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  • 基于PWM技术的数控恒流源电路设计

    现今,电源设备有朝着数字化方向发展的趋势。然而绝大多数数控电源设计是通过高位数的A/D和D/A芯片来实现的,这虽然能获得较高的精度,但也使得成本大为增加。本文介绍一种基于AVR单片机PWM功能的低成本高精度数控恒流源,能够精确实现0~2A恒流。   系统框图   图1为系统的总体框图。本系统通过小键盘和LCD实现人机交流,小键盘负责接收要实现的电流值,LCD 12864负责显示。AVR单片机根据输入的电流值产生对应的PWM波,经过滤波和功放电路后对压控恒流元件进行控制,产生电流,电流再经过采样电阻到达负载。同时,对采样电阻两端信号进行差分和放大,送入ADC。单片机根据采集到的值调整PWM输出,从而调整了输出电流。如此反复,直到电流达到设定要求。   图1 数控恒流源系统框图   模块介绍   1 人机接口模块   本模块包括小键盘电路和液晶显示电路。键盘设计为3×4键盘,由数字键0~9,功能键“删除”及“确认”组成,采用反转法实现键值识别。显示电路由带中文字库的LCD 12864构成,该液晶可以每行8个汉字显示4行。由于这部分电路比较简单,在此不详述。   2 核心控制模块   系统的核心控制模块为AVR单片机(ATMEGA 16L)。主要使用了AVR的PWM功能和A/D功能。   AVR单片机片内有一个具有16位PWM功能的定时/计数器。在普通模式下,计数器不停地累加,计到最大值(TOP=0xffff)后溢出,返回到最小值0x0000重新开始。当启用PWM功能即在单片机的快速PWM模式下,通过调整OCR1A的值可实现输出PWM波的占空比变化。产生PWM波形的机理是:PWM引脚电平在发生匹配时(匹配值为0~0xffff之间的值,如图2中的C),以及在计数器清零(从MAX变为BOTTOM)的那一个定时器时钟周期内发生跳变,具体实现过程如图2所示。   图2 PWM波产生过程   图2中的C~F为OCR1A匹配值。从图中可见,波形在每个匹配值处以及计数清零时输出发生变化,从而实现了PWM波。由于OCR1A的值可以从0x0000到0xffff,共有65535个值,因此PWM波的最大分辨率为1/65535,满足系统分辨率设计要求。PWM波的频率为:   (1)   其中,fclk_I/O为系统时钟频率 (7.3728MHz),N为分频系数(取1、8、64、256或1024)。在N取1时,根据式(1)得PWM波的最大频率为7.3728MHz;当N取1024时,PWM波的最小频率为 7.2kHz。本系统N取256,PWM波频率为28.8kHz。   单片机内部有1个10位的逐次逼近型ADC,当使用片内VCC作为参考电压Vref,其分辨率为:   (2)   若使用片内的2.56V基准源作为参考电压,依据式(2)可得到其分辨率为0.003V。   当系统需要更高的分辨率时,可以通过软件补偿的方法来实现。具体实现方法可参考相关资料。   3 滤波和功放模块   图3 二阶RC低通滤波电路   PWM波产生后不能直接用于控制MOSFET,需把其变成能随占空比变化而变化的直流电压。在此,我们选用二阶RC低通无源滤波器,并取得了很好的效果。   二阶RC低通无源滤波器的系统函数为:   (3)   其中,A为通带增益,Q为品质因素, ω0为截止频率。根据式(1)算出PWM波的频率,取截止频率为30kHz,由式(3)可确定对应的电阻、电容值。   由于无源滤波器的负载能力差,信号经过二阶无源滤波网络后衰减比较厉害,需要增加一级功率放大电路。功放电路比较简单,也有经典电路,限于篇幅不再赘述。[!--empirenews.page--]4 恒流源模块     恒流源采用的是压控恒流元件IRF540,它的VGS为20V,ID为33A。截止时,最大漏电流为1μA,导通电阻仅有0.04Ω,图4为IRF540的特性曲线。   图4 IRF540特性曲线   由图4可知,当VGS为5V时,可输出电流就可达到30A左右,完全能实现小电压控制大电流的目的。具体应用电路如图5所示。   图5 横流电路   IRF540的G极接PWM波转换后的直流电压,D极接能提供15V/5A电流的电源(可采用开关电源),S极用来接采样电阻和负载。采样电阻应采用温漂系数低、阻值为10mΩ、精度为1%的大功率锰铜丝电阻。当对采样电阻两端信号进行差分后,可得到采样电阻两端的电压值U,而在已知采样电阻阻值情况下,很容易得到流经采样电阻的电流,即I=U/R。由于负载与采样电阻在同一条支路,故流经负载的电流也为I。差分放大电路的放大倍数可根据采样电阻阻值以及ADC的参考电压来选择,图5中要求R1=R3,R2=R4,放大倍数为R4/R3。需要注意的是该电路应该具有很高的输入阻抗,以减少对负载电路的影响。差分信号经ADC口送入单片机进行处理。   软件设计   由图6可知,整个系统是一个动态的闭环系统。由于PWM初始匹配值设置的大小不同,电流值在开始时可能会跟设定值有较大偏差。随着闭环系统的自我调整,逐渐使输出稳定在设定值上下。系统达到稳定状态的时间以及稳定后电流值波动的幅度,可根据设计要求由软件来调整。   图6 程序流程图   实验结果   我们对此数控恒流源进行了负载测试,测试结果如下:   从表1和表2的实测数据中可以看出,该恒流源在负载为100Ω以内,最大误差仅为2mA,在0~200mA段没有误差,满足了设计要求,达到了较高的精度。   如果需要提高200mA段以上的精度,可采用软件补偿的方法实现。即先测量足够多的测试数据,然后采用曲线拟合方法对数据分段进行补偿,详细方法可参考相关资料。   结语   本数控恒流源电路结构简单,成本低,系统稳定可靠,精度高,已经应用于工业生产。如果设计要求更高的恒流值,可以更换更大功率的+15V/I电源,以及更换合适的压控恒流元件。

    时间:2011-09-06 关键词: 电路设计 技术 电源技术解析 基于 pwm 数控

  • 带PFC的数控可调光电子照明镇流器

    目前随着能源问题日益严重,调光技术在照明的应用中得到了越来越广泛的关注。目前大多数调光器以可控硅为主,这种调光器在纯阻性负载(如白炽灯)时能很稳定地工作,因为可控硅可以在正弦波的任意点被触发导通直到正弦电压接近零的时候关断。在这样的系统中,白炽灯可以很平滑地实现从几乎是0到100%的调光。而节能灯由于其发光效率高、无频闪等优点在很多场合早已替代白炽灯。但是由于节能灯的负载特性,在应用于调光系统时就需要对其电路进行调整。于是新型可调光电子镇流器应运而生。因此,本文设计一种基于MC68HC908LB8的带PFC的数控可调光电子照明镇流器 ,能使元件数量减少50%.   1 MC68HC908LB8的主要特点   MC68HC908LB8是低成本、高性能的8位M68HC08系列单片机(MCU)中的一员。该系列中的所有MCU均采用增强的M68HC08中央处理器(CPU08),并且能提供多种不同的模块配置、存储器大小、存储器种类和封装类型。MC68HC908LB8还带有专用的外围设备,用于高解析度的PWM及功率因数调整(PFC)。8MHz的内部总线频率;可调整的内部振荡器:4.0 MHz的内部总线运行;8位调整功能;25% 的未调整精度;5% 的调整后精度8K字节、10,000次典型擦写周期的可在线编程FLASH内存,带加密选择;128字节的内置随机存储器(RAM);双通道高解析度PWM,具有死区时间插入和关断输入功能。输出采用频率脉动,可达到4ns的输出解析度 ;双通道脉冲宽度调制器(PWM)模块可提供功率因数调整功能 ;7通道的8位连续逼近型模数转换器(ADC);用于功率因数调整功能或一般用途的运算放大器/比较器;7位键盘中断 ;一个16位、两通道的定时器接口模块,其中一路输出至端口引脚(PTA6),可用于输入捕捉和PWM ;17个通用输入/输出(I/O)引脚,1个单输入引脚 .        2 基于MC68HC908LB8的数控可调光36Wx2荧光灯电子镇流器系统   采用MC68HC908LB8的数控可调光36W×2荧光灯电子镇流器系统如图1所示。该系统主要由PFC升压预变换级、本机电源、半桥逆变器和灯驱动电路等几个部分组成。        2.1 PFC升压预变换器电路   PFC的英文全称为"Power Factor Correction",意思是"功率因数校正",功率因数指的是有效功率与总耗电量(视在功率)之间的关系,也就是有效功率除以总耗电量(视在功率)的比值。 基本上功率因素可以衡量电力被有效利用的程度,当功率因素值越大,代表其电力利用率越高。计算机开关电源是一种电容输入型电路,其电流和电压之间的相位差会造成交换功率的损失,此时便需要PFC电路提高功率因数。目前的PFC有两种,一种为被动式PFC(也称无源PFC)和主动式PFC(也称有源式PFC)。   由IC2(MC68HC908LB8)控制的PFC升压预变换器电路如图2所示。其中,S1为PFC主开关,LPFC为PFC升压电感器,D2为升压二极管,C4和C10分别为PFC电路输入和输出电容器,R5为电流传感电阻。PFC电路在连续导电模式(CCM)操作。R1、R2、R3、DZ1、D1、R4和C3组成AC线路电压过零检测电路,过零检测信号由IC2引脚5接收(参见图5)。IC2引脚13上的栅极驱动器输出信号输入到S4的栅极。S4漏极输出信号经S2和S3缓冲放大后,驱动主开关S1.PFC级输出DC电压(VDCB)经分压器R11、R12、R13与R14检测,被馈送到IC2的引脚16.PFC级在R5上的电流感测信号经R7和C7低通滤波,输入到IC2的电流感测输入端(引脚12)。由于IC2嵌入了FC控制器,从而可省略传统方案中的独立功率因数控制IC.图2所示的这种PFC电路,可提供高于0.99的输入功率因数、低于6%的THD和400V稳定的DC输出电压。[!--empirenews.page--]2.2 本机电源电路     系统电源电路如图3所示。该电路是一种DC/DC降压(Buck)变换器,采用集PWM控制和MOSFET于同一芯片上的NCPl010(IC3)作为控制器。电路的DC输入电压为PFC级400V的DC输出总线电压,DC输出电压分别为15V和5V.   2.3 半桥逆变器电路与灯网络   图4所示为镇流器的半桥变换器电路与灯网络。半桥驱动器采用IR2106(IC1)。IC1引脚2和引脚3上的控制输入(高侧与低侧)由IC2引脚6和引脚7上的输出提供。IC1引脚与引脚8之间的D4为自举二极管,引脚8与引脚6之间的C19为自举电容,S5和S6分别是半桥上桥和下桥开关。LRES和C24、C23等,组成LC谐振槽路。R23和R24分别是两根灯管的灯丝接地电阻,用作感测灯管电流。R23和R24上的检测电压信号经D9、D10、C26、R25和D11、D10、C27、R26整流滤波,分别输入到IC2的引脚17和引脚18.L3H和R21、R22、D7、R20、C25组成两支灯管电压之差检测电路,并将检测信号输入到IC2的引脚20.        系统采用PWM调光方案。IC2中高精度PWM(HRP)模块,通过控制半桥(通过IC1引脚2和3输入)PWM占空比,可连续控制灯管亮度变化。   2.4 MC68HC908LB8的I/O接口   MC68HC908LB8的输入/偷出(I/0)接口电路如图5所示。其中,连接器JP2的2端,为IC2提供亮度电平控制信号。IC2的电源电压VDO为5V,从引脚l施加。   3 结语   采用低价位MC68HC908LB8的数控可调光电子镇流器,可提供有源功率因数校正,大幅度减少系统元件数量,降低系统复杂度和成本,提高系统能源效率。

    时间:2011-09-03 关键词: 照明 电源技术解析 pfc 光电子 镇流器 可调 数控

  • 带PFC的数控可调光电子照明镇流器

    目前随着能源问题日益严重,调光技术在照明的应用中得到了越来越广泛的关注。目前大多数调光器以可控硅为主,这种调光器在纯阻性负载(如白炽灯)时能很稳定地工作,因为可控硅可以在正弦波的任意点被触发导通直到正弦电压接近零的时候关断。在这样的系统中,白炽灯可以很平滑地实现从几乎是0到100%的调光。而节能灯由于其发光效率高、无频闪等优点在很多场合早已替代白炽灯。但是由于节能灯的负载特性,在应用于调光系统时就需要对其电路进行调整。于是新型可调光电子镇流器应运而生。因此,本文设计一种基于MC68HC908LB8的带PFC的数控可调光电子照明镇流器 ,能使元件数量减少50%.   1 MC68HC908LB8的主要特点   MC68HC908LB8是低成本、高性能的8位M68HC08系列单片机(MCU)中的一员。该系列中的所有MCU均采用增强的M68HC08中央处理器(CPU08),并且能提供多种不同的模块配置、存储器大小、存储器种类和封装类型。MC68HC908LB8还带有专用的外围设备,用于高解析度的PWM及功率因数调整(PFC)。8MHz的内部总线频率;可调整的内部振荡器:4.0 MHz的内部总线运行;8位调整功能;25% 的未调整精度;5% 的调整后精度8K字节、10,000次典型擦写周期的可在线编程FLASH内存,带加密选择;128字节的内置随机存储器(RAM);双通道高解析度PWM,具有死区时间插入和关断输入功能。输出采用频率脉动,可达到4ns的输出解析度 ;双通道脉冲宽度调制器(PWM)模块可提供功率因数调整功能 ;7通道的8位连续逼近型模数转换器(ADC);用于功率因数调整功能或一般用途的运算放大器/比较器;7位键盘中断 ;一个16位、两通道的定时器接口模块,其中一路输出至端口引脚(PTA6),可用于输入捕捉和PWM ;17个通用输入/输出(I/O)引脚,1个单输入引脚 .        2 基于MC68HC908LB8的数控可调光36Wx2荧光灯电子镇流器系统   采用MC68HC908LB8的数控可调光36W×2荧光灯电子镇流器系统如图1所示。该系统主要由PFC升压预变换级、本机电源、半桥逆变器和灯驱动电路等几个部分组成。        2.1 PFC升压预变换器电路   PFC的英文全称为"Power Factor Correction",意思是"功率因数校正",功率因数指的是有效功率与总耗电量(视在功率)之间的关系,也就是有效功率除以总耗电量(视在功率)的比值。 基本上功率因素可以衡量电力被有效利用的程度,当功率因素值越大,代表其电力利用率越高。计算机开关电源是一种电容输入型电路,其电流和电压之间的相位差会造成交换功率的损失,此时便需要PFC电路提高功率因数。目前的PFC有两种,一种为被动式PFC(也称无源PFC)和主动式PFC(也称有源式PFC)。   由IC2(MC68HC908LB8)控制的PFC升压预变换器电路如图2所示。其中,S1为PFC主开关,LPFC为PFC升压电感器,D2为升压二极管,C4和C10分别为PFC电路输入和输出电容器,R5为电流传感电阻。PFC电路在连续导电模式(CCM)操作。R1、R2、R3、DZ1、D1、R4和C3组成AC线路电压过零检测电路,过零检测信号由IC2引脚5接收(参见图5)。IC2引脚13上的栅极驱动器输出信号输入到S4的栅极。S4漏极输出信号经S2和S3缓冲放大后,驱动主开关S1.PFC级输出DC电压(VDCB)经分压器R11、R12、R13与R14检测,被馈送到IC2的引脚16.PFC级在R5上的电流感测信号经R7和C7低通滤波,输入到IC2的电流感测输入端(引脚12)。由于IC2嵌入了FC控制器,从而可省略传统方案中的独立功率因数控制IC.图2所示的这种PFC电路,可提供高于0.99的输入功率因数、低于6%的THD和400V稳定的DC输出电压。[!--empirenews.page--]2.2 本机电源电路     系统电源电路如图3所示。该电路是一种DC/DC降压(Buck)变换器,采用集PWM控制和MOSFET于同一芯片上的NCPl010(IC3)作为控制器。电路的DC输入电压为PFC级400V的DC输出总线电压,DC输出电压分别为15V和5V.   2.3 半桥逆变器电路与灯网络   图4所示为镇流器的半桥变换器电路与灯网络。半桥驱动器采用IR2106(IC1)。IC1引脚2和引脚3上的控制输入(高侧与低侧)由IC2引脚6和引脚7上的输出提供。IC1引脚与引脚8之间的D4为自举二极管,引脚8与引脚6之间的C19为自举电容,S5和S6分别是半桥上桥和下桥开关。LRES和C24、C23等,组成LC谐振槽路。R23和R24分别是两根灯管的灯丝接地电阻,用作感测灯管电流。R23和R24上的检测电压信号经D9、D10、C26、R25和D11、D10、C27、R26整流滤波,分别输入到IC2的引脚17和引脚18.L3H和R21、R22、D7、R20、C25组成两支灯管电压之差检测电路,并将检测信号输入到IC2的引脚20.        系统采用PWM调光方案。IC2中高精度PWM(HRP)模块,通过控制半桥(通过IC1引脚2和3输入)PWM占空比,可连续控制灯管亮度变化。   2.4 MC68HC908LB8的I/O接口   MC68HC908LB8的输入/偷出(I/0)接口电路如图5所示。其中,连接器JP2的2端,为IC2提供亮度电平控制信号。IC2的电源电压VDO为5V,从引脚l施加。   3 结语   采用低价位MC68HC908LB8的数控可调光电子镇流器,可提供有源功率因数校正,大幅度减少系统元件数量,降低系统复杂度和成本,提高系统能源效率。

