• 线性稳压器和开关稳压器比较

    虽然设计人员很清楚开关 DC/DC 转换器能效高,但线性稳压器仍是大多数应用的最佳选择。了解其中的原因将帮助设计人员做出正确选择并妥善实现方案。 本文对线性稳压器和开关稳压器进行了比较,并介绍了在考虑能效的同时,如何相应考虑简洁性、低成本、稳定性等因素。 开关稳压器:高效但复杂 开关稳压器效率高,并且能够轻松实现升压输出、降压输出和电压逆变。目前的模块化芯片结构紧凑、性能可靠,许多供应商都有供应。尽管开关稳压器具有许多优势,但也存在不足之处(表 1)。 首先,开关稳压器属于复杂芯片,因此为确保新产品正常工作,可能需要更多的设计工作。其次,目前的开关稳压器集成度越高,成本也越高,并且还需增大芯片尺寸。最后,所有的高频率开关往往会产生噪声。 在高频工作模式下,开关稳压器会在输入和输出滤波器上产生电压和电流纹波,这是在设计中使用该器件所面临的主要问题。而解决这些问题需要时间和设计技能。 线性稳压器可以解决开关稳压器的所有主要缺点。它们简单且低成本,需要较少外部元器件,并且不会因开关产生多余的噪声。如表 1 所示,对于恰当的应用选择这些合适的线性稳压器才是明智之举。 仅支持降压工作模式 上段描述中有一关键词“恰当的应用”,那是因为线性稳压器存在局限性,这意味着它们可能不适合某些设计,但却会是另一些设计的合适之选。 例如,线性稳压器输出只能低于输入电压(“降压”)。因为存在局限性,所以需要增加额外的电池来提高基本 DC 供电电压,才能确保电压超过 LDO 需要的输入电压。每个稳压器需使用五个标称电压为 1 至 1.5 伏的电池,每个电池需要在其整个放电周期内确保可靠的 5 伏输出电压。而额外增加电池的成本很快会超出使用较少电池即可运行的开关稳压器成本。此外,额外的电池还占据了宝贵的空间。 另外还有一个问题,如果产品中的元器件需要高于所有其他元器件的电压,线性稳压器无法实现升压输出。还有类似的问题,在某些模拟电路需要负电压的情况下,由于线性稳压器无法逆转正电源,因而无法使用。 线性稳压器的效率不如开关器件,因此其电池的寿命不如开关稳压器长久。更糟糕的是,如果电池仍有一些电量,但合成后的输出电压低于芯片需要的最低电压,将无法使用剩余电量。 相比之下,开关器件可以切换至升压模式,从而用尽电池的最后电量。 当电池的直流源的初始电压高于实际需要的轨电压,且电池电压随着放电的持续降至所需轨电压以下时,降压升压稳压器就非常实用。降压升压器件可以在两种模式中完美切换,即使在电池电压降至轨电压之下,仍可获得所需的输出轨电压值。 在一些极低功耗应用中,以缩短电池寿命为代价来避免使用开关稳压器是可以接受的。例如,使用线性稳压器导致高功耗产品的电池寿命从 12 小时缩短至 8 小时,消费者不太会对此感到高兴;但如果价格足够便宜,消费者很可能会接受低功耗产品的电池寿命从六个月缩短至五个月。 线性稳压器的高能效范围 线性稳压器可能无法达到开关转换器或稳压器的整体效率,但其仍具有自身的优势,在输入和输出电压差降低时,稳压器能效就会升高。当输入电压刚刚高于输出电压值时,线性稳压器的能效接近 95% 至 99%。 这种特征表明在特定应用中的线性稳压器整体效率要高于仅做简单直接比较而得出的结果。因此务必考虑产品工作期间内电池的完整放电特性,并确定该段时间内的平均效率以获得精确数值(图 1)。 图 1:使用三节 AA 型碱性电池(100 mW 恒定功率负载)的系统中线性稳压器能效与电池电压之间的关系;请注意稳压器能效如何随着电压下降而升高。(图片:Maxim Integrated)尽管电池满电量时能效约为 73%,但整个放电周期内的平均能效为 85%。应该将此数值与开关稳压器等效数据进行比较,因为开关稳压器电池效率不会随着电压下降而升高。 再看一下图 1,我们会发现在 20 小时后,尽管电池仍有一些电量,但由于输入和输出电压差太小,以至于该器件无法调节电压,继而停止工作。电池实际为产品供电的总累积电量为: 平均调节效率 × 停止供电前的电池能量使用百分比 =85% × 80% = 68%。 选择较低压差特性的 IC 确保耗尽更多的电池电量,从而提高效率。 “压差”是指调节停止前输入和输出电压的差值。如图 1 示例所示,如果线性稳压器更换成具有更高压差的器件(3.4 至 3.0 伏),电池可以多使用 2.5 小时,电池能源利用率将提高至: 85% × 90% = 76.5% 仔细查看制造商提供的规格书,因为一些所谓的“低压差”(LDO) 器件的输入/输出压差十分大。这意味着停止工作前,电池中仍含有很多电量。请注意,压差可能随负载电流变化而变化。 LDO 选择与实现 对于希望在特定应用中选择使用 LDO 以便充分利用线性稳压器优势的设计工程师来说,很可能会在市场上纷繁芜杂的选择面前不知所措。虽然外观简洁,但一般的 LDO 规格书除基本的规格表通常还有二十、三十甚至更多性能图。这些图展现了静态和动态性能以及在不同工作场景和条件下的功能。 在针对便携式应用的 LDO 器件中,有许多器件适合于宽输入和输出电压范围。一些具有固定输出电压、一些具有用户可调节输出电压、一些可以提供负输出轨。一些 LDO 较为通用并具有备用电源,而其他一些 LDO 针对特定应用领域专门优化了一个或多个参数。以下几个示例展示了市面上 LDO 的多样性。 汽车:Maxim Integrated MAX16910 是用于汽车应用的 200 mA 超低静态电流 LDO。除了具备基本性能,该器件还适用于要求严苛的汽车应用环境。具有 +45 伏的抗瞬变输入电压,可以应对“负载突降”状况并在该状况下工作,还可工作于(指定值)-40°C 至 +125°C 的汽车温度范围(图 2)。在 +3.5 伏至 +30 伏的输入电压下工作,仅消耗 20 微安 (?A) 空载静态电流,在用户控制关断模式下仅为 1.6 μA。 图 2:Maxim Integrated 的 MAX16910 十分引人注目,因为它符合质保功能中严苛的汽车规定,并可在 -40°C 至 +125°C 的温度范围内正常工作。(图片:Maxim Integrated)负电压:负电压设计可不仅仅是反向连接转换器,还涉及到接地参考问题以及其他拓扑问题。因而,需要特定的负电压型 LDO。Analog Devices 的 ADP7183 具有负输入/输出电压以及超低噪声特性(图 3)。 这些 IC 在 ?2.0 伏至 ?5.5 伏的输入电压下工作,最高提供 ?300 毫安 (mA) 的输出电流。该器件提供 15 种 ?0.5 伏至 ?4.5 伏的固定输出电压选择,或具有在 ?0.5 伏至 ?VIN + 0.5 伏范围内可调节的输出电压。此外,输出噪声在 100 Hz 至 100 kHz 时仅为 4 μVRMS,噪声谱密度在 10 kHz 至 1 MHz 时为 20 nV/√Hz。最后,典型电源抑制比 (PSRR) 在 10 kHz 时为 75 dB;100 kHz 时为 62 dB;1 MHz 时为 40 dB。 线性稳压器L7806CV www.dzsc.com/ic-detail/9_2854.html的详细规格 类别:集成电路(IC) PMIC - 稳压器 - 线性 制造商:STMicroelectronics 系列:- 包装 :管件 零件状态:在售 输出配置:正 输出类型:固定 稳压器数:1 电压 - 输入(最大值):35V 电压 - 输出(最小值/固定):6V 电压 - 输出(最大值):- 压降(最大值):2V @ 1A(标准) 电流 - 输出:1.5A 电流 - 静态(Iq):8mA PSRR:59dB(120Hz) 控制特性:- 保护功能:超温,短路 工作温度:0°C ~ 125°C 安装类型:通孔 封装/外壳:TO-220-3 供应商器件封装:TO-220-3 基本零件编号:L7806 输出配置:正 输出类型:固定 稳压器数:1 电压-输入(最大值):35V 电压-输出(最小值/固定):6V 压降(最大值):2V @ 1A(标准) 电流-输出:1.5A 电流-电源:8mA PSRR:59dB(120Hz) 保护功能:超温,短路 工作温度:0°C ~ 125°C 安装类型:通孔 封装/外壳:TO-220-3

    关键词: 电压 电源技术解析 线性稳压器

    时间:2019-08-29

  • 你是否尝试过用线性光耦隔离模拟信号?

