芯片停止工作并处于低功耗状态；　　VCC：供电引脚，该端由芯片内部提供一个7V电压，应用时接一个滤波电容到地；　　VIN：输入端，电压范围6~42V，对于LM3404H范围为6~75V. 　　LM3404应用十分简单，一个用LM3404的典型应用如图6所示。　　图6 LM3404典型应用电路图　　图中，Rsns为取样电阻，可根据设计恒流值确定；Ron一般选用100k左右的电阻；可决定开关频率；L1为输出电感，可根据设计纹波及开关频率等参数确定。　　基于结温保护的LED电源设计　　基于结温保护的LED驱动电路关键在于结温检测和如何保护。根据上述结温与LED正向电压的关系，测量LED光源的正向电压即可确定结温，但一般LED恒流驱动电路的纹波较大，为避免误保护，检测电路必须要对测量值进行滤波。另一方面，当结温超过设定值时的保护措施，如能使光源降低功率工作，整个灯具降级运行，是较为合理的方案。采用带模拟输入的低功耗的单片机，可以对检测数据进行数字滤波，并通过PWM输出控制驱动调节LED光源功率，可简化检测电路和控制电路的设计。　　Microchip公司PIC12F675具有可编程的4通道模拟量输入、10位分辨率模数转换的低功耗在线可编程的单片机，其内置看门狗、4MHz振荡器、128字节EEPROM，单字节指令系统，8脚封装。是一款简单实用的、性价比较高的单片机。将LED光源的正向电压经取样后接入PIC12F675的模拟输入端，经AD转换、去除粗大误差、取多个数据的均值作为结温判断依据，输出PWM信号对恒流驱动芯片进行控制，以达到调节输出功率的效果。　　此外，根据测量值还可以进行开路判断，从而也简化了开路保护电路。　　仍以光源部分由4并6串中功率LED芯片组成的筒灯为例，设计恒流值为600mA，结温保护点为80℃左右，根据式（1）得出其光源电压保护点为18.68V，即光源两端的电压低于18.68V时，LED结温会超过80℃，此时驱动应采取保护措施。由LM3404和PIC12F675组成的基于结温保护的LED电源电路原理图如图7所示。　　图7 基于结温保护的LED电源电原理图　　原理图中，CX1、L1、L2组成输入EMC滤波电路，经AC/DC转换输出24V直流，如为电池供电的应急照明、太阳能照明、及车载照明等应用时，则该部分省略。R1、LM3404、C4、D1、L3、R7组成典型的恒流驱动电路，对于4并6串的LED中功率芯片组成的光源模块，取样电阻为0.39Ω。R2、R3、R4与LM431组成稳压电路，为PIC12F675提供稳定的5V电源和内部AD转换的电压基准。　　LM3404的输出经R5、R6分压后输入PIC12F675的模拟端口AN2，PIC12F675经内部AD转换、计算获取LED光源的正向电压，根据设定值程序产生PWM信号，通过GP4引脚接入LM3404的DIM端对其输出功率进行调整。　　PIC12F675初始设置GP4输出高电平，如测得LED正向电压在合理范围内，则维持高电平输出使LM3404正常工作；如LED正向电压逐渐变低并低于设定值18.68V，则在GP4引脚输出PWM信号，其占空比可依次降低，直至LED正向电压低于设定值。当测得LED正向电压很高时可判定输出开路， PIC12F675可输出低电平关闭LM3404的输出。　　需要指出的是，输出电压取样包含了用于LM3404恒流控制的电流取样电压约0.23V，在PIC12F675的计算程序中应予以调整。　　PIC12F675的程序框图见图8. 　　图8 单片机程序框图　　结语　　对于由4并6串中功率LED组成的12W筒灯，在采用上述驱动方案的试验中，人为向散热外壳吹热风或光源与散热外壳接触脱离时，LED光源将迅速变暗，光源基板温度随之下降，有效地保护了光源本身。当使灯具恢复正常状态后，LED光源亮度也很快恢复正常。　　实际应用中，结温超出设定值的原因很多，如恶劣的环境、散热器接触问题、或在强制风冷条件下的风机停转等。结温升高将导致LED光源的正向电压下降，特别在光源由多个LED串联的情况下，下降幅度十分明显。　　通过检测LED光源正向电压的方法，间接测量结温，并应用单片机调节LED光源的功率，可大大提高整体灯具的可靠性和寿命。此外，基于结温保护的LED电源由于利用单片机进行控制，很容易扩展其它功能。如作为路灯，可通过编程使后半夜降低功率运行，从而进一步节能和延长灯具寿命；加入其它传感器，可实现按需照明；加入远程通讯模块，可以使灯具组成智能控制网络等等。

时间：2020-08-11 关键词： LED 电阻 mos管
这几个在LED驱动电路中会常犯的错误一定要避免！双层电容LED电路解析

　　在LED电路中容易犯的几个错误：　　对于新手来讲LED驱动设计其实并不是一件容易的事儿，针对这方面问题小编特别总结了设计达人的一些在工作中需要注意的问题和亲身的设计心得进行分享。　　不要使用双极型功率器件　　由于双极型功率器件比便宜，一般是2美分左右一个，所以一些设计师为了降低LED驱动成本而使用双极型功率器件，这样会严重影响电路的可靠性，因为随着LED驱动电路板温度的提升，双极型器件的有效工作范围会迅速缩小，这样会导致器件在温度上升时故障从而影响 LED灯具的可靠性，正确的做法是要选用MOSFET器件，MOSFET器件的使用寿命要远远长于双极型器件。　　尽量不要使用电解　　LED驱动电路中到底要不要使用电解电容？目前有支持者也有反对者，支持者认为如果可以将电路板温度控制好，依次达成延长电解电容寿命的目的，例如选用105度寿命为8000小时的高温电解电容，根据通行的电解电容寿命估算公式“温度每降低10度，寿命增加一倍”，那么它在95度环境下工作寿命为一万六千个小时，在85度环境下工作寿命为三万两千个小时，在75度环境下工作寿命为六万四千个小时，假如实际工作温度更低，那么寿命会更长！由此看来，只要选用高品质的电解电容对驱动电源的寿命是没有什么影响的！　　还有的支持者认为由无电解电容带来的高纹波电流而导致的低频闪烁会对某些人眼造成生理上的不适，幅度大的低频纹波也会导致一些数码像机设备出现差频闪烁的亮暗栅格。所以，高品质光源灯具还是需要电解电容的。不过反对者则认为电解电容会自然老化，另外，LED灯具的温度极难控制，所以电解电容的寿命必然会减少，从而影响LED灯具的寿命。　　对此，资深工程师认为在LED驱动电路输入部分可以考虑不用电解电容，实际上使用PI的LinkSwitch-PH就可以省去电解电容，PI的单级PFC/恒流设计可以让设计师省去大容量电容，在输出电路中，可以用高耐压陶瓷电容来代替电解电容从而提升可靠性，在设计两级电路的时候，输出采用了一个400V的电解电容，这会严重影响电路的可靠性，建议采用单级电路用陶瓷电容就可以了。对于不太关注调光功能、高温环境及需要高可靠性的工业应用来说，建议不采用电解电容进行设计。　　MOSFET的耐压不要低于700V 　　耐压600V的MOSFET比较便宜，很多认为LED灯具的输入电压一般是220V，所以耐压600V足够了，但是很多时候电路电压会到340V，在有的时候，600V的MOSFET很容易被击穿，从而影响了LED灯具的寿命，实际上选用600VMOSFET可能节省了一些成本但是付出的却是整个电路板的代价，所以，不要选用600V耐压的MOSFET，最好选用耐压超过700V的MOSFET。　　尽量使用单级架构电路　　有些LED电路采用了两级架构，即PFC（功率因数校正）+隔离DC/DC变换器的架构，这样的设计会降低电路的效率。例如，如果PFC的效率是95%，而DC/DC部分的效率是88%，则整个电路的效率会降低到83.6%！“PI的LinkSwitch-PH器件同时将PFC/CC控制器、一个725VMOSFET和MOSFET驱动器集成到单个封装中，将驱动电路的效率提升到87%，这样的器件可大大简化电路板布局设计，最多能省去传统隔离反激式设计中所用的25个元件！省去的元件包括高压大容量电解电容和光耦器。LED两级架构适用于必须使用第二个恒流驱动电路才能使PFC驱动LED恒流的旧式驱动器。这些设计已经过时，不再具有成本效益，因此在大多数情况下都最好采用单级设计。　　尽量使用MOSFET器件　　如果设计的灯具功率不是很高，我们建议使用集成了MOSFET的LED驱动器产品，因为这样做的好处是集成MOSFET的导通少，产生的热量要比分立的少，另外，就是集成的MOSFET是控制器和FET在一起，一般都有过热关断功能，在MOSFET过热时会自动关断电路达到保护LED灯具的目的，这对LED灯具非常重要，因为LED灯具一般很小巧且难以进行空气。　　双层电容LED电路解析：　　近年来由于对LED的性能发展和节能的日益关注，LED被用于照明、超薄电视机的背光等等各种各样的用途，今后更有望作为各种设备的光源而被广泛应用。其中高亮度LED可用作为相机摄影用的光源。如今，像智能手机、数码相机、数码摄像机等便携式设备中都安装了高亮度的摄影用光源LED，作为动画摄影时的火炬之光以及静止摄影时的闪光被使用。由于LED今后性能的不断提高，可能会被更广泛的用于拍摄场景。　　LED闪光及课题　　LED具有这一特征，由控制通过的电流量及时间来调整其自身亮度。因此适用于拍摄场景，使得广泛应用静止摄影时的闪光和动态摄影时的火炬之光成为可能。　　图1（左）为一般的LED闪光电路结构。LED的电源为电池，因此流入LED的电流为电池的性能所制约。因此明亮度也受到制约。为了配合LED性能的提高及摄影的情况，则需要更明亮的发光，因此必须大电流流向LED。在此，图1（右）为电气双层电容器（EDLC）作为辅助电源来使用的电路结构。在这一电路中，电池无法提供的大电流可以由EDLC来提供，因此与电池的限制无关，LED也能更明亮的发光。　　图1：LED闪光的电路结构（左：无EDLC、右：使用了EDLC）　　图2中EDLC作为辅助电源，显示了8A的电流流入LED时的数据。得出的结果是超过了1，000lux的亮度。　　图2：使用了EDLC，大电流（8A）驱动LED时的发光特性　　最适合LED闪光系统的村田制作所的EDLC 　　为了在极短的时间内向LED提供大电流，作为辅助电源被使用的充电粒子的特性要求容量大、内部电阻低。此外，为了在不同环境下能提供稳定的电流，在大温度范围内内部电阻低且稳定也是必要条件。　　EDLC可能实现大容量，因为原理上不会有化学反应的蓄电构造与电池相比能够减少内部电阻。村田制作所的EDLC不论电极材料还是构造都是最适合的，虽然是小型、超薄的轻包装，却在大温度范围下实现了低电阻（数十mΩ），以及大容量的电容器。因此，使大电流A在大温度范围内能低损耗放电。为此，可以在数十毫秒到数百毫秒间向LED提供一般手提设备的电池难以提供的超过2A的大电流。（参考图3）‖ 　　图3：放电特性（2.7V/700mF/30mΩ产品）　　表1为村田制作所的EDLC产品一览，图4为使用了我公司EDLC的LEDflach演示板。这个系统能在33毫秒内向LED提供最大为8A的大电流。（可控制在2A-8A/10-60毫秒）　　图4：使用了EDLC的LED闪光演示板　　今后的发展　　作为智能手机、数码摄像机中摄影用灯的LED被广泛使用。这些机器中EDLC用作LED的辅助电源，能实现更明亮的闪光。另一方面，数码相机使用了疝气管闪光系统，具有易控制、省电省空间的特征，有望替代LED。至今为止，能通较大电流的电路系统、高发光率的LED都需要大容量和低电阻的EDLC。　　配备了摄像头的设备的用途在不断扩大，有望在我们的生活中占据更为重要的位子。我公司将继续研究商品的特征，继续提案最适合驱动LED的小型、薄型轻包装并容量大、电阻低的EDLC，并且继续为提高配备摄像头设备的便利性做出贡献。