    时间:2011-09-03 关键词: 照明 电源技术解析 pfc 光电子 镇流器 可调 数控

  • 数控有源滤波器电路

    数控有源滤波器电路

    时间:2011-08-20 关键词: 电路 模拟电路 数控 有源滤波器

  • 最新全能数控电源IC—ADP1043A(三)

    摘要:随着数字技术的发展和成熟,电源产品更多地向数字化方向发展。采用数字技术可减小电源高频谐波干扰和非线性失真,同时便于CPU数字化控制。文中重点介绍了ADP1043A的功能、原理及具体应用细节。ADP1043A的创新架构能支持多种拓扑结构,其图形化的操作界面、丰富的监控和管理功能,非常方便技术人员操作,也改变了以往对数字电源的认识。 关键词:ADP1043A;EEPROM;OrFET控制;同步整流(上接第6期) 2.16 OrFET控制     栅控制信号驱动外部的OrFET。OrFET的栅控用从另外一个电源浮动入本电源的来,这可以确保功率电流仅从电源输出端给出且为插线模式。OrFET电路仅在ADP1043A接到低边检测电阻时才使用,OrFET电路对高边电流检测时没有用处。     GATE端为一个漏极开路的N沟MOSFET。推荐外部使用2.2kΩ上控电阻,其输出通常为高,以保持OrFET关断,当启动电路实现以后,GATE输出拉底,允许OrFET导通。OrFET导通和关断阈值可以独立调节,GATE输出是CMOS电平(0~3.3V),需要一个外部驱动器来开关该MOSFET。 OnMOSFET可以用三种方法关断:故障标志、快速OrFET控制电路、精确的OrFET控制电路。     快速OrFET控制有反向电压跨越CS2+和CS2-用一个模拟比较器执行,如图10所示。如果CS2+和CS2-之间的电压差大于快速OrFET的阈值,调节寄存器0*30,OrFET即可关断。     精确的OrFET控制还是用跨越CS2+和CS2-的反转电压去禁止OrFET。如果CS2+和CS2-之间的电压差大于OmV,则OrFET也被禁止,精确的OrFET电路可以更精确,但要比快速的OrFET电流慢。OrFET导通电路要有VS1和VS2之间的电压差,当从VS1到VS2的正向压降大于OrFET使能阈值时,则OrFET使能。OrFET的使能阈值可以设置到正常输出电压的-0.5%、0%、1%或者2%。[!--empirenews.page--] 2.17 轻载模式工作     PSU1增大电压从12~12.1V,PSU1和PSU2两个都是CCM,所以PSU1远处电流和PSU2漏入电流连续的。在PSU2 10ms以后,精确的控制OrFET关断,以防止电流折返,注意OrFET电压在传输期间是坚固的,因为PSU1和PSU2为连续电流模式(CCM)。 2.18 VDD     当VDD电压加上时。在调节电源的功能部分之前,确切的时间消逝了。当VDD上升到启动点以上,UVLO电平之中,它以大约20μs去给VCORE令其达到2.5V工作点电压。EPROM目录随后下载到寄存器,下载需要25μs。在EEPROM下载后,ADP1043A准备工作,如果ADP1043A调节到启动电压,则软启动的谐波开始。 2.19 VDD/VCORE OVLO     ADP1043A加入过压保护(OVP),在VDD或 VCORE电压上升起过OVLO阈值时,响应会被调节。该电路设置可以被忽略,但推荐用户不要调节OVP电路。 2.20 P.G信号     ADP1043A有两个P.G.信号。电源PGOOD1和故障标识,在以下条件下可以设置:CS1快过OCP,CS1精准OCP,CS2精准OCP,UVP本地OVP或负载OVP。     PGOOD2和故障标识,在任何标识下都可以设置,即:电源OrFET,CS1,过速OCP,CS1精准OCP,CS2精准OCP,电压连续UVP,精准OrFET禁止,ACSNS外部标识VCORE OV,本地OVP,负载OVP,OTP,CRC以及EEPROM求锁定。     PGOOD2端还可以用作中断端,注意主控制器标识设置,PGOOD1和PGOOD2的极性,为有效的低电平。 2.21 软启动     附加的滤波器用于软启动中,在软启动结束后滤波器被禁止,电压环数字滤波器被用上。     (1)软启动中的故障条件     (2)软启动时,如果CS1快速OCP故障条件出现,即进入软启动复位程序,ADP1043A开始另一个软启动进程,还有其他故障标识,此时都不去控制。     (3)软启动过程     1)PSON信号在t0时使能,ADP1043A检查内部起始标识OK,这些标识包括VDD OK,GND OK。     2)在软启动之前,ADP1043A等待时段t1,t1长度在寄存器0*2C中设置。     3)软启动开始,上斜电源电压于t2开始时。     4)ADP1043A保持OrFET栅信号关断,OrFET电压差增加(VS1-VS2),也是因OrFET体二极管导通。当电压差达到OrFET使能阈值时,OrFET栅信号在t3时使能。ADP1043A开始从VS3代替VS1调节电压。     5)在电源电压增加到VS1,UVP欠压限制点以上时,结束t4时段,UVP标识复位。     6)在UVP标识复位,所有其他PGOOD1故障条件OK时,则PGOOD1信号使能之前,保持如时段。t5时段长短由寄存器0*2D调节。 2.22 均流功能     ADP1043A支持两个电源并联均流,而且数字式均流,但是推荐使用模拟式均流,因它提供更好的性能,数字均流要负载线>15mΩ,以防止两电源间的振溢,模拟均流电路还没有发出。     使用寄存器0*29,Bit3可以调节ADP1043A用CS1电流信息或CS2电流信息作为均流信息。     (1)模拟均流     ADPl043A支持模拟均流,从CS1或CS2检测的电流,到达电流输出检测的ADC处,信流正比于此单元达到负载的电流。过滤此数字信流。使用一个外部RC滤波器,电流信息变成模拟电压,这意味着此模拟电压正比于此送出的电流,这个电压与均衡总线比较,如果此元件供出的电流不足,则一个误差信号加到VS3反馈点。这个信号会彼此元件增加输出电压加大电流供应。     (2)数字均流      数字均流总线原理很像传统的模拟总线均流,不同点在于均流总线上的电压取代电流,进入数字世界。      ADP1043A输出一个数字在均流总线上,此数字是电源供出电流的函数,电源用最大电流控制总线(主线),供出较少电流的电源为(从线),在下一个周期,从线增加电流输出条件(提高VOUT)。此周期仍为从线,直到它给出更大的电流时,即成为主线,但总在调节公差之内,如图11所示。     数字均流总线是基于单一导线通信总线原理,即时钟和数控信号含在一起。[!--empirenews.page--]     当两个或更多的ADP1043A接入时,它们将同步其均流总线的时段,这个同步功能是由通讯框的起始定出的性能。如果ADP1043A热插拔式进入数字总线,直到下一个通讯框才开始,一个新的ADP1043A,监视均流总线,直到停止位,此时均流框结束,然后与其他ADP1043A在下一位开始同步。如图12所示。     此位的长度固定在10μs,逻辑1定义到高到低的此位开始的传输。由低到高的传输在tBIT的25%处为低到高。     总线在高时tBIT的整个周期内是理想的(其他总线的激活都是非法的)。Glitches到tglitch时(200ns),不予考虑。     数字代表着电流信息有八位长度。ADP1043A用八位MSBS作CS1和CS2的读出器。用此读出作为数字。当读出均流总线在任何处都给出相符的时段到CS1,CS2的电流读出点。     (3)数字均衡总线等效电路     每个电源比较数字作为输出能力的供电到总线的数字。     1)Round1     在Round1,每个电源第一次位于MSB总线处,如果电源检测出其SMB为相同的值,它继续到Round2,如果检出值低于总线值,它就是从属电源。     当电源变成从属者,它停止与均衡总线通讯,因为知道它不是主导者,然后它增加其输出电压供出更多的电流。     如果两个单元有相同的MSB,它们由于继续Round2,因为它们都不是主导者。     2)Round2     在Round2,所有电源仍与总线上的MSB通讯,如果电源检测出其MSB少于总线值,这就意味着,此电源必须成为从属,并停止与总线通讯。     3)Round3到Round8     同样工作重复进行,直到8个Round允许电源比较其数字,以此方法决定每个单元的主或从。 2.23 数字均衡总线结构     数字均流总线可以有各种结构.均衡总线环路由寄存器0*29调节,让从属接近主导电源电流,可选择调节寄存器0*2A,初级测或次级测都能用电流均衡信号编程寄存器0*29。     负载线可以在PSU3之间,此时用数字均流总线,在遥检电压点和负载之间的最小阻抗15mΩ。 (未完待续)

