• 升压型DC-DC转换器SP6644/6645及其应用

      摘要:SP6644/6645是Spice公司生产的一种性价比极高的低功耗压升压型DC-DC转换器。该器件可广泛应用于传呼机、遥控装置、定点设置、医疗监视器等低功耗便携式终端产品的电源系统中。文中介绍了SP6644//6645的一般结构、使用技巧及其性能特点,给出了SP6644/6645典型应用电路及外接元件的参数选择方法。     关键词:DC-DC SP6644/6645 低功耗 升压 PFM 1 引言 目前,各类小功耗消费电子产品及便携式仪器仪表已得到广泛的应用,其中电源构成是其整体设计中极为关键的一环。对此类电源的设计除要求有特定的输入输出电压电流等级外,还需要其具有噪声低、纹波小、体积小、效率高以及一定的抗干扰和抗电磁兼容等特性,同时,还往往要求其能够长期稳定可靠地工作。 SP6644/6645是Spice公司生产的一种高效、低功耗升压型DC-DC变换器,它是目前仅有的能适用于采用一个碱性电池供电的性价比极高的转换器。因而在诸如传呼机、遥控装置、定点设备、医疗监视器等低功耗便携式终端产品中得到广泛应用。SP6646/6645采用μSOIC微小封装,只需很少的外围元件即可将一节电池的电压从0.98~1.5V提升至2~5.5V,而且具有纹波上、效率高、性价比极高等优点,能很好地满足低压类升压器件的市场需求。图1 SP6644/6645内部电路结构图2 结构与工作原理 SP6644/6645的内部结构如图1所示,该装置内含一个0.8Ω的同步整流器和一个0.5Ω的N沟道MOSFET功率开关,同时带有内部参考电压、PFM(脉冲频率调制)电路及低电压比较器。SP6644/6645管脚功能如下: VBATT:电池电源输入端,该引脚在IC内部和低电压比较器的输入端相连接。 BATTLO:漏极开路低电池输出端。当SP6644(SP6645)的输入电压低于1V(2V)时,此引脚具吸收电流的作用。 RLIM:电感峰值电流编程端在此端连接一个电阻可对电路中的电感峰值电流进行编程设定。 SHDN:低电平有效关机输入端。 FB:反馈输入端。 LX:N沟道MOSFET开关漏极和P沟道同步整流器漏极通过此引脚经一电感与VBATT相连。 GND,VOUT:分别为接地脚和电压输出端。 2.1 内部自益放大电路 SP6644/6645内部的低电压启动振荡器可将输出电压抬升至1.9V以使主DC-DC转换器正常工作,当电池供电电压较低时,电路可在轻载情况下启动。如当输入电压小于1V时,可适当减少负载以确保电路启动。一旦启动成功,即使电池电压降至初始启动电压以下,输出电压仍可维持负载的正常运行。启动振荡器由VBATT供电,以驱动一充电电荷泵和NMOS开关。在启动过程中,P沟道同步整流器保持关断状态,其内部、外部二极管均用作输出整流器。    2.2 BATTLO电路 SP6644内含一个电压比较器,其作用是进行低电池检测。若VBATT降至1V以下,BATTLO引脚将会吸收电流,此时BATTLO为漏极开路输出。SP6645以同样的方式工作,其门限电压为2V。 2.3 SP6644的关断 将SHDN引脚设置为逻辑低电平可使SP6644进入关机模式,在此模式下,BATTLO进入高阻状态,内部开关MOSFET关断,同时同步整流器也关断以阻止反向电流从输出流至输入端。若要禁止关断,应将SHDN与VBATT相连。 2.4 电池反置保护 SP6644/SP6645在组件功耗限制内允许单电池反置。内部二极管可将任何反向电流限制在220mA以内,以避免对装置的损坏。但反向电流持续工作在220mA以上的,将会降低设备的工作性能。 2.5 PFM电路 脉冲频率调制(PFM)电路可提供比传统脉宽调制(PWM)转换器更高的工作效率。 3 SP6644/6645的主要性能指标 SP6644/6645的主要性能参数如下: 工作温度:-40~+85℃; 典型工作效率:88%; 典型功耗:390mW; 启动输入电压:0.82V; 输入电压范围:0.3~3.3V或3.3V±4%; 输出电压范围:2.0~5.5V; 典型输出电流:190mA; 关机模式控制电流:5mA。4 应用电路和参数设计 4.1 输出为+3.3V的典型电路 SP6644/6645应用电路如图2所示。将FP直接接地可命名输出电压固定工作在+3.3V±4%。该设计的外围电路很简单,它仅有5个器件,即两个电容,一个电感及两个电阻。其中电阻RLIM连接RLIM引脚与地之间,电感接到引脚VBATT和LX,这两个外围元件对此电路的工作起着至关重要的作用。 SP6644/6645存在两种工作状态:第一种为电池良好,负载激活;第二种为电池良好,负载休眠。在第一种工作状态下,SP6644/6645的工作效率为88%,可驱动几十个毫安的电流,在第二种工作状态下,SP6644/6645具有极小的静态电流。处于禁止状态时,可驱动几百个微安的电流。 4.2 输出电压可调应用电路 图3所示是用SP6644/6645设计的输出电压可调的应用电路。图中,将FB或VOUT和地之间的分压器相连,通过R1和R2可使输出电压在+2V~+5.5V范围内进行调节。FB脚可通过内部参考电压设定在+1.25V。 由于FB脚的泄漏电流最大可达10nA,因而设计时应在100kΩ~1MΩ范围内选择反馈电阻,输出电容一般在470μF,输入电容为220μF,并应选用低ESR电容,同时应使输入电容尽量靠近SP6644/6645。 4.3 可减小输入干扰和纹波的应用电路 在SP6644/6645的输出端加装一小型SOT23脚封装的200mA低漏失线性调节器,可起到减小输出干扰和纹波的作用,其应用电路如图4所示。    通过对图5中SP6644的输出纹波(40~50mVpp)与SP6201输出纹波(3mVpp)进行比较,可见此应用电路大大减小输出纹波的干扰量。 5 结论 实验表明:只要在设计过程中按照要求解决好电感和相应电阻的匹配选择,SP6644/6645即可稳定工作,而且输出电压电流波形平滑,转换效率很高。另外,由于其体积很小,因而可以方便地在节能模式下工作,且其性价比较高,因此,SP6644/6645在便携式单电池供电仪器领域具有广阔的应用前景。