时间：2020-08-11 关键词： LED 电阻 mos管
MOS管开关原理以及深入解析，值得你收藏

什么是MOS管?它有什么作用?MOS管可以说是工程师最熟悉的器件之一，不过MOS管我们天天见，但是不乏一些刚入行的工程师、甚至是少数行业老手对于MOS的基础理论的掌握不是很牢固，所以专门写一篇文章为大家总结一下MOS的开关原理和基础知识。一般来说，普遍用于高端驱动的 MOS，导通时需要是栅极电压大于源极电压，而高端驱动的 MOS 管导通时源极电压与漏极电压(VCC)相同，所以这时栅极电压要比 VCC 大 4V 或 10V。如果在同一个系统里，要得到比 VCC 大的电压，就要专门的升压电路了。很多马达驱动器都集成了电荷泵，要注意的是应该选择合适的外接电容，以得到足够的短路电流去驱动 MOS 管。 MOS 管是电压驱动，按理说只要栅极电压到到开启电压就能导通 DS，栅极串多大电阻均能导通。但如果要求开关频率较高时，栅对地或 VCC 可以看做是一个电容，对于一个电容来说，串的电阻越大，栅极达到导通电压时间越长，MOS 处于半导通状态时间也越长，在半导通状态内阻较大，发热也会增大，极易损坏 MOS，所以高频时栅极栅极串的电阻不但要小，一般要加前置驱动电路的。下面我们先来了解一下 MOS 管开关的基础知识 No.1 MOS 管种类和结构 MOSFET 管是 FET 的一种(另一种是 JFET)，可以被制造成增强型或耗尽型，P 沟道或 N 沟道共 4 种类型，但实际应用的只有增强型的 N 沟道 MOS 管和增强型的 P 沟道 MOS 管，所以通常提到 NMOS，或者 PMOS 指的就是这两种。对于这两种增强型 MOS 管，比较常用的是 NMOS —— 原因是导通电阻小，且容易制造，所以开关电源和马达驱动的应用中，一般都用 NMOS。 MOS 管的三个管脚之间有寄生电容存在，这不是我们需要的，而是由于制造工艺限制产生的。寄生电容的存在使得在设计或选择驱动电路的时候要麻烦一些，但没有办法避免，后边再详细介绍。在 MOS 管的漏极和源极之间有一个寄生二极管，这个叫体二极管，在驱动感性负载(如马达)，这个二极管很重要。顺便说一句，体二极管只在单个的 MOS 管中存在，在集成电路芯片内部通常是没有的。 No.2 MOS 管导通特性导通的意思是作为开关，相当于开关闭合。 NMOS 的特性，Vgs 大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况(低端驱动)，只要栅极电压达到 4V 或 10V 就可以了。PMOS 的特性，Vgs 小于一定的值就会导通，适合用于源极接 VCC 时的情况(高端驱动)。但是，虽然 PMOS 可以很方便地用作高端驱动，但由于导通电阻大，价格贵，替换种类少等原因，在高端驱动中，通常还是使用 NMOS。 No.3 MOS 开关管损失不管是 NMOS 还是 PMOS，导通后都有导通电阻存在，这样电流就会在这个电阻上消耗能量，这部分消耗的能量叫做导通损耗。选择导通电阻小的 MOS 管会减小导通损耗。现在的小功率 MOS 管导通电阻一般在几十毫欧左右，几毫欧的也有。 MOS 在导通和截止的时候，一定不是在瞬间完成的。MOS 两端的电压有一个下降的过程，流过的电流有一个上升的过程，在这段时间内，MOS 管的损失是电压和电流的乘积，叫做开关损失。通常开关损失比导通损失大得多，而且开关频率越快，损失也越大。导通瞬间电压和电流的乘积很大，造成的损失也就很大。缩短开关时间，可以减小每次导通时的损失;降低开关频率，可以减小单位时间内的开关次数。这两种办法都可以减小开关损失。 No.4 MOS 管驱动跟双极性晶体管相比，一般认为使 MOS 管导通不需要电流，只要 GS 电压高于一定的值，就可以了。这个很容易做到，但是，我们还需要速度。在 MOS 管的结构中可以看到，在 GS 和 GD 之间存在寄生电容，而 MOS 管的驱动，实际上就是对电容的充放电。对电容的充电需要一个电流，因为对电容充电瞬间可以把电容看成短路，所以瞬间电流会比较大。选择 / 设计 MOS 管驱动时第一要注意的是可提供瞬间短路电流的大小。而在进行 MOSFET 的选择时，因为 MOSFET 有两大类型：N 沟道和 P 沟道。在功率系统中，MOSFET 可被看成电气开关。当在 N 沟道 MOSFET 的栅极和源极间加上正电压时，其开关导通。导通时，电流可经开关从漏极流向源极。漏极和源极之间存在一个内阻，称为导通电阻 RDS(ON)。必须清楚 MOSFET 的栅极是个高阻抗端，因此，总是要在栅极加上一个电压，这就是后面介绍电路图中栅极所接电阻至地。如果栅极为悬空，器件将不能按设计意图工作，并可能在不恰当的时刻导通或关闭，导致系统产生潜在的功率损耗。当源极和栅极间的电压为零时，开关关闭，而电流停止通过器件。虽然这时器件已经关闭，但仍然有微小电流存在，这称之为漏电流，即 IDSS。第一步：选用 N 沟道还是 P 沟道为设计选择正确器件的第一步是决定采用 N 沟道还是 P 沟道 MOSFET。在典型的功率应用中，当一个 MOSFET 接地，而负载连接到干线电压上时，该 MOSFET 就构成了低压侧开关。在低压侧开关中，应采用 N 沟道 MOSFET，这是出于对关闭或导通器件所需电压的考虑。当 MOSFET 连接到总线及负载接地时，就要用高压侧开关。通常会在这个拓扑中采用 P 沟道 MOSFET，这也是出于对电压驱动的考虑。第二步：确定额定电流第二步是选择 MOSFET 的额定电流，视电路结构而定，该额定电流应是负载在所有情况下能够承受的最大电流。与电压的情况相似，设计人员必须确保所选的 MOSFET 能承受这个额定电流，即使在系统产生尖峰电流时。两个考虑的电流情况是连续模式和脉冲尖峰。在连续导通模式下，MOSFET 处于稳态，此时电流连续通过器件。脉冲尖峰是指有大量电涌(或尖峰电流)流过器件，一旦确定了这些条件下的最大电流，只需直接选择能承受这个最大电流的器件便可。选好额定电流后，还必须计算导通损耗。在实际情况下，MOSFET 并不是理想的器件，因为在导电过程中会有电能损耗，这称之为导通损耗。MOSFET 在“导通”时就像一个可变电阻，由器件的 RDS(ON)所确定，并随温度而显着变化。器件的功率耗损可由 Iload2×RDS(ON)计算，由于导通电阻随温度变化，因此功率耗损也会随之按比例变化。对 MOSFET 施加的电压 VGS 越高，RDS(ON)就会越小，反之 RDS(ON)就会越高。对系统设计人员来说，这就是取决于系统电压而需要折中权衡的地方。对便携式设计来说，采用较低的电压比较容易(较为普遍)，而对于工业设计，可采用较高的电压。注意 RDS(ON)电阻会随着电流轻微上升，关于 RDS(ON)电阻的各种电气参数变化可在制造商提供的技术资料表中查到。第三步：确定热要求选择 MOSFET 的下一步是计算系统的散热要求。设计人员必须考虑两种不同的情况，即最坏情况和真实情况。建议采用针对最坏情况的计算结果，因为这个结果提供更大的安全余量，能确保系统不会失效。在 MOSFET 的资料表上还有一些需要注意的测量数据，比如封装器件的半导体结与环境之间的热阻，以及最大的结温。器件的结温等于最大环境温度加上热阻与功率耗散的乘积(结温=最大环境温度+[热阻×功率耗散])，根据这个方程可解出系统的最大功率耗散，即按定义相等于 I2×RDS(ON)。由于设计人员已确定将要通过器件的最大电流，因此可以计算出不同温度下的 RDS(ON)。值得注意的是，在处理简单热模型时，设计人员还必须考虑半导体结 / 器件外壳及外壳 / 环境的热容量，即要求印刷电路板和封装不会立即升温。通常，一个 PMOS 管，会有寄生的二极管存在，该二极管的作用是防止源漏端反接，对于 PMOS 而言，比起 NMOS 的优势在于它的开启电压可以为 0,而 DS 电压之间电压相差不大，而 NMOS 的导通条件要求 VGS 要大于阈值，这将导致控制电压必然大于所需的电压，会出现不必要的麻烦。选用 PMOS 作为控制开关，有下面两种应用： 1 由 PMOS 来进行电压的选择，当 V8V 存在时，此时电压全部由 V8V 提供，将 PMOS 关闭，VBAT 不提供电压给 VSIN，而当 V8V 为低时，VSIN 由 8V 供电。注意 R120 的接地，该电阻能将栅极电压稳定地拉低，确保 PMOS 的正常开启，这也是前文所描述的栅极高阻抗所带来的状态隐患。D9 和 D10 的作用在于防止电压的倒灌。D9 可以省略。这里要注意到实际上该电路的 DS 接反，这样由附生二极管导通导致了开关管的功能不能达到，实际应用要注意。 2 来看这个电路，控制信号 PGC 控制 V4.2 是否给 P_GPRS 供电。此电路中，源漏两端没有接反，R110 与 R113 存在的意义在于 R110 控制栅极电流不至于过大，R113 控制栅极的常态，将 R113 上拉为高，截至 PMOS，同时也可以看作是对控制信号的上拉。当 MCU 内部管脚并没有上拉时，即输出为开漏时，并不能驱动 PMOS 关闭，此时，就需要外部电压给予的上拉，所以电阻 R113 起到了两个作用。R110 可以更小，到 100 欧姆也可。 No.5 MOS 管的开关特性静态特性 MOS 管作为开关元件，同样是工作在截止或导通两种状态。由于 MOS 管是电压控制元件，所以主要由栅源电压 uGS 决定其工作状态。工作特性如下： uGS 开启电压 UT：MOS 管工作在截止区，漏源电流 iDS 基本为 0，输出电压 uDS≈UDD，MOS 管处于“断开”状态，其等效电路如下图所示。 uGS>开启电压 UT：MOS 管工作在导通区，漏源电流 iDS=UDD/(RD+rDS)。其中，rDS 为 MOS 管导通时的漏源电阻。输出电压 UDS=UDD·rDS/(RD+rDS)，如果 rDS《RD，则 uDS≈0V，MOS 管处于“接通”状态，其等效电路如上图(c)所示。动态特性 MOS 管在导通与截止两种状态发生转换时同样存在过渡过程，但其动态特性主要取决于与电路有关的杂散电容充、放电所需的时间，而管子本身导通和截止时电荷积累和消散的时间是很小的。下图分别给出了一个 NMOS 管组成的电路及其动态特性示意图。 NMOS 管动态特性示意图当输入电压 ui 由高变低，MOS 管由导通状态转换为截止状态时，电源 UDD 通过 RD 向杂散电容 CL 充电，充电时间常数τ1=RDCL，所以，输出电压 uo 要通过一定延时才由低电平变为高电平。当输入电压 ui 由低变高，MOS 管由截止状态转换为导通状态时，杂散电容 CL 上的电荷通过 rDS 进行放电，其放电时间常数τ2≈rDSCL。可见，输出电压 Uo 也要经过一定延时才能转变成低电平。但因为 rDS 比 RD 小得多，所以，由截止到导通的转换时间比由导通到截止的转换时间要短。由于 MOS 管导通时的漏源电阻 rDS 比晶体三极管的饱和电阻 rCES 要大得多，漏极外接电阻 RD 也比晶体管集电极电阻 RC 大，所以，MOS 管的充、放电时间较长，使 MOS 管的开关速度比晶体三极管的开关速度低。不过，在 CMOS 电路中，由于充电电路和放电电路都是低阻电路，因此，其充、放电过程都比较快，从而使 CMOS 电路有较高的开关速度。以上就是MOS管的原理解析，希望能给大家帮助。