    时间:2011-08-19 关键词: 电源 ic 电源技术解析 最新 数控 全能 adp1043a

  • 基于FPGA的远距离测温器数控系统设计

    摘要:介绍了远距离测温器的结构组成和工作原理,设计了基于FPGA的远距离测温器数控系统的数据采集与控制系统,使用Altera公司的Cyclonell系列的FPGA实现了包括数据采集、数据通信等控制功能,着重叙述了硬件与软件的实现方法。该数控系统具有测量精度高,低功耗等特点。 关键词:远距离测温;FPGA;数据采集与控制系统;NiosⅡ 0 引言 在一些特殊的科研场所和工业生产单位,出于各种条件限制,仪表往往不能就近测量物体实际温度;而以往所使用的一些传感器在使用时受到各种环境因素的影响,使得传感器测量得到的温度不能精确地反映被测物体的温度。因此,人们需要找寻一种远距离测温器,能够精确测量物体温度,并能实时监控温度数据。 远距离测温器是一种被动式的温度遥感器,可用于远距离探测物体的温度,在科学研究和工业生产中发挥了重要作用。由于在使用时人们对测温器的测量范围、灵敏度要求很高,同时由于当今遥感仪器的设计越来越趋于低功耗高密度及小型化,因此,要求测温器的数据处理与控制系统具有高可靠性、高分辨率、实时性、体积小等特点。由于FPGA的功能强大,逻辑速度快,可以用多种接口电平与外界通信,可以方便的更新程序以实现多种功能,所以本文采用Altera公司的CycloneⅡ系列的FPGA为核心进行远距离测温器的数控系统设计,实现了系统的多功能和小型化。 1 系统结构     远距离测温器的结构框图如图1所示。由红外线探测头、光电转换单元、放大电路、数据采集电路和数据处理与控制系统等功能模块组成。红外探测头用于搜集物体发射出的红外光线,将有用信号传输至较远且适合人操作的地方,最后使用数据处理和控制系统进行控制。 数据处理与控制系统接收计算机传输的指令,控制系统运行。系统通电后,红外接收天线接收的光信号模拟量经过远距离传输,信号放大后经过A/D模数转换后再送入数据处理和控制系统,由数据处理与控制系统进行数据采集和存储、与计算机的数据通信、工作状态控制。数据处理与控制系统在远距离测温器中处于重要的位置。     数据采集、数据处理与控制系统电路由FPGA及其外围电路、数据采集系统、电平转换电路、总线接口电路等部分组成,如图2所示。 FPGA根据系统本身的时序和计算机送入的控制指令,控制数据采集电路完成数据的采集。同时,FPGA内部的可配置软处理核NiosⅡ系统将根据计算机中提供的校准值来修正由前端模拟电路引起的偏差,并由此生成实际误差很小的曲线方程。校准工作完毕后,整个系统既可脱离计算机方便地用于远距离的温度测量,也可以用于联机对物体温度的实时检测,采集到的大量数据提供给计算机作分析用。     数控系统采用Altera公司的CycloneⅡ系列FPGA中的EP2C8为核心进行设计。CycloneⅡ器件采用90 nm、低K值电介质工艺,通过使硅片面积最小化,可以在单芯片上支持复杂的数字系统。众多可由用户自行定义的I/O管脚有利于系统进行外部扩展。其配置PROM采用Altera公司提供的16 MB的EPCS4串行配置PROM,该配置器件具备在系统编程(ISP)能力和多次编程能力,具有包括ISP和FLASH存储器访问接口等特性。     数据采集电路采用AD公司的模数转换器AD7675,该芯片只需要提供+5 V工作电源,典型功耗为15 mW,芯片转换速度为100 KSPS,可选并行或串行采样数据输出,对外可选+5 V或+3.3 V接口电平。被测模拟信号电压输入范围为-2.5~+2.5 V,可以做到最高16位不失码。 2 硬件电路设计 2.1 电源控制电路     由于整个电路系统涉及模拟和数字部分多种芯片的运作,A/D采样芯片和FPGA芯片均需要两种以上的电源供电,所以选取合适的电压转换器非常重要。电源控制电路选用Linear公司的线形电源模块来提供A/D芯片所需要的+3.3V,+2.5V电压和FPGA所需要的+3.3V和+1.2V电压,为了提高信号质量,模拟和数字部分的+3.3 V电压分别由不同的电源转换模块提供。 2.2 数据采集电路     数据采集电路主要由AD7675组成,由于其输出I/O部分采用+3.3 V供电,故其所有的数据输出管脚和输入控制信号不需要进行电平转换,可以直接与FPGA的I/O管脚相连。A/D芯片的转换速率为100KSPS,选择16 b双极性补码输出,最高位表示符号位。硬件电路如图3所示。采集到的数据送入FPGA的寄存器,再传送到计算机中,供数据分析用。 AD7675的模拟信号输入部分选用AD公司的AD8021运算放大器实现模拟输入信号的单端到差分信号的转换。电源进入电源管脚前应就近安装钽电容进行滤波,以减小电源上的杂波干扰,提高信号质量。AD7675支持并行和串行两种数据输出方式,本系统选择并行16 b补码采样数据输出,与此相关的一些控制信号,如BYTESWAP,OB,SER/PAR需要被置为低电平。而其它RESET和数据输出I/O管脚接入FPGA,由FPGA控制。 2.3 FPGA与计算机接口电路 FPGA通过串行通信接口与外接计算机实现通信。本文选用MAX232实现LVTTL与EIA的电平转换,可方便的完成FPGA与计算机之间的RS 232通信。 2.4 数字控制单元设计    该测温器的软件设计主要分为两个部分,一是FPGA的相关程序设计,其主要功能包括:A/D数据采集控制、串口数据通信控制、LCD的读写控制以及PROM的烧录等;二是计算机中的相关程序,主要功能包括数值运算、标定FPGA和将采集到的数据存储以供分析等。在整个FPGA的设计上,由Altera公司开发的基于SoPC的NiosⅡ处理器及其软件开发包SoPC Builder可以方便地将所需要的IP核、存储器、接口控制器等简单而又快速的集成到FPGA中去,从而缩短设计周期。FPGA内部功能模块如图4所示。 FPGA的核心控制系统是由1 400~1 800 LE构成的,运行起来可以到达86DMIPSD的f型NiosⅡCPU。除了CPU外,数控系统主要还包括一个标志NiosⅡ系统的系统ID核;一个提供JTAG串行异步收发器的IP核,用于在线调试FPGA的程序;一个可以实现任何标准RS 232标准波特率的UART核,用在控制电路调试成功后在单机工作状态下与外接计算机通信;两组并行输入、输出PIO核,分别对A/D采样电路进行控制和读取A/D采样后得到的数据;两个LCD控制器IP核;一个用于运行程序的片内ROM;一个提供系统时钟的pll;一个EPCS串行配置器件控制器IP核。如图5所示。 系统生成的原理图如图6所示。 3 系统开发测试     系统构建好之后,需要进一步的测试才能确保其正常测温。系统的开发测试流程如图7所示。 上电后首先观测系统的主要硬件是否正常工作,将在NiosⅡIDE中生成的SOF文件下载到FPGA中,完成NiosⅡ系统的下载和初始化。然后将NiosⅡ软件通过JTAG口下载到目标系统中。系统正常工作后,由远端计算机通过串口对A/D进行初始化,采集数据。计算机接收到A/D采样数据后,就可以对测温器进行标定,通过数据处理计算出用于标定各台测温器的校准方程。     标定过程如下,将测温器红外接收探测头对准热源,热源产生准确的温度。为了测量准确,对于同一个温度点,采用多次测量取平均值的方法。由计算机通过串口通信记录下多次A/D采样的值与对应的温度值。从低温开始到较高的温度,由计算机通过串口通信记录下A/D采样值。当记录下的数值达到可以反映各温度段变化的情况时,就可以让计算机采用合适的数据拟合方法生成反映该测温器测量特性的曲线方程。计算机将方程系数传送给NiosⅡ系统,完成对整个测温器的校准。     最后检查FPGA中NiosⅡ处理器能否通过LCD控制器与LCD正常通信、LCD能否正常显示字符;NiosⅡ软处理器可否与PROM实现正常的读写。调试成功后为了节约资源可将JTAG调试去掉,然后将正确的程序烧录到EPCS4中。这时所设计的程序即可脱离计算机及NiosⅡIDE独立运行。     完成了整个开发过程的测温器即可正常使用,对标定温度范围内的温度进行测量。脱机测量时,由定时器产生对A/D采样时所需的时钟脉冲,NiosⅡ系统的两组PIO,分别控制A/D的控制信号和将A/D采样值读入NiosⅡ系统。在使用时,仍然采用多次测量取平均值的方法来得到A/D采样值,然后根据拟合方程,即可得到对应的温度值,然后NiosⅡ系统控制LCD控制器的R/W,RS和DB0~DB7,将对应的温度值显示在 LCD上。而当需要联机使用时,NiosⅡ系统通过串口将存储在内部的A/D采样值和对应的温度值发送到计算机中,形成文件供分析用。 4 结语     本文设计的测温器的数控电路以Altera公司的CycloneⅡ系列的FPGA为核心,完成了从总体方案设计到系统调试等一系列过程。整个数控系统共计占用3 700多个LE,99 200个存储器比特。为整个测温器提供了稳定可靠的数据处理平台,可为更高级别的功能扩展提供一定的参考,具有很广的应用前景。  

    时间:2011-08-19 关键词: FPGA 系统设计 数控 测温器

  • 基于AT89C52的数控直流电流源设计方案

      本文设计的数控直流电流源能够很好地降低因元器件老化、温漂等原因造成的输出误差,输出电流在20—2000mA(可调)、输出电流可预置、输出电流信号可直接显示等功能。硬件电路采用单片机为控制核心,利用闭环控制原理,电路组成闭环负反馈进行稳流,最终实现精度高、稳定性好、输出范围宽的要求。   1  系统组成和原理   1.1 系统的组成   本电流源系统可分为稳压电源电路、单片机控制部分、A/D和D/A转换电路、恒流源电路、人机界面(包括键盘输入与LED显示)等几部分,其系统组成如图1所示。   1.2 系统的工作原理   系统原理如图1所示,系统通过稳压电源向恒流源提供24V电压,向单片机AT89C52、A/D和D/A转换器提供5V电压,通过键盘对电流值进行预置,利用单片机将电流步进值或电流设定值换算后输出相应的数字信号,经过D/A转换、信号放大,驱动恒流源输出电流信号,实际输出的电流再利用精密电阻采样变成电压信号,经过A/D转换,将信号反馈到单片机中,单片机将输出反馈信号再与预置值比较,送出调整信号,再输出新的电流,这样就形成系统的闭环调节,从而提高了输出电流的精度。显示电路用于显示电流设定值和当前电流测量值。   2  硬件系统的设计   2.1 单片机控制系统的设计   在本设计中,控制芯片主要完成与A/D、D/A的数据通信及对其数据的处理,实现对系统给定量的设定和对输出量的采样与显示。同时还检测各种故障信息,及时地发出相应的报警信号。此外,由于系统属于强的EMI源,对主控制器芯片的抗干扰性能和故障处理能力有较高的要求,所以,控制芯片采用AT89C52单片机。   2.2 稳压电源   稳压电源采用三端稳压器7805、7824构成。由于78系列稳压器最大输出电流为1.5A,而系统输出最大电流为2000mA,为此,需外加功率管扩流。[!--empirenews.page--]   2.3 A/D、D/A的转换电路设计   根据设计要求,系统要求输出的电流信号为20—2000mA,步进为1mA,且要求显示数值,因此,给定量的执行元件一D/A转换器与检测元件一A/D转换器至少需要11位的转换精度。结合系统的设计要求,并考虑到单片机的I/O接口资源紧张等因素,最终确定选用串行数据传送方式的ADS7841和DAC7512两款芯片(转换精度均为12位的集成芯片),其量化精度能达到1/4096<1/2000,完全能达到设计的精度要求。   ADS7841芯片用于将电流检测电路输出的模拟电压信号转换成数字信号,回送给单片机,由单片机将该反馈信号与预置值比较,根据两者间的差值调整输出信号大小,由此构成反馈调节,提高输出电流的精度。   同时,A/D转换器采样回来的电流经过单片机处理后传送到LED,用以显示当前的实际电流值。D/A转换器将设定的电流值转换为模拟信号并提供给压控恒流源,控制恒流源的输出大小。   ADS7841中,在电源输入端并联一个0.1IzF的电容去耦,同时并联一个101_LF的电解电容来提高供电的稳定性。根据其技术资料,将引脚端1和端2短接就能实现5V的基准源输出,并在引脚端6和7之间接一个0.1仙F的电容,能有效地提高抗干扰性能。   2.4 恒流源电路   恒流源模块电路的设计是本系统硬件设计的核心,它是用电压来控制电流的变化。为了能产生恒定的电流,我们采用电压闭环反馈控制。恒流源电路原理图如图2所示,该电路由运算放大器、大功率达林顿管、采样电阻Rs、负载电阻RL等组成。取样电阻RS从输出端进行取样,再与基准电压比较,并将误差电压放大后反馈到调整管,使输出电压在电网电压变动的情况下仍能保持稳定。电路中调整管采用大功率达林顿管TIPl27,既能满足输出电流最大达到2A的要求,也能较好地实现电压近似线性地控制电流。Rs选用热稳定性好的康铜丝,并选取较大的阻值(2Q),使得在电流较低时也能获得较大的电压值。运算放大器采用高精度的OP一27作为电压跟随器。当Ui一定时,运算放大器的Ui=Uf,Io=Is=U1/Rs,达林顿管的,Ic≈Ie。(基极电流相对很小,可忽略不计),所以Io=Is=Ui/Rs……正因为I0=Ui/Rs,电路输入电压配Ui控制电流Io,即I0不随RL的变化而变化,从而实现压控恒流。   2.5 电流采样电路   输出电流采样电路测量Rs两端的电压差,根据,I=U/R换算得到电流值。电路原理图如图3所示。通过对电阻Rs两端的电压值进行采样,经过运算放大器送入A/D转换器ADS7841进行转换。因为A1、A2为电压跟随器,输入电阻高,所以采样端V1、V2几乎不分流,从而实现对电流的精确采样。因为采样电阻Rs两端有较高的电压,所以,差分电路中的运放器采用双电源供电。因为电流输出的范围较宽,所以放大倍数不能太大。Rs=2Ω,测量的电流范围为0—2000mA。   Rs两端的电压在0—4V的范围内变化。将该电平输入到ADC输入,因(V1一V2)和A/D的数字采样之间具有线性对应关系,故通过单片机就可以测量出(V1-V2)的电压值,从而计算出恒流源的输出电流。  [!--empirenews.page--]   人机界面包括键盘和显示电路,主要是为了实现对电流值的任意设定,对给定值和输出值实时显示。   输入设备采用轻触按键来实现,显示部分采用LED显示。由于显示的电流值最多为4位,所以在设计中使用了8个共阳极数码管,采用动态扫描的方式实现。   为了增强位选信号的驱动能力,将位选端口接在9012三极管的基极,使9012三极管工作在开关状态,大大提高了数码管显示的亮度。   3  系统的软件设计   为了提高代码的执行效率,系统软件设计均采用汇编语言编写。单片机软件主要包括主程序,A/D电流采样子程序,D/A输出电流给定值及键盘显示等程序。A/D采样子程序主要是采集电路中的电流信号,再通过单片机运算并显示当前的电流大小。D/A输出程序将用户设定的恒流值转换成为模拟信号,并提供给压控恒流源,实现恒流控制。键盘与显示程序用LED动态显示数据信息,在一个主程序周期中扫描检测一次键盘,察看是否有有效的键按下,再根据键盘状态做出相应的处理。系统软件流程图如图4所示。   4  系统测试   采用数字万用表DT9904C(四位半)为测量仪器,以毫安档与负载串联,通过键盘预置输出的电流值,在不同的预置值下测量实际的电流值,检测结果如表1。 [!--empirenews.page--]   改变负载电阻,让输出电压在0—10V以内变化时,测出输出电流变化的绝对值,检测结果如表2。   5  结语   系统输出实际测试结果表明,本直流电流源的输出电流范围为20—2000mA,步进lmA或10mA可变。   改变负载电阻,输出电压在10V以内变化时,输出电流变化的绝对值小于输出电流值的0.1%+1mA,纹波电流小于O.2mA,是一个较为理想的直流电流源。  

    时间:2011-08-08 关键词: 方案 电流 直流 电源技术解析 基于 设计 数控 at89c52

  • 最新全能数控电源IC-ADP1043A(二)

