克服射频设计挑战：策略与解决方案

射频（RF）系统是所有无线通信技术的核心，能够实现数据在空中的无缝传输与接收。这类系统由三大核心组件构成：发射端、接收端和天线。发射端将数字信号转换为高频模拟信号并向空间辐射，接收端负责捕获这些信号（通常已衰减和失真）并将其恢复为可用形式，而天线则作为电能与电磁能的转换接口，在信号收发过程中发挥着关键作用。本文将从信号处理基础原理到提升通信距离、效率和整体可靠性的实际优化手段，全面解析射频系统的组成架构、性能指标与设计考量。

一、射频系统的基本原理

射频（RF）系统负责在A点与B点之间实现无线信号的传输与接收，其核心组成包括：

发射端

• 功能：

• 将数字比特序列转换为模拟基带信号；

• 对此模拟信号进行调制并转换至射频频率；

• 通过放大、阻抗匹配及滤波处理，最终通过天线辐射信号。

接收端

• 功能：

• 放大接收到的微弱信号；

• 将信号解调并还原至基带频率。

• 特性：接收端的功能与发射端呈逆向互补关系。

天线

• 核心作用：

• 在发射端，以最高效率将电能转换为电磁能；

• 在接收端，以最高效率将电磁能重新转换为电能。

当接收端解码后的信息与发射端原始信息基本一致时（允许特定应用场景下存在一定误码率，例如每接收100比特允许1比特错误，或每接收100个数据包允许1个解码错误），即可判定该射频系统有效。

发射端（Transmitter）

发射端的主要功能是将数字基带信号上变频至射频频率，并提升至足够的功率强度。其典型架构如下：

• 基带信号生成：将数字比特序列转换为模拟基带信号。

• 调制与变频：对基带信号进行调制，并将其搬移至射频频段。

• 信号优化：通过功率放大、阻抗匹配及滤波处理，确保信号可通过天线高效辐射

接收端（Receiver）

接收端需处理路径中因干扰（同频或邻频）而衰减或失真的微弱电磁信号，其核心任务是从复杂噪声中提取并恢复有效信号。传统接收端的基本架构如下：

• 滤波器：滤除邻近频段的干扰信号。

• 低噪声放大器（LNA）：通过增益和低噪声系数，将信号放大至可解码的强度。

• 混频器：将射频信号与本地载波混频，下变频至基带或近零中频（NZIF）。

• 模数转换器（ADC）：将模拟信号转换为数字比特流。

  

  收发机（Transceiver）

  收发信机是发射端（Transmitter）与接收端（Receiver）的集成化组件，封装于同一芯片内。

  

• 其核心模块包括：

• 频率合成模块：生成用于上下变频的本地振荡信号，依赖外部参考时钟（如晶振XO或温控晶振TCXO），其精度直接影响射频信号的频率稳定性。

  天线

  在设计射频系统时，我们需要将电能转换为电磁能，使其能够（通常通过空气）传播。实现这种能量转换的核心元件是天线。在大多数采用收发器解决方案的应用中，同一根天线会同时承担发射和接收功能。天线对于确保最佳辐射性能起着决定性作用。

  天线的特性通常通过以下参数表征：

  理想情况下，天线应通过设计在其目标射频频率上实现谐振（即呈现最小损耗）。其带宽可定义为损耗被最小化的频率范围。S11参数用于测量回波损耗，即验证大部分注入信号是否被有效辐射。

  需特别注意：

  

• 谐振频率

• 特征阻抗

• 带宽

1. 绝大多数天线并非按50欧姆阻抗标准设计，因此必须使用匹配电路。该电路需同时调节谐振频率，并使天线阻抗与收发器射频前端的50欧姆阻抗匹配。

2. 仅凭阻抗匹配不足以评判天线的质量优劣。

方向性、效率与增益
方向性：指天线在发射时能将能量集中辐射至特定方向，或在接收时更有效地从特定方向捕获能量的能力。
效率（Eantenna）：表示天线实际辐射的能量与其馈电点输入能量的比值。
增益（G）：为效率（Eantenna）与方向性（D）的乘积，通常以标准天线（如各向同性天线）为参考值给出。

II. 射频常用定义与单位

a. dBm
在射频领域，通常采用对数标度进行度量。由于分贝（dB）是相对值而非绝对值，因此引入"dBm"（"m"代表毫瓦）作为以1毫瓦为基准的绝对功率单位。

功率换算公式：
dBm = 10×log(毫瓦功率值/1mW)