    时间:2004-12-04 关键词: 转换器 电源技术解析 DC-DC 及其 应用 sp6644/6645 升压

  • 四相步进电机正弦波驱动器STK672-080及其应用

    摘要:STK672-080是SANYO公司生产的一种4相步进电动机驱动器厚膜混合集成电路,它的输出电流很大,且有五种激励方式,利用STK672-080内部的微步距正弦波控制器可使电动机运行在低振动和低噪音的工作状态。 关键词:步进电动机 厚膜混合集成电路 STK672-080微步距 1 STK672-080的主要特点 STK672-080是SANYO公司生产的一种步进电动机驱动器厚膜混合集成电路,它的输出级使用功率MOSFET组成,同时包含一个内部的微步距控制器和一个单极性的恒流PWM系统。STK672-080内部提供的4相步进电动机分配控制器可获得准正弦波驱动电流,从而使用户应用更简单方便。它有五种激励(通电)方式,可提供微步距控制以使步进电动机的基本步距角的最大红分为1/16。STK672-080步时电机控制器的速度由时钟信号控制。通过它可使用户方便地实现高转、低振动水平、低噪音、快速响应和高效驱动的自动机控制系统。图1 STK672-080方块图    STK672-080的典型应用包括传真机发送与接收步进电动机驱动、复印机送纸和光学系统步进电动机驱动、激光打印机鼓驱动、打印机台架步进电动机驱动、X-Y绘图仪笔驱动、工业机械手以及其它步进电动的应用方面,其主要特点如下: *只需外加个直流电源和一个时钟脉冲发生器即可完成一个四相步进电机正弦波电流驱动。 *可通过三个输入(M1,M2和M3)选择五种激励(通电)方式,包括:2相通电方式、1-2通电方式、W1-2相退方式、2W1-2相通电方式、4W1-2相通电方式等; *在相通电方式切换时可保持原相电流不变; *可用MOI脚作原点监视;    *利用M3端的逻辑电平可选择时钟信号上升沿起作用或时钟信号上升沿和下降沿都起作用; *CLK输入端内含对外部脉冲噪音的故障防止线路; *用参考电压Vref能设置0~Vcc2/2之间的任何数值,即使低电流下也支持微步距操作; *电源电压范围宽(Vcc1=10~45V); *内部中带有电流传感电阻(0.15Ω); *内含最小驱动损耗的MOSFET,耐压为100V; *电动机输出最大驱动电流IOH为2.8A(结温Tc=105℃); *采用特殊的SIP15单列直插式形式。 2 结构原理与引脚功能 STK672-080内部由控制和功率部分组成。功率级有4个MOSFET,并按低侧驱动方式工作,其中A相和B相内部有电流传感内阻和比较器,可用来实现相电流的PWM控制。控制部分的关键是有电流分配比开关和准正弦波发生电路。STK672-080可由三个输入逻辑来选择通电方式,并由外接参考电压Vref来设定最大电流值,以便在相电流PWM控制下得到相应的输出电流波形。图1所示是STK672-080内部结构。现将其各主要引脚的功能说明如下: CLK:时钟输入。输入频率范围可从直流到50kHz,最小脉冲宽度为10μs,占空比范围为40~60%。此外,该端内部具有上拉电阻(典型值为20kΩ)、CMOS施密特触发器电路和多级噪声抑制电路。当M3为高或开路时,电路会在每个CLK上升沿使相激励前进一步;而当M3为低时,CLK信号的上升和下降沿都可使相激励前进步,因此每一个CLK周期可使相激励前进两步。 CWB:转向设定端。当CWB为高时,电动机旋转方向为顺时针;当CWB为低时,电动机旋转方向为逆时针。 ENABLE:ON/OFF状态控制输出端。当ENABLE端的电压为高或开路时,为正常状态。当ENABLE为低时,电路处于维持状态,此时相激励输出(电动机电流)强制关闭。在这个模态中,系统时钟和其它输入均无效。    M1,M2和M3:用于选择激励方式和CLK输入边缘作用,内有上拉电阻(典型值20kΩ)和CMOS施密特触发器电路。表1是M1、M2和M3的操作真值表。图2为其操作时序。 RESET:复位端,低电平有效。 RESET脚为低电平时,所有电路复位到它们的起始状态。此时,不管通电方式如何,输出A和B相都置于它们的原点,即输出电流约在71%处。 Vref:PWM恒流环控制参考电压,用于根据需要控制负载电流的大小,通常Vref应限制在2.5V以下。此参考电压对应于100%的电机激励电流Ioh,其关系如下: Ioh=Vref/(kRS) 式中,k可取4.7,Rs的值为0.15Ω时,Ioh为Vref/0.705。 MOI:原点监视引脚; A,AB,B,BB:四相步进电机正弦波驱动输出,也可分别用于驱动二个两相电动机; VCC2:电源引脚; PG:器件接地端。3 应用实例 图3所示是STK672-080用于四相步进电机的应用电路,图中,参考电压由Vcc经电阻分压得到,电阻R2取100Ω左右时可减少7脚输入阻抗的影响。STK672-080的8、9、12脚接高电位时,为2W1-2相激励方式。表1 M1、M2和M3的工作真值表 M2 0 0 1 1 CLK输入时钟边缘作用 M1 0 1 0 1 M3 1 2相 1-2相 W1-2相 2W1-2相 仅上升缘有效 0 1-2相 W1-2相 2W1-2相 4W1-2相 上升和下降缘均都有效 图4给出4W1-2相激励方式下的各信号波形时序图。这是最大红分为1/16的4W1-2相通电方式波形。在这种方式下,它的相比较器的参考电压波形接近正弦波。它在1/4周期内有16个微步,电流值有12个台阶值(具体如表2所列),这和正弦波理论值接近。因此,相电流输出也是准正弦波。表2 4W1-2相通电方式电流台阶值 微步数 电流值(%) 正弦波理论值(%) 16 100 100.0 15 100 99.5 14 100 98.1 13 97 95.7 12 92 92.4 11 88 88.2 10 83 83.2 9 77 77.3 8 71 70.7 7 66 63.4 6 55 55.5 5 48 47.1 4 40 38.3 3 31 29.0 2 20 19.5 1 14 9.8 0 0 0