时间：2020-05-25 关键词： MOSFET 二极管 mos管
电子负载仪的工作原理，你知道吗？

什么是电子负载仪?它的工作原理是什么?以增强AVRRISC结构的ATmega16控制器为核心，设计并制作了直流电子负载仪。系统通过斜波发生器产生的锯齿波和电流采样信号与控制信号的误差信号作比较产生约20kHz的PWM波控制MOSFET管工作，然后经过误差放大器的PI调节构成闭环负反馈控制环路，实现恒流。恒阻和恒压模式通过软件实时调节流过MOS管电路的电流实现。实测数据显示，系统恒流模式下精度在l%以内，恒阻与恒功率模式下精度在3%以内。如何正确使用和维护电子负载仪：操作程序 1、开机：按下面面板开关上的电源开关，预热10分钟。 2、定电流操作：I-SET键，通过数字键或旋扭输入一个电流值，按ENTER键确认。 3、定功率操作：P-SET，通过数字键或旋钮输入一个功率值，按ENTER键确认。 4、定电阻操作：按R-SET，通过数字键或旋钮输入一个电阻值，按ENTER键确认。 5、定电压操作：按V-SET，通过数字键或旋钮输入一个电压值，按ENTER键确认。 6、IN ON/OFF输入设定： 7、按ON/OFF键改变负载的输入状态，按一次，面板上显示ON，则表示负载处于输入状态。 8、再按ON/OFF键，面板上显示0FF，则表示负载处于关闭状态。 9、再按ON/OFF键，面板上显示OFF，则表示负载处于关闭状态。 10、电池放电测试 11、按ON/OFF键，使负载的输入状态关闭，连接好待测电池。 12、按I-SET键设定电池的放电电流，按ENTER键确认。 13、按Shift+battery，设关断电压，ENTER放电。 14、再按Shift+battery退出电池测试，测试中按上下键观察电池的电压。，电流，功率，放电容量。 15、自动测试： A.按shift+menu进入菜单，VFD显示CONFIG。再按▼键移动LIS所需要的最大T SET项，按enter进入到下菜单，VFD显示MODE SET。按▼见移动EDIT TEST FILE，按enter开始编自动测试文件，此时VFV显示MAX CURR。=20A，设置所需要的最大电流，按enter确认。 B.VFD显示MAX VOLT。=120V，设置所需要的最大电压，按enter确认。 VFD显示MAX POWER。=200W，设置所需要的最大功率，按enter确认。 C.VFD显示TEST COUNT=2，设置所需要的测试步数，最多可以设置20步，按enter确认。 D.设置当前程序的模式，按▲，▼选择定电压。定电流。定功率。定电阻模式，按enter确认。 enter确认。 E.VFD显示SET1=20A，设置当前程序的电流值，按enter确认。 F.设置当前程序是否短路，按▲，▼选择SHORT ON。SHORT OFF模式，按enter确认。 G.设置当前程序需要测试的值，按▲，▼选择读电流，读电压，读功率模式，按enter确认。 H.VFD显示MINI=120V，设置测试值的下线，按enter确认。 I.VFD显示MAXI=120V，设置测试值的上线，按enter确认。 J.VFD显示DELAY1=1.0S，测试延时时间，按enter确认。 K.重复5步设定其它条件 M.VFD显示STORE TEST FILE，要求编好的文件保存到EEPROM中，按1键保存到第一组区域中，再按ENTER确认(最多可以保存8组测试文件) 取出文件： A.按shift+menu，VFD显示CONFIG，按▼键到LIST SET项。 B.按enter进入下一菜单，VFD显示MODE SET，按▼键到CALL TEST FILE项 C.按enter回调原先编好的测试文件。开始自动测试 A.按shift+I-Set键进入自动测试功能，VFD显示当前测试文件的文件名。 B.按enter可以观测当前的负载实际电压，电流值和当前的测试步数 C.按shift+trigger可以自动测试 D.自动测试完成后，蜂鸣会提示，VFD显示测试结果，通过则显示PASS，否则FAULT，▲，▼键可以观察每一步的测试值和测试结果。 E.按ESC可退出自动测试功能，注意事项检查负载的电压设置是否和供电电压相匹配，保险丝是否坏基本点检方法及保养打开电源，检查面板显示数值及工作状态指示灯是否正常; 仪器应定期进行外校。校验周期为一年。电子负载仪的作用：是针对各类发电厂、核电站操作电源220V[2] 蓄电池组容量测试、维护等需求而设计，是一台安全便携智能型的直流放电负载，适用于容量小于3000AH的220V蓄电池维护测试。本设备还可与蓄电池组在线容量监测设备(BCSU)连机作业，当电池组放电时，有任一单体电池的端电压达到设定的截止电压值时，BCSU会通知BDCT停止放电，以避免任何电池过度放电，对电池造成伤害。此种测试方法虽跟传统测试方法相近，但不需要人工调整负载电流和记录，可以很方便的取得需要的资料和各种分析曲线，同时智能型负载体积小、重量轻、易于搬运，且采用特殊高效能电热元件，不产生红热现象，不会使环境温度升高，并具有各种保护功能，以方便长时间无人看管的放电和自动测试记录，特别适合于蓄电池的验收、核对性放电试验及定期深度放电场合使用。电子负载仪是怎样工作的? 电子负载是基于电力电子技术、计算机技术和自动控制技术设计实现的一种电力电子装置;可以模拟各种负载特性，具有使用灵活和节约能源等优点。用来测试电源的，对电源进行可靠性试验(老化放电试验)、输出特性试验等，以考验其技术指标和性能。电子负载分为直流电子负载和交流电子负载，按能量是否回馈电网分为馈能式电子负载和耗能式电子负载，应用示意图如下(插不了图片，只好用文字和符号代替了)：被测 —— 电子 —— 电电源 —— 负载 —— 网电子负载使被测电源的输出二端口呈现出所模拟的负载特性，例如模拟一个50欧的电阻，被测电源是直流恒压源，50V的，那么这个直流电子负载的作用就是调节直流电源的电流=50伏/50欧=1安，使电源输出的特性满足欧姆定律。也就是说被测电源的输出电压为50V，电流为1A，这样电子负载就相当于是一个50欧的电阻了。直流电源是一个电源，而电子负载是用来测试电源的(相当于一个真实负载)，直流电子负载可以用来测试直流电源，两者是不同的。以上就是电子负载仪的工作原理解析，希望能给大家帮助。

时间：2020-05-17 关键词：电子负载仪 mos管
你能区分三极管开关电路和MOS管开关电路吗？

三极管开关电路和MOS管开关电路，你知道吗?通常情况下我们在做电路设计时候，三极管开关电路和MOS管开关电路有着以下四种区别：首先是三极管是用电流控制，MOS管属于电压控制;然后就是成本问题，三极管便宜，MOS管贵;其次是功耗问题，三极管损耗大;最后是驱动能力，MOS管常用来电源开关，以及大电流地方开关电路。实际上就是三极管比较便宜，用起来方便，常用在数字电路开关控制。 MOS管用于高频高速电路，大电流场合，以及对基极或漏极控制电流比较敏感的地方。一般来说低成本场合，普通应用的先考虑用三极管，不行的话考虑MOS管。实际上说电流控制慢，电压控制快这种理解是不对的。要真正理解得了解双极晶体管和MOS晶体管的工作方式才能明白。三极管是靠载流子的运动来工作的，以npn管射极跟随器为例，当基极加不加电压时，基区和发射区组成的pn结为阻止多子(基区为空穴，发射区为电子)的扩散运动，在此pn结处会感应出由发射区指向基区的静电场(即内建电场)，当基极外加正电压的指向为基区指向发射区，当基极外加电压产生的电场大于内建电场时，基区的载流子(电子)才有可能从基区流向发射区，此电压的最小值即pn结的正向导通电压(工程上一般认为0.7v)。但此时每个pn结的两侧都会有电荷存在，此时如果集电极-发射极加正电压，在电场作用下，发射区的电子往基区运动(实际上都是电子的反方向运动)，由于基区宽度很小，电子很容易越过基区到达集电区，并与此处的PN的空穴复合(靠近集电极)，为维持平衡，在正电场的作用下集电区的电子加速外集电极运动，而空穴则为pn结处运动，此过程类似一个雪崩过程。集电极的电子通过电源回到发射极，这就是晶体管的工作原理。三极管工作时，两个pn结都会感应出电荷，当做开关管处于导通状态时，三极管处于饱和状态，如果这时三极管截至，pn结感应的电荷要恢复到平衡状态，这个过程需要时间。而MOS三极管工作方式不同，没有这个恢复时间，因此可以用作高速开关管。场效应管是电压控制元件，而晶体管是电流控制元件。在只允许从信号源取较少电流的情况下，应选用场效应管;而在信号电压较低，又允许从信号源取较多电流的条件下，应选用晶体管。场效应管是利用多数载流子导电，所以称之为单极型器件，而晶体管是即有多数载流子，也利用少数载流子导电。被称之为双极型器件。有些场效应管的源极和漏极可以互换使用，栅压也可正可负，灵活性比晶体管好。场效应管能在很小电流和很低电压的条件下工作，而且它的制造工艺可以很方便地把很多场效应管集成在一块硅片上，因此场效应管在大规模集成电路中得到了广泛的应用。场效应晶体管具有较高输入阻抗和低噪声等优点，因而也被广泛应用于各种电子设备中。尤其用场效管做整个电子设备的输入级，可以获得一般晶体管很难达到的性能。这里对于场效应管的选择来说，我们可以认为一般分成结型和绝缘栅型两大类，其控制原理都是一样的。以上就是三极管开关电路和MOS管开关电路的区别，希望能给大家帮助。

时间：2020-05-01 关键词：三极管开关电路 mos管
MOS管“击穿”的一些情况解析

什么是MOSFET的击穿?你真滴吗?MOSFET的击穿有哪几种，你了解吗?今天小编就给大家科普一下关于MOSFET击穿的知识点!速来学习吧~MOSFET的击穿分为三种：Source、Drain、Gate，场效应管的三极：源级S 漏级D 栅级G，(这里不讲栅极GOX击穿了啊，只针对漏极电压击穿)。先讲测试条件，都是源栅衬底都是接地，然后扫描漏极电压，直至Drain端电流达到1uA。所以从器件结构上看，它的漏电通道有三条：Drain到source、Drain到Bulk、Drain到Gate。 1.Drain→Bulk雪崩击穿这就单纯是PN结雪崩击穿了(**alanche Breakdown)，主要是漏极反偏电压下使得PN结耗尽区展宽，则反偏电场加在了PN结反偏上面，使得电子加速撞击晶格产生新的电子空穴对 (Electron-Hole pair)，然后电子继续撞击，如此雪崩倍增下去导致击穿，所以这种击穿的电流几乎快速增大，I-V curve几乎垂直上去，很容烧毁的。(这点和源漏穿通击穿不一样) 那如何改善这个juncTIon BV呢?所以主要还是从PN结本身特性讲起，肯定要降低耗尽区电场，防止碰撞产生电子空穴对，降低电压肯定不行，那就只能增加耗尽区宽度了，所以要改变 doping profile了，这就是为什么突变结(Abrupt juncTIon)的击穿电压比缓变结(Graded JuncTIon)的低。这就是学以致用，别人云亦云啊。当然除了doping profile，还有就是doping浓度，浓度越大，耗尽区宽度越窄，所以电场强度越强，那肯定就降低击穿电压了。而且还有个规律是击穿电压通常是由低浓度的那边浓度影响更大，因为那边的耗尽区宽度大。公式是BV=K*(1/Na+1/Nb)，从公式里也可以看出Na和Nb浓度如果差10倍，几乎其中一个就可以忽略了。那实际的process如果发现BV变小，并且确认是从junction走的，那好好查查你的Source/Drain implant了。 2.Drain→Source穿通击穿这个主要是Drain加反偏电压后，使得Drain/Bulk的PN结耗尽区延展，当耗尽区碰到Source的时候，那源漏之间就不需要开启就形成了通路，所以叫做穿通(punch through)。那如何防止穿通呢?这就要回到二极管反偏特性了，耗尽区宽度除了与电压有关，还与两边的掺杂浓度有关，浓度越高可以抑制耗尽区宽度延展，所以flow里面有个防穿通注入(APT： AnTI Punch Through)，记住它要打和well同type的specis。当然实际遇到WAT的BV跑了而且确定是从Source端走了，可能还要看是否 PolyCD或者Spacer宽度，或者LDD_IMP问题了，那如何排除呢?这就要看你是否NMOS和PMOS都跑了?POLY CD可以通过Poly相关的WAT来验证。对于穿通击穿，有以下一些特征： (1)穿通击穿的击穿点软，击穿过程中，电流有逐步增大的特征，这是因为耗尽层扩展较宽，产生电流较大。另一方面，耗尽层展宽大容易发生DIBL效应，使源衬底结正偏出现电流逐步增大的特征。 (2)穿通击穿的软击穿点发生在源漏的耗尽层相接时，此时源端的载流子注入到耗尽层中，被耗尽层中的电场加速达到漏端，因此，穿通击穿的电流也有急剧增大点，这个电流的急剧增大和雪崩击穿时电流急剧增大不同，这时的电流相当于源衬底PN结正向导通时的电流，而雪崩击穿时的电流主要为PN结反向击穿时的雪崩电流，如不作限流，雪崩击穿的电流要大。 (3)穿通击穿一般不会出现破坏性击穿。因为穿通击穿场强没有达到雪崩击穿的场强，不会产生大量电子空穴对。 (4)穿通击穿一般发生在沟道体内，沟道表面不容易发生穿通，这主要是由于沟道注入使表面浓度比浓度大造成，所以，对NMOS管一般都有防穿通注入。 (5)一般的，鸟嘴边缘的浓度比沟道中间浓度大，所以穿通击穿一般发生在沟道中间。 (6)多晶栅长度对穿通击穿是有影响的，随着栅长度增加，击穿增大。而对雪崩击穿，严格来说也有影响，但是没有那么显著。 3.Drain→Gate击穿这个主要是Drain和Gate之间的Overlap导致的栅极氧化层击穿，这个有点类似GOX击穿了，当然它更像 Poly finger的GOX击穿了，所以他可能更care poly profile以及sidewall damage了。当然这个Overlap还有个问题就是GIDL，这个也会贡献Leakage使得BV降低。上面讲的就是MOSFET的击穿的三个通道，通常BV的case以前两种居多，都是Off-state下的击穿，也就是Gate为0V的时候，但是有的时候Gate开启下Drain加电压过高也会导致击穿的，我们称之为 On-state击穿。这种情况尤其喜欢发生在Gate较低电压时，或者管子刚刚开启时，而且几乎都是NMOS。所以我们通常WAT也会测试BVON。不要以为很奇怪，但是测试condition一定要注意，Gate不是随便加电压的哦，必须是Vt附近的电压，Vg越低时on-state击穿越低。有可能是Snap-back导致的，只是测试机台limitation无法测试出标准的snap-back曲线。另外也有可能是开启瞬间电流密度太大，导致大量电子在PN结附近被耗尽区电场加速撞击。以上就是MOSFET的击穿，希望能给大家帮助。

