• DC-DC开关电源设计总结

    DC-DC开关电源设计总结

    现在的电源多种多样,但是常用地还是开关电源,相关的Layout经验,供各位EE参考。 先上一张MPS经典热销产品MP1470的典型应用图,可以轻松实现12V转3.3V/2A: DC-DC的layout非常重要,会直接影响到产品的稳定性与EMI效果,总结经验/规则如下: 1、处理好反馈环(对应上图中R1-R2-R3-IC_FB&GND),反馈线不要走肖特基下面,不要走电感(L1)下面,不要走大电容下面,不要被大电流环路包围,必要时可在取样电阻并个100pF的电容增加稳定性(但瞬态会受到一点影响); 2、反馈线宁可细不要粗,因为线越宽,天线效应越明显,影响环路的稳定性。一般用6-12mils的线; 3、所有电容尽可能靠近IC; 4、电感按规格书指标的120-130%的容量选取,不可过大,过大会影响效率和瞬态; 5、电容按规格书的150%的容量选取。如果是用贴片陶瓷电容,如果用22uF,用两个10uF并联会更好。若对于成本不敏感,电容可用更大些。特别提示:输出电容,若是用铝电解电容,千万记得要用高频低阻的,不可随便放个低频滤波电容! 6、尽可能缩小大电流环路的包围面积。如果不方便缩小,用敷铜的方式变成一条窄缝。 7、不要在关键回路上使用热阻焊盘,它们会引入多余的电感特性。 8、当使用地线层的时候,要尽力保持输入切换回路下面的地层的完整性。任何对这一区域地线层的切割都会降低地线层的有效性,即使是通过地线层的信号导通孔也会增加其阻抗。9、导通孔可以被用于连接退藕电容和 IC 的地到地线层上,这可使回路最短化。但需要牢记的是导通孔的电感量大约在 0.1~0.5nH 之间,这会根据导通孔厚度和长度的不同而不同,它们可增加总的回路电感量。对于低阻抗的连接来说,使用多个导通孔是应该的。 在上面的例子中,通到地线层的附加导通孔对缩减 C IN 回路的长度没有帮助。但在另一个例子中,由于顶层的路径很长,通过导通孔来缩小回路面积就十分有效。 10、需要注意的是将地线层作为电流回流的路径会将大量噪声引入地线层,为此可将局部地线层独立出来,再通过一个噪声很低的点接入主地当中。 11、当地线层很靠近辐射回路的时候,其对回路的屏蔽效果会得到有效的加强。因此,在设计局多层PCB 的时候,可将完整的地线层放在第二层,使其直接位于承载了大电流的顶层的下面。 12、非屏蔽电感会生成大量的漏磁,它们会进入其他回路和滤波元件之中。在噪声敏感的应用中应当使用半屏蔽或全屏蔽的电感,还要让敏感电路和回路远离电感。 解决 EMI 问题可能是一件很复杂的事情,尤其是在面对完整的系统,同时又不知道辐射源所在的时候。有了关于高频信号和开关切换式转换器中的电流回路的基础知识,再加上对元器件和 PCB 布局在高频情况下的表现的了解,结合某些简单自制工具的使用,要想找出辐射源和降低辐射的低成本解决方案,从而轻松的解决 EMI 问题是有可能的。预告下期将为大家带来一个DIY EMI 探测工具。相信这些开关电源的经验对初学的一些工程师来说,会有一定的帮助。

    时间:2020-03-26 关键词: 开关 电源 DC-DC

  • 南芯SC8551―国内首款高压电荷泵充电IC,充电效率高达98%

    南芯SC8551―国内首款高压电荷泵充电IC,充电效率高达98%

    1.   引言 随着4G网络普及、5G时代的到来,手机的电池容量越来越大,以便满足移动互联网等各种应用高耗能的需求。使用传统充电技术,充电时间越来越长,无法满足日常所需。快充技术应运而生,可以让人们利用碎片时间迅速使电量恢复,逐渐成为越来越多手机的标配。 快充有两种不同的技术路线:高压小电流快充和低压大电流快充。高压快充的代表是高通。高通在2014年前后率先推出的QC2.0将充电电压从传统的5V提高到9V/12V,充电功率提高到18W。然而,高压快充存在一个难以克服的不足-充电IC发热严重。适配器输出的9V/12V电压进入手机后会被手机内部的buck charger进行二次降压再给电池充电,传统的buck变换器由于在高压输入条件下转换效率低,造成芯片发热非常严重,功率无法进一步提升。 低压直充的技术路线代表是OPPO和HUAWEI。OPPO在2014年推出了VOOC闪充22.5W(5V/4.5A)低压快充技术。由于低压快充不需要中间级的电压变换,实现真正适配器给电池“直充”,所以很好地解决了充电IC发热的问题。然而,为了解决MicroB接口通流能力小、传统充电线材电阻大等问题,低压快充需要专门定制充电接口和充电线,成本高于高压快充方案。 2.   电荷泵快充 电荷泵是一种无电感式DC-DC转换器,利用电容作为储能元件来进行电压电流的变换。半压电荷泵(2:1 charge pump) 可以实现输出电压减半、输出电流加倍,同时转换效率可以达到97%以上,远高于普通的充电IC,从而很好地解决了高压快充时充电IC发热的问题。此外,由于电荷泵可以天然实现输入电流是输出电流一半的效果,所以相对于低压直充方案,线材和接口的成本可以大大降低。 可见,电荷泵快充可以完美化解高压和大电流之间的矛盾,突破手机快充的极限。 图1. SC8551典型应用图 3.   SC8551:兼容电荷泵快充和低压直充 SC8551是南芯针对手机快充市场最新推出的电荷泵快充IC。作为国内首款高压电荷泵快充IC,SC8551还开创实现了高压快充和低压直充双模式充电功能。SC8551采用56pin的CSP封装,芯片尺寸为3.32mm*3.35mm。图1为SC8551的典型应用图,在充电过程中,SC8551作为主从充电架构中的从充电IC,在手机进入快充阶段后开始工作,其主要特点如下: 1.     双模式:具有电荷泵2:1降压充电和bypass充电两种模式 2.     效率高:在6A以上充电电流条件下相较于国外的同类产品效率提高0.4% 3.     完善的保护机制:26重保护确保充电安全可靠 a)     双模式 SC8551同时支持电荷泵2:1降压充电模式和低压直充模式。如图2(a)所示,当工作在电荷泵充电模式时,芯片内部开关管Q1-Q8始终处于交替开关的状态,外围的飞电容CFLY1/2处于交替充放电的状态,将输入适配器的能量搬移到电池中。稳态工作时,输入电压略高于两倍电池电压,充电电流最大可以支持到8A。 当SC8551工作在bypass模式时,如图2(b)所示,芯片内部开关管Q1/Q2/Q5/Q6始终导通,开关管Q3/Q4/Q7/Q8始终关闭。此时相当于适配器经过几个串并联的开关管直接给电池充电,只要从VBUS到VOUT的等效电阻足够小,芯片的温升就可以控制地很低。SC8551在bypass模式下支持的最大充电电流为6A。   (a)高压电荷泵快充模式   (b)低压直充模式 图2. SC8551在不同工作模式下的原理示意图 b)    高效率 考虑到电荷泵快充IC的应用主要是在大电流情况下,所以SC8551重点优化了6A以上充电电流的效率。相较于国外同类产品,重载下的效率提高了0.4%左右。图3为SC8551在不同频率下的效率曲线,从图中可以看出,即使充电电流达到8A,SC8551的充电效率依然在96%以上。 图3. SC8551工作在电荷泵模式下的效率曲线 图4为SC8551在bypass模式下从VBUS到VOUT的等效导通电阻曲线。从图中可以看出,等效电阻约为18mohm。随着充电电流增大,等效电阻略有增加。   图4. SC8551工作在bypass模式下的导通电阻曲线 图5为SC8551工作在不同模式下的温升示意图。图5(a)为电荷泵模式下8A充电电流时的温升示意图。从图中可以看出,芯片表面的温升大约为59.6-25=34.6℃(环境温度约为25℃)。 图5(b)为低压直充模式下6A充电电流时的温升示意图,芯片表面的温升大约为44.5-25=19.5℃。   (a)电荷泵模式,VBAT=4.4V,IBAT=8A   (b)低压直充模式,VBAT=4.4V,IBAT=6A 图5. SC8551工作在不同模式下的温升示意图 c)     完善的保护机制 SC8551内部集成了26重不同的保护机制,以确保充电过程安全可靠。保护机制可以分为三类:12重系统级保护、7重电荷泵相关保护以及7重系统级报警。其中,系统级保护和电荷泵相关保护触发后,SC8551会停止充电,同时出INT中断。系统级报警触发后,同样会出INT中断,但是充电不会停止。 4.   结论 SC8551是国内首款高压电荷泵快充IC,兼容电荷泵快充和低压直充功能。其在电荷泵快充模式下的最大充电电流达到8A,在低压直充模式下的电流达到6A。凭借优异的重载效率表现以及全方位的保护机制,使得SC8551非常适合应用在手机大功率充电方案中。 5.   关于南芯 上海南芯半导体科技有限公司,于2015年底成立于上海浦东张江高科技园区。南芯的初创团队来自Texas Instruments ,拥有10年以上行业经验,深耕电源领域,搭档多年,配合默契。随着公司发展,南芯持续引进优秀人才,打造高质量的研发团队,目前拥有来自德州仪器、凌特、立?、ADI、Rohm、O2等知名半导体公司的研发团队,并秉承不断创新的产品文化,致力于为业内提供高性能、高品质与高经济效益的IC解决方案。 南芯在快速充电和电源管理芯片领域的研发上一直领军国内同行,曾经推出了业界首颗buck-boost升降压电池充电管理IC,可以实现2.7~40V范围内高达100W功率的双向智能充放电,高效支持USB PD大功率充放电应用,显著降低充电所需时间,可以广泛应用于智能手机、PAD、电视、笔记本、汽车等消费电子品和充电外设产品。南芯目前又推出国内首款兼容电荷泵快充和低压直充的充电IC。南芯的IC产品凭借其优秀的性能,已在华为、三星、小米、Anker等国内外知名品牌的产品中频频亮相,销售额持续快速增长。 2018年1月,南芯半导体宣布完成数千万人民币的A轮融资。2019年4月,南芯半导体再次宣布完成近亿元人民币的B轮融资,并由上海集成电路产业基金领投。南芯不断探索研发高端芯片,具有很强的先发优势,是国产模拟芯片替代浪潮中的开拓者,并凭借其扎实的技术和经验积累,建立了技术领先、品质优异、产品性价比高的“高端中国芯”的领军品牌形象。

    时间:2019-12-13 关键词: ic DC/DC 电源新品 南芯

  • Vishay推出采用小型5x5 PowerPAK封装的新款同步降压稳压器具有高效率、高功率密度和优异的热设计等优点

    Vishay推出采用小型5x5 PowerPAK封装的新款同步降压稳压器具有高效率、高功率密度和优异的热设计等优点

    宾夕法尼亚、MALVERN — 2019年12月9日—日前,Vishay Intertechnology, Inc.(NYSE 股市代号:VSH)宣布,推出两款新型2 A~12 A microBUCK®系列同步降压稳压器,输入电压范围分别为4.5 V至55 V (SiC476/7/8/9) 和 4.5 V至60 V (SiC466/7/8/9)。Vishay Siliconix器件采用小型5x5 PowerPAKâ封装,内含高性能n沟道沟槽式MOSFET与控制器,具有高效率和高功率密度,内部补偿功能则减少外部元器件数量。日前发布的microBUCKâ稳压器采用相同控制器IC和封装外形,同时提供一系列MOSFET额定值,设计人员可从中选择最佳性价比组合。 日前发布的稳压器工作电流仅为156µA,峰值效率达98 %,设计人员可减少功耗提高功率密度。高效率结合5 mm x 5 mm PowerPAKâ封装优异的热设计,使稳压器能在较低温度下工作,从而提高长期稳定性,而且不需要加装散热片。microBUCK安全工作区范围宽,便于设计人员灵活满足各种工作温度和电流要求。因此,设计人员可以缩小PCB尺寸,简化热管理并降低系统成本。 SiC466/7/8/9和SiC476/7/8/9系列稳压器输入电压范围宽,输出电压在24 V~0.8V范围内可调,适合各种各样的应用,包括工业和工厂自动化DC/DC转换器、家庭自动化设备、工业计算、基站电源、5G网络设备和小型蜂窝、挂墙式变压器稳压、机器人、无人机、电池管理系统、电动工具、自动售货机、ATM机和投币机。 新型SiC46x系列器件包括2 A SiC469、4 A SiC468、6 A SiC467和10 A SiC466,新型SiC47x系列器件包括3 A SiC479、5 A SiC478、8 A SiC477和12 A SiC476。所有器件占位兼容,便于设计者实现扩展应用方案。稳压器具有高度配置能力,开关频率可在100kHz~2MHz范围内调节,可以调整软启动和电流限值,有强制连续工作或节能两种工作模式。两个系列均具有内部补偿功能,不需要外部RC网络。 microBUCKâ COT架构具有超快瞬变响应能力,只需要很小的输出电容,在轻载下可以严格调节纹波。而且,无论使用哪种类型的输出电容器,包括低ESR陶瓷电容器,稳压器都能保持环路稳定性。稳压器集成各种可靠保护功能,包括输出过压保护 (OVP)、输出欠压保护 (UVP)、过流电路保护 (OCP)、带自动重试的短路保护 (SCP)、过热保护 (OTP) 和电源良好标志。 SiC466/7/8/9和SiC476/7/8/9系列现可提供样品并已实现量产,供货周期为12周。  