    时间:2004-12-04 关键词: 步进 电机 驱动器 电源技术解析 及其 应用 stk672-080

  • 简单可靠的两片式电子镇流器设计

     摘要:FAN7527和KA7541分别是Fairchild Semiconductor公司生产的高效低功耗PFC控制器和电子镇流器控制器。文中介绍了它们的主要特点和引脚功能,给出了用FAN7527进行功率因数校正,并选用KA7541作为荧光灯电子镇流器件器设计的、简单、可靠且成本低廉的新型电子镇流器的电路设计方案。     关键词:功率因数校正 电子镇流器 低功耗 低成本 KA7541 FAN7527 1 引言 白炽灯的照明效率远远低于荧光灯早已是不争的事实,而对于早期的电感式荧光灯镇流器来说,除了其功率因数较低以外,恐怕不少人都有过站在条凳、桌子、木床或其它可以抬高身体的铺垫物上来回拧动启辉器的经历。因此,美国等一些发达国家,早在20世纪90年代就已开始限制生产和使用白炽灯和电感式镇流器,这就为电子镇流器的研制、生产、创新和发展提供了一个广阔的空间。实际上,像IR、三星、ST、西门子、摩托罗拉、飞利浦这样的半导体巨商,都没有停止过对电子镇流器控制IC的开发和生产。本文将给出选用Fairchild半导体公司的FAN7527作为功率因数校正控制器,而用KA7541作为荧光灯电子镇流器控制器设计的简单、可靠且成本低廉的新型电子镇流器的设计方案。 2 PFC控制器FAN7527简介 2.1 FAN7527的主要特点 FAN7527是Fairchild Semiconductor公司为在临界传导模式中进行PFC应用操作而专门生产的一种简单高效的动态功率因数校正控制器。同时也是一种低功耗的PFC控制器。该器件中的误差放大器和乘法器的内部门限可在电路出现过载时打开输出以进行限流操作,同时也可以防止负载断开。由于这种输出驱动限制电路限制了功率MOSFET门极驱动电路在电源电压中点处的过载,因而可大大提高整个电子镇流器的可靠性。FAN7527型PFC控制器的主要特点如下: *内含启动定时器; *内含过压比较器,可有效防止输出电压的跑飞; *具有零电流检测功能; *带有经过精密调整的内部参考; *在高钳位状态,器件采用腾图柱输出形式; *器件的启动和工作电流很低; *具有8脚DIP和8脚SOP两种封装形式。图2 FAN7527内部结构原理框图    2.2 FAN7527的功能结构 FAN7527有8个引脚,图1所示是它的引脚排列。各引脚的功能如下: INV(1脚):片内误差放大器的转换输入,在该端接一个电阻分压器可将该端电压设定在2.5V; EA OUT(2脚):片内误差放大器输出,设计时通常在该端和INV端连接一个反馈补偿网络; MULT(3脚):片内乘法器输入端,通过连接在全波整流输出和地间的电阻分压器可将该端的电压限定在3.8V以下; CS(4脚):PWM比较器输入,可通过连接在芯片外部MOSFET源极上的一个电流检测电阻来检测器件在升压过程中的操作电流;由于该器件内含上升沿间隔电路,因而可以滤除电流波形上的高频噪声; Idet(5脚):零电流检测输入,用于检测电感电流,以防止升压电感辅助绕组上的电压跌至1.8V以下; GND(6脚):接地端; OUT(7脚):大电流功率驱动输出,使用时应通过一个限流电阻连至功率MOSFET的门极; Vcc(8脚):电源端。图3 KA7541的内部功能图    FAN7527型动态功率因数校正控制器可用于设计高可靠、低功耗和高功率密度的电子镇流器。它是一个完整的动态PFC控制器。图2所示是FAN7527的内部结构原理框图。 3 电子镇流器控制器KA7541简介 3.1 KA7541的结构特点 图3所示是KA7541的内部结构原理图。它也是Fairchild半导体公司生产的一种简单可靠的电子镇流器专用控制芯片,同时也是最优化、低功耗、高可靠电子镇流器的最小控制单元。KA7541内部带有软起动功能,因而无需再设计外部软起动电路。采用KA7541设计的电子镇流器电路的软起动开关频率和软起动时间可以根据荧光灯类型的不同来进行调整。由于KA7541内部带有无灯保护电路,因而可防目无灯条件下开关输出电流过大对电路造成的损坏。另外,电路中的输出门极驱动电路可对功率MOSFET的门极电压进行钳位,因而该门极电压与电源电压无关。 KA7541的主要特点如下: *器件内部带有软起动功能; *软起动频率可根据荧光灯类型的不同进行调整; *具有无灯保护功能; *5%的片内带隙参考已经过调整; *带有欠压锁定输出功能; *可采用高端钳位方式实现腾图柱式输出; *具有很低的启动和工作电流。 3.2 KA7541的引脚功能 KA7541采用的是8脚DIP或SOP封装形式,其引脚排列如图4所示,各引脚的具体功能如下: CS(1脚):电路软起动电容连接端口。在正常工作模式,该脚上的电压可用来确定电路的软起动相位。 CT(2脚):定时电容连接端口。利用该电容的充电和放电所产生的锯齿波可以决定器件内部振荡器的振荡频率。 RS(3脚):软起动电阻连接端口。该电阻的组织可在软起动模式时用来确定电路的初始开关频率。 Ldet(4脚):电路保护输入。如果该脚电压低于2V,电路的门极驱动器输出将被禁止。 GND(5脚):接地引脚。 OUT2,OUT1(6,7脚):大电流功率驱动输出,用于驱动外部功率MOSFET的门极。 VCC(8脚):器件电路引脚。图5 双管荧光灯电子镇流器的具体电路4 简单可靠的电子镇流器电路 图5所示是选用FAN7527进行功率因数校正,并选用KA7541作电子镇流器控制器的双管荧光灯电子镇流器的具体电路。图中,L1和C1~C4组成电磁干扰(EMI铝箔器),压敏电阻V1用来拟制瞬态过电压,热敏电阻NTC用作拟制在电路接通瞬间出现的浪涌电流冲击。FAN7527和L2、D5以及开关管Q1一起组成升压型有源功率因数校正预变换器。而KA7541则与T1、Q2、Q3、L3和C15、L4和C16等组成半桥逆变串联谐振式电子镇流器电路。