    摘要:随着数字技术的发展和成熟,电源产品更多地向数字化方向发展。采用数字技术可减小电源高频谐波干扰和非线性失真,同时便于CPU数字化控制。文中重点介绍了ADP1043A的功能、原理及具体应用细节。ADP1043A的创新架构能支持多种拓扑结构,其图形化的操作界面、丰富的监控和管理功能,非常方便技术人员操作,也改变了以往对数字电源的认识。 关键词:ADP1043A;EEPROM;OrFET控制;同步整流 (上接第5期) 2.3 CS2的工作     CS2用于监视和保护二次侧的电流。CS2的ADC的整个范围是225mV,通常满载时电压可以降到37.5mV、75mV或者150mV。不同的输入,通过一对电阻,送到ADC,当使用低边电流检测时需要一个10k电阻。当使用高边检测时需要110kΩ电阻(12V输出)。     推荐使用低边电流检测,它比高边能更好地改善性能,而且高边电流检测不支持用于20V以上的输出电压。     CS2的典型电路如图4、5所示,通过对CS2的设置可改变阈值和限流点,这些阈值及限流点也在限流寄存器部分加以描述。     不用CS2时,两个CS2输入需通过10kΩ电阻接到功率地。[!--empirenews.page--] 2.4 电压检测及控制环     ACP1043A上复杂的电压检测输入用于监视控制和保护电源的输出,电压信息可以通过I2C接口,所有电压检测点都可以用数字化校准,以消除由外部元件引起的任何误差。通过校准可以在任何产品环绕下执行,其设置储存在E2PROM中。     从控制环的观点,用ADC的修正速率可以设置开关频率,因此,如果开关频率设置成100kHz。则ADC的输出信号为每100kHz送到控制环,因为调制,ADC取样也在1.6MHz。ADC的输出是在16MHz时段期间,16次读出的平均值。     对电压监视,VS1、VS2和VS3上的电压值寄存器为每10ms修正一次。ADP1043A寄存器每次ADC有10ms的取样时间,然后在10ms之后输出平均值。因此,这些寄存器至少每10ms读出一次实际的平均值。这种读取方式同样适用于CS1和CS2的电流读出。     对于控制环,高速信号总是从VS1的高速ADC处送来,低速信号通常来自VS3的低速ADC。当然,在软启动期间或在响应负载OVP期间或其他故障条件下,ADP1043A可以关闭从VS3到VS1的低速调节点。     (1)VS1的工作     VS1用于监视和保护LC输出的高边OrFET上边的电源电压,这是电源的高频反馈环。VS1在电源轨上的检测点,通常是在VS1端处的共模信号,需要一个外部电阻分压器,如图6中的电阻分压器是必需的,原因在于ADP1043A的VS1的ADC输入范围为0~1.55V,这个分压信号在内部被送到了一个高速和一个∑-△的ADC处,再由其ADC输出到数字滤波器。     高速ADC有2MHz带宽,以25MHz时钟运行,它有±18mV的范围,当取样速率为200kHz时,为0.6mV的模数转换噪声,增加取样速率到400k Hz,噪声增加到1.2mY。在负载过压时,电源从VS1检测点调节,其它从VS3检测点调节。     (2)VS2的工作     VS2典型用于监视和保护电源的输出,及下游的OrFET,它用于与VS1去控制OrFET的栅驱动的开启。VS2检测点在电源轨上,需要一个外部的电阻分压器,送入正常的1V共模信号给VS2端。电阻分压器是必需的,因为ADP1043A的VS2 ADC输入范围为0~1.55V,这个分压器降下信号电平从内部送入一个ADC,VS2 ADC的输出送到VS2电压寄存器。     (3)VS3的工作     VS3±用于监视和保护远处负载的电压。是一个完整的差分输入,也是主反馈检测点。用于电源控制环路。     VS3检测点也要求一个外部电阻分压器,以将合适的1V共模信号给VS3±端。而且这个电阻分压器也是必需的,ADP1043A的VS3的ADC输入电压范围为0~1.55V,经过分压器分压后送入一个ADC,再由ADC输出到数字滤波器。 2.5 模数变换器ADCs     ADP1043A包括数个ADCs,高速ADC在VS1工作部分已经叙述。其它ADCs是低速高分辨率,它们有1kHz的带宽和12位的分辨力,每个ADC 有各自的电压基准。每个ADC的数字输出,均可通过适当的寄存器来读取。以保障意外的数据失效。[!--empirenews.page--] 2.6 数字滤波器     电源的环路响应可以通过调整内部数字滤波器来实现,采用的是一个Ⅲ型的滤波器结构。改变环路响应可以设置低频增益、零点位置、极点位置及高频增益。这里推荐AD公司软件,软件GUI用于调节滤波器,可以显示出滤波器在bode图中的响应,并可以计算整个电源的稳定临界点。     从检测电压到周期,滤波器的传输函数计算公式如下式:         数字滤波器插入相位延迟到控制环中,数字滤波器电路将占空比信息送到PWM电路,然后开始每个新的开关周期。因此,附加的相位延迟到每个相位区间,φ由滤波器方框图插入,为         式中,fC为跨越频率,fSW为开关频率。在1/10开关频率处,相位延迟为18°,GUI结合此相位延迟进入计算。     两个寄存器的设置允许两个性质不同的滤波器响应。主滤波器也称正常模式滤波器,是由可编程寄存器0*60到寄存器0*63来控制的;其他滤波器称作轻载模式滤波器,其由可编程寄存器0*64到寄存器0*67来控制。ADP1043A用轻载模式滤波器,仅在负载电流在阈值下时才工作。     AD软件GUI允许用户调节轻载模式滤波器,与正常模式滤波器以相同方式管理。     此外,在软启动过程中,在使用数字滤波器的不同设置方式,软启动滤波器的值对应公式(1)中的a、b、c,其值为0,d的值通过软启动滤波器的增益设置来调节。 2.7 PWM和同步整流输出     PWM和SR输出用于控制初级侧驱动和同步整流驱动,这些输出可以用于几个控制电路拓扑,包括全桥、相移ZVS、交错式双晶正激变换器,上升沿,下降沿之间的延迟可以独立调节,要特别注意防止交叉导通,图7所示的就是一个全桥移相的实例(具有同步整流的全桥)。     PWM和SR输出一起工作,因此当调节这些输出时,首先要适当修正全部寄存器,然后锁定ADP1043A。此时的信息,在重新调节时,输出要暂时禁止,一个专门的结构设置ADP1043A以确保新时段的信息可以同时调整,这一点由设置寄存器到1来完成,推荐PWM输出此时禁止。     OUTAUX是一个附加的PWM输出端.OUTAUX允许一个超级PWM信号产生与三个PWM输出不同的频率,该信号可用于驱动一个外部的功率变换器,诸如Buck变换器,其位于全桥变换器的前端。OUTAUX还可以用于时钟参数信号。 2.8 同步整流     SR1和SR2适用于同步整流的PWM信号,这些PWM信号可以同样设置成其他PWM输出,可以用两种方法调制:立即跟踪主PWM信号和在软启动形式下开启。当在软启动形式下时,信号从0占空比上升到要求的占空比,上斜的SR信号的优点在于减小电压上升步伐,这将完全出现SR FET完全导通时,可以使负载上升时的瞬态电压减小。     使用寄存器0x54,SR软启动可以调节,一旦出现第一时段的SR信号使能,或每个时段SR信号的使能。     当调节ADP1043A使用SR软启动时,要确保该部分正确的操作,要用设置SR1(t10)的下降沿比上升沿(t9)的小一些,用设置SR2(t12)的下降沿小于PSR2 (t11)的上升沿。     SR使能的速度大约是200μs,这可以确保步进负载,SR信号可以迅速的开启,以防止损坏所控制的MOSFET。 2.9 自适应死区时间控制     一个寄存器的设置称作自适应时间寄存器(ADT),允许PWM沿到自适应导通的死区时间飞跃。ADP1043A用ADT仅在调制范围低于死去阈值 时间时,AD公司软件GUI可使用户很容易的调节死区时间值。     每个独立的PWM的上升沿下降沿(t1-t14)都可以调节成独有的死区时间偏置,这个偏置可以是正,可以是负。偏置是相对于正常沿的位置。例如,如果t1有正常的100ns的上升沿,ADT设置t1是15ns,t1变成85ns的死区,低于自适应的死区时间阈值,死区时间由0*69—0*6F寄存器调节。 2.10 轻载模式     寄存器0*3B允许ADP1043A在轻载条件下关断PWM输出,轻载电流阈值可以调节,在低于此电流阈值时,SR输出被禁止,此时用户还能调节任何其他PWM输出到关断状态,这就允许ADP1043A用具有交错式两晶体管正激拓扑。在轻载时,并入相移,轻载模式数字滤波器也可用于轻载模式。[!--empirenews.page--] 2.11 调制限制     使用调制限制寄存器0*2E可以用于最大调制限制和最小调制限制,以限制任何PWM信号,这样限制了PWM调制范围,这些限制为开关周期的百分之几。如果调制需要低于最小设置,脉冲跨越将使能。     下面的例子是如何使用调制限制的设置,在此例子中,开关周期是4μs,调制导通t2沿(下降沿)使能,正常t2位置设在1.6μs,是4μs周期的40%,调制高边限制设在(正常-35%),因此调制低限为(40~35%)=5%的开关周期,即0.2μs。GUI提供ADP1043A使用时,推荐如图8所示。 2.12 推荐的设置     在12V应用时,在正常工作模式下:     * 在12V<Vout<OVP,采用精确的OrFET控制电路去关断OrFET。     * Vout>OVP时,使用负载OVP去关断OrFET,在12V应用时轻载。     * 在12V<Vout<OVP时,用ACSNS去关断OrFET。     * 当Vout>OVP时,用负载OVP去关断OrFET。     在12V应用是,内部短路出现如下程序:     * 用快速OrFET关断OrFET。     * 用CS1 OCP或者VS1 UVP去关断电源并重新启动。 2.13 OrFET操作实例     热插入一个实际总线一个新的PSU加入到一个12V总线,内部电压VS1在OrFET导通前是上斜的,在OrFET导通后,PSU中的电流开始流向负载,在新PSU和总线之间的导通电压阈值时可以调节的。 2.14 超速控制     一个总线上Rogue的PSU有一个故障条件,结果是总线电压增加,到OVP阈值以上,好的PSU关断OrFET,并调节其内部电压VS1,当Rogue电源故障条件移去时,总线电压减小,好的PSU的OrFET会立即导通,好的PSU总是从VS3调节开始。 2.15 短路     当输出整流器中的一个故障时。而OrFET没及时关断,则总线电压能崩溃。快速的OrFET比较器要用于保护系统离开此故障,如图9所示短路电路加到OrFET方面的输出电容上。在快速OrFET阈值CS2处罚之后,OrFET关断,在此情况下,栅驱动器,不是非常快大约有500ns,还显示出短路故障移去之后工作的恢复,内部调整率点VS1回到12V,OrFET重新使能,PSU再次开始给负载供电。 (未完待续)  

    时间:2011-08-07 关键词: 电源 电源技术解析 最新 数控 全能 ic-adp1043a

  • 双稳态计数控制触发电路

    双稳态计数控制触发电路

    时间:2011-07-13 关键词: 数控 双稳态 触发电路 综合控制

  • AT89C51数控多路直流稳压电源

    当今社会人们极大的享受着电子设备带来的便利,但是任何电子设备都有一个共同的电路--电源电路,直流电源趋向多功能和数字化方向。直流稳压电源的供电电源大都是交流电源,当交流供电电源的电压或负载电阻变化时,稳压器的直流输出电压都会保持稳定。 直流稳压电源随着电子设备向高精度、高稳定性和高可靠性的方向发展,对电子设备的供电电源提出了高的要求。本文以单片机为核心,构成可同时控制6路正负输出,具有定点显示和巡回显示等功能的数控直流稳压电源。   1 系统的功能和特点   系统有6路电压输出,其中3路为正,3路为负。电压调节范围为0~35 V ,最大输出电流(A )分别为5,2和1,具有过流保护功能。数字显示有5位,其中1位显示路号,1位显示电压极性,另3位显示输出电压。键盘设有16个键,数字键0~ 9及小数点键用于设定电压输出路号及幅值;“↑”键为逐步增加输出电压或路号;“↓”键为逐步减少输出电压或路号;“C L R ”键用于清除错误输入,恢复原先状态;“# ”键用于启动电压设定状态和确认新设定;“@ ”键为巡回显示和定点显示切换键。   本系统设有巡回显示、定点显示和电压设定3种工作状态。当接通电源时,自动设置为巡回显示状态,它将每隔4 s 在显示器上巡回显示不同路号和相应电压。若再按“# ”,则电压显示值出现闪烁现象,表示进入电压设定状态。如果依次按下“2”,“6”,“·”,“3”,再按“# ”键确认,新的电压26.3 V 为实际输出,设定完毕。也可以在电压设定状态下, 用“↑”键和“↓”键以0. 1 V 的增量设定电压。系统设有自动识别功能,将不接受超出使用范围的电压设定值。在未按“# ”键之前,对误输入的电压可以用“C L R ”键清除后重新设定。在定点显示态,可用数字键、“↑”或“↓”键选择监视的电压路号。同样地,系统将不接受超出实际范围的路号设定值。输出电压的正负值由系统自动给出,无需用户输入。巡回显示和定点显示的切换按“@”键即可。   2 硬件电路分析   系统选用A T 89C 51单片机为控制核心,完全兼容了8031单片机的指令和功能。同时,它还增加了内置4 K B 闪速存储器,具有128 B 内部R A M ,3个I/O 口,功耗低,体积小巧,不需扩展存储器就能满足系统要求。图1为系统硬件原理图。   2.1 电压输出回路   电压输出回路原理,如图2所示。其调整管采用共射极连接方式,与常见的共集极连接方式相比,功耗和纹波系数大为降低。增并调整管,适当增加B G 2 的容量即可扩展功率输出容量。由于电压反馈调节采用了比例积分调节器,输出电压在正常的工作区能完全地跟踪控制电压Uin .经过推导,可得稳态的输出电压值Uo = WinRw /Rr .Rb 及B G 3 等构成过流保护电路。理论可以证明,该回路近似为一阶控制系统,具有绝对的稳定性。因此,它十分适合于系统的设计要求,详细的分析说明可参见文献〔2〕。[!--empirenews.page--]   2.2 控制电压给定回路   控制电压给定回路由单片机、D /A 转换器和采样保持器等组成。控制电压由D /A 提供,   系统采用了开环控制方式。一般说来,开环控制的抗干扰能力和精度差〔3 〕。但由于本电压输出电路采用了特有的结构,能实现无静差调节。这样,可以省去类似文献〔2〕电路中的A /D 采样和比较电路,既降低了成本,又简化了结构。其控制算法简单,可靠性显着增强。D /A 输出一般很稳定,但分辨率有限。按本系统的设计要求,输出电压的分辨率必须大于0.1 V .已知稳压输出量程为0~3 5V , 若D /A 的量程和参考电压以5V 计,则D / A 的分辨率B应满足2B> 35/0.1,B> 8.4.故可采用10或12位的D /A 转换器。为保证一定裕量,系统采用D A C 1210.本系统具有多路正负输出,考虑到高位D /A 转换器价格较高。采样-保持电路由数据锁存器74L S 273,以及6块采样-保持器L F 398组成。当D A C 1210输出第N 路(1≤N≤6)控制电压时,通过74L S 273的第N 位输出状态的改变,使相应路的采样/保持器L F 398由保持状态变为采样状态。然后,再恢复成保持状态,从而实现对控制电压的采样和保持。   2.3 显示和键盘接口电路   考虑到本系统监控软件的负担较重,显示采用了静态显示模式〔5 〕。不难发现,电源输出的极性决定于输出电压回路的电路结构,与路号有一一对应的关系。因而,可由软件自动设置。故两块数码管完全可以共享一组8位显示数据。这样5位L E D 只需设4个锁存器(74L S273)。键盘电路设置于P 1 口,为典型的4×4中断扫描键盘。   3 系统软件设计   本软件设计通过合理安排中断和划分各功能模块,设置统一的状态字,有效克服了系统的功能多、状态转换复杂给软件设计带来的困难。系统软件流程图,如图3所示。   3.1 状态字设计   状态字(SB )占用一个字节,有效位为5位。状态字通道被启动后,控制指定的设备完成规定的操作,同时,通道在执行对外围设备控制的过程中,要记录通道与设备执行情况,为此系统在主存中安排另一个固定单元,用于存放这些被记录状态,有   S B .0 = 1,表示处于巡回显示状态, SB .0 = 0,无意义;   S B .1 = 1,表示处于定点显示状态, SB .0 = 0,无意义;   S B .2 = 1,表示处于电压设定状态, SB .0 = 0,无意义;   S B .3 = 1,表示电压设定值有误, SB .3 = 0,表示电压设定值正确;   S B .4 = 1,表示电压非首次数字设定,SB .4 = 0,表示电压首次数字设定。[!--empirenews.page--]   3.2 各功能处理模块   主程序。进行系统初始化设定(I/O 口、定时、中断、状态字、各数据缓冲区等初始化),等待中断。定时中断服务程序。输出电压的稳定性是稳压器最重要的指标。考虑到采样-保持器输出有一缓慢的下降速率(当L F 398保持电容为0.1 μF 时,下降速率约200 V ·m in- 1 ),故需定时对其进行保持和电压刷新。本服务程序完成各路电压值刷新和显示。中断申请由定时/计数器T 0 提出,每隔130 m s 中断一次,中断服务级为最高级。 键盘中断服务程序。根据键码和当前状态字,跳转相应的功能处理程序,中断由IN T 0 引入。 键扫描译码程序。将0~9、小数点,以及其它按键译成对应00H ~0F H 的十六进制码。显示译码程序。将键码缓冲区的内容译成七段码并存入相应的显示缓冲区。 D /A 译码程序。将键码缓冲区的内容译成对应的12位D /A 二进制数码,并存入相应的D /A 数据缓冲区(一路输出占2 B )。显示子程序。根据路数,将该路数据缓冲区的内容与屏蔽字相或后,送对应数管。错程识别序1.在电压设定状态,判定键入数字码后,键码缓冲区数据格式的错误,恢复键入前的状态并给出相应标志(SB .3)。错程识别序2.在电压设定状态,判定键入“↑”键、“↓”键后,键码缓冲区数据格式的错误恢复键入前的状态,并给出相应标志(S B .3)。   3.3 数据缓冲区设定   互方之一定义用于数据交换的底层内存分配机制。另一方总是使用已公布的接口来分配或释放缓冲区,从而避免潜在的不一致。这种模型需要双方都坚持一个可能与软件基本功能无关的编程约定,而且在一般情况下,这个编程约定可能使代码更加不可重用。   驱动数据交换的那一方将负责管理操作 —— 当该方充当数据提供者时,这是一个相对适当的方案。 然而,当该方充当数据使用者时,事情就变得棘手了。为避免去发现数据大小,数据使用者可以分配一个任意大小的缓冲区。如果该数据缓冲区没有足够大,就必须对数据提供者发出多次调用。因此这种方法需要围绕该交互调用编写额外的循环代码,以备多次调用之需。   (1) D /A 数据缓冲区。存放各路输出的D /A 值二进制码,每路占2 B ,共12 B .(2) 键码缓冲区。在电压设定状态,存储键入的数值码(包括小数点),一键码用4位二进制数表示。故每路占2 B ,共12 B .(3) 显示缓冲区。 存储各路输出电压显示七段码(含路数、输出极性、电压大小),每路占4 B ,共24 B .(4) 键码备份缓冲区。进入电压设定状态时,程序将复制当前路键码缓冲区的内容并存入此区,共2 B .(5) 显示备份缓冲区。进入电压设定状态时,程序将复制当前路显示缓冲区的内容并存入此区,共4 B .   除了上述困难之外,安全性也证明是传统方法存在的问题:传统缓冲区管理方案无法容易地防止恶意用户刻意改写数据缓冲区,从而导致程序异常。考虑到所有这一切,设计一个适当的数据缓冲区接口就势在必行!   4 结束语   本文将单片机控制回路与无静差的电压输出回路有机结合,构成一款新式多路数字可调功率直流稳压电源,非常适合一般教学和科研使用。单片机、D A C 与其它外围电路独立供电。D A C 采用高稳定性的基准电源为参考电压,面板电源开关可设计成仅切断输出回路的供电电源。还要注意选择特性较理想的、功率适当的晶体管,加装大小适当的散热片。这样,一般不需太多调试就能获得成功。因此,本电源推广容易,可望获得广泛的应用。  