时间：2020-04-30 关键词：击穿沟道 mos管
MOS管发热的可能性因素，你知道吗？

你了解MOS管发热吗?做为一名电源工程师，做电源设计可以说是日常了，提到MOS管的话，一定不陌生。MOS管有很多种类，也有很多作用。做电源或者驱动的使用，当然就是用它的开关作用。接下来我们来了解MOS管发热四大关键技术。 1、芯片发热本次内容主要针对内置电源调制器的高压驱动芯片。假如芯片消耗的电流为2mA，300V的电压加在芯片上面，芯片的功耗为0.6W，当然会引起芯片的发热。驱动芯片的最大电流来自于驱动功率MOS管的消耗，简单的计算公式为I=cvf(考虑充电的电阻效益，实际I=2cvf，其中c为功率MOS管的cgs电容，v为功率管导通时的gate电压，所以为了降低芯片的功耗，必须想办法降低c、v和f.如果c、v和f不能改变，那么请想办法将芯片的功耗分到芯片外的器件，注意不要引入额外的功耗。再简单一点，就是考虑更好的散热吧。 2、功率管发热功率管的功耗分成两部分，开关损耗和导通损耗。要注意，大多数场合特别是LED市电驱动应用，开关损害要远大于导通损耗。开关损耗与功率管的cgd和cgs以及芯片的驱动能力和工作频率有关，所以要解决功率管的发热可以从以下几个方面解决：A、不能片面根据导通电阻大小来选择MOS功率管，因为内阻越小，cgs和cgd电容越大。如1N60的cgs为250pF左右，2N60的cgs为350pF左右，5N60的cgs为1200pF左右，差别太大了，选择功率管时，够用就可以了。B、剩下的就是频率和芯片驱动能力了，这里只谈频率的影响。频率与导通损耗也成正比，所以功率管发热时，首先要想想是不是频率选择的有点高。想办法降低频率吧!不过要注意，当频率降低时，为了得到相同的负载能力，峰值电流必然要变大或者电感也变大，这都有可能导致电感进入饱和区域。如果电感饱和电流够大，可以考虑将CCM(连续电流模式)改变成DCM(非连续电流模式)，这样就需要增加一个负载电容了。 3、工作频率降频这个也是用户在调试过程中比较常见的现象，降频主要由两个方面导致。输入电压和负载电压的比例小、系统干扰大。对于前者，注意不要将负载电压设置的太高，虽然负载电压高，效率会高点。对于后者，可以尝试以下几个方面：a、将最小电流设置的再小点;b、布线干净点，特别是sense这个关键路径;c、将电感选择的小点或者选用闭合磁路的电感;d、加RC低通滤波吧，这个影响有点不好，C的一致性不好，偏差有点大，不过对于照明来说应该够了。无论如何降频没有好处，只有坏处，所以一定要解决。 4、电感或者变压器的选择终于谈到重点了，我还没有入门，只能瞎说点饱和的影响了。很多用户反应，相同的驱动电路，用a生产的电感没有问题，用b生产的电感电流就变小了。遇到这种情况，要看看电感电流波形。有的工程师没有注意到这个现象，直接调节sense电阻或者工作频率达到需要的电流，这样做可能会严重影响LED的使用寿命。所以说，在设计前，合理的计算是必须的，如果理论计算的参数和调试参数差的有点远，要考虑是否降频和变压器是否饱和。变压器饱和时，L会变小，导致传输delay引起的峰值电流增量急剧上升，那么LED的峰值电流也跟着增加。在平均电流不变的前提下，只能看着光衰了。以上就是MOS管发热的可能性因素，希望能给大家帮助。

时间：2020-04-29 关键词：电感发热 mos管
你知道使用MOS管的一些注意事项有哪些吗？

什么是MOS管?它有什么注意事项?MOS管即MOSFET，中文名金属氧化物半导体绝缘栅场效应管。与普通的晶体三极管相比，具有以下四个优点，即，输入阻抗高、开关速度快、热稳定性好、电压控制电流等，MOS管现已成为双极型晶体管和功率晶体管的强大竞争者。所有MOS集成电路(包括P沟道MOS，N沟道MOS，互补MOS—CMOS集成电路)都有一层绝缘栅，以防止电压击穿。一般器件的绝缘栅氧化层的厚度大约是25nm、50nm、80nm三种。在集成电路高阻抗栅前面还有电阻 —— 二极管网络进行保护，虽然如此，器件内的保护网络还不足以免除对器件的静电损害(ESD)，实验指出，在高电压放电时器件会失效，器件也可能为多次较低电压放电的累积而失效。按损伤的严重程度静电损害有多种形式，最严重的也是最容易发生的是输入端或输出端的完全破坏以至于与电源端VDD GND短路或开路，器件完全丧失了原有的功能。稍次一等严重的损害是出现断续的失效或者是性能的退化，那就更难察觉。还有一些静电损害会使泄漏电流增加导致器件性能变坏。 MOS管的定义 MOS管做为电压驱动大电流型器件，在电路尤其是动力系统中大量应用，MOS管有一些特性在实际应用中是我们应该特别注意的MOS管体二极管，又称寄生二极管，在单个MOS管器件中有，在集成电路光刻中没有，这个二极管在大电流驱动中和感性负载时可以起到反向保护和续流的作用，一般正向导通压降在0.7~1V左右。因为这个二极管的存在，MOS器件在电路中不能简单地看到一个开关的作用，比如充电电路中，充电完成，移除电源后，电池会反向向外部供电，这个通常是我们不愿意看到的结果。一般解决的方法是在后面增加一个二极管来防止反向供电，这样虽然可以做到，但是二极管的特性决定必须有0.6~1V的正向压降，在大电流的情况下发热严重，同时造成能源的浪费，使整机能效低下。还有一个方法是再增加一个背靠背的MOS管，利用MOS管低导通电阻来达到节能的目的，这一特性另一个常见的应用为低压同步整流。注意事项 MOS管导通后的无方向性，MOS在加压导通后，就类似于一根导线，只具有电阻特性，无导通压降，通常饱和导通电阻为几到几十毫欧，且无方向性，允许直流和交流电通过。使用MOS管的注意事项 1)为了安全使用MOS管，在线路的设计中不能超过管的耗散功率，最大漏源电压、最大栅源电压和最大电流等参数的极限值。 2)各类型MOS管在使用时，都要严格按要求的偏置接入电路中，要遵守MOS管偏置的极性。如结型MOS管栅源漏之间是PN结，N沟道管栅极不能加正偏压;P沟道管栅极不能加负偏压，等等。 3)MOS管由于输入阻抗极高，所以在运输、贮藏中必须将引出脚短路，要用金属屏蔽包装，以防止外来感应电势将栅极击穿。尤其要注意，不能将MOS管放入塑料盒子内，保存时最好放在金属盒内，同时也要注意管的防潮。 4)为了防止MOS管栅极感应击穿，要求一切测试仪器、工作台、电烙铁、线路本身都必须有良好的接地;管脚在焊接时，先焊源极;在连入电路之前，管的全部引线端保持互相短接状态，焊接完后才把短接材料去掉;从元器件架上取下管时，应以适当的方式确保人体接地如采用接地环等。当然，如果能采用先进的气热型电烙铁，焊接MOS管是比较方便的，并且确保安全;在未关断电源时，绝对不可以把管插人电路或从电路中拔出。以上安全措施在使用MOS管时必须注意。 5)在安装MOS管时，注意安装的位置要尽量避免靠近发热元件;为了防管件振动，有必要将管壳体紧固起来;管脚引线在弯曲时，应当大于根部尺寸5毫米处进行，以防止弯断管脚和引起漏气等。 6)使用VMOS管时必须加合适的散热器后。以VNF306为例，该管子加装140×140×4(mm)的散热器后，最大功率才能达到30W。 7)多管并联后，由于极间电容和分布电容相应增加，使放大器的高频特性变坏，通过反馈容易引起放大器的高频寄生振荡。为此，并联复合管管子一般不超过4个，而且在每管基极或栅极上串接防寄生振荡电阻。 8)结型MOS管的栅源电压不能接反，可以在开路状态下保存，而绝缘栅型MOS管在不使用时，由于它的输入电阻非常高，须将各电极短路，以免外电场作用而使管子损坏。 9)焊接时，电烙铁外壳必须装有外接地线，以防止由于电烙铁带电而损坏管子。对于少量焊接，也可以将电烙铁烧热后拔下插头或切断电源后焊接。特别在焊接绝缘栅MOS管时，要按源极-漏极-栅极的先后顺序焊接，并且要断电焊接。 10)用25W电烙铁焊接时应迅速，若用45~75W电烙铁焊接，应用镊子夹住管脚根部以帮助散热。结型MOS管可用表电阻档定性地检查管子的质量(检查各PN结的正反向电阻及漏源之间的电阻值)，而绝缘栅场效管不能用万用表检查，必须用测试仪，而且要在接入测试仪后才能去掉各电极短路线。取下时，则应先短路再取下，关键在于避免栅极悬空。在要求输入阻抗较高的场合使用时，必须采取防潮措施，以免由于温度影响使MOS管的输入电阻降低。如果用四引线的MOS管，其衬底引线应接地。陶瓷封装的芝麻管有光敏特性，应注意避光使用。对于功率型MOS管，要有良好的散热条件。因为功率型MOS管在高负荷条件下运用，必须设计足够的散热器，确保壳体温度不超过额定值，使器件长期稳定可靠地工作。总之，确保MOS管安全使用，要注意的事项是多种多样，采取的安全措施也是各种各样，广大的专业技术人员，特别是广大的电子爱好者，都要根据自己的实际情况出发，采取切实可行的办法，安全有效地用好MOS管。以上就是MOS管的一些注意事项，希望能给大家帮助。

