详述C类功放 - 21ic电子网

数十年来，为满足不同应用的目标，已开发出多种功率放大器拓扑结构。一些功率放大器类别，包括我们将要讨论的类别，都是基于其导通角（θc）来定义的。导通角表示放大器射频晶体管处于开启状态的输入周期的比例。

本系列之前的文章讨论了A类和B类放大器。在A类放大器中，晶体管始终处于开启状态。因此，该放大器的导通角为360度。而在B类放大器中，晶体管仅在信号周期的一半时间内导通，因此导通角为180度。

我们了解到，通过减小导通角，我们可以将效率从A类阶段的50%提高到B类放大器的78.5%。但如果我们进一步减小导通角，效率会发生什么变化呢？

导通角小于180度的功率放大器被称为C类放大器。在本文中，我们将研究C类放大器的工作原理，并探讨导通角进一步减小对各种功率放大器性能参数的影响。最后，我们将通过经典的统一分析来比较A类、B类和C类放大器的性能。

C类放大器中的电流和电压波形

在C类放大器中，晶体管的导通时间少于输入周期的一半。在窄脉冲的刺激下，晶体管在输出端产生一个短电流脉冲。图1中的橙色曲线展示了C类放大器在导通角为θc时的一个集电极电流周期。

图1. 导通角为θc的C类放大器的电流波形

如上所示，当晶体管处于闭合状态时，输出电流为一段正弦波，而当晶体管截止时，输出电流为零。完整的正弦波（上面的蓝色曲线）具有一个负偏移量IQ和幅度IRF。这里的直流偏移量IQ类似于线性放大器中的偏置电流，但在C类放大器中它是负的。因此，输出电流可以用以下表达式描述：

其中，θ对应于水平轴上的位置。

通过改变IQ，我们还可以产生A类和B类放大器的波形。例如，当IQ=0时，导通角为180度（B类）。因此，我们可以使用上述波形来研究正在讨论的A类、B类和C类这三种放大器的性能。

图2比较了接近理想状态的A类、B类和C类放大器的晶体管电流和输出电压波形。

图2. A类、B类和C类放大器的电流（a）和电压（b）波形

A类放大器的晶体管电流和输出电压波形均为正弦波。尽管在B类和C类放大器中，晶体管电流仅为正弦波的一部分，但由于B类和C类放大器输出端存在高品质因数（Q值）谐振电路，这些工作模式的输出电压也可以近似为正弦波。

C类放大器原理图

图3展示了C类放大器的基本电路原理图。放大器输出端的高品质因数（Q值）谐振电路用绿色标出。

图3. C类放大器的基本原理图

根据我们为晶体管选择的静态偏置点，上述原理图也可用于构建A类放大器或单晶体管B类放大器。A类放大器是这三种类型中最线性的，它可能使用Q因子相对较低的谐振电路。

在线性度的另一端，C类放大器在输出端产生一系列短电流脉冲。高品质因数（Q值）谐振电路会短路输出电流谐波，并减少因不可避免的非线性而产生的带外辐射。请注意，高品质因数谐振电路必然意味着窄带操作。

波形分析

在分析C类放大器时，我们做出以下假设：

输出电压可以近似为正弦波形。这需要一个理想的谐振电路来短路输出电流的所有高次谐波。
集电极电流波形是正弦波的一部分。这实际上仅在低频时成立。

尽管这些假设在实践中不一定成立，但它们使我们能够简化电路分析。考虑到这一点，让我们来考察C类放大器的性能。

由于高品质因数（Q值）谐振电路的存在，只有基频功率才会实际传递到负载。因此，为了找到输出功率，我们需要分析输出电流波形的频率成分。通过改变波形的时间原点，我们可以使分析变得更简单。图4是波形关于垂直轴对称的结果。

上述波形可以用余弦函数来描述：

利用傅里叶级数，我们可以将输出电流表示为其组成频率分量的形式：

其中，an表示第n次谐波的傅里叶系数。为了找到C类放大器的效率和输出功率，我们只需要电流波形的平均值（a0）和基频分量（a1）。省去复杂的数学推导，结果如下，分别由方程4和方程5给出：