    时间:2011-06-26 关键词: 直流 稳压电源 电源技术解析 at89c51 数控

  • DNC系统工程在数控加工车间的应用

    近几年,随着计算机技术、通信技术和数控技术的发展以及制造自动化的需要,DNC技术得到越来越广泛的应用。目前,以CIMS为代表的企业信息化理念已经受到越来越多的重视,DNC也逐渐由单一的程序传输演变为集数据管理、生产信息监控等功能的扩展DNC,已成为MES集成的关键一环。   一、实施DNC联网控制之前数控加工车间存在的问题   1.传输方面的问题   (1)贵州航天乌江机电设备有限责任公司数控车间现有的数控系统繁杂,各系统之间所用的传输软件也不一样,相互之间不兼容,给编程人员和操作工带来很多不便,极大地限制了零件程序的传输加工。   (2)程序传输采用台式计算机或笔记本的单机机传输,频繁的热插拨容易烧坏机床或计算机接口。   (3)车间存放电脑,环境恶劣,电脑寿命大大缩短,而且凌乱,不利于车间6S管理。   (4)数控程序没有管理权限,容易出现错改、漏改。   (5)手工编制零件加工程序时,由于没有数控编程工具,生成G代码程序无法比较模拟,出现错误时只能在切削时才会发现。   2.操作环境方面   (1)由于传输电缆的接入,数控设备周围电线随意搭接,现场环境凌乱不堪。   (2)计算机连线与传输电缆经常被磕碰。   (3)传输程序为1对1的通信传输,在进行机床与计算机的通信时,必须1个人在机床前操作机床,另一个人在计算机终端前操作传输软件,两者交替操作。   3.生产管理方面   由于公司的管理部门或管理系统不能及时得到生产设备的实时生产状况,因而不能做出科学的生产管理计划及措施,极大地影响了公司生产效能的发挥。   二、数控车间机床联网整体解决方案   由于我公司机床接口为RS232和RJ45两种,通过调研选用北京兰光科技公司的CIMCO机床联网系统。   1.CIMCO系统的机床联网网络建设   整个系统以技术部现有的3个局域网为基础,采用CIMCO系统软件及网络核心硬件串口服务器,使用标准网线与数控车间技术组局域网连接起来。将CIMCO机床联网软件装在数控车间技术组局域网的服务器上。图1为机床连接示意图。 图1 机床连接示意图2.CIMCO机床联网系统的组成     CIMCO系统软件部分由DNC-Max机床联网通信(DNC-Max V5)、数控程序的编辑与仿真(CIMCO Edit V5)和数控程序的数据管理(NC-Base V5)等三部分组成,如图2~图4所示。 图2机床联网通信软件界面 图3 程序轨迹仿真界面 图4 程序数据管理界面   3.CIMCO机床联网系统实现的主要功能   (1)通过RS232接口,一台服务器最多可实现对256台数控设备的通信管理。   (2)远程控制功能,操作人员在机床控制面板前就能完成程序的发送与接收。   (3)通过远程网络配置和管理,通过客户机可以实现对任一通信端口的监控。   (4)多重发送/接收功能,操作者可以方便地从程序的任意点、任意行或任意换刀处进行传输。   (5)多重目录列表功能,操作者在机床端就可以浏览机床对应的文件列表,并可直接在程序清单中选择程序,不需再输文件名就可进行直接调用。   (6)提供全面的实时系统与机床的登录功能,系统员可随时查看系统的发送状态,并且每次程序传输都会产生成功或失败的日志。   (7)大程序分段功能,一些老系统内存空间有限,大程序放不下。通过自动分段传输,可省去人为的删截程序所造成的失误和不便。   (8)要求支持长文件名,完全支持256位文件名,能实现程序名与文件名的自动转换。   (9)智能的文件比较功能,能轻松地标示出两个文件(或不同版本)的数据差异、错行、漏行,并可以马上修改。   (10)三维刀位轨迹动态模拟功能,可以形象、直观、高效地检查程序的错误隐患。   三、实施DNC联网控制后数控加工车间控制效果   (1)实施数控机床联网后,车间面貌焕然一新,地面和空间已看不到电线。   (2)零件的加工程序进行权限的管理,不同的人员对不同的机床程序有不同的管理权限,改变了以往程序管理混乱状态。   (3)零件的加工程序实行了生命周期的管理,设置为编辑、调试和定型三个状态。   (4)系统功能的设置,如通信参数、文件路径和其它系统设置,全在系统服务器上进行设置与重新配置,不会影响机床正常工作,不会对机床精度等造成影响,系统调试绝对安全、可靠。   (5)可以很方便地对数控程序的各种信息,如程序号、图号、零件号、机床、用户信息等进行管理,可对程序进行图号、零件名称等进行复合查寻。   四、结束语   实现数控机床联网后,数控车间改变原来数控管理模式,使机床的通信效率大大提高,程序传输高效、准确,减少了机床的待机时间和程序的验证时间,程序员编制好程序就经过服务器传到数控设备上,不用等待机床停下后,再传输程序,极大地提高了机床的利用率。同时程序员把自己在计算机上编制好的程序通过局域网发送到DNC服务器上,通过DNC客户端,对这些程序进行管理和验证,然后直接到机床上调用程序,整个过程严密可靠,提高程序的正确性,缩短了待机和验证时间。

    时间:2011-06-17 关键词: 系统 工程 数控 dnc

  • 一种数控低压大电流脉冲电源设计方案

         1.前言   在一些特殊应用场合,需要一种低电压大电流的电源,有时也需要电源频率、脉宽均可调整的脉冲电源。本文以ATmega16 为系统控制核心,结合RT8105 所组成的DC/DC 电源电路实现,最终实现了频率、脉宽可调低电压大电流的脉冲电源。   2.系统组成   系统组成框图如图1 所示。 图1 系统组成框图   系统首先由RT8105 构成的DC-DC 电源电路产生稳定的2V 电压,该电压经过一个开关管连接至负载,通过ATmega16 单片机输出的脉冲波形配合相应的驱动电路控制该开关管的导通和关断,从而在负载上形成与该脉冲波形同频率、同脉宽的脉冲电流。   此外,系统中加入了键盘、LED 和串口。键盘用于设置脉冲电源的频率和占空比,LED 用于显示当前脉冲电源的占空比,便于用户观察。串口用于与PC 机进行连接,用户可通过相应的上位机软件进行设置,该系统工作安全、稳定,操作方便。   3.RT8105简介   RT8105 是台湾立锜科技股份有限公司生产的电压模式、5V/12V 输入的同步降压式PWM 的DC-DC 控制器。具有以下特点:开关频率为300kHz,输出PWM波占空比0~100% 可调,其输出的双路相位差为180°的PWM 波可直接驱动所有的低功耗N-MOSFET,内部自带误差比较器,具有实时过压、欠压、过流保护电路,系统软启动等功能。其内部结构框图如图2 所示。 图2 RT8105内部结构框图[!--empirenews.page--]   4、系统实现   4.1. DC/DC变换电路   DC/DC 变换电路作为系统中最重要的一部分,其输出电压的稳定直接影响脉冲电源的性能。使用RT8105 可以直接驱动两路VMOS 开关管IRF640,电路结构简单。具体电路如图3 所示。 图3 DC/DC变换电路原理图   图中,系统供电电压为+12V,T8105 输出两路反相PWM 波驱动Q2 和Q4,经储能电感L1 和电容滤波,产生直流电压再由FB 引脚反馈回RT8105 进而调整输出PWM 波的占空比,形成硬件闭环电路,从而使输出电压稳定到2V。   电路输出电压计算公式为:Vout=Vref×(1+R6/R4), 其中Vref 为RT8105 芯片内部的基准电压,Vref=0.8V±2%,当R6=13K,R4=8K 时输出压电压达到2.1V。   4.2. 脉冲产生电路   脉冲产生电路由MCU 输出波形控制开关管的通断来实现。由于VMOS 导通时所需VGS 电压必须大于4V,而MCU 输出电压仅5V,需要电路中加入一级放大电路,该放大电路由9012 和9013 两只三极管实现,脉冲产生电路如图4 所示。 图4 脉冲产生电路   图中,PULS 为MCU 输出的脉冲控制信号,该信号经过电压放大后驱动VMOS 管,从而使输出至负载的Vout 信号与PULS 信号同脉宽、同频率。通过改变PULS 占空比及频率,就可以实现Vout 输出的脉宽、频率可调。[!--empirenews.page--]   4.3. 开关型降压稳压电路   MCU 及电路中其它部分所需要的5V 电源由开关型降压稳压芯片LM2576 产生,其电路结构简单。具体电路如图5 所示。 图5 开关型降压稳压电路   系统中并未采用常用的线性三端稳压芯片LM7805,其原因是线性稳压电源在工作中会有大的“热损耗”,其工作效率低。而开关稳压电源具有集成度高、外围电路简单、电源效率高(70%~90%)等优点,开关稳压电源已经取代效率较低的线性稳压器, 成为现代超大规模集成系统中不可或缺的部分。   4.4. 单片机及人机接口电路   系统中使用了5 个按键,用于设置输出的周期及占空比。使用4 个8 段LED 用于显示当前周期和占空比。   具体电路图如图6 所示。 图6 单片机及人机接口电路   数码管D7 显示当前功能模式代码(0 表示占空比模式,1 表示周期模式),D8~D10 用于显示占空比或周期值。按键K1~K5 用于参数的设置,分别完成左移,右移,OK,加,减功能。按键控制分两种模式,设置模式和非设置模式。在设置模式下,调整占空比和周期值的大小,左、右移位键移动3 个数码管的3 个位,移到的位闪烁,此时可通过加、减键来改变这一位的值,按下OK 键完成设置;在非设置模式下,不能改变参数,只能用加、减键切换D7 的模式代码,数码管D8~D10 显示该模式下的数值。其中,占空比的可设置范围0~100%,周期值范围1~999ms,即频率可从1Hz~1kHz 进行设置。   5、系统测试结果及分析   系统测试所使用到的仪器主要有:数字荧光示波器TDS7104,电流探头TCP202,有源探头P6243,电子负载IT8511。   5.1. 电压调整率   电压调整率即负载固定时,输入电压的波动对输出电压的影响(即输出电压的变化量与输入电压变化量的比值)。以输出电流6A 时对应的输出电压2.04V,2.05V,2.05V,输入电压10.8V,12.0V,13.2V(如表1),计算电压调整率:   5.2. 负载调整率   输入电压12V,以及增加偏移为±10% 的10.8V 和13.2V。输出电流将占空比调为最大,用来测试最大负载情况。负载以最大6A 的0%-100% 步进20% 进行测试。[!--empirenews.page--]   测试数据如表1 所示。 表1 电流调整率测试表    负载调整率是在输入电压固定的情况下,负载电流IO 从0 变化到最大额定性(满载)时所引起输出电压的变化。以输入电压12.0V 对应的输出电压,输出电流0 ~ 6A 变化,计算负载调整率:   5.3. 电源转换效率   电源的转换效率反应电路的电能损耗情况,是电源设计的一个重要参数,表2 给出的效率数据是根据公式计算的:   表2 电源转换效率测试表     5.4. 输出脉冲   图7 为电路输出的2V/6A 脉冲,图中上边是DC/DC输出电压波形,下边是脉冲输出电流波形,波形参数如图所示。 图7 输出2V/6A脉冲   6、小结   此电源的设计方法、结构、原理比较简单,通过合理的选用器件和PCB 布线、正确的运用调试方法,使电路设计得到了优化。选用的器件RT8105,其内嵌的MOSFET 场效应管驱动电路简化了外围电路的设计,内部集成的补偿电路减少了电路中元器件的数量;并且它的各种保护电路提高了器件的使用寿命和电路的安全性和稳定性。  