时间：2020-04-29 关键词：散热场效应管 mos管
开关电源微型化的一些技术

科技的发展对工程师的能力要求越来越高，在同样功率和电压的条件下，是什么技术瓶颈限制了开关电源的体积进一步缩小?现有技术条件下，电脑主机的电源不能做到和手机充电器一样大吗?为什么?请不要简单回答说散热问题，我想知其所以然。另外，未来是否有可能进一步缩小体积功率比?需要哪些技术前提? 工程师网友：arokh 开关电源这东西要完成两件事： 1，电气隔离; 2，电压转换和稳定。从哲学方法上去理解开关电源的稳压的工作过程，基本上像水车一样，上面有很多水瓢，然后按一定速度转动。需要的水多，每次多舀水，反之亦然。回到开关电源，它也是“一瓢一瓢去舀电”每次工作都转换一份电能成为磁能，然后变回电能，如果频率一定，那么控制每次转换的能量多少就可以根据功率输出稳压了。而电-磁-电的转换过程也实现了隔离。接下来问题来了，要实现大功率，要么水车转得飞快(提高开关频率)要么每次多装水(增加磁性原件和开关器件体积)，你看到的方案多是后者，因为前者会带来很多问题，比如1，开关管一开一关不是瞬间完成，它有个过程，会造成损耗，也就是发热，这一点你已经提到。2，我们可以想办法降低这个损耗，但是开关过程太快，电压电流变化率也太快这就造成电磁辐射加大。可粗暴理解为电动作太快被甩出去了。3，电磁转换也需要时间，受制于技术和成本，能高效工作在兆赫级的磁性器件也相对来说是高端货了。目前压榨器件性能主要靠先进的拓扑，我知道的用移相全桥做的200瓦单输出开架式ACDC做到了名片盒大小。当然还有更牛逼的。你想理解深入一些的话，不如自己做一个简单的ACDC体会一下。工程师网友：初级电工主要限制条件就是3个大类的元件性能，1.变压器的磁饱和容量 2.开关元件开关和导通损耗 3.滤波元器件的体积这些元件性能的限制导致元件发热严重，所以必须用大体积元件，还得加散热片，然后体积就小不了了。所以，从表面看来，还是是散热问题那么怎么才能小体积呢，很简单，假如有如下元件假设，我们的开关管非常好，开关损耗非常低，只有目前我们最好的开关管的1%，那么我们就可以用非常小的封装来设计电路了，那一大片又死重的散热片就可以丢掉了假设我们的整流二极管压降只有0.0001V，电流能到几百安培,封装可以做到0603，那么整流二极管也很小了，也没有散热片了，体积也小了很多了假设我们的变压器磁芯饱和容量非常非常大，那么我们也不用担心磁饱和，频率我们可以低一点，EMC也好过,那些大块大块的共轭电感什么的说不定都可以不用要了假设我们的滤波电容可以做到1F，耐压可以做到几百伏，体积可以做到0603，那么电源内部一大坨一大坨的电容也可以小到不关心的程度了。然后，别说电脑电源做到手机充电器那么小，再小一半可能都能做出来，而且不热工程师网友：ExplodingONC 不管你爱不爱听，原因就是散热问题，因为高温会使半导体的载流子浓度剧增，当少子的浓度不够低的时候，器件就失效了。想要缩小体积，那就要提高器件工作效率，减少发热。对于功率集成电路来说，材料和工艺的发展是关键，一是降低导通电阻和栅电容，二是提高器件能耐受的温度。工程师网友：徐志远半导体工艺因素。 mos管的开启关断时间无法足够短，降低了效率增加了散热使散热片体积无法降低。同时限制了开关频率的提升。频率无法升高。导致变压器体积无法降低。安全间距以目前的技术条件不是问题。当然最大的问题还是成本。用最好的器件其实可以做很小，但是没人买。工程师网友：司马知也效率。主要是开关管、变压器和续流二极管的功耗。工程师网友：没飞过的天空这个问题有点意思，最近流行深夜发问呀。目前的开关电源电路里，输入输出滤波电路，磁元件和功率半导体的磁元件及其散热器都是大体积的单件，优化其体积，提高频率是比较划算的一个方向，因此，我更看好频率对功率密度的影响，而非散热。散热对应的是其导热能力的解决方案，除此之外，设计结构工艺也在很大程度上决定其功率密度。个人感觉限制开关电源做小的是频率。说散热的可能是被近十年器件没有在工业民用领域有重大成本和性能突破所局限。 GaN时代已经到来，据我观察，各大半导体厂商已经开始批量出货和拼命发布新型号产品，说明一其技术完备，具备了产品性能要求和生产管控要求，二是该市场的激烈竞争，竞争对手的激烈积压，整个功率半导体将重写序章。如TI，英飞凌，ON等等，传统大厂坐不住了，英飞凌出的叫CoolGaN，coolmos卖的多赚钱，为何自我革命?改革都是倒逼的，没有虎视眈眈的对手，谁会跳出自己的舒适区。频率大大提高，将会彻底改写开关电源的路径，二十年前的国内大功率的LLC(几十k)终结了线性电源的历史使命，体积一下缩减了多少倍，可以预见的在未来两三年内，GaN的器件会走出适合自己的拓扑和频率，寻找整个系统的最优性价比，届时缩减至目前1/3完全可行，说不定价格更便宜，(不考虑通胀问题)。再加上GaN的生产成本会理论上低一些，批量出货会达到传统Si MOS的价格，甚至更低。未来将是电源的革新时代，个人感觉现在刚好处在开关电源史革新的前夜。说一波散热，开关频率提高到一定程度会很容易实现软开关，更难的是目前现有的控制器问题不能全盘转入高频领域。在处理跳变时可能会略显尴尬，不过TI也有相应的解决方案，如硬件环路控制器。散热重点在两块，一个是提高导热的能力，另一个就是提高效率降低损耗。不同行业的散热要求不同，散热又影响了成本，所以，热确实是当下的限制性价比的因素，但是当性能足以颠覆认知时，价格总体会下降。工程师网友：小邪子等有了常温超导体就可以实现你的目标了，现在吗，变压器损失的绝大部分能量都变成了热量，高温会使电阻增加，进一步降低效率增加发热率! 工程师网友：王税超这是个经济学问题，电脑生产商不是为了生产最 cool的产品，而是为了最大程度赚钱啊!，散热问题其实主要有两个方面： 1，如何降低热量产生，也就是是能效的问题，能效越高，产生的热量也就越小。你真的感兴趣，就可以搜一下相关文献，看看现在主流的电源的效率能到多少?90%?95%?99%? 为了达到高能效的电源，需要多少成本呢? 2，如何散热。电学背景一定知道一个概念叫做“热阻”，维基百科是这么解释这个概念的：电子工程师熟悉欧姆定律，因此在处理有关热阻的计算时，常会用类似电路的方式来处理热阻的问题。热通量用电流来表示，温度差用电压表示，热源可以用定电流源表示，绝对热阻可以用电阻表示，而热容可以用电容表示。你可以看文献，试着自己算算，到底什么影响了散热。如果实在就想得到结论，那就是同样的材质，体积越大越容易散热，成本也就更低。工程师网友：匿名用户开关电源主要有两个部分，一部分是开关管，一部分是电感等储能元件，这两部分都是必不可少的。先说储能元件。储能元件能储存的能量和储能元件的体积是正相关的。储能元件需要储存的能量，与电源输出功率正相关，与开关频率负相关。再说开关管。开关管的体积和开关管功耗正相关。开关管功耗和开关频率正相关。于是，开关频率越低，储能元件占用体积越大。开关频率越高，开关管占用体积越大。不论怎么设计开关电源，总是要消耗很大体积。想减小体积，就要优化开关管或者储能元件的性能。用功耗更小的开关管，或者用能量密度更高的储能元件。工程师网友：李大仙太贵了，你看看军用或者通信用的电源模块，就有很小体积大电流的。工程师网友：张逸超个人觉得…做到这么小没什么意义吧。除了更不方便，想不出来有什么好处，希望手机的这些工程师的心得对大家有所帮助。

时间：2020-03-26 关键词：开关电源变压器 mos管
关于MOS管失效的六大原因分析

目前在市场应用方面，排名第一的是消费类电子电源适配器产品。而MOS管的应用领域排名第二的是计算机主板、NB、计算机类适配器、LCD显示器等产品，随着国情的发展计算机主板、计算机类适配器、LCD显示器对MOS管的需求有要超过消费类电子电源适配器的现象了。第三的就属网络通信、工业控制、汽车电子以及电力设备领域了，这些产品对于MOS管的需求也是很大的，特别是现在汽车电子对于MOS管的需求直追消费类电子了。下面对MOS失效的原因总结以下六点，然后对1，2重点进行分析： 1：雪崩失效(电压失效)，也就是我们常说的漏源间的BVdss电压超过MOSFET的额定电压，并且超过达到了一定的能力从而导致MOSFET失效。 2：SOA失效(电流失效)，既超出MOSFET安全工作区引起失效，分为Id超出器件规格失效以及Id过大，损耗过高器件长时间热积累而导致的失效。 3：体二极管失效：在桥式、LLC等有用到体二极管进行续流的拓扑结构中，由于体二极管遭受破坏而导致的失效。 4：谐振失效：在并联使用的过程中，栅极及电路寄生参数导致震荡引起的失效。 5：静电失效：在秋冬季节，由于人体及设备静电而导致的器件失效。 6：栅极电压失效：由于栅极遭受异常电压尖峰，而导致栅极栅氧层失效。雪崩失效分析(电压失效) 到底什么是雪崩失效呢，简单来说MOSFET在电源板上由于母线电压、变压器反射电压、漏感尖峰电压等等系统电压叠加在MOSFET漏源之间，导致的一种失效模式。简而言之就是由于就是MOSFET漏源极的电压超过其规定电压值并达到一定的能量限度而导致的一种常见的失效模式。下面的图片为雪崩测试的等效原理图，做为电源工程师可以简单了解下。可能我们经常要求器件生产厂家对我们电源板上的MOSFET进行失效分析，大多数厂家都仅仅给一个EAS.EOS之类的结论，那么到底我们怎么区分是否是雪崩失效呢，下面是一张经过雪崩测试失效的器件图，我们可以进行对比从而确定是否是雪崩失效。雪崩失效的预防措施雪崩失效归根结底是电压失效，因此预防我们着重从电压来考虑。具体可以参考以下的方式来处理。 1：合理降额使用，目前行业内的降额一般选取80%-95%的降额，具体情况根据企业的保修条款及电路关注点进行选取。 2：合理的变压器反射电压。 3：合理的RCD及TVS吸收电路设计。 4：大电流布线尽量采用粗、短的布局结构，尽量减少布线寄生电感。 5：选择合理的栅极电阻Rg。 6：在大功率电源中，可以根据需要适当的加入RC减震或齐纳二极管进行吸收。