    时间:2004-12-04 关键词: 电子 简单 电源技术解析 设计 镇流器 可靠 片式

  • 用NCP1200代换脉宽调制控制UC3842的应用电路

      摘要:介绍了低功率通用离线电源的脉宽调制电流模式控制器NCP1200的优点及其代换电路,同时结合代换电路,指出了实际应用中出现的问题和解决办法。     关键词:脉宽调制控制器 电流模式控制 NCP1200 NCP1200是ON Semiconductor公司生产的低功率通用离线电源脉宽调制电流模式控制器,它代表向超密集型开关电源的大飞跃。该器件在对元件数据要求比较严格的场合,特别是在低价AC/DC变换器或辅助电源等应用方面,不失为理想的选择。NCP1200包含了基于UC3842的电源中通常所需的所有必要元件,包括定时元件、反馈器件、低通滤波器和自供电等。 1 NCP1200的结构与设计特点 1.1 NCP1200的内部结构 NCP1200采用标准电流模式体系,关断时间由峰值电流设置点确定。其内部结构如图1所示,器件内部集成有跳周期比较器、40/60/100kHz时钟、Q触发器D≤0.8复位、欠压锁定高低稳压器等。出于NCP1200内置有时钟发生器,所以无需外接R-C元件。它的工作频率可在40kHz、60kHz或100kHz中选择。光耦合器直接接至反馈管脚2上,内部的集成电路控制监视信号流。250ns的前缘消隐(LEB)电路节省了一个外部R-C网络。NCP1200采用SO-8或DIP8封装。其管脚说明如表1所列。表1 NCP1200的管脚说明 引脚号 引脚名称 功   能 说    明 1 Adj 调整起跳峰值电流 该引脚用来调整开始跳周期工作的电平 2 FB 设置峰值电流设置点 通过将一个光耦合器连到该引脚,可随输出功率的需求来调整峰值电流设置点 3 CS 电流检测输入 用于检测初级电流并通过一个L.E.B将其送入内部比较器 4 Gnd 集成电路接地端   5 Drv 驱动脉冲 驱动器至外部MOSFET的输出 6 Vcc 集成电路电源 该引脚连接一个典型值为10μF的外部电容 7 NC 空脚   8 HV 从交流线路上产生Vcc 该引脚连到高压干线上,可向Vcc大容易注入一恒定电流 1.2 设计特点 (1)低待机功耗 NCP1200具有符合美国能源之星(Energy Star)和欧洲蓝天使(Blue Angel)等待机能耗规定的低成本解决方案。由于开关电源在正常负载条件下具有良好的效率,而在输出功率减小时,其效率将开始下降。因此如果采用跳过一些不需要的开关周期的方法,NCP1200就可以大大减小在轻负载时的功率消耗。在空载情况下,NCP1200的总待机功率可达到国际能源机构(IEA)最新建议的要求。 (2)无需辅助电源绕组 NCP1200拥有专利的甚高压集成电路(VHVIC)技术,此技术使集成电路可由高压直流干线直接供电,即NCP1200具有动态自供电(DSS)功能。因此,在电池充电器应用中,使用NCP1200时无需设计专门的初级电路来应付辅助电源的瞬间丢失(如当Vout降低时)。    (3)工作时无音频噪声 NCP1200在大的峰值电流时并不跳周期,而是等待直至峰值电流降至用户可调的最大限制值的1/3以下时才发生跳周期,这使得变压器不发生振鸣,因而可选择便宜的磁性器件而不会出现噪声。 (4)短路保护 通过持续监视反馈线的状况,NCP1200能检测到出现短路的情况,并立即将输出功率减少,对对整个电路保护。一旦短路消失,控制器即回复正常工作。因此,对于给定的应用(如恒定输出功率的电源),可以很方便地断开这个保护功能。 此外,NCP1200还具有110mA峰值拉/灌电流能力、直接光耦连接以及内部热关断等优点。 2 代换电路 图2是用NCP1200代替UC3842的代换电路,该控制芯片通常应用在单端反击电路中,电路中的NCP1200直接由高压直流干线供电。假如对代换电路做些小调整将会有意想不到的结果。 (1)进一步降低总待机功耗 集成电路内部的功耗由其内部各电子模块(时钟、比较器、驱动器等)的功耗组成,但也取决于MOSFET的栅极电荷量Qg。驱动MOSFET的平均电流(不包含驱动器的效率,并忽略各种电压降)为: I=fsw·Qg/2 其中,fsw为最大开关频率(Hz); Qg为MOSFET的栅极电荷(C) 所以可以通过以下方法进一步来减小功耗; *用具有小栅极电荷量Qg的MOSFET; *通过一个二极管将脚8连至电源输入端; *如果采用辅助绕组使Vcc电平持续保持在Vccl之上,那么,内部启动源将自动断开而集成电路将完全由此绕组自供电。而且,来自主干线的总功率将明显降低。但必须确保辅助电压不超过16V,特别是在过冲瞬态情况下(例如突然去掉负载)。因此,还应采用有效的过压保护(OVP)。 (2)过载检测失效 将一个20kΩ的电阻从FB接至地端将使过载保护电路失效。这是一个非常有用的方法,特别是在需要构建一个恒输出功率变换器时。 (3)跳周期调节 通过改变管脚1上出现的直流电压,可以调节跳周期发生时的电流值。在缺省情况下,峰值电流会在降至最大峰电流的三分之一以下时发生跳周期。如果需要在更大的电流时进入待机状态,可简单地将一个电阻接在管脚6(Vcc)上以提升管脚1的电平。相反地如果认为缺省的跳周期峰值电流设定点太高,也可将一个电阻从管脚1接地而使其降低。管脚1的输出电阻典型值为24kΩ。 (4)外接MOSFET 由于允许集成电路外接MOSFET,所以可选用防雪崩器件。某种情况下(例如低输出功率时),不用有源箝位电路也能工作。但如果此泄漏通路持续施加超过MOSFET BVdss的漏极-源极电压,则必须使用箝位网络,且必须有一个无源RC网络或一个瞬态电压抑制器TVS。此外,通过控制MOSFET的栅极信号还可以降低器件的变换速率,从而减小电磁干扰(EMI)。图2 代换电路3 应注意的问题及解决办法 如果器件是工作在250V交流干线上,则最大整流电压可高至350V直流。假如使用的NCP1200是100kHz型号,那么,其功耗为340×1.8mA=612mW(1.8mA的数值在更高工作温度时会下降)。而DIP8封装的NCP1200所提供的结到空气的热阻Roj-A为100℃/W。因此,在已知最大工作环境温度(如70℃)和最大允许结温(125℃)条件下,它的最大功耗为550mW,这已超过100kHz型号所设的最差功耗为550mW,这已超过100kHz型号所设的最差功耗预算。对此,可以通过以下方法来解决:一是在NCP1200的DIP8焊盘周围增加一些铜箔面积。二是在引脚8外串联一个二极管,以使最大输入电压降至222V(2×350/π),从而使功耗低于400mW。还有一个办法就是通过一个辅助绕组来实现自供电,以永久断开自供电。SO-8封装的NCP1200也可以通过相同的方法来解决这一问题。 4 结束语 由于NCP1200具有待机功耗低、无需辅助绕组、工作时无音频噪声等优点,而且与传统的脉宽调制控制器相比(如UC3842),NCP1200几乎不需要外部元件,因而该芯片在开关模式电源(SMPS)领域中有着广阔的应用前景。