    时间:2019-12-09 关键词: Vishay MOSFET DC/DC powerpak 电源新品

  • 一招教你怎样快速将互联网应用到谷歌

    一招教你怎样快速将互联网应用到谷歌

    为了进一步提供保护,高级算法会建立在非对称公钥加密算法之上,仅在特定的信息交换会话期间,才允许安全交换用于加密数据的短期共享私钥。考虑到这些密钥交换的关键性,如椭圆曲线 Diffie-Hellman 算法 (ECDH) 等更高级的算法可将密钥深深掩藏在复杂的椭圆曲线计算之下。诸如传输层安全 (TLS) 之类的认证协议通过使用数字证书,将 Diffie-Hellman 密钥交换之类的机制与正式验证方法相结合;而数字证书可在公钥中嵌入来自认证机构(CA,可证明证书的真实性)的可验证数字签名。 Microchip Technology 的 PIC-IoT WG 开发板采用专用安全 IC 构建,为 Google Cloud 连接提供交钥匙型解决方案。该套件使用专用安全 IC,可提供一个综合性平台,用于加速开发能够安全连接到 Google Cloud 服务的物联网设计。本文介绍了安全连接的关键要求,并阐示了开发人员如何在典型的物联网设计中使用 PIC-IoT WG 来满足这些要求。 安全的复杂性 确保物联网设备与远程主机服务器之间安全连接的能力,是全面保护物联网应用和相关网络企业资源的基础。对于这些服务器和其他企业级系统可以提供的功能和性能,以资源有限的微控制器和最小内存构建的物联网设备则完全无法提供。若是希冀简单的物联网设备能传送传感器数据或实时操控致动器,而出于物联网设备本身的性质局限,即使只是实现最基本的安全算法,可能也无法达到处理要求。 安全方法所依赖的基本原则,即突破安全屏障所付出的代价应比屏障保护的资产价值更高昂。对于基于算法的安全方法,这意味着解密加密信息或破坏认证协议在计算方面应该是令人望而却步的。至少,破坏基于算法的安全性应当需要一定水平的计算资源和所需时间,其代价超过受保护数据或通信通道的价值或时效。因此,加密算法试图将有价值的数据掩藏在一系列复杂的计算密集型处理步骤之下,且必须使用密钥才能解开。例如,广泛使用的高级加密标准 (AES) 算法对数据进行多轮循环处理,各轮循环均包含数个步骤,即首先生成密钥,然后再进行字节替换、移位和矩阵计算(图 1)。   加密算法专门采用一系列复杂操作的示意图 图 1:为了使解密难以实现,甚至无法实现,加密算法专门采用一系列复杂操作,比如 AES 算法的这个步骤,将数据与私钥生成的字节相结合。(图片来源:Wikimedia Commons) 对于诸如 AES 一类的对称加密算法,加密信息接收者需使用相同的密钥才能解密数据。相反,非对称算法使用一对密钥,一个私钥和一个公钥,消除了因使用共享密钥可能造成的风险,可代价却是使计算变得更为复杂。采用这种算法时,发送者和接收者在交换公钥的同时,对各自持有的私钥保密。因此,其中一方可以使用另一方的公钥来加密信息,但信息只能使用另一方的私钥进行解密 正如简要说明所述,安全方法依赖于各层的加密算法和协议,而最终仍取决于私钥。虽然这些层次能经受住黑客的持续攻击,但如若私钥被发现了,整个安全结构顷刻就会分崩离析。 因此,基于硬件的安全密钥存储是物联网设备安全性的基本要求。此外,这些算法和协议的计算复杂性决定了对专用加密引擎的需求,这些引擎必须能够为资源有限的微控制器分担复杂的计算。 基于硬件的安全 专用安全元件硬件设备,如 Microchip Technology 的 ATECC608A CryptoAuthentication IC,具备保护密钥和提高加密算法执行速度所需的特性。除了这些特性外,ATECC608A 还提供片上 EEPROM,可安全存储多达 16 个密钥、证书和其他数据,以及其他必要的功能,包括符合 NIST SP 800-90A/B/C 标准的随机数发生器。 ATECC608A 不仅是一种安全存储设备,还可以提高多种算法的执行速度,包括用于对称加密的 AES 和非对称加密的 ECDH。此外,该器件还支持更高级别的服务,包括安全引导(请参阅“使用加密芯片为物联网器件设计增加安全引导”)。 除了通过分担这些算法的执行任务所获得的直接性能优势之外,ATECC608A 还具备加密引擎、安全存储和其他功能,将安全性从根本上提升到另一个层次:密钥与不受信任的实体保持隔离。这些实体包括不特别注重安全性的微控制器、微控制器上运行的软件以及使用软件的个人。设备还能生成私钥,这为制造或分销设施的部署提供更进一步的安全性。 与传统基于软件的安全方法相比,结果是减少了威胁向量的数量。这进而支持纵深防御原则,即有效安全策略的核心。 ATECC608A 的这种功能全面集成方式简化了硬件接口的要求。该器件可作为另一个 I2C 外设运行,甚至可以与其他器件共享微控制器的 I2C 总线,如 Microchip Technology 的 MCP9808 等数字传感器(图 2)。   Microchip Technology 的 ATECC608A CryptoAuthentication IC 示意图 图 2:由于 Microchip Technology 的 ATECC608A CryptoAuthentication IC(左)完全在片上完成安全处理,因此可以提供简单的 I2C 硬件接口,与其他 I2C 器件一起使用,如 Microchip Technology 的 MCP9808 I2C 数字温度传感器(右)。(图片来源:Microchip Technology) 然而,就软件层面而言,ATECC608A 丰富的功能会使接口复杂化。Microchip Technology 的 CryptoAuthLib 库将接口抽象为一组直观函数调用,可在 CryptoAuthLib 应用程序编程接口 (API) 中使用。该库与 Microchip Technology 的 MPLAB X 集成开发环境 (IDE) 中的相关驱动程序和中间件捆绑在一起。虽然 CryptoAuthLib API 和驱动程序可为采用 ATECC608A 的定制设计提供基础元素,但在实现安全连接到 Google Cloud 所需的完整安全链方面,开发人员仍面临着其他挑战。而 Microchip Technology 的 PIC-IoT WG 开发板也能消除这一障碍。 开发端到端的物联网应用 PIC-IoT 板基于 ATECC608A 和 Microchip Technology 的低成本 PIC24FJ128GA705 16 位微控制器,这款无线物联网设计包含了 Microchip Technology 的 ATWINC1510 Wi-Fi 模块、Vishay Semiconductor 的 TEMT6000X01 环境光传感器和 MCP9808 I2C 温度传感器。此外,开发人员通过添加数百种 MikroElektronika 的 Click 板提供的传感器和致动器,可以轻松扩展硬件基础平台。对于软件开发,Microchip Technology 提供了 MPLAB X IDE 及相关的 MPLAB 代码配置器 (MCC) 快速原型开发工具。 该电路板和相关软件可以为基本端到端物联网应用评估提供交钥匙型平台,而这类应用的运行建立在物联网传感器设备与 Google Cloud 服务的安全连接基础之上。该套件以独特的方法实现了相互身份验证,即使对于资源受限的物联网设备也能进行验证。使用该方法,物联网设备可以使用轻型 TLS 服务来验证 Google 端的连接,并用 JavaScript Object Notation (JSON) Web Token (JWT),向 Google 服务器证明自身身份(请参阅“将 IoT 设备安全连接到云端的更简单的解决方案”)。除了器件驱动程序、板级支持包和中间件服务外,Microchip Technology 还通过 MPLAB 开发套件,并作为适用于 PIC-IoT 板的完整样例物联网应用一部分来演示该方法。 通过样例应用程序,开发人员不仅可以获得使用云应用的经验,还可以获得主要云服务提供商提供的物联网专用服务,将物联网设备连接到云端的经验。例如,物联网设备可通过 Google Cloud IoT Core 访问 Google Cloud 资源,该 IoT Core 提供了设备连接、相关元数据管理等所需的一系列服务(图 3)。   Google Cloud 提供专用服务 Google Cloud IoT Core 的示意图 图 3:与其他企业云提供商一样,Google Cloud 也提供专用服务 Google Cloud IoT Core,旨在满足将物联网设备与云资源结合相关的独特要求。  

    时间:2019-09-04 关键词: 电源技术解析 安全密钥 共享微控制器

  • 开关电源初次上电“炸机”?一招教你搞定

    开关电源初次上电“炸机”?一招教你搞定

    做了这么些年的开关电源设计,一个很让我心里忐忑的事就是新做的样机进行初次上电,担心炸机。相信很多工程师跟我一样深有体会,把自己的新样机在上电之前检查再检查,生怕哪个地方有焊错焊反搭焊或者说有地方短路,甚至把工作台上都扫得干干净净以防万一。 根据工程师的经验不同,细心程度不同,样机首次通电有一定的炸机概率,并且提心吊胆的。当然“提心吊胆”一词只能用在一部分工程师上,有部分工程师天生不怕炸也不怕做耐压实验时发出的那个“滋滋”的声音,一副脸不变色心不跳的样子(不知道是不是装的)。 炸机很痛苦,尤其这样一个全新样机本就没有调试好参数的电源,本来电源就有可能存在不正常,炸了岂不是更难修理? 为此很多工程师由于设备配置有限,用各种办法经验来避免炸机,比如输入电压慢慢调高边调边看电流的状态,看功率计上的功率变化,一旦形势不对马上断电,这样确实可以避免一些异常情况,但有时手速不够快就炸了。 下面给大家分享一个亲测有效,且成本很低的方法来防止样机首次上电炸机的问题,手头有 ac source 等设备的工程师请忽略!     方法很简单,就是在开关电源输入线上串联一个白炽灯来做保护,如下图。     注意串联白炽灯初次上电不用带输出负载,直接空载上电。 无大电流的情况 如果白炽灯没有亮灯,或者就刚上电的那一下亮了然后又熄灭(第一下亮是输入浪涌电流引起的),说明开关电源没有大电流输入,此时可测试电源的输出是否为正常电压。如果输出正常则可以去除白炽灯进行正常的调试了。 如果输出电压不正常,可继续接在白炽灯上直到找到原因解决后再去除白炽灯进行正常调试。 有大电流的情况 如果通电后白炽灯一直亮,或者白炽灯在间断的亮-不亮-亮的循环状态,说明开关电源内部有大电流,此时可关电仔细检查开关电源,重复此法直到开关电源空载正常后方可去除白炽灯进行正常调试。 为何可以防止大部分的炸机?下面小编进行简单的分析一下,如果不对之处欢迎指正。 大致原理如下: 先把上图画一个简单的等效电路,如下:     原理很简单 无大电流的情况 若开关电源没进入危险状态(开关电源输出正常 或者 开关电源输出电压在上下跳动但没有导致输入大电流),则此时流进开关电源的输入电流很微弱,可等效看作Zo很大。 假设此时电源的功耗为2.2W,Zo上的平均电流大约为0.01A,Zo上的阻抗大约为220/0.01,大约是22K。 一个十几瓦或几十瓦的白炽灯的冷态电阻大约在几十欧姆到几百欧姆,在此我假设为Z1=100Ω,根据阻抗的分压比可知,白炽灯上的压降非常小所以白炽灯不亮灯。 有大电流输入的情况 若开关电源没没有进入危险状态(开关电源输入有大电流),电流很大,可等效看作Zo很小。 假设此时电源流入的电流平均为5A,相当于Zo上的平均电流为5A,Zo上的阻抗大约为220/5,大约是44Ω。 一个十几瓦或几十瓦的白炽灯的冷态阻抗大约在几十欧姆到几百欧姆,在此我假设为Z1=100Ω,根据阻抗的分压比可知,白炽灯上的压降是比较大的。 另外白炽灯还有一个特性就是热态阻抗比冷态阻抗要大很多,实验得出大概十多倍的样子,在此我假设热态阻抗是冷态阻抗的10倍。由于上电白炽灯上有较大的压降和较大的电流会以非常快的速度发热,设发热后阻抗由Z1=100Ω变成Z1=1K,在很短的时间内会使Zo上的电压变得非常小从而避免了开关电源炸机。 此文主要是表达一种比较实用的开关电源初次上电防炸机的方法,有很多表达不严谨的地方还请见谅,不喜勿喷!

