用于共模漏电流抑制的非接触式电流传感结构及阻尼方案设计

0引言

随着电力电子技术和电机驱动技术的快速发展,三相逆变器作为实现交流电动机调速控制和能量转换的核心装置,已广泛应用于新能源汽车、电力牵引、工业自动化及可再生能源并网等领域[1—3]。逆变器通常采用高频PWM调制以提高控制精度和效率,但由于开关过程中的高频特性及功率器件与接地之间寄生电容网络的影响,系统在运行时会引发周期性的共模电压波动。这种共模电压通过电机绕组及对地寄生电容路径形成共模漏电流,进而引发一系列问题,如电磁干扰(ElectromagneticInterference,EMI)[4—5]、电机轴承电蚀及绝缘老化等[6—8],严重影响设备运行的安全性和可靠性。因此,研究并设计有效的共模漏电流检测与抑制方案,对于提高三相逆变器电驱系统的可靠性和延长设备寿命具有重要意义。

针对共模漏电流的抑制,现有方法大致可分为无源抑制和有源抑制两类。无源抑制通常采用共模电感和共模滤波器,通过在逆变器主电路中引入滤波器件来提供高阻抗通道,降低共模电流的幅值[9—10]。其优点是结构简单、成本低、控制方便,但需要直接接入共模主回路,器件体积较大、重量较重,并且滤波特性固定,难以适应动态工况[11]。有源抑制则利用有源电路实时注入补偿电流来抵消共模漏电流,具备动态调节、滤波效果好等优势[12—13],但其实现复杂、控制要求高、成本和功耗显著增加,且系统稳定性难以保证。此外,对于有源电路中的电流感知环节,也需要利用加入系统主回路的共模电感完成漏电流检测,这无疑会加重系统负担[14]。

针对上述问题,本文设计了一种非接触式电流传感结构及漏电流阻尼方案。该电流传感结构采用磁芯环绕导体形成闭合磁路的方式,实现对穿过导体电流的磁场感知或控制,无须加入系统主回路,因此体积小、重量轻。该结构在检测共模漏电流的同时,还可以在其次级回路引入电阻阻尼网络,实现对共模漏电流的无源吸收与能量耗散。相比传统滤波方案与电流检测方法,本文提出的结构阻尼灵活可调,可以针对谐振点处漏电流进行精准抑制,且在体积、重量、成本上均有一定优势。

1 非接触式环形电感结构设计准则

图1展示了本文提出的用于共模漏电流抑制的非接触式电流传感结构,待测共模漏电流穿过由导电绕组和框架组成的环形线圈,变化的共模电流产生交变磁场,在环形线圈输出端产生感应电动势,并在阻尼Rt上产生电流。这种电流产生的磁通方向与原边绕组即通过共模电流的导线产生的磁通方向相反,起到了一定的抵消作用,能有效降低电机漏电流的峰值和有效值。

对于图1中的非接触式环形感应线圈,记内径为d,外径为D,截面厚度为c,截面高度为h,其等效电路模型如图2(a)所示。图中,L1为导线自感,即线圈原边自感;Mcoil为线圈与待测载流导线之间的互感,Lcoil为线圈自感;Rcoil与ccoil分别为罗氏线圈的内阻与等效电容。在本文设计的结构中,Rcoil与ccoil分别为毫欧与皮法级别,几乎不会对通过线圈的电流造成影响,因此等效电路模型可化简为图2(b)所示。

为加强互感,提高耦合系数,本文设计的非接触式电流传感骨架采用TDK公司的N95磁芯材料,其在1KHz~ 1MHz频段内的相对磁导率均能保持在3 000。对于Mcoil、Lcoil的数值,可由式(1)(2)得到:

式中:N为线圈缠绕的匝数;μ0和μr分别为真空磁导率和磁芯相对磁导率。

2 阻尼参数寻优

在PWM逆变器中,共模电压定义为逆变器输出中点对参考地的电位差。对于三相逆变器电驱系统,记逆变器每一相输出电压分别为VA、VB、VC,则共模电压Vcm=(VA+VB+VC)/3。电驱系统共模等效电路可以看作一个RLC串联谐振电路,当系统中加入含阻尼的非接触式环形感应线圈后,解耦后的共模等效电路如图3所示。