    时间:2004-12-04 关键词: 电路 电源技术解析 控制 应用 调制 uc3842 代换 ncp1200

  • 锂离子电池手机充电器现况及前景

     作者Email: zhh@httc.com.cn     【摘要】锂离子电池本身的良好特性,使得其在便携式产品中(手机、笔记本电脑、PDA等)的应用越来越广泛,用于锂离子电池的充电器在设计和功能上也日趋完善。本文主要介绍了锂离子电池手机充电器的市场现况、发展前景,以及目前流行的电路设计。     【关键词】锂离子电池、充电器     一、引言     锂离子电池具有较高的能量重量比和能量体积比,无记忆效应,可重复充电次数多,使用寿命较长,价格也越来越低。它的这些特点促进了便携式产品向更小更轻的方向发展,使得选用单节锂离子电池供电的产品也越来越多。锂离子电池的不足之处在于对充电器的要求比较苛刻,对保护电路的要求较高。其要求的充电方式是恒流恒压方式,为有效利用电池容量,需将锂离子电池充电至最大电压,但是过压充电会造成电池损坏,这就要求较高的控制精度(精度高于1%)。另外,对于电压过低的电池需要进行预充,充电终止检测除电压检测外,还需采用其他的辅助方法作为防止过充的后备措施,如检测电池温度、限定充电时间,为电池提供附加保护。由此可见实现安全高效的充电控制成为锂离子电池推广应用的瓶颈。     锂电池充电器的基本要求是特定的充电电流和充电电压,从而保证电池安全充电。增加其它充电辅助功能是为了改善电池寿命,简化充电器的操作,其中包括给过放电的电池使用涓流充电、电池电压检测、输入电流限制、充电完成后关断充电器、电池部分放电后自动启动充电等。所有或者部分这些功能都可以在充电芯片中实现,当然,也可利用ASIC、分立器件、或在微处理器的基础上用软件实现。     二、国内手机充电器市场情况     目前,市场上手机充电器种类繁多,但其中也有很多质量低劣的不合格产品。在去年产品质量国家监督抽查结果中,将近40%的厂家生产的充电器不合格。其主要问题出现在: 与交流电网电源的连接,电源端子骚扰电压,辐射骚扰场强和充电电压几个方面。另外,一些产品的低温性能、额定容量、放电性能、安全保护性能等方面存在质量问题。这些质量问题会影响到手机的正常使用,还会影响手机的使用寿命,严重时还可能伤害消费者。     现在市场上发现有一些假冒伪劣手机电池便携式充电器。这些充电器由于价格非常低,携带方便,有许多手机用户更愿意使用这些充电器来对电池进行充电。劣质充电器实际上就是一个没有安全保证的简易变压器,由于内部缺少保护电路等保证安全的零配件,因而重量较原装品轻很多。但实际上,由于现在的手机电池多采用锂离子电池或镍氢电池作电芯,对充电器的电压、电流特性及安全保护有很高的要求。这些假冒伪劣充电器由于设计简单,采用劣质材料,加工手段粗糙,对手机电池的性能和寿命有很大损害。没有保护电路的充电器,由于不能保证充电时电流的稳定,因而会有烧坏电池甚至爆炸的危险。     目前手机充电器主要有旅行充电器,座式充电器和车载充电器。厂家生产的原装旅行充电器和座式充电器,设计上都采用越来越精密的保护电路或开关电路设计,对电池的充电起到了良好的保护作用。车载充电器可以方便用户在汽车上为手机充电,一端插入点烟器,另一端连接手机,但不宜在汽车中长期充电,因为汽车中温度较高。     三、手机充电器的市场走向     1. 目前,手机充电器可分为单槽形状和双槽型充电器,单槽形充电器正在受到双槽形的攻击。双槽形充电器除了具有慢速充电、快速充电、放电及镍镉、镍氢电池兼充的标准功能外,还有部分产品带有自动温度控制与电压控制,严防过充的新功能,因而消费者应将倾向于选择双槽型充电器。     2. 随着手机种类的日益增多,各种充电器因机型不同,电源端口的大小也不相同,从而不能互换使用,给消费者带来了不便。标准型充电器,是指可以连接所有手机底端电源插座(端口)的充电器。而且,生产的手机的电源端口将统一为适用于标准充电器的规格。这样,消费者将不必在每次换手机时同时购买新的充电器。由此可见,充电器在从坐式向便携式、双槽式等方向发展的同时,也开始向标准化、通用化的方向发展。     3. 手机充电器的待机耗电量的降低逐步成为充电器的设计过程中的一个重要环节。相比于以前的充电器,今后生产的产品将会在各项功能完善的同时进一步降低本身的待机耗电量。为了达到这一目标,可以设计一个判断AC适配器是否连接负荷(手机)的IC,当未连接负荷时,将AC适配器的直流输出方(2级电路)切换到高阻抗电路上。通过采取这一措施可以大幅减少待机时2级电路的消耗电流(可以达到数十μA)。另外,还可以在输入交流100V方(1级电路)中设置切换电路。在未连接负荷时,通过开关切换电路来减少供应给直流输出方(2级电路)的功率从而减少耗电量。     4.现在市场上的大部分充电器,只是针对锂电池或镍氢电池充电的,但是随着市场的发展,自动识别两种电池而进行相应的充电进程的充电器正在逐步占据主流。可以自动分辨锂电池或镍氢电池的座充能“防止将锂电放电的错误动作”,如果在充锂电池时不小心按到了座充上的“放电钮”,好的座充可以辨识出来是锂电池,因此不会做放电动作;差的座充则不管三七二十一地进行放电,这就会造成锂电池寿命的折损。     四、手机充电器的设计要求     目前一些大的厂家生产的手机充电器都具有以下特点: 宽范围AC输入或多国电压可选;具备限流保护,电流短路与反充保护线路设计;体积小、重量轻;自动、快速充电,充满电后自动关断等等。另外,有的充电器还有自动识别锂离子、镍氢、镍镉电池组;具有放电功能;LED 充电状态显示;低噪声;模拟微电脑控制系统等特点。使用智能控制的充电器模块框图一般如下:     五、手机充电器工作流程     目前手机充电器的工作流程一般为:     1. 检测电池的电压,如果低于一个阈值电压,就要进行涓流充电;     2. 电池充到一定电压(一般设置为2.9V)时,进行全电流充电;     3. 当电池电压达到预置电压(锂离子电池一般为4.2V)时,开始恒压充电,同时充电电流降低;     4. 当电流逐渐减小到规定的值时,充电过程结束。     以美国TI公司的BQ2057为例,其充电流程如下:     除了上面的流程描述,它还具有可选的电池温度监测,利用电池组温度传感器连续检测电池温度,当电池温度超出设定范围时BQ2057关闭对电池充电。而且,充电状态识别可由输出的LED指示灯或与主控器接口实现,具有自动重新充电、最小电流终止充电、低功耗休眠等特性。     一般来说,恒压充电结束时的小电流充电过程中,电流的大小一般为恒流充电时电流的十分之一。目前在锂离子电池充电器的设计中,对手机充电结束后由于某种因素放电的情况而专门设计了检测电路,一旦检测到电池电压降低,就会重新启动充电过程(见上图)。     其典型的充电曲线如图所示:         综上所述,随着便携式产品突发猛进的发展,尤其是手机的普及,以及锂离子电池的广泛应用,锂离子电池充电器的设计和功能面临着进一步的改善。对于众多充电器生产厂家来说,尽早设计出功能完善、安全实用的充电器,就能更早的在市场中占据领先地位,抢占商机。

