• 高效CCD数码相机电源解决方案

    摘要:介绍了CCD数码相机的结构及对电源的要求,给出了根据电池种类(一般为碱性电池或锂电池)、电池节数及相机尺寸来决定最佳电源解决方案的实现电路和方法。     关键词:数码相机 电源 电池 充电 1 CCD数码相机的架构及电源要求 CCD数码相机一般由以下几部分组成: (1)镜头模块(含CCD传感器、镜头和马达)。CCD传感器一般需要+15V和-7V~-8V电源,最大电流约20mA;马达一般需要3.3V或5V电源。 (2)模拟前端电路(AFE),包括CDS、AGC及A/D转换器,它们所需电源一般为3.3V。 (3)ASIC芯片,包括时钟发生器、JPEG、DSP、LCD驱动器、CPU及外界音频、USB、存储器(SD卡、CF卡等)以有视频电路的接口等。其中输出端口需3.3V电压,CPU核需要1.8V或2.5V电源。 (4)其它电路,包括装载ROM、SDRAM、键盘扫描、电源管理及RTC等,一般也需要3.3V电源。 (5)TFT LCD面板,一般需要+15V和-10V~-32V的驱动电源,有时还需要另一路Vcom电源和白色LED背光电源。 (6)闪光灯电源,一般用反激电路将电池电压升至300V,再由DC-AC转换器和大容量电容得到4kV的交流电。表1列出了数码相机的电源规格。表1 数码相机电源规格范例 电  压 误差范围 电    流 标准值 最大值 用途 DC/DC(1) 15.5V ±0.45V - 20mA CCD 15.0 ±1.0V - 10mA LCD DC/DC(2) -8.0V ±0.35V - 30mA CCD&LCD DC/DC(3) 5.0V ±0.5V 10mA 20mA LCD 5.3V ±0.2V 5mA 10mA LCD VCOM DC/DC(4) 3.3V ±5% 150mA 200mA 系统 DC/DC(5) 1.8V ±5% 100mA 150mA CPU核 DC/DC(6) 4.8V ±5% 350mA 500mA 马达 DC/DC(7) 7.0V ±0.5V 20mA 30mA 背光 Maxim公司针对不同的数码相机推出了多种电源芯片和电路,下面给出两个典型的应用方案。 2.1 基于MAX1800~MAX1802的电源方案 Maxim专为数码相机或摄像机设计的第一代电源电路是MAX1800。该芯片内置高效、升压型DC-DC转换器、三组辅助升压转换器以及一路用于驱动外部P沟道MOSFET以构成线性稳压器的增益电路。主DC-DC转换器可接受+0.7~5.5V输入电压,能提供2.7~5.5V的可调输出,其输出电流可达1.5A。它内置同步整流电路,且工作频率可调节(最高至1MHz),轻载时会进入脉冲调频模式,从而可为设计人员提供最佳的效率、尺寸及成本组合。它的三组辅助升压转换器及增益电路可用于CCD、LCD、背光和ASIC核电源。此外MAX1800还可提供振荡器及参考输出,可用于驱动从控制器MAX1801。MAX1801是一款低成本控制器,可设计成升压、升降压(SEPIC)或反激拓扑电路,并可提供一路额外的电源。此外,MAX1800还提供了一些辅助功能,其所有DC-DC转换器均带有过流保护,关断模式下耗电仅1μA。三组辅助升压转换器及增益电路都具有软启动电路,并可有效抑制浪涌电流,所有电路在主升压转换器只有激活后才能进入有效工作状态,每组转换器有独立的开关控制端。图1所示为MAX1800配合MAX1801构成的典型应用电路。图1 MACX1800+MAX1801标准电源电路    MAX1802与MAX1800的功能类似,但其主DC-DC转换器为降压型控制器,其输入/输出电压范围分别为2.5V~11V和2.7V~5.5V,占空比可达100%;另外,MAX1800的增益电路被改为DC-DC转换器后,最大占空比为94%,最大输入电流为500mA,输出电压可调至1.25V。 2.2 基于MAX1565的数码相机电源电路 MAX1565芯片具有5路输出,是一种高效率IC,适用于2至3节碱性电池、NiMH电池或单节锂电池应用。MAX1565内含内步整流的主升压DC-DC转换器、降压DC-DC转换器以及三组辅助PWM控制器,其中主升压型DC-DC的输入为0.7~5.5V,输出电压为固定的3.3V或2.7~5.5V可调。其内置同步整流可获得95%的效率,且在轻载时可进入脉冲跳频模式,以提高轻载效率。 降压型DC-DC转换器可提供95%以上的转换效率,输出电压可低压1.25V。有时甚至会更低。软启动电路可有效抑制电池浪涌电流,降压转换器在主升压转换器启动1024个振荡周期后才会激活。如果由升压转换器输出提供输入,则可构成效率达90%的升/降压型控制器,如果直接由电池输入,则应保证200mV以上的压差。 该器件的三组辅助PWM控制器为固定频率的电压模式,其输出功率由外部MOSFET决定,但需在主升压转换器输出稳定后才能正常工作。利用图2电路可为数码相机提供电池,并可为马达、LCD、CCD以及白色LED背光供电。此外,MAX1565还有过流保护功能,它的每组转换器皆有独立的开关控制,并可与MAX1801配合产生额外的一路电源。 2.3 MAX1584/MAX1585 该产品是Maxim公司专为溥型CCD数码相机设计的电源芯片,其应用与MAX1565相似,但三组辅助PWM控制器的结构有所不同:MAX1584的三组辅助PWM控制器中有二组为升压结构,中用来产生5V及LCD、CCD偏压,这部分同MAX1565相似。另一组为降压电路。MAX1585的三组辅助PWM控制器中有一组为升压结构,一组为降压结构,另一组为反相器,可用来产生CCD/LCD的负偏压而不需变压器,因此,适用于薄型CCD数码相机。具体电路可参考MAX1854/MAX1858数据资料。图2 MAX1565典型电路3 结论 随着新型数码相机尺寸的越来越小,相关的电源设计也必须更精简、且效率应更高。本文所介绍的数码相机供电IC内部均带有同步整数开关,因此在减少相机供电IC内部均带有同步整流开关,因此在减少外部元件、缩小尺寸的同时还能提高转换效率。当需5组电源时,可选择MAX1565/MAX1584或MAX1585,如需6组电源,可选择MAX1566或MAX1567。如果设计中不允许用变压器,而且需要提供一组白色LED电流源。则可选择MAX1567。当然也可以通过增加MAX1801来扩充电源。

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  • 高效CCD数码相机电源解决方案

    摘要:介绍了CCD数码相机的结构及对电源的要求,给出了根据电池种类(一般为碱性电池或锂电池)、电池节数及相机尺寸来决定最佳电源解决方案的实现电路和方法。     关键词:数码相机 电源 电池 充电 1 CCD数码相机的架构及电源要求 CCD数码相机一般由以下几部分组成: (1)镜头模块(含CCD传感器、镜头和马达)。CCD传感器一般需要+15V和-7V~-8V电源,最大电流约20mA;马达一般需要3.3V或5V电源。 (2)模拟前端电路(AFE),包括CDS、AGC及A/D转换器,它们所需电源一般为3.3V。 (3)ASIC芯片,包括时钟发生器、JPEG、DSP、LCD驱动器、CPU及外界音频、USB、存储器(SD卡、CF卡等)以有视频电路的接口等。其中输出端口需3.3V电压,CPU核需要1.8V或2.5V电源。 (4)其它电路,包括装载ROM、SDRAM、键盘扫描、电源管理及RTC等,一般也需要3.3V电源。 (5)TFT LCD面板,一般需要+15V和-10V~-32V的驱动电源,有时还需要另一路Vcom电源和白色LED背光电源。 (6)闪光灯电源,一般用反激电路将电池电压升至300V,再由DC-AC转换器和大容量电容得到4kV的交流电。表1列出了数码相机的电源规格。表1 数码相机电源规格范例 电  压 误差范围 电    流 标准值 最大值 用途 DC/DC(1) 15.5V ±0.45V - 20mA CCD 15.0 ±1.0V - 10mA LCD DC/DC(2) -8.0V ±0.35V - 30mA CCD&LCD DC/DC(3) 5.0V ±0.5V 10mA 20mA LCD 5.3V ±0.2V 5mA 10mA LCD VCOM DC/DC(4) 3.3V ±5% 150mA 200mA 系统 DC/DC(5) 1.8V ±5% 100mA 150mA CPU核 DC/DC(6) 4.8V ±5% 350mA 500mA 马达 DC/DC(7) 7.0V ±0.5V 20mA 30mA 背光 Maxim公司针对不同的数码相机推出了多种电源芯片和电路,下面给出两个典型的应用方案。 2.1 基于MAX1800~MAX1802的电源方案 Maxim专为数码相机或摄像机设计的第一代电源电路是MAX1800。该芯片内置高效、升压型DC-DC转换器、三组辅助升压转换器以及一路用于驱动外部P沟道MOSFET以构成线性稳压器的增益电路。主DC-DC转换器可接受+0.7~5.5V输入电压,能提供2.7~5.5V的可调输出,其输出电流可达1.5A。它内置同步整流电路,且工作频率可调节(最高至1MHz),轻载时会进入脉冲调频模式,从而可为设计人员提供最佳的效率、尺寸及成本组合。它的三组辅助升压转换器及增益电路可用于CCD、LCD、背光和ASIC核电源。此外MAX1800还可提供振荡器及参考输出,可用于驱动从控制器MAX1801。MAX1801是一款低成本控制器,可设计成升压、升降压(SEPIC)或反激拓扑电路,并可提供一路额外的电源。此外,MAX1800还提供了一些辅助功能,其所有DC-DC转换器均带有过流保护,关断模式下耗电仅1μA。三组辅助升压转换器及增益电路都具有软启动电路,并可有效抑制浪涌电流,所有电路在主升压转换器只有激活后才能进入有效工作状态,每组转换器有独立的开关控制端。图1所示为MAX1800配合MAX1801构成的典型应用电路。图1 MACX1800+MAX1801标准电源电路    MAX1802与MAX1800的功能类似,但其主DC-DC转换器为降压型控制器,其输入/输出电压范围分别为2.5V~11V和2.7V~5.5V,占空比可达100%;另外,MAX1800的增益电路被改为DC-DC转换器后,最大占空比为94%,最大输入电流为500mA,输出电压可调至1.25V。 2.2 基于MAX1565的数码相机电源电路 MAX1565芯片具有5路输出,是一种高效率IC,适用于2至3节碱性电池、NiMH电池或单节锂电池应用。MAX1565内含内步整流的主升压DC-DC转换器、降压DC-DC转换器以及三组辅助PWM控制器,其中主升压型DC-DC的输入为0.7~5.5V,输出电压为固定的3.3V或2.7~5.5V可调。其内置同步整流可获得95%的效率,且在轻载时可进入脉冲跳频模式,以提高轻载效率。 降压型DC-DC转换器可提供95%以上的转换效率,输出电压可低压1.25V。有时甚至会更低。软启动电路可有效抑制电池浪涌电流,降压转换器在主升压转换器启动1024个振荡周期后才会激活。如果由升压转换器输出提供输入,则可构成效率达90%的升/降压型控制器,如果直接由电池输入,则应保证200mV以上的压差。 该器件的三组辅助PWM控制器为固定频率的电压模式,其输出功率由外部MOSFET决定,但需在主升压转换器输出稳定后才能正常工作。利用图2电路可为数码相机提供电池,并可为马达、LCD、CCD以及白色LED背光供电。此外,MAX1565还有过流保护功能,它的每组转换器皆有独立的开关控制,并可与MAX1801配合产生额外的一路电源。 2.3 MAX1584/MAX1585 该产品是Maxim公司专为溥型CCD数码相机设计的电源芯片,其应用与MAX1565相似,但三组辅助PWM控制器的结构有所不同:MAX1584的三组辅助PWM控制器中有二组为升压结构,中用来产生5V及LCD、CCD偏压,这部分同MAX1565相似。另一组为降压电路。MAX1585的三组辅助PWM控制器中有一组为升压结构,一组为降压结构,另一组为反相器,可用来产生CCD/LCD的负偏压而不需变压器,因此,适用于薄型CCD数码相机。具体电路可参考MAX1854/MAX1858数据资料。图2 MAX1565典型电路3 结论 随着新型数码相机尺寸的越来越小,相关的电源设计也必须更精简、且效率应更高。本文所介绍的数码相机供电IC内部均带有同步整数开关,因此在减少相机供电IC内部均带有同步整流开关,因此在减少外部元件、缩小尺寸的同时还能提高转换效率。当需5组电源时,可选择MAX1565/MAX1584或MAX1585,如需6组电源,可选择MAX1566或MAX1567。如果设计中不允许用变压器,而且需要提供一组白色LED电流源。则可选择MAX1567。当然也可以通过增加MAX1801来扩充电源。