    时间:2019-09-03 关键词: 电压 开关电源 电源技术解析

  • 如何驱动一个直流电机?直流电机驱动电路大全

    如何驱动一个直流电机?直流电机驱动电路大全

    大家都知道直流电机有可以精确控制的优点,但是功耗大,效率低,力矩小。如果选用大功率步进电机,为了降低功耗,可以采取PWM恒流控制的方法。 直流电机(direct current machine)是指能将直流电能转换成机械能(直流电动机)或将机械能转换成直流电能(直流发电机)的旋转电机。它是能实现直流电能和机械能互相转换的电机。当它作电动机运行时是直流电动机,将电能转换为机械能;作发电机运行时是直流发电机,将机械能转换为电能。 直流电机由定子和转子两部分组成,其间有一定的气隙。其构造的主要特点是具有一个带换向器的电枢。直流电机的定子由机座、主磁极、换向磁极、前后端盖和刷架等部件组成。其中主磁极是产生直流电机气隙磁场的主要部件,由永磁体或带有直流励磁绕组的叠片铁心构成。 直流电机的转子则由电枢、换向器(又称整流子)和转轴等部件构成。其中电枢由电枢铁心和电枢绕组两部分组成。电枢铁心由硅钢片叠成,在其外圆处均匀分布着齿槽,电枢绕组则嵌置于这些槽中。换向器是一种机械整流部件。由换向片叠成圆筒形后,以金属夹件或塑料成型为一个整体。各换向片间互相绝缘。换向器质量对运行可靠性有很大影响。     直流电机的基本构成 直流电机由定子和转子两部分组成,其间有一定的气隙。福利:在电子发烧友网公众号回复资料,免费领取一份模电资料集 直流电机的定子由机座、主磁极、换向磁极、前后端盖和刷架等部件组成。其中主磁极是产生直流电机气隙磁场的主要部件,由永磁体或带有直流励磁绕组的叠片铁心构成。 直流电机的转子则由电枢、换向器(又称整流子)和转轴等部件构成。其中电枢由电枢铁心和电枢绕组两部分组成。电枢铁心由硅钢片叠成,在其外圆处均匀分布着齿槽,电枢绕组则嵌置于这些槽中。 换向器是一种机械整流部件。由换向片叠成圆筒形后,以金属夹件或塑料成型为一个整体。各换向片间互相绝缘。换向器质量对运行可靠性有很大影响。     直流电机的组成结构 直流电机的结构应由定子和转子两大部分组成。直流电机运行时静止不动的部分称为定子,定子的主要作用是产生磁场,由机座、主磁极、换向极、端盖、轴承和电刷装置等组成。运行时转动的部分称为转子,其主要作用是产生电磁转矩和感应电动势,是直流电机进行能量转换的枢纽,所以通常又称为电枢,由转轴、电枢铁心、电枢绕组、换向器和风扇等组成。 定子 (1)主磁极 主磁极的作用是产生气隙磁场。主磁极由主磁极铁心和励磁绕组两部分组成铁心一般用0.5mm~1.5mm厚的硅钢板冲片叠压铆紧而成,分为极身和极靴两部分,上面套励磁绕组的部分称为极身,下面扩宽的部分称为极靴,极靴宽于极身,既可以调整气隙中磁场的分布,又便于固定励磁绕组。励磁绕组用绝缘铜线绕制而成,套在主磁极铁心上。整个主磁极用螺钉固定在机座上, (2)换向极 换向极的作用是改善换向,减小电机运行时电刷与换向器之间可能产生的换向火花,一般装在两个相邻主磁极之间,由换向极铁心和换向极绕组组成。换向极绕组用绝缘导线绕制而成,套在换向极铁心上,换向极的数目与主磁极相等。 (3)机座 电机定子的外壳称为机座。机座的作用有两个: 一是用来固定主磁极、换向极和端盖,并起整个电机的支撑和固定作用; 二是机座本身也是磁路的一部分,借以构成磁极之间磁的通路,磁通通过的部分称为磁轭。为保证机座具有足够的机械强度和良好的导磁性能,一般为铸钢件或由钢板焊接而成。 (4)电刷装置 电刷装置是用来引入或引出直流电压和直流电流的。电刷装置由电刷、刷握、刷杆和刷杆座等组成。电刷放在刷握内,用弹簧压紧,使电刷与换向器之间有良好的滑动接触,刷握固定在刷杆上,刷杆装在圆环形的刷杆座上,相互之间必须绝缘。刷杆座装在端盖或轴承内盖上,圆周位置可以调整,调好以后加以固定。 转子 (1)电枢铁心 电枢铁心是主磁路的主要部分,同时用以嵌放电枢绕组。一般电枢铁心采用由0.5mm厚的硅钢片冲制而成的冲片叠压而成,以降低电机运行时电枢铁心中产生的涡流损耗和磁滞损耗。叠成的铁心固定在转轴或转子支架上。铁心的外圆开有电枢槽,槽内嵌放电枢绕组。 (2)电枢绕组 电枢绕组的作用是产生电磁转矩和感应电动势,是直流电机进行能量变换的关键部件,所以叫电枢。它是由许多线圈(以下称元件)按一定规律连接而成,线圈采用高强度漆包线或玻璃丝包扁铜线绕成,不同线圈的线圈边分上下两层嵌放在电枢槽中,线圈与铁心之间以及上、下两层线圈边之间都必须妥善绝缘。为防止离心力将线圈边甩出槽外,槽口用槽楔固定。线圈伸出槽外的端接部分用热固性无纬玻璃带进行绑扎。 (3)换向器 在直流电动机中,换向器配以电刷,能将外加直流电源转换为电枢线圈中的交变电流,使电磁转矩的方向恒定不变;在直流发电机中,换向器配以电刷,能将电枢线圈中感应产生的交变电动势转换为正、负电刷上引出的直流电动势。换向器是由许多换向片组成的圆柱体,换向片之间用云母片绝缘。 (4)转轴 转轴起转子旋转的支撑作用,需有一定的机械强度和刚度,一般用圆钢加工而成。  

    时间:2019-09-03 关键词: 直流 电源技术解析 功率

  • 多年开关电源设计实践体会,绝对的精华!

    多年开关电源设计实践体会,绝对的精华!