    你是否尝试过用线性光耦隔离模拟信号?

    1. 线形光耦介绍 光隔离是一种很常用的信号隔离形式。常用光耦器件及其外围电路组成。由于光耦电路简单,在数字隔离电路或数据传输电路中常常用到,如UART协议的20mA电流环。对于模拟信号,光耦因为输入输出的线形较差,并且随温度变化较大,限制了其在模拟信号隔离的应用。 对于高频交流模拟信号,变压器隔离是最常见的选择,但对于直流信号却不适用。一些厂家提供隔离放大器作为模拟信号隔离的解决方案,如ADI的AD202,能够提供从直流到几K的频率内提供0.025%的线性度,但这种隔离器件内部先进行电压-频率转换,对产生的交流信号进行变压器隔离,然后进行频率-电压转换得到隔离效果。集成的隔离放大器内部电路复杂,体积大,成本高,不适合大规模应用。 模拟信号隔离的一个比较好的选择是使用线形光耦。线性光耦的隔离原理与普通光耦没有差别,只是将普通光耦的单发单收模式稍加改变,增加一个用于反馈的光接受电路用于反馈。这样,虽然两个光接受电路都是非线性的,但两个光接受电路的非线性特性都是一样的,这样,就可以通过反馈通路的非线性来抵消直通通路的非线性,从而达到实现线性隔离的目的。 市场上的线性光耦有几中可选择的芯片,如Agilent公司的HCNR200/201,TI子公司TOAS的TIL300,CLARE的LOC111等。这里以HCNR200/201为例介绍。 2. 芯片介绍与原理说明 HCNR200/201的内部框图如下所示     其中1、2引作为隔离信号的输入,3、4引脚用于反馈,5、6引脚用于输出。1、2引脚之间的电流记作IF,3、4引脚之间和5、6引脚之间的电流分别记作IPD1和IPD2。输入信号经过电压-电流转化,电压的变化体现在电流IF上,IPD1和IPD2基本与IF成线性关系,线性系数分别记为K1和K2,即     K1与K2一般很小(HCNR200是0.50%),并且随温度变化较大(HCNR200的变化范围在0.25%到0.75%之间),但芯片的设计使得K1和K2相等。在后面可以看到,在合理的外围电路设计中,真正影响输出/输入比值的是二者的比值K3,线性光耦正利用这种特性才能达到满意的线性度的。 HCNR200和HCNR201的内部结构完全相同,差别在于一些指标上。相对于HCNR200,HCNR201提供更高的线性度。 采用HCNR200/201进行隔离的一些指标如下所示:     * 线性度:HCNR200:0.25%,HCNR201:0.05%; * 线性系数K3:HCNR200:15%,HCNR201:5%; * 温度系数:-65ppm/oC; * 隔离电压:1414V; * 信号带宽:直流到大于1MHz。 从上面可以看出,和普通光耦一样,线性光耦真正隔离的是电流,要想真正隔离电压,需要在输出和输出处增加运算放大器等辅助电路。下面对HCNR200/201的典型电路进行分析,对电路中如何实现反馈以及电流-电压、电压-电流转换进行推导与说明。 3. 典型电路分析 Agilent公司的HCNR200/201的手册上给出了多种实用电路,其中较为典型的一种如下图所示: 设输入端电压为Vin,输出端电压为Vout,光耦保证的两个电流传递系数分别为K1、K2,显然,,和之间的关系取决于和之间的关系。   [!--empirenews.page--]   将前级运放的电路提出来看,如下图所示: 设运放负端的电压为,运放输出端的电压为,在运放不饱和的情况下二者满足下面的关系: Vo=Voo-GVi (1) 其中是在运放输入差模为0时的输出电压,G为运放的增益,一般比较大。 忽略运放负端的输入电流,可以认为通过R1的电流为IP1,根据R1的欧姆定律得:     通过R3两端的电流为IF,根据欧姆定律得:     其中,为光耦2脚的电压,考虑到LED导通时的电压基本不变,这里的作为常数对待。 根据光耦的特性,即 K1=IP1/IF (4) 将和的表达式代入上式,可得:     上式经变形可得到:     考虑到G特别大,则可以做以下近似:     这样,输出与输入电压的关系如下:     可见,在上述电路中,输出和输入成正比,并且比例系数只由K3和R1、R2确定。一般选R1=R2,达到只隔离不放大的目的。 4. 辅助电路与参数确定 上面的推导都是假定所有电路都是工作在线性范围内的,要想做到这一点需要对运放进行合理选型,并且确定电阻的阻值。 4.1 运放选型 运放可以是单电源供电或正负电源供电,上面给出的是单电源供电的例子。为了能使输入范围能够从0到VCC,需要运放能够满摆幅工作,另外,运放的工作速度、压摆率不会影响整个电路的性能。TI公司的LMV321单运放电路能够满足以上要求,可以作为HCNR200/201的外围电路。 4.2 阻值确定 电阻的选型需要考虑运放的线性范围和线性光耦的最大工作电流IFmax。K1已知的情况下,IFmax又确定了IPD1的最大值IPD1max,这样,由于Vo的范围最小可以为0,这样,由于考虑到IFmax大有利于能量的传输,这样,一般取最大值。 另外,由于工作在深度负反馈状态的运放满足虚短特性,因此,考虑IPD1的限制,这样,R2的确定可以根据所需要的放大倍数确定,例如如果不需要放大,只需将R2=R1即可。 另外由于光耦会产生一些高频的噪声,通常在R2处并联电容,构成低通滤波器,具体电容的值由输入频率以及噪声频率确定。 4.3 参数确定实例 假设确定Vcc=5V,输入在0-4V之间,输出等于输入,采用LMV321运放芯片以及上面电路,下面给出参数确定的过程。 * 确定IFmax:HCNR200/201的手册上推荐器件工作的25mA左右; * 确定R3:R3=5V/25mA=200; * 确定R1:; * 确定R2:R2=R1=32K。

    时间:2019-08-28 关键词: 电压 直流 电源技术解析

  • 线性光耦用于模拟信号隔离,远比你想象的效果好!

    线性光耦用于模拟信号隔离,远比你想象的效果好!