和

其中，ϕ等于导通角的一半（ϕ = θc/2）。

图5绘制了平均分量和基频分量与导通角的关系图。

图5. 平均分量和基频分量与导通角的关系图

该图显示了a0和a1系数相对于IM（或等效地，假设IM为单位1）的归一化图。我们稍后会回到这些结果。不过，首先让我们来计算C类放大器的效率。

C类运行的效率

假设高品质因数谐振器消除了高次谐波分量，则交流输出电压可以根据方程5计算为：

其中，RL是负载的电阻。

因此，负载上获得的平均功率为：

为了计算电源提供的功率，我们将从电源中抽取的电流的平均值乘以电源电压。电流的平均值为a0，因此产生：

从方程7和方程8中，我们可以计算出效率：

在适当的负载电阻下，电流的基频分量会产生允许的最大电压摆幅。最大电压摆幅的幅度为VCC。因此，根据方程6，当满足以下条件时，效率达到最大：

结合方程10和方程9，我们可以计算出最大效率为：

最后，将方程4和方程5代入上述方程中，我们得到：

这个方程在图6中进行了绘制。

图6. 最大效率与导通角的关系图。

示例：为C类放大器选择最大电流规格

我们知道，晶体管在可处理的最大电压和电流水平，以及在不损坏的情况下可承受的最大功率方面都是有限的。确定一个C类放大器的最大晶体管电流，该放大器在85%的最大效率下向50Ω负载提供25W的功率。忽略晶体管的饱和效应，并假设电源电压（VCC）为12V。

输出电流的基本分量（a1）决定了向负载提供的功率。根据方程7，我们有：

在这个例子中，我们是在最大效率下工作的。因此，我们知道RLa1 = VCC（方程10）。由于VCC = 12V，我们有RLa1 = VCC = 12V。将12V的值代入方程13，我们可以得到基频分量的幅度：

从图7中，我们再现了最大效率与导通角的关系图，观察到ηmax = 85%对应于θc = 147度。

图7. 在θc = 147度时达到85%的最大效率

在导通角为θc = 147度时，a1的归一化值为0.45（图8）。

图8. 在θc = 147度时，归一化的基频分量为0.45。

换句话说，我们有：

晶体管应能承受的最大电流为9.27A。晶体管所经历的最大电压为24V，即电源电压的两倍（2VCC = 2 × 12V = 24V）。

比较A类、B类和C类操作

接下来，让我们稍微拓宽一下视野，看看改变导通角如何影响以下性能参数：

电源功率。
输出功率。
最大效率。

从电源中抽取的功率如何随θc变化？

图5显示，随着导通角从360度（A类操作）减少到180度（B类），再到0度，输出电流的直流分量单调递减。

如果我们考虑图4中的电流波形，这一点是有道理的。较小的导通角意味着电流非零的区域较小，这也对应于较小的平均值。因此，减小导通角会降低平均值和从电源中抽取的直流功率。

负载上获得的功率如何随θc变化？

图5中的基频分量表现出更有趣的行为。在360度时，基频分量值为0.5。随着我们将导通角从360度减小到180度，基频分量略有上升。

然而，在180度时，基频值再次为0.5。这意味着在相同的晶体管规格和电源电压下，A类和B类放大器级产生相同的最大输出功率。

那么C类操作区域呢？如果我们将方程10代入方程7，可以观察到最大输出功率与a1成正比。从图5中可以看出，随着θc接近零，a1也接近零。因此，C类放大器的输出功率也降至零。这是C类操作的一个显著缺点。

C类放大器效率如何随θc变化？

在C类工作区域中，随着导通角的减小，平均分量和基波分量都会下降。从公式11中，我们知道最大效率（ηmax）与基波分量与平均值的比值成正比。同时，通过观察图6可以直观地确认，随着导通角的减小，ηmax增加。当导通角趋近于零时，效率接近100%。

尽管这一结果初看起来令人振奋，但请注意，对于相同的输入功率，C类放大器的输出功率远低于A类或B类放大器。例如，如果一个配置在C类放大器中产生的功率仅为相同设备在A类放大器中产生功率的一半，即使其效率高达95%，其实用价值也非常有限。

C类放大器的缺点

C类配置存在几个其他局限性：

电流需求大：对于给定的输出功率，C类放大器中使用的晶体管必须处理比A类或B类放大器中晶体管更大的电流。随着我们减小导通角以提高效率，这一问题会变得更加严重。
设备尺寸与带宽限制：更大的最大电流意味着我们需要更大的设备，这会导致较低的匹配带宽。
非线性特性：C类配置比A类或B类放大器具有更强的非线性特性。
高击穿电压要求：C类级需要具有高击穿电压的晶体管。
谐波抑制要求高：与A类或B类放大器相比，C类级需要更高Q值的谐振电路来抑制谐波分量。