如何设计一款低成本HART发送器

利用可寻址远程传感器数据通路 (HART) 协议，过程测量与控制器件可通过传统4-20mA电流环路实现通信。这种协议使用1200 Hz和2200 Hz频率的移频键控 (FSK)。此处，一个 1200Hz 周期代表一个逻辑 1，而两个 2200Hz 周期代表逻辑 0。由于 FSK 波形的平均值始终为 0，因此模拟 4-20mA 信号不受影响。

理想情况下，FSK 信号由叠加在 DC 测量信号上的两个频率正弦波组成。但是，相连续 FSK 正弦波的生成是一种十分复杂的过程。因此，为了简化 HART 信号波形的生成过程，HART 规范的物理层对参数极限值进行了定义，标准化波形的振幅、形态和转换速率均不得超出这些参数极限值。在这种情况下，一种梯形波形非常适合于这种应用，图 1 显示了其各个极限值。

图 1 梯形HART电流波形的最小与最大值

图 2 所示 HART 发送器提供了一种简单且低成本的解决方案，其产生一个梯形 HART 波形，并将它叠加在一个可变 DC 电平上，最终把产生的输出电压转换为电流环路。

图 2 低成本 HART 发送器

HART FSK 信号(常常由本地微控制器单元 [MCU] 生成)，被应用于首个NAND 栅极 (G1) 的输入端。MCU 的通用 I/O 端口的第二个输出，起到一个有效高态“激活”(ENABLE)信号的作用。G1 控制两个远端 NAND 栅极(G2和G3)，其输出通过高阻抗分压器 R1 和 R2 连接到一起。

由 R4 和 R5 组成的第二个分压器，将 5V 电源分为一个 VREF = VCC/2 的基准电压，即 2.5V。只要“激活”为低电平，G2 的输出便为低态，而 G3 输出为高态。由于高阻抗负载，NAND 输出拥有轨到轨功能;R1=R2 时，A1 非反向输入 VIN 的输入电压也为 2.5V。

当“激活”为高态时，G2 和 G3 输出相互换相，从而在 VIN 下形成一个小方波，其围绕 VREF 对称摆动。VIN 的峰值到峰值振幅为：

VS 为正 5V 电源，而 R1|| R2 为 R1 和 R2 的并联组合。

把图 2 的电阻值插入方程式得到 VIN(PP)=200Mv 的输入电压摆动，其让VIN摆动位于2.4V和2.6V之间。当 VIN 升至 2.6V 时，A1 的输出立即达到正饱和状态，并通过 R6 和 R7 对 C3 充电。C3 (VHART) 的实际 HART 电压线性上升，直到达到 2.6V 为止。这时，放大器 A1 迅速退出饱和状态，并起到一个电压跟随器的作用，从而将 VHART 保持在 2.6V。当 VIN 下降至 2.4V 时，A1输出进入负饱和状态，并通过 R6 和 R7 对 C3 放电。之后，VHART 线性下降，直到其达到 2.4V 为止。这时，A1 退出饱和状态，并再次起到一个电压跟随器的作用，将 VHART 保持在 2.4V。

由此产生的梯形波形在振幅方面与 VIN 相等，并且围绕 VREF 做对称摆动。它的转换速率计算方法如下：

其中，VSAT 为 A1 的正或负输出饱和电压。

由于 VHART 的 AC 电流比VSAT 小，因此 VHART 可以由其静态电平 VREF 得到近似值。另外，A1 轨到轨输出能力结合 R6 负载高阻抗，可得到 5V 和 0V 的输出饱和电平。假设 R7 远小于 R6，则前面表达式可简化为：

如果我们把图 2 的 R6 和 C3 组件值插入方程式，则梯形波形的转换速率结果为 ±1.25 V/ms。

把 VHART (200Mv) 的峰值到峰值振幅调节为 1mA HART 峰值到峰值电流信号，让 1.25V/ms 电压转换速率相当于 HART 电流信号中 6.25 mA/ms 的电流转换速率，从而完全位于图 1 所示极限值范围以内。

要求使用 R7 来将 A1 输出隔离于大电容负载 C3，目的是维持闭环稳定性。具体要求值取决于 A1 的单位增益带宽 fT 以及 R6 和 C3 的值。R7 的有效近似值计算方法如下：

A1 必须具有相当宽的频率响应，并且其转换速率要明显快于HART梯形波形。OPA2374 是 TI 一种低成本的双运算放大器，其拥有 5 V/µs 的高转换速率和fT = 6.5 MHz 的单位增益带宽。另外，放大器输出具有轨到轨驱动能力，其典型静态电流为每个放大器 585 µA。

第二个放大器 A2 把 HART 信号叠加于可变 DC 电压 VDC 上。A2 输出电压VOUT 变为：

使 R8 到 R11 值相等，可将上面方程式简化为：

由于 VHART 由一个 200Mv 梯形波形(围绕　VREF　对称摆动)组成，因此 A2输出仅包含叠加在可变 DC 电平上的小HART波形。将VOUT送入TI的XTR115电压到电流转换器，可使每个 200mV VDC 相当于 1Ma 电流。因此，把　VDC从 0.8V 变为 4.0V，相当于一个 4-20Ma 电流范围。

电阻器 R8 到 R11 值应足够大，以最小化对 C3 充电电流的负载影响，但是又不能太大，以免 A2 输入偏差电流引起误差。适当的电阻值可将 VREF 从 VOUT 完全消除，这样 VOUT = VDC ± 100 mV。因此，R4 和 R5 取值不当，或者电压电源存在差异，都不会对 VOUT 的 DC 电流产生太大影响。

XTR115 是一种双线、精密、电流输出转换器，其通过一个工业标准电流环路发送模拟 4-20mA 信号。这种器件拥有精确的电流调节和输出电流限制功能。它的片上5V电压调节器用于为外部电路供电。为了确保对输出电流IOUT的控制，电流返回引脚IRET起到一个本地接地的作用，并对外部电路中使用的所有电流进行检测。它的输入级拥有 100 的电流增益，其由两个激光修整增益电阻器 RG1 和 RG2 设置：

因此，输入电流 IIN 产生输出电流 IOUT，其等于 IIN × 100。IIN 的电势为 0(参考 IRET)时，把输入电压转换为规定输出电流所要求的电阻器值为：

因此，将200mVPP HART电压转换为1mA电流，要求输入电阻为：

另外，RIN对4-20mA电流范围的输入电压范围定义如下：

以及：

图 3 HART 发送器信号通路的信号电压

结论

简单运算放大器电路可用于为传统 4-20mA 电流环路设计一个低成本的　HART 发送器。

图 3 显示了 2V DC 输入时 HART 传输期间不同测试点的信号电压。匹配差分放大器 A2 的电阻器，移除了输出信号的 VREF 分量。因此，基准电压偏差对VOUT 没有影响。这样，输出信号便围绕 2V DC 输入做对称摆动。