    1. 线形光耦介绍 光隔离是一种很常用的信号隔离形式。常用光耦器件及其外围电路组成。由于光耦电路简单,在数字隔离电路或数据传输电路中常常用到,如UART协议的20mA电流环。对于模拟信号,光耦因为输入输出的线形较差,并且随温度变化较大,限制了其在模拟信号隔离的应用。 对于高频交流模拟信号,变压器隔离是最常见的选择,但对于直流信号却不适用。一些厂家提供隔离放大器作为模拟信号隔离的解决方案,如ADI的AD202,能够提供从直流到几K的频率内提供0.025%的线性度,但这种隔离器件内部先进行电压-频率转换,对产生的交流信号进行变压器隔离,然后进行频率-电压转换得到隔离效果。集成的隔离放大器内部电路复杂,体积大,成本高,不适合大规模应用。 模拟信号隔离的一个比较好的选择是使用线形光耦。线性光耦的隔离原理与普通光耦没有差别,只是将普通光耦的单发单收模式稍加改变,增加一个用于反馈的光接受电路用于反馈。这样,虽然两个光接受电路都是非线性的,但两个光接受电路的非线性特性都是一样的,这样,就可以通过反馈通路的非线性来抵消直通通路的非线性,从而达到实现线性隔离的目的。 市场上的线性光耦有几中可选择的芯片,如Agilent公司的HCNR200/201,TI子公司TOAS的TIL300,CLARE的LOC111等。这里以HCNR200/201为例介绍。 2. 芯片介绍与原理说明 HCNR200/201的内部框图如下所示     其中1、2引作为隔离信号的输入,3、4引脚用于反馈,5、6引脚用于输出。1、2引脚之间的电流记作IF,3、4引脚之间和5、6引脚之间的电流分别记作IPD1和IPD2。输入信号经过电压-电流转化,电压的变化体现在电流IF上,IPD1和IPD2基本与IF成线性关系,线性系数分别记为K1和K2,即     K1与K2一般很小(HCNR200是0.50%),并且随温度变化较大(HCNR200的变化范围在0.25%到0.75%之间),但芯片的设计使得K1和K2相等。在后面可以看到,在合理的外围电路设计中,真正影响输出/输入比值的是二者的比值K3,线性光耦正利用这种特性才能达到满意的线性度的。 HCNR200和HCNR201的内部结构完全相同,差别在于一些指标上。相对于HCNR200,HCNR201提供更高的线性度。 采用HCNR200/201进行隔离的一些指标如下所示: * 线性度:HCNR200:0.25%,HCNR201:0.05%; * 线性系数K3:HCNR200:15%,HCNR201:5%; * 温度系数:-65ppm/oC; * 隔离电压:1414V; * 信号带宽:直流到大于1MHz。 从上面可以看出,和普通光耦一样,线性光耦真正隔离的是电流,要想真正隔离电压,需要在输出和输出处增加运算放大器等辅助电路。下面对HCNR200/201的典型电路进行分析,对电路中如何实现反馈以及电流-电压、电压-电流转换进行推导与说明。 3. 典型电路分析 Agilent公司的HCNR200/201的手册上给出了多种实用电路,其中较为典型的一种如下图所示: 设输入端电压为Vin,输出端电压为Vout,光耦保证的两个电流传递系数分别为K1、K2,显然,,和之间的关系取决于和之间的关系。 将前级运放的电路提出来看,如下图所示:     设运放负端的电压为,运放输出端的电压为,在运放不饱和的情况下二者满足下面的关系:     Vo=Voo-GVi (1) 其中是在运放输入差模为0时的输出电压,G为运放的增益,一般比较大。 忽略运放负端的输入电流,可以认为通过R1的电流为IP1,根据R1的欧姆定律得:     通过R3两端的电流为IF,根据欧姆定律得:     其中,为光耦2脚的电压,考虑到LED导通时的电压基本不变,这里的作为常数对待。 根据光耦的特性,即 K1=IP1/IF (4) 将和的表达式代入上式,可得:     上式经变形可得到:     考虑到G特别大,则可以做以下近似:     这样,输出与输入电压的关系如下:     可见,在上述电路中,输出和输入成正比,并且比例系数只由K3和R1、R2确定。一般选R1=R2,达到只隔离不放大的目的。 4. 辅助电路与参数确定 上面的推导都是假定所有电路都是工作在线性范围内的,要想做到这一点需要对运放进行合理选型,并且确定电阻的阻值。 4.1 运放选型 运放可以是单电源供电或正负电源供电,上面给出的是单电源供电的例子。为了能使输入范围能够从0到VCC,需要运放能够满摆幅工作,另外,运放的工作速度、压摆率不会影响整个电路的性能。TI公司的LMV321单运放电路能够满足以上要求,可以作为HCNR200/201的外围电路。 4.2 阻值确定 电阻的选型需要考虑运放的线性范围和线性光耦的最大工作电流IFmax。K1已知的情况下,IFmax又确定了IPD1的最大值IPD1max,这样,由于Vo的范围最小可以为0,这样,由于考虑到IFmax大有利于能量的传输,这样,一般取最大值。 另外,由于工作在深度负反馈状态的运放满足虚短特性,因此,考虑IPD1的限制,这样,R2的确定可以根据所需要的放大倍数确定,例如如果不需要放大,只需将R2=R1即可。 另外由于光耦会产生一些高频的噪声,通常在R2处并联电容,构成低通滤波器,具体电容的值由输入频率以及噪声频率确定。 4.3 参数确定实例 假设确定Vcc=5V,输入在0-4V之间,输出等于输入,采用LMV321运放芯片以及上面电路,下面给出参数确定的过程。 * 确定IFmax:HCNR200/201的手册上推荐器件工作的25mA左右; * 确定R3:R3=5V/25mA=200; * 确定R1:; * 确定R2:R2=R1=32K。

    时间:2019-08-27 关键词: 交流 电源技术解析 变压器

  • 关于隔离电源与非隔离电源在LED驱动中的选择方法

    首先阐述一个误区:很多人认为非隔离电源不如隔离电源好,因为隔离电源贵,所以肯定贵的就好。 为什么现在大家的印象当中用隔离电源比用非隔离的要好,其实不然,这种想法都是停留在几年前的想法当中。因为前几年非隔离的稳定性确实没有隔离稳定,但随着研发技术的更新,现如今非隔离已经非常成熟,日渐稳定。说到安全性,其实现在非隔离电源也是很安全的,只要在结构稍微做下改动,对人体还是很安全的,同样的道理,非隔离电源也是可以过很多安规标准,例如:ULTUVSAACE等。 实际上非隔离电源损坏的根源就是电源AC线两端的浪涌电压所致,也可以这么说,雷击浪涌吧,这种电压是加在电压AC线两端的瞬间高压,有时高达三千伏,但时间很短,能量却极强,在打雷时会发生,或是在同一条AC线上,当一个大的负载断开瞬间,因为电流惯性的原因也会发生,这个电压进入电源,对于非隔离BUCK电路,会瞬间传达到输出,击坏恒流检测环,或是进一步击坏芯片,造成300v直通,而烧掉整条灯管。对于隔离反激电源,会击坏MOS,现象就是保管,芯片,MOS管全烧坏。现在LED驱动电源,在使用过程中坏的,80%以上都是这两种类似现象。而且,小型开关电源,就算是电源适配器,也经常损坏的是这个现象,均是浪涌电压所致,而在LED电源里,表现的更加普遍,这是因为LED的负载特性是特别的怕浪涌电压的。 如果按照一般的理论来讲,电子电路里,元器件越少,可靠性越高,相应越多的元件的电路板可靠性则越低。实际上非隔离电路的元件是比隔离电路要少的,为什么隔离电路可靠性高。其实说白了,不是什么可靠性,而是非隔离电路对于浪涌太敏感,抑制能力差,隔离电路,因为能量是先进入变压器,然后从变压器再输送到LED负载的。BUCK电路是输入电源一部分直接加在了LED负载上,故前者对浪涌抑制和衰减能力强,所以浪涌来时损坏的机率小而已。实际上,不隔离电源的问题主要是在于浪涌问题,目前这个问题,因为只有LED灯具在大批量应用时,从概率上才能看出其解决的程度,所以很多人没有提出好的防治办法,更多的人则是不知道浪涌电压为何物,很多人。LED灯具坏了,也找不到原因,最后只能一句,什么此电源不稳定就了结了,具体哪里不稳定,他不知道。 非隔离电源一是效率,二是成本上比较有优势。 这和隔离电源比起来都是优势,隔离电源效率不易做高,处理不好热量很大,成本也高,尤其是做那种内置灯管的LED日光灯,真可谓成本上天。但非隔离电源,因为对雷击浪涌电压抑制能力较差,大批量出货时,就会遇到较多损坏的因素。不过浪涌问题始终都存在,很多隔离电源,如路灯电源,用于室外的,点不久,也是坏的很多,隔离电源很多时候也是被浪涌打的够呛,经过本人长时间对LED电源的出货,研发的探索,经验和规律,得出一些结论,供大家参考。 1. 大功率LED驱动,一般要使用隔离电源,切不可为了省一点成本,而使用非隔离,不然得不偿失。 2. 小功率LED驱动,是使用隔离还是非隔离,要视具体情况而定。能使用隔离电源当然好,但至少要有两个条件,一是成本上允许,二是发热程度上允许,因为隔离电源这两个问题都是考验,而非隔离电源很多时候也是可以用。并且很多时候还是很好用的。 3. 非隔离电源适合的场合:首先,是室内的灯具,这种室内用电环境较好,浪涌影响小。第二,使用的场合是高压小电流,低压大电流用非隔离没有意义,因为低压大电流非隔离的效率并不比隔离的高,成本也低不到多少去。三,电压相对较稳定的环境中使用非隔离电源。当然,如果有办法解决掉抑制浪涌的问题,那么非隔离电源的应用范围将大大拓宽! 4. 隔离电源因为浪涌的问题,损坏率也不可小觑,一般那种返修回来,击坏保险,芯片,MOS的第一个应该想到是浪涌问题。为了减少损坏率,在设计时就行要考虑到浪涌的因素进去,或是在使用时要告戒用户,尽量避免浪涌发生。(如室内灯具,打雷时暂时先关掉) 综合所述,使用隔离与非隔离很多时候都是因为浪涌这个问题,而浪涌问题和用电环境是息息相关的,所以很多时候使用隔离电源和非隔离电源不能一刀切,非隔离电源在节能,成本上都是很有优势的,所以要科学的选用非隔离还是隔离作为LED驱动电源。

