对PWM整流器固定频率型电流控制方法的改进

引言
PWM整流器是应用脉宽调制技术发展起来的一种电源变流器,它能使输入电流与电压同相，从而使功率因数接近于1。在PWM整流器的控制中，直接电流追踪型控制具有电流波形好、动态响应快等优点，它又可以分为滞环控制方式和固定开关频率型控制。滞环控制结构简单，实现容易，但是存在开关频率不固定的缺点。固定开关频率型的电流控制克服了滞环控制的上述缺点，它将电流调节器输出的信号与三角波比较生成PWM信号来对整流器进行控制。这种控制方法的系统动态性能好，而且开关频率固定，能减少器件的开关损耗和噪声。但是，这种方法也存在一个原理上的不足，即存在电流跟踪误差较大的缺点。

固定开关频率型电流追踪控制的不足
以单相PWM整流器的控制为例，图1为主电路结构图。输入正弦波电压，产生恒定直流输出电压Ud，UN(t)是PWM整流器的输入端电压，它是PWM控制下的脉冲波， iN(t)是从电网输入PWM整流器的电流，T1~T4是开关管，D1~D4是整流二极管。通过对四个开关管进行合适的PWM控制，就可以一方面保证输出电压Ud恒定，另一方面使输入电流 与电网电压 同相位，电流 的波形接近正弦波。
图2为固定开关频率型电流追踪控制的原理框图。该系统为一双闭环控制系统，给定的电压指令与反馈的直流侧电压Ud相减后送入PI调节器，其输出值乘以一个与电源电压同相位的正弦信号后得到电流指令，再与输入电流的反馈值iN相减，经过P调节器后得到调制信号uR(t)。PWM开关信号即由该调制信号与三角载波比较产生，如图3所示，图中数字所指的线段表示相应的开关管的导通阶段。基于上述方法，对PWM整流器进行控制，使其正常工作。但是，这种方法存在一个原理上的不足。假设整流器工作在理想的状态，即实际电流iN完全跟踪指令电流值，此时电流偏差为零，从而调节器的输出值为零，即uR(t)=0。从图3可以看出，此时图中1、3段重合，2、4段重合，且各占1/2个三角载波周期。这表明，在前1/2个周期内，整流器的T2、T4管同时导通，后1/2个周期内，T1、T3管同时导通，即在任意时刻两个桥臂都各有一个管子导通。因此电源一直处于短路状态，电感持续储能，这显然与实际的情形不符。

方案的改进
从上面的分析可以看出，这种控制方法的不足就在于，当误差电流为零时，调节器输出的PWM波的占空比并不是整流器所需要的占空比。为此，在P调节器的输出信号上叠加一个电压信号，把叠加后的信号作为调制波，控制原理图如图4所示。叠加的信号必须满足：当误差电流为零时，使得控制系统能输出整流器所需的占空比的PWM波。因此，要确定，必须先求出在任意时刻整流器的占空比。对于一个PWM整流器来说，它工作在电网与输出电压反向串联，共同给电感储能的模式下的时间很少，可以忽略不计。假设整流器只工作在整流和电网短路两种模式下。这样，在任意时刻t，整流器都可以看作按照boost电路的工作方式在运行。以电源电压的正半波为例，如图5所示，在一个载波周期内，T3、D1、D4组成一条boost支路，T2、D1、D4组成另一条boost支路，整流器由这两个boost支路并联构成。两个支路工作情况完全相同，分别工作半个载波周期。只取其中一个支路(由T2和D4组成)在半个载波周期内的工作情况计算即可。这样，可以设在半个载波周期内开关管T2的导通比为：

其中，Ton为T2导通时间，Tc为载波周期。根据电感上的伏秒平衡原理，可以得到下式：

解之得：
(1)
又从图6可以得到，
，其中2h为三角载波的峰-峰值，从图3中可以看到，电源电压的正半波<0时，在为零的情况下，=，所以，可以得到，
(2)
所以，由(1)、(2)式可以解得：
(3)
则由输入网压和输出电压Ud采样值即可实时计算出需叠加的信号的值。
对于公式(3)，若令，则，为改进周期平均模型控制方式中的单相电源电压的放大倍数。

实验结果
为了对上述方法进行验证，本文对改进前和改进后的固定频率电流控制PWM整流器用Matlab进行了建模和仿真，仿真参数分别为：
输入电压： AC 22V；
输出电压：DC 80V；
负载电阻R：16.67W。
仿真结果如图7、8所示。
图7为方案改进前后指令电流与实际电流波形的比较，由图可知，改进后的电流跟踪效果要明显好于原有的固定频率电流追踪控制方式。图8为改进方案的输入电压、电流和输出电压波形。
最后，本文设计了以TI公司的TMS320F240为核心的数字控制系统，实验部分参数如下。图9为实验波形。
输入电压：交流170V；
输出电压：直流300V；
输出功率：360W；
工作频率：2KHz。

结语
本文针对在PWM整流器控制中的固定频率电流型控制方式的不足提出了改进方法，克服了该方法原理上的不足。仿真和实验结果都证明，改进后的控制方案不仅具有原方案开关频率固定、动态性能好的特点，而且还具有电流跟踪误差小的优点。■