采用对数标度具有显著优势：

• 简化系统增益与损耗的计算（直接进行加减运算）

• 便于直观理解功率变化关系

应用示例：
"天线输入端功率为16dBm，天线损耗3dB，则辐射功率为16-3=13dBm"

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b. 接收机灵敏度与选择性
灵敏度
定义：接收端能正确解码数据的最小输入功率。

测试方法：

1. 逐步降低接收端输入功率

2. 直至达到指定误码率（BER）或误包率（PER）阈值

3. 例如ETSI标准规定灵敏度阈值为0.1% BER

关键限制因素：

• 灵敏度不能低于系统噪声基底（Noise Floor）

• 有效信号必须高于噪声水平一定幅度（即最小信噪比SNR）才能被正确解调

• 不同调制方式对应不同SNR需求：

• FSK调制：约9dB（1% BER时）

• OOK调制：约12dB（1% BER时）

选择性
定义：与灵敏度类似，但需在强干扰源（近端或远端）存在时，测试接收机在恶劣环境下的抗干扰能力。

关键应用场景：

• 医疗等敏感领域需满足ETSI或Wireless-MBUS标准中定义的接收机类别

• 干扰类型分类：
  相邻信道选择性：干扰源频率接近目标信道（如相邻/隔邻信道）
  带外阻塞：干扰源超出接收机工作带宽范围

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c. 发射机输出功率与谐波
发射机性能主要通过以下两类指标表征：

1. 基波输出功率
   指发射机在目标工作频率（基频）上的有效辐射功率

2. 杂散信号抑制
   评估发射机产生的非预期辐射信号，主要包括：

• 互调产物：由芯片组内部元件（晶振、压控振荡器等）频率重组产生的非线性干扰

• 谐波：基频整数倍频率处的辐射（n×f0），属于杂散信号的特例

d. 射频链路预算
在射频通信系统中，通信距离的覆盖能力是核心评估指标，其取决于以下关键参数：

1. 发射机输出功率（Ptx)
   

   发射端天线馈入的有效辐射功率

2. 接收机输入功率（Prx）
   接收端天线接口处的有效接收功率

3. 接收机灵敏度（S）
   维持可靠通信所需的最小接收功率（参见前文定义）

4. 发射天线增益（Gtx）
   发射端天线的方向性增益

5. 接收天线增益（Grx）
   接收端天线的方向性增益

6. 自由空间路径损耗（FSPL）
   电磁波在自由空间传播时的能量衰减，计算公式：

FSPL (dB)=20log⁡10(d)+20log⁡10(f)+32.45

其中：

• d = 传输距离（km）

• f = 工作频率（MHz）

射频通信可行性条件与链路预算分析

当接收机输入端的信号功率（Prx
）达到或超过其灵敏度阈值（S）时，射频通信链路方可建立。该条件可通过以下公式表达：

公式1：

Prx=Ptx+Gtx−FSPL+Grx>S

• Ptx：发射机输出功率（dBm）

• Gtx: 发射天线增益（dBi）

• Grx: 接收天线增益（dBi）

• FSPL: 自由空间路径损耗（dB）

• S: 接收机灵敏度（dBm）

链路预算表征系统功率裕量，计算公式为：
公式2：

链路预算=Ptx−S+Gtx+Grx

工程意义：
该值需大于FSPL与额外损耗（如电缆损耗、极化失配等）之和，以确保可靠通信。

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自由空间路径损耗（FSPL）近似模型
公式3：

FSPL (dB)=20log⁡10(d)+20log⁡10(f)+92.45

变量说明：

• dd: 传输距离（公里，km）

• ff: 工作频率（千兆赫兹，GHz）

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理论最大通信距离估算
联立公式1与公式3，可推导自由空间下射频链路的理论最大距离：

应用示例：
若某系统参数为 Ptx=20dBm,S=−100dBm,Gtx=Grx=3dBi,f=2.4GHz




，则理论最大距离约为：

注：实际部署需考虑多径衰落、障碍物遮挡及法规限制，通常取理论值的50%-70%作为设计基准。

应用示例与传播环境分析

理论计算示例
给定参数：

• 接收机灵敏度 S=−110 dBm
  

• 发射功率 Ptx=+16 dBm
  

• 天线增益 Gtx=Grx=0 dBi

• 工作频率 f=0.868 GHz

根据自由空间模型（公式3）：

FSPL=20log⁡10(54)+20log⁡10(0.868)+92.45≈118 dB

代入链路预算公式：

Prx=16−118+0+0=−102 dBm>S(−110 dBm)理论最大距离D理论=54 公里

那些自由空间损耗条件在现实生活中永远不会出现，而真实的射频传输距离会更低。我们可以区分三种主要传播条件：

视距范围：最佳户外无遮挡环境
城市范围：存在建筑物和障碍物，产生多径传播/吸收效应
室内范围：墙体、混凝土结构、门体及邻近金属物体会影响覆盖范围
针对每种传播路径，我们可以在网络上找到一些相对贴近现实的评估工具。使用相同数据集，我们得到如下参考结果：