    时间:2004-12-04 关键词: 手机 充电器 电池 前景 电源技术解析 锂离子 现况

  • 用MC9S12H256实现异步电机变频调速

     摘要:介绍目前国内应用较少的Motorola公司16位单片机MC9S12H256;详细阐述使用该型号单片机实现闭环变频调速系统的设计方法;着重讨论MC9S12H256用于变频调速时特有的优势。     关键词:SPWM MC9S12H256 变频 IGBT 光电编码器 引言 SPWM变频调速系统由于具有调速范围宽、功率因数高、对电网影响小、电机运行平稳、可有效抑制低次谐波、可实现较大容量等诸多优点,而越来越受到人们的重视,一直被视作非常有发展前途的变频方案,越来越多的科研技术人员开始讨论这一课题。由于电力电子技术的高速发展和智能控制技术的广泛应用,当前人们设计的SPWM电机变频调速系统,摒弃了过去依赖逻辑电路,如比较器、三角波发生器等陈旧的实现方式,而采用高性能MCU加上一些专门的PWM集成电路,如HEF4752、SLE4520等构成。文本介绍的系统由于MC9S12H256具有独立的PWM通道,实现起来更为容量;加之Motorola出品的MCU一向具有产品线丰富,片内资源众多等优点,所以比较使用Intel 80196实现的方案,无论是调试方式还是工作速度以及实现难易度都有一定的优势。图1 MC9S12H256 PWM方框图1 MC9S12H256 PWM模块介绍 MC9S12H256是Motorola公司16位单片机系列中定位于电机控制的机型,它秉承了Motorola单片机资源丰富的传统优势,最高工作频率为24MHz,内部具有256K Flash ROM、12K RAM、4K EEPROM、2个SCI、1个SPI、1个I2C总线接口、8通道16位定时器、1个6通道PWM模块、16通道10个A/D转换器、2个CAN2.0接口、1个LCD驱动器。其中专门用于电机控制的PWM模块可以很方便地生成双极式三相脉宽调制波形。下面详细介绍该芯片的PWM模块。 PWM模块含有6个PWM通道,每个通道可以独立产生左对齐或者中心对齐的波形。每个通道的波形周期和占空比以及对齐方式都可以单独编程,同时每个通道还配有一个专门的计数器来灵活选择不同的时间源,以提供更宽的变频。综合起来PWM模块具有以下性质: *6个独立的PWM通道,其周期、占空比、对齐方式都可以单独编程; *每个PWM通道都配有计数器,用来选择时钟源; *每个PWM通道都可以通过编程来开启或者关断; *每个通道的起始极性能可以编程; *周期和占空比寄存器是双缓冲的,也就是说只有一个周期结束之后才可以转化为新的指定的周期和占空比; *6个8位的PWM通道可以合并成更高精度的3个16位PWM通道; *可以编程选择4个时钟源,所以可提供宽厂的变频范围; *具有突发事故通道关断功能。 由此可见,该芯片的PWM模块是相当强大的。毫无疑问,这将有助于缩短我们设计电机变频调整系统的时间。该PWM模块框图如图1所示。图2 主电路图    由图1可以看出,PWM波形的生成和修改,都是通过改变每一通道所包含的寄存器以及系统寄存器来实现的,所以明确这些寄存器的含义是成功实现SPWM波形的关键。但是,由于该PWM模块含有31个寄存器,数目众多,限于篇幅,这里只概略介绍一下。 在这31个寄存器中,有一部分为芯片出厂测试之用,具体功能如表1所列。其中的偏移地址指的是该寄存器相对于PWM基址的偏移量。 寄存器中PWMCLK、PWMPRCLK、PWMSCLA、PWMSCLB是与时钟源选择有关的。在PWM模块中共有四种不同的时钟源:ClockA、ClockB、ClockSA、ClockSB。其中ClockA和ClockSA用于0、1、4、5通道;ClockB和ClockSB用于2、3通道。ClockA、ClockB是由总线时钟除以一定的比例因子(最大为128)生成的,而ClockSA、ClockSB是由ClockA、ClockB除以一定的比例因子(最大为512)生成的。对应地,PWMCLK寄存器用来设置每个通道的时钟源,PWMPRCLK用来设置生成ClockA、ClockB时钟时的比例因子;而PWMSCLA、PWMSCLB则设置生成ClockSA、ClockSB的比例因子。由此我们可以看出,如果芯片的工作频率为16MHz,那么理论上,IGBT的关断频率可以达到1Hz~16MHz。这是一个非常宽的频率范围,当然实际中还需要考虑IGBT可以承受的关断频率。表1 PWM寄存器功能描述 偏移地址 寄存器名称 功    能 访问权限 $_00 PWME 6通道PWM关断控制 读/写 $_01 PWMPOL 指定起始电平 读/写 $_02 PWMCLK 选择时钟源 读/写 $_03 PWMPRCLK 设置ClockA/B比例因子 读/写 $_04 PWMCAE 选择波表对齐方式 读/写 $_05 PWMCTL 控制是否合成为16位PWM通道 读/写 $_06~07 PWMTST,PWMTRSC 出厂测试用 读/写 $_08 PWMCLA 设置ClockSA比例因子 读/写 $_09 PWMCLB 设置ClockSB比例因子 读/写 $_0A~B PWMSCNTA,PWMSCNTB 出厂测试用 读/写 $_0C~11 PWMCNT0~PWMCNT5 PWM通道0~5专用计烽器 读/写 $_12~17 PWMPER0~PWMPER5 设置PWM通道0~5脉冲周期 读/写 $_18~1D PWMDTY0~PWMDYT5 设置PWM通道0~5“1”电平宽度 读/写 $_1E PWMSDN 突发事故关断PWM 读/写 2 硬件选型与系统框图 由前面对MC9S12H256芯片的介绍可以知道,它的内部资源非常丰富。毫无疑问,这给硬件设计带来了极大的方便,基本上们不需要再行扩展大的外围器件了;主要扩展的是IGBT的驱动装置、人机接口部分的键盘和LCD以及用于测定电机转速的光电编码器四个部分。 考虑到可购买性和价格,IGBT选用IMB150-120,其驱动器选用EVB840。它们都具有价格适中,应用成熟等特点。LCD选用东芝JR07用来显示电机转速、频率、工作状态等。至于光电编码器,以前以国外产品为主,价格一般非常昂贵;现在已有不少国内厂家可以生产,不光价格要便宜得多,性能也并不逊色,所以我们选用了长春三峰传感器技术公司的PZF系列传感器,键盘则使用市售普通型号。 SPWM电机变频调速系统由电机主电路和控制电路两部分构成。主电路采用交-直-交电压型IGBT-PWM变频电路,如图2所示。控制电路以MC9S12H256为核心,如图3所示,接受外部键盘输入的速度数据,送LCD显示的同时,通过此输入的速度和光电编码器测得的速度,根据一定的控制算法,计算出电机的频率,然后计算出SPWM波形参数,再通过内置的PWM模块使EXB840驱动IGBT产生脉宽调帛波形,来使电机按照期望的频率转动。其中6个PWM通道与IGBT的接口安排为:通道5接A+;4接A-;3接B+;2接B-;1接C+;0接C-。图2中T1~T6表示的是6只IGBT。表2 调制度和载波比取值表 逆变器输出频率/Hz 载波比N 调制度M 开关频率/Hz 32~62 18 0.56~0.8 576~1116 16~31 36 0.24~0.56 576~1116 8~16 72 0.16~0.24 576~1080 4~7.5 144 0.08~0.16 576~1080 3 算法与控制策略 3.1 调制度与载波比的选择 SPWM变频有一个原则,即在尽可能的范围内保持转子磁通不变。所以,我们在设计算法时规定了输出频率和电压的关系。为了充分利用本型号单片机强大的计算功能,我们采用分段同步调制的方法;在一定的频率范围内,采用同步调制,保持输出波形对称;当频率下降幅度较陡时,将载波比分段一级一级增加。具体来说就是使逆变器整个变频范围划分为多个频段,在每个频段内维持载波比恒定。如表2所列,调制定M定义为正弦调制波参考信号峰值Urm与三解载波峰值Utm之比,载波比N定义为三角载波频率ft与正弦调制波频率fr之比。表2可建于Flash中,方便在程序中读取,查表时调制度要进行插值运算。 3.2 PWM波形的生成 考虑到工程上的可实现性以及输出波形的精度,采用了规则采样二法进行采样,如图4所示。 在三角载波的固定负峰值位置找到正弦调制波的采样电压值,也就是图4中E点,然后过E点作水平线,截得三角波A、B两点,从而确定脉宽时间t2。在这种采样法中,每个周期的采样时刻是固定的。根据脉冲电压对三角载波的对称性以及三相电压的特性,可知三相脉宽t和周期t2a~t2c的计算公式如下: t2a=T[1+Msin(ω1te)]/2 t2b=T[1+Msin(ω1te+2π/3)]/2] t2c=T[1+Msin(ω1te+4π/3)]/2 t=T[3+Msin(ω1te)]/4 其中:T—三角载波的周期; ω1—正弦调制波的角频率; te—三角载波的负峰值时刻。 考虑到该型号单片机的高速计算能力,我们采用以实时计算为主的波形生成方法:即先在芯片自带Flash中存储正弦函数的值,根据键盘输入的期望速度和光电编码器的反馈速度,按照一定的控制算法,计算出电机的工作频率。然后,查表2取出M和N,再查正弦表,根据上述公式计算出每一相的脉冲宽度和周期,再设置相应通道的PWM模块寄存器来产生期望的PWM波形。 3.3 控制策略和PWM通道系统参数设置 控制策略采用转差矢量变换,此外还有过电流、过电压保护等其它一些细节问题。限于篇幅,此处不详细介绍。由表2可知,为了匹配相应的开关频率,我们必须为每一个PWM通道选用恰当的时钟源。经过分析,将ClockSA作为0、1、4、5通道时钟源;将ClockSB作为2、3通道时钟源,并将PWMCLK设为$FD;将PWMPRCLK设为$55;将PWMSCLA/B设为$40,这样ClockSA=ClockSB=16M/32/128=2048Hz,所以开频率范围为(2048/512,2048)=(4,2048)Hz。显然,表2所要求的开关频率在个范围之内。4 软件开发工具 开发工具采用Windriver公司的嵌入式C编译器。为了优化编译质量,采取汇编和C混合编程的模式,其中PWM波形等需要计算速度的任务使用汇编编写,其余LCD显示、键盘处理等使用C语言编写。实际上,由于MC9S12H256集成了绝大多数功能模块,这也给软件编程带来了方便。整个软件功能主要包括处理键盘输入、LCD显示、控制算法实现、PWM波形生成。程序分为主程序和两个定时中断服务子程序T0、T1。主程序完成转差矢量变换、LCD显示、键盘处理。T0每隔一个三角载波周期中断一次,以便将实时计算出的PWM波形数据送入相关寄存器;T1每隔一个调制波周期中断一次,以便对定时器和累加器清零,消除积累误差。 结语 由MC9S12H25构成的SPWM变频电机调速系统,充分利用了Motorola公司单片机特有片内资源异常丰富、开发工具优良等诸多优点,大大简化了变频调速系统的开发。