    时间:2019-08-11 关键词: 芯片 电源技术解析 mos管 保管

  • 有关近红外吸收型光电传感器的结构设计

    有关近红外吸收型光电传感器的结构设计

    近年来,由于我国海洋石油勘测及开采规模不断扩大,海上石油运输日益繁忙,因石油开采、运输、存储以及其它原因造成海洋突发性溢油事件的发生几率不断增加。据统计,1973~2008年底,我国沿海共发生船舶溢油事故3000多起,其中50 t以上重大船舶溢油事故69起,总溢油量37077 t,年均2起,平均每起事故溢油量537 t,在对海洋环境造成了极大的伤害同时严重的影响了沿海居民生活 。 当前对于海面溢油的传统检测方法有航空遥感和卫星遥感,但是二者均存在着不同的问题,航空遥感监测不具有实时性,卫星遥感对于小范围污染具有不准确性等缺点,因此,研究和设计一种能实时、准确地监测海面漂浮溢油的系统对保护海洋环境资源具有重要意义。鉴于近红外光谱分析技术具有速度快、成本低、无污染、不破坏样品等优点以及在纯品油鉴别中的成功应用,设计了一种基于近红外光谱吸收技术的溢油检测系统。该系统采用近红外光作为探测光源结合以单片机为主的数据采集模块,对近海海面进行在线实时监测,对于保护近海海域的环境安全具有重要意义。 1 近红外光谱分析技术及其优点 近红外光(NIR)是指介于可见光和红外光之间的一种电磁波,波长在780~2 526 nm范围内,是人们最早发现的一种非可见光。近红外光谱主要是由于分子振动的非谐振性使分子振动从基态向高能级跃迁时产生的。一般有机物在该区域的近红外光谱吸收主要是OH、C和NH的倍频和合频吸收,几乎所有有机物的主要结构和组成都可以在它们的近红外光谱中找到信号,且谱图稳定。后来研究者发现,物质的含量与近红外区内多个不同的波长点吸收峰呈线性关系,因此开始利用该技术来测定一些产品中的物质含量。由于有机物如油类都含有OH、C和NH基团,因此近红外技术被不断应用于油类的配置与检测。 不同于传统的光谱分析技术,近红外光谱技术的应用具有优点为:(1)分析速度快,测量过程大多可在1 min内完成;(2)分析效率高,通过一次光谱测量和已建立的相应校正模型,可进行无限多样品多组分的连续测定;(3)分析成本较低,节省费用,且不污染环境;(4)适用样品范围广,通过相应的测样附件可以直接测量液体、固体、半固体和胶体等不同物态的样品;(5)样品一般不需预处理,不需使用化学试剂或高温、高压、大电流等测试条件,一般可以达到无损测定;(6)操作简单方便,使用安全,对操作人员要求不很高。 2 近红外吸收型光电传感器的结构设计 2.1 光电传感系统结构图 系统要求光电传感探测部分具有较高的检测精度和稳定性,且实时性高,即需要对待测海水进行连续不间断的在线测量,因此采用近红外LED作为光源。光源发出的近红外光经过光学镜组选择得到对溢油具有特征吸收的分析光,经透射与样品室的样品发生相互作用,然后进入光电探测器,将光信号转换为电信号,从而实现对样品成分的检测见图1所示。 2.2 光源特征波长的选取 光路部分是利用近红外光透射吸收原理来对水中的含油量进行在线监测,因此要求光源的光谱特性位于近红外区,采用的特定波长的近红外光作为光源,并且考虑到设计最终将以浮标的形式封装并且要长期的投放到海面上,而海面环境较为恶劣,所以,要求该光源的体积小、机械强度高、稳定性强,因此选用近红外LED作为光源器件。为了更加准确的选取特定峰值的LED,以达到准确测量,自行配置了不同浓度的水油混合物来模拟海面溢油,采用MPA近红外光谱仪对所配置的样品进行光谱采集来确定选取峰值。 仪器与试剂:MPA近红外光谱仪,汽油,煤油样品配置:在秦皇岛海域采取一定量的海水,分别移取100、200、300、500 的汽油、煤油到100 mL的海水中,充分摇匀、静置使得样品能够模拟溢油在海水中的分散状况。 用近红外光谱仪对所制备的样品进行图谱采集,记录样品波数8 000—12 000 cm 区域内的煤油、汽油吸收曲线见图2。 从图2可以看出在波数在8 300—8 500 cm 区域,煤油、汽油均有一明显的吸收峰,并且随着样品浓度的增加水油混合物的吸收峰逐渐向纯油的峰值靠近,经计算该峰值大约在1 190nm,用特征峰值相近的LED作为发光部分的光源。

    时间:2019-08-11 关键词: 电源技术解析 分析速度快 分析效率高

  • 教你怎样提高晶体管的开关速度?

    教你怎样提高晶体管的开关速度?

    晶体管的开关速度即由其开关时间来表征,开关时间越短,开关速度就越快。BJT的开关过程包含有开启和关断两个过程,相应地就有开启时间ton和关断时间toff,晶体管的总开关时间就是ton与toff之和。 如何提高晶体管的开关速度?——可以从器件设计和使用技术两个方面来加以考虑。 (1)晶体管的开关时间: 晶体管的开关波形如图1所示。其中开启过程又分为延迟和上升两个过程,关断过程又分为存储和下降两个过程,则晶体管总的开关时间共有4个:延迟时间td,上升时间tr,存储时间ts和下降时间tf; ton=td+tr, toff=ts+tf 在不考虑晶体管的管壳电容、布线电容等所引起的附加电容的影响时,晶体管的开关时间就主要决定于其本身的结构、材料和使用条件。 ① 延迟时间td : 延迟时间主要是对发射结和集电结势垒电容充电的时间常数。因此,减短延迟时间的主要措施,从器件设计来说,有如:减小发射结和集电结的面积(以减小势垒电容)和减小基极反向偏压的大小(以使得发射结能够尽快能进入正偏而开启晶体管);而从晶体管使用来说,可以增大输入基极电流脉冲的幅度,以加快对结电容的充电速度(但如果该基极电流太大,则将使晶体管在导通后的饱和深度增加,这反而又会增长存储时间,所以需要适当选取)。 ② 上升时间tr : 上升导通时间是基区少子电荷积累到一定程度、导致晶体管达到临界饱和(即使集电结0偏)时所需要的时间。因此,减短上升时间的主要措施,从器件设计来说有如:增长基区的少子寿命(以使少子积累加快),减小基区宽度和减小结面积(以减小临界饱和时的基区少子电荷量),以及提高晶体管的特征频率fT(以在基区尽快建立起一定的少子浓度梯度,使集电极电流达到饱和);而从晶体管使用来说,可以增大基极输入电流脉冲的幅度,以加快向基区注入少子的速度(但基极电流也不能过大,否则将使存储时间延长)。 ③ 存储时间ts : 存储时间就是晶体管从过饱和状态(集电结正偏的状态)退出到临界饱和状态(集电结0偏的状态)所需要的时间,也就是基区和集电区中的过量存储电荷消失的时间;。而这些过量少子存储电荷的消失主要是依靠复合作用来完成,所以从器件设计来说,减短存储时间的主要措施有如:在集电区掺Au等来减短集电区的少子寿命(以减少集电区的过量存储电荷和加速过量存储电荷的消失;但是基区少子寿命不能减得太短,否则会影响到电流放大系数),尽可能减小外延层厚度(以减少集电区的过量存储电荷)。而从晶体管使用来说,减短存储时间的主要措施有如:基极输入电流脉冲的幅度不要过大(以避免晶体管饱和太深,使得过量存储电荷减少),增大基极抽取电流(以加快过量存储电荷的消失速度)。 ④ 下降时间tf : 下降时间的过程与上升时间的过程恰巧相反,即是让临界饱和时基区中的存储电荷逐渐消失的一种过程。因此,为了减短下降时间,就应该减少存储电荷(减小结面积、减小基区宽度)和加大基极抽取电流。 总之,为了减短晶体管的开关时间、提高开关速度,除了在器件设计上加以考虑之外,在晶体管使用上也可以作如下的考虑:a)增大基极驱动电流,可以减短延迟时间和上升时间,但使存储时间有所增加;b)增大基极抽取电流,可以减短存储时间和下降时间。 (2)晶体管的增速电容器: 在BJT采用电压驱动时,虽然减小基极外接电阻和增大基极反向电压,可以增大抽取电流,这对于缩短存储时间和下降时间都有一定的好处。但是,若基极外接电阻太小,则会增大输入电流脉冲的幅度,将使器件的饱和程度加深而反而导致存储时间延长;若基极反向电压太大,又会使发射结反偏严重而增加延迟时间,所以需要全面地进行折中考虑。可以想见,为了通过增大基极驱动电流来减短延迟时间和上升时间的同时、又不要增长存储时间和产生其它的副作用,理想的基极输入电流波形应该是如图2所示阶梯波的形式,这样的阶梯波输入即可克服上述矛盾,能够达到提高开关速度的目的。 实际上,为了实现理想的基极电流波形,可以方便地采用如图3所示的基极输入回路(微分电路),图中与基极电阻RB并联的CB就称为增速电容器。在基极输入回路中增加一个增速电容器之后,虽然输入的电流波形仍然是方波,但是通过增速电容器的作用之后,所得到的实际基极输入电流波形就变得很接近于理想的基极电流波形了,于是就可以减短开关时间、提高开关速度。

    时间:2019-08-11 关键词: 电源技术解析 管壳电容、布线电容

  • 把运放当成比较器用是否可行?

