全桥开关电源中变压器的仿真

全桥是一种由四个三极管或着MOS管组成的振荡，与全桥电路相比，半桥在进行电路的振荡转换时会很容易产生干扰，容易使波形变坏。全桥虽然成本低，容易形成，但是相对的电路设计就较为复杂。在电子电力设计当中，全桥经常作为开关电源的搭配出现，这两种高效率低成本设计的结合，极大的推动了目前电源设计领域的进步。本篇文章将为大家介绍一种12V1000W的全桥开关电源中变压器仿真设计。

以12V1000W全桥为例，介绍一下主要设计参数：

输入电压为前级PFC输出的直流母线，最低波谷电压为350VDC;

输出电压12VDC，输出功率1000W;

PWM频率 F=100KHz，即PWM周期10us;

最大占空4.5us，即最小死区500ns;

图1

仿真电路如图1所示。其中变压器先采用3绕组线性模型，初步设置的参数如图2所示：

图2

第一步：调整变压器及电路初步参数，将变压器耦合系数 k12=k13=k23=1(紧耦合，无漏感)。仿真调整副边电感 l2、l3，使输出为12V，得到 l2、l3=1.6uH。

观察变压器原边电流：

图4

在图4中，电流表现出富裕且连续的特性，这就说明可以对原边电感进行减少。观察输出储能电感L1电流波形。纹波很小，说明L1还可以减小。保持输出12V，调整变压器电感，直到原边电感接近临界模式，调整L1电感，直到电流纹波系数大致为30%。

最后得到变压器l1=400uH、 l2、l3=640nH，L1=180nH。

校验一下各部电压应力，并没有出现超压的情况，最后校验一下死区。

图5

如果远无直通可能，电流也是连续的，那么就意味着正常，可以开始下一阶段的设计。

第二步：调整吸收参数

将变压器耦合系数设定为 k=0.995，对应1%典型漏感。调整副边吸收RC，直到满足二极管反压要求。得到C=15nF、R=2.2Ω为最佳，二极管反压<32.3V，吸收功率3.54W。

图6

改变变压器耦合系数：

图7

这就意味着，只要漏感<2%，二极管反压即可<35V。接下来检测原边开关管电压没有尖峰。采集变压器副边电流、原边电流、电感L1电流波形参数：

图8

即：副边峰值电流 Ism=97A，平均电流 Isa=41.8A;原边峰值电流 Ipm=5.84A，有效电流 Ipr=3.56A;储能电感峰值电流 I1m=97A，平均电流 I1a=83.6A。

第三步：变压器仿真

图9

将上阶段仿真的线性变压器B1复制到电桥电路中。再放一个三绕组非线性变压器B2，到电桥的另一臂，大致估计一个磁芯型号，比如EE42，设置好B2的磁芯参数。所有绕组电阻设为最小(1p)，每个绕组保持一端接地。如图9所示。

采用一个与电路PWM同频率(这里是100KHz)的正弦电压源驱动这个电桥。先仿副边绕组，调整激励源电压(105V)或者分流电阻(1Ω)，使B1的副边电流达到峰值电流 Ism=97A 。

图10

调整B2副边绕组匝数，使电桥平衡。这里，即使B2副边绕组只有1匝 ，电桥仍然不能平衡，可以选择的是采用半匝结构、或者增加气隙。调整气隙到0.5mm，电桥平衡。且B2波形无畸变，说明磁芯够大。增加激励电流，直到波形畸变。临界值170A，抗饱和安全系数=170/97=175%。

安全系数很大，说明磁芯偏大，可考虑减少一号磁芯。改用EE42/21/15磁芯，磁芯重复上述仿真，得到：副边绕组匝数n2=n3=1，允许最大气隙0.345mm，抗饱和安全系数 130%。

评估：

匝数，匝数不是连续分布，只能是1、2。等自然数，特定情况半匝是可能的。设计中一般总希望用最少的匝数达成拓扑需要，以便获得最少的铜损。经过仿真，半匝不能满足要求，必须最少是1匝。