    谈多年开关电源的设计心得,从开关电源印制板的设计、印制板布线、印制板铜皮走线、铝基板和多层印制板在开关电源中的应用,到反激电源的占空比,绝对的实践精华! 一、开关电源印制板的设计 首先从开关电源的设计及生产工艺开始描述吧,先说说印制板的设计。开关电源工作在高频率,高脉冲状态,属于模拟电路中的一个比较特殊种类。布板时须遵循高频电路布线原则。 布局:脉冲电压连线尽可能短,其中输入开关管到变压器连线,输出变压器到整流管连接 线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接 近开关电源输入端,输入线应避免与其他电路平行,应避开。 Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离,以避免磁偶合。如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽,以上几项对开关电 源的EMC性能影响较大。     输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子,可影响电源输出纹波指标,两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解 电容保持一定距离,以延长整机寿命,电解电容是开关电源寿命的瓶劲,如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离,电解之间也须留出散热空间,条件允许 可将其放置在进风口。 控制部分要注意:高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路,在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路,特别是电流控制型电路,处理不好易出现一些想不到的意外。 二、印制板布线的一些原则 线间距:随着印制线路板制造工艺的不断完善和提高,一般加工厂制造出线间距等于甚至小于0.1mm已经不存在什么问题,完全能够满足大多数应用场合。考虑到开关电源所采用的元器件及生产工艺。 一般双面板最小线间距设为0.3mm,单面板最小线间距设为0.5mm,焊盘与焊盘、焊盘与过孔或过孔与过孔,最小间距设为0.5mm,可避免在焊接操作过程中出现“桥接”现象,这样大多数制板厂都能够很轻松满足生产要求,并可以把成品率控制得非常高,亦可实现合理的布线密度及有一个较经济的成本。 最小线间距只适合信号控制电路和电压低于63V的低压电路,当线间电压大于该值时一般可按照500V/1mm经验值取线间距。 鉴于有一些相关标准对线间距有较明确的规定,则要严格按照标准执行,如交流入口端至熔断器端连线。某些电源对体积要求很高,如模块电源。一般变压器输入侧线间距为1mm实践证明是可行的。对交流输入,(隔离)直流输出的电源产品,比较严格的规定为安全间距要大于等于6mm,当然这由相关的标准及执行方法确定。 一般安全间距可由反馈光耦两侧距离作为参考,原则大于等于这个距离。也可在光耦下面印制板上开槽,使爬电距离加大以满足绝缘要求。一般开关电源交流输入侧走线或板上元件距非绝缘的外壳、散热器间距要大于5mm,输出侧走线或器件距外壳或散热器间距要大于2mm,或严格按照安全规范执行。 常用方法:上文提到的线路板开槽的方法适用于一些间距不够的场合,顺便提一下,该法也常用来作为保护放电间隙,常见于电视机显象管尾板和电源交流输入处。该法在模块电源中得到了广泛的应用,在灌封的条件下可获得很好的效果。 方法二:垫绝缘纸,可采用青壳纸、聚脂膜、聚四氟乙烯定向膜等绝缘材料。一般通用电源用青壳纸或聚脂膜垫在线路板于金属机壳间,这种材料有机械强度高,有一定抗潮湿的能力。聚四氟乙烯定向膜由于具有耐高温的特性在模块电源中得到广泛的应用。在元件和周围导体间也可垫绝缘薄膜来提高绝缘抗电性能。 注意:某些器件绝缘被覆套不能用来作为绝缘介质而减小安全间距,如电解电容的外皮,在高温条件下,该外皮有可能受热收缩。大电解防爆槽前端要留出空间,以确保电解电容在非常情况时能无阻碍地泻压。 三、印制板铜皮走线注意事项 走线电流密度:现在多数电子线路采用绝缘板缚铜构成。常用线路板铜皮厚度为35μm,走线可按照1A/mm经验值取电流密度值,具体计算可参见教科书。为保证走线机械强度原则线宽应大于或等于0.3mm(其他非电源线路板可能最小线宽会小一些)。铜皮厚度为70μm线路板也常见于开关电源,那么电流密度可更高些。 补充一点,现常用线路板设计工具软件一般都有设计规范项,如线宽、线间距,旱盘过孔尺寸等参数都可以进行设定。在设计线路板时,设计软件可自动按照规范执行,可节省许多时间,减少部分工作量,降低出错率。 一般对可靠性要求比较高的线路或布线线密度大可采用双面板。其特点是成本适中,可靠性高,能满足大多数应用场合。 模块电源行列也有部分产品采用多层板,主要便于集成变压器电感等功率器件,优化接线、功率管散热等。具有工艺美观一致性好,变压器散热好的优点,但其缺点是成本较高,灵活性较差,仅适合于工业化大规模生产。 单面板,市场流通通用开关电源几乎都采用了单面线路板,其具有低成本的优势,在设计,及生产工艺上采取一些措施亦可确保其性能。 四、 单面印制如何设计 由于单面板具有成本低廉,易于制造的特点,在开关电源线路中得到广泛应用,由于其只有一面缚铜,器件的电器连接,机械固定都要依靠那层铜皮,在处理时必须小心。 为保证良好的焊接机械结构性能,单面板焊盘应稍微大一些,以确保铜皮和基板的良好缚着力,而不至于受到震动时铜皮剥离、断脱。一般焊环宽度应大于0.3mm。焊盘孔直径应略大于器件引脚直径,但不宜过大,保证管脚与焊盘间由焊锡连接距离最短,盘孔大小以不妨碍正常查件为度,焊盘孔直径一般大于管脚直径0.1-0.2mm。多引脚器件为保证顺利查件,也可更大一些。 电气连线应尽量宽,原则宽度应大于焊盘直径,特殊情况应在连线于与焊盘交汇必须将线加宽(俗称生成泪滴),避免在某些条件线与焊盘断裂。原则最小线宽应大于0.5mm。 单面板上元器件应紧贴线路板。需要架空散热的器件,要在器件与线路板之间的管脚上加套管,可起到支撑器件和增加绝缘的双重作用,要最大限度减少或避免外力冲击对焊盘与管脚连接处造成的影响,增强焊接的牢固性。线路板上重量较大的部件可增加支撑连接点,可加强与线路板间连接强度,如变压器,功率器件散热器。 单面板焊接面引脚在不影响与外壳间距的前题条件下,可留得长一些,其优点是可增加焊接部位的强度,加大焊接面积、有虚焊现象可即时发现。引脚长剪腿时,焊接部位受力较小。在台湾、日本常采用把器件引脚在焊接面弯成与线路板成45度 角,然后再焊接的工艺,的其道理同上。今天谈一谈双面板设计中的一些事项,在一些要求比较高,或走线密度比较大的应用环境中采用双面印制板,其性能及各方面指标要比单面板好很多。 双面板焊盘由于孔已作金属化处理强度较高,焊环可比单面板小一些,焊盘孔孔径可比管脚直径略微大一些,因为在焊接过程中有利于焊锡溶液通过焊孔渗透到顶层焊盘,以增加焊接可靠性。但是有一个弊端,如果孔过大,波峰焊时在射流锡冲击下部分器件可能上浮,产生一些缺陷。 大电流走线的处理,线宽可按照前帖处理,如宽度不够,一般可采用在走线上镀锡增加厚度进行解决,其方法有好多种: 1、将走线设置成焊盘属性,这样在线路板制造时该走线不会被阻焊剂覆盖,热风整平时会被镀上锡。 2、在布线处放置焊盘,将该焊盘设置成需要走线的形状,要注意把焊盘孔设置为零。 3、在阻焊层放置线,此方法最灵活,但不是所有线路板生产商都会明白你的意图,需用文字说明。在阻焊层放置线的部位会不涂阻焊剂。 线路镀锡的几种方法如上,要注意的是,如果很宽的的走线全部镀上锡,在焊接以后,会粘接大量焊锡,并且分布很不均匀,影响美观。一般可采用细长条镀锡宽度在1~1.5mm,长度可根据线路来确定,镀锡部分间隔0.5~1mm双面线路板为布局、走线提供了很大的选择性,可使布线更趋于合理。 关于接地,功率地与信号地一定要分开,两个地可在滤波电容处汇合,以避免大脉冲电流通过信号地连线而导致出现不稳定的意外因素,信号控制回路尽量采用一点接地法,有一个技巧,尽量把非接地的走线放置在同一布线层,最后在另外一层铺地线。[!--empirenews.page--] 输出线一般先经过滤波电容处,再到负载,输入线也必须先通过电容,再到变压器,理论依据是让纹波电流都通过旅滤波电容。 电压反馈取样,为避免大电流通过走线的影响,反馈电压的取样点一定要放在电源输出最末梢,以提高整机负载效应指标。 走线从一个布线层变到另外一个布线层一般用过孔连通,不宜通过器件管脚焊盘实现,因为在插装器件时有可能破坏这种连接关系,还有在每1A电流通过时,至少应有2个过孔,过孔孔径原则要大于0.5mm,一般0.8mm可确保加工可靠性。 器件散热,在一些小功率电源中,线路板走线也可兼散热功能,其特点是走线尽量宽大,以增加散热面积,并不涂阻焊剂,有条件可均匀放置过孔,增强导热性能。 五、铝基板和多层印制板在开关电源中的应用 接着谈谈铝基板在开关电源中的应用和多层印制板在开关电源电路中的应用。 铝基板由其本身构造,具有以下特点:导热性能非常优良、单面缚铜、器件只能放置在缚铜面、不能开电器连线孔所以不能按照单面板那样放置跳线。 铝基板上一般都放置贴片器件,开关管,输出整流管通过基板把热量传导出去,热阻很低,可取得较高可靠性。变压器采用平面贴片结构,也可通过基板散热,其温 升比常规要低,同样规格变压器采用铝基板结构可得到较大的输出功率。铝基板跳线可以采用搭桥的方式处理。铝基板电源一般由由两块印制板组成,另外一块板放 置控制电路,两块板之间通过物理连接合成一体。 由于铝基板优良的导热性,在小量手工焊接时比较困难,焊料冷却过快,容易出现问题现有一个简单实用的方法,将一个烫衣服的普通电熨斗(最好有调温功能),翻过来,熨烫面向上,固定好,温度调到150℃左右,把铝基板放在熨斗上面,加温一段时间,然后按照常规方法将元件贴上并焊接,熨斗温度以器件易于焊接为宜,太高有可能时器件损坏,甚至铝基板铜皮剥离,温度太低焊接效果不好,要灵活掌握。 最近几年,随着多层线路板在开关电源电路中应用,使得印制线路变压器成为可能,由于多层板,层间距较小,也可以充分利用变压器窗口截面,可在主线路板上再加一到两片由多层板组成的印制线圈达到利用窗口,降低线路电流密度的目的,由于采用印制线圈,减少了人工干预,变压器一致性好,平面结构,漏感低,偶合好。开启式磁芯,良好的散热条件。 由于其具有诸多的优势,有利于大批量生产,所以得到广泛的应用。但研制开发初期投入较大,不适合小规模生。 开关电源分为,隔离与非隔离两种形式,在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式,在下文中,非特别说明,均指隔离电源。隔离电源按照结构形式不同,可分为两大类:正激式和反激式。反激式指在变压器原边导通时副边截止,变压器储能。原边截止时,副边导通,能量释放到负载的工作状态,一般常规反激式电源单管多,双管的不常见。正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载,能量通过变压器直接传递。按规格又可分为常规正激,包括单管正激,双管正激。半桥、桥式电路都属于正激电路。 正激和反激电路各有其特点,在设计电路的过程中为达到最优性价比,可以灵活运用。一般在小功率场合可选用反激式。稍微大一些可采用单管正激电路,中等功率可采用双管正激电路或半桥电路,低电压时采用推挽电路,与半桥工作状态相同。大功率输出,一般采用桥式电路,低压也可采用推挽电路。 反激式电源因其结构简单,省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感,而在中小功率电源中得到广泛的应用。在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦,输出功率超过100瓦就没有优势,实现起来有难度。本人认为一般情况下是这样的,但也不能一概而论,PI有文章介绍反激电源可做到上千瓦,但没见过实物。输出功率大小与输出电压高低有关。 反激电源变压器漏感是一个非常关键的参数,由于反激电源需要变压器储存能量,要使变压器铁芯得到充分利用,一般都要在磁路中开气隙,其目的是改变铁芯磁滞回线的斜率,使变压器能够承受大的脉冲电流冲击,而不至于铁芯进入饱和非线形状态,磁路中气隙处于高磁阻状态,在磁路中产生漏磁远大于完全闭合磁路。 变压器初次极间的偶合,也是确定漏感的关键因素,要尽量使初次极线圈靠近,可采用三明治绕法,但这样会使变压器分布电容增大。选用铁芯尽量用窗口比较长的磁芯,可减小漏感,如用EE、EF、EER、PQ型磁芯效果要比EI型的好。 关于反激电源的占空比,原则上反激电源的最大占空比应该小于0.5,否则环路不容易补偿,有可能不稳定,但有一些例外,如美国PI公司推出的TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的条件下。占空比由变压器原副边匝数比确定,本人对做反激的看法是,先确定反射电压(输出电压通过变压器耦合反映到原边的电压值),在一定电压范围内反射电压提高则工作占空比增大,开关管损耗降低。反射电压降低则工作占空比减小,开关管损耗增大。 当然这也是有前提条件,当占空比增大,则意味着输出二极管导通时间缩短,为保持输出稳定,更多的时候将由输出电容放电电流来保证,输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷,而使其发热加剧,这在许多条件下是不允许的。占空比增大,改变变压器匝数比,会使变压器漏感加大,使其整体性能变,当漏感能量大到一定程度,可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗,时就没有再增大占空比的意义了,甚至可能会因为漏感反峰值电压过高而击穿开关管。 由于漏感大,可能使输出纹波,及其他一些电磁指标变差。当占空比小时,开关管通过电流有效值高,变压器初级电流有效值大,降低变换器效率,但可改善输出电容的工作条件,降低发热。如何确定变压器反射电压(即占空比)。 有网友提到开关电源的反馈环路的参数设置,工作状态分析。由于在上学时高数学的比较差,《自动控制原理》差一点就补考了,对于这一门现在还感觉恐惧,到现在也不能完整写出闭环系统传递函数,对于系统零点、极点的概念感觉很模糊,看波德图也只是大概看出是发散还是收敛,所以对于反馈补偿不敢胡言乱语,但有一些建议。 如果有一些数学功底,再有一些学习时间可以再把大学的课本《自动控制原理》找出来仔细的消化一下,并结合实际的开关电源电路,按工作状态进行分析。 六、反激电源的占空比 最后谈谈关于反激电源的占空比(本人关注反射电压,与占空比一致),占空比还与选择开关管的耐压有关,有一些早期的反激电源使用比较低耐压开关管,如600V或650V作为交流220V输入电源的开关管,也许与当时生产工艺有关,高耐压管子,不易制造,或者低耐压管子有更合理的导通损耗及开关特性,像这种线路反射电压不能太高,否则为使开关管工作在安全范围内,吸收电路损耗的功率也是相当可观的。 实践证明600V管子反射电压不要大于100V,650V管子反射电压不要大于120V,把漏感尖峰电压值钳位在50V时管子还有50V的工作余量。现在由于MOS管制造工艺水平的提高,一般反激电源都采用700V或750V甚至800-900V的开关管。 像这种电路,抗过压的能力强一些开关变压器反射电压也可以做得比较高一些,最大反射电压在150V比较合适,能够获得较好的综合性能。PI公司的TOP芯片推荐为135V采用瞬变电压抑制二极管钳位。但他的评估板一般反射电压都要低于这个数值在110V左右。这两种类型各有优缺点: 第一类:缺点抗过压能力弱,占空比小,变压器初级脉冲电流大。优点:变压器漏感小,电磁辐射低,纹波指标高,开关管损耗小,转换效率不一定比第二类低。 第二类:缺点开关管损耗大一些,变压器漏感大一些,纹波差一些。优点:抗过压能力强一些,占空比大,变压器损耗低一些,效率高一些。 反激电源反射电压还有一个确定因素,反激电源的反射电压还与一个参数有关,那就是输出电压,输出电压越低则变压器匝数比越大,变压器漏感越大,开关管承受电压越高,有可能击穿开关管、吸收电路消耗功率越大,有可能使吸收回路功率器件永久失效(特别是采用瞬变电压抑制二极管的电路)。在设计低压输出小功率反激电源的优化过程中必须小心处理,其处理方法有几个: 1、采用大一个功率等级的磁芯降低漏感,这样可提高低压反激电源的转换效率,降低损耗,减小输出纹波,提高多路输出电源的交差调整率,一般常见于家电用开关电源,如光碟机、DVB机顶盒等。 2、如果条件不允许加大磁芯,只能降低反射电压,减小占空比。降低反射电压可减小漏感但有可能使电源转换效率降低,这两者是一个矛盾,必须要有一个替代过程才能找到一个合适的点,在变压器替代实验过程中,可以检测变压器原边的反峰电压,尽量降低反峰电压脉冲的宽度,和幅度,可增加变换器的工作安全裕度。一般反射电压在110V时比较合适。 3、增强耦合,降低损耗,采用新的技术,和绕线工艺,变压器为满足安全规范会在原边和副边间采取绝缘措施,如垫绝缘胶带、加绝缘端空胶带。这些将影响变压器漏感性能,现实生产中可采用初级绕组包绕次级的绕法。或者次级用三重绝缘线绕制,取消初次级间的绝缘物,可以增强耦合,甚至可采用宽铜皮绕制。 文中低压输出指小于或等于5V的输出,像这一类小功率电源,本人的经验是,功率输出大于20W输出可采用正激式,可获得最佳性价比,当然这也不是决对的,与个人的习惯,应用的环境有关系,下次谈一谈反激电源用磁性芯,磁路开气隙的一些认识,希望各位高人指点。 反激电源变压器磁芯在工作在单向磁化状态,所以磁路需要开气隙,类似于脉动直流电感器。部分磁路通过空气缝隙耦合。 为什么开气隙的原理本人理解为:由于功率铁氧体也具有近似于矩形的工作特性曲线(磁滞回线),在工作特性曲线上Y轴表示磁感应强度(B),现在的生产工艺一般饱和点在400mT以上,一般此值在设计中取值应该在200-300mT比较合适、X轴表示磁场强度(H)此值与磁化电流强度成比例关系。 磁路开气隙相当于把磁体磁滞回线向X轴向倾斜,在同样的磁感应强度下,可承受更大的磁化电流,则相当于磁心储存更多的能量,此能量在开关管截止时通过变压器次级泻放到负载电路,反激电源磁芯开气隙有两个作用。其一是传递更多能量,其二防止磁芯进入饱和状态。 反激电源的变压器工作在单向磁化状态,不仅要通过磁耦合传递能量,还担负电压变换输入输出隔离的多重作用。所以气隙的处理需要非常小心,气隙太大可使漏感变大,磁滞损耗增加,铁损、铜损增大,影响电源的整机性能。气隙太小有可能使变压器磁芯饱和,导致电源损坏。 所谓反激电源的连续与断续模式是指变压器的工作状态,在满载状态变压器工作于能量完全传递,或不完全传递的工作模式。一般要根据工作环境进行设计,常规反激电源应该工作在连续模式,这样开关管、线路的损耗都比较小,而且可以减轻输入输出电容的工作应力,但是这也有一些例外。 需要在这里特别指出:由于反激电源的特点也比较适合设计成高压电源,而高压电源变压器一般工作在断续模式,本人理解为由于高压电源输出需要采用高耐压的整流二极管。 由于制造工艺特点,高反压二极管,反向恢复时间长,速度低,在电流连续状态,二极管是在有正向偏压时恢复,反向恢复时的能量损耗非常大,不利于变换器性能的提高,轻则降低转换效率,整流管严重发热,重则甚至烧毁整流管。由于在断续模式下,二极管是在零偏压情况下反向偏置,损耗可以降到一个比较低的水平。所以高压电源工作在断续模式,并且工作频率不能太高。 还有一类反激式电源工作在临界状态,一般这类电源工作在调频模式,或调频调宽双模式,一些低成本的自激电源(RCC)常采用这种形式,为保证输出稳定,变压器工作频率随着,输出电流或输入电压而改变,接近满载时变压器始终保持在连续与断续之间,这种电源只适合于小功率输出,否则电磁兼容特性的处理会很让人头痛。 反激开关电源变压器应工作在连续模式,那就要求比较大的绕组电感量,当然连续也是有一定程度的,过分追求绝对连续是不现实的,有可能需要很大的磁芯,非常多的线圈匝数,同时伴随着大的漏感和分布电容,可能得不偿失。 那么如何确定这个参数呢,通过多次实践,及分析同行的设计,本人认为,在标称电压输入时,输出达到50%~60%变压器从断续,过渡到连续状态比较合适。或者在最高输入电压状态时,满载输出时,变压器能够过渡到连续状态就可以了。