    把运放当成比较器用是否可行?

    许多人偶尔会把运算放大器当比较器使用。一般而言,当您只需要一个简单的比较器,并且您在四运算放大器封装中还有一个“多余”运算放大器时,这种做法是可行的。 稳定运算放大器运行所需的相位补偿意味着把运算放大器用作比较器时其速度会非常的低,但是如果对速度要求不高,则运算放大器可以满足需求。偶尔会有人问到我们运算放大器的这种使用方法。这种方法有时有效,有时却不如人们预期的那样效果好。为什么会出现这种情况呢? 许多运算放大器都在输入端之间有电压钳位,其大多数一般都使用背靠背二极管(有时使用两个或者更多的串联二极管)来实施。这些二极管保护输入晶体管免受其基极结点反向击穿的损害。差动输入为约 6V 时便会出现许多 IC 工艺击穿,这会极大地改变或者损坏晶体管。下图显示了 NPN 输入级,D1 和 D2 提供了这种保护功能。 在大多数常见运算放大器应用中,输入电压均约为零伏,其根本无法开启这些二极管。但是很明显,对于比较器的运行而言,这种保护便成了问题。在一个输入拖拽另一个输入(以一种讨厌的方式拉其电压)以前,差动电压范围(约0.7V)受限。 尽管如此,但我们还是可以把运算放大器用作比较器。但是,在我们这样做时必须小心谨慎。 在一些电路中,这种做法可能是完全不能接受的。问题是我们(包括其他运算放大器厂商)并没有总是说明这些钳位的存在。即使有所说明,我们可能也不会做详细的解释或者阐述。也许我们应该说:“用作比较器时,请小心谨慎!”产品说明书的作者们通常也只是假设您肯定会把运算放大器当作运算放大器用。 最近,我们在美国亚利桑那州图森产品部召开了一个会议。会议决定,我们以后将会更加清楚地说明这种情况。但是,现在已经生产出来的运算放大器怎么办呢? 下列指导建议可能会对您有所帮助:一般而言,双极 NPN 晶体管运算放大器都有输入钳位,例如:OP07、OPA227和 OPA277等。uA741是一个例外,它具有 NPN 输入晶体管,并且有一些为 NPN 提供固有保护的附加串联横向 PNP。 使用横向 PNP 输入晶体管的通用运算放大器一般没有输入钳位,例如:LM324、LM358、OPA234、OPA2251和 OPA244。这些运算放大器一般为“单电源”类型,其意味着它们拥有一个扩展至负电源端(或者稍低)的共模范围。输入偏置电流为一个负数时,表示输入偏置电流自输入引脚流出。这时,我们通常可以认定它们为这类运算放大器。但是,需要注意的是,使用 PNP 输入的高速运算放大器一般有输入钳位,而这些 PNP 是一些具有更低击穿电压的垂直 PNP。 更高电压(一般大于 20V)下工作的JFET 和 CMOS 放大器,可能有也可能没有钳位。这种不确定性,要求您进行更多仔细的检查。所用工艺和晶体管类型的特性,决定了其内部是否存在钳位。 大多数低压 CMOS 运算放大器都没有钳位。自动归零或者斩波器类型是一个特例,其可能具有类似钳位的行为表现。 底线是……如果您考虑把运算放大器用作比较器,请一定小心谨慎。 仔细阅读产品说明书,不要漏掉一点信息,包括应用部分的一些注解内容。在电路试验板或者样机中验证其表现,查看一个输入电压对另一个输入电压的影响。不要依赖 SPICE 宏模型。一些宏模型可能并不包括对钳位建模的一些额外组件。另外,当您笨手笨脚地把运算放大器从一个轨移动到另一个轨时可能出现其他一些现象,我们可能无法精确地对这些现象建模。