气隙，气隙是客观存在的，即使磨成镜面的磁芯，仍然有um数量级的气隙存在，这里的345um是最大允许值，适当的气隙冗余量(这里是0~0.345mm)可保证规模生产时的安装容差。气隙超出最大允许值意味着拓扑将退出电流连续模式。

抗饱和安全系数，常规设计方法不能明确得出这个参数，因此这个参数需要工程进一步验证。如果这个参数可以用完，那我们还可以再减少一号磁芯。

原边：

全桥变换电压传输是比例关系，根据 “感量比等于匝比的平方” 的关系，对应400uH:640nH的感量比，可以算出匝比为25：1。即：原边25匝。原边仿真的任务是确定在不同气隙状态下变压器的绕组电感量。

图11

将电桥改接到原边，设置低频(50Hz)小电流(1V1KΩ)激励，使电桥阻抗远大于感抗。保持气隙345um，调整B2原边匝数，使电桥平衡。得到原边匝数25匝，与计算吻合。

表1

将B2气隙设置为0，调整B1原边电感，使电桥平衡，得到变压器原边最大电感Lpm=3.7mH。以及对应副边电感5.5uH。不同的气隙宽度对应不同的电感量，如表1所示。其中，漏感是按1%典型值计算的，原边副边各自0.5%。单位为uH。

第四步：变压器设计

变压器设计的任务是确定变压器绕组结构。EE42/21/15磁芯的窗口面积是 278mm2，非常富裕。可增加导流截面以减少铜损。拟定载流密度3A/mm2。原边电流3.56A，需要截面 A=3.56/3*25=30mm，副边电流41.8A*2，需要截面差不多，A=41.8/3*2=28mm2。

两项合计，窗口利用系数不到21%，已经很单薄了。出现这种情况一般需要重新选磁芯(比如用两只小磁芯叠绕)，另外一种选择是将副边绕组定为2匝(如果有其他理由的话)。

根据以上数据可计算出绕组大致电阻：原边25mΩ，副边0.1mΩ。

储能电感设计：

表2

第五步：联合仿真

将上述非线性变压器B2和电感置于联合仿真电路中。先按照气隙为345um的数据设置漏感，调整占空，使输出为12V，检查各部波形无误，电流连续，纹波合理，效率92.8%。

图12

再将气隙设置为0，漏感也对应调整。但是此时会出现两个问题。一是副边二极管反压超标，重新调整RC吸收参数，R1改为6.2Ω即达到最佳配合，反压<35V。二是输出电压偏低，加占空无果。为增加输出电压，将原边匝数减少1匝，即24匝。这样一来就解决了。

然而，实际应用中，气隙宽度既不会等于0，也不应该超过最大允许值，而是有一个比较适中的分布，这个值主要与工艺有关，是个统计数值。假设这个宽度为0.1mm，仿这个情况。副边二极管反压又超标，需要调整吸收参数。

由于气隙宽度(实际上是漏感相对值)显著影响二极管反压，为给安装工艺误差引起的反压变化留够余量，加大C2到22nF，并在此基础上求得最佳配合为R=3.3Ω，二极管反压<32.7V。

图13

最后设计出的电路图应该像图13一样。

各部波形：

图15

分别为：

输入电流波形：平均值3.115A，纹波成分1.406A。

上管电压波形：峰值350.7V。

上管电流波形：平均值1.56A，峰值4.81A。

上管损耗波形：5.41W，偏大。

下管电压波形。

下管电流波形。

变压器原边电流波形：有效值3.45A，峰值4.68A。

变压器副边电流波形：平均值41.67A，峰值95.1A。

副边二极管电压波形：峰值32.64V。

副边二极管电流波形：平均值41.67A，峰值95.25A。

储能电感电流波形：平均值83.34A，纹波峰峰值24.76A。

输出电压波形：平均值12.01V，纹波峰峰值7.27mV(未计入ESR影响)。

本篇文章主要介绍了全桥开关电源中的变压器仿真设计，对其中的每一个步骤都进行了详细的讲解，并提供了较为具体的参数进行计算举例，希望大家在阅读过本篇文章之后，能够掌握文章当中所介绍的方法。