    时间:2019-09-03 关键词: 电容 开关电源 电源技术解析

  • 开关电源的传导、辐射骚扰解决方法

    开关电源的传导、辐射骚扰解决方法

    1 概述 目前,电子产品电磁兼容问题越来越受到人们的重视,尤其是世界上发达国家,已经形成了一套完整的电磁兼容体系,同时我国也正在建立电磁兼容体系,因此,实现产品的电磁兼容是进入国际市场的通行证。对于开关电源来说,由于开关管、整流管工作在大电流、高电压的条件下,对外界会产生很强的电磁干扰,因此开关电源的传导发射和电磁辐射发射相对其它产品来说更加难以实现电磁兼容,但如果我们对开关电源产生电磁干扰的原理了解清楚后,就不难找到合适的对策,将传导发射电平和辐射发射电平降到合适的水平,实现电磁兼容性设计。 2 开关电源传导骚扰 2.1 传导发射的产生 开关电源的传导骚扰是通过电源的输入电源线向外传播的电磁干扰。在开关电源输入电源线中向外传播的骚扰,既有差模骚扰、又有共模骚扰,共模骚扰比差模骚扰产生更强的辐射骚扰。传导骚扰的测试频率范围为150KHz~30MHz,限值要求如下表1 所示:     在0.15MHz~1MHz 的频率范围内,骚扰主要以共模的形式存在,在1MHz~10MHz 的频率范围内,骚扰的形式是差模和共模共存,在10MHz 以上,骚扰的形式主要以共膜为主。传导发射的差模骚扰的产生主要是由于开关管工作在开关状态,当开关管开通时,流过电源线的电流线形上升,开关管关断时电流突变为0,因此流过电源线的电流为高频的三角脉动电流,含有丰富的高频谐波分量,随着频率的升高,该谐波分量的幅度越来越小,因此差模骚扰随频率的升高而降低,另外,如下图1 所示,由于电容C5 的存在,它与电感L3 组成低通滤波器,因此,差模传导骚扰主要存在低频率段。     共模骚扰的产生主要原因是电源与大地(保护地)之间存在有分布电容,电路中方波电压的高频谐波分量通过分布电容传入大地,与电源线构成回路,产生共模骚扰。 如上图 1 所示,L、N 为电源输入,C1、C2、C3、C4、C5、L1、L2 组成输入EMI 滤波器,DB1 为整流桥,L1、VD1、C6 和VT2 为功率因数矫正主电路,VT2 为开关管,开关管的D 极与管子的散热器相连,开关管安装在散热器上时,与散热器之间形成一个耦合电容,如图1 中的C7 所示,开关管VT2 工作在开关状态,其D 极的电压为高频方波,方波的频率为开关管的开关频率,方波中的各次谐波就会通过耦合电容、L、N 电源线构成回路,产生共模骚扰。电源与大地的分布电容比较分散,难以估算,但从上面的图1 来看,开关管VT2 的D 极与散热器之间耦合电容的作用最大,在上面的图1 中,从整流桥到电感L3 之间的电压为100Hz 的工频波形,而从电感L3 到二极管VD1 和开关管VT2D 极之间的连线的电压均为方波电压,含有大量的高次谐波。其次电感L3 的影响也比较大,但L3 与机壳的距离比较远,分布电容比开关管和散热器之间的耦合电容小的多,因此我们主要考虑开关管与散热器之间的耦合电容。 2.2 传导骚扰的解决方法 2.2.1 EMI 滤波器 解决传导骚扰目前大都采用无源滤波器,如上图 1 中所示,C1、C2、C3、C4、C5、L1、L2 组成一个EMI 滤波器,L1、L2 是两个共模电感,一般来说,在共模电感当中,含有20%左右的差模电感,与电容C1、C2、C3 构成差模滤波器,C4、C5 是共模电容,与电感L1、L2 构成共模滤波器。 共模电感量的计算: 假设开关管集电极的干扰电压在 400V 左右,转换成dB(μV)为:     传导发射测试设备内部的去耦网络(LISN)内阻Zin 标准为50Ω。则耦合电容C7 与测试设备去耦网络的内阻Zin 对骚扰电平的衰减为: 则:如果不加EMI 滤波器时,电源输出端口所测得的骚扰电平为: 表 1 中A 级电源端口传导限值的要求为79 dB(μV),显然大大超过了限制的要求。则需要滤波器在 150KHz 处的衰减为:112-79=33 dB,考虑到至少有6dB 的裕量,EMI 滤波器的在150KHz 处的衰减应大于39dB,我们取40dB。二阶滤波器的衰减特性是-40dB/10 倍频,在图1 中有两个二阶滤波器,衰减特性是-80dB/10 倍频,则滤波器的转折频率应在:47KHz 左右,考虑到其他因素的影响,滤波器的转折频率取为40KHz。 共模电容 C4、C5 取4700P(考虑到漏电流的问题,不能取太大),则:C=C4+C5=9400P。 根据     计算得:L=1.7mH 在设计EMI 滤波器的时候,为了有效的抑制骚扰信号的目的,必须对滤波器两端将要连接的源阻抗进行合理的搭配,当滤波器的输出阻抗Zo 和负载阻抗RL 不相等时,在这个端口会产生,反射系数ρ由下式来定义:     当 Zo 和RL 相差越大,端口产生的反射越大。 EMI 滤波器中的共模电感含有20%左右的差模电感,与X2 电容构成差模滤波器,在上面的原理图中,X2 电容C1、C2、C3 对传导骚扰的低频端影响比较大,主要原因是因为在低频段,骚扰的方式主要以差模的方式存在,增大C1、C2、C3,可以减小低频段的骚扰电平,但取值一般不超过0.47~2.2μF,如果适当增大电容,低频段仍然超标,可以增加差模电感来解决。 2.2.2 其他方法 EMI 滤波器是采用切断传播途径的方法来减小传导发射的骚扰电平,另外我们也可以从发射的源来着手,减小发射源向外发射的电平。 1:如下图2 所示:     图2 中,在PFC 升压电感上增加一个辅助绕组,该绕组的匝数与主绕组相同,方向与主绕组相反,C7 是开关管与散热器之间的耦合电容,如图所示增加一个与C7 容量大致相同的一个电容接到散热器与辅助绕组之间,这样C7、C8 耦合到散热器的骚扰信号幅度相同,方向相反,两个信号刚好可以相互抵消,大大减小向外发射的骚扰电平。 2:如下图3 所示: 在图3 中,增加一个高频电容C8,接在开关管散热器与输出地之间,该电容与散热器的连接处离开关管越近越好,该电容选用安规电容,容量在4700P 到0.01μf 之间,太大会使电源的漏电流超标,经过电容C7 耦合到散热器上的骚扰信号经过C8 衰减,衰减的系数为     由于 C8 比C7 大许多,上式可以简化为:     可见,假设 C7 为30P,C8 为4700P,则向外发射的骚扰信号被衰减了157 倍,近45dB。[!--empirenews.page--] 3 开关电源的辐射骚扰 3.1 辐射骚扰的空间传输 1. 远场和近场 电磁能量以场的形式向四周传播,就形成了辐射骚扰,场可以分为近场、和远场,近场又称为感应场,它的性质与场源有密切的关系,如果场源是高电压小电流的源,则近场主要是电场,如果场源是低压大电流,则场源主要是磁场。无论近场是磁场或是电场,当离场源的距离大于λ/2π时,均变成远场,又称为辐射场。 由于开关电源工作在高电压,大电流的状态下,近场即有电场,又有磁场。 2. 骚扰的辐射方式 ● 单点辐射,主要模拟各相同性的较小的辐射源,辐射的强度可表示为: 式中,P 表示发射的功率,r 表示离发射源的距离。可见,单点辐射强度与距离成反比,与发射源的功率的平方根成正比。 ● 平行双线环路的辐射 主要模拟差模电流回路的辐射源,其辐射强度可以表示为: 式中 A 为差模电流所包围的面积,I 是差模电流的大小,r 是离辐射源的距离,λ是波长。可见差模辐射强度与差模电流的大小和差模电流所包围的面积成正比,与距离成反比,与频率的平方成正比。 因此应在高频噪声源处加高频去耦电容,以免高频噪声流入电源回路中。 ● 单导线的辐射 单导线的辐射公式可以用来估算共模电流产生的辐射的大小: 式中,I 是共模电流的大小,r 是到共模电流源的距离, l 是导线的长度,λ是波长。 3. 共模电流辐射 两根相近的导线,如果流过差模电流,则导线产生的电磁场由于方向相反,大小相等而相互抵消,但如果流过共模电流,时两根导线产生的电磁场相互叠加。因此大小相同的共模电流所产生的空间辐射要比差模电流产生的空间辐射强度大的多,根据实验,两者的辐射强度相差上千倍。所以,开关电源的辐射主要是由共模电流引起的。 ● 共模电流辐射的基本模式 共模辐射有两种驱动模式,一种是电流驱动模式,一种是电压驱动模式,在开关电源中,起主要作用的主要是电压驱动模式。 ● 产生共模辐射的条件 产生共模辐射的条件有两个,一是共模驱动源,一个是共模天线。 任何两个金属体之间存在射频电位差,就构成一副不对称振子天线,两个金属导体分 别是天线的两个极,对于一个开关电源来说,如下图所示: 图4 中C7 是开关管和散热器之间的耦合电容,散热器和与开关管D 极相连接的印制线为天线的两个极,在分析时可以简化为下图5: 图中,Vs 为骚扰源,对图4 来说,就是开关管VT2 的D 极,L1、L2 相当于天线的两个极,一个极是与开关管D 极相连的印制线,另外一个极是散热器及与之相连的接地线,C是天线两极之间的耦合电容,即图4 中开关管与散热器之间的耦合电容。 共模辐射主要有天线上的共模电流的大小决定,因此,天线两极 L1、L2 之间的耦合电容越大,辐射功率越大。 另外,当天线的两个极的总长度大于λ/20时,才能向外辐射能量,并且当天线的长度与骚扰源的波长满足下列条件时,辐射能量才最大。 3.2 开关电源的辐射源 要解决和减小开关电源的电磁辐射,首先要了解开关电源的辐射源在那儿。对于一个前级带有PFC 功率因数矫正电路的开关电源来说,辐射骚扰的源主要分布下面几个地方(开关电源中的辐射源例如驱动等,相对于下面所列的要弱的多,所以可以不与考虑)。 1. PFC 开关管 2. PFC 升压二极管 3. DC/DC 开关管 4. DC/DC 的整流管、续流管 5. PFC 升压电感 6. DC/DC 变压器 ● PFC 开关管和DC/DC 开关管的辐射原理如上面所述,属于电压驱动模式的驱动源,升压电感和变压器属于差模骚扰源,主要原因是漏感的存在,导致电磁能量泄露,向外发射电磁能量。 ● PFC 升压二极管和DC/DC 的整流二极管在反向截止时,存在反向恢复电流,如下图所示: 图中所示的是实际测试的PFC 升压二极管关断瞬间的反向恢复电流(不加吸收的情况下),在图4 中,该反向恢复电流主要通过C6、VD1、VT2 构成回路,形成差模辐射,另外,由于由于引线电感的存在,很小一部分的电流会通过散热器与开关管VT2 之间的耦合电容C7 向外流,形成共模辐射。 DC/DC 的整流二极管和续流管的反向恢复电流会导致二极管的反向电压出现很高的电压尖峰,下图 7 是正激电路的输出滤波电路。 图7 中,TI 是变压器,VD1、VD2 分别是整流管和续流管,由于整流管、续流管在由导通转向截止时有反向恢复电流,该反向恢复电流在VD1、VD2 两端产生比较高的电压峰值,由于快恢复二极管的反向恢复电流在几十nS,所以峰值电压的频率较高,其基波频率在几十MHz,由于频率很高,辐射能力很强,下图8 是整流管和续流管的电压波形。 在上图7 中,整流管、续流管固定在散热器上,散热器接大地,由于二极管的阴极与管壳的散热板直接相连,管壳的散热板与散热器之间就形成了耦合电容,整流管、续流管在截止时产生的高压尖峰就通过耦合电容流动,产生共模辐射,输出线和地分别是天线的两个极。 ●开关电源其他的辐射源如印制线与机壳之间分布电容引起的共模辐射、内部电路工作时产生的差模辐射等,与前面的几个辐射源相比要小得多。 3.3 辐射骚扰的解决措施 上面分析了辐射骚扰产生的原因和开关电源的辐射源,再解决开关电源的辐射问题就比较容易了。 3.3.1 开关管发射源引起的辐射发射 上面所介绍的输入端口的传导骚扰,是通过输入线向外发射的,同时,输入线又是一个天线,共模电流在流过输入线的时候,就会向空间发射电磁能量,产生辐射骚扰,因此对于上面解决传导发射的措施,在减小了传导发射的同时,也大大减小了输入端口的辐射发射。 对于辐射源 DC/DC 开关管,也可以采取与PFC 开关管的相同的措施,来减小驱动源的电压幅度,较小辐射发射的强度。 下面图 9 是采取在PFC 开关管散热器对PFC 输出地加电容与不加电容辐射强度的对比。 图中,前面是加电容的,后面是不加电容的,从两个图中可以看出,在50MHZ 附近,辐射骚扰电平在加了电容以后降低了尽10DB,在120MHZ 到220MHZ 的频率范围内也降低了10DB 左右。 3.3.2 DC/DC 整流管、续流管发射源 对于 DC/DC 整流管、续流管发射源,除了增加吸收,减小二极管两端的峰值电压、在二极管的管脚上套饱和磁环以减小反向恢复电流外,还可以采取以下措施。 1. 在整流管、续流管与散热器的接触点附近对输出地接电容,如下图 10 所示: 图中C2 是二极管VD1 和VD2 与散热器之间的耦合电容,容量一般在几十PF,C3 是增加的电容,C3 要远大于C2,DC/DC 整流管、续流管上的电压峰值经过C2 与C3 的分压,幅度大大降低,就可以大大减小向外的辐射。 2. 采用如下图 11 所示的电路形式。 在上图的电路形式中,将输出滤波电感放在输出的负端,VD1、VD2 的输出直接接在输出滤波电容的正端,这样,整流管、续流管的阴极接固定电平,通过阴极连接的散热面与散热器之间的耦合电容向外流动的共模电流就会大大减小,从而大大减小输出端口的辐射电平。 3.3.3 机箱屏蔽 开关电源的辐射除了上述的辐射源主要通过输入输出端口向外辐射以外,电源的控制电路、驱动、辅助电源、变压器、电感等直接向空间辐射电磁能量,因此需要采用机箱进行屏蔽,机箱屏蔽要考虑机箱的材料、厚度和孔缝对屏蔽效能的影响。 1.吸收损耗 当电磁波进入金属屏蔽体后会产生感应电流,变为热能而消耗掉,所以电磁波进入金属导体中以指数的方式很快衰减,传输距离很短。 我们将电磁波衰减到原来 1/e,即0.37 倍时的距离称为集肤深度δ 集肤深度δ与材料的性能和频率有关,可用下面的公式表示: 公式中,μ是材料的磁导率,σ是材料的电导率。 2. 反射损耗 当电磁波到达两种介质表面时,因阻抗不匹配而发生反射,所引起的电磁波能量损耗称为反射损耗。 辐射骚扰所测试的频率范围是 30MHz~1000MHz。如果单纯的只考虑30MHz 以上的电磁屏蔽,薄薄一层的导体就可以达到很高的屏蔽效能,但对于频率比较低的电场或磁场,就要考虑屏蔽所使用的材料和厚度了。 3. 孔缝对屏蔽的影响 在实际的应用当中,机箱上总是存在有接线孔、通风孔以及机箱各面之间的连接缝隙,如果机箱的孔缝尺寸不合理,将使屏蔽效能大大降低,一般来说,孔缝的尺寸应小于十分之一到百分之一的波长,才能达到相应的屏蔽效果。如果上限频率按1000MHz 来考虑,孔缝的尺寸应小于:3~0.3cm。由于开关电源的电磁辐射频率范围一般在30MHz 到500MHz 之间,屏蔽的上限频率可以按500MHz 来考虑。