时间：2019-11-16 关键词：电源资讯雪崩失效 mos管
不同的LED路灯电源

随着科学技术的发展，LED技术也在不断发展，为我们的生活带来各种便利，为我们提供各种各样生活信息，造福着我们人类。LED路灯是LED照明中一个很重要应用。在节能省电的前提下，LED路灯取代传统路灯的趋势越来越明显。市面上，LED路灯电源的设计有很多种。早期的设计比较重视低成本的追求;到近期，共识渐渐形成，高效率及高可靠性才是最重要的。立?科技近年来推出了一系列LED照明的驱动IC，也一直关注LED路灯的发展。本文主要是针对几种不同LED路灯的应用，提出了适合的架构，并对其优缺点进行分析，以便让读者能根据具体状况和设计的路灯种类，找到最合适的方案。方案一：直接AC输入，对6串 LED分别做恒流控制在本文介绍的几种方案之中，这一种方案应该是目前效率最高、电路成本最低的方案(图1)。直接用光电耦合器对初级侧电路进行回溯控制，调节输出电压。相对于其它传统方案，该方案的开关损耗少。将CS的电压固定在0.25V，对6串LED分别做恒流控制。IC会侦测FB的位置，将电压最低那串LED固定在0.5V。此时由于各串LED的Vf值的总和不同，产生的压降会落在MOS管上，导致一些损耗。如果是一般对Vf分BIN筛选过后的LED，损耗应该可以控制在2%以内，少于一般的开关损耗。该方案的优点是效率高、成本低，缺点是AC输入、需要较多的研发成本。该方案适用于可以用AC直接输入的路灯。方案二：DC或电池输入，对6串LED分别做恒流控制它采用多串的升压结构设计，LED驱动的方式与前一种类似，差别在于由AC输入改为DC或是由电池输入(图2)。低压侧传感的设计只要选择适当的MOS管，LED可以串相当多的颗数。相对于AC输入的方案，其设计较为简单。但由于多了一次升压的开关，效率相对较低。该方案的优点是设计简单、电路成本低，缺点是效率较低。它适合太阳能电池或通过适配器输入的路灯。方案三：单串降压结构有些厂商仍喜欢用单串的设计，优点是维修容易，而且可以做模块化设计。不同功率的路灯可以使用相同的灯条，只要更换面板，插上不同数目的灯条，就可以组合出各种不同功率的路灯。但它的缺点是每一串都需要独立的电源模块，成本较高，而降压的结构会让LED的数目受限于IC的耐压。在图3所示的例子中，LED最多串到 14颗，如果要设计20W的灯条，就需要使用700mA的LED。为了使效率达到最高，必需针对LED的数目来调节输入电压，也就是适配器的输出电压。以10颗LED为例，如果要达到最高效率，就必须把输入电压调到约42V左右。该方案的优点是降压结构效率较高、单串设计、配置较为灵活，缺点是电路成本较高、LED串联数目受限于IC耐压。它适合通过适配器输入的路灯方案四：单串升压结构 RT8480 同样的单串设计，升压结构(图4)会较降压结构的效率低，但是LED串联的数目不再受限于IC的耐压，而是由MOS来决定，因而可以串联较多的LED。由于大多数的太阳能电池的输出电压都不高，因此太阳能路灯较适合使用升压结构。而选用电流模式的恒流设计，可以让输出电流较不受输入电压变化的影响，在电池满载以及快没电时，都能让路灯维持相同的亮度。下表对LED路灯四种电源设计方案的优势进行了比较并排序。该方案的优点是串联LED数目不受IC耐压限制，缺点是电路成本较高，效率较降压结构稍低。它适合太阳能路灯。以上就是LED技术的相关知识，相信随着科学技术的发展，未来的LED灯回越来越高效，使用寿命也会由很大的提升，为我们带来更大便利。

时间：2019-11-12 关键词：电池电源技术解析 led路灯 mos管
LED灯不足点

在科技高度发展的今天，电子产品的更新换代越来越快，LED灯的技术也在不断发展，为我们的城市装饰得五颜六色。本文主要针对内置电源调制器的高压驱动芯片进行分析。目的是为了能够减少MOS管的损失。下文中主要从5个方面分析了MOS管烧不停的原因，并给出合理的处理方法。 1、芯片发热本次内容主要针对内置电源调制器的高压驱动芯片。假如芯片消耗的电流为2mA，300V的电压加在芯片上面，芯片的功耗为0.6W，当然会引起芯片的发热。驱动芯片的最大电流来自于驱动功率MOS管的消耗，简单的计算公式为I=cvf(考虑充电的电阻效益，实际I=2cvf，其中c为功率MOS管的cgs电容，v为功率管导通时的gate电压，所以为了降低芯片的功耗，必须想办法降低c、v和f。如果c、v和f不能改变，那么请想办法将芯片的功耗分到芯片外的器件，注意不要引入额外的功耗。再简单一点，就是考虑更好的散热吧。 2、功率管发热关于这个问题，也见到过有人在电源网论坛发过贴。功率管的功耗分成两部分，开关损耗和导通损耗。要注意，大多数场合特别是LED市电驱动应用，开关损害要远大于导通损耗。开关损耗与功率管的cgd和cgs以及芯片的驱动能力和工作频率有关，所以要解决功率管的发热可以从以下几个方面解决： A、不能片面根据导通电阻大小来选择MOS功率管，因为内阻越小，cgs和cgd电容越大。如1N60的cgs为250pF左右，2N60的cgs为350pF左右，5N60的cgs为1200pF左右，差别太大了，选择功率管时，够用就可以了。 B、剩下的就是频率和芯片驱动能力了，这里只谈频率的影响。频率与导通损耗也成正比，所以功率管发热时，首先要想想是不是频率选择的有点高。想办法降低频率吧!不过要注意，当频率降低时，为了得到相同的负载能力，峰值电流必然要变大或者电感也变大，这都有可能导致电感进入饱和区域。如果电感饱和电流够大，可以考虑将CCM(连续电流模式)改变成DCM(非连续电流模式)，这样就需要增加一个负载电容了。 3、工作频率降频这个也是用户在调试过程中比较常见的现象，降频主要由两个方面导致。输入电压和负载电压的比例小、系统干扰大。对于前者，注意不要将负载电压设置的太高，虽然负载电压高，效率会高点。对于后者，可以尝试以下几个方面： a、将最小电流设置的再小点;b、布线干净点，特别是sense这个关键路径;c、将电感选择的小点或者选用闭合磁路的电感;d、加RC低通滤波吧，这个影响有点不好，C的一致性不好，偏差有点大，不过对于照明来说应该够了。无论如何降频没有好处，只有坏处，所以一定要解决。 4、电感或者变压器的选择终于谈到重点了，我还没有入门，只能瞎说点饱和的影响了。很多用户反应，相同的驱动电路，用a生产的电感没有问题，用b生产的电感电流就变小了。遇到这种情况，要看看电感电流波形。有的工程师没有注意到这个现象，直接调节sense电阻或者工作频率达到需要的电流，这样做可能会严重影响LED的使用寿命。所以说，在设计前，合理的计算是必须的，如果理论计算的参数和调试参数差的有点远，要考虑是否降频和变压器是否饱和。变压器饱和时，L会变小，导致传输delay引起的峰值电流增量急剧上升，那么LED的峰值电流也跟着增加。在平均电流不变的前提下，只能看着光衰了。 5、LED电流大小大家都知道LEDripple过大会使LED的寿命受到影响，至于影响有多大，也没见过哪个专家说过。以前问过LED厂这个数据，他们说30%以内都可以接受，不过后来没有经过验证。建议还是尽量控制小点。如果散热解决的不好的话，LED一定要降额使用。虽然LED在生活中处处可见，但是LED也还有一些不足需要我们的设计人员拥有更加专业的知识储备，这样才能设计出更加符合生活所需的产品。虽然LED在生活中处处可见，但是LED也还有一些不足需要我们的设计人员拥有更加专业的知识储备，这样才能设计出更加符合生活所需的产品。

时间：2019-10-13 关键词：电源技术解析内置电源调制器高压驱动芯片 mos管
关于隔离电源与非隔离电源在LED驱动中的选择方法

首先阐述一个误区：很多人认为非隔离电源不如隔离电源好，因为隔离电源贵，所以肯定贵的就好。为什么现在大家的印象当中用隔离电源比用非隔离的要好，其实不然，这种想法都是停留在几年前的想法当中。因为前几年非隔离的稳定性确实没有隔离稳定，但随着研发技术的更新，现如今非隔离已经非常成熟，日渐稳定。说到安全性，其实现在非隔离电源也是很安全的，只要在结构稍微做下改动，对人体还是很安全的，同样的道理，非隔离电源也是可以过很多安规标准，例如:ULTUVSAACE等。实际上非隔离电源损坏的根源就是电源AC线两端的浪涌电压所致，也可以这么说，雷击浪涌吧，这种电压是加在电压AC线两端的瞬间高压，有时高达三千伏，但时间很短，能量却极强，在打雷时会发生，或是在同一条AC线上，当一个大的负载断开瞬间，因为电流惯性的原因也会发生，这个电压进入电源，对于非隔离BUCK电路，会瞬间传达到输出，击坏恒流检测环，或是进一步击坏芯片，造成300v直通，而烧掉整条灯管。对于隔离反激电源，会击坏MOS,现象就是保管，芯片，MOS管全烧坏。现在LED驱动电源，在使用过程中坏的，80%以上都是这两种类似现象。而且，小型开关电源，就算是电源适配器，也经常损坏的是这个现象，均是浪涌电压所致，而在LED电源里，表现的更加普遍，这是因为LED的负载特性是特别的怕浪涌电压的。如果按照一般的理论来讲，电子电路里，元器件越少，可靠性越高，相应越多的元件的电路板可靠性则越低。实际上非隔离电路的元件是比隔离电路要少的，为什么隔离电路可靠性高。其实说白了，不是什么可靠性，而是非隔离电路对于浪涌太敏感，抑制能力差，隔离电路，因为能量是先进入变压器，然后从变压器再输送到LED负载的。BUCK电路是输入电源一部分直接加在了LED负载上，故前者对浪涌抑制和衰减能力强，所以浪涌来时损坏的机率小而已。实际上，不隔离电源的问题主要是在于浪涌问题，目前这个问题，因为只有LED灯具在大批量应用时，从概率上才能看出其解决的程度，所以很多人没有提出好的防治办法，更多的人则是不知道浪涌电压为何物，很多人。LED灯具坏了，也找不到原因，最后只能一句，什么此电源不稳定就了结了，具体哪里不稳定，他不知道。非隔离电源一是效率，二是成本上比较有优势。这和隔离电源比起来都是优势，隔离电源效率不易做高，处理不好热量很大，成本也高，尤其是做那种内置灯管的LED日光灯，真可谓成本上天。但非隔离电源，因为对雷击浪涌电压抑制能力较差，大批量出货时，就会遇到较多损坏的因素。不过浪涌问题始终都存在，很多隔离电源，如路灯电源，用于室外的，点不久，也是坏的很多，隔离电源很多时候也是被浪涌打的够呛，经过本人长时间对LED电源的出货，研发的探索，经验和规律，得出一些结论，供大家参考。 1. 大功率LED驱动，一般要使用隔离电源，切不可为了省一点成本，而使用非隔离，不然得不偿失。 2. 小功率LED驱动,是使用隔离还是非隔离，要视具体情况而定。能使用隔离电源当然好，但至少要有两个条件，一是成本上允许，二是发热程度上允许，因为隔离电源这两个问题都是考验，而非隔离电源很多时候也是可以用。并且很多时候还是很好用的。 3. 非隔离电源适合的场合：首先，是室内的灯具，这种室内用电环境较好，浪涌影响小。第二，使用的场合是高压小电流，低压大电流用非隔离没有意义，因为低压大电流非隔离的效率并不比隔离的高，成本也低不到多少去。三，电压相对较稳定的环境中使用非隔离电源。当然，如果有办法解决掉抑制浪涌的问题，那么非隔离电源的应用范围将大大拓宽! 4. 隔离电源因为浪涌的问题，损坏率也不可小觑，一般那种返修回来，击坏保险，芯片，MOS的第一个应该想到是浪涌问题。为了减少损坏率，在设计时就行要考虑到浪涌的因素进去，或是在使用时要告戒用户，尽量避免浪涌发生。(如室内灯具，打雷时暂时先关掉) 综合所述，使用隔离与非隔离很多时候都是因为浪涌这个问题，而浪涌问题和用电环境是息息相关的，所以很多时候使用隔离电源和非隔离电源不能一刀切，非隔离电源在节能，成本上都是很有优势的，所以要科学的选用非隔离还是隔离作为LED驱动电源。