    时间:2004-12-04 关键词: 电机 实现 电源技术解析 变频调速 异步 mc9s12h256

  • IPM死区时间调整硬件解决方案

    作者Email: gouyujie@sina.com     摘要:针对不同厂家IPM要求的死区时间参数的不同,本文从硬件电路角度出发,提出一种延时电路方案,解决了因参数调整而引起软件的不统一问题,进而为MCU的大批量mask降低成本提供可能。     关键词: IPM    死区时间      随着现代电力电子技术的飞速发展,以绝缘栅双晶体管(IGBT)为代表的功率器件在越来越多的场合得到广泛地应用。IGBT是VDMOS与双极晶体管的组合器件,集MOSFET与GTR的优点于一身,既具有输入阻抗高,开关速度快,热稳定性好和驱动电路简单的长处,又具有通态电压低,耐压高和承受大电流的优点,特别适合于电机控制。现代逐渐得到普遍推广的变频空调,其内部的压缩机控制单元就是采用以IGBT为主要功率器件的新型智能模块(IPM)。     IPM(智能功率模块)即Intelligent Power Module的缩写,它是将输出功率器件IGBT和驱动电路、多种保护电路集成在同一模块内,与普通IGBT相比,在系统性能和可靠性上均有进一步提高,而且由于IPM通态损耗和开关损耗都比较低,使散热器的尺寸减小,故整个系统的尺寸减小。下面是IPM内部的电路框图:     IPM内部含有门极驱动控制、故障检测和多种保护电路。保护电路分别检测过流、短路、过热、电源欠压等故障,当任一故障出现时,内部电路会封锁驱动信号并向外送出故障信号,以便外部的控制器及时处理现场,避免器件受到进一步损坏。下图是变频空调室外压缩机控制驱动主电路的原理图。     220V交流电压经过由D1~D4和电解电容C1组成的桥式整流和阻容滤波电路后成为给IPM供电的直流电压,六个开关管按照一定规律通断,分别在U、V、W三相输出一系列的矩形信号,通过调整矩形波的频率与占空比达到调节输出电压频率和幅度的目的,即现在应用最广泛的PWM(PULSE WIDTH MODULATE 脉冲宽度调制)控制技术,PWM控制技术从控制思想上可以分成四类:等脉宽PWM法、正弦波PWM法、磁链追踪PWM法和电流追踪型PWM法。不管采用何种控制方式,都必须注意U、V、W任意一相上下两个桥臂不能同时导通,否则直流电源将在IPM内部形成短路,这是绝对不允许的。为了避免电源元件的切换反应不及时可能造成的短路,一定要在控制信号之间设定互锁时间,这个时间又叫换流时间,或者叫死区时间。     死区时间,一般情况下软件工程师在程序设计时就会考虑并写进控制软件。但是由于不同公司生产的IPM,对死区时间长短的要求不尽相同,这样软件就会出现多个版本,不便于管理,并且影响CPU的MASK(掩模)工作。为了控制软件的统一性,有的软件工程师将死区时间放到芯片外扩展的E2中,对不同公司的IPM,只需改变一下E2中的数据,即可简单实现死区时间的匹配。这种方法的缺点是生产成本较高,在实际应用时受到一定限制。随着集成电路工艺的不断改进,各种逻辑门集成电路的价格不断地下降,使采用硬件电路实现死区时间设定应用到生产上成为可能,这种方法的优点是电路简单,延时时间方便可调,成本低廉。     方案原理图如下图3:     控制过程如下:     因为IPM控制输入低电平有效。平时CPU输出控制脚1处于高电平,逻辑或门输出高电平,IPM输入锁定。当CPU输出低电平有效时,高频瓷片电容通过电阻放电,逻辑或门输入脚2仍然维持高电平,逻辑或门输出高电平,IPM输入仍然锁定。当电容放电完毕,或门输入脚2变为低电平时逻辑输出才为低电平,IPM控制输入有效,因此,电容放电时间就是CPU控制输出到IPM控制输入有效的延时时间。当CPU控制输出关断即输出重新变为高电平时,尽管电容处于充电状态而使或门输入脚2处于低电平,逻辑或门输出仍然立即变为高电平,锁定IPM输入。上述电路只是六路IPM控制输入的其中一路,其他五路做同样处理,通过调整R、C的参数,就可以实现所需要的延时时间。下面是一相电路控制时序图:     下面我们推导图3所示电路中电阻和电容的选择:     根据电工学公式,由电阻、电容组成的一阶线性串联电路,电容电压Uc可以用下式表示:     Uc=Uoexp(-t/τ)                     (1) τ为时间常数    τ=RC 在图3所示电路中,我们选择ST公司生产的高速CMOS或门电路,它的关门电平为1.35V(电源电压为4.5V),即当输入电压降至1.35/4.5U0=0.3 U0时,输出电平转换有效,因此由式(1)可以推导出: td =-τln0.3=1.2RC                             (2)     上式就是我们选择R、C值的指导公式。     例如:需要延时时间为10us,选择精度为5%高频瓷片电容,容量为103P,则     R= 10 *10e-6/1.2C=833Ω,这样R就可选择精度为1%、阻值为820Ω的金属膜电阻。     小结:按照上述方案设计的硬件延时电路,结构简单,成本低廉,可靠性极高,在实际使用时只需简单调换一下电阻的阻值就可实现对死区时间要求不同的IPM的控制。作者Email: gouyujie@sina.com