    时间:2019-08-28 关键词: 开关电源 电源技术解析 DC/DC

  • 电流保护工作原理

    电流保护工作原理

    现在的电路越来越追求可靠性、安全性,很多电路都设置过压过流检测电路,从而对电路进行保护,对于电路过流保护一般控制方法关断式或者限流式。过流电路一般是用熔断丝限流保护或者采取采样电阻获取电路信号,当电路过大后级电路关断或者把电流限制在一个特定值,当电流正常时候电路正常工作。 当线路发生短路时,重要特征之一是线路中的电流急剧增大,这就需要设置相应的当电流流过某一预定值时,反应于电流升高而动作的保护装置叫过电流保护。 电源的保护功能主要是过压、过流保护两种功能。 两者之间的关系为: 任何一种电源在发生故障时,都有可能使输出电压或输出电流失去控制,为了使用户的负载不致因此而损坏,我公司的电源一般都设有过压和过流保护。有些负载如阻性负载,当电源有故障,负载上的电压有可能大幅上升,而电流的上升值不一定能超过过流保护值。此种情况宜用过压保护,例如工作在50V,可将电压保护值调至55V,如果电源故障只要电压升至55V时,电源会自动切断电压输出。当有些负载是容性负载时,由于大容量的电解电容器并联在一起,当电源发生故障时,电流就可能大幅度上升,而电压的升值却不甚明显,这时电源内部的过流保护部件会首先启动,电源会自动切断输出。 过压保护值在面板上有一只电位器,可以人工设定。而过流保护值是不能人工设定的,机内已经定死,一般为额定电流的1.2~1.5倍。需要说明的是,过压保护会立即快速启动,过流保护则有一秒左右的延时。这是因为如电源正常工作时,如电源的负载发生突然短路,此时电源输出的瞬间电流是数倍或数十倍的额定电流值,可以认为是一个电流冲击,远远超过过流保护的数值,但这时并不希望过流保护起作用。而希望短路解除后,电压自动恢复正常。因此在设计过流保护时,要避开突发短路时的电流冲击,而仅考虑使输出过电流的时长达到一定的值才启动过流保护。 过压、过流保护是针对机内故障的,因此既然发生,电源就不应自动恢复。如果一定要再现,必须关机后重新开机。而短路保护、电流报警、短路报警功能是面对用户的,如果电流已经下降,短路已经排除,相对的报警声就会自动解除,电压就会自动恢复正常。 保险丝限流保护 保险丝限流保护广泛应用于开关电源等电路当中,保险丝有自恢复和不可恢复的,PPTC就属于不可恢复的一种,保险丝的工作原理是电流发生异常时候,当功率升高到一定的强度时候,电流导致温度过热保险丝熔断,输入电路断开。如下图是阻容降压电路图,FUSE是电流保险丝,额定电流为1.5A;     如下图是LM317限流保护电路,2P的连接器接负载,其中R是采样电阻,一旦电流过大,电容MC1充电,充电大于达到三极管9013的导通电压,LM317的输出电压降至它的基准电压之下,也可就是1.25V左右,从而保护负载。 还有很多电流保护电路,例如电流互感器检测交流信号大小等。  

    时间:2019-08-21 关键词: 电压 电源技术解析 控制

  • 一些常见的电源地、信号地、数字地和模拟地的处理方式总结

    一些常见的电源地、信号地、数字地和模拟地的处理方式总结

    一般在我们的AD系统里面,都有非常明确的模拟电源/模拟地和数字电源/数字地,这些的处理相对比较重要。通常的系统中: 1、我们常用10~20欧姆电阻来做模拟电源和数字电源的隔离。当然,使用分组的隔离电源是最好的选择,但是成本相对较高。 2、处理模拟地和数字地时,最终使用1点接连的办法,这个连接点要选在PCB上的电荷平衡点,以防止出现电压差,这需要良好的PCB和模拟设计基础及经验。 3、使用PSRR较高的LDO,尽量避免使用DCDC和纹波超过300UV的电源稳压器件。当然,我们可以通过差分输入来减少来自电源的干扰。 4、良好的屏蔽罩同样可以减少外部空间电磁辐射对AD系统的影响,诸如雷达、手机辐射、紫外线等。 电源地主要是针对电源回路电流所走的路径而言的,一般来说电源地流过的电流较大,而信号地主要是针对两块芯片或者模块之间的通信信号的回流所流过的路径,一般来说信号地流过的电流很小,其实两者都是GND,之所以分开来说,是想让大家明白在布PCB板时要清楚地了解电源及信号回流各自所流过的路径,然后在布板时考虑如何避免电源及信号共用回流路径,如果共用的话,有可能会导致电源地上的大电流在信号地产生一个电压差(可以解释为:导线是有阻抗的,只是阻值很小,但如果所流过的电流较大时,也会在此导线上产生电位差,这也叫共阻抗干扰),使信号地的真实电位高于0V。信号地的电位较大时,有可能会使本来是高电平的信号被误判为低电平。 当然电源地本来就很不干净,这样做也可以避免由于干扰使信号误判。所以将电源地和信号地在布线时稍微注意一下,就可以。一般来说即使在一起也不会产生大的问题,因为数字电路的门限较高。除了正确进行接地设计、安装,还要正确进行各种不同信号的接地处理。控制系统中,大致有以下几种地线: (1)数字地:也叫逻辑地,是各种开关量(数字量)信号的零电位。 (2)模拟地:是各种模拟量信号的零电位。 (3)信号地:通常为传感器的地。 (4)交流地:交流供电电源的地线,这种地通常是产生噪声的地。 (5)直流地:直流供电电源的地。 (6)屏蔽地:也叫机壳地,为防止静电感应和磁场感应而设。 以上这些地线处理是系统设计、安装、调试中的一个重要问题。下面就接地问题提出一些看法: (1)控制系统宜采用一点接地。一般情况下,高频电路应就近多点接地,低频电路应一点接地。在低频电路中,布线和元件间的电感并不是什么大问题,然而接地形成的环路的干扰影响很大,因此,常以一点作为接地点;但一点接地不适用于高频,因为高频时,地线上具有电感,因而增加了地线阻抗,同时各地线之间又产生电感耦合。一般来说,频率在1MHz以下时可用一点接地;高于10MHz时,采用多点接地;在1~10MHz之间可用一点接地,也可用多点接地。 (2)交流地与信号地不能共用。由于在一段电源地线的两点间会有数mV甚至几V电压,对低电平信号电路来说,这是一个非常重要的干扰,因此必须加以隔离和防止。 (3)浮地与接地的比较。全机浮空即系统各个部分与大地浮置起来,这种方法简单,但整个系统与大地绝缘电阻不能小于50MΩ。这种方法具有一定的抗干扰能力,但一旦绝缘下降就会带来干扰。还有一种方法,就是将机壳接地,其余部分浮空。这种方法抗干扰能力强,安全可靠,但实现起来比较复杂。 (4)模拟地。模拟地的接法十分重要。为了提高抗共模干扰能力,对于模拟信号可采用屏蔽浮技术。对于具体模拟量信号的接地处理要严格按照操作手册上的要求设计。 (5)屏蔽地。在控制系统中为了减少信号中的电容耦合噪声,有利于准确检测和控制,对信号采用屏蔽措施是十分必要的。根据屏蔽目的不同,屏蔽地的接法也不一样。电场屏蔽解决分布电容问题,一般接大地;电磁场屏蔽主要避免雷达、电台等高频电磁场辐射干扰,利用低阻金属材料高导流而制成,可接大地。磁场屏蔽用以防磁铁、电机、变压器、线圈等磁感应,其屏蔽方法是用高导磁材料使磁路闭合,一般接大地为好。当信号电路是一点接地时,低频电缆的屏蔽层也应一点接地。如果电缆的屏蔽层接地点有一个以上时,将产生噪声电流,形成噪声干扰源。当一个电路有一个不接地的信号源与系统中接地的放大器相连时,输入端的屏蔽应接至放大器的公共端;相反,当接地的信号源与系统中不接地的放大器相连时,放大器的输入端也应接到信号源的公共端。 对于电气系统的接地,要按接地的要求和目的分类,不能将不同类接地简单地、任意地连接在一起,而是要分成若干独立的接地子系统,每个子系统都有其共同的接地点或接地干线,最后才连接在一起,实行总接地。 补充几点: 1、首先我们要处理系统的晶体干扰问题,晶体在一个PCB上的布局比较重要。当然,选型也很重要。理论上一个系统中的外部晶体频率越低,系统越稳定,越不容易受到干扰,但是在内部做倍频基本上是芯片级的应用层次了,补台需要我们操心。 晶体的外壳如果是金属的,通常要接到数字地上,晶体尽量远离ADC电路,靠近MCU。 2、多个电源地之间可以考虑用电感来连接。计算一个比较适合的电感和BYPASS电容,可以消除一些附加在电源地上的干扰信号,这些可以用著名的PSPICE软件来模拟。 3、PCB设计时,电源的线宽应当根据电流大小布置,通常需要为普通信号线的数倍。在电池供电的微功耗设备里,建议最小的电源线宽不小于15MIL(这仅仅是我们的意见)。当然,有条件的可以用软件来模拟下电流的实际大小和需要的线宽、线厚度等,这个在POWER PCB上可以实际仿真得到相关参数。

    时间:2019-08-19 关键词: PCB ad 模拟电源 电源资讯

  • 西门子plc输入输出电源接法

    西门子plc输入输出电源接法

    西门子plc的系列很多,不同系列它的接线方式、接线方法可能都不一样。这里我以S7200说一下吧。 S7200根据CPU不同,CPU221、CPU222、CPU224、CPU224XP、CPU226,供电的方式也不同。无非就两种供电:直流供电+交流供电。一般接线端子旁有DC或AC标识。 以晶体管输出PLC来说,一般输入和输出类型都有两种,分别是漏型输入、源型输入,漏型输出、源型输出。很据不同的类型,不同接法,防止电流冲突,极性接法可能会烧毁点。     1、漏型输入:1M端接-,输入信号端子接+。     2、源型输入:1M端接+,输入信号端子接-。     3、漏型输出:1M端接-,输入信号端子接负载,负载另一端接+。     4、源型输出:1M端接-,1L+接+,输入信号端子接负载,负载另一端接-。     西门子plc接线图实物图[!--empirenews.page--] 一定型号确定,公共端1M与2M即可同时极性一致。     西门子plc接线图实物图     CPU315+PS307(电源模块)+SM321(DI模块)+SM322(DO模块) CPU1214C+SM1223   西门子1500常用模块接线图  