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  • 高效CCD数码相机电源解决方案

    摘要:介绍了CCD数码相机的结构及对电源的要求,给出了根据电池种类(一般为碱性电池或锂电池)、电池节数及相机尺寸来决定最佳电源解决方案的实现电路和方法。     关键词:数码相机 电源 电池 充电 1 CCD数码相机的架构及电源要求 CCD数码相机一般由以下几部分组成: (1)镜头模块(含CCD传感器、镜头和马达)。CCD传感器一般需要+15V和-7V~-8V电源,最大电流约20mA;马达一般需要3.3V或5V电源。 (2)模拟前端电路(AFE),包括CDS、AGC及A/D转换器,它们所需电源一般为3.3V。 (3)ASIC芯片,包括时钟发生器、JPEG、DSP、LCD驱动器、CPU及外界音频、USB、存储器(SD卡、CF卡等)以有视频电路的接口等。其中输出端口需3.3V电压,CPU核需要1.8V或2.5V电源。 (4)其它电路,包括装载ROM、SDRAM、键盘扫描、电源管理及RTC等,一般也需要3.3V电源。 (5)TFT LCD面板,一般需要+15V和-10V~-32V的驱动电源,有时还需要另一路Vcom电源和白色LED背光电源。 (6)闪光灯电源,一般用反激电路将电池电压升至300V,再由DC-AC转换器和大容量电容得到4kV的交流电。表1列出了数码相机的电源规格。表1 数码相机电源规格范例 电  压 误差范围 电    流 标准值 最大值 用途 DC/DC(1) 15.5V ±0.45V - 20mA CCD 15.0 ±1.0V - 10mA LCD DC/DC(2) -8.0V ±0.35V - 30mA CCD&LCD DC/DC(3) 5.0V ±0.5V 10mA 20mA LCD 5.3V ±0.2V 5mA 10mA LCD VCOM DC/DC(4) 3.3V ±5% 150mA 200mA 系统 DC/DC(5) 1.8V ±5% 100mA 150mA CPU核 DC/DC(6) 4.8V ±5% 350mA 500mA 马达 DC/DC(7) 7.0V ±0.5V 20mA 30mA 背光 Maxim公司针对不同的数码相机推出了多种电源芯片和电路,下面给出两个典型的应用方案。 2.1 基于MAX1800~MAX1802的电源方案 Maxim专为数码相机或摄像机设计的第一代电源电路是MAX1800。该芯片内置高效、升压型DC-DC转换器、三组辅助升压转换器以及一路用于驱动外部P沟道MOSFET以构成线性稳压器的增益电路。主DC-DC转换器可接受+0.7~5.5V输入电压,能提供2.7~5.5V的可调输出,其输出电流可达1.5A。它内置同步整流电路,且工作频率可调节(最高至1MHz),轻载时会进入脉冲调频模式,从而可为设计人员提供最佳的效率、尺寸及成本组合。它的三组辅助升压转换器及增益电路可用于CCD、LCD、背光和ASIC核电源。此外MAX1800还可提供振荡器及参考输出,可用于驱动从控制器MAX1801。MAX1801是一款低成本控制器,可设计成升压、升降压(SEPIC)或反激拓扑电路,并可提供一路额外的电源。此外,MAX1800还提供了一些辅助功能,其所有DC-DC转换器均带有过流保护,关断模式下耗电仅1μA。三组辅助升压转换器及增益电路都具有软启动电路,并可有效抑制浪涌电流,所有电路在主升压转换器只有激活后才能进入有效工作状态,每组转换器有独立的开关控制端。图1所示为MAX1800配合MAX1801构成的典型应用电路。图1 MACX1800+MAX1801标准电源电路    MAX1802与MAX1800的功能类似,但其主DC-DC转换器为降压型控制器,其输入/输出电压范围分别为2.5V~11V和2.7V~5.5V,占空比可达100%;另外,MAX1800的增益电路被改为DC-DC转换器后,最大占空比为94%,最大输入电流为500mA,输出电压可调至1.25V。 2.2 基于MAX1565的数码相机电源电路 MAX1565芯片具有5路输出,是一种高效率IC,适用于2至3节碱性电池、NiMH电池或单节锂电池应用。MAX1565内含内步整流的主升压DC-DC转换器、降压DC-DC转换器以及三组辅助PWM控制器,其中主升压型DC-DC的输入为0.7~5.5V,输出电压为固定的3.3V或2.7~5.5V可调。其内置同步整流可获得95%的效率,且在轻载时可进入脉冲跳频模式,以提高轻载效率。 降压型DC-DC转换器可提供95%以上的转换效率,输出电压可低压1.25V。有时甚至会更低。软启动电路可有效抑制电池浪涌电流,降压转换器在主升压转换器启动1024个振荡周期后才会激活。如果由升压转换器输出提供输入,则可构成效率达90%的升/降压型控制器,如果直接由电池输入,则应保证200mV以上的压差。 该器件的三组辅助PWM控制器为固定频率的电压模式,其输出功率由外部MOSFET决定,但需在主升压转换器输出稳定后才能正常工作。利用图2电路可为数码相机提供电池,并可为马达、LCD、CCD以及白色LED背光供电。此外,MAX1565还有过流保护功能,它的每组转换器皆有独立的开关控制,并可与MAX1801配合产生额外的一路电源。 2.3 MAX1584/MAX1585 该产品是Maxim公司专为溥型CCD数码相机设计的电源芯片,其应用与MAX1565相似,但三组辅助PWM控制器的结构有所不同:MAX1584的三组辅助PWM控制器中有二组为升压结构,中用来产生5V及LCD、CCD偏压,这部分同MAX1565相似。另一组为降压电路。MAX1585的三组辅助PWM控制器中有一组为升压结构,一组为降压结构,另一组为反相器,可用来产生CCD/LCD的负偏压而不需变压器,因此,适用于薄型CCD数码相机。具体电路可参考MAX1854/MAX1858数据资料。图2 MAX1565典型电路3 结论 随着新型数码相机尺寸的越来越小,相关的电源设计也必须更精简、且效率应更高。本文所介绍的数码相机供电IC内部均带有同步整数开关,因此在减少相机供电IC内部均带有同步整流开关,因此在减少外部元件、缩小尺寸的同时还能提高转换效率。当需5组电源时,可选择MAX1565/MAX1584或MAX1585,如需6组电源,可选择MAX1566或MAX1567。如果设计中不允许用变压器,而且需要提供一组白色LED电流源。则可选择MAX1567。当然也可以通过增加MAX1801来扩充电源。

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  • 高效CCD数码相机电源解决方案

    摘要:介绍了CCD数码相机的结构及对电源的要求,给出了根据电池种类(一般为碱性电池或锂电池)、电池节数及相机尺寸来决定最佳电源解决方案的实现电路和方法。     关键词:数码相机 电源 电池 充电 1 CCD数码相机的架构及电源要求 CCD数码相机一般由以下几部分组成: (1)镜头模块(含CCD传感器、镜头和马达)。CCD传感器一般需要+15V和-7V~-8V电源,最大电流约20mA;马达一般需要3.3V或5V电源。 (2)模拟前端电路(AFE),包括CDS、AGC及A/D转换器,它们所需电源一般为3.3V。 (3)ASIC芯片,包括时钟发生器、JPEG、DSP、LCD驱动器、CPU及外界音频、USB、存储器(SD卡、CF卡等)以有视频电路的接口等。其中输出端口需3.3V电压,CPU核需要1.8V或2.5V电源。 (4)其它电路,包括装载ROM、SDRAM、键盘扫描、电源管理及RTC等,一般也需要3.3V电源。 (5)TFT LCD面板,一般需要+15V和-10V~-32V的驱动电源,有时还需要另一路Vcom电源和白色LED背光电源。 (6)闪光灯电源,一般用反激电路将电池电压升至300V,再由DC-AC转换器和大容量电容得到4kV的交流电。表1列出了数码相机的电源规格。表1 数码相机电源规格范例 电  压 误差范围 电    流 标准值 最大值 用途 DC/DC(1) 15.5V ±0.45V - 20mA CCD 15.0 ±1.0V - 10mA LCD DC/DC(2) -8.0V ±0.35V - 30mA CCD&LCD DC/DC(3) 5.0V ±0.5V 10mA 20mA LCD 5.3V ±0.2V 5mA 10mA LCD VCOM DC/DC(4) 3.3V ±5% 150mA 200mA 系统 DC/DC(5) 1.8V ±5% 100mA 150mA CPU核 DC/DC(6) 4.8V ±5% 350mA 500mA 马达 DC/DC(7) 7.0V ±0.5V 20mA 30mA 背光 Maxim公司针对不同的数码相机推出了多种电源芯片和电路,下面给出两个典型的应用方案。 2.1 基于MAX1800~MAX1802的电源方案 Maxim专为数码相机或摄像机设计的第一代电源电路是MAX1800。该芯片内置高效、升压型DC-DC转换器、三组辅助升压转换器以及一路用于驱动外部P沟道MOSFET以构成线性稳压器的增益电路。主DC-DC转换器可接受+0.7~5.5V输入电压,能提供2.7~5.5V的可调输出,其输出电流可达1.5A。它内置同步整流电路,且工作频率可调节(最高至1MHz),轻载时会进入脉冲调频模式,从而可为设计人员提供最佳的效率、尺寸及成本组合。它的三组辅助升压转换器及增益电路可用于CCD、LCD、背光和ASIC核电源。此外MAX1800还可提供振荡器及参考输出,可用于驱动从控制器MAX1801。MAX1801是一款低成本控制器,可设计成升压、升降压(SEPIC)或反激拓扑电路,并可提供一路额外的电源。此外,MAX1800还提供了一些辅助功能,其所有DC-DC转换器均带有过流保护,关断模式下耗电仅1μA。三组辅助升压转换器及增益电路都具有软启动电路,并可有效抑制浪涌电流,所有电路在主升压转换器只有激活后才能进入有效工作状态,每组转换器有独立的开关控制端。图1所示为MAX1800配合MAX1801构成的典型应用电路。图1 MACX1800+MAX1801标准电源电路    MAX1802与MAX1800的功能类似,但其主DC-DC转换器为降压型控制器,其输入/输出电压范围分别为2.5V~11V和2.7V~5.5V,占空比可达100%;另外,MAX1800的增益电路被改为DC-DC转换器后,最大占空比为94%,最大输入电流为500mA,输出电压可调至1.25V。 2.2 基于MAX1565的数码相机电源电路 MAX1565芯片具有5路输出,是一种高效率IC,适用于2至3节碱性电池、NiMH电池或单节锂电池应用。MAX1565内含内步整流的主升压DC-DC转换器、降压DC-DC转换器以及三组辅助PWM控制器,其中主升压型DC-DC的输入为0.7~5.5V,输出电压为固定的3.3V或2.7~5.5V可调。其内置同步整流可获得95%的效率,且在轻载时可进入脉冲跳频模式,以提高轻载效率。 降压型DC-DC转换器可提供95%以上的转换效率,输出电压可低压1.25V。有时甚至会更低。软启动电路可有效抑制电池浪涌电流,降压转换器在主升压转换器启动1024个振荡周期后才会激活。如果由升压转换器输出提供输入,则可构成效率达90%的升/降压型控制器,如果直接由电池输入,则应保证200mV以上的压差。 该器件的三组辅助PWM控制器为固定频率的电压模式,其输出功率由外部MOSFET决定,但需在主升压转换器输出稳定后才能正常工作。利用图2电路可为数码相机提供电池,并可为马达、LCD、CCD以及白色LED背光供电。此外,MAX1565还有过流保护功能,它的每组转换器皆有独立的开关控制,并可与MAX1801配合产生额外的一路电源。 2.3 MAX1584/MAX1585 该产品是Maxim公司专为溥型CCD数码相机设计的电源芯片,其应用与MAX1565相似,但三组辅助PWM控制器的结构有所不同:MAX1584的三组辅助PWM控制器中有二组为升压结构,中用来产生5V及LCD、CCD偏压,这部分同MAX1565相似。另一组为降压电路。MAX1585的三组辅助PWM控制器中有一组为升压结构,一组为降压结构,另一组为反相器,可用来产生CCD/LCD的负偏压而不需变压器,因此,适用于薄型CCD数码相机。具体电路可参考MAX1854/MAX1858数据资料。图2 MAX1565典型电路3 结论 随着新型数码相机尺寸的越来越小,相关的电源设计也必须更精简、且效率应更高。本文所介绍的数码相机供电IC内部均带有同步整数开关,因此在减少相机供电IC内部均带有同步整流开关,因此在减少外部元件、缩小尺寸的同时还能提高转换效率。当需5组电源时,可选择MAX1565/MAX1584或MAX1585,如需6组电源,可选择MAX1566或MAX1567。如果设计中不允许用变压器,而且需要提供一组白色LED电流源。则可选择MAX1567。当然也可以通过增加MAX1801来扩充电源。