    时间:2011-06-14 关键词: 方案 脉冲 电流 低压 电源 电源技术解析 设计 数控

  • 一种数控低压大电流脉冲电源设计方案

         1.前言   在一些特殊应用场合,需要一种低电压大电流的电源,有时也需要电源频率、脉宽均可调整的脉冲电源。本文以ATmega16 为系统控制核心,结合RT8105 所组成的DC/DC 电源电路实现,最终实现了频率、脉宽可调低电压大电流的脉冲电源。   2.系统组成   系统组成框图如图1 所示。 图1 系统组成框图   系统首先由RT8105 构成的DC-DC 电源电路产生稳定的2V 电压,该电压经过一个开关管连接至负载,通过ATmega16 单片机输出的脉冲波形配合相应的驱动电路控制该开关管的导通和关断,从而在负载上形成与该脉冲波形同频率、同脉宽的脉冲电流。   此外,系统中加入了键盘、LED 和串口。键盘用于设置脉冲电源的频率和占空比,LED 用于显示当前脉冲电源的占空比,便于用户观察。串口用于与PC 机进行连接,用户可通过相应的上位机软件进行设置,该系统工作安全、稳定,操作方便。   3.RT8105简介   RT8105 是台湾立锜科技股份有限公司生产的电压模式、5V/12V 输入的同步降压式PWM 的DC-DC 控制器。具有以下特点:开关频率为300kHz,输出PWM波占空比0~100% 可调,其输出的双路相位差为180°的PWM 波可直接驱动所有的低功耗N-MOSFET,内部自带误差比较器,具有实时过压、欠压、过流保护电路,系统软启动等功能。其内部结构框图如图2 所示。 图2 RT8105内部结构框图[!--empirenews.page--]   4、系统实现   4.1. DC/DC变换电路   DC/DC 变换电路作为系统中最重要的一部分,其输出电压的稳定直接影响脉冲电源的性能。使用RT8105 可以直接驱动两路VMOS 开关管IRF640,电路结构简单。具体电路如图3 所示。 图3 DC/DC变换电路原理图   图中,系统供电电压为+12V,T8105 输出两路反相PWM 波驱动Q2 和Q4,经储能电感L1 和电容滤波,产生直流电压再由FB 引脚反馈回RT8105 进而调整输出PWM 波的占空比,形成硬件闭环电路,从而使输出电压稳定到2V。   电路输出电压计算公式为:Vout=Vref×(1+R6/R4), 其中Vref 为RT8105 芯片内部的基准电压,Vref=0.8V±2%,当R6=13K,R4=8K 时输出压电压达到2.1V。   4.2. 脉冲产生电路   脉冲产生电路由MCU 输出波形控制开关管的通断来实现。由于VMOS 导通时所需VGS 电压必须大于4V,而MCU 输出电压仅5V,需要电路中加入一级放大电路,该放大电路由9012 和9013 两只三极管实现,脉冲产生电路如图4 所示。 图4 脉冲产生电路   图中,PULS 为MCU 输出的脉冲控制信号,该信号经过电压放大后驱动VMOS 管,从而使输出至负载的Vout 信号与PULS 信号同脉宽、同频率。通过改变PULS 占空比及频率,就可以实现Vout 输出的脉宽、频率可调。[!--empirenews.page--]   4.3. 开关型降压稳压电路   MCU 及电路中其它部分所需要的5V 电源由开关型降压稳压芯片LM2576 产生,其电路结构简单。具体电路如图5 所示。 图5 开关型降压稳压电路   系统中并未采用常用的线性三端稳压芯片LM7805,其原因是线性稳压电源在工作中会有大的“热损耗”,其工作效率低。而开关稳压电源具有集成度高、外围电路简单、电源效率高(70%~90%)等优点,开关稳压电源已经取代效率较低的线性稳压器, 成为现代超大规模集成系统中不可或缺的部分。   4.4. 单片机及人机接口电路   系统中使用了5 个按键,用于设置输出的周期及占空比。使用4 个8 段LED 用于显示当前周期和占空比。   具体电路图如图6 所示。 图6 单片机及人机接口电路   数码管D7 显示当前功能模式代码(0 表示占空比模式,1 表示周期模式),D8~D10 用于显示占空比或周期值。按键K1~K5 用于参数的设置,分别完成左移,右移,OK,加,减功能。按键控制分两种模式,设置模式和非设置模式。在设置模式下,调整占空比和周期值的大小,左、右移位键移动3 个数码管的3 个位,移到的位闪烁,此时可通过加、减键来改变这一位的值,按下OK 键完成设置;在非设置模式下,不能改变参数,只能用加、减键切换D7 的模式代码,数码管D8~D10 显示该模式下的数值。其中,占空比的可设置范围0~100%,周期值范围1~999ms,即频率可从1Hz~1kHz 进行设置。   5、系统测试结果及分析   系统测试所使用到的仪器主要有:数字荧光示波器TDS7104,电流探头TCP202,有源探头P6243,电子负载IT8511。   5.1. 电压调整率   电压调整率即负载固定时,输入电压的波动对输出电压的影响(即输出电压的变化量与输入电压变化量的比值)。以输出电流6A 时对应的输出电压2.04V,2.05V,2.05V,输入电压10.8V,12.0V,13.2V(如表1),计算电压调整率:   5.2. 负载调整率   输入电压12V,以及增加偏移为±10% 的10.8V 和13.2V。输出电流将占空比调为最大,用来测试最大负载情况。负载以最大6A 的0%-100% 步进20% 进行测试。[!--empirenews.page--]   测试数据如表1 所示。 表1 电流调整率测试表    负载调整率是在输入电压固定的情况下,负载电流IO 从0 变化到最大额定性(满载)时所引起输出电压的变化。以输入电压12.0V 对应的输出电压,输出电流0 ~ 6A 变化,计算负载调整率:   5.3. 电源转换效率   电源的转换效率反应电路的电能损耗情况,是电源设计的一个重要参数,表2 给出的效率数据是根据公式计算的:   表2 电源转换效率测试表     5.4. 输出脉冲   图7 为电路输出的2V/6A 脉冲,图中上边是DC/DC输出电压波形,下边是脉冲输出电流波形,波形参数如图所示。 图7 输出2V/6A脉冲   6、小结   此电源的设计方法、结构、原理比较简单,通过合理的选用器件和PCB 布线、正确的运用调试方法,使电路设计得到了优化。选用的器件RT8105,其内嵌的MOSFET 场效应管驱动电路简化了外围电路的设计,内部集成的补偿电路减少了电路中元器件的数量;并且它的各种保护电路提高了器件的使用寿命和电路的安全性和稳定性。  

    时间:2011-06-14 关键词: 方案 脉冲 电流 低压 电源 电源技术解析 设计 数控

  • 一种数控低压大电流脉冲电源设计方案

         1.前言   在一些特殊应用场合,需要一种低电压大电流的电源,有时也需要电源频率、脉宽均可调整的脉冲电源。本文以ATmega16 为系统控制核心,结合RT8105 所组成的DC/DC 电源电路实现,最终实现了频率、脉宽可调低电压大电流的脉冲电源。   2.系统组成   系统组成框图如图1 所示。 图1 系统组成框图   系统首先由RT8105 构成的DC-DC 电源电路产生稳定的2V 电压,该电压经过一个开关管连接至负载,通过ATmega16 单片机输出的脉冲波形配合相应的驱动电路控制该开关管的导通和关断,从而在负载上形成与该脉冲波形同频率、同脉宽的脉冲电流。   此外,系统中加入了键盘、LED 和串口。键盘用于设置脉冲电源的频率和占空比,LED 用于显示当前脉冲电源的占空比,便于用户观察。串口用于与PC 机进行连接,用户可通过相应的上位机软件进行设置,该系统工作安全、稳定,操作方便。   3.RT8105简介   RT8105 是台湾立锜科技股份有限公司生产的电压模式、5V/12V 输入的同步降压式PWM 的DC-DC 控制器。具有以下特点:开关频率为300kHz,输出PWM波占空比0~100% 可调,其输出的双路相位差为180°的PWM 波可直接驱动所有的低功耗N-MOSFET,内部自带误差比较器,具有实时过压、欠压、过流保护电路,系统软启动等功能。其内部结构框图如图2 所示。 图2 RT8105内部结构框图[!--empirenews.page--]   4、系统实现   4.1. DC/DC变换电路   DC/DC 变换电路作为系统中最重要的一部分,其输出电压的稳定直接影响脉冲电源的性能。使用RT8105 可以直接驱动两路VMOS 开关管IRF640,电路结构简单。具体电路如图3 所示。 图3 DC/DC变换电路原理图   图中,系统供电电压为+12V,T8105 输出两路反相PWM 波驱动Q2 和Q4,经储能电感L1 和电容滤波,产生直流电压再由FB 引脚反馈回RT8105 进而调整输出PWM 波的占空比,形成硬件闭环电路,从而使输出电压稳定到2V。   电路输出电压计算公式为:Vout=Vref×(1+R6/R4), 其中Vref 为RT8105 芯片内部的基准电压,Vref=0.8V±2%,当R6=13K,R4=8K 时输出压电压达到2.1V。   4.2. 脉冲产生电路   脉冲产生电路由MCU 输出波形控制开关管的通断来实现。由于VMOS 导通时所需VGS 电压必须大于4V,而MCU 输出电压仅5V,需要电路中加入一级放大电路,该放大电路由9012 和9013 两只三极管实现,脉冲产生电路如图4 所示。 图4 脉冲产生电路   图中,PULS 为MCU 输出的脉冲控制信号,该信号经过电压放大后驱动VMOS 管,从而使输出至负载的Vout 信号与PULS 信号同脉宽、同频率。通过改变PULS 占空比及频率,就可以实现Vout 输出的脉宽、频率可调。[!--empirenews.page--]   4.3. 开关型降压稳压电路   MCU 及电路中其它部分所需要的5V 电源由开关型降压稳压芯片LM2576 产生,其电路结构简单。具体电路如图5 所示。 图5 开关型降压稳压电路   系统中并未采用常用的线性三端稳压芯片LM7805,其原因是线性稳压电源在工作中会有大的“热损耗”,其工作效率低。而开关稳压电源具有集成度高、外围电路简单、电源效率高(70%~90%)等优点,开关稳压电源已经取代效率较低的线性稳压器, 成为现代超大规模集成系统中不可或缺的部分。   4.4. 单片机及人机接口电路   系统中使用了5 个按键,用于设置输出的周期及占空比。使用4 个8 段LED 用于显示当前周期和占空比。   具体电路图如图6 所示。 图6 单片机及人机接口电路   数码管D7 显示当前功能模式代码(0 表示占空比模式,1 表示周期模式),D8~D10 用于显示占空比或周期值。按键K1~K5 用于参数的设置,分别完成左移,右移,OK,加,减功能。按键控制分两种模式,设置模式和非设置模式。在设置模式下,调整占空比和周期值的大小,左、右移位键移动3 个数码管的3 个位,移到的位闪烁,此时可通过加、减键来改变这一位的值,按下OK 键完成设置;在非设置模式下,不能改变参数,只能用加、减键切换D7 的模式代码,数码管D8~D10 显示该模式下的数值。其中,占空比的可设置范围0~100%,周期值范围1~999ms,即频率可从1Hz~1kHz 进行设置。   5、系统测试结果及分析   系统测试所使用到的仪器主要有:数字荧光示波器TDS7104,电流探头TCP202,有源探头P6243,电子负载IT8511。   5.1. 电压调整率   电压调整率即负载固定时,输入电压的波动对输出电压的影响(即输出电压的变化量与输入电压变化量的比值)。以输出电流6A 时对应的输出电压2.04V,2.05V,2.05V,输入电压10.8V,12.0V,13.2V(如表1),计算电压调整率:   5.2. 负载调整率   输入电压12V,以及增加偏移为±10% 的10.8V 和13.2V。输出电流将占空比调为最大,用来测试最大负载情况。负载以最大6A 的0%-100% 步进20% 进行测试。[!--empirenews.page--]   测试数据如表1 所示。 表1 电流调整率测试表    负载调整率是在输入电压固定的情况下,负载电流IO 从0 变化到最大额定性(满载)时所引起输出电压的变化。以输入电压12.0V 对应的输出电压,输出电流0 ~ 6A 变化,计算负载调整率:   5.3. 电源转换效率   电源的转换效率反应电路的电能损耗情况,是电源设计的一个重要参数,表2 给出的效率数据是根据公式计算的:   表2 电源转换效率测试表     5.4. 输出脉冲   图7 为电路输出的2V/6A 脉冲,图中上边是DC/DC输出电压波形,下边是脉冲输出电流波形,波形参数如图所示。 图7 输出2V/6A脉冲   6、小结   此电源的设计方法、结构、原理比较简单,通过合理的选用器件和PCB 布线、正确的运用调试方法,使电路设计得到了优化。选用的器件RT8105,其内嵌的MOSFET 场效应管驱动电路简化了外围电路的设计,内部集成的补偿电路减少了电路中元器件的数量;并且它的各种保护电路提高了器件的使用寿命和电路的安全性和稳定性。  