    时间:2019-08-11 关键词: 放大器 电源技术解析 比较器

  • 为开关电源选择反激式变压器

    为开关电源选择反激式变压器

    设计变压器,就是要先选定一个工作点,在这个工作点上算,这个是最苛刻的一个点,这个点就是最低的交流输入电压,对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V到265V,输出5V,2A 的电源,开关频率是100KHZ。 第一步,选定原边感应电压VOR 这个值是由自己来设定的,这个值就决定了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压,为了便于理解,我们从下面图一所示的例子谈起,慢慢的来。 图1 图这是一个典型的单端反激式开关电源,大家再熟悉不过了,下面分析一下一个工作周期的工作情况,当开关管开通的时候,原边相当于一个电感,电感两端加上电压,其电流值不会突变,而线性的上升,有公式上升了的电流: I升=VS*Ton/L 这三项分别是原边输入电压、开关开通时间和原边电感量.在开关管关断的时候,原边电感放电,电感电流又会下降,同样要尊守上面的公式定律,此时有下降了的电流: I降=VOR*TOFF/L 这三项分别是原边感应电压(即放电电压)、开关管关断时间和电感量.在经过一个周期后,原边电感电流会回到原来的值,不可能会变,所以,有: VS*TON/L=VOR*TOFF/L 即上升了的等于下降了的,懂吗?好懂吧!上式中可以用D来代替TON,用(1-D)来代替TOFF。移项可得: D= VOR/(VOR +VS) 此即是最大占空比了。比如说我设计的这个变压器,我选定感应电压为80V,VS为90V ,则D=80/(80+90)=0.47 第二步,确定原边电流波形的参数 边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示。这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值Iav,二是有效值I,三是其峰值Ip,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值,这个值是这样算的,电流平均值: Iav=Po/(η*VS) 因为输出功率除以效率就是输入功率,然后输入功率再除以输入电压就是输入电流,这个就是平均值电流。下一步求电流峰值。 为了求电流峰值我们还要设定一个参数,这个参数就是KRP,所谓KRP,就是指最大脉动电流△IM和峰值电流Ip的比值(图二所示),KRP的取值范围在0和1之间。这个值很重要。已知了KRP,现在要解方程了,都会解方程吧,这是初一的应用题啊,我来解一下,已知这个波形一个周期的面积S=Iav*1,这个波形的面积S等于: S=IM*KRP*D/2+IM*(1-KRP)*D 所以有电流平均值等于上式,解出来峰值电流: IM=Iav/[(1-0.5 KRP)*D]。 比如说我这个输出是10W,设定效率是0.8 ,则输入的平均电流就是: Iav=10/0.8*90=0.138A, 我设定KRP的值是0.6,而最大值: IM=0.138/(1-0.5KRP).D=0.138/(1-0.5*0.6)*0.47=0.419A. 下面球电流的有效值I,电流有效值和平均值是不一样的,有效值的定义还记得吗,就是说把这个电流加在一个电阻上,若是其发热和另处一个直流电流加在这个电阻上发热效果一样的话,那么这个电流的有效值就等于这个直流的电流值.所以这个电流的有效值不等于其平均值,一般比其平均值要大.而且同样的平均值,可以对应很多个有效值,若是把KRP的值选得越大,有效值就会越大,有效值还和占空比D也有关系,总之.它这个电流波形的形状是息息相关的.我就直接给出有效值的电流公式,这个公式要用积分才能推得出来,我就不推了,只要大家区分开来有效值和平均值就可以了     如图一所示电路,电流有效值:     所以对应于相同的功率,也就是有相同的输入电流时,其有效值和这些参数是有关的,适当的调整参数,使有效值最小,发热也就最小,损耗小.这便优化了设计. 第三步,选定变压器磁芯 这个就是凭经验了,如果你不会选,就估一个,计算就行了,若是不行,可以再换一个大一点的或是小一点的,不过有的资料上有如何根据功率去选磁芯的公式或是区线图,大家不妨也可以参考一下.我一般是凭经验来的. 第四步,计算变压器的原边匝数 原边使用的线径.计算原边匝数的时候,要选定一个磁芯的振幅B,即这个磁芯的磁感应强度的变化区间,因为加上方波电压后,这个磁感应强度是变化的,正是因为变化,所以其才有了变压的作用, NP=VS*TON/SJ*B 这几个参数分别是原边匝数,,最小输入电压,导通时间,磁芯的横截面积和磁芯振幅,一般取B的值是0.1到0.2之间,取得越小,变压器的铁损就越小,但相应变压器的体积会大些.这个公式来源于法拉第电磁感应定律,这个定律是说,在一个铁心中,当磁通变化的时候,其会产生一个感应电压,这个感应电压=磁通的变化量/时间T再乘以匝数比,把磁通变化量换成磁感应强度的变化量乘以其面积就可以推出上式来,简单吧.我的这个NP=90*4.7μS/32mm2*0.15==88.15,取整数为88匝。 算了匝数,再确定线径。一般来说电流越大,导线越容易发热,所需要的导线就越粗,,需要的线径由电流有效值来确定,而不是平均值.上面已经计算了有效值,所以就来选线。我用0.25的线就可以了,用0.25的线,其面积是0.049平方毫米,电流是0.2安,所以其电流密度是4.08。一般选定电流密度是4~10A/mm2.记住这一点很重要. 另外,因为高频电流有趋效应,若是电流很大,最好采用两股或是两股以上的线并绕,这样效果更好. 第五步,确定次级绕组的参数圈数和线径 记得原边感应电压吧,这就是一个放电电压,原边就是以这个电压放电给副边的,看上边的图,因为副边输出电压为5V,加上肖特基管的压降,就有5.6V,原边以80V的电压放电,副边以5.6V的电压放电,那么匝数是多少呢,当然其遵守变压器匝数和电压成正比的规律啦.所以副边匝数: NS=NP*(UO+UF)/VOR, 其中UF为肖特基管压降.如我这个副边匝数等于88*5.6/80,得6.16,整取6匝. 要算副边的线径,首先要算出副边的有效值电流啦,副边电流的波形会画吗,我画给大家看一下吧,有突起的时间是1-D,没有突起的是D,刚好和原边相反,但其KRP的值和原边相同的,这下知道了这个波形的有效值是怎么算的了吧?哦,再提醒一句,这个峰值电流就是原边峰值电流乘以其匝数比,要比原边峰值电流大数倍哦. 图3 第六,步确定反馈绕组的参数 反馈是反激的电压,其电压是取自输出级的,所以反馈电压是稳定的,TOP 的电源电压是5.7到9V,绕上7匝,那么其电压大概是6V多,这就可以了,记得,反馈电压是反激的,其匝数比要和幅边对应,懂什么意思吗,至于线,因为流过其的电流很小,所以就用绕原边的线绕就可以了,无严格的要求. 第七步,确定电感量 记得原边的电流上升公式吗I升=VS*TON/L.因为你已经从上面画出了原边电流的波形,这个I升=IM *KRP,所以: L=VS.TON/(IM*KRP) 知道了吗,从此就确定了原边电感的值. 第八步,验证设计 即验证一下最大磁感应强度是不是超过了磁芯的允许值,有 BMAX=L*Ip/SJ*NP. 这个五个参数分别表示磁通最大值,原边电感量,峰值电流,磁芯横截面积,原边匝数,这个公式是从电感量L的概念公式推过来的,因为L=磁链/流过电感线圈的电流,磁链等于磁通乘以其匝数,而磁通就是磁感应强度乘以其截面积,分别代入到上面,即当原边线圈流过峰值电流时,此时磁芯达到最大磁感应强度,这个磁感应强度就用以上公式计算.BMAX的值一般一要超过0.3T ,若是好的磁芯,可以大一些,若是超过了这个值,就可以增加原边匝数,或是换大的磁芯来调.

    时间:2019-08-11 关键词: 电源技术解析 变压器 单端反激式

  • 全球不间断电源(UPS)行业市场现状与发展前景预测

    全球不间断电源(UPS)行业市场现状与发展前景预测

      UPS产品最早出现于20世纪60年代末,迄今已经过四十年的发展,UPS产品早期应用于工业市场,是自动化工业系统设备、远方执行系统设备、高压断路器的分合闸、继电保护、自动装置、信号装置等设备和装置的交、直流不间断电源设备。作为工业设备的电力保护装置,UPS的质量直接关系到所保护的设备的电力供电状况,成为保证安全和质量的重要基础。 随着信息时代的来临,UPS已应用于更加广泛的领域,例如信息产业、金融行业、通信系统、国防安全、航空航天、交通系统等领域,UPS作为计算机信息系统、通讯系统、数据网络等的重要外部设备,可有效保证计算机等信息设备供电电压和频率的稳定,防止信息数据的丢失以及电网质量问题如瞬时停电、波动等对用户造成的危害。进入信息化时代之后,信息安全问题更加被人们广泛关注,UPS也发挥着越来越重要的作用。 20世纪90年代以来,世界制造业国际分工方式发生了重大变化,欧美发达国家为加快国内产业结构的调整和优化升级,巩固并维持其在全球市场的竞争力,采取两类方式降低生产成本:一种方式是在次发达国家或发展中国家投资设厂,利用当地相对低廉的劳动力;另一种方式则是通过ODM或OEM方式外包生产环节,实现产业链整体价值最大化,后一种方式自进入21世纪以来逐渐成为主要潮流。同样,在UPS行业,欧美UPS跨国公司为提升自身竞争力,不断向发展中国家或地区转移UPS生产制造环节,并努力强化自身对UPS高端产品核心技术的研发与控制。亚太地区的中国大陆、台湾、韩国、东南亚等地因承接UPS产业转移而逐渐成为国际UPS生产制造中心。 UPS产业转移的客观效果是:一方面促使UPS跨国公司不断对UPS核心技术进行深层次研发和升级换代,其产品线日趋高端化;另一方面,培育UPS本土制造企业迅速成长,使其在长期的制造实践中逐步掌握UPS中低端技术,并形成自身一定的研发能力。 根据前瞻产业研究院发布的《2018-2023年中国不间断电源(UPS)行业市场前瞻与投资战略规划分析报告》数据显示,2006-2016年全球UPS市场销售额逐年增长,但整体保持较低的增速,2013年全球UPS市场规模约为67.70亿美元,同比增长14.18%,为从2006年以来历年最高增速;2016年全球UPS市场规模约为72.99亿美元,同比上涨2.43%。 图表1:2006-2017年全球UPS市场规模走势图(单位:亿美元,%) 资料来源:前瞻产业研究院整理 从市场竞争角度来看来看,目前发达国家的UPS市场成熟度高,中高端UPS市场基本上被伊顿、艾默生、APC-MGE这三家世界500强企业所垄断,三家合计市场占有率超过75%,除此以外的其他欧美本土UPS制造企业则多转型为品牌经销商,仍在中高端市场保持一定的影响力;在中低端UPS市场,跨国公司因不具有成本优势而市场份额不如中高端市场,品牌经销商则表现活跃。总体而言,发达国家市场经销商网络比较发达,市场进入门槛较高。 而大部分发展中国家的市场成熟度较低,小功率UPS市场需求巨大,在线式UPS中高端产品市场尚处于培育期,跨国UPS巨头对当地市场介入程度不深,本土制造厂商缺乏竞争实力,因此,市场竞争以经销商进口产品为主,市场呈自由竞争格局。鉴于发展中国家市场潜力巨大,发展迅速,且市场进入门槛不高,公司采取与当地知名经销商合作的策略,尽可能扩大中低端市场份额,确立差异化竞争优势,逐步树立自有品牌形象,并在中高档产品方面发挥比较成本优势,积极与跨国企业展开竞争。 图表2:针对不同市场特点与产品组合的UPS经营模式选择 资料来源:前瞻产业研究院整理 全球不间断电源(UPS)行业前景预测 随着经济的发展,包括中国、印度、墨西哥和巴西在内的发展中国家的不间断电源系统市场将迎来飞速发展,这主要是由于发展中国家对新数据中心和高能效的电力解决方案需求不断增加。此外,不间断电源系统成本降低、易部署、高操控性能也是促进这一市场快速发展的重要原因,预计到2020年全球UPS需求规模将达83亿美元。 从区域市场来看,到2020年,亚太地区将成为最大的不间断电源系统需求市场,占全球总份额的29.75%,期间年复合增率高达16.1%。 从需求市场来看,到2020年,IT和通信业务对不间断电源的需求有望达到6.568亿美元(约合人民币42亿元),其中数据中心对该市场需求的年复合增率也高于平均增速,达到13.3%。 图表3:2020年全球UPS市场规模预测(单位:亿美元) 资料来源:前瞻产业研究院整理 由于对Internet、Intranet全天候应用和数据可用性的巨大需求,用户对UPS产品的高可用性需求将保持强劲的增长势头。UPS产品的高可用性也因此成为各厂商产品策略的重点。国际市场用户对UPS产品的需求总体呈现出两大趋势:高端化和标准化。 在产品方面,随着中小企业数量的增加以及家用PC的迅速普及,中功率UPS产品在市场中所占需求比重将越来越大。 在服务方面,在产品同质化程度越来越高的市场条件下,服务质量已成为众多UPS用户选择销售厂商的一个重要标准。 在销售渠道方面,由于用户需求的多样性,对UPS产品的销售渠道及经销方式也提出了更高标准的要求。原APC的“一级代理→二级代理→用户”双层渠道模式面向中小功率UPS市场、行业代理和系统集成商直接面向行业大客户的渠道体系,已成为众多UPS厂商的共同选择;许多UPS厂商还在此基础上进行了各种创新。渠道架构的扁平化、渠道形式的多样化以及渠道队伍专业化,成为中国UPS市场竞争手段由低端走向高端的主要表现之一。