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  • 高速数字光电耦合器HCPL-260L/060L及其应用

    摘要:HCPL-260L/060L是美国安捷伦科技有限公司推出的高速数字光电耦合器。该器件的逻辑电平与VLTTL/LVCMOS兼容,并具有输出使能端。文中详细介绍了HCPL-260L/060L的引脚功能、内部结构、主要特点、使用要求和注意事项,给出了它与LVTTL器件的典型接口电路及隔离的3.3VRS232接口电路。     关键词:HCPL-260L HCPL-060L 光电耦合器 LVTTL RS232 1 概述 现在,越来越多的产品向高速化、小型化、便携式、低功耗方向发展,电源电压仅有3.3V甚至更低的系统也正在蓬勃发展中,作为信号隔离的关系器件——光电耦合器,也必须使用相应的产品与之相适应。美国安捷伦科技有限公司(Agilent Technologies)生产的HCPL-262L/060L是与LVTTL/LVCMOS兼容的高速数字电耦合器,其速度可达15MBd。该器件的输入端是GaAsP材料LED,输出端是高增益信电极开路肖特基钳位晶体管,该器件同时具有输出使能控制。它的内部屏蔽结构可保证最小5kV/μs的共模瞬态抗扰度。HCPL-262L/060L可广泛应用于高速数字逻辑接口、计算机外设接口、输入/输出缓存、A/D,D/A转换数字隔离、线路接收器以及开关电源等方面。HCPL-260L/060L的主要特点如下: *低功耗; *速率高达15MBd; *输入电流可低至5mA; *电源电压范围为2.7~3.3V; *带选通输出功能; *扇出系数为5个TTL负载; *可在-40℃~85℃温度范围内无故障运行; *已通过UL,CSA,VDE0884安全认证; *HCPL-260L使用8脚DIP封装;HCPL-060L使用SO-8封装。2 引脚功能及内部结构 图1是HCPL-260L/060L的引脚及内部结构图,表1为其引脚功能说明,表2为正逻辑真值表。表1 引脚名称及功能说明 引脚号 引脚名称 功  能 1 NC 空引脚 2 ANODE 输入正 3 CATHODE 输入负 4 NC 空引脚 5 GND 地 6 VO(OUTPUT) 输出 7 VE(ENABLE) 输出使能 8 VCC 电源 表2 真值表 LED ENABLE OUTPUT ON H L L H NC L OFF H H L H NC H 3 应用设计 3.1 使用条件 为了保证器件可靠,使用时应按照表3所列条件进行设计。表3 HCPL-260L/060L的使用条件 名  称 符  号 最小值 最大值 单  位 使用温度 TA -40 85 ℃ 输入关态电流 IFL 0 250 μA 输入开态电流 IFH 5 20 mA 电源电压 VCC 2.7 3.3 V 低电平使能电压 VEL 0 0.8 V 高电平使能电压 VEH 2.0 Vcc V 输出端上拉电阻 RL 330 4k Ω 3.2 LVTTL接口电路 图2是HCPL-260L/060L和LVTTL器件的典型接口电路。图中,如果前级LVTTL器件是集电极开路输出,则二极管1N4148可不用。    3.3 隔离的3.3V RS232接口电路 图3所示的RS232接口电路的信号传输速度可达15MBd,为了保证该电路具有较好的共模抑制特性,HCPL-260L/060L的LED驱动电流至少应为5mA,并应将第7脚VE接至第8脚Vcc。另外,DS14C335应使用另一组电源供电。其中C1、C2为0.1μF,R1~R4的参数可由表3中的参数决定。图3 隔离的3.3V RS232接口电路4 注意事项 首先,由于HCPL-260L/060L为静电敏感器件,因此,拿取和焊接时应采取静电防护措施。其次,在应用时,应在该器件第5脚和第8脚之间焊接一个0.1μF的瓷片电容,并且离光耦管脚应在10mm以内,以旁路电源噪声。为了获得较好的共模抑制特性,当不使用第7脚VE作输出使能信号端地,不要将其悬空,而应接Vcc端。在此基础上,如果想获得更好的共模抑制特性,还应将第1脚和第4脚连接到输入端的地。

    数字电源 数字 光电 及其 应用 耦合 高速 hcpl-260l/060l 电源技术解析

  • 多模高频PWM控制器UCC39421/2及其应用

    摘要:UCC39421/2是高效多模式高频PWM控制器。文章简要介绍了UCC39421/2的功能特点,详细论述了UCC39421/2的构成原理及引脚功能,给出了UCC9421/2控制器的应用方法及应用电路。     关键词:多模高频 PWM控制 DC/DC变换 UCC39421/2 1 UCC39421/2的功能特点 UCC39421/2是一种高效低功率DC/DC转换器。它在很宽的工作电源下具有很高的效率,并可提供编程上电复位功能,该芯片带有独立的低压检测比较器,同时具有脉冲调制、限流和低电流关断(5μA)功能,可广泛应用于蜂窝电话、录呼机、PDAs以及其它手持设备中。 UCC39421/2具有以下特点: *采用高效升压单端初级电感控制,SEPIC或回扫(反向升压)拓扑结构,输入电压既可高于也可低于输出电压; *输入电压低(最小为1.8V); *能驱动外部FETs以获得较大电流; *具有高达2MHz的振荡频率; *可同步操作; *具有可编程变频模式,可优化功率和效率; *具有脉冲调制限流功能; *功耗极低,睡眠模式下的供电电流为150μA,关断模式下的供电电流仅为5μA。图1 UCC39421/2结构方框图2 构成原理及引脚功能 2.1 构成原理 UCC39421/2内部由电荷泵电路、PWM振荡器、导通控制电路、PWM电路、限流控制电路、低功率模式控制电路、斜率补偿电路、PFM模式控制电路、误差放大器、电池低电压比较器、复位电路、1.24V基准源电路以及比较器和逻辑电路等构成,其内部结构如图1所示。 2.2 封装及引脚功能 UCC39421/2采用双列20/16引脚封装,其引脚排列如图2所示。各引脚功能如下: COMP:误差放大器输出端。应用时此端与地之间应连接一阻容串联补偿网络; CHRG:N沟道MOSFET栅极驱动输出。应用时此端可直接与MOSFET栅极相连; CP:电荷泵输入端。当使用电荷泵时,CP与泵电容相连;不使用电荷泵电路时,CP接GND; FB:误差放大器反馈信号输入端。应用时此端通常连在VOUT与GND之间的电阻分压器上; GND:控制器信号地; ISENSE:电流检测放大器输入; LOWBAT:比较器输入。当VDET引脚电压高于1.25V时,此端输出为低电平;    PFM:PFM(脉冲频率调制)模式门限编程引脚。将此脚连到FB或VOUT引脚的电阻分压器上可设置PFM的门限。不用此功能时,应将PFM与GND相连; PGND:控制器功率地; RECT:同步整流器输出。使用时此脚可与P沟道或N沟道MOSFET的栅极直接相连,亦可通过一个廉价的电阻与MOSFET的栅极相连; RSEN:同步整流器转换端。在升压模式,此端通过一只1kΩ电阻与二只MOSFET管相连,并与电感的一端相连;在回扫和SEPICF时,此端通过只1kΩ电阻与同步整流器MOSFET的漏极和耦合电感的付边绕组连接处相连; RSADJ:复位延时电容连接端。使用时从此脚到GND应连一个延时电容(UCC39421无此引脚); RSEL:同步整流使用N沟道或P沟道MOSFET选择端。当RSEL与GND相连(低电平)时,同步整流器使用N沟道MOSFET;当RSEL与VIN相连(高电平)时,同步整流器用P沟道MOSFET; RESET:复位信号输出端(UCC39421无此脚);    RT:振荡电阻连接端。应用中,此端到GND之间应连一电阻,以决定内部振荡器的振荡频率。振荡电阻RT与内部振荡器的振荡频率f0之间的关系为: f0(MHz)=50/RT(kΩ) SYNC/SD:同步/关断输入。其作用是使控制器的开关频率与内部时钟频率同步或关闭控制器。 VPUMP:电荷泵输出。应用时此脚与地位连接一只1μF电容。 VOUT:控制器输出引脚; VIN:电源输入引脚。应用时此脚与GND之间应连一只0.1μF的去耦电容; VDET:低电池电压检测输入端(UCC39421无此引脚)。3 应用 3.1 拓扑结构与同步整流器 UCC39421/2可用来构成BOOST、Flyback及SEPIC拓扑。此时,该控制器可在Vin=1.8~8V下工作。应用中可根据输入电压和输出电压选择合适的拓扑类型,表1列出了UCC39421/2的VIN、VOUT和拓扑之间的关系。表1 输入输出电压与拓扑的关系 电池类型 电池数目 VIN范围 VOUT(V) 拓扑结构 碱性或镍镉、镍氢 2 1.8V~3.0V 3.0<V<8.0 升压 3 2.7V~4.5V 2.5<V<3.9 回扫或SEPIC 4.5<V<8.0 升压 V>8.0 非同步升压 锂离子 1 2.5V~4.2V 2.5<V<3.6 回扫或SEPIC 4.2<V<8.0 升压 V>8.0 非同步升压 UCC39421/2既可驱动N海道MOSFET,亦可驱动P沟道MOSFET同步整流器。当RSEL引脚与GND相连时,RECT脚可为N沟道MOSFET提供驱动输出信号;而当RSEL脚与VIN相连时,RECT脚则为P沟道MOSFET提供驱动输出信号。其拓扑类型、VOUT与同步整流器的关系如表2所列。表2 拓扑类型、VOUT与MOSFET的关系 拓 扑 VOUT(V) 同步整流器 升 压 3.0<V<8.0 P沟道MOSFET V<4.0 N沟道MOSFET V>8.0 非同步升压 回 扫 2.5<VV3.0 N沟道MOSFET 3.0<V<8.0 N沟道MOSFET SEPIC 3.0<V<8.0 P沟道MOSFET 3.2 典型应用电路 图3所示是UCC39422的典型应用电路,图中给出了外围元件的连接关系。对于UCC39421来说,它与UCC39422相比,仅少了一个独立低电池电压检测电路复位电路,其余均相同。 在图3电路中,与UCC39422脚11(VDET)相连的R1、R2构成的电阻分压器的作用是检测电池的低电压。图5 运用N沟道MOSFET同步整数流器不带电荷泵输入的回扫变换器    3.3 升压变换应用电路 图4是UCC39421用N沟道MOSFET作同步整流器的升压变换器电路。 在图4中,输入电压VIN的范围为1.8V~3.2V,输出电压Vout为3.3V,这与表1所列的升压拓扑模式相符。RSENSE为电流感测电阻,DPUMP、CFLY组成的电荷泵电路可使CFLY上升的充电电压达到VOUT-VDIODE。CPUMP是电荷泵储存电容器。 3.4 回扫变换应用电路 图5所示是UCC39421运用N沟道MOSFET作同步整流器,且不带电荷泵输入的回扫变换电路原理图。图中,L1初次级的匝比为1:1。此拓扑的优点在于VOUT可以高于也可以低于VIN。

