TOPSwitch在PFC中的应用

摘要：介绍TOPSwitch在PFC中的应用，讨论PFC应用TOPSwitch的优点，给出设计思路、基本电路和元器件参数。

关键词：PWMPFC预补偿

PFC Using TOPSwitch

Abstract： In this paper, the use of TOPSwitch in PFC is introduced, the better characters of TOPSwitch used in PFC is discussed, the design idea and the parameters of appliance in the base circuitry are given.

Keywords： PWM PFC Precompensation

1引言

　　功率因数校正（PFC）技术能够实现各种电源装置电网侧电流正弦化，使电网资源得到充分利用，基本上消除负载对电网、负载对负载之间的高次谐波污染，净化电网。单相PFC已进入实用阶段，实现方式多种多样，较为常见的有用UC3854为控制IC设计的3kW以下的PFC电路，但该电路较为复杂，外围元件多，特别是小功率的应用，如150W，该电路就显得复杂，成本高。本文介绍了用TOPSwitch设计的功率150W以下简捷的PFC电路设计。

2TOPSwitch在PFC中应用的设计原理

　　TOPSwitch为三端脉宽调制（PWM）开关，实现相同的功能，TOPSwitch外围元件最少。并且TOPSwitch具有开关电源所有必须的功能，内含功率MOSFET，PWM控制器，内起动电路，环路补偿和热关断电路。所以它能使电源电路得以进一步简化，缩短设计时间，此为TOPSwitch设计的最大优点，并且TOPSwitch设计电源电路保证高的电源效率。

　　图1为一个简单的应用TOPSwitch设计的升压型PFC电路，TOPSwitch工作频率为100kHz，远高于电网频率，通过电源滤波器在电网侧可以实现正弦输入电流波形，并且与输入电压的波形同相。这个电路在提升电感上产生的波形示意图如图2所示。虚线为经过电源滤波器在电网侧出现的电流波形。该波形就是开关管工作在电流断续状态下产生的。在提升电感、TOPSwitch和提升二极管上的电流IL、IT、ID如图3所示。在这个电路中IL=IT＋ID，IL的电流波形即为IT和ID电流波形的简单叠加，图4为平滑后的理想波形，图5为实际测试的波形。从图中可以看出，在固定周期的情况下，它的电流与正弦电流相差较大，经过补偿后的输入电流实际测试波形如图6所示。总谐波失真（THD）不超过18％，功率因数（PF）为0.978。

图1应用TOPSwitch设计的升压型PFC电路

图2流过提升电感的电流波形示意图

图3IL、IT、ID波形

图4理想波形

图5实测波形

图6经补偿后的实测电流波形

　　TOPSwitch各开关周期的平均值IT(avg)可用公式（1）和（2）计算出来。公式中T为一个工作周期，IPK为TOPSwitch峰值电流，Uin是各个开关周期整流后交流输入电压瞬时值，fS是开关频率，LP是自感系数。

IT=IPK(T/2)(1)

　　第N个开关周期二极管上电流平均值ID（avg）用公式（3）求出，UO为直流输出电压，

　　这两个平均电流之和为电感电流平均值IL（avg）。交流输入瞬时电压，要求一个平均电流值与其对应。这个平均电流值将被作为100kHz开关电流波形的平均值来校正，与其相应的，可采用随输入电压瞬时值调占空比D的方式，即预补偿。工作周期T可用公式（5）进行计算。

3预补偿原理

　　对MOSFET用恒频恒占空比控制方式的缺点，如图7所示，在一个开关周期内IL平均值不随整流后电压瞬时值线性变化，即：输入电压瞬时值上升后，平均值上升更快。这样经过电源滤波后，产生如图4所示的非正弦波形，为了使电流波形进一步正弦化，可以采用预补偿的方式，即采用恒频非恒占空比的控制方式。

　　产生这种结果的原因是：在TOPSwitch的整个工作过程中，提升电感上的电流是TOPSwitch上电流和提升二极管电流的代数和（见公式IL=IT＋ID），TOPSwitch上的电流随着整流后的输入电压呈线性关系，平滑后是正弦电流。可是提升二极管上的电流随着输入电压的升高迅速上升，呈非线性关系，平滑后不是正弦电流。这样叠加的结果使提升电感上的电流就不是正弦的。因为提升二极管上的电流不受控，所以要想改善提升电感上电流波形，就只能通过控制IC改善TOPSwitch的电流波形，使TOPSwitch上的波形不是一个正弦波，来补偿提升二极管不是正弦波的缺陷。这个问题是很多无乘法器的控制IC在boost电路中普遍存在的问题，这些都可以通过预补偿的方式得以改善。改善的关键就是选择合适的预补偿电阻。

　　在输入高电压时减小IT的占空比，这样使得IL的波形就不再是像图4所示。经过补偿的电流波形如图6所示，这样IL的波形已经近似于正弦波，电路原理图如图8所示，通过预补偿电阻R1和直接输出电压检测电路控制流入TOPSwitch控制脚的电流，使TOPSwitch的调制方式变成恒频非恒占空比的方式，达到较为理想的PFC。占空比随瞬时输入电压变化呈线性关系，TOPSwitch具有电流线性控制占空比变换器，当流入TOPSwitch控制引脚的电流在2.0～6.0mA范围内增大时，TOPSwitch的占空比将从67％下降到1.7％，所以通过预补偿电阻来控制部分TOPSwitch控制引脚的电流来控制占空比。预补偿电阻的选择是很重要的（后文对预补偿电阻的选择有论述）。当整流后的电压最低时，TOPSwitch的控制引脚通过预补偿电阻R1泄放电流，使流入控制引脚的电流减小，这时TOPSwitch的占空比最大；随着整流后的输入电压的增高，流入TOPSwitch控制引脚的电流

图7预补偿前后TOPSwitch上的电流示意图

图8有预补偿的应用TOPSwitch的PFC电路原理图

也将逐渐增加，TOPSwitch的占空比逐渐减小，当输入电压达到最高时，TOPSwitch的占空比最小，这就完成了恒频非恒占空比的控制方式。在示意图图7中可以看出，预补偿以后，由于TOPSwitch上的电流减小了，使得在提升电感上的电流三角形的面积小于预补偿以前的，电流的平均值也就减小了，平滑后的电流波形也就接近正弦波形了，如图9所示。占空比随着瞬时输入电压的变化而变化。这时THD<7％ ， PF为 0.98。 4 元 器 件 的 选 择 与 参 数 计 算

　　（1）TOPSwitch的选择表（见下表）

　　（2）预补偿电阻R1的计算

　　可利用公式（6）进行计算预补偿电阻R1（kΩ）

R1=APWM/SDV(6)

　　式中APWM是TOPSwitch占空比控制电流增益，为百分之十几/mA（一般典型值为16％/mA），SDV是测试的交流整流后的输入电压与占空比直线的斜率，可定为SDV=－0.067％/V，预补偿电阻R1也可以通过曲线计算出来，直流输出电压曲线和预补偿电阻的关系如图10所示。

　　（3）电感线圈的计算

图9有预补偿平滑后的电流波形

图10预补偿电阻与直流输出电压的关系曲线

　　电感值在设计中是至关重要的，可以通过查曲线的方式得到电感值。电感值的曲线如图11所示。

图11提升电感值与输出功率、直流输出电压的关系曲线

5结论

　　150W以下的PFC在各项指标均接近的情况下，用TOPSwitch实现，只用17个元件；用UC3852实现为23个元件；用KA7524实现为27个元件。而且TOPSwitch的电感不需要辅助绕组，电路简单紧凑。