计算距离	传播条件
54 km	自由空间路径损耗
7.1 km	视距
0.33 km	城市环境
0.06 km	室内环境

为何需要通过优化所有功率传输（输出功率与接收灵敏度）和天线增益来实现最大传输距离？

让我们以"视距传播"为例，观察射频链路预算下降时传输距离的衰减情况：

射频链路预算衰减	计算距离
0 dB（基准值）	7.1 km
-1 dB损耗	6.4 km
-2 dB损耗	5.9 km
-3 dB损耗	5.4 km
-6 dB损耗	4.1 km
-10 dB损耗	2.8 km

提升1-2 dB的输出功率或接收灵敏度极为困难，但若选择效率低下的劣质天线，却极易造成3-4 dB甚至更大的损耗。因此必须确保所有功率传输环节的最优化，这需要通过射频组件的精确匹配和滤波来实现。

e. 阻抗、匹配与滤波

射频设计的关键要素包括：

实现射频模块间的阻抗适配：

• 确保能量传输最大化（如天线匹配、功率放大器匹配）

• 通过滤波器（低通、高通、带通）选择/抑制特定频段

通常需要在射频输出功率、杂散抑制和接收灵敏度之间进行权衡。为此，一般使用纳亨级射频电感和皮法级电容等分立元件。这类元件存在公差（标称值偏差）和品质因数（表征固有损耗）特性，例如线绕电感比多层电感损耗更低但成本更高。

现有工具可通过史密斯圆图法，指导如何将"非50Ω阻抗"匹配至50Ω负载。例如：某天线在目标谐振频率呈现12.5+j10的复阻抗，可通过匹配网络实现阻抗转换。

Step 1: 串联 2nH 电感的阻抗分析

步骤 2 分析：并联 6.2 pF 电容后的情况

这些工具仅作拓扑结构参考，但为设计提供了良好的起点。由于实际形态的PCB布局、元件选择及接地处理的影响，可能需要对元件数值进行微调。

示例1：Sub-GHz频段物料清单优化

某客户希望在保证谐波抑制余量的前提下，最大限度精简发射链路（TX）元件数量，以实现物料清单整体优化。

初始方案：
客户原始PCB采用线绕射频线圈，对二次谐波抑制具有20 dB以上的余量。

方案分析：
当前实现的谐波抑制余量采用了以下结构：

1. 两级串联LC滤波器

2. 一级LC陷波电路

3. 末端并联电容用于滤除高频分量

已完成工作：

对该电路进行仿真后，我们得到了如下响应：

对于二次谐波（H2），该电路实现了略超过 30 分贝的抑制。这一巨大的余量使我们能够：

• 去掉一个 “LC” 串联滤波器；

• 选用低品质因数（Q 值）的射频线圈（多层线圈，采用的技术成本更低）；
• 重新调整元件参数。

分析：
当然，移除一个“LC”低通滤波单元会抬升谐波水平，但此时系统仍满足：

• 谐波抑制余量 > 12 dB（高于射频标准要求） → 完全可接受

• 减少一级串联LC单元可降低插入损耗 → 实测输出功率提升约1 dB

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示例2：BLE电流消耗优化

问题背景：
客户在辐射模式下测得设备电流消耗过高，希望通过优化延长电池寿命。

初始数据：

• 发射脉冲期间峰值电流高达9.5 mA → 显著高于意法半导体（ST）参考设计的典型值

意法半导体（ST）参考设计：在相同的工作阶段，电流约为 7.5 毫安。

两块印刷电路板（PCB）之间存在较大的电流消耗差异（约 25%）。排查方向：

围绕天线匹配电路展开系统性排查。在保留原始匹配网络（L5/C19）的前提下，于天线输入端测量了S11参数，但测量时排除了射频滤波器其他组件的影响。

测试结果
测试表明，天线在目标BLE（蓝牙低功耗）频段远未达到谐振状态，需重新调谐以最小化工作带宽内的损耗。

已实施措施
通过调整天线匹配组件参数，优化天线谐振特性，使其在目标带宽内恢复良好谐振性能。

结果:

工作阶段的电流消耗现已恢复至预期水平，从而使客户能够按计划延长电池使用寿