    电源DC/DC 控制器 多模 高频 及其 应用 ucc39421/2 pwm 电源技术解析

  • 多模高频PWM控制器UCC39421/2及其应用

    摘要:UCC39421/2是高效多模式高频PWM控制器。文章简要介绍了UCC39421/2的功能特点,详细论述了UCC39421/2的构成原理及引脚功能,给出了UCC9421/2控制器的应用方法及应用电路。     关键词:多模高频 PWM控制 DC/DC变换 UCC39421/2 1 UCC39421/2的功能特点 UCC39421/2是一种高效低功率DC/DC转换器。它在很宽的工作电源下具有很高的效率,并可提供编程上电复位功能,该芯片带有独立的低压检测比较器,同时具有脉冲调制、限流和低电流关断(5μA)功能,可广泛应用于蜂窝电话、录呼机、PDAs以及其它手持设备中。 UCC39421/2具有以下特点: *采用高效升压单端初级电感控制,SEPIC或回扫(反向升压)拓扑结构,输入电压既可高于也可低于输出电压; *输入电压低(最小为1.8V); *能驱动外部FETs以获得较大电流; *具有高达2MHz的振荡频率; *可同步操作; *具有可编程变频模式,可优化功率和效率; *具有脉冲调制限流功能; *功耗极低,睡眠模式下的供电电流为150μA,关断模式下的供电电流仅为5μA。图1 UCC39421/2结构方框图2 构成原理及引脚功能 2.1 构成原理 UCC39421/2内部由电荷泵电路、PWM振荡器、导通控制电路、PWM电路、限流控制电路、低功率模式控制电路、斜率补偿电路、PFM模式控制电路、误差放大器、电池低电压比较器、复位电路、1.24V基准源电路以及比较器和逻辑电路等构成,其内部结构如图1所示。 2.2 封装及引脚功能 UCC39421/2采用双列20/16引脚封装,其引脚排列如图2所示。各引脚功能如下: COMP:误差放大器输出端。应用时此端与地之间应连接一阻容串联补偿网络; CHRG:N沟道MOSFET栅极驱动输出。应用时此端可直接与MOSFET栅极相连; CP:电荷泵输入端。当使用电荷泵时,CP与泵电容相连;不使用电荷泵电路时,CP接GND; FB:误差放大器反馈信号输入端。应用时此端通常连在VOUT与GND之间的电阻分压器上; GND:控制器信号地; ISENSE:电流检测放大器输入; LOWBAT:比较器输入。当VDET引脚电压高于1.25V时,此端输出为低电平;    PFM:PFM(脉冲频率调制)模式门限编程引脚。将此脚连到FB或VOUT引脚的电阻分压器上可设置PFM的门限。不用此功能时,应将PFM与GND相连; PGND:控制器功率地; RECT:同步整流器输出。使用时此脚可与P沟道或N沟道MOSFET的栅极直接相连,亦可通过一个廉价的电阻与MOSFET的栅极相连; RSEN:同步整流器转换端。在升压模式,此端通过一只1kΩ电阻与二只MOSFET管相连,并与电感的一端相连;在回扫和SEPICF时,此端通过只1kΩ电阻与同步整流器MOSFET的漏极和耦合电感的付边绕组连接处相连; RSADJ:复位延时电容连接端。使用时从此脚到GND应连一个延时电容(UCC39421无此引脚); RSEL:同步整流使用N沟道或P沟道MOSFET选择端。当RSEL与GND相连(低电平)时,同步整流器使用N沟道MOSFET;当RSEL与VIN相连(高电平)时,同步整流器用P沟道MOSFET; RESET:复位信号输出端(UCC39421无此脚);    RT:振荡电阻连接端。应用中,此端到GND之间应连一电阻,以决定内部振荡器的振荡频率。振荡电阻RT与内部振荡器的振荡频率f0之间的关系为: f0(MHz)=50/RT(kΩ) SYNC/SD:同步/关断输入。其作用是使控制器的开关频率与内部时钟频率同步或关闭控制器。 VPUMP:电荷泵输出。应用时此脚与地位连接一只1μF电容。 VOUT:控制器输出引脚; VIN:电源输入引脚。应用时此脚与GND之间应连一只0.1μF的去耦电容; VDET:低电池电压检测输入端(UCC39421无此引脚)。3 应用 3.1 拓扑结构与同步整流器 UCC39421/2可用来构成BOOST、Flyback及SEPIC拓扑。此时,该控制器可在Vin=1.8~8V下工作。应用中可根据输入电压和输出电压选择合适的拓扑类型,表1列出了UCC39421/2的VIN、VOUT和拓扑之间的关系。表1 输入输出电压与拓扑的关系 电池类型 电池数目 VIN范围 VOUT(V) 拓扑结构 碱性或镍镉、镍氢 2 1.8V~3.0V 3.0<V<8.0 升压 3 2.7V~4.5V 2.5<V<3.9 回扫或SEPIC 4.5<V<8.0 升压 V>8.0 非同步升压 锂离子 1 2.5V~4.2V 2.5<V<3.6 回扫或SEPIC 4.2<V<8.0 升压 V>8.0 非同步升压 UCC39421/2既可驱动N海道MOSFET,亦可驱动P沟道MOSFET同步整流器。当RSEL引脚与GND相连时,RECT脚可为N沟道MOSFET提供驱动输出信号;而当RSEL脚与VIN相连时,RECT脚则为P沟道MOSFET提供驱动输出信号。其拓扑类型、VOUT与同步整流器的关系如表2所列。表2 拓扑类型、VOUT与MOSFET的关系 拓 扑 VOUT(V) 同步整流器 升 压 3.0<V<8.0 P沟道MOSFET V<4.0 N沟道MOSFET V>8.0 非同步升压 回 扫 2.5<VV3.0 N沟道MOSFET 3.0<V<8.0 N沟道MOSFET SEPIC 3.0<V<8.0 P沟道MOSFET 3.2 典型应用电路 图3所示是UCC39422的典型应用电路,图中给出了外围元件的连接关系。对于UCC39421来说,它与UCC39422相比,仅少了一个独立低电池电压检测电路复位电路,其余均相同。 在图3电路中,与UCC39422脚11(VDET)相连的R1、R2构成的电阻分压器的作用是检测电池的低电压。图5 运用N沟道MOSFET同步整数流器不带电荷泵输入的回扫变换器    3.3 升压变换应用电路 图4是UCC39421用N沟道MOSFET作同步整流器的升压变换器电路。 在图4中,输入电压VIN的范围为1.8V~3.2V,输出电压Vout为3.3V,这与表1所列的升压拓扑模式相符。RSENSE为电流感测电阻,DPUMP、CFLY组成的电荷泵电路可使CFLY上升的充电电压达到VOUT-VDIODE。CPUMP是电荷泵储存电容器。 3.4 回扫变换应用电路 图5所示是UCC39421运用N沟道MOSFET作同步整流器,且不带电荷泵输入的回扫变换电路原理图。图中,L1初次级的匝比为1:1。此拓扑的优点在于VOUT可以高于也可以低于VIN。

    功率器件 控制器 多模 高频 及其 应用 ucc39421/2 pwm 电源技术解析

  • 升压型DC-DC转换器SP6644/6645及其应用

      摘要:SP6644/6645是Spice公司生产的一种性价比极高的低功耗压升压型DC-DC转换器。该器件可广泛应用于传呼机、遥控装置、定点设置、医疗监视器等低功耗便携式终端产品的电源系统中。文中介绍了SP6644//6645的一般结构、使用技巧及其性能特点,给出了SP6644/6645典型应用电路及外接元件的参数选择方法。     关键词:DC-DC SP6644/6645 低功耗 升压 PFM 1 引言 目前,各类小功耗消费电子产品及便携式仪器仪表已得到广泛的应用,其中电源构成是其整体设计中极为关键的一环。对此类电源的设计除要求有特定的输入输出电压电流等级外,还需要其具有噪声低、纹波小、体积小、效率高以及一定的抗干扰和抗电磁兼容等特性,同时,还往往要求其能够长期稳定可靠地工作。 SP6644/6645是Spice公司生产的一种高效、低功耗升压型DC-DC变换器,它是目前仅有的能适用于采用一个碱性电池供电的性价比极高的转换器。因而在诸如传呼机、遥控装置、定点设备、医疗监视器等低功耗便携式终端产品中得到广泛应用。SP6646/6645采用μSOIC微小封装,只需很少的外围元件即可将一节电池的电压从0.98~1.5V提升至2~5.5V,而且具有纹波上、效率高、性价比极高等优点,能很好地满足低压类升压器件的市场需求。图1 SP6644/6645内部电路结构图2 结构与工作原理 SP6644/6645的内部结构如图1所示,该装置内含一个0.8Ω的同步整流器和一个0.5Ω的N沟道MOSFET功率开关,同时带有内部参考电压、PFM(脉冲频率调制)电路及低电压比较器。SP6644/6645管脚功能如下: VBATT:电池电源输入端,该引脚在IC内部和低电压比较器的输入端相连接。 BATTLO:漏极开路低电池输出端。当SP6644(SP6645)的输入电压低于1V(2V)时,此引脚具吸收电流的作用。 RLIM:电感峰值电流编程端在此端连接一个电阻可对电路中的电感峰值电流进行编程设定。 SHDN:低电平有效关机输入端。 FB:反馈输入端。 LX:N沟道MOSFET开关漏极和P沟道同步整流器漏极通过此引脚经一电感与VBATT相连。 GND,VOUT:分别为接地脚和电压输出端。 2.1 内部自益放大电路 SP6644/6645内部的低电压启动振荡器可将输出电压抬升至1.9V以使主DC-DC转换器正常工作,当电池供电电压较低时,电路可在轻载情况下启动。如当输入电压小于1V时,可适当减少负载以确保电路启动。一旦启动成功,即使电池电压降至初始启动电压以下,输出电压仍可维持负载的正常运行。启动振荡器由VBATT供电,以驱动一充电电荷泵和NMOS开关。在启动过程中,P沟道同步整流器保持关断状态,其内部、外部二极管均用作输出整流器。    2.2 BATTLO电路 SP6644内含一个电压比较器,其作用是进行低电池检测。若VBATT降至1V以下,BATTLO引脚将会吸收电流,此时BATTLO为漏极开路输出。SP6645以同样的方式工作,其门限电压为2V。 2.3 SP6644的关断 将SHDN引脚设置为逻辑低电平可使SP6644进入关机模式,在此模式下,BATTLO进入高阻状态,内部开关MOSFET关断,同时同步整流器也关断以阻止反向电流从输出流至输入端。若要禁止关断,应将SHDN与VBATT相连。 2.4 电池反置保护 SP6644/SP6645在组件功耗限制内允许单电池反置。内部二极管可将任何反向电流限制在220mA以内,以避免对装置的损坏。但反向电流持续工作在220mA以上的,将会降低设备的工作性能。 2.5 PFM电路 脉冲频率调制(PFM)电路可提供比传统脉宽调制(PWM)转换器更高的工作效率。 3 SP6644/6645的主要性能指标 SP6644/6645的主要性能参数如下: 工作温度:-40~+85℃; 典型工作效率:88%; 典型功耗:390mW; 启动输入电压:0.82V; 输入电压范围:0.3~3.3V或3.3V±4%; 输出电压范围:2.0~5.5V; 典型输出电流:190mA; 关机模式控制电流:5mA。4 应用电路和参数设计 4.1 输出为+3.3V的典型电路 SP6644/6645应用电路如图2所示。将FP直接接地可命名输出电压固定工作在+3.3V±4%。该设计的外围电路很简单,它仅有5个器件,即两个电容,一个电感及两个电阻。其中电阻RLIM连接RLIM引脚与地之间,电感接到引脚VBATT和LX,这两个外围元件对此电路的工作起着至关重要的作用。 SP6644/6645存在两种工作状态:第一种为电池良好,负载激活;第二种为电池良好,负载休眠。在第一种工作状态下,SP6644/6645的工作效率为88%,可驱动几十个毫安的电流,在第二种工作状态下,SP6644/6645具有极小的静态电流。处于禁止状态时,可驱动几百个微安的电流。 4.2 输出电压可调应用电路 图3所示是用SP6644/6645设计的输出电压可调的应用电路。图中,将FB或VOUT和地之间的分压器相连,通过R1和R2可使输出电压在+2V~+5.5V范围内进行调节。FB脚可通过内部参考电压设定在+1.25V。 由于FB脚的泄漏电流最大可达10nA,因而设计时应在100kΩ~1MΩ范围内选择反馈电阻,输出电容一般在470μF,输入电容为220μF,并应选用低ESR电容,同时应使输入电容尽量靠近SP6644/6645。 4.3 可减小输入干扰和纹波的应用电路 在SP6644/6645的输出端加装一小型SOT23脚封装的200mA低漏失线性调节器,可起到减小输出干扰和纹波的作用,其应用电路如图4所示。    通过对图5中SP6644的输出纹波(40~50mVpp)与SP6201输出纹波(3mVpp)进行比较,可见此应用电路大大减小输出纹波的干扰量。 5 结论 实验表明:只要在设计过程中按照要求解决好电感和相应电阻的匹配选择,SP6644/6645即可稳定工作,而且输出电压电流波形平滑,转换效率很高。另外,由于其体积很小,因而可以方便地在节能模式下工作,且其性价比较高,因此,SP6644/6645在便携式单电池供电仪器领域具有广阔的应用前景。