    时间:2019-08-05 关键词: 电源技术解析 信息产业、金融行业

  • 离线转换器 提高5-30V电源的雪崩耐量、能效和灵活性

    离线转换器 提高5-30V电源的雪崩耐量、能效和灵活性

    意法半导体的VIPer11离线转换器内置800V耐雪崩MOSFET,可帮助设备制造商设计更耐用的辅助电源和电源适配器,其26Vdc漏极启动电压允许超宽的线路输入电压,并提高诸多消费和工业电源的灵活性。 逻辑级原边MOSFET让VIPer11能够在4.5V至30V的宽电源电压范围内工作,可用于设计高效的5V输出开关电源。结合内部高压启动、误差放大器和降低EMI干扰的抖动振荡器等功能,这种优势可简化设计,节省空间和物料清单成本。 VIPer11高压转换器可实现由整流的AC线或其它直流电源直接供电的反激、升压或降压/升压电源,用一个简单的分压器即可产生所需的输出电压。逻辑级MOSFET功能保证转换器在宽负载范围内,甚至在5V输出电压时,都有很高的能效表现。业界领先的最低10mW的功耗可实现极低的待机功耗。 在开放式开关电源中,VIPer11能够支持的典型最大额定功率为12W;在封闭式适配器中,典型最大额定功率为10W,适用于各种家用电器和消费产品、楼宇自动化设备、小型制造设备、照明、智能电表和运动控制器。VIPer11还有配套的开发工具,包括评估工具套件、应用笔记,Spice模型和eDesign仿真工具,帮助用户评估VIPer11的创新功能。 除集成大量的电源控制功能外,这款高压转换器还内置全方位的保护功能,包括过载/短路保护(OLP)、线路或输出过压保护(OVP)、最大占空比计数器和VCC钳位,全都有自动重启模式。其它保护功能包括嵌入式热关断、提高系统可靠性的内部软启动、避免输出损耗的脉冲跳变保护功能。 VIPer11系列包含漏极限流(IDLIM)480mA 的VIPer114和590mA的 VIPer115,提供30kHz和60kHz两种工作频率选择。这些器件现已量产,采用SSOP10封装。

    时间:2019-08-05 关键词: 电源适配器 电源技术解析 辅助电源

  • 40W至100W可用于恶劣环境的四分之一砖电源

    40W至100W可用于恶劣环境的四分之一砖电源

    引领市场的四分之一砖功率密度为100W,输入宽度为12:1。   · 电压输入范围:9VDC-160VDC。   · EN50155标准输入电压范围为24V到110V(包括在14.4V的断电状态和154V的瞬态下连续运行)。   · 底板承受最大温度为+105℃。   · 7种输出电压,PoE为53V,国防应用为28V。   · 满足EN61373和MIL-STD-810F的热冲击和振动要求。   Powerbox是欧洲最大的电源公司之一,40多年来一直是为苛刻应用优化电力解决方案的领导力量,它宣布推出三款新系列的超宽输入电压范围,即铁路、运输和国防工业用40W至100W面板式DC/DC转换器。PQAE40U(40W)、PQAE60U(60W)、PQAE100U(100W)具有超宽输入电压范围(14V至160V和9V至75V),为系统设计人员提供了一个单一的部件号,能够为各种应用(如铁路、工业自动化、汽车、远程无线遥控)提供动力,减少库存、上市的时间和文档记录。   PQAE40-60-100U系列适用于恶劣的环境,满足EN61373和MIL-STD-810F规定的热冲击和振动要求,它们均符合EN45545-2防火和防烟标准。POAE40-60-100U系列可在-40℃至+105℃温度范围内工作,与工程车辆、采矿设备和重型机械过程控制非常苛刻和坚固的要求相匹配。   要求严格的工业和铁路电力设计师在为全球范围内各种各样的系统总线电压设计标准化设备时,总是面临着优化板电源解决方案的挑战。在铁路行业,设计人员一直在寻求最佳的电力架构,以便在EN50155整个标准的输入电压范围内(从24V到110V)运行(包括在14.4V的断电状态和154V的瞬态下连续运行)。   PQAE40U(40W)、PQAE60U(60W)和PQAE100U(100W)系列产品的开发,在输入电压从14V到160V的扩展范围内,提供了完整稳定的电源,保证了电路板电源设计的最高灵活性。对于较低的总线电压,9V到75V版本涵盖主电池电压,维持峰值电压,连续运行工作至75V。   PQAE40-60-100U系列采用工业标准四分之一砖封装,有5V、12V、15V、24V、28、48V和53V七种输出电压可选择。考虑到最宽的12:1输入范围,它们的效率能高达90%是十分出色的。   PQAE40-60-100U系列内的所有型号均具有全套保护等级,包括过压、短路、限流、热关机。所有装置都以固定的开关频率运行,包括PI型输入滤波器。基板工作温度范围为-40℃至+105℃,储存温度为-55℃至+125℃。   PQAE40-60-100U系列设计用于恶劣的环境,符合EN61373和MIL-STD-810F中规定的热冲击和振动要求。所有产品符合IEC/UL/EN-60950、EN62368-1和铁路标准EN50155和EN45545-2。   PQAE40U(40W)、PQAE60U(60W)和PQAE100U(100W)采用工业标准四分之一砖(36.8x57.9x12.7mm~1.45x2.28x0.50英寸)。产品被封装在带有铝基板的塑料外壳中,并填充了UL94-V0硅化合物。可根据需要提供四个不同高度和气流方向的可选散热器。   9到75VDC模块输入输出基本绝缘为2250VDC,14至160VDC模块的输入输出加强型绝缘为3000VAC。   PQAE40U、PQAE60U和PQAE100U均通过RoHS验证。  

    时间:2019-08-05 关键词: 电源技术解析 过压、短路、限流

  • 数字电源是什么?

    数字电源是什么?