时间：2019-08-11 关键词：芯片电源技术解析保管 mos管
MOS管的选择方案

MOS管在生活中处处会使用到，有电子产品的地方就有它的身影，正确选择MOS管是很重要的一个环节，MOS管选择不好有可能影响到整个电路的效率和成本，了解不同的MOS管部件的细微差别及不同开关电路中的应力能够帮助工程师避免诸多问题，下面我们来学习下MOS管的正确的选择方法。三极管第一步：选用N沟道还是P沟道为设计选择正确器件的第一步是决定采用N沟道还是P沟道MOS管。在典型的功率应用中，当一个MOS管接地，而负载连接到干线电压上时，该MOS管就构成了低压侧开关。在低压侧开关中，应采用N沟道MOS管，这是出于对关闭或导通器件所需电压的考虑。当MOS管连接到总线及负载接地时，就要用高压侧开关。通常会在这个拓扑中采用P沟道MOS管，这也是出于对电压驱动的考虑。要选择适合应用的器件，必须确定驱动器件所需的电压，以及在设计中最简易执行的方法。下一步是确定所需的额定电压，或者器件所能承受的最大电压。额定电压越大，器件的成本就越高。根据实践经验，额定电压应当大于干线电压或总线电压。这样才能提供足够的保护，使MOS管不会失效。就选择MOS管而言，必须确定漏极至源极间可能承受的最大电压，即最大VDS。知道MOS管能承受的最大电压会随温度而变化这点十分重要。设计人员必须在整个工作温度范围内测试电压的变化范围。额定电压必须有足够的余量覆盖这个变化范围，确保电路不会失效。设计工程师需要考虑的其他安全因素包括由开关电子设备(如电机或变压器)诱发的电压瞬变。不同应用的额定电压也有所不同;通常，便携式设备为20V、FPGA电源为20～30V、85～220VAC应用为450～600V。第二步：确定额定电流第二步是选择MOS管的额定电流。视电路结构而定，该额定电流应是负载在所有情况下能够承受的最大电流。与电压的情况相似，设计人员必须确保所选的MOS管能承受这个额定电流，即使在系统产生尖峰电流时。两个考虑的电流情况是连续模式和脉冲尖峰。在连续导通模式下，MOS管处于稳态，此时电流连续通过器件。脉冲尖峰是指有大量电涌(或尖峰电流)流过器件。一旦确定了这些条件下的最大电流，只需直接选择能承受这个最大电流的器件便可。选好额定电流后，还必须计算导通损耗。在实际情况下，MOS管并不是理想的器件，因为在导电过程中会有电能损耗，这称之为导通损耗。MOS管在“导通”时就像一个可变电阻，由器件的RDS(ON)所确定，并随温度而显著变化。器件的功率耗损可由Iload2×RDS(ON)计算，由于导通电阻随温度变化，因此功率耗损也会随之按比例变化。对MOS管施加的电压VGS越高，RDS(ON)就会越小;反之RDS(ON)就会越高。对系统设计人员来说，这就是取决于系统电压而需要折中权衡的地方。对便携式设计来说，采用较低的电压比较容易(较为普遍)，而对于工业设计，可采用较高的电压。注意RDS(ON)电阻会随着电流轻微上升。关于RDS(ON)电阻的各种电气参数变化可在制造商提供的技术资料表中查到。需要提醒设计人员，一般来说MOS管规格书标注的Id电流是MOS管芯片的最大常态电流，实际使用时的最大常态电流还要受封装的最大电流限制。因此客户设计产品时的最大使用电流设定要考虑封装的最大电流限制。建议客户设计产品时的最大使用电流设定更重要的是要考虑MOS的内阻参数。技术对器件的特性有着重大影响，因为有些技术在提高最大VDS时往往会使RDS(ON)增大。对于这样的技术，如果打算降低VDS和RDS(ON)，那么就得增加晶片尺寸，从而增加与之配套的封装尺寸及相关的开发成本。业界现有好几种试图控制晶片尺寸增加的技术，其中最主要的是沟道和电荷平衡技术。在沟道技术中，晶片中嵌入了一个深沟，通常是为低电压预留的，用于降低导通电阻RDS(ON)。为了减少最大VDS对RDS(ON)的影响，开发过程中采用了外延生长柱/蚀刻柱工艺。例如，飞兆半导体开发了称为SupeRFET的技术，针对RDS(ON)的降低而增加了额外的制造步骤。这种对RDS(ON)的关注十分重要，因为当标准MOSFET的击穿电压升高时，RDS(ON)会随之呈指数级增加，并且导致晶片尺寸增大。SuperFET工艺将RDS(ON)与晶片尺寸间的指数关系变成了线性关系。这样，SuperFET器件便可在小晶片尺寸，甚至在击穿电压达到600V的情况下，实现理想的低RDS(ON)。结果是晶片尺寸可减小达35%。而对于最终用户来说，这意味着封装尺寸的大幅减小。第三步：确定热要求选择MOS管的下一步是计算系统的散热要求。设计人员必须考虑两种不同的情况，即最坏情况和真实情况。建议采用针对最坏情况的计算结果，因为这个结果提供更大的安全余量，能确保系统不会失效。在MOS管的资料表上还有一些需要注意的测量数据;比如封装器件的半导体结与环境之间的热阻，以及最大的结温。器件的结温等于最大环境温度加上热阻与功率耗散的乘积(结温=最大环境温度+[热阻×功率耗散])。根据这个方程可解出系统的最大功率耗散，即按定义相等于I2×RDS(ON)。由于设计人员已确定将要通过器件的最大电流，因此可以计算出不同温度下的RDS(ON)。值得注意的是，在处理简单热模型时，设计人员还必须考虑半导体结/器件外壳及外壳/环境的热容量;即要求印刷电路板和封装不会立即升温。雪崩击穿是指半导体器件上的反向电压超过最大值，并形成强电场使器件内电流增加。该电流将耗散功率，使器件的温度升高，而且有可能损坏器件。半导体公司都会对器件进行雪崩测试，计算其雪崩电压，或对器件的稳健性进行测试。计算额定雪崩电压有两种方法;一是统计法，另一是热计算。而热计算因为较为实用而得到广泛采用。除计算外，技术对雪崩效应也有很大影响。例如，晶片尺寸的增加会提高抗雪崩能力，最终提高器件的稳健性。对最终用户而言，这意味着要在系统中采用更大的封装件。第四步：决定开关性能选择MOS管的最后一步是决定MOS管的开关性能。影响开关性能的参数有很多，但最重要的是栅极/漏极、栅极/ 源极及漏极/源极电容。这些电容会在器件中产生开关损耗，因为在每次开关时都要对它们充电。MOS管的开关速度因此被降低，器件效率也下降。为计算开关过程中器件的总损耗，设计人员必须计算开通过程中的损耗(Eon)和关闭过程中的损耗(Eoff)。MOSFET开关的总功率可用如下方程表达：Psw=(Eon+Eoff)×开关频率。而栅极电荷(Qgd)对开关性能的影响最大。以上就是MOS管的选择方法，要学会MOS管的应用就需要设计人员知识储备雄厚，项目开发经验丰富。

时间：2019-07-31 关键词：电压电流电源技术解析 mos管
MOS管使用你必须要知道的

MOS管由多数载流子参与导电，也称为单极型晶体管。它属于电压控制型半导体器件。具有输入电阻高(10^7~10^12Ω)、噪声小、功耗低、动态范围大、易于集成、没有二次击穿现象、安全工作区域宽等优点，现已成为双极型晶体管和功率晶体管的强大竞争者。所有MOS集成电路(包括P沟道MOS，N沟道MOS，互补MOS—CMOS集成电路)都有一层绝缘栅，以防止电压击穿。一般器件的绝缘栅氧化层的厚度大约是25nm、50nm、80nm三种。在集成电路高阻抗栅前面还有电阻——二极管网络进行保护，虽然如此，器件内的保护网络还不足以免除对器件的静电损害(ESD)，实验指出，在高电压放电时器件会失效，器件也可能为多次较低电压放电的累积而失效。按损伤的严重程度静电损害有多种形式，最严重的也是最容易发生的是输入端或输出端的完全破坏以至于与电源端VDD GND短路或开路，器件完全丧失了原有的功能。稍次一等严重的损害是出现断续的失效或者是性能的退化，那就更难察觉。还有一些静电损害会使泄漏电流增加导致器件性能变坏。 MOS管的定义 MOS管做为电压驱动大电流型器件，在电路尤其是动力系统中大量应用，MOS管有一些特性在实际应用中是我们应该特别注意的 MOS管体二极管，又称寄生二极管，在单个MOS管器件中有，在集成电路光刻中没有，这个二极管在大电流驱动中和感性负载时可以起到反向保护和续流的作用，一般正向导通压降在0.7~1V左右，因为这个二极管的存在，MOS器件在电路中不能简单地看到一个开关的作用，比如充电电路中，充电完成，移除电源后，电池会反向向外部供电，这个通常是我们不愿意看到的结果，一般解决的方法是在后面增加一个二极管来防止反向供电，这样虽然可以做到，但是二极管的特性决定必须有0.6~1V的正向压降，在大电流的情况下发热严重，同时造成能源的浪费，使整机能效低下。还有一个方法是再增加一个背靠背的MOS管，利用MOS管低导通电阻来达到节能的目的，这一特性另一个常见的应用为低压同步整流。注意事项 MOS管导通后的无方向性，MOS在加压导通后，就类似于一根导线，只具有电阻特性，无导通压降，通常饱和导通电阻为几到几十毫欧，且无方向性，允许直流和交流电通过。使用MOS管的注意事项 (1)为了安全使用MOS管，在线路的设计中不能超过管的耗散功率，最大漏源电压、最大栅源电压和最大电流等参数的极限值。 (2)各类型MOS管在使用时，都要严格按要求的偏置接入电路中，要遵守MOS管偏置的极性。如结型MOS管栅源漏之间是PN结，N沟道管栅极不能加正偏压;P沟道管栅极不能加负偏压，等等。 (3)MOSMOS管由于输入阻抗极高，所以在运输、贮藏中必须将引出脚短路，要用金属屏蔽包装，以防止外来感应电势将栅极击穿。尤其要注意，不能将MOSMOS管放入塑料盒子内，保存时最好放在金属盒内，同时也要注意管的防潮。 (4)为了防止MOS管栅极感应击穿，要求一切测试仪器、工作台、电烙铁、线路本身都必须有良好的接地;管脚在焊接时，先焊源极;在连入电路之前，管的全部引线端保持互相短接状态，焊接完后才把短接材料去掉;从元器件架上取下管时，应以适当的方式确保人体接地如采用接地环等;当然，如果能采用先进的气热型电烙铁，焊接MOS管是比较方便的，并且确保安全;在未关断电源时，绝对不可以把管插人电路或从电路中拔出。以上安全措施在使用MOS管时必须注意。 (5)在安装MOS管时，注意安装的位置要尽量避免靠近发热元件;为了防管件振动，有必要将管壳体紧固起来;管脚引线在弯曲时，应当大于根部尺寸5毫米处进行，以防止弯断管脚和引起漏气等。 (6)使用VMOS管时必须加合适的散热器后。以VNF306为例，该管子加装140×140×4(mm)的散热器后，最大功率才能达到30W. (7)多管并联后，由于极间电容和分布电容相应增加，使放大器的高频特性变坏，通过反馈容易引起放大器的高频寄生振荡。为此，并联复合管管子一般不超过4个，而且在每管基极或栅极上串接防寄生振荡电阻。 (8)结型MOS管的栅源电压不能接反，可以在开路状态下保存，而绝缘栅型MOS管在不使用时，由于它的输入电阻非常高，须将各电极短路，以免外电场作用而使管子损坏。 (9)焊接时，电烙铁外壳必须装有外接地线，以防止由于电烙铁带电而损坏管子。对于少量焊接，也可以将电烙铁烧热后拔下插头或切断电源后焊接。特别在焊接绝缘栅MOS管时，要按源极-漏极-栅极的先后顺序焊接，并且要断电焊接。 (10)用25W电烙铁焊接时应迅速，若用45~75W电烙铁焊接，应用镊子夹住管脚根部以帮助散热。结型MOS管可用表电阻档定性地检查管子的质量(检查各PN结的正反向电阻及漏源之间的电阻值)，而绝缘栅场效管不能用万用表检查，必须用测试仪，而且要在接入测试仪后才能去掉各电极短路线。取下时，则应先短路再取下，关键在于避免栅极悬空。在要求输入阻抗较高的场合使用时，必须采取防潮措施，以免由于温度影响使MOS管的输入电阻降低。如果用四引线的MOS管，其衬底引线应接地。陶瓷封装的芝麻管有光敏特性，应注意避光使用。对于功率型MOS管，要有良好的散热条件。因为功率型MOS管在高负荷条件下运用，必须设计足够的散热器，确保壳体温度不超过额定值，使器件长期稳定可靠地工作。总之，确保MOS管安全使用，要注意的事项是多种多样，采取的安全措施也是各种各样，广大的专业技术人员，特别是广大的电子爱好者，都要根据自己的实际情况出发，采取切实可行的办法，安全有效地用好MOS管。