    时间:2019-08-13 关键词: 电源技术解析

  • 详解整流输出推挽式变压器开关电源工作原理

    详解整流输出推挽式变压器开关电源工作原理

    工作原理:推挽式开关电源的典型电路如图一所示。它属于双端式变换电路,高频变压器的磁芯工作在磁滞回线的两侧。电路使用两个开关管VT1和VT2,两个开关管在外激励方波信号的控制下交替的导通与截止,在变压器T次级统组得到方波电压,经整流滤波变为所需要的直流电压。 这种电路的优点是两个开关管容易驱动,主要缺点是开关管的耐压要达到两倍电路峰值电压。电路的输出功率较大,一般在100-500W范围内。     整流输出推挽式变压器开关电源,由于两个开关管轮流交替工作,相当于两个开关电源同时输出功率,其输出功率约等于单一开关电源输出功率的两倍。因此,推挽式变压器开关电源输出功率很大,工作效率很高,经桥式整流或全波整流后,仅需要很小的滤波电感和电容,其输出电压纹波就可以达到非常小。 图1-30是桥式整流输出推挽式变压器开关电源工作原理图,除了整流滤波电路以外,其余部分电路的工作原理基本与图1-27相同。桥式整流电路由D1、D2、D3、D4组成,C为储能滤波电容,R为负载电阻,Uo为直流输出电压,Io为流过负载电阻的电流。     图1-31是全波整流输出的推挽式变压器开关电源工作原理图,同样,除了整流滤波电路以外,其余部分电路的工作原理基本与图1-27和图1-30相同。但开关变压器的次级需要多一个绕组,两个绕组N31、N32轮流输出电压;全波整流电路由D1、D2组成,C为储能滤波电容,R为负载电阻,Uo为直流输出电压,Io为流过负载电阻的电流。     图1-30与图1-31比较,桥式整流输出的推挽式变压器开关电源比全波整流输出的推挽式变压器开关电源多用两个整流二极管,但全波整流输出的开关变压器又比桥式整流输出的开关变压器多一组次级线圈。因此,图1-30桥式整流输出推挽式变压器开关电源比较适用于输出电流相对较小的情况;而图1-31全波整流输出推挽式变压器开关电源比较适用于输出电流相对较大的情况。因为,大电流整流二极管成本高,而且损耗功率也比较大。 下面我们来详细分析图1-30桥式整流输出推挽式变压器开关电源和图1-31全波整流输出推挽式变压器开关电源的工作原理。 由于图1-30桥式整流输出推挽式变压器开关电源或图1-31全波整流输出推挽式变压器开关电源的电压输出电路中都接有储能滤波电容,储能滤波电容会对输入脉动电压起到平滑的作用,因此,图1-30和图1-31中输出电压Uo都不会出现很高幅度的电压反冲,其输出电压的峰值Up基本上就可以认为是半波平均值Upa。其值略大于正激输出nUi,即:桥式整流输出推挽式变压器开关电源或全波整流输出推挽式变压器开关电源,整流滤波输出电压Uo的值略大于正激输出nUi,n为变压器次级线圈N3绕组与初级线圈N1绕组或N2绕组的匝数比。 因此,推挽式变压器开关电源的输出电压uo,主要还是由(1-131)式来决定。即:推挽式变压器开关电源的输出电压uo(K1或K2接通期间),约等于开关变压器次级线圈N3绕组产生的正激式输出电压Up或Up-的半波平均值Upa或Upa-: uo = Upa = nUi —— K1接通期间 (1-134) 或uo = Upa- =-nUi —— K2接通期间 (1-135) 上式中,uo为推 挽式变压 器开关电源的输出电压,n为变压器次级线圈N3绕组与初级线圈N1绕组或N2绕组的匝数比,Ui为开关变压器初级线圈N1绕组或N2绕组的输入电压。 图1-32是桥式整流输出或全波整流输出推挽式变压器开关电源,在两个控制开关K1和K2交替接通和断开,且占空比D均等于0.5时,各主要工作点的电压、电流波形。 图1-32-a)和图1-32-b)分别表示控制开关K1接通时,开关变压器初级线圈N1绕组两端的电压u1的波形,以及流过变压器初级线圈N1绕组两端的电流i1波形;图1-32-c)和图1-32-d)分别表示控制开关K2接通时,开关变压器初级线圈N2绕组两端的电压u2的波形,以及流过开关变压器初级线圈N2绕组两端的电流i2的波形;图1-32-e)和图1-32-f)分别表示控制开关K1和K2轮流接通时,开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压uo的波形,以及流过开关变压器次级线圈N3绕组两端的电流波形。 图1-32-f)中,虚线箭头表示反激式输出电流是由最大值开始,然后逐渐减小到最小值;而实线箭头表示正激式输出电流则是由最小值开始,然后逐渐增加到最大值;因此,两者同时作用的结果,正好输出一个矩形波。     从图1-32-e)可以看出,输出电压uo虽然还是由两个部分组成,一部分为输入电压Ui通过变压器初级线圈N1绕组或N2感应到次级线圈N3绕组的正激式输出电压(uo);另一部分为励磁电流通过变压器初级线圈N1绕组或N2绕组存储的能量产生的反激式输出电压[uo];这里反激式输出电压[uo]不会再使波形产生反冲,是因为储能滤波电容会把反冲电压吸收掉,使其成为充电流。 由于推挽式变压器开关电源输出电压的半波平均值Upa幅值基本上是稳定的,它不会像反激式输出开关电源那样,输出电压的幅值随着控制开关占空比的改变而改变。因此,如果需要调整推挽式变压器开关电源输出电压,只能通过改变两个控制开关的占空比,来改变输出电压的平均值。因此,在输出电压可调的推挽式变压器开关电源电路中,必须要在整流输出电路后面加接一个LC储能滤波电路,才能从整流输出的脉动直流电压中提取平均值输出。 图1-33是输出电压可调的推挽式变压器开关电源电路。实际上图1-33就是在图1-31全波整流输出推挽式变压器开关电源电路的基础上,在整流输出电路后面加接了一个LC储能滤波电路。LC储能滤波电路的工作原理与图1-2串联式开关电源中的储能滤波电路工作原理基本相同。不过,在全波整流输出的LC储能滤波电路中可以省去一个续流二极管,因为用于全波整流的两个二极管可以轮流充当续流二极管的作用。关于LC储能滤波电路的详细工作原理,请参考《1-2-2.串联式开关电源输出电压滤波电路》章节。 由于图1-33中两个控制开关占空比D的可调范围很小(小于0.5),并且在一个周期内两个控制开关均需要接通和关 断一次, 因此,输出电压的可调范围相对来说要比单激式开关电源输出电压的可调范围小很多;但双激式开关电源比单激式开关电源,具有输出功率大、电压纹波小、电压输出特性好等优点。     图1-34是输出电压可调的推挽式变压器开关电源各主要工作点的电压、电流波形。 图1-34-a)表示控制开关K1接通时,开关变压器初级线圈N1绕组两端的电压波形;图1-34-b)表示控制开关K2接通时,开关变压器初级线圈N2绕组两端的电压波形;图1-34-c)表示控制开关K1和K2轮流接通时,开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压uo的波形。图1-34-d)表示开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压经全波整流后的电压波形。[!--empirenews.page--] 图1-34-c)中,Up、Up-分别表示开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压uo的正最大值(半波平均值)和负最大值(半波平均值),[Up]、[Up-]分别表示开关变压器次级线圈N3绕组两端反激输出电压的正最大值(半波平均值)和负最大值(半波平均值)。     这里还需再次说明,实际上反激输出电压[Up]和[Up-]的脉冲幅度都很高,只不过它的能量很小,即宽度很窄,其幅度被限幅和平均以后就变得很低了。在整流输出电路中,反激输出电压[Up]、[Up-]的幅度一般都不会高于Up、Up-的幅度,其幅度高于Up、Up-将要被滤波电容两端的电压限幅,或通过变压器两个初级线圈的互感作用被输入电源电压限幅。 图1-34-d)中,实线波形对应控制开关K1接通时,开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压经桥式或全波整流后的波形;虚线波形对应控制开关K2接通时,开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压经桥式或全波整流后的波形。Ua表示整流输出电压的平均值。 从图1-34-d)可以看出,仅用储能电容对整流输出电压进行滤波,是很难从脉动直流中取出输出电压的平均值的,必须同时使用储能滤波电感才能取出输出电压的平均值。 图1-33中,储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算,与图1-2的串联式开关电源中储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算方法很相似。根据图1-33和图1-34,我们把整流输出电压uo和LC滤波电路的电压uc、电流iL画出如图1-35,以便用来计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容的参数。     图1-35-a)是整流输出电压uo的波形图。实线表示控制开关K1接通时,推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形;虚线表示控制开关K2接通时,推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形。Up表示整流输出峰值电压(正激输出电压),Up-表示整流输出最低电压(反激输出电压),Ua表示整流输出电压的平均值。 图1-35-b)是滤波电容器两端电压的波形图,或滤波电路输出电压的波形图。Uo表示输出电压,或 滤波电容 器两端电压的平均值;ΔUc表示电容充电电压增量,2ΔUc等于输出电压纹波。 1-8-1-3-1.推挽式变压器开关电源储能滤波电感参数的计算 在图1-33中,当控制开关K1接通时,输入电压Ui通过控制开关K1加到开关变压器线圈N1绕组的两端,在控制开关K1接通Ton期间,开关变压器线圈N3绕组输出一个幅度为Up(半波平均值)的正激电压uo,然后加到储能滤波电感L和储能滤波电容C组成的滤波电路上,在此期间储能滤波电感L两端的电压eL为: eL = Ldi/dt = Up – Uo —— K1接通期间 (1-136) 式中:Ui为输入电压,Uo为直流输出电压,即:Uo为滤波电容两端电压uc的平均值。 在此顺便说明:由于电容两端的电压变化增量ΔU相对于输出电压Uo来说非常小,为了简单,我们这里把Uo当成常量来处理。 对(1-136)式进行积分得:     式中i(0)为初始电流(t = 0时刻流过电感L的电流),即:控制开关K1刚接通瞬间,流过电感L的电流,或称流过电感L的初始电流。从图1-35中可以看出i(0)= Ix 。 当控制开关K由接通期间Ton突然转换到关断期间Toff的瞬间,流过电感L的电流iL达到最大值:     (1-139)和(1-140)式就是计算推挽式变压器开关电源输出电压的表达式。式中,Uo为推挽式变压器开关电源输出电压,Ui为推挽式变压器开关电源输入电压,Up为推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组的正激输出电压,Up-为推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组的反激输出电压,n为开关电源次级线圈N3绕组与初级线圈N1绕组或N2绕组的匝数比。 根据上面分析结果,(1-138)式可以写为:     由(1-75)式可知,当控制开关K1、K2的占空比均为0.5时,Upa与Upa-基本相等,由此我们也可以认为Up与Up-基本相等。 由于,当控制开关K1、K2的占空比均为0.5时,(1-141)式和(1-142)式的计算结果为0。因此,当控制开关K1、K2的占空比均为0.5时,推挽式变压器开关电源经整流后输出的电压波形基本上是纯直流,没有交流成分,输出电压Uo等于最大值Up,因此,可以不需要储能电感滤波。 但是,如果要求输出电压可调,推挽式变压器开关电源的两个控制开关K1、K2的占空比必须要小于0.5;因为推挽式变压器开关电源正反激两种状态都有电压输出,所以在同样输出电压(平均值)的情况下,两个控制开关K1、K2的占空比相当于要小一倍。由此可知,当要求输出电压可调范围为最大时,占空比最好取值为0.25。 当两个控制开关K1、K2的占空比取值均为0.25时,Upa = 3Upa-,由此我们也可以认为Up等于3Up-。把上面已知条件代入(1-1 42)式, 可求得:     (1-143)、(1-144)、(1-145)式就是计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感和滤波输出电压的表达式(D为0.25时)。式中Uo为推挽式变压器开关电源输出电压,Ui为推挽式变压器开关电源输入电压,T为控制开关的工作周期,F为控制开关的工作频率,n为开关电源次级线圈N3绕组与初级线圈N1绕组或N2绕组的匝数比。 同理,(1-143)、(1-144)、(1-145)式的计算结果,只给出了计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感L的中间值,或平均值,对于极端情况可以在平均值的计算结果上再乘以一个大于1的系数。

    时间:2019-08-13 关键词: 直流 电源技术解析 功率

  • 不懂PMIC电源管理芯片怎么办?看完就知道了

    不懂PMIC电源管理芯片怎么办?看完就知道了

    PMIC是power management IC的缩写,中文是电源管理集成电路,主要特点是高集成度,将拥传统的多路输出电源封装在一颗芯片内,使得多电源应用场景高效率更高,体积更小。 在CPU系统中,我们经常用到的PMIC。如机顶盒设计,智能语音音箱设计,大型工控设备设计等。     机顶盒中的PMIC 下面通过芯片AXP152来介绍一下PMIC,这是一颗出自芯智汇的高集成度PMIC,主要应用于数码相机,机顶盒,网络设备,监控设备等产品。 XP152简介 AXP152是一款高度集成的电源管理IC,集成了一个自适应和usb兼容的PWM充电器,四个降压转换器(Buck DC-DC转换器),七个LDO。它还具有保护电路,如过压/欠压保护(OVP/UVP),过温保护,过流保护(OCP),保证电源系统的安全性和稳定性。 AXP152 的封装是5x5 40-pin QFN封装。如下图。     此外,AXP152还包括一个两线串行接口(TWSI),CPU通过它能够启用/禁用某些功率输出,编程电压以减少功率损耗,从而提供更加完善的电源管理。     AXP152内部框图 通过上面的结构框图,我们可以看到PMIC内部有个大的逻辑控制单元,所有的DC-DC和大部分LDO受逻辑模块控制,只需要通过配置TWSI接口,更改相应的配置寄存器即可控制DC-DC和LDO的输出,寄存器的配置手册我们可以参考datasheet。 另外AXP152的TWSI接口的SCK/SDA管脚在芯片内部已经都上拉了,所以主设备(CPU)可以通过这个接口灵活监控和配置。 4路DC-DC和7路LDO 下图是4路DC-DC的对比图。 4路DC-DC 可以看到4路DC-DC的输出电压都是可调的,可调区间在0.7到3.5V,能够满足大部分最小系统的供电需求,如CPU供电是3.3V,EMMC供3.3V或者1.8V电,DDR供1.25到1.35V的电。这几组DC-DC都是可以满足的。 DC-DC1和3的调压精度是50mV/step,DC-DC2和4的调压精度是25mV/step,若系统需要较高的电压精度调节,则可以用精度为25mV/step的DC-DC。 下图是7路LDO的对比图。 7组LDO 这7组LDO一般供给系统的外设用,如SRAM或PLL供电,WiFi蓝牙模块供电,控制电路供电,驱动电路供电,传感器供电,外围接口供电等,输出的电压是0.7V-5V之间,使用的时候主要注意输出电流的大小,功耗相对较大的外设若PMIC的LDO不能满足,应该外接DC-DC或者LDO提供供电。 这几组LDO中ALDO1/2和GPIOLDO都是低噪声的LDO,模拟电路供电应该接到这几路低噪声的LDO。 过载和限流保护 所有的DC-DC和LDO支持自监测和限流功能,当负载电流超过驱动能力时,为了保护内部的电路,所有的输出电压将会降低。当DC-DC输出电压低于85%的设定电压时,PMIC将会自动关闭。 典型应用 应用框图 应用中,我们通过CPU的I2C接口连接AXP152的TWSI接口,另外需要给使能信号和复位信号,可以看到,对于每一路DC-DC,使用时只需要看成是分立的DC-DC去配置就行了。 输出电容建议使用10uF X7R的低ESR陶瓷电容,当输出电压高于2.5V时,建议用一个3.3uH的功率电感。另外,选的电感的饱和电流应该比电路最大的需求电流大50%以上。

