晶体管偏置计算 - 21ic电子网

尽管晶体管开关电路可以在无偏置电压下工作，但模拟电路无偏置电压工作却是不常见的。少数例子之一是“TR One，单晶体管收音机”，即TR One的第9章，其中包含一个放大的AM（调幅）检测器。请注意该电路中基极没有偏置电阻。在本节中，我们将探讨几种基本偏置电路，这些电路可以设定选定的发射极电流IE。在给定所需的发射极电流IE时，需要哪些值的偏置电阻，如RB、RE等？

基极偏置电阻

最简单的偏置方法是在基极和基极电源VBB之间连接一个基极偏置电阻。为了方便起见，可以使用现有的VCC电源而不是新的偏置电源。使用基极偏置的音频放大级的一个例子是“单晶体管晶体收音机……”（即晶体收音机的第9章）。请注意从基极到电池端子的电阻。下面图示显示了类似的电路。请为包含电池、RB和晶体管上VBE二极管压降的环路编写KVL（基尔霍夫电压定律）方程。请注意，我们使用VBB作为基极电源，即使它实际上是VCC。如果β值很大，我们可以近似认为IC=IE。对于硅晶体管，VBE≈0.7V。

基极偏置

硅小信号晶体管的β值通常在100到300的范围内。

示例计算：

假设我们有一个β=100的晶体管，为了产生1mA的发射极电流，需要多大的基极偏置电阻值？我们可以通过求解IE基极偏置方程，将β、VBB、VBE和IE代入，得出RB的值为930kΩ。最接近的标准值是910kΩ。

使用910kΩ电阻时的发射极电流是多少？如果我们随机得到一个β=300的晶体管，发射极电流又是多少？

使用标准值910kΩ电阻时，发射极电流的变化很小。然而，当β值从100变为300时，发射极电流会增加三倍。这在功率放大器中是不可接受的，因为我们期望集电极电压能够在接近VCC和接近地之间摆动。但是，对于从微伏到约一伏的低电平信号，可以将偏置点设定在β为（100·300）的平方根的173处。尽管偏置点仍然会漂移相当大的量，但低电平信号不会被削波。

基极偏置不适用于功率放大器中使用的高发射极电流。基极偏置的发射极电流不是温度稳定的。

热失控是由于高发射极电流导致温度升高，进而导致发射极电流增加，进而进一步增加温度的结果。

集电极反馈偏置

通过将基极偏置电阻的VBB端移至集电极（如下图所示），可以减少由于温度和β值变化而引起的偏置变化。如果发射极电流增加，则RC上的电压降也会增加，导致VC降低，进而减少反馈回基极的IB。这反过来又会减少发射极电流，从而纠正了最初的增加。

请为包含电池、RC、RB和VBE压降的环路编写KVL方程。将IC≈IE和IB≈IE/β代入。解出IE得到IE CFB-bias方程。解出IB得到IB CFB-bias方程。

集电极偏置

示例计算：

为一个发射极电流为1mA、集电极负载电阻为4.7KΩ且β=100的晶体管，找出所需的集电极偏置电阻。并找出集电极电压VC，它应该大致位于VCC和地之间的中点。

最接近460kΩ集电极偏置电阻的标准值是470kΩ。请找出使用470kΩ电阻时的发射极电流IE。并重新计算β=100和β=300时晶体管的发射极电流。

我们看到，当β值从100变化到300时，发射极电流从0.989mA增加到1.48mA。这比之前的基极偏置电路有所改进，后者在β值变化时，发射极电流从1.02mA增加到3.07mA。集电极反馈在β值变化方面的稳定性是基极偏置的两倍。

发射极偏置

在发射极电路中插入一个电阻RE（如下图所示）会导致退化，也称为负反馈。这可以抵消由于温度变化、电阻容差、β值变化或电源容差引起的发射极电流IE的变化。典型的容差如下：电阻——5%，β值——100-300，电源——5%。为什么发射极电阻能够稳定电流的变化？RE上电压降的极性是由集电极电池VCC决定的。电阻靠近(-)电池端的那端是(-)，靠近(+)端的那端是(+)。请注意，RE的(-)端通过VBB电池和RB连接到基极。RE中电流的任何增加都会增加施加到基极电路的负电压的幅度，从而降低基极电流，进而降低发射极电流。这种发射极电流的降低部分补偿了原始的增加。