    时间:2011-06-14 关键词: 方案 脉冲 电流 低压 电源 电源技术解析 设计 数控

  • 一种数控可调开关电源的设计

    摘要:文章提出了一种反激式结构的数控开关电源的设计方案,该开关电源采用低成本的控制芯片—UC3842。文中还提出了UC3842在自馈电压变化很大情况下稳定供电的解决方案。此方案电压调节方式(如,RS485总线、USB总线、按键、CAN总线等)多样化,适合使用在工业现场以及实验室。 关键词:反激式开关电源;数字控制;数字电位器;UC3842 0 引言     现今的可调式开关电源通常采用专用芯片,具有开发时间短、可控性强等优点;同时也具有功能受芯片限制等缺点。本文提出的可控式开关电源方案通过软件控制改变数字电位器阻值来改变反激式开关电源反馈电压从而改变输出电压的大小,使电源的输出电压范围调整极其方便。本开关电源输出电压可通过按键、USB总线等控制,并且输出电压可断电记忆,控制方式也很容易扩展(如扩展RS 232总线控制方式等)。输出电压范围15~30V,最大电流可达5A,最小调节值1V。 1 电路结构设计     如图1所示,市电通过滤波后整流得到波动较大的直流电。电压变换电路将高压直流电转换为期望得到的直流电压。使用过程中通过键盘或者USB口对输出电压进行预设,单片机将输出电压运算为反馈电阻值从而输出控制信号控制数字电位器电阻值改变为计算值,进而改变控制电路反馈端电压。控制电路将反馈电压与基准电压进行比较,改变PWM波形的占空比,完成输出电压的调整。     图中光电隔离实现了电路输入/输出端隔离,使输出端对地较低电位从而保证输出直流电压负极对人体安全。控制电路选用UC3842,价格便宜,可靠性高。单片机选用AT89S51,其键盘电路以及显示电路非常成熟,在此不再赘述,仅在后文中介绍部分控制方式的接口电路。[!--empirenews.page--] 2 硬件电路设计 2.1 电压变换主电路设计     图2所示为电压变换电路及部分保护电路,其主要由高频变压器T、MOSFET开关管Q1、电流测量电阻R2、肖特基二极管D5、滤波电感L3和滤波电容C3组成。对于变压器T1,N1为输入绕组、N2为输出绕组、N3为给UC3842提供工作电压的自馈绕组(自馈绕组在后文提到的UC3842供电电路图3(a)方案中可省去)。     Q1的门极经过门极保护电路后受控于UC3842的输出控制引脚(即引脚6)。在电压变换过程中如果输入电压改变,则UC3842输出PWM占空比改变,从而达到稳定输出电压的效果。     滤波电容C3起到稳定输出电压的作用。由于可调电源通常用于实验室,因此对开关电源的瞬态响应要求较高。本设计通过采用多个SP电解电容并联组成大电容的方式降低电容ESR对输出电压的影响,不仅能降低纹波电压并且可以提高瞬态响应。[!--empirenews.page--] 2.2 控制部分供电电路设计     控制部分供电主要分为UC3842供电以及单片机系统供电。这里仅介绍UC3842的供电。     在以往的经典设计中,UC3842的供电通常分为启动供电和自馈供电两部分。启动供电是电源刚开机时由市电整流、电阻限流后提供给UC3842一大于16V的电压。UC3842一旦开始稳定工作,启动供电电路就基本停止工作转由自馈线圈直接提供15V左右电压的供电。     本设计中,由于输出电压变化较大,导致自馈线圈输出电压变化范围也比较大,不能直接作为UC3842的供电电源。在设计过程中笔者对如图3所示的两种方案进行了测试,发现均能满足设计要求。     其中图(a)先通过变压器将220V交流电变压为一低电压,然后整流、滤波得到25V直流电压。在开机时,25V直流电压经TL431稳压到17V;单片机检测到UC3842正常工作后,通过程序改变数字电位器R8的阻值,使TL431输出电压稳压到15V。     图(b)电路中,UC3842的启动供电很常见,不做详细说明。UC3842正常工作后,自馈线圈N3产生17~34V的电压。由于自馈电压变化很大,限流电阻R5无法选取满足TL431在所有自馈电压范围内工作。在自馈电压较高时TL431将该电压变换为15V后供电给UC3842 自馈电压低至TL431不能实现稳压时,由电阻R5和R6、R7分压后给UC3842供电。     由上文可知,图3(a)电路需要单独的变压电路以及整流电路,电源的体积、重量都较大;(b)电路需要增加一个副边绕组,变压器结构较复杂,同时漏感也相应增大。总的来说(b)电路更适合本设计。但是如果继续增大输出电压的调整范围,或电源输出最大电压和最小电压的比值m很大时,可以看出来自馈绕组的电压变化范围为17V~m×17V。此时很难找到合适的稳压器件为UC3842提供工作电压,此时(b)电路将不再适用。 2.3 高频变压器设计     高频变压器的设计是开关电源设计的核心。假定变压器副边效率为典型的85%,则查表选取西门子N27硅铁氧体E55型磁芯。     电流临界连续原边电感值为:     其中,Uinmin为变压器原边最小直流电压,本设计中Uimnin=200×1.3=260V;Ts为开关周期,本设计选择Ts=33μs:Tonmax为开关管一周期内导通的最大时间,本设计中Tonmax=15 μs;Pomin为输出最小功率,本设计中Pomin=3×15=45W;η为变换效率,本设计中假定η=85%。则Lpmin=4.4μH。     高频变压器原边绕组最少匝数为:     其中△Bac为最大ac磁通密度,根据查表以及经验选择△Bac=0.220T;Ae为磁芯最小横截面积,查表知Ae=353mm2。则Np(min)=50.2,在这里取原边绕组Np为51匝。         其中Uo为输出电压,这里取最大值30V;UD为输出整流二极管正向导通电压,这里取0.7 V;Toffmin+Tonmax=Ts,这里Toffmin=18μs。则N2=7.22匝,通过验证取8匝能达到很好的效果。[!--empirenews.page--] 2.4 保护电路设计     在开关电源电路中,电压变换主回路通常比较简单。保护电路不仅在整个电路中占很大部分,且在开关电源中的作用也不可忽视。     如图3中,R1,C4,D6组成RCD箝位电路,防止因开关管忽然关断由于漏感而产生高电压;C5,R3,D7组成RCD缓冲电路,吸收开关管Q1导通和关断瞬间的较高浪涌尖峰电压。 2.5 输出电压调节即反馈电路设计     如图4所示,R23为数字电位器。R23电阻值的改变会引起反馈电压的改变,反馈信号经UC3842的2脚送到其内部的误差比较放大器,与内部基准电压比较,产生的误差信号送到脉冲调制电路,从而对脉冲宽度进行调制。在初始状态时,输出电压为最高电压30V;当需要减小输出电压时,单片机重新设置数字电位器为一较大阻值,从而增大反馈电压相对于输出电压的比例,反馈电压增大,则UC3842取样电压升高,脉宽调制电路会使输出脉冲宽度变窄,实现输出电压稳定在较低值。实际应用中也可通过选用带记忆功能的数字电位器实现电压记忆功能。 3 基于USB的数控通信接口设计     数控通信方式已验证有多种可行方案,由于篇幅有限在本文中仅仅介绍基于USB总线的一种数控方式。     USB(通用串行总线)其安装简单,支持即插即用、热插拔、多设备并联,并可提供较大的带宽。由于以上优点,现在已成为计算机对外设的主要通信端口。在数控开关电源中使用USB总线可有效扩展电源的使用范围。     在本设计中使用了南京沁恒电子有限公司的CH372,该芯片外围元器件简单,使用方便,驱动程序以及DLL动态链接库也已提供。图5为单片机和CH372的接口电路。     图5单片机和CH372接口电路     CH372接收到USB主机发来的数据后,锁存USB缓冲区,同时设置INT#引脚为低电平。单片机进入中断服务程序,获取中断状态,并读取数据或指令。     单片机通过CH372发送数据时;首先向CH372写入要发送的数据,CH372等待USB主机读取数据后即锁定USB缓冲区并拉低INT#引脚。 4 结束语     本方案已通过大量试验证明其可行性。少量更换电路器件后可实现电压更大范围的调节,具有很好的扩展可能。

    时间:2011-06-11 关键词: 开关电源 电源技术解析 设计 可调 数控

  • 一种数控DC电流源的设计与实现

    本设计采用单片机作为主要控制部件,通过键盘预置输出电流值并采用液晶模块实时显示。整个系统硬件部分由微控制器模块、电压-电流转换模块、键盘模块、显示模块、直流稳压电源模块和语音提示模块组成。系统结构框图如图1所示。 A 图1  数控DC电流源系统   微控制器是整个系统的核心,负责整个系统的运作。为了能够做到硬件电路简单,系统性能稳定可靠,便于实现语音播报、键盘设置和信息实时显示等功能的协调,通过多种方案论证后,选用凌阳十六位单片机SPCE061A。该单片机采用现代电子技术——片上系统SOC(system on a chip)技术设计而成,内部集成有ADC、DAC、PLL、AGC、DTMF、LCD-DRIVER等电路(与IC型号有关)。它采用精简指令集(RISC),指令周期均以CPU时钟数为单位。另外,它还兼有DSP芯片功能,内置16位硬件乘法器和加法器,并配备有DSP拥有的特殊指令,大大加速了各种演算法的运行速度。同时可以在Windows环境下使用凌阳十六单片机应用开发工具,该工具支持标准C语言和凌阳单片机汇编语言,集汇编、编程、仿真等功能于一体,大大加快了软件开发过程。凌阳单片机具有高速度、低价、可靠、实用、体积小、功耗低等特点,用该单片机作为控制器比较合适,在硬件电路简单的前提下容易实现A/D、D/A转换、语音提示、PID运算等功能。   显示模块主要实现的功能是显示设置的电流输出值和其他人机交互信息。本部分可以采用七段数码LED显示器,实现显示数字、简单字母和小数点等信息,但由于其显示信息单一,人机交互不友好,在系统中采用字符型液晶显示屏LCDSMC1602A模块。该模块具有轻薄短小、低压微功耗、体积小、无辐射危险,平面直角显示及影像稳定不闪烁等优点。其方便用于显示字母、数字、符号等信息,而且不需要扩展过多外围电路,可由单片机直接进行控制输出显示。   电压-电流转换模块由精密运放与3个晶体管组成的达林顿管电路构成。转换电路利用晶体管平坦的输出特性和深度负反馈电路使输出电流稳定。如图2所示,此V/I转换电路的带负载能力强,电流输出范围达0~3A。输出电流Io经反馈电阻RF得到一个反馈电压Vf,Vf= V11-V12,通过R5、R6加到运算放大器的两输入端,设运放两端的电为V1、V2,Vi由单片机DAC输出。因为理想运放的输入电流约等于零,且V1=V2,则有V12[1-R6/(R2+R6)]+ViR6/(R2+R6)=V11R1(R1+R6)。由于V12=V11-Vf,则V11R2/(R2+R6)+(ViR6-VfR2)/(R2+R6)=V11R1/(R1+R5)。令R1=R2=10kΩ,R5=R6=1kΩ,则有Vf=ViR6/R2=Vi/10。若暂不考虑反馈时,Io=Vi/(10Rf)。 图2  V/I转换电路图   由此可见,输出电流的标定由D/A转换的输出电压Vi和Rf决定,为线性变换。Rf由大线径康铜丝制作,其温度系数很小(5×10-6/℃),大线径可以使其温度影响减至最小。3个三极管应选用大功率管TIP122,且使用散热片,以保证管子工作在线性区。   电压-电流转换模块的组成还有另外一种方案,采用3个运放构成输出电流可变的电流源,如图3所示。输出电流I=Vi/R1,为使R1两端的电压保持恒定,由差分放大器IC1b通过射随器IC1c监测R1两端的电位,此电位经IC1b的7脚加到比较器ICa的反相输入端与Vref比较。比较结果使比较器的输出端变化,直到平衡为止,即Vr1=Vi。电路中的电容用于补偿ICa的频率,减少控制环路的延时。只要R1=R2=R3=R4=R5,此电路的性能较好。但此电路的带负载能力不强,环路延时补偿对电路的稳定有较大影响。 图3  三运放V/I转换电路   系统键盘模块可以采用独立式连接方式或行列式(矩阵式)连接方式,该模块的功能主要完成对输出电流和其他信息的设定。直流稳压电源模块为整个系统供电;语音模块实现语音提示,使系统设计更具人性化,系统具有友好的工作界面。凌阳单片机内部集成有ADC、DAC、PLL、AGC、DTMF等模块,语音功能可由软件编程实现,不需要外接任何电路,有效的利用了系统资源。   系统工作及软件流程   在工作过程中,SPCE061A单片机将被预置的电流值通过换算进行D/A转换,以输出电压驱动V/I转换电路实现电路输出,并将该电流值对应的电压值通过闭环回路,经A/D转换后输入单片机系统,再通过PID算法调整电流输出。整个系统工作流程图如图4所示。 图4  系统工作流程图 [!--empirenews.page--] 统软件设计在凌阳十六单片机应用开发工具unSPIDE1.16.1中进行,采用凌阳单片机汇编语言和标准C语言对单片机进行编程。主要实现5个功能:(1)系统的初始化,包括各外围接口设备的初始化;(2)键盘输入;(3)D/A、A/D转换;(4)PID算法进行电流调整;(5)语音提示和电流显示。其主程序流程图如图5所示。 图5  主程序流程图   A/D转换部分程序主要用于将采样电阻采到的模拟电压信号转换为数字信号。采样信号由IoA6输入并直接送入缓冲器P_ADC_MUX_Data,在ADC自动方式被启用后,会产生一个启动信号,此时,RDY=0,DAC0的电压模拟量与外部的采样模拟比较,以尽快找出外部信号模拟量的数字量,A/D转换的结果保存在SAR内。当10位A/D转换完成时,RDY=1,此时,通过读P_ADC_MUX_Data单元可以获得10位A/D转换的数据。其IRQ1 中断服务程序的流程图如图6所示。 图6  IRQ1中断服务程序的流程图   PID算法程序主要用于修正实际输出的电流值和设定值的偏差,调节下一次的输出值,使输出更接近于设定值,提高精度。具体控制过程为单片机经A/D芯片读出实际电流Ik,然后和设定的电流Is比较,得出偏差值Ek=Is-Ik,单片机根据Ek的大小,调用PID公式,计算出本次电流调节的增量Δik,然后根据前一次的D/A转换后输出电流Iq-1,计算出本次电流的输出Iq。   离散增量PID的计算公式为   ΔIk=Kp[(Ek-Ek-1)+K1Ek+KD(Ek-2Ek-1+Ek-2)]   =Kp(Ek-Ek-1)+K1’Ek +KD’(Ek-2Ek-1+Ek-2)   式中,K1’= Kp.K1, KD’= Kp×KD,Ek为本次采样时刻的电流误差,Ek-1为上次采样电流误差,Ek-2为再次采样电流误差值。   为了测试系统运行的准确性和可靠性,将设定量与反馈量的进行测试对比,误差在0.01%之内,并且运行稳定,达到了预期目的,还增添了特色的音频播放设计。