图3中,Ltotal、ctotal、Rtotal分别为系统杂散电感、电容、电阻。 以共模电压vcm为输入,共模电流icm为输出,建立系统传递函数,如式(3)所示:

式中:Rt为环形电感副边添加的阻尼。

由 自动控制原理相关知识可知,系统特性由传递函数阻尼比决定,而阻尼比由系统传递函数的特征方程,即式(3)的分母决定。令式(3)中分母为D(s),通过设置D(s)=0,可以获得称为极点的根。这些极点在复平面上的位置决定了系统的稳定性和动态响应特性。本文所研究的阻尼系统由被动线性元件组成,系统是稳定的,特征方程的所有根都在左半平面内。对于三次特征方程,根可以是三个负实根,也可以是一个负实根和一对共轭复根。由于非接触式环形电感的共模阻抗与阻尼绕组之间的低耦合,不存在三个根均为负实根的情况,因此下面集中讨论引起振荡的共轭复根分布情况。

将特征方程D(s)进行因式分解,得到式(4),在时域上可以表达为式(5)。

式中:A为方程系数;p1为D(s)的实数根;ζ为系统阻尼比;wn为固有频率。

式中:k1和k2分别为两种模态的系数;wd为振荡项角频率;φ为振荡项相位角。

从时域角度来看,系统共模漏电流的总响应icm(t)由两种模式叠加而成:一种对应于实极点,记作icmreal(t);另一种对应于共轭复数极点,记作icmcomplex(t),如式(5)所示。其中,icmreal(t)表现为无振荡的单调指数衰减,此时,较小的p1表示衰减速率较慢。而icmcomplex(t)则表现为振荡衰减。根据控制理论,系统的动态特性主要由距离虚轴最近的极点(即主导极点)决定。当某一极点的实部大于主导极点实部的7倍时,其对应的模态分量可以忽略不计。

在本文建立的三阶阻尼系统中,总响应可能出现两种情况:第一种情况下,负实根为主导极点,系统表现为以icmreal(t)为主的单调指数衰减模式,衰减较慢,并与icmcomplex(t)叠加后产生共模漏电流的超调现象,此时总响应主要受icmreal(t)控制;第二种情况下,共轭复数根为主导极点,负实根远离虚轴并迅速衰减,其模态分量可忽略,总响应主要由icmcomplex(t)决定。因此,研究重点放在icmcomplex(t)所对应的衰减正弦模态分量上,以提高共轭复数极点的阻尼比,从而抑制共模漏电流的振荡。

在模式icmcomplex(t)中,阻尼比反映了系统的阻尼特性。较大的阻尼比能够加快振荡衰减速度。由前文推导可知,非接触式环形线圈的内径、外径、匝数均会影响 自感和互感,且特征方程为3次,直接计算阻尼比难度较大。因此,本文首先根据待测导线尺寸确定了内径及外径,然后将匝数N和阻尼电阻Rt设为变量,在Matlab中建立搜索迭代程序,以找寻使得系统阻尼比最大的N与Rt。搜索结果表明,当N=3,Rt=364 Ω时,系统阻尼比最大,为0.215,共模漏电流抑制程度最好。线圈结构参数确定为外径5cm,内径2cm,厚度4cm。