发射极偏置

请注意，在上面的图中，用于偏置基极的是基极偏置电池VBB，而不是VCC。稍后我们将证明，使用较低的基极偏置电池时，发射极偏置更为有效。同时，我们为基极-发射极电路环路编写一个基尔霍夫电压定律（KVL）方程，并注意组件上的极性。我们将IB≈IE/β代入并求解发射极电流IE。这个方程可以解出RB，即上面的图所示的RB发射极偏置方程。

在应用RB发射极偏置和IE发射极偏置方程之前，我们需要为RC和RE选择值。RC与集电极电源VCC和所需的集电极电流IC有关，我们假设IC大致等于发射极电流IE。

通常，VC的偏置点设置为VCC的一半。不过，也可以设置得更高一些，以补偿发射极电阻RE上的电压降。集电极电流是我们所需或选择的任何值。它可能从微安到安培不等，具体取决于应用和晶体管的额定值。我们选择IC = 1mA，这是小信号晶体管电路的典型值。

示例计算：

我们为RC计算一个值，并选择一个接近的标准值。发射极电阻通常是集电极负载电阻的10-50%，这样通常可以很好地工作。

计算得出RB的阻值为883kΩ，我们选择了接近的870kΩ。在β=100时，IE为1.01mA。

在β=300时，发射极电流如下表所示。

β=100和β=300时的发射极电流比较。

上表显示，在VBB = 10V时，发射极偏置在稳定发射极电流方面做得并不是很好。发射极偏置的示例比之前的基极偏置示例要好一些，但优势并不明显。实现有效发射极偏置的关键是将基极电源VBB降低到更接近发射极偏置的量级。

简单估算，发射极电流乘以发射极电阻为：IERE = (1mA)(470Ω) = 0.47V。此外，我们还需要克服VBE = 0.7V的压降。因此，我们需要VBB > (0.47 + 0.7)V 或 > 1.17V。如果发射极电流发生偏离，这个数值将相对于固定的基极电源VBB发生变化，从而导致基极电流IB和发射极电流IE的校正。对于VB > 1.17V，一个合适的值是2V。

计算得出的基极电阻为83kΩ，远低于之前的883kΩ。我们从标准值列表中选择了82kΩ。使用82kΩ的RB时，β=100和β=300的发射极电流分别为：

将VBB=2V时，β=100和β=300的发射极偏置电路的发射极电流与下表中之前的偏置电路示例进行比较，我们可以看到在1.75mA时有了显著的改善，尽管不如集电极反馈的1.48mA那么好。

β=100和β=300时的发射极电流比较。

为了改善发射极偏置的性能，可以增加发射极电阻RE，降低基极偏置电源VBB，或者两者都进行。

作为示例，我们将发射极电阻加倍至最接近的标准值910Ω。

计算得出的RB = 39kΩ是一个标准值电阻。无需为β = 100重新计算IE。对于β = 300，IE是：

使用910Ω发射极电阻的发射极偏置电路的性能得到了显著改善。请参见下表。

β=100和β=300时的发射极电流比较。

作为练习，我们重新设计了发射极偏置电路，将发射极电阻恢复为470Ω，并将基极偏置电源降低到1.5V。

33kΩ的基极电阻是一个标准值，β = 100时的发射极电流是合适的。β = 300时的发射极电流是：

下表将练习结果（1mA和1.38mA）与之前的示例进行了比较。

β=100和β=300时的发射极电流比较。

下图中重复了发射极偏置方程，并为了更高的准确性包含了内部发射极电阻。内部发射极电阻是晶体管封装内发射极电路中的电阻。当（外部）发射极电阻RE较小或甚至为零时，这个内部电阻rEE很重要。内部电阻REE的值是发射极电流IE的函数，如下表所示。

rEE的推导

作为参考，下图中将26mV的近似值列为rEE的方程。

包含内部发射极电阻rEE的更精确的发射极偏置方程可以通过编写KVL方程来推导。或者，可以从之前的图中的IE发射极偏置和RB发射极偏置方程开始，将RE替换为rEE+RE。结果分别是上面图中的IE EB和RB EB方程。