      最近,营销部门一直在大肆吹嘘已在学术界徘徊了几十年的数字电源,他们没有恶意,只是热情过度(图1)。现在,其中的一些夸张之词已经消逝,是时候讨论一下数字电源适合什么,其工作原理,缺点,以及它的折衷(参考文献1)。不过,尽管它有缺点,各家公司仍然开发和部署了一些器件,它们在不涉及折衷的情况下,充分利用了数字控制回路的好处。 图1,数字电源最终达到了平稳量产的阶段(Gartner集团提供)。 芯片公司对数字电源的定义是五花八门。有些公司认为,数字电源包含了围绕一个模拟PWM(脉冲宽度调制)回路的数字功能与通信链接。其它公司称,数字电源是一种内置数字PWM芯片的状态机。还有一些公司表示,数字电源包括了一个通用DSP,DSP运行着一个闭合控制回路的算法。而过去 十年来学术意义上的真正数字电源,则拥有一个数字PWM回路,并带有一个状态机或一只DSP。一只模拟PWM器件上加上一个串行总线并不能成为数字电源。不过,数字电源可以免除或消除对某些元件的要求,从而可以降低成本。 你可以为一只DSP加一个FET驱动芯片和一些代码,以控制涡轮风机的扇叶角度和变频器,基本上这就是简单的数字电源了。例如,德州仪器公司十多年前就开始为其DSP提供电源库。该公司现在生产多个系列基于DSP的电源芯片(图2)。CamSemi公司尝试减少器件数,提供5W C2161PX2 ac/dc控制器,它采用反馈变压器上的一个检测绕组,而不是昂贵的光耦(参考文献2与图3)。数字电源不用二极管来检测反馈波形,当检测绕组的反馈信号为负值,以及不表示次级的输出电压时,就消除这个信号。至于降低成本,Exar公司制造了16A的XRP7740数字电源芯片,可为机顶盒或数据服务器提供多个电源轨(图4)。Exar公司拥有芯片方面的很多专利,包括将一小块片芯区域用于一个实用的控制回路(参考文献3)。这样,Exar公司的芯片定价就能与模拟芯片竞争。 图2,你可以编译德州仪器公司任何DSP的数字电源库,或用一只该公司专用芯片,做出数字电源系统。TI还制造采用状态机的数字电源芯片。 图3,CamSemi公司提供5W的开关电源控制芯片,它有一个替代线性电源的双极晶体管。开关设计有更高的效率,使用铜线也较少,因此降低了成本。 图4,Exar公司的XRP7740可在四个通道上提供16A输出电流。聪明的IC设计使得芯片很小,因此该公司提供的芯片价格能与模拟方案相竞争。 数字电源还可以完成逐周期的回路补偿。例如,Intersil公司的数字电源管理集团Zilker Labs最近就推出了ZL6105,它采用了一个状态机来完成逐周期的自动补偿工作(图5)。另一个例子是,新兴的Powervation公司用一个数字电源ASIC,完成电源的逐周期补偿(图6)。这种实时的回路补偿是数字芯片较其模拟对手的主要优势。这些数字电源控制器可以跟踪由于老化和干涸所造成的电解电容降级问题。如果你将部件设计成一块电源砖,则数字控制器可以检测砖的输入输出电容,并在每个周期作补偿。其它数字电源芯片可以做一次性的自补偿周期,帮助创建数字补偿滤波器的因数。 图5,可以手动设定Zilker Labs公司ZL6105演示板的补偿,但这样做并非理想的方案 (a)。当你打开自动补偿时,可改进设计的瞬态响应稳定性 (b)。

    时间:2019-07-23 关键词: 控制芯片 电源技术解析 数字电源库

  • 有关线性电源的技术特性

    有关线性电源的技术特性

     线性电源是指用于电压调整的管子工作在线性区。与之对应的还有开关电源是指用于电压调整的管子工作在饱和和截至区即开关状态的线性电源是先将交流电经过变压器变压,再经过整流电路整流滤波得到未稳定的直流电压,要达到高精度的直流电压,必须经过电压反馈调整输出电压。从主要性能上看,这种电源技术很成熟,可以达到很高的稳定度,波纹也很小,而且没有开关电源具有的干扰与噪音。电压反馈电路是工作在线性状态,调整管上有一定的电压降,在输出较大工作电流时,调整管的功耗太大,转换效率低。 线性电源一般是将输出电压取样然后与参考电压送入比较电压放大器,此电压放大器的输出作为电压调整管的输入,用以控制调整管使其结电压随输入的变化而变化,从而调整其输出电压。但开关电源是通过改变调整管的开和关的时间即占空比来改变输出电压的! 线性电源用于电压调整的管子工作在线性区。与之对应的还有开关电源是指用于电压调整的管子工作在饱和和截至区即开关状态的。 线性电源一般是将输出电压取样然后与参考电压送入比较电压放大器,此电压放大器的输出作为电压调整管的输入,用以控制调整管使其结电压随输入的变化而变化,从而调整其输出电压。但开关电源是通过改变调整管的开和关的时间即占空比来改变输出电压的!

    时间:2019-07-23 关键词: 电源技术解析 线性电源 调整管

  • LED路灯电源设计方案

    LED路灯电源设计方案

     这一种方案应该是目前效率最高、电路成本最低的方案(图1)。直接用光电耦合器对初级侧电路进行回溯控制,调节输出电压。相对于其它传统方案,该方案的开关损耗少。将CS的电压固定在0.25V,对6串LED分别做恒流控制。IC会侦测FB的位置,将电压最低那串LED固定在0.5V。此时由于各串LED的Vf值的总和不同,产生的压降会落在MOS管上,导致一些损耗。如果是一般对Vf分BIN筛选过后的LED,损耗应该可以控制在2%以内,少于一般的开关损耗。 该方案的优点是效率高、成本低,缺点是AC输入、需要较多研发成本,适用于可以用AC直接输入的路灯。(二)DC或电池输入,对6串LED分别做恒流控制它采用多串的升压结构设计,LED驱动的方式与前一种类似,差别在于由AC输入改为DC或是由电池输入(图2)。低压侧传感的设计只要选择适当的MOS管,LED可以串相当多的颗数。相对于AC输入的方案,其设计较为简单。但由于多了一次升压的开关,效率相对较低。 该方案的优点是设计简单、电路成本低,缺点是效率较低。它适合太阳能电池或通过适配器输入的路灯。(三)单串降压结构有些厂商仍喜欢用单串的设计,优点是维修容易,而且可以做模块化设计。不同功率路灯可以使用相同的灯条,只要更换面板,插上不同数目的灯条,就可以组合出各种不同功率的路灯。但它的缺点是每一串都需要独立的电源模块,成本较高,而降压的结构会让LED的数目受限于IC的耐压。在图3所示的例子中,LED最多串到14颗,如果要设计20W的灯条,就需要使用700mA的LED。为了使效率达到最高,必需针对LED的数目来调节输入电压,也就是适配器的输出电压。以10颗LED为例,如果要达到最高效率,就必须把输入电压调到约42V左右。 该方案的优点是降压结构效率较高、单串设计、配置较为灵活,缺点是电路成本较高、LED串联数目受限于IC耐压。它适合通过适配器输入的路灯。(四)单串升压结构同样的单串设计,升压结构(图4)会较降压结构的效率低,但是LED串联的数目不再受限于IC的耐压,而是由MOS来决定,因而可以串联较多的LED。由于大多数的太阳能电池的输出电压都不高,因此太阳能路灯较适合使用升压结构。而选用电流模式的恒流设计,可以让输出电流较不受输入电压变化的影响,在电池满载以及快没电时,都能让路灯维持相同的亮度。 该方案的优点是串联LED数目不受IC耐压限制,缺点是电路成本较高,效率较降压结构稍低,适合太阳能路灯。

    时间:2019-07-23 关键词: 电源 电源技术解析 设计

  • PC电源知多少

    PC电源知多少

     个人PC所采用的电源都是基于一种名为“开关模式”的技术,所以我们经常会将个人PC电源称之为——开关电源(Switching Mode Power Supplies,简称SMPS),它还有一个绰号——DC-DC转化器。本次文章我们将会为您解读开关电源的工作模式和原理、开关电源内部的元器件的介绍以及这些元器件的功能。 ●线性电源知多少目前主要包括两种电源类型:线性电源(linear)和开关电源(switching)。线性电源的工作原理是首先将127 V或者220 V市电通过变压器转为低压电,比如说12V,而且经过转换后的低压依然是AC交流电;然后再通过一系列的二极管进行矫正和整流,并将低压AC交流电转化为脉动电压(配图1和2中的“3”);下一步需要对脉动电压进行滤波,通过电容完成,然后将经过滤波后的低压交流电转换成DC直流电(配图1和2中的“4”);此时得到的低压直流电依然不够纯净,会有一定的波动(这种电压波动就是我们常说的纹波),所以还需要稳压二极管或者电压整流电路进行矫正。最后,我们就可以得到纯净的低压DC直流电输出了尽管说线性电源非常适合为低功耗设备供电,比如说无绳电话、PlayStation/Wii/Xbox等游戏主机等等,但是对于高功耗设备而言,线性电源将会力不从心。对于线性电源而言,其内部电容以及变压器的大小和AC市电的频率成反比:也即说如果输入市电的频率越低时,线性电源就需要越大的电容和变压器,反之亦然。由于当前一直采用的是60Hz(有些国家是50Hz)频率的AC市电,这是一个相对较低的频率,所以其变压器以及电容的个头往往都相对比较大。此外,AC市电的浪涌越大,线性电源的变压器的个头就越大。由此可见,对于个人PC领域而言,制造一台线性电源将会是一件疯狂的举动,因为它的体积将会非常大、重量也会非常的重。所以说个人PC用户并不适合用线性电源。

    时间:2019-07-23 关键词: 转化 电源 电源技术解析

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