    时间:2011-06-01 关键词: 电流 实现 电源技术解析 设计 dc 数控

  • 一种数控DC电流源的设计与实现

    本设计采用单片机作为主要控制部件,通过键盘预置输出电流值并采用液晶模块实时显示。整个系统硬件部分由微控制器模块、电压-电流转换模块、键盘模块、显示模块、直流稳压电源模块和语音提示模块组成。系统结构框图如图1所示。 A 图1  数控DC电流源系统   微控制器是整个系统的核心,负责整个系统的运作。为了能够做到硬件电路简单,系统性能稳定可靠,便于实现语音播报、键盘设置和信息实时显示等功能的协调,通过多种方案论证后,选用凌阳十六位单片机SPCE061A。该单片机采用现代电子技术——片上系统SOC(system on a chip)技术设计而成,内部集成有ADC、DAC、PLL、AGC、DTMF、LCD-DRIVER等电路(与IC型号有关)。它采用精简指令集(RISC),指令周期均以CPU时钟数为单位。另外,它还兼有DSP芯片功能,内置16位硬件乘法器和加法器,并配备有DSP拥有的特殊指令,大大加速了各种演算法的运行速度。同时可以在Windows环境下使用凌阳十六单片机应用开发工具,该工具支持标准C语言和凌阳单片机汇编语言,集汇编、编程、仿真等功能于一体,大大加快了软件开发过程。凌阳单片机具有高速度、低价、可靠、实用、体积小、功耗低等特点,用该单片机作为控制器比较合适,在硬件电路简单的前提下容易实现A/D、D/A转换、语音提示、PID运算等功能。   显示模块主要实现的功能是显示设置的电流输出值和其他人机交互信息。本部分可以采用七段数码LED显示器,实现显示数字、简单字母和小数点等信息,但由于其显示信息单一,人机交互不友好,在系统中采用字符型液晶显示屏LCDSMC1602A模块。该模块具有轻薄短小、低压微功耗、体积小、无辐射危险,平面直角显示及影像稳定不闪烁等优点。其方便用于显示字母、数字、符号等信息,而且不需要扩展过多外围电路,可由单片机直接进行控制输出显示。   电压-电流转换模块由精密运放与3个晶体管组成的达林顿管电路构成。转换电路利用晶体管平坦的输出特性和深度负反馈电路使输出电流稳定。如图2所示,此V/I转换电路的带负载能力强,电流输出范围达0~3A。输出电流Io经反馈电阻RF得到一个反馈电压Vf,Vf= V11-V12,通过R5、R6加到运算放大器的两输入端,设运放两端的电为V1、V2,Vi由单片机DAC输出。因为理想运放的输入电流约等于零,且V1=V2,则有V12[1-R6/(R2+R6)]+ViR6/(R2+R6)=V11R1(R1+R6)。由于V12=V11-Vf,则V11R2/(R2+R6)+(ViR6-VfR2)/(R2+R6)=V11R1/(R1+R5)。令R1=R2=10kΩ,R5=R6=1kΩ,则有Vf=ViR6/R2=Vi/10。若暂不考虑反馈时,Io=Vi/(10Rf)。 图2  V/I转换电路图   由此可见,输出电流的标定由D/A转换的输出电压Vi和Rf决定,为线性变换。Rf由大线径康铜丝制作,其温度系数很小(5×10-6/℃),大线径可以使其温度影响减至最小。3个三极管应选用大功率管TIP122,且使用散热片,以保证管子工作在线性区。   电压-电流转换模块的组成还有另外一种方案,采用3个运放构成输出电流可变的电流源,如图3所示。输出电流I=Vi/R1,为使R1两端的电压保持恒定,由差分放大器IC1b通过射随器IC1c监测R1两端的电位,此电位经IC1b的7脚加到比较器ICa的反相输入端与Vref比较。比较结果使比较器的输出端变化,直到平衡为止,即Vr1=Vi。电路中的电容用于补偿ICa的频率,减少控制环路的延时。只要R1=R2=R3=R4=R5,此电路的性能较好。但此电路的带负载能力不强,环路延时补偿对电路的稳定有较大影响。 图3  三运放V/I转换电路   系统键盘模块可以采用独立式连接方式或行列式(矩阵式)连接方式,该模块的功能主要完成对输出电流和其他信息的设定。直流稳压电源模块为整个系统供电;语音模块实现语音提示,使系统设计更具人性化,系统具有友好的工作界面。凌阳单片机内部集成有ADC、DAC、PLL、AGC、DTMF等模块,语音功能可由软件编程实现,不需要外接任何电路,有效的利用了系统资源。   系统工作及软件流程   在工作过程中,SPCE061A单片机将被预置的电流值通过换算进行D/A转换,以输出电压驱动V/I转换电路实现电路输出,并将该电流值对应的电压值通过闭环回路,经A/D转换后输入单片机系统,再通过PID算法调整电流输出。整个系统工作流程图如图4所示。 图4  系统工作流程图 [!--empirenews.page--] 统软件设计在凌阳十六单片机应用开发工具unSPIDE1.16.1中进行,采用凌阳单片机汇编语言和标准C语言对单片机进行编程。主要实现5个功能:(1)系统的初始化,包括各外围接口设备的初始化;(2)键盘输入;(3)D/A、A/D转换;(4)PID算法进行电流调整;(5)语音提示和电流显示。其主程序流程图如图5所示。 图5  主程序流程图   A/D转换部分程序主要用于将采样电阻采到的模拟电压信号转换为数字信号。采样信号由IoA6输入并直接送入缓冲器P_ADC_MUX_Data,在ADC自动方式被启用后,会产生一个启动信号,此时,RDY=0,DAC0的电压模拟量与外部的采样模拟比较,以尽快找出外部信号模拟量的数字量,A/D转换的结果保存在SAR内。当10位A/D转换完成时,RDY=1,此时,通过读P_ADC_MUX_Data单元可以获得10位A/D转换的数据。其IRQ1 中断服务程序的流程图如图6所示。 图6  IRQ1中断服务程序的流程图   PID算法程序主要用于修正实际输出的电流值和设定值的偏差,调节下一次的输出值,使输出更接近于设定值,提高精度。具体控制过程为单片机经A/D芯片读出实际电流Ik,然后和设定的电流Is比较,得出偏差值Ek=Is-Ik,单片机根据Ek的大小,调用PID公式,计算出本次电流调节的增量Δik,然后根据前一次的D/A转换后输出电流Iq-1,计算出本次电流的输出Iq。   离散增量PID的计算公式为   ΔIk=Kp[(Ek-Ek-1)+K1Ek+KD(Ek-2Ek-1+Ek-2)]   =Kp(Ek-Ek-1)+K1’Ek +KD’(Ek-2Ek-1+Ek-2)   式中,K1’= Kp.K1, KD’= Kp×KD,Ek为本次采样时刻的电流误差,Ek-1为上次采样电流误差,Ek-2为再次采样电流误差值。   为了测试系统运行的准确性和可靠性,将设定量与反馈量的进行测试对比,误差在0.01%之内,并且运行稳定,达到了预期目的,还增添了特色的音频播放设计。

    时间:2011-06-01 关键词: 电流 实现 电源技术解析 设计 dc 数控

  • 基于ATC51的新型数控直流电源设计

    摘要:针对目前的电源普遍存在输出恒定、精度较差的问题,设计了一种基于单片机的新型数控直流电源。主要分为电源模块,单片机控制模块,数码管、按键模块和PWM波输出驱动模块这4部分。首先通过键盘输入预期的电压值,单片机根据输入值输出不同占空比的PWM波,控制可控稳压芯片LM317的输出,输出结果在数码管上显示。在整个系统中,由专门的电源稳压模块提供稳定电压以减小误差。输出电压范围为0.00~15.00V,电流范围0.1 A,误差不超过5%,具有使用灵活、精度高、工作稳定,成本低的优点,适宜推广使用。 关键词:电源;单片机;ATC51;数控:PWM波     在各种电子设备中,电源是一种必不可少的仪器。随着科技的进步,电子设备逐渐综合化,复杂化,对电源部分使用的灵活性和精度都提出了更高的要求。     目前所用的电源大多是只有固定电压输出(例如常用的有:±5 V、±12 V或±15 V),其缺点是输出电压不可人为地改变,输出精度和稳定性都不高;在测量上,传统的电源一般采用指针式或数字式来显示电压或电流,搭配电位器调整所要的电压及电流输出值。若要调整精确的电压输出,须搭配精确的显示仪表监测;又因电位器的阻值特性非线性,在调整时,需要花费一定的时间,而且会产生漂移。市场上销售的数字可调电源成本较高,使用也不方便。     针对这一现象,本文提出了一种基于AT98C51单片机的新型数控直流电源。     键盘输入控制输出电压值,数码管显示输出电压值。输出电压范围0.00~15.00 V,电流范围0~1 A,输出电压的精度为百分位,误差小于0.5%。具有使用灵活,精度高,工作稳定,成本低的优点,适宜推广使用。 1 硬件电路组成及工作原理 1.1 系统硬件结构     系统硬件结构如图1所示。系统分为电源模块,单片机控制模块,数码管、按键模块和PWM波输出驱动模块4部分组成。电源模块主要由外接不可控电源和二级滤波电路组成PI型滤波电路;单片机控制模块主要由AT98C51单片机及其外围电路组成;数码管、按键模块包括数码管显示部分和键盘输入部分;PWM波输出驱动模块主要由稳压芯片LM317,三极管及其配套电路组成。本数控直流电源通过按键控制单片机产生PWM信号驱动级(三极管)的线性放大,来控制稳压芯片LM317的ADJ控制端口,通过调节其占空比对电容进行充放电实现能量转换,从而调节输出电压,最后通过数码管显示。各部分的电源由电源模块提供的稳压输出提供。本系统还可以通过串行口实现上位计算机和数字电源之间的通讯,人机交互图形用户界面(GUI)可以是设计人员按照计算机屏幕上的指示的步骤,通过选择参数来对电源电压,电流阀值与响应,软启动,容限,环路补偿的功能的管理工作,也可以通过按键来设定。 1.2 电源模块     电源模块是通过外部输入20 V的不可控电压输入,经过稳压管系统提供电源保证。LM78012是12 V的稳压芯片,输出12 V的稳定电压,提供给输出驱动模块LM317的输入级。LM7805是5 V的稳压芯片,提供稳定的5 V电压,提供给单片机的电压输入端。VD2为二极管串入,起保护作用,防止输入反极性时烧毁电路芯片。C9,C5,C12n,C6,C7,C3为滤波电容,阻值如图2所示,组成PI型二阶滤波电路,消除电源纹波的干扰影响。 [!--empirenews.page--] 1.3 单片机控制系统     本系统采用Atmel公司生产的AT98C51单片机。它是一种低电压、低功耗、高性能的CMOS 8位单片机,片内含8 kB可反复擦写的程序存储器和256 B的数据存储器。单片机及其必要的外围电路,包括复位电路和晶振电路如图3所示。     本系统使用AT98C51自带的PWM模块,通过内部定时器,采用脉宽调制技术。P1.0~P1.2作为输入端,输入3位按键控制量,P2.0~P2.7作为输出端,输出8位数码管信号,由P1.6口输出不同占空比的方波。这样将输入的外界光强的变化转化为输出的PWM波的占空比的变化。 1.4 数码管,按键模块     数码管显示模块:LED驱动显示用的是共阴极的4位显示数码管(MY5841AH),外带8位上拉电阻(510 R),提高贯穿电流,用于显示电源输出的电压幅度值,便于人机交互。     按键模块:用于外界输入设定电源初值与调节输出使用。S3为电压增加按钮,每按一下输出电压值增加0.01 V;S4为电压减小按钮,每按一下输出电压减小0.01 V;S5为备用按键。 1.5 PWM驱动输出模块     PWM为脉宽调制技术,不同的占空比来控制目标的动态变化,通常在线性调节、输出调节、电压调整以及电机控制方面都有很大的应用。如图5所示,此模块为电源核心模块。R5为上拉电阻,R1为限流电阻,为三极管基极提供稳定的PWM波型,起到稳定PWM输出的作用。风将三极管集电极输出的放大电流转化为电压,同时与高精度可控稳压芯片LM317的控制端ADJ和电容C10相接。通过对电容C10进行充放电实现能量转换,控制输出可调ADJ调节端口,即达到通过调节PWM波占空比来控制输出电压的目的。     PWM波占空比的改变,即改变稳压回路的三极管的导通时间及导通状态。以占空比从50%~100%的增加来举例说明。当占空比增加,三极管在一个周期内导通时间减少,C10充放电频率加快,放电时间减小,控制端输入电流增大,输出电压增大。本电源设定占空比范围即为50%~100%。     调节R6可以调节输入控制电压最高值的大小与最小值的范围。C8与C10均作为滤波电容,滤除高噪声,R8与R4为分压电阻,用于配合R6来校正输出值。其大小根据不同使用要求而定。 2 系统软件设计     系统的主要任务是根据按键的输入值,通过单片机控制输出PWM波占空比的改变,控制三极管的导通时间和导通状态,进而达到控制可控稳压芯片LM317输出电压的目的。系统软件设计的重点在于单片机的编程。系统主程序流程如图6所示。     单片机编程主要包括初始化程序,键盘处理程序,外部中断程序和PWM波输出程序等。初始化包括硬件的初始化和定时器的初始化;键盘处理程序主要包括键盘扫描和防抖动;外部中断程序起保护电路的作用;产生PWM波采用中断延时配合循环指令。     系统工作流程为:单片机上电复位,初始化系统内部定时器寄存器,固定输出的PWM管脚,系统按键值,通过内部定时器定时产生定器最小的中断时间,通过按键扫描程序检测需要输出的电压值和变量累加到达输出不同要求的占空比的方波,以控制稳压芯片控制管脚,并通过LED显示扫描程序显示实际输出电压值。[!--empirenews.page--]     其中有以下两点需要注意:     1)键盘在定时中断服务程序中读取,用中断间隔时间实现键盘去抖动,不必编写另外的延时程序,提高CPU的效率。键盘值存入数据缓冲区,在主程序中读数据缓冲区的内容。     2)外部中断为高优先级中断,编制子程序实现电源过流,短路保护时,要充分考虑到电源启动瞬间会产生数倍于额定电流的冲击电流,大约会持续3~5 ms,应在软件上采取措施,避免短路和电源开启的误判。确定电源过流、短路后,切断电源输出。间隔一段时间后,试接通电源开关,当发现过流、短路信号已消除,则恢复电源的输出,否则电源开关仍然保持断开。     核心程序代码:     中断函数产生PWM程序     3 测试数据分析     在实验室环境下,对该电源进行功能测试和误差分析。在输出范围1~15 V内共测试16组数据,平均间隔值为1 V。首先通过键盘输入预期值,同时记录输出显示值,再进行记录对比。数据如表1所示。由表1可见,在测试范围内输出误差在5%之内,在中间段误差相对较大。 4 结束语     本文设计了一种基于ATC51的新型高精度数控直流电源以解决传统数控直流电源价格昂贵,误差较大的问题。本电源通过键盘输入值控制单片机输出不同占空比的PWM波,进而控制可控稳压芯片LM317的输出。在整个系统中,由专门的电源稳压模块提供稳定电压以减小误差。输出电压范围为0.00~15.00 V,电流范围0~1 A,误差不超过5%,具有使用灵活,精度高,工作稳定,成本低的优点,适宜推广使用。

    时间:2011-04-19 关键词: 新型 直流电源 电源技术解析 基于 设计 数控 atc51

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