LLC 转换器中的“峰值电流模式控制”

1.前言

1978 年，当 Cecil Deisch 研究推挽式转换器时，他面临一个问题，即如何平衡变压器中的磁通并防止磁芯因脉宽调制 (PWM) 波形略微不对称而导致饱和。他想出了一个解决方案，即在电压回路中增加一个内部电流回路，并在开关电流达到可调阈值时让开关关闭。这就是峰值电流模式控制的起源。

从那时起，峰值电流模式控制技术被广泛应用于 PWM 转换器。与传统的电压模式控制相比，峰值电流模式控制带来了许多优势。例如，它将系统从二阶变为一阶，简化了补偿设计并实现了具有更好负载瞬态响应的高环路带宽。其他优势包括固有的输入电压前馈和出色的线路瞬态响应、固有的逐周期电流保护、在大电流多相设计中轻松准确的电流共享。

然而，对于电感-电感-电容 (LLC) 转换器，峰值电流模式控制变得不可行。原因很明显：因为 LLC 中的谐振电流是正弦的，所以当开关关断时电流不在其峰值。在峰值电流瞬间关闭开关将导致占空比远离 LLC 所需的 50%。

因此，虽然峰值电流模式控制已广泛用于其他拓扑，但电压模式控制在 LLC 应用中仍占主导地位。电源工程师在享受 LLC 的高效率的同时，也会体验到传统电压环路控制带来的不良瞬态性能。由于 LLC 是一个高度非线性系统，其特性随运行条件而变化。因此，设计优化的补偿非常困难，环路带宽通常是有限的，负载/线路瞬态响应可能无法满足严格的规范。

2.LLC 中采用峰值电流模式控制

有没有办法在 LLC 中采用峰值电流模式控制？让我们仔细看看峰值电流模式控制在 PWM 转换器中是如何工作的。在 PWM 转换器中，通常通过电流互感器 (CT) 感测开关电流，然后将其与阈值进行比较以确定 PWM 关断时刻。CT输出为锯齿波，输入电量与锯齿波的大小成正比。这意味着我们实际上是在控制进入功率级的电量。由于输入电量代表输入功率，输入功率等于输出功率（假设效率为100%），峰值电流模式通过控制每个开关周期有多少电量进入功率级来控制输出功率。

那么我们可以在 LLC 中使用相同的概念吗？答案是肯定的。一种直观的方法是在每个半开关周期对输入电流进行积分，这可以通过将 CT 输出连接到一个电容器来完成，其中电容器电压代表输入电流的积分。幸运的是，LLC 电路中已经有一个集成电路。在 LLC 中，当顶部开关打开时，输入电流为谐振电容充电，导致谐振电容电压升高。这半个周期内的电压变化代表充电到谐振电容器的净输入电流。通过控制谐振电容器上的电压变化，我们可以控制有多少输入功率进入谐振回路，从而控制输出功率。

UCC256301 通过一种称为混合迟滞控制 (HHC) 的新型控制方案采用了这种充电控制概念，该方案结合了充电控制和传统频率控制——它是带有附加频率补偿斜坡的充电控制，就像传统的峰值电流模式控制一样斜率补偿。

图 1 显示了 HHC 的详细信息。还是有电压回路；然而，它的输出不是设置开关频率，而是设置比较器阈值 VTH 和 VTL。电容器分压器（图 1 中的 C1 和 C2）检测谐振电容器电压，内部电流源 (ICOMP) 对电容器充电（当高端栅极开启时）或放电（当低端栅极开启时）电容器分隔线。将检测到的电压信号 (VCR) 与 VTH 和 VTL 进行比较可确定栅极驱动波形。

图 1：UCC256301 中的 HHC

图 2 显示了如何生成栅极波形。当 VCR 低于 VTL 时，关闭低边门；经过一些死区时间后，打开高端门。当 VCR 达到 VTH 时，关闭高端栅极；死区时间过后，打开低侧栅极。

图 2：UCC256301 中的栅极波形

就像 PWM 转换器中的峰值电流模式控制一样，UCC256301 中的 HHC 通过将 LLC 功率级更改为单极系统，从而简化了补偿设计并实现了更高的带宽，从而提供了出色的瞬态性能。

图 3 和图 4 分别比较了负载瞬态响应与 HHC 和传统电压模式控制。在负载瞬态相同的情况下，电压偏差比传统的电压模式控制小得多。  

图 3：具有 HHC 控制的负载瞬变

凭借如此卓越的瞬态性能，我们可以在满足给定电压调节要求的同时降低输出电容，从而减少物料清单数量并缩小解决方案尺寸。