    电源DC/DC 转换器 DC-DC 及其 应用 sp6644/6645 升压 电源技术解析

  • 升压型DC-DC转换器SP6644/6645及其应用

      摘要:SP6644/6645是Spice公司生产的一种性价比极高的低功耗压升压型DC-DC转换器。该器件可广泛应用于传呼机、遥控装置、定点设置、医疗监视器等低功耗便携式终端产品的电源系统中。文中介绍了SP6644//6645的一般结构、使用技巧及其性能特点,给出了SP6644/6645典型应用电路及外接元件的参数选择方法。     关键词:DC-DC SP6644/6645 低功耗 升压 PFM 1 引言 目前,各类小功耗消费电子产品及便携式仪器仪表已得到广泛的应用,其中电源构成是其整体设计中极为关键的一环。对此类电源的设计除要求有特定的输入输出电压电流等级外,还需要其具有噪声低、纹波小、体积小、效率高以及一定的抗干扰和抗电磁兼容等特性,同时,还往往要求其能够长期稳定可靠地工作。 SP6644/6645是Spice公司生产的一种高效、低功耗升压型DC-DC变换器,它是目前仅有的能适用于采用一个碱性电池供电的性价比极高的转换器。因而在诸如传呼机、遥控装置、定点设备、医疗监视器等低功耗便携式终端产品中得到广泛应用。SP6646/6645采用μSOIC微小封装,只需很少的外围元件即可将一节电池的电压从0.98~1.5V提升至2~5.5V,而且具有纹波上、效率高、性价比极高等优点,能很好地满足低压类升压器件的市场需求。图1 SP6644/6645内部电路结构图2 结构与工作原理 SP6644/6645的内部结构如图1所示,该装置内含一个0.8Ω的同步整流器和一个0.5Ω的N沟道MOSFET功率开关,同时带有内部参考电压、PFM(脉冲频率调制)电路及低电压比较器。SP6644/6645管脚功能如下: VBATT:电池电源输入端,该引脚在IC内部和低电压比较器的输入端相连接。 BATTLO:漏极开路低电池输出端。当SP6644(SP6645)的输入电压低于1V(2V)时,此引脚具吸收电流的作用。 RLIM:电感峰值电流编程端在此端连接一个电阻可对电路中的电感峰值电流进行编程设定。 SHDN:低电平有效关机输入端。 FB:反馈输入端。 LX:N沟道MOSFET开关漏极和P沟道同步整流器漏极通过此引脚经一电感与VBATT相连。 GND,VOUT:分别为接地脚和电压输出端。 2.1 内部自益放大电路 SP6644/6645内部的低电压启动振荡器可将输出电压抬升至1.9V以使主DC-DC转换器正常工作,当电池供电电压较低时,电路可在轻载情况下启动。如当输入电压小于1V时,可适当减少负载以确保电路启动。一旦启动成功,即使电池电压降至初始启动电压以下,输出电压仍可维持负载的正常运行。启动振荡器由VBATT供电,以驱动一充电电荷泵和NMOS开关。在启动过程中,P沟道同步整流器保持关断状态,其内部、外部二极管均用作输出整流器。    2.2 BATTLO电路 SP6644内含一个电压比较器,其作用是进行低电池检测。若VBATT降至1V以下,BATTLO引脚将会吸收电流,此时BATTLO为漏极开路输出。SP6645以同样的方式工作,其门限电压为2V。 2.3 SP6644的关断 将SHDN引脚设置为逻辑低电平可使SP6644进入关机模式,在此模式下,BATTLO进入高阻状态,内部开关MOSFET关断,同时同步整流器也关断以阻止反向电流从输出流至输入端。若要禁止关断,应将SHDN与VBATT相连。 2.4 电池反置保护 SP6644/SP6645在组件功耗限制内允许单电池反置。内部二极管可将任何反向电流限制在220mA以内,以避免对装置的损坏。但反向电流持续工作在220mA以上的,将会降低设备的工作性能。 2.5 PFM电路 脉冲频率调制(PFM)电路可提供比传统脉宽调制(PWM)转换器更高的工作效率。 3 SP6644/6645的主要性能指标 SP6644/6645的主要性能参数如下: 工作温度:-40~+85℃; 典型工作效率:88%; 典型功耗:390mW; 启动输入电压:0.82V; 输入电压范围:0.3~3.3V或3.3V±4%; 输出电压范围:2.0~5.5V; 典型输出电流:190mA; 关机模式控制电流:5mA。4 应用电路和参数设计 4.1 输出为+3.3V的典型电路 SP6644/6645应用电路如图2所示。将FP直接接地可命名输出电压固定工作在+3.3V±4%。该设计的外围电路很简单,它仅有5个器件,即两个电容,一个电感及两个电阻。其中电阻RLIM连接RLIM引脚与地之间,电感接到引脚VBATT和LX,这两个外围元件对此电路的工作起着至关重要的作用。 SP6644/6645存在两种工作状态:第一种为电池良好,负载激活;第二种为电池良好,负载休眠。在第一种工作状态下,SP6644/6645的工作效率为88%,可驱动几十个毫安的电流,在第二种工作状态下,SP6644/6645具有极小的静态电流。处于禁止状态时,可驱动几百个微安的电流。 4.2 输出电压可调应用电路 图3所示是用SP6644/6645设计的输出电压可调的应用电路。图中,将FB或VOUT和地之间的分压器相连,通过R1和R2可使输出电压在+2V~+5.5V范围内进行调节。FB脚可通过内部参考电压设定在+1.25V。 由于FB脚的泄漏电流最大可达10nA,因而设计时应在100kΩ~1MΩ范围内选择反馈电阻,输出电容一般在470μF,输入电容为220μF,并应选用低ESR电容,同时应使输入电容尽量靠近SP6644/6645。 4.3 可减小输入干扰和纹波的应用电路 在SP6644/6645的输出端加装一小型SOT23脚封装的200mA低漏失线性调节器,可起到减小输出干扰和纹波的作用,其应用电路如图4所示。    通过对图5中SP6644的输出纹波(40~50mVpp)与SP6201输出纹波(3mVpp)进行比较,可见此应用电路大大减小输出纹波的干扰量。 5 结论 实验表明:只要在设计过程中按照要求解决好电感和相应电阻的匹配选择,SP6644/6645即可稳定工作,而且输出电压电流波形平滑,转换效率很高。另外,由于其体积很小,因而可以方便地在节能模式下工作,且其性价比较高,因此,SP6644/6645在便携式单电池供电仪器领域具有广阔的应用前景。

    功率器件 转换器 DC-DC 及其 应用 sp6644/6645 升压 电源技术解析

  • 四相步进电机正弦波驱动器STK672-080及其应用

    摘要:STK672-080是SANYO公司生产的一种4相步进电动机驱动器厚膜混合集成电路,它的输出电流很大,且有五种激励方式,利用STK672-080内部的微步距正弦波控制器可使电动机运行在低振动和低噪音的工作状态。 关键词:步进电动机 厚膜混合集成电路 STK672-080微步距 1 STK672-080的主要特点 STK672-080是SANYO公司生产的一种步进电动机驱动器厚膜混合集成电路,它的输出级使用功率MOSFET组成,同时包含一个内部的微步距控制器和一个单极性的恒流PWM系统。STK672-080内部提供的4相步进电动机分配控制器可获得准正弦波驱动电流,从而使用户应用更简单方便。它有五种激励(通电)方式,可提供微步距控制以使步进电动机的基本步距角的最大红分为1/16。STK672-080步时电机控制器的速度由时钟信号控制。通过它可使用户方便地实现高转、低振动水平、低噪音、快速响应和高效驱动的自动机控制系统。图1 STK672-080方块图    STK672-080的典型应用包括传真机发送与接收步进电动机驱动、复印机送纸和光学系统步进电动机驱动、激光打印机鼓驱动、打印机台架步进电动机驱动、X-Y绘图仪笔驱动、工业机械手以及其它步进电动的应用方面,其主要特点如下: *只需外加个直流电源和一个时钟脉冲发生器即可完成一个四相步进电机正弦波电流驱动。 *可通过三个输入(M1,M2和M3)选择五种激励(通电)方式,包括:2相通电方式、1-2通电方式、W1-2相退方式、2W1-2相通电方式、4W1-2相通电方式等; *在相通电方式切换时可保持原相电流不变; *可用MOI脚作原点监视;    *利用M3端的逻辑电平可选择时钟信号上升沿起作用或时钟信号上升沿和下降沿都起作用; *CLK输入端内含对外部脉冲噪音的故障防止线路; *用参考电压Vref能设置0~Vcc2/2之间的任何数值,即使低电流下也支持微步距操作; *电源电压范围宽(Vcc1=10~45V); *内部中带有电流传感电阻(0.15Ω); *内含最小驱动损耗的MOSFET,耐压为100V; *电动机输出最大驱动电流IOH为2.8A(结温Tc=105℃); *采用特殊的SIP15单列直插式形式。 2 结构原理与引脚功能 STK672-080内部由控制和功率部分组成。功率级有4个MOSFET,并按低侧驱动方式工作,其中A相和B相内部有电流传感内阻和比较器,可用来实现相电流的PWM控制。控制部分的关键是有电流分配比开关和准正弦波发生电路。STK672-080可由三个输入逻辑来选择通电方式,并由外接参考电压Vref来设定最大电流值,以便在相电流PWM控制下得到相应的输出电流波形。图1所示是STK672-080内部结构。现将其各主要引脚的功能说明如下: CLK:时钟输入。输入频率范围可从直流到50kHz,最小脉冲宽度为10μs,占空比范围为40~60%。此外,该端内部具有上拉电阻(典型值为20kΩ)、CMOS施密特触发器电路和多级噪声抑制电路。当M3为高或开路时,电路会在每个CLK上升沿使相激励前进一步;而当M3为低时,CLK信号的上升和下降沿都可使相激励前进步,因此每一个CLK周期可使相激励前进两步。 CWB:转向设定端。当CWB为高时,电动机旋转方向为顺时针;当CWB为低时,电动机旋转方向为逆时针。 ENABLE:ON/OFF状态控制输出端。当ENABLE端的电压为高或开路时,为正常状态。当ENABLE为低时,电路处于维持状态,此时相激励输出(电动机电流)强制关闭。在这个模态中,系统时钟和其它输入均无效。    M1,M2和M3:用于选择激励方式和CLK输入边缘作用,内有上拉电阻(典型值20kΩ)和CMOS施密特触发器电路。表1是M1、M2和M3的操作真值表。图2为其操作时序。 RESET:复位端,低电平有效。 RESET脚为低电平时,所有电路复位到它们的起始状态。此时,不管通电方式如何,输出A和B相都置于它们的原点,即输出电流约在71%处。 Vref:PWM恒流环控制参考电压,用于根据需要控制负载电流的大小,通常Vref应限制在2.5V以下。此参考电压对应于100%的电机激励电流Ioh,其关系如下: Ioh=Vref/(kRS) 式中,k可取4.7,Rs的值为0.15Ω时,Ioh为Vref/0.705。 MOI:原点监视引脚; A,AB,B,BB:四相步进电机正弦波驱动输出,也可分别用于驱动二个两相电动机; VCC2:电源引脚; PG:器件接地端。3 应用实例 图3所示是STK672-080用于四相步进电机的应用电路,图中,参考电压由Vcc经电阻分压得到,电阻R2取100Ω左右时可减少7脚输入阻抗的影响。STK672-080的8、9、12脚接高电位时,为2W1-2相激励方式。表1 M1、M2和M3的工作真值表 M2 0 0 1 1 CLK输入时钟边缘作用 M1 0 1 0 1 M3 1 2相 1-2相 W1-2相 2W1-2相 仅上升缘有效 0 1-2相 W1-2相 2W1-2相 4W1-2相 上升和下降缘均都有效 图4给出4W1-2相激励方式下的各信号波形时序图。这是最大红分为1/16的4W1-2相通电方式波形。在这种方式下,它的相比较器的参考电压波形接近正弦波。它在1/4周期内有16个微步,电流值有12个台阶值(具体如表2所列),这和正弦波理论值接近。因此,相电流输出也是准正弦波。表2 4W1-2相通电方式电流台阶值 微步数 电流值(%) 正弦波理论值(%) 16 100 100.0 15 100 99.5 14 100 98.1 13 97 95.7 12 92 92.4 11 88 88.2 10 83 83.2 9 77 77.3 8 71 70.7 7 66 63.4 6 55 55.5 5 48 47.1 4 40 38.3 3 31 29.0 2 20 19.5 1 14 9.8 0 0 0