重新计算之前发射极偏置示例中的RB，包含rEE，并比较结果。

在计算中包含rEE会导致基极电阻RB的值降低，如下表所示。RB的值低于标准值82kΩ电阻，而不是高于它。

包含rEE对计算RB的影响

发射极偏置的一个问题是，输出信号的大部分会降落在发射极电阻RE上（如下图所示）。这个发射极电阻上的电压降与基极串联，并且与输入信号的极性相反。（这与增益小于1的共集电极配置类似。）这种退化会严重降低从基极到集电极的增益。对于交流信号放大器，解决方案是使用电容器旁路发射极电阻。由于电容器对交流信号是短路的，因此可以恢复交流增益。然而，直流发射极电流仍然会在发射极电阻上发生退化，从而稳定直流电流。

需要旁路电容Cbypass来防止交流增益降低。

旁路电容的值取决于要放大的最低频率。

对于射频，Cbypass会很小。对于扩展到20Hz的音频放大器，它将会很大。旁路电容的一个“经验法则”是，其电抗应为发射极电阻的1/10或更小。电容器的设计应能够容纳要放大的最低频率。覆盖20Hz至20kHz的音频放大器的电容器将是：

请注意，旁路电容不会旁路内部发射极电阻rEE。

稳定的发射极偏置需要一个低电压的基极偏置电源，如下图所示。除了基极电源VBB之外，还可以选择基于集电极电源VCC的电压分压器。

电压分压偏置使用电压分压器替换了基极电池。

设计技巧是先完成一个发射极偏置设计，然后利用戴维南定理将其转换为电压分压偏置配置。[TK1]这些步骤在下图中以图形方式展示。绘制电压分压器时不分配具体值。将分压器与基极分离。（晶体管的基极是负载。）应用戴维南定理以得出单个戴维南等效电阻Rth和电压源Vth。

戴维南定理将电压分压器转换为单个电源Vth和电阻Rth。

戴维南等效电阻是从负载点（箭头）到电池（VCC）被降低到0（接地）时的电阻。换句话说，就是R1与R2并联（R1||R2）。戴维南等效电压是开路电压（移除负载）。此计算通过电压分压比方法进行。通过从Rth和Vth的两个方程中消去R2来得到R1。R1的方程是根据已知量Rth、Vth和Vcc得出的。请注意，Rth是发射极偏置设计中的偏置电阻RB。R2的方程是根据R1和Rth得出的。

将之前的发射极偏置示例转换为电压分压偏置。

发射极偏置示例已转换为电压分压偏置。

这些值之前是为发射极偏置示例选择或计算的。

将VCC、VBB和RB代入，得到电压分压偏置配置中的R1和R2。

R1的标准值为220K。与38.8k最接近的标准值R2为39k。这不会改变IE到足以让我们计算它的程度。示例问题1。计算下图中共源共栅放大器中的偏置电阻。VB2是共射极级的偏置电压。VB1是一个相当高的电压，为11.5V，因为我们希望共基极级将发射极保持在11.5-0.7=10.8V，即大约11V。（考虑到RB1上的电压降后，它将是10V。）即，共基极级是负载，代替共射极级集电极的电阻。我们希望发射极电流为1mA。

共源共栅放大器的偏置。

将共源共栅放大器的基极偏置电阻转换为由20V VCC驱动的电压分压偏置电阻。
最终电路图显示在“实用模拟电路”一章的“A类共源共栅放大器...”部分，第9章，共源共栅放大器。
复习：
请参考下图。
选择偏置电路配置
为预期应用选择RC和IE。RC和IE的值通常应将集电极电压VC设置为VCC的一半。
计算基极电阻RB以实现所需的发射极电流。
如果需要使用标准值电阻，请重新计算发射极电流IE。
对于电压分压偏置，首先进行发射极偏置计算，然后确定R1和R2。
对于交流放大器，与RE并联的旁路电容可提高交流增益。将XC设置为≤0.10RE，以适用于最低频率。