    时间:2019-08-12 关键词: 电容 电源技术解析 DC-DC

  • 电源芯片EN引脚对电机控制板的影响

    电源芯片EN引脚对电机控制板的影响

    嵌入式硬件设计将成为21世纪微电子的核心技术的系统级芯片(SoC)设计中的三大关键技术与相互融合的一些研究领域做了详细的阐述,并对SoC设计面临的挑战以及发展趋势进行了展望。 某电机控制板带有动力回收的功能,在没有助力电池时,电机的转动也可以继续为控制板供电。而电机的不均匀转动会产生快速波动的电压,从而导致电源芯片输出极不稳定的电压,使得后级设备在极短的时间内频繁的上下电,导致板子上的蓝牙模块频繁丢失固件甚至烧坏,降低了产品性能。后来通过调整电源芯片EN引脚的相关配置,完美解决了该问题。想知道对EN做了什么“手脚”吗?小小的EN还蕴含着什么样的大智慧呢? 一、概述 EN即Enable,即“使能”的意思,不同的芯片的叫法也有所不同,如EA、RUN等。而它们的功能基本是一样的,即只有该引脚激活时,芯片或模块才能正常的输出。针对这一功能,我们可以添加一些简单的外围电路来实现稳定芯片或者输出上电排序的功能。一些较高级的电源芯片的EN引脚通常还带有滞回的特性。 二、应用技巧 1.巧用分压电阻,实现电源芯片的稳定输出 对于电源芯片,我们通常使用分压电阻将EN信号接到电源的输入引脚上,来防止EN端的电压超过它的耐压值。而在满足耐压值得条件下,还要将EN脚的电压设定在“合适”的范围。 例如文章一开始提到的,某电机控制板的24V电源在给电机供电的同时也通过DC/DC:MP2451输出12V给其他电路供电。在没有助力电池时,电机发电为控制板供电,而电机的转动并非是匀速的,产生了波动较大的电压,如下图1所示,黄色线为电机反向发电电压,绿色则为MP2451输出的电压。     图1电机发电曲线和DCDC的输出曲线 由上图1可以看出,电机的发电电压(DC/DC的输入电压)VIN大概在6.2V时候就使能了DC/DC输出,此时输入电压小于设定的12V输出电压,使得DC/DC内部的MOS管由于输出反馈的作用一直在快速的导通和关闭,形成了一个噪声包络随着输入波动的、不稳定的输出电压。当电机的发电电压大于12V时,DC/DC才输出了平稳的12V电压。 这是因为电路中的分压电阻网络设置不当,在输入电压很低的时候就达到了EN的阈值电压,导致过早使能电源芯片输出。这就是设计过程中只考虑了将电源芯片的EN引脚电压设置在耐压值以下,而未考虑将EN脚的分压网络设定在“合适”的范围的例子。 那么EN脚的分压网络设定在什么位置比较合适呢?     图2EN使能输出曲线 l如曲线①所示,输入电压较低时就达到了VEN的使能阈值,使能芯片输出,此时输出受到输入波动的影响且上电缓慢,影响了后级电路的工作稳定性; l如曲线②所示,输入电压VIN上升到70%~80%的时候,VEN才到达使能阈值,此时芯片输出摒除了输入电源的不稳定阶段,上电迅速,输出平稳,减小了输入电压波动的影响; l同时预留了20%~30%的余量避免了输入电源波动导致输出关闭的问题; l由此可知将电源芯片的EN阈值电压通过分压网络设定在70%~80%×VIN是较为合理的,EN阈值可以通过芯片手册查得。如下图3所示,根据已知的EN阈值和输入电压即可求得合适的分压电阻比例。     图3根据已知的EN阈值分配网络电阻 图4是调整EN引脚的分压电阻阻值后的输出波形,输出的电压波动得到了明显的改善。再继续调整分压电阻阻值,就可以得到更加平稳的输出波形,此方法简单有效的解决了前面提到的输出不稳定的问题。     图4调整分压电阻后的电压波形 由此可见,小小的EN引脚,设置不当也会引起不小的麻烦,因此在满足EN耐压值的件下,根据实际情况将EN的输入电压稳定在“合适”的范围之内,也是非常重要的。这个小小的使用技巧,您学会了吗? 2.巧用EN功能,实现上电时序 电路设计中,芯片或模块往往需要多种工作电源,同时对这些电源的上电顺序也提出了相应的要求。若没有满足这些上电时序的要求可能导致总线冲突、器件闩锁等故障。例如某系统上的工作电源有VCC_Core、VCC_DDR、VCC_DIO三种电源,通过分立的电源芯片控制。此时可以通过调整电源芯片EN引脚的RC回路来控制上电时序,即图中的R1和C1。     图5 RC延时电路 RC时间常数大的也必定产生动作延迟,即后开始工作,改变不同的参数得到不同的延时时间,从而控制分立电源芯片的上电时序。此法还可以满足用一个EN信号控制多个电源芯片的使用需求。 需要注意的是RC中的电阻也不能过大,要满足EN引脚所需的电流需求。如下图所示为某电源芯片手册中EN输入电流条件。     图6 EN脚输入电流举例 三、总结 通过对EN的控制,可以实现相应的功能,包括合理设置EN的静态工作点,既可以避免在电源电压不稳定阶段开启芯片电源供电,又能避免在正常工作时,电源电压波动引起系统意外掉电。通过对EN的逻辑时序控制,可以实现多路电源上电时序的控制。 此外,在EN端加上适当的控制电路,可以放大EN的滞回电压。这一点对于电池供电的系统,在电池接近耗尽的时候,可以避免电路循环重复上下电。 由此可见,这看似简简单单的EN引脚,使用时也是需要多加注意的。通过本文的介绍,您是不是也觉得这小小EN,蕴含大大的智慧呢?

    时间:2019-08-09 关键词: 电阻 电源技术解析 控制

  • 总线隔离后要如何接地?

    总线隔离后要如何接地?

    CAN与485都是工业通信中常用的现场总线,各位工程师对于总线隔离方案想必都极为熟悉,但可能会遇到总线采用了隔离方案依旧通讯异常的情况,本文将带您一起探讨总线隔离后该如何接地? 前言 为保证总线网络的通讯稳定性,通讯接口通常会做隔离,隔离的主要目的: 安规考虑:保护设备及人身安全,隔开潜在的高压危险; 提高通信的稳定性:消除地电势差的影响; 提高器件的可靠性:消除地环路影响; 低耦合:提高系统间的兼容性。 目前实现总线隔离有两种方案:采用分立元器件搭建或采用集成模块。 隔离接地的原理 总线增加隔离固然可以保证总线稳定可靠地通信,但是带隔离通信接口的设备,在复杂的环境或安装状态下,接口会表现出完全不同的ESD特性,了解ESD对接口的影响机理,才能有针对性地增加保护器件,提升隔离接口的ESD能力。下面以带有隔离CAN或RS-485通信接口为例,对常见的设备状态下,ESD的作用机理进行分析,并提出相应的改善措施。 1、总线侧悬空 此状态下,设备控制侧有接入保护地(PE),总线侧参考地悬空,与PE无任何连接,如下图1。     接下来进行分析: 假设控制侧均做了足够的保护措施,当控制侧接口受到静电放电时,能量通过控制侧保护器泄放至PE,对隔离通信接口基本无影响,如下面图2。 当总线接口受到静电放电时,由于总线侧悬空,能量只能通过隔离栅的等效电容Ciso进行泄放,由于Ciso非常小,仅有几皮法至十几皮法,Ciso被迅速充电,两端电压Viso会非常高,几乎等同于放电电压,电压全部施加在隔离接口模块的隔离栅,若电压超出了隔离栅的电压承受范围,则会导致内部隔离栅损坏,如下面图3。 注意:对于一般的隔离接口模块,隔离栅可承受的静电放电电压只有4kV,对于更高等级的6kV或8kV的静电来说是非常脆弱的,极易出现损坏情况。         2、设备控制测悬空 此状态下,设备控制侧参考地悬空,与PE无任何连接,总线侧有接入保护地(PE),如下图4。     接下来进行分析: 当总线侧接口受到静电放电时,静电能量通过隔离接口模块内部总线侧器件泄放至PE,但若ESD能量超出了接口模块内部总线侧器件的ESD抗扰能力,总线接口则可能损坏,如下面图5。 当控制侧接口受到静电放电时,由于控制侧悬空,能量只能通过隔离栅的等效电容Ciso进行泄放,由于Ciso非常小,两端电压Viso会非常高,电压全部施加在隔离接口模块的隔离栅,若电压超出了隔离栅的电压承受范围,则会导致内部隔离栅损坏,如下面图6。   [!--empirenews.page--]       3、改善措施 针对上述两种情况,隔离接口模块需要得到有效的静电保护,建议进行隔离接口设计时,增加Cp、Rp以及TVS,提高隔离接口的ESD抗扰能力。 电容Cp的作用:减轻隔离栅的压力,为静电能量提供一个低阻抗的路径,静电能量大部分通过此电容泄放,为达到良好效果,Cp容值应远大于Ciso,建议取100pF~1000pF之间。 TVS管的作用:对于总线侧的静电,静电能量会通过防护器件泄放,注意:其导通电压必须小于隔离接口可承受的最大电压,同时大于信号电压;在通信速率高、或节点数较多时,也需要注意尽量选取等效电容小的器件,以免影响总线正常通信。     注意:若产品无安规要求,可与Cp并联一个大阻值泄放电阻,如1M,以防静电积累;若有安规要求,一般需要去除泄放电阻,同时选择安规电容。 完善的总线接口保护电路 前面只是对ESD的作用机理进行了分析,但随着工业产品对通信接口的EMC等级要求越来越高。许多应用要求满足IEC61000-4-2静电放电4级,IEC61000-4-5浪涌抗扰4级要求。一般的收发器ESD、浪涌的防护等级均比较低,如CTM1051M隔离CAN收发器的隔离耐压为2500VDC,裸机情况下,ESD、浪涌等级均较低。所以有必要增加外围电路,提高通信端口的EMC等级。     以CAN总线为例,上图为完善的外围推荐电路。其中GDT置于最前端,提供一级防护,当雷击、浪涌产生时,GDT瞬间达到低阻状态,为瞬时大电流提供泄放通道,将CAN_H、CAN_L间电压钳制在二十几伏范围内。实际取值可根据防护等级及器件成本综合考虑进行调整,R3 与 R4 建议选用 PTC,D1~D6 建议选用快恢复二极管,参数表如下。     表1 推荐参数表 另一种方案则是采用ZLG的SP00S12浪涌保护模块,可用于各种信号传输系统,抑制雷击、浪涌、过压等有害信号,对设备信号端口进行保护。搭配ZLG的全隔离CTM或SC系列的隔离CAN收发器,如下图。可极大程度的提升产品的集成度,于此同时极大程度的缩小开发周期。 阻容回路接地的必要性     前面讲述了总线隔离之后接地的原理以及推荐电路,想必大家已经很清楚了,在现场,很多客户会提到总线隔离之后为什么需要阻容接地呢?这里给大家简单描述一下: 1、电容:从EMS(电磁抗扰度)角度说,这个电容是在假设PE良好连接大地的前提下,降低可能存在的影响(以大地电平为参考的高频干扰信号对电路的影响),是为了抑制电路和干扰源之间瞬态共模压差的。其实GND直连PE是最好的,但是,直连可能不可操作或者不安全。从EMI(电磁干扰)角度说,如果有与PE相连的金属外壳,有这个高频路径,也能够避免高频信号辐射出来。 2、1M电阻:这是对付ESD(静电放电)测试用的。因为这种用电容连接PE和GND的系统(浮地系统),在做ESD测试的时候,打入被测电路的电荷无处释放,会逐渐累积,抬升或降低GND相对PE的电平,累积到一定程度,超过了PE和电路之间的绝缘最薄弱处所能耐受的电压范围,GND和PE之间就会放电,几个纳秒间,在PCB上的产生数十到数百安培的电流,这足以让任何电路因EMP(电磁脉冲)宕机,或者是让PE与电路之间绝缘最薄弱处所在信号连接的器件损坏。但是有时候又不能直接连接PE和GND,那么就用一个1~2M的电阻去慢慢释放这个电荷,以消除二者间的压差。当然1~2M这个数值是根据ESD测试标准选择的,因为IEC61000里面规定最高的重复次数只有10次/秒,如果你搞个1000次/秒的非标ESD放电,那么1~2M的电阻我觉得是不能释放掉累积的电荷的。

    时间:2019-08-08 关键词: 测试 电阻 电源技术解析

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