基于56F803型DSP的大功率超声波电源设计

针对大功率超声波电源高精度、高功率输出的特点．对超声波电源控制策略进行了改进。提出一种基于56F803型DSP的频率跟踪与功率调节相结合的周期分段移相控制策略．研究了基于此控制方法的超声波电源。

1 引言随着科学的发展和技术的进步．超声波在超声焊接、超声清洗、干燥、雾化、导航、测距、育种等领域的应用日趋广泛。现在的大功率超声波电源大都采用频率跟踪控制或功率控制。这种单一控制方法不仅会降低超声波电源效率，而且会影响输出精度和强度。如何使超声波电源根据实际负载实时，动态调节输出谐振频率和功率，从而保证超声波加工等操作的要求具有重要的理论研究和实际应用价值。2 超声波电源系统的组成超声波电源系统主要由220V电源、整流滤波、高频逆变单元、匹配网络、检测电路、PWM产生电路和驱动电路组成，如图1所示。220V单相交流电经过二极管不可控整流电路得到直流电压，然后经过由MOSFET组成的高频逆变电路得到满足换能器要求的高频电压。为减少高频工作条件下MOSFET的开关损耗，高频逆变电路采用带辅助网络的全桥结构，如图2所示。此电路结构解决了传统零电压开关(ZVS)PWM电路变压器漏感小且滞后桥臂难于实现ZVS的问题。同时，根据电流增强原理，此电路结构可在任意负载和输入电压范围内实现零电压开关，大大减少了占空比丢失。超声波电源与换能器匹配的好坏将决定整个电路的控制效果。因此，应该对匹配网络每个参量(高频变压器匝比K，输出匹配电感Lf)进行严格的计算。匹配主要指为使发生器输出额定电功率，进行阻抗变换匹配。以及为使发生器输出最高效率进行调谐匹配。采用56F803型DSP作为控制电路的核心处理器．它内置2 KB SRAM，31．5 KB FLASH，同时，其40 MHz的CPU时钟频率比其他单片机具有更强的处理能力。6路PWM信号可以实现高频逆变电路开关管MOSFET的移相控制。12位A／D转换器采集可以实现电压和电流采样并满足采样数据精度的要求。利用56F803型DSP中定时器的捕获功能可以精确计算相位差大小，实现系统的频率跟踪控制。串行外设接口SPI与MCl4489配合使用可以实现对5位半数码管的控制．从而实现系统频率和功率的显示。另外，56F803还支持C语言与汇编语言混合编程的SDK软件开发包．可以实现在线调试。驱动电路采用IR21lO型驱动模块．它具有集成度高，响应速度快(tar/taff=120 ns／94 ns），偏值电压高(<600 V),驱动能力强，成本低和易于调试等优点。IR2110是基于自举驱动原理的功率MOSFET驱动电路．驱动信号延时为纳秒级，开关频率可以从数十赫兹到数百千赫兹。同时,IR2110还具有比较完善的保护功能(如欠压检测、抗干扰、外部保护闭锁等)。一个IR2110可以同时驱动单桥臂的上下二个MOSFET,因此,使用少量分立元件和一路控制电源就可以实现一个桥臂MOSFET 的驱动控制，这样大大减小了驱动电路的体积和成本。3 系统的控制策略超声波电源系统采用频率跟踪和功率调节相结合的控制策略，从而使发生器在输出最大功率时可达到最高效率。此种控制策略主要通过控制PWM的周期(也就是控制开关频率)和PWM控制波形的移相角来实现。3．1 频率跟踪控制的实现采用锁相法实现频率跟踪控制。使用KT20A/P型电流传感器和KV20A／P型电压传感器分别检测换能器二端的电压和电流，经过滞环控制得到电压和电流的方波信号，如图3所示。该滞环的回差为lV。然后，对二路方波信号经过异或门和D触发器得到相位差波形和相位差符号。