时间：2019-07-15 关键词：集成电路晶体管电路设计 mos管
开关电源MOS管选用方法

　　MOS管最常见的应用可能是电源中的开关元件，此外，它们对电源输出也大有裨益。服务器和通信设备等应用一般都配置有多个并行电源，以支持N+1 冗余与持续工作 (图1)。各并行电源平均分担负载，确保系统即使在一个电源出现故障的情况下仍然能够继续工作。不过，这种架构还需要一种方法把并行电源的输出连接在一起，并保证某个电源的故障不会影响到其它的电源。在每个电源的输出端，有一个功率MOS管可以让众电源分担负载，同时各电源又彼此隔离。起这种作用的MOS管被称为"ORing"FET，因为它们本质上是以 "OR" 逻辑来连接多个电源的输出。　　　　图1：用于针对N+1冗余拓扑的并行电源控制的MOS管　　在ORing FET应用中，MOS管的作用是开关器件，但是由于服务器类应用中电源不间断工作，这个开关实际上始终处于导通状态。其开关功能只发挥在启动和关断，以及电源出现故障之时。　　相比从事以开关为核心应用的设计人员，ORing FET应用设计人员显然必需关注MOS管的不同特性。以服务器为例，在正常工作期间，MOS管只相当于一个导体。因此，ORing FET应用设计人员最关心的是最小传导损耗。　　低RDS(ON) 可把BOM及PCB尺寸降至最小　　一般而言，MOS管制造商采用RDS(ON) 参数来定义导通阻抗;对ORing FET应用来说，RDS(ON) 也是最重要的器件特性。数据手册定义RDS(ON) 与栅极 (或驱动) 电压 VGS 以及流经开关的电流有关，但对于充分的栅极驱动，RDS(ON) 是一个相对静态参数。　　若设计人员试图开发尺寸最小、成本最低的电源，低导通阻抗更是加倍的重要。在电源设计中，每个电源常常需要多个ORing MOS管并行工作，需要多个器件来把电流传送给负载。在许多情况下，设计人员必须并联MOS管，以有效降低RDS(ON)。　　需谨记，在 DC 电路中，并联电阻性负载的等效阻抗小于每个负载单独的阻抗值。比如，两个并联的2Ω 电阻相当于一个1Ω的电阻。因此，一般来说，一个低RDS(ON) 值的MOS管，具备大额定电流，就可以让设计人员把电源中所用MOS管的数目减至最少。　　除了RDS(ON)之外，在MOS管的选择过程中还有几个MOS管参数也对电源设计人员非常重要。许多情况下，设计人员应该密切关注数据手册上的安全工作区(SOA)曲线，该曲线同时描述了漏极电流和漏源电压的关系。基本上，SOA定义了MOSFET能够安全工作的电源电压和电流。在ORing FET应用中，首要问题是：在"完全导通状态"下FET的电流传送能力。实际上无需SOA曲线也可以获得漏极电流值。　　若设计是实现热插拔功能，SOA曲线也许更能发挥作用。在这种情况下，MOS管需要部分导通工作。SOA曲线定义了不同脉冲期间的电流和电压限值。　　注意刚刚提到的额定电流，这也是值得考虑的热参数，因为始终导通的MOS管很容易发热。另外，日渐升高的结温也会导致RDS(ON)的增加。MOS管数据手册规定了热阻抗参数，其定义为MOS管封装的半导体结散热能力。RθJC的最简单的定义是结到管壳的热阻抗。细言之，在实际测量中其代表从器件结(对于一个垂直MOS管，即裸片的上表面附近)到封装外表面的热阻抗，在数据手册中有描述。若采用PowerQFN封装，管壳定义为这个大漏极片的中心。因此，RθJC 定义了裸片与封装系统的热效应。RθJA 定义了从裸片表面到周围环境的热阻抗，而且一般通过一个脚注来标明与PCB设计的关系，包括镀铜的层数和厚度。　　开关电源中的MOS管　　现在让我们考虑开关电源应用，以及这种应用如何需要从一个不同的角度来审视数据手册。从定义上而言，这种应用需要MOS管定期导通和关断。同时，有数十种拓扑可用于开关电源，这里考虑一个简单的例子。DC-DC电源中常用的基本降压转换器依赖两个MOS管来执行开关功能(图2)，这些开关交替在电感里存储能量，然后把能量释放给负载。目前，设计人员常常选择数百kHz乃至1 MHz以上的频率，因为频率越高，磁性元件可以更小更轻。　　　　图2：用于开关电源应用的MOS管对。(DC-DC控制器)　　显然，电源设计相当复杂，而且也没有一个简单的公式可用于MOS管的评估。但我们不妨考虑一些关键的参数，以及这些参数为什么至关重要。传统上，许多电源设计人员都采用一个综合品质因数(栅极电荷QG ×导通阻抗RDS(ON))来评估MOS管或对之进行等级划分。　　栅极电荷和导通阻抗之所以重要，是因为二者都对电源的效率有直接的影响。对效率有影响的损耗主要分为两种形式--传导损耗和开关损耗。　　栅极电荷是产生开关损耗的主要原因。栅极电荷单位为纳库仑(nc)，是MOS管栅极充电放电所需的能量。栅极电荷和导通阻抗RDS(ON) 在半导体设计和制造工艺中相互关联，一般来说，器件的栅极电荷值较低，其导通阻抗参数就稍高。开关电源中第二重要的MOS管参数包括输出电容、阈值电压、栅极阻抗和雪崩能量。　　某些特殊的拓扑也会改变不同MOS管参数的相关品质，例如，可以把传统的同步降压转换器与谐振转换器做比较。谐振转换器只在VDS (漏源电压)或ID (漏极电流)过零时才进行MOS管开关，从而可把开关损耗降至最低。这些技术被成为软开关或零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)技术。由于开关损耗被最小化，RDS(ON) 在这类拓扑中显得更加重要。　　低输出电容(COSS)值对这两类转换器都大有好处。谐振转换器中的谐振电路主要由变压器的漏电感与COSS决定。此外，在两个MOS管关断的死区时间内，谐振电路必须让COSS完全放电。　　低输出电容也有利于传统的降压转换器(有时又称为硬开关转换器)，不过原因不同。因为每个硬开关周期存储在输出电容中的能量会丢失，反之在谐振转换器中能量反复循环。因此，低输出电容对于同步降压调节器的低边开关尤其重要。

时间：2019-03-05 关键词：开关电源电源技术解析选用方法 mos管
开关电源MOS管怎么选？参数说了算

在开关电源当中，开关管的关断和开通时间影响着开关电源的工作效率，而MOS管的一些参数起着决定性的作用，那么MOS管的选择又存在哪些技巧呢?由于MOS管对电路的输出有很好的益处，其在电源中经常被当作开关元件使用。服务器和通信设备等应用一般都配置有多个并行电源，以支持N+1冗余与持续工作(图1)。各并行电源平均分担负载，确保系统即使在一个电源出现故障的情况下仍然能够继续工作。不过，这种架构还需要一种方法把并行电源的输出连接在一起，并保证某个电源的故障不会影响到其它的电源。在每个电源的输出端，有一个功率MOS管可以让众电源分担负载，同时各电源又彼此隔离。起这种作用的MOS管被称为“Oring”FET，因为它们本质上是以 "OR" 逻辑来连接多个电源的输出。图1：用于针对N+1冗余拓扑的并行电源控制的MOS管因为在服务器当中，电源是不断工作着的，所以MOS管作为开关器件，始终是处于导通的状态。其开关功能只发挥在启动和关断，以及电源出现故障之时。相比从事以开关为核心应用的设计人员，ORing FET应用设计人员显然必需关注MOS管的不同特性。以服务器为例，在正常工作期间，MOS管只相当于一个导体。因此，ORing FET应用设计人员最关心的是最小传导损耗。一般而言，MOS管制造商采用RDS(ON) 参数来定义导通阻抗;对ORing FET应用来说，RDS(ON) 也是最重要的器件特性。数据手册定义RDS(ON) 与栅极 (或驱动) 电压 VGS 以及流经开关的电流有关，但对于充分的栅极驱动，RDS(ON) 是一个相对静态参数。如想要设计出体积更小，成本更低的电源，就需要充分重视低导通阻抗。在电源设计中，每个电源常常需要多个ORing MOS管并行工作，需要多个器件来把电流传送给负载。在许多情况下，设计人员必须并联MOS管，以有效降低RDS(ON)。需要注意的是，当处于DC电路当中时，并联电阻性负载的等效阻抗小于每个负载单独的阻抗值。比如，两个并联的2Ω 电阻相当于一个1Ω的电阻。因此，一般来说，一个低RDS(ON) 值的MOS管，具备大额定电流，就可以让设计人员把电源中所用MOS管的数目减至最少。此外，还有一些参数是在MOS管的选型时必须要重视的。许多情况下，设计人员应该密切关注数据手册上的安全工作区(SOA)曲线，该曲线同时描述了漏极电流和漏源电压的关系。基本上，SOA定义了MOSFET能够安全工作的电源电压和电流。在ORing FET应用中，首要问题是：在“完全导通状态”下FET的电流传送能力。实际上无需SOA曲线也可以获得漏极电流值。当电路设计目标是为了实现热插拔功能时，SOA曲线更能发挥其本身的作用。在这种情况下，MOS管需要部分导通工作。SOA曲线定义了不同脉冲期间的电流和电压限值。顺带一提，刚才提到的额定电流也是一个需要思考的热参数。因为始终导通的MOS管很容易发热。另外，日渐升高的结温也会导致RDS(ON)的增加。MOS管数据手册规定了热阻抗参数，其定义为MOS管封装的半导体结散热能力。RθJC的最简单的定义是结到管壳的热阻抗。细言之，在实际测量中其代表从器件结(对于一个垂直MOS管，即裸片的上表面附近)到封装外表面的热阻抗，在数据手册中有描述。若采用PowerQFN封装，管壳定义为这个大漏极片的中心。因此，RθJC 定义了裸片与封装系统的热效应。RθJA 定义了从裸片表面到周围环境的热阻抗，而且一般通过一个脚注来标明与PCB设计的关系，包括镀铜的层数和厚度。开关电源中的MOS管现在让我们考虑开关电源应用，以及这种应用为何需要从一个不同的角度来审视数据手册。从定义上而言，这种应用需要MOS管定期导通和关断。同时，有数十种拓扑可用于开关电源，这里考虑一个简单的例子。DC-DC电源中常用的基本降压转换器，依赖两个MOS管来执行开关功能(图2)，这些开关交替在电感里存储能量，然后把能量释放给负载。目前，设计人员常常选择数百kHz乃至1 MHz以上的频率，因为频率越高，磁性元件可以更小更轻。图2：用于开关电源应用的MOS管对。(DC-DC控制器)之所以会有这么多文章来讲开关电源当中的MOS管选择，是因为开关电源的设计复杂，而却没有适用于MOS管选择的计算公式。所以在此时，不妨考虑一些关键的参数，以及这些参数为什么至关重要。传统上，许多电源设计人员都采用一个综合品质因数[栅极电荷QG ×导通阻抗RDS(ON)]来评估MOS管或对之进行等级划分。栅极电荷和导通阻抗之所以重要，是因为二者都对电源的效率有直接的影响。对效率有影响的损耗主要分为两种形式--传导损耗和开关损耗。栅极电荷是产生开关损耗的主要原因。栅极电荷单位为纳库仑(nc)，是MOS管栅极充电放电所需的能量。栅极电荷和导通阻抗RDS(ON) 在半导体设计和制造工艺中相互关联，一般来说，器件的栅极电荷值较低，其导通阻抗参数就稍高。开关电源中第二重要的MOS管参数包括输出电容、阈值电压、栅极阻抗和雪崩能量。某些特殊的拓扑也会改变不同MOS管参数的相关品质，例如，可以把传统的同步降压转换器与谐振转换器做比较。谐振转换器只在VDS(漏源电压)或ID (漏极电流)过零时才进行MOS管开关，从而可把开关损耗降至最低。这些技术被称为软开关、零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)技术。由于开关损耗被最小化，RDS(ON) 在这类拓扑中显得更加重要。低输出电容(COSS)值对这两类转换器都大有好处。谐振转换器中的谐振电路主要由变压器的漏电感与COSS决定。此外，在两个MOS管关断的死区时间内，谐振电路必须让COSS完全放电。低输出电容也有利于传统的降压转换器(有时又称为硬开关转换器)，不过原因不同。因为每个硬开关周期存储在输出电容中的能量会丢失，反之在谐振转换器中能量反复循环。因此，低输出电容对于同步降压调节器的低边开关尤其重要。本篇文章对开关电源当中的MOS管参数选择给出了一些意见。特别是对其中一些重要的参数进行了着重的讲解。通过参数的确定，我们就能更加快速准确的为开关电源选择合适的MOS管。

时间：2019-02-28 关键词：开关电源电源技术解析 mos管

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