    功率器件 步进 电机 驱动器 及其 应用 stk672-080 电源技术解析

  • 简单可靠的两片式电子镇流器设计

     摘要:FAN7527和KA7541分别是Fairchild Semiconductor公司生产的高效低功耗PFC控制器和电子镇流器控制器。文中介绍了它们的主要特点和引脚功能,给出了用FAN7527进行功率因数校正,并选用KA7541作为荧光灯电子镇流器件器设计的、简单、可靠且成本低廉的新型电子镇流器的电路设计方案。     关键词:功率因数校正 电子镇流器 低功耗 低成本 KA7541 FAN7527 1 引言 白炽灯的照明效率远远低于荧光灯早已是不争的事实,而对于早期的电感式荧光灯镇流器来说,除了其功率因数较低以外,恐怕不少人都有过站在条凳、桌子、木床或其它可以抬高身体的铺垫物上来回拧动启辉器的经历。因此,美国等一些发达国家,早在20世纪90年代就已开始限制生产和使用白炽灯和电感式镇流器,这就为电子镇流器的研制、生产、创新和发展提供了一个广阔的空间。实际上,像IR、三星、ST、西门子、摩托罗拉、飞利浦这样的半导体巨商,都没有停止过对电子镇流器控制IC的开发和生产。本文将给出选用Fairchild半导体公司的FAN7527作为功率因数校正控制器,而用KA7541作为荧光灯电子镇流器控制器设计的简单、可靠且成本低廉的新型电子镇流器的设计方案。 2 PFC控制器FAN7527简介 2.1 FAN7527的主要特点 FAN7527是Fairchild Semiconductor公司为在临界传导模式中进行PFC应用操作而专门生产的一种简单高效的动态功率因数校正控制器。同时也是一种低功耗的PFC控制器。该器件中的误差放大器和乘法器的内部门限可在电路出现过载时打开输出以进行限流操作,同时也可以防止负载断开。由于这种输出驱动限制电路限制了功率MOSFET门极驱动电路在电源电压中点处的过载,因而可大大提高整个电子镇流器的可靠性。FAN7527型PFC控制器的主要特点如下: *内含启动定时器; *内含过压比较器,可有效防止输出电压的跑飞; *具有零电流检测功能; *带有经过精密调整的内部参考; *在高钳位状态,器件采用腾图柱输出形式; *器件的启动和工作电流很低; *具有8脚DIP和8脚SOP两种封装形式。图2 FAN7527内部结构原理框图    2.2 FAN7527的功能结构 FAN7527有8个引脚,图1所示是它的引脚排列。各引脚的功能如下: INV(1脚):片内误差放大器的转换输入,在该端接一个电阻分压器可将该端电压设定在2.5V; EA OUT(2脚):片内误差放大器输出,设计时通常在该端和INV端连接一个反馈补偿网络; MULT(3脚):片内乘法器输入端,通过连接在全波整流输出和地间的电阻分压器可将该端的电压限定在3.8V以下; CS(4脚):PWM比较器输入,可通过连接在芯片外部MOSFET源极上的一个电流检测电阻来检测器件在升压过程中的操作电流;由于该器件内含上升沿间隔电路,因而可以滤除电流波形上的高频噪声; Idet(5脚):零电流检测输入,用于检测电感电流,以防止升压电感辅助绕组上的电压跌至1.8V以下; GND(6脚):接地端; OUT(7脚):大电流功率驱动输出,使用时应通过一个限流电阻连至功率MOSFET的门极; Vcc(8脚):电源端。图3 KA7541的内部功能图    FAN7527型动态功率因数校正控制器可用于设计高可靠、低功耗和高功率密度的电子镇流器。它是一个完整的动态PFC控制器。图2所示是FAN7527的内部结构原理框图。 3 电子镇流器控制器KA7541简介 3.1 KA7541的结构特点 图3所示是KA7541的内部结构原理图。它也是Fairchild半导体公司生产的一种简单可靠的电子镇流器专用控制芯片,同时也是最优化、低功耗、高可靠电子镇流器的最小控制单元。KA7541内部带有软起动功能,因而无需再设计外部软起动电路。采用KA7541设计的电子镇流器电路的软起动开关频率和软起动时间可以根据荧光灯类型的不同来进行调整。由于KA7541内部带有无灯保护电路,因而可防目无灯条件下开关输出电流过大对电路造成的损坏。另外,电路中的输出门极驱动电路可对功率MOSFET的门极电压进行钳位,因而该门极电压与电源电压无关。 KA7541的主要特点如下: *器件内部带有软起动功能; *软起动频率可根据荧光灯类型的不同进行调整; *具有无灯保护功能; *5%的片内带隙参考已经过调整; *带有欠压锁定输出功能; *可采用高端钳位方式实现腾图柱式输出; *具有很低的启动和工作电流。 3.2 KA7541的引脚功能 KA7541采用的是8脚DIP或SOP封装形式,其引脚排列如图4所示,各引脚的具体功能如下: CS(1脚):电路软起动电容连接端口。在正常工作模式,该脚上的电压可用来确定电路的软起动相位。 CT(2脚):定时电容连接端口。利用该电容的充电和放电所产生的锯齿波可以决定器件内部振荡器的振荡频率。 RS(3脚):软起动电阻连接端口。该电阻的组织可在软起动模式时用来确定电路的初始开关频率。 Ldet(4脚):电路保护输入。如果该脚电压低于2V,电路的门极驱动器输出将被禁止。 GND(5脚):接地引脚。 OUT2,OUT1(6,7脚):大电流功率驱动输出,用于驱动外部功率MOSFET的门极。 VCC(8脚):器件电路引脚。图5 双管荧光灯电子镇流器的具体电路4 简单可靠的电子镇流器电路 图5所示是选用FAN7527进行功率因数校正,并选用KA7541作电子镇流器控制器的双管荧光灯电子镇流器的具体电路。图中,L1和C1~C4组成电磁干扰(EMI铝箔器),压敏电阻V1用来拟制瞬态过电压,热敏电阻NTC用作拟制在电路接通瞬间出现的浪涌电流冲击。FAN7527和L2、D5以及开关管Q1一起组成升压型有源功率因数校正预变换器。而KA7541则与T1、Q2、Q3、L3和C15、L4和C16等组成半桥逆变串联谐振式电子镇流器电路。

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  • 用NCP1200代换脉宽调制控制UC3842的应用电路

      摘要:介绍了低功率通用离线电源的脉宽调制电流模式控制器NCP1200的优点及其代换电路,同时结合代换电路,指出了实际应用中出现的问题和解决办法。     关键词:脉宽调制控制器 电流模式控制 NCP1200 NCP1200是ON Semiconductor公司生产的低功率通用离线电源脉宽调制电流模式控制器,它代表向超密集型开关电源的大飞跃。该器件在对元件数据要求比较严格的场合,特别是在低价AC/DC变换器或辅助电源等应用方面,不失为理想的选择。NCP1200包含了基于UC3842的电源中通常所需的所有必要元件,包括定时元件、反馈器件、低通滤波器和自供电等。 1 NCP1200的结构与设计特点 1.1 NCP1200的内部结构 NCP1200采用标准电流模式体系,关断时间由峰值电流设置点确定。其内部结构如图1所示,器件内部集成有跳周期比较器、40/60/100kHz时钟、Q触发器D≤0.8复位、欠压锁定高低稳压器等。出于NCP1200内置有时钟发生器,所以无需外接R-C元件。它的工作频率可在40kHz、60kHz或100kHz中选择。光耦合器直接接至反馈管脚2上,内部的集成电路控制监视信号流。250ns的前缘消隐(LEB)电路节省了一个外部R-C网络。NCP1200采用SO-8或DIP8封装。其管脚说明如表1所列。表1 NCP1200的管脚说明 引脚号 引脚名称 功   能 说    明 1 Adj 调整起跳峰值电流 该引脚用来调整开始跳周期工作的电平 2 FB 设置峰值电流设置点 通过将一个光耦合器连到该引脚,可随输出功率的需求来调整峰值电流设置点 3 CS 电流检测输入 用于检测初级电流并通过一个L.E.B将其送入内部比较器 4 Gnd 集成电路接地端   5 Drv 驱动脉冲 驱动器至外部MOSFET的输出 6 Vcc 集成电路电源 该引脚连接一个典型值为10μF的外部电容 7 NC 空脚   8 HV 从交流线路上产生Vcc 该引脚连到高压干线上,可向Vcc大容易注入一恒定电流 1.2 设计特点 (1)低待机功耗 NCP1200具有符合美国能源之星(Energy Star)和欧洲蓝天使(Blue Angel)等待机能耗规定的低成本解决方案。由于开关电源在正常负载条件下具有良好的效率,而在输出功率减小时,其效率将开始下降。因此如果采用跳过一些不需要的开关周期的方法,NCP1200就可以大大减小在轻负载时的功率消耗。在空载情况下,NCP1200的总待机功率可达到国际能源机构(IEA)最新建议的要求。 (2)无需辅助电源绕组 NCP1200拥有专利的甚高压集成电路(VHVIC)技术,此技术使集成电路可由高压直流干线直接供电,即NCP1200具有动态自供电(DSS)功能。因此,在电池充电器应用中,使用NCP1200时无需设计专门的初级电路来应付辅助电源的瞬间丢失(如当Vout降低时)。    (3)工作时无音频噪声 NCP1200在大的峰值电流时并不跳周期,而是等待直至峰值电流降至用户可调的最大限制值的1/3以下时才发生跳周期,这使得变压器不发生振鸣,因而可选择便宜的磁性器件而不会出现噪声。 (4)短路保护 通过持续监视反馈线的状况,NCP1200能检测到出现短路的情况,并立即将输出功率减少,对对整个电路保护。一旦短路消失,控制器即回复正常工作。因此,对于给定的应用(如恒定输出功率的电源),可以很方便地断开这个保护功能。 此外,NCP1200还具有110mA峰值拉/灌电流能力、直接光耦连接以及内部热关断等优点。 2 代换电路 图2是用NCP1200代替UC3842的代换电路,该控制芯片通常应用在单端反击电路中,电路中的NCP1200直接由高压直流干线供电。假如对代换电路做些小调整将会有意想不到的结果。 (1)进一步降低总待机功耗 集成电路内部的功耗由其内部各电子模块(时钟、比较器、驱动器等)的功耗组成,但也取决于MOSFET的栅极电荷量Qg。驱动MOSFET的平均电流(不包含驱动器的效率,并忽略各种电压降)为: I=fsw·Qg/2 其中,fsw为最大开关频率(Hz); Qg为MOSFET的栅极电荷(C) 所以可以通过以下方法进一步来减小功耗; *用具有小栅极电荷量Qg的MOSFET; *通过一个二极管将脚8连至电源输入端; *如果采用辅助绕组使Vcc电平持续保持在Vccl之上,那么,内部启动源将自动断开而集成电路将完全由此绕组自供电。而且,来自主干线的总功率将明显降低。但必须确保辅助电压不超过16V,特别是在过冲瞬态情况下(例如突然去掉负载)。因此,还应采用有效的过压保护(OVP)。 (2)过载检测失效 将一个20kΩ的电阻从FB接至地端将使过载保护电路失效。这是一个非常有用的方法,特别是在需要构建一个恒输出功率变换器时。 (3)跳周期调节 通过改变管脚1上出现的直流电压,可以调节跳周期发生时的电流值。在缺省情况下,峰值电流会在降至最大峰电流的三分之一以下时发生跳周期。如果需要在更大的电流时进入待机状态,可简单地将一个电阻接在管脚6(Vcc)上以提升管脚1的电平。相反地如果认为缺省的跳周期峰值电流设定点太高,也可将一个电阻从管脚1接地而使其降低。管脚1的输出电阻典型值为24kΩ。 (4)外接MOSFET 由于允许集成电路外接MOSFET,所以可选用防雪崩器件。某种情况下(例如低输出功率时),不用有源箝位电路也能工作。但如果此泄漏通路持续施加超过MOSFET BVdss的漏极-源极电压,则必须使用箝位网络,且必须有一个无源RC网络或一个瞬态电压抑制器TVS。此外,通过控制MOSFET的栅极信号还可以降低器件的变换速率,从而减小电磁干扰(EMI)。图2 代换电路3 应注意的问题及解决办法 如果器件是工作在250V交流干线上,则最大整流电压可高至350V直流。假如使用的NCP1200是100kHz型号,那么,其功耗为340×1.8mA=612mW(1.8mA的数值在更高工作温度时会下降)。而DIP8封装的NCP1200所提供的结到空气的热阻Roj-A为100℃/W。因此,在已知最大工作环境温度(如70℃)和最大允许结温(125℃)条件下,它的最大功耗为550mW,这已超过100kHz型号所设的最差功耗为550mW,这已超过100kHz型号所设的最差功耗预算。对此,可以通过以下方法来解决:一是在NCP1200的DIP8焊盘周围增加一些铜箔面积。二是在引脚8外串联一个二极管,以使最大输入电压降至222V(2×350/π),从而使功耗低于400mW。还有一个办法就是通过一个辅助绕组来实现自供电,以永久断开自供电。SO-8封装的NCP1200也可以通过相同的方法来解决这一问题。 4 结束语 由于NCP1200具有待机功耗低、无需辅助绕组、工作时无音频噪声等优点,而且与传统的脉宽调制控制器相比(如UC3842),NCP1200几乎不需要外部元件,因而该芯片在开关模式电源(SMPS)领域中有着广阔的应用前景。