3实验验证

本文所用的实验平台由直流电压源、线路阻抗稳定网络 (LineImpedanceStabilizationNetworK)、三相逆变器和永磁伺服电机构成。逆变器由DSP芯片控制。系统各参数由阻抗分析仪测量,开关频率设置为10 KHz,直流电压源设置为100 V。经测量与计算,原始等效电路谐振点为351.617 KHz,远低于本文设计的非接触式环形电感带宽,感测精度足够。图4(a)展示了不同副边电阻情况下共模漏电流的抑制情况对比。当副边阻尼为1 Ω时,共模漏电流的峰值和超调相较于原始情况反而增加,情况恶化,这是由于此时特征方程的负实根占主导地位,无振荡模态衰减缓慢,与振荡模态叠加后造成漏电流过冲。当副边阻尼为1 000 Ω时,共轭复根占主导地位,但阻尼比未达最大值,漏电流峰值和超调得到一定程度的降低。当副边阻尼为364 Ω时,共轭复根占主导地位,且阻尼比达最大值,漏电流峰值和超调明显减小,实验结果也进一步验证了上文理论推导的正确性。图4(b)对比了在Rt=364 Ω条件下,高频共模漏电流与通过副边电阻的电流的波形和频谱。由图可见,两者具有相同的主导频率,表明两者之间实现了有效的谐振耦合。图4(c)展示了抑制前后共模漏电流频谱图,在N=3,Rt=364 Ω的情况下,谐振点处共模漏电流有约7 dB的衰减,验证了所设计非接触式线圈结构的有效性。

4结论

本文设计了一种非接触式电流传感结构及漏电流阻尼方案。该方案通过磁芯环绕导体形成闭合磁路,实现了对穿过导体电流的非接触感知,并在其次级回路中引入阻尼网络,有效吸收并耗散共模漏电流能量。相比传统的无源滤波和有源抑制方法,本文所提方案无须接入逆变器主回路,结构更加紧凑、灵活可调,具有体积小、重量轻、成本低、适应性强等优点,满足了现代电驱动系统对小型化、高可靠性的需求。同时,实验结果验证了该方案在共模漏电流检测和抑制方面的有效性和可行性,频谱结果显示,其在谐振点处有大概7 dB的抑制能力。

[参考文献]

[1]马丽,庞秀岚,付少杰,等.并网光伏发电系统配置储能技术选型研究[J].机电信息,2023(1):82—85.

[2]刘为为.智能化技术在新能源汽车中的应用及优化[J].太阳能学报,2025,46(3):706.

[3]程成,谢少军,谭玲娟,等.跟网型逆变器的非线性模型及稳定性分析方法[J]. 电力系统 自动化,2022,46 (6):137—143.

[4]赵武玲.逆变器中应用PWM展频降低EMI的方式研究[J].机电信息,2025(12):14—17.

[5]宛野,万里.EMI滤波器的寄生效应分析[J].机电信息,2020(21):130—131.

[6] Li Q,zhangzY,zhangXK,etal.ADampingschemewithcoupled—InductorFunctionalExtension for common-Mode Leakage current inparallelInverters supplyingAcMotors[J].IEEETransactionsonpowerElectronics,2025,40(8):10717-10730.

[7] Wu Y,zhangpJ.ANovelOnlineMonitoring schemefor underground powercableInsulationBasedoncommon-ModeLeakagecurrentMeasurement[J].IEEETransactions onIndustrialElectronics,2022,69(12): 13586-13596.

[8]LiQ,xieB,zhangY,etal.AGeneralAnalyticalModel of Single-Layercommon-Modechokes[J].IEEETransactionsonpowerElectronics,2024,39(6):6591-6596.

[9]谢静逸,陈为,陈庆彬,等.考虑电磁场耦合的磁性元件近场耦合模型 [J]. 中 国 电机工程学报 ,2022,42 (13):4652-4665.

[10]李洪珠,张垒,王俏,等.一种双磁芯差共模电感集成EMI滤波器[J].电力电子技术,2016,50(2):97-100.

[11]傅恺宁,连振珠,陈为.EMI滤波器宽频段建模与滤波特性优化[J].电源学报,2025,23(4):350-359.

[12]李虹,张冲默,丁宇行,等.基于混沌脉宽调制的有源EMI滤波器高频抑制效果优化设计方法研究[J].中国电机工程学报,2022,42(13):4642-4652.

[13] 徐浩东,罗嗣勇,毕闯,等.基于SicMOSFET同步Buck Dc-Dc变换器的宽频混合EMI滤波器设计[J].电工技术学报,2024,39(10):3060-3069.

[14]江师齐,王盼宝,刘艺涛,等.改进型单相并网逆变LcL-Lc滤波器及其有源阻尼设计 [J].高电压技术,2022,48(3):969-982.

《机电信息》2025年第21期第14篇