相位差波形送入DSP的捕获口,计算出相位差大小T，相位差符号送入GPIOA7口．获得符号标志量flag。当T≠O，flag=o时，表示电压超前电流。此时，应该减小开关管的频率f；当T≠O，flag=l时，表示电压滞后电流，此时，应该增加开关管的频率f,然后把频率量转化成时间量附给DSP模值寄存器,从而改变输出PWM信号的周期。3．2 功率控制的实现为了使高频逆变电路的输出功率满足换能器所需要的额定功率，要采用功率控制电路，即采集直流侧的电流信号与给定的电流值进行比较,并对偏差进行数字PI调节，从而改变移相控制波形的移相角．进而改变高频逆变电路的输出电压。采集直流侧的电流来实现功率控制的主要原因是通过换能器的电压和电流是交流，需要检波、滤波等处理过程才能检测到,这样比较困难。而直流侧电压是直流量,基于这种考虑,采用了检测直流侧电流的方法。采用增量式数字PI运算减小偏移量,从而达到无静差控制。直流侧电流实时跟踪给定电流,改变软开关控制信号的移相角,从而改变高频逆变电路的输出电压，当移相角增大时输出电压也增大,所以高频逆变电路最终会输出换能器所要求的功率。3．3 周期分段实现移相控制本系统的开关采用占空比为50％的PWM信号移相控制。传统移相控制方法有二种：一种是采用UC3875产生移相控制波形．但电路复杂，不便于调试。精度低：另一种是采用单片机，这种方法大部分采用正弦表产生移相波形，程序冗长、复杂、可读性差。本系统采用周期分段控制方法实现移相控制波形。在每个PWM周期中把开关管的控制波形分为4段．每段波形中DSP模值寄存器PWMCM的值等于计数器PWMVAL的值。变量Count代表输出的是第几段波形,当Count=l或Count=3时．把波形I或Ⅲ的模值MODUL01(I和Ⅲ的模值相同)赋给模值寄存器。当Count=l时,PWM模块的0通道和3通道分别输出高电平和低电平。当Count=3时．PWM模块的0通道和2通道分别输出低电平和高电平；当Count=2或Count=4时．把波形Ⅱ或IV的模值MODULO2(Ⅱ和IV的模值相同)赋给模值寄存器．当Count=2时，PWM模块的O通道和3通道都输出高电平。当Count=4时．PWM模块的0通道和2通道都输出低电平。然后，按照上述方式循环输出波形，如图4所示程序框图。图5为主程序框图。在程序中，频率跟踪部分出现相位差时，先给频率赋一个较大步长(m=100)．然后随着相位差的减小．逐渐减小步长．直到相位差为零。4 实验结果分析 上述超声波电源的主要参数是直流侧电压270 V；开关频率fS=20 kHz；高频变压器匝比K=38：15；谐振电感Lf=3 mH；换能器采用工作频率为20 kHz．内阻为10Ω ,电容为12 000pF，最大输出功率为l 500 W。 图6(a)给出逆变桥输出电压和电流实验波形。图6(b)是Q1管控制波形和漏一源极间电压实验波形。可见，当控制信号使开关管导通时。其漏极和源极之间的电压已经为零,实现了开关管零电压导通。图6(c)是换能器二端电压实验波形。换能器处于固有频率谐振状态时为纯阻性负载，所以二端电压为正弦。
5 结束语采用频率跟踪和功率协调控制的数控式新型超声波电源具有以下特点：(1)采用带辅助电路、电流增强型的ZVS全桥变换器．实现了所有开关管的ZVS；(2)实现了频率跟踪与功率控制的协调控制策略，跟踪精度可达4Hz．能够满足超声焊接、超声清洗等控制的要求；(3)采用周期分段控制策略实现ZVS的移相控制，使得程序简化；(4)采用IR2110型集成驱动，驱动简单．减小了系统的体积，降低了成本。