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  • 锂离子电池手机充电器现况及前景

     作者Email: zhh@httc.com.cn     【摘要】锂离子电池本身的良好特性,使得其在便携式产品中(手机、笔记本电脑、PDA等)的应用越来越广泛,用于锂离子电池的充电器在设计和功能上也日趋完善。本文主要介绍了锂离子电池手机充电器的市场现况、发展前景,以及目前流行的电路设计。     【关键词】锂离子电池、充电器     一、引言     锂离子电池具有较高的能量重量比和能量体积比,无记忆效应,可重复充电次数多,使用寿命较长,价格也越来越低。它的这些特点促进了便携式产品向更小更轻的方向发展,使得选用单节锂离子电池供电的产品也越来越多。锂离子电池的不足之处在于对充电器的要求比较苛刻,对保护电路的要求较高。其要求的充电方式是恒流恒压方式,为有效利用电池容量,需将锂离子电池充电至最大电压,但是过压充电会造成电池损坏,这就要求较高的控制精度(精度高于1%)。另外,对于电压过低的电池需要进行预充,充电终止检测除电压检测外,还需采用其他的辅助方法作为防止过充的后备措施,如检测电池温度、限定充电时间,为电池提供附加保护。由此可见实现安全高效的充电控制成为锂离子电池推广应用的瓶颈。     锂电池充电器的基本要求是特定的充电电流和充电电压,从而保证电池安全充电。增加其它充电辅助功能是为了改善电池寿命,简化充电器的操作,其中包括给过放电的电池使用涓流充电、电池电压检测、输入电流限制、充电完成后关断充电器、电池部分放电后自动启动充电等。所有或者部分这些功能都可以在充电芯片中实现,当然,也可利用ASIC、分立器件、或在微处理器的基础上用软件实现。     二、国内手机充电器市场情况     目前,市场上手机充电器种类繁多,但其中也有很多质量低劣的不合格产品。在去年产品质量国家监督抽查结果中,将近40%的厂家生产的充电器不合格。其主要问题出现在: 与交流电网电源的连接,电源端子骚扰电压,辐射骚扰场强和充电电压几个方面。另外,一些产品的低温性能、额定容量、放电性能、安全保护性能等方面存在质量问题。这些质量问题会影响到手机的正常使用,还会影响手机的使用寿命,严重时还可能伤害消费者。     现在市场上发现有一些假冒伪劣手机电池便携式充电器。这些充电器由于价格非常低,携带方便,有许多手机用户更愿意使用这些充电器来对电池进行充电。劣质充电器实际上就是一个没有安全保证的简易变压器,由于内部缺少保护电路等保证安全的零配件,因而重量较原装品轻很多。但实际上,由于现在的手机电池多采用锂离子电池或镍氢电池作电芯,对充电器的电压、电流特性及安全保护有很高的要求。这些假冒伪劣充电器由于设计简单,采用劣质材料,加工手段粗糙,对手机电池的性能和寿命有很大损害。没有保护电路的充电器,由于不能保证充电时电流的稳定,因而会有烧坏电池甚至爆炸的危险。     目前手机充电器主要有旅行充电器,座式充电器和车载充电器。厂家生产的原装旅行充电器和座式充电器,设计上都采用越来越精密的保护电路或开关电路设计,对电池的充电起到了良好的保护作用。车载充电器可以方便用户在汽车上为手机充电,一端插入点烟器,另一端连接手机,但不宜在汽车中长期充电,因为汽车中温度较高。     三、手机充电器的市场走向     1. 目前,手机充电器可分为单槽形状和双槽型充电器,单槽形充电器正在受到双槽形的攻击。双槽形充电器除了具有慢速充电、快速充电、放电及镍镉、镍氢电池兼充的标准功能外,还有部分产品带有自动温度控制与电压控制,严防过充的新功能,因而消费者应将倾向于选择双槽型充电器。     2. 随着手机种类的日益增多,各种充电器因机型不同,电源端口的大小也不相同,从而不能互换使用,给消费者带来了不便。标准型充电器,是指可以连接所有手机底端电源插座(端口)的充电器。而且,生产的手机的电源端口将统一为适用于标准充电器的规格。这样,消费者将不必在每次换手机时同时购买新的充电器。由此可见,充电器在从坐式向便携式、双槽式等方向发展的同时,也开始向标准化、通用化的方向发展。     3. 手机充电器的待机耗电量的降低逐步成为充电器的设计过程中的一个重要环节。相比于以前的充电器,今后生产的产品将会在各项功能完善的同时进一步降低本身的待机耗电量。为了达到这一目标,可以设计一个判断AC适配器是否连接负荷(手机)的IC,当未连接负荷时,将AC适配器的直流输出方(2级电路)切换到高阻抗电路上。通过采取这一措施可以大幅减少待机时2级电路的消耗电流(可以达到数十μA)。另外,还可以在输入交流100V方(1级电路)中设置切换电路。在未连接负荷时,通过开关切换电路来减少供应给直流输出方(2级电路)的功率从而减少耗电量。     4.现在市场上的大部分充电器,只是针对锂电池或镍氢电池充电的,但是随着市场的发展,自动识别两种电池而进行相应的充电进程的充电器正在逐步占据主流。可以自动分辨锂电池或镍氢电池的座充能“防止将锂电放电的错误动作”,如果在充锂电池时不小心按到了座充上的“放电钮”,好的座充可以辨识出来是锂电池,因此不会做放电动作;差的座充则不管三七二十一地进行放电,这就会造成锂电池寿命的折损。     四、手机充电器的设计要求     目前一些大的厂家生产的手机充电器都具有以下特点: 宽范围AC输入或多国电压可选;具备限流保护,电流短路与反充保护线路设计;体积小、重量轻;自动、快速充电,充满电后自动关断等等。另外,有的充电器还有自动识别锂离子、镍氢、镍镉电池组;具有放电功能;LED 充电状态显示;低噪声;模拟微电脑控制系统等特点。使用智能控制的充电器模块框图一般如下:     五、手机充电器工作流程     目前手机充电器的工作流程一般为:     1. 检测电池的电压,如果低于一个阈值电压,就要进行涓流充电;     2. 电池充到一定电压(一般设置为2.9V)时,进行全电流充电;     3. 当电池电压达到预置电压(锂离子电池一般为4.2V)时,开始恒压充电,同时充电电流降低;     4. 当电流逐渐减小到规定的值时,充电过程结束。     以美国TI公司的BQ2057为例,其充电流程如下:     除了上面的流程描述,它还具有可选的电池温度监测,利用电池组温度传感器连续检测电池温度,当电池温度超出设定范围时BQ2057关闭对电池充电。而且,充电状态识别可由输出的LED指示灯或与主控器接口实现,具有自动重新充电、最小电流终止充电、低功耗休眠等特性。     一般来说,恒压充电结束时的小电流充电过程中,电流的大小一般为恒流充电时电流的十分之一。目前在锂离子电池充电器的设计中,对手机充电结束后由于某种因素放电的情况而专门设计了检测电路,一旦检测到电池电压降低,就会重新启动充电过程(见上图)。     其典型的充电曲线如图所示:         综上所述,随着便携式产品突发猛进的发展,尤其是手机的普及,以及锂离子电池的广泛应用,锂离子电池充电器的设计和功能面临着进一步的改善。对于众多充电器生产厂家来说,尽早设计出功能完善、安全实用的充电器,就能更早的在市场中占据领先地位,抢占商机。

