用于IEEE 802.11b/g WLAN直接下变频接收机的射频前端设计

近年来，无线终端凭借低成本、低功耗和便于组网的优越性逐渐成为校园、机场、医院和家庭接人因特网的首选方案，无线接入技术得到迅速发展和广泛应用。无线收发模块的设计研究已成为一个重要研究方向。

本文介绍了一种应用于IEEE 802.11b／g无线局域网标准的2.4 GHz ISM单片CMOS接收机射频前端设计。IEEE 802.11b是目前市场上主流产品标准，而IEEE 802.11g则是IEEE 802.11系列的核心标准之一，它兼容另外两个核心标准IEEE 802.11a和IEEE802.11b，即同时支持IEEE 802.11a的OFDM(正交频分复用)和IEEE 802.11b的CCK(补码键控)编码的DSS(直接序列扩频)调制方式。本文中设计的接收机应用于DSS调制方式。

1 系统结构

考虑到低成本、低功耗和高集成度，针对IEEE802.11b／g本身宽信道带宽特性，本文采用直接下变频接收机结构。随着电路技术和工艺的进步，直接变频所固有的问题得到很大改善。尤其是直流偏移和1／f闪烁噪声问题，现在都能有效地降低它们的影响。

表1列出了近期设计的射频前端性能总结。

图1给出了接收机的系统结构，包括低噪声放大器、I／Q下变频器、去直流耦合电路、基带线性放大器和信道选择滤波器。

DSS标准包含11个2 MHz带宽的子信道，总的信道带宽为22 MHz。如果在保证误帧率在8×102情况下，要达到灵敏度为-80 dBm，那么，

kNF+RSNR=174 dBm-10log(22 MHz)-80 dBm=20.6 dBm

式中：KNF为噪声系数；RSNR为信噪比。

针对需要的FER，假设RSNR≈10 dB，再考虑到射频滤波器约2 dB损耗，接收机的要求低于8.6 dB。

标准还要求在接收信号-74 dBm时，具有40 dB的邻近信道抑制能力，鉴于此，接收机的输入1 dB压缩点要达到至少-30 dBm左右。

2 电路实现

2.1低噪声放大器

图2给出了低噪声放大器电路具体实现。电路采用典型的差分Cascode结构，增加对片上干扰抑制，减少源极寄生电感影响，另外，还能提高CMRR(共模抑制比)。不过，相对于单端输入单端输出，差分结构带来更大的功耗。

下面只分析放大器对称的左半部分，它是一个窄带Cascode结构低噪声放大器，这种结构能得到更好的噪声性能。Ls和Ld采用片上电感，Lc、Lg由键合电感实现。M1、M3是跨导晶体管，共栅连接的M2、M4提高输出输入之间的隔离，并减少M1、M3漏极电容Cgd的密勒效应。电容Cd、Cout和Ld调节输出匹配并起到与次级电路隔直的作用。

当然，除此之外，在优化电路时还应该考虑到电容Cs的影响，但式(1)、式(2)给出了各元件对电路性能的影响趋势，这点在设计电路时具有指导意义。

仔细选择器件参数，得到0.84 dB的噪声系数。从图3的仿真结果可看出，电路优化结果使kNF非常接近kNFmin。

用电感Le代替传统的尾电流源提高差分电路的共模抑制比，这样可以节省直流电压裕度。

下式给出了CMRR(记为RCMRR)的参考公式：

式中：ZA为差分对管虚地点对地的阻抗。

电感采用键合电感，因为它有高Q值和节省芯片面积的优势。

仔细地在功耗与性能之间获取均衡，实现的低噪放噪声系数为0.84 dB，增益为16 dB，S11<-15 dB，直流电压1.8 V时电流为7.6 mA。

2.2 I／Q下变频器

图4给出了I／Q正交下变频器的一路混频器。混频器的设计需要仔细选择每一个参数来平衡增益、线性度与噪声之间的矛盾。由于处于接收机射频信号最强处，往往混频器对线性度的要求很高。本文采用Gilbert单元有源双平衡混频器，具有较高的各端口之间的隔离度。跨导级晶体管源极直接接地，以提高混频器的线性度。电路中还采用电流注入技术，以降低混频器开关管的低频噪声，同时可以增大跨导级电流，改善线性度。