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  • 用MC9S12H256实现异步电机变频调速

     摘要:介绍目前国内应用较少的Motorola公司16位单片机MC9S12H256;详细阐述使用该型号单片机实现闭环变频调速系统的设计方法;着重讨论MC9S12H256用于变频调速时特有的优势。     关键词:SPWM MC9S12H256 变频 IGBT 光电编码器 引言 SPWM变频调速系统由于具有调速范围宽、功率因数高、对电网影响小、电机运行平稳、可有效抑制低次谐波、可实现较大容量等诸多优点,而越来越受到人们的重视,一直被视作非常有发展前途的变频方案,越来越多的科研技术人员开始讨论这一课题。由于电力电子技术的高速发展和智能控制技术的广泛应用,当前人们设计的SPWM电机变频调速系统,摒弃了过去依赖逻辑电路,如比较器、三角波发生器等陈旧的实现方式,而采用高性能MCU加上一些专门的PWM集成电路,如HEF4752、SLE4520等构成。文本介绍的系统由于MC9S12H256具有独立的PWM通道,实现起来更为容量;加之Motorola出品的MCU一向具有产品线丰富,片内资源众多等优点,所以比较使用Intel 80196实现的方案,无论是调试方式还是工作速度以及实现难易度都有一定的优势。图1 MC9S12H256 PWM方框图1 MC9S12H256 PWM模块介绍 MC9S12H256是Motorola公司16位单片机系列中定位于电机控制的机型,它秉承了Motorola单片机资源丰富的传统优势,最高工作频率为24MHz,内部具有256K Flash ROM、12K RAM、4K EEPROM、2个SCI、1个SPI、1个I2C总线接口、8通道16位定时器、1个6通道PWM模块、16通道10个A/D转换器、2个CAN2.0接口、1个LCD驱动器。其中专门用于电机控制的PWM模块可以很方便地生成双极式三相脉宽调制波形。下面详细介绍该芯片的PWM模块。 PWM模块含有6个PWM通道,每个通道可以独立产生左对齐或者中心对齐的波形。每个通道的波形周期和占空比以及对齐方式都可以单独编程,同时每个通道还配有一个专门的计数器来灵活选择不同的时间源,以提供更宽的变频。综合起来PWM模块具有以下性质: *6个独立的PWM通道,其周期、占空比、对齐方式都可以单独编程; *每个PWM通道都配有计数器,用来选择时钟源; *每个PWM通道都可以通过编程来开启或者关断; *每个通道的起始极性能可以编程; *周期和占空比寄存器是双缓冲的,也就是说只有一个周期结束之后才可以转化为新的指定的周期和占空比; *6个8位的PWM通道可以合并成更高精度的3个16位PWM通道; *可以编程选择4个时钟源,所以可提供宽厂的变频范围; *具有突发事故通道关断功能。 由此可见,该芯片的PWM模块是相当强大的。毫无疑问,这将有助于缩短我们设计电机变频调整系统的时间。该PWM模块框图如图1所示。图2 主电路图    由图1可以看出,PWM波形的生成和修改,都是通过改变每一通道所包含的寄存器以及系统寄存器来实现的,所以明确这些寄存器的含义是成功实现SPWM波形的关键。但是,由于该PWM模块含有31个寄存器,数目众多,限于篇幅,这里只概略介绍一下。 在这31个寄存器中,有一部分为芯片出厂测试之用,具体功能如表1所列。其中的偏移地址指的是该寄存器相对于PWM基址的偏移量。 寄存器中PWMCLK、PWMPRCLK、PWMSCLA、PWMSCLB是与时钟源选择有关的。在PWM模块中共有四种不同的时钟源:ClockA、ClockB、ClockSA、ClockSB。其中ClockA和ClockSA用于0、1、4、5通道;ClockB和ClockSB用于2、3通道。ClockA、ClockB是由总线时钟除以一定的比例因子(最大为128)生成的,而ClockSA、ClockSB是由ClockA、ClockB除以一定的比例因子(最大为512)生成的。对应地,PWMCLK寄存器用来设置每个通道的时钟源,PWMPRCLK用来设置生成ClockA、ClockB时钟时的比例因子;而PWMSCLA、PWMSCLB则设置生成ClockSA、ClockSB的比例因子。由此我们可以看出,如果芯片的工作频率为16MHz,那么理论上,IGBT的关断频率可以达到1Hz~16MHz。这是一个非常宽的频率范围,当然实际中还需要考虑IGBT可以承受的关断频率。表1 PWM寄存器功能描述 偏移地址 寄存器名称 功    能 访问权限 $_00 PWME 6通道PWM关断控制 读/写 $_01 PWMPOL 指定起始电平 读/写 $_02 PWMCLK 选择时钟源 读/写 $_03 PWMPRCLK 设置ClockA/B比例因子 读/写 $_04 PWMCAE 选择波表对齐方式 读/写 $_05 PWMCTL 控制是否合成为16位PWM通道 读/写 $_06~07 PWMTST,PWMTRSC 出厂测试用 读/写 $_08 PWMCLA 设置ClockSA比例因子 读/写 $_09 PWMCLB 设置ClockSB比例因子 读/写 $_0A~B PWMSCNTA,PWMSCNTB 出厂测试用 读/写 $_0C~11 PWMCNT0~PWMCNT5 PWM通道0~5专用计烽器 读/写 $_12~17 PWMPER0~PWMPER5 设置PWM通道0~5脉冲周期 读/写 $_18~1D PWMDTY0~PWMDYT5 设置PWM通道0~5“1”电平宽度 读/写 $_1E PWMSDN 突发事故关断PWM 读/写 2 硬件选型与系统框图 由前面对MC9S12H256芯片的介绍可以知道,它的内部资源非常丰富。毫无疑问,这给硬件设计带来了极大的方便,基本上们不需要再行扩展大的外围器件了;主要扩展的是IGBT的驱动装置、人机接口部分的键盘和LCD以及用于测定电机转速的光电编码器四个部分。 考虑到可购买性和价格,IGBT选用IMB150-120,其驱动器选用EVB840。它们都具有价格适中,应用成熟等特点。LCD选用东芝JR07用来显示电机转速、频率、工作状态等。至于光电编码器,以前以国外产品为主,价格一般非常昂贵;现在已有不少国内厂家可以生产,不光价格要便宜得多,性能也并不逊色,所以我们选用了长春三峰传感器技术公司的PZF系列传感器,键盘则使用市售普通型号。 SPWM电机变频调速系统由电机主电路和控制电路两部分构成。主电路采用交-直-交电压型IGBT-PWM变频电路,如图2所示。控制电路以MC9S12H256为核心,如图3所示,接受外部键盘输入的速度数据,送LCD显示的同时,通过此输入的速度和光电编码器测得的速度,根据一定的控制算法,计算出电机的频率,然后计算出SPWM波形参数,再通过内置的PWM模块使EXB840驱动IGBT产生脉宽调帛波形,来使电机按照期望的频率转动。其中6个PWM通道与IGBT的接口安排为:通道5接A+;4接A-;3接B+;2接B-;1接C+;0接C-。图2中T1~T6表示的是6只IGBT。表2 调制度和载波比取值表 逆变器输出频率/Hz 载波比N 调制度M 开关频率/Hz 32~62 18 0.56~0.8 576~1116 16~31 36 0.24~0.56 576~1116 8~16 72 0.16~0.24 576~1080 4~7.5 144 0.08~0.16 576~1080 3 算法与控制策略 3.1 调制度与载波比的选择 SPWM变频有一个原则,即在尽可能的范围内保持转子磁通不变。所以,我们在设计算法时规定了输出频率和电压的关系。为了充分利用本型号单片机强大的计算功能,我们采用分段同步调制的方法;在一定的频率范围内,采用同步调制,保持输出波形对称;当频率下降幅度较陡时,将载波比分段一级一级增加。具体来说就是使逆变器整个变频范围划分为多个频段,在每个频段内维持载波比恒定。如表2所列,调制定M定义为正弦调制波参考信号峰值Urm与三解载波峰值Utm之比,载波比N定义为三角载波频率ft与正弦调制波频率fr之比。表2可建于Flash中,方便在程序中读取,查表时调制度要进行插值运算。 3.2 PWM波形的生成 考虑到工程上的可实现性以及输出波形的精度,采用了规则采样二法进行采样,如图4所示。 在三角载波的固定负峰值位置找到正弦调制波的采样电压值,也就是图4中E点,然后过E点作水平线,截得三角波A、B两点,从而确定脉宽时间t2。在这种采样法中,每个周期的采样时刻是固定的。根据脉冲电压对三角载波的对称性以及三相电压的特性,可知三相脉宽t和周期t2a~t2c的计算公式如下: t2a=T[1+Msin(ω1te)]/2 t2b=T[1+Msin(ω1te+2π/3)]/2] t2c=T[1+Msin(ω1te+4π/3)]/2 t=T[3+Msin(ω1te)]/4 其中:T—三角载波的周期; ω1—正弦调制波的角频率; te—三角载波的负峰值时刻。 考虑到该型号单片机的高速计算能力,我们采用以实时计算为主的波形生成方法:即先在芯片自带Flash中存储正弦函数的值,根据键盘输入的期望速度和光电编码器的反馈速度,按照一定的控制算法,计算出电机的工作频率。然后,查表2取出M和N,再查正弦表,根据上述公式计算出每一相的脉冲宽度和周期,再设置相应通道的PWM模块寄存器来产生期望的PWM波形。 3.3 控制策略和PWM通道系统参数设置 控制策略采用转差矢量变换,此外还有过电流、过电压保护等其它一些细节问题。限于篇幅,此处不详细介绍。由表2可知,为了匹配相应的开关频率,我们必须为每一个PWM通道选用恰当的时钟源。经过分析,将ClockSA作为0、1、4、5通道时钟源;将ClockSB作为2、3通道时钟源,并将PWMCLK设为$FD;将PWMPRCLK设为$55;将PWMSCLA/B设为$40,这样ClockSA=ClockSB=16M/32/128=2048Hz,所以开频率范围为(2048/512,2048)=(4,2048)Hz。显然,表2所要求的开关频率在个范围之内。4 软件开发工具 开发工具采用Windriver公司的嵌入式C编译器。为了优化编译质量,采取汇编和C混合编程的模式,其中PWM波形等需要计算速度的任务使用汇编编写,其余LCD显示、键盘处理等使用C语言编写。实际上,由于MC9S12H256集成了绝大多数功能模块,这也给软件编程带来了方便。整个软件功能主要包括处理键盘输入、LCD显示、控制算法实现、PWM波形生成。程序分为主程序和两个定时中断服务子程序T0、T1。主程序完成转差矢量变换、LCD显示、键盘处理。T0每隔一个三角载波周期中断一次,以便将实时计算出的PWM波形数据送入相关寄存器;T1每隔一个调制波周期中断一次,以便对定时器和累加器清零,消除积累误差。 结语 由MC9S12H25构成的SPWM变频电机调速系统,充分利用了Motorola公司单片机特有片内资源异常丰富、开发工具优良等诸多优点,大大简化了变频调速系统的开发。

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  • IPM死区时间调整硬件解决方案

    作者Email: gouyujie@sina.com     摘要:针对不同厂家IPM要求的死区时间参数的不同,本文从硬件电路角度出发,提出一种延时电路方案,解决了因参数调整而引起软件的不统一问题,进而为MCU的大批量mask降低成本提供可能。     关键词: IPM    死区时间      随着现代电力电子技术的飞速发展,以绝缘栅双晶体管(IGBT)为代表的功率器件在越来越多的场合得到广泛地应用。IGBT是VDMOS与双极晶体管的组合器件,集MOSFET与GTR的优点于一身,既具有输入阻抗高,开关速度快,热稳定性好和驱动电路简单的长处,又具有通态电压低,耐压高和承受大电流的优点,特别适合于电机控制。现代逐渐得到普遍推广的变频空调,其内部的压缩机控制单元就是采用以IGBT为主要功率器件的新型智能模块(IPM)。     IPM(智能功率模块)即Intelligent Power Module的缩写,它是将输出功率器件IGBT和驱动电路、多种保护电路集成在同一模块内,与普通IGBT相比,在系统性能和可靠性上均有进一步提高,而且由于IPM通态损耗和开关损耗都比较低,使散热器的尺寸减小,故整个系统的尺寸减小。下面是IPM内部的电路框图:     IPM内部含有门极驱动控制、故障检测和多种保护电路。保护电路分别检测过流、短路、过热、电源欠压等故障,当任一故障出现时,内部电路会封锁驱动信号并向外送出故障信号,以便外部的控制器及时处理现场,避免器件受到进一步损坏。下图是变频空调室外压缩机控制驱动主电路的原理图。     220V交流电压经过由D1~D4和电解电容C1组成的桥式整流和阻容滤波电路后成为给IPM供电的直流电压,六个开关管按照一定规律通断,分别在U、V、W三相输出一系列的矩形信号,通过调整矩形波的频率与占空比达到调节输出电压频率和幅度的目的,即现在应用最广泛的PWM(PULSE WIDTH MODULATE 脉冲宽度调制)控制技术,PWM控制技术从控制思想上可以分成四类:等脉宽PWM法、正弦波PWM法、磁链追踪PWM法和电流追踪型PWM法。不管采用何种控制方式,都必须注意U、V、W任意一相上下两个桥臂不能同时导通,否则直流电源将在IPM内部形成短路,这是绝对不允许的。为了避免电源元件的切换反应不及时可能造成的短路,一定要在控制信号之间设定互锁时间,这个时间又叫换流时间,或者叫死区时间。     死区时间,一般情况下软件工程师在程序设计时就会考虑并写进控制软件。但是由于不同公司生产的IPM,对死区时间长短的要求不尽相同,这样软件就会出现多个版本,不便于管理,并且影响CPU的MASK(掩模)工作。为了控制软件的统一性,有的软件工程师将死区时间放到芯片外扩展的E2中,对不同公司的IPM,只需改变一下E2中的数据,即可简单实现死区时间的匹配。这种方法的缺点是生产成本较高,在实际应用时受到一定限制。随着集成电路工艺的不断改进,各种逻辑门集成电路的价格不断地下降,使采用硬件电路实现死区时间设定应用到生产上成为可能,这种方法的优点是电路简单,延时时间方便可调,成本低廉。     方案原理图如下图3:     控制过程如下:     因为IPM控制输入低电平有效。平时CPU输出控制脚1处于高电平,逻辑或门输出高电平,IPM输入锁定。当CPU输出低电平有效时,高频瓷片电容通过电阻放电,逻辑或门输入脚2仍然维持高电平,逻辑或门输出高电平,IPM输入仍然锁定。当电容放电完毕,或门输入脚2变为低电平时逻辑输出才为低电平,IPM控制输入有效,因此,电容放电时间就是CPU控制输出到IPM控制输入有效的延时时间。当CPU控制输出关断即输出重新变为高电平时,尽管电容处于充电状态而使或门输入脚2处于低电平,逻辑或门输出仍然立即变为高电平,锁定IPM输入。上述电路只是六路IPM控制输入的其中一路,其他五路做同样处理,通过调整R、C的参数,就可以实现所需要的延时时间。下面是一相电路控制时序图:     下面我们推导图3所示电路中电阻和电容的选择:     根据电工学公式,由电阻、电容组成的一阶线性串联电路,电容电压Uc可以用下式表示:     Uc=Uoexp(-t/τ)                     (1) τ为时间常数    τ=RC 在图3所示电路中,我们选择ST公司生产的高速CMOS或门电路,它的关门电平为1.35V(电源电压为4.5V),即当输入电压降至1.35/4.5U0=0.3 U0时,输出电平转换有效,因此由式(1)可以推导出: td =-τln0.3=1.2RC                             (2)     上式就是我们选择R、C值的指导公式。     例如:需要延时时间为10us,选择精度为5%高频瓷片电容,容量为103P,则     R= 10 *10e-6/1.2C=833Ω,这样R就可选择精度为1%、阻值为820Ω的金属膜电阻。     小结:按照上述方案设计的硬件延时电路,结构简单,成本低廉,可靠性极高,在实际使用时只需简单调换一下电阻的阻值就可实现对死区时间要求不同的IPM的控制。作者Email: gouyujie@sina.com

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