Gilbert单元的IIP3可以表示为：

式中：I和K分别是跨导电路的偏置电流和跨导参数。

当本振信号是正弦波时，与开关对管有关的噪声为：

式中：A为本振信号的幅度；ISW为开关对管的偏置电流。

分析式(4)和式(5)，需要增大跨导差分对管的偏置电流来提高混频器的线性度，同时又必须减小开关对管的偏置电流来降低开关噪声，因此，需要采用电流注入技术来解决二者之间的矛盾。

2.3 交流耦合

直流偏移的解决是直接下变频结构的难点之一。这里可以采用一个去直流的高通滤波器，该滤波器具有很低的拐角频率。

图5描述了文献[2]的研究结果关于高通滤波器的拐角频率对传输数据恢复的影响。

研究结果表明，当高通滤波器的fC为传输数据速率的0.1％时，数据能够被正确地传输和恢复。针对IEEE 802.11接收机fC设计应该达到10 kHz。

图6是交流耦合高通滤波器的具体实现电路。采用线性区MOS器件提供兆欧级电阻，可以节省电阻面积。

设计偏置电路，使M1工作在饱和区，M2工作在线性区，那么，

如果L2=L1，W1=W2，则Ron2=g-1m1。降低gm1，就可以得到很大的Ron2。

电路设计时需要注意2个问题：一是M1和M2开启电压的失配，因此需要将晶体管过驱动电压设计大于200 mV抑制失配的影响；二是由于输入信号电平导致M2的Ron2变化，幸运的是，鉴于信号波形特性，信道内的失真容限很高，而耦合电容在邻信道频率呈现较低阻抗，信道外失真较大。

2.4 基带线性放大器

图7是基带线性放大器和差分高通滤波器的完整电路。

与图6不同的是，M2、M3共用一个M1晶体管做偏置。基带放大器采用单管直接带负载电阻输出，以提高电路的线性度，改善系统整体性能。

2.5 信道选择滤波器

图8是简单的信道选择滤波器电路。其中运算放大器连接成单位增益，可以用源极跟随器实现，但为了降低引入闪烁噪声，源极跟随器应该使用大尺寸的晶体管。

信道选择滤波器的传输函数计算公式为：

2.6 l／f闪烁噪声

在直接下变频结构中，l／f闪烁噪声是不可避免的，需要设计者仔细考虑。然而对于IEEE 802.11b／g协议的22 MHz信道带宽(基带信号占用11 MHz以内的频带)，具有几百kHz拐角频率闪烁噪声的影响可以降到忽略不计的程度。证明如下。

如果fcorner=200 kHz，有Sl／f(200 kHz)=Sth，这里Sl／f和Sth分别表示l／f噪声和热噪声的功率谱密度。假设Sl／f=K／f，其中K=(200 kHz)×Sth。下面计算从10 kHz到11 MHz总的噪声：

如果电路没有闪烁噪声，总的噪声功率为：V2n=(11 MHz)Sth，仅仅低了0.2 dB。根据文献[2]分析，即使考虑到100 Hz的闪烁噪声，信噪比最大的退化也低于0.6 dB。因此，这里低频闪烁噪声并不足以影响系统整体性能指标。

3 版图和设计结果

接收机射频前端使用TSMC 0.18μm CMOS工艺实现，版图面积为1 280μm×1 200μm。图9给出了整个系统的版图照片。

图10是系统低频基带部分的传输函数，-3 dB带宽为9 kHz～11 MHz。

接收机前端性能总结如下：输入频率为2.4 GHz，噪声系数为3.5 dB，电压增益为31 dB，S11为小于-15 dB，IIP3为-8 dBm，IP2为大于+30 dB，输入ldB功率为-25 dB，采用工艺为CMOS 0.18μm，功耗为32 mW。可以看出，在兼顾低功耗和线性度同时，获得了非常好的增益和噪声性能。