    时间:2004-12-04 关键词: 硬件 解决方案 电源技术解析 时间 调整 ipm

  • TOPSwitch-FX系列单片机开关电源的应用

    摘要:介绍TOPSwitch-FX系列产品在通用高效开关电源、机顶盒开关电源、PC待机电源中的典型应用。     关键词:开关电源 外部限流 机顶盒电源 待机电源 TOPSwitch-FX系列单片机电源集成电路,可广泛应用于各种通用及专用开关电源、待机电源、开关电源模块中。 一、能进行外部限流的12V、30W开关电源 由TOP234Y构成12V、30W高效开关电源的电路如图1所示。其交流输入电压范围是AC85~265V,满载时电源效率可达80%。交流电压u依次经过电磁干扰(EMI)滤波器(C10,L1)、输入整流滤波器(BR,C1)获得直流高压UI。UI经过R1和R2分压后接M端,能使极限电流随UI升高而降低。R1可提供电压前馈信号,当UI偏高时能自动降低最大占空比,以减小输出纹波。R2为电流极限设定电阻,所设定的Ilimit≈0.7Ilimit=0.7×1.5A=1.05A,略高于低压输入时的峰值电流Ip值。这里将系数取0.7是考虑到TOP234Y在宽范围输入时,最大连续输出功率Pom=45W,而实际输出功率P'om=30M,即P'om/Pom=30/45=0.67≈0.7。采用这种设计方法允许高频变压器选用尺寸较小的磁芯,通过增加初级电感量Lp来降低TOP234Y的功耗,并防止出现磁饱和现象。此外,由于采用了降低Dmax的电压前馈技术即使输入电压UI和初级感应电压UOR较高,开关电源也能正常工作。它允许使用成本的R,C,VD型漏极钳位电路(R3,C7,VD1),以替代价格较高的TVS(瞬态电压抑制器)、VD型钳位电路,用于吸收在TOP234Y关断时由高频变压器漏感产生的尖峰电压,对漏极起到保护作用。    次级电压经过VD2,C2,C3,L2和C4整流滤波后,获得+12V、2.5A的稳压输出。为减小整流管的损耗,VD2采用MBR1060型10A/60V肖特基二极管。C9和R7并联在VD2两端,能防止VD2在高频开关状态下产生自激振荡(振铃)。当开关电源空载时,TOPSwitch-FX能采用跳过周期的方式进一步降低最大输出占空比,使得Dmax<1.5%,因此,在输出端无须接假负载,这样还可降低空载或待机状态下的功耗。 该电源采用带稳压管的光耦反馈电路。IC2为LTV817A型线性光耦合器。VDZ采用1N5240C型稳压管,其稳定电压Uz=10(1±0.02)V。光耦中LED的正向压降UF≈1V.输出电压由下式确定: Uo=Uz+UF+UR4 现将其稳压原理分析如下:当由于某种原因致使Uo↑,Uo>U2+UF+UR4时,所产生的误差电压Ur'=Uo-(Uz+UF+UR4)就令LED的IF↑,经过光耦后,接收管的IE↑,使得控制端电流Ic↑,而占空比D↓,导致Uo↓,为而实现了稳压目的。反之,Uo↓→IF↓→IE↓→Ic↓→D↑→Uo↑,同样起到稳压作用。 1N5240C的稳定电流典型值为20mA,取R4=150Ω时只能供给6.7mA的电流,进一步增加电阻值会受到LED工作电流IF(通常为3.5~7mA)的限制。为此,另由电阻R6提供13.3mA的工作电流,使VDz的稳定电流Iz=3.7mA+13.3mA=20mA,其稳压特性也得到了改善。反馈绕组电压经过VD3和C6整流滤波后,产生12V的反馈电压,经过IC2给TOP234Y的控制端提供偏压。C5是旁路电容,它还与R5构成控制环路的补偿电路。二、多路输出的35W机顶盒开关电路 具有5路输出的35W机顶盒开关电源电路如图2所示。这5路电压分别为:Uo1(+30V,100mA),Uo2(+18V,550mA),Uo3(+5V,2.5A),Uo4(+3.3V,3A),Uo5(-5V,100mA)。其中,+5V和+3.3V作为主输出,其余各路均为辅输出。当交流输入电压u=220(1±0.15)V时,总输出功率达38.5W;若采用宽范围电压输入(u=85~265V AC),总输出功率就降成25W,可用作机顶盒(Set-top Box)、录像机(VCR)、摄录像机(CVCR)和DVD中的开关电源。该电源采用3片IC:TOP233Y(IC1),光耦合器LTV817A(IC2);可调式精密并联稳压器TL431C(IC3)。为减小高频变压器体积和增强磁场耦合程度,次级绕组采用了堆叠式绕法。由R4和C14构成的吸收回路可降低射频噪声对电视机等视频设备的干扰。必要时还可将开关频率选择端(F)改接控制端(C),选择半频方式,以进一步降低电视机对视频噪声的敏感程度。 R6,R7和R8为比例反馈电阻,使5V和3.3V电源按照一定的比例进行反馈,这两路输出的负载调整率均可达±5%。R9和C16构成TL431C的频率补偿网络。C17为软启动电容,取C17=22μF时可增加4ms的软启动时间,再加上本身已有10ms的软启动时间,总共为14ms。其余各路输出未加反馈,输出电压均由高频变压器的匝数比来确定。因-5V电源的输出功率很低,现通过电阻R2和稳压管VDz2进行电压调节。R9是+30V输出的假负载,它能降低该路的空载及轻载电压。鉴于5V,3.3V和18V电源的输出功率较大,三者都增加了后级LC滤波器(L3和C9,L4和C11,L2和C7),以减小输出纹波电压。 TOP233Y具有频率抖动特性,这对降低电磁干扰很有帮助。另外,再合理地选择安全电容C15和EMI滤波器(C6,L1)的元件值,就能使开关电源产生的电磁辐射达到CISPR22(FCCB)国际标准。将C15的一端接U1的正极,能把TOP233Y的共模干扰减至最小。须要指出,C15和C6都称作安全电容,区别只是C15接在高压与地之间,能滤除初、次级耦合电容产生的共模干扰,在IEC950国际标准中称之为“Y电容"。C6则接在交流电源进线端,专门滤波电网线之间的串模干扰,被称作“X电容”。 为承受可能从电网线窜入的雷击电压,在交流输入端还并联只标称电压U1mA=275V的压敏电阻器VSR。U1mA表示当压敏电阻器上通过1mA的直流电流时,元件两端的电压值。三、5V和3.3V输出的17W PC待机电源 能提供5V,2A和3.3V,2A两路主输出的PC机待机电源电路如图3所示。该电源还以最低成本增加了15V,30mA的辅输出。电路中使用一片TOP232Y型单片机开关电源,总输出功率为17.05W。直流输入电压的范围是200~375V。亦可选220/110V AC固定输入电压,只须接入整流滤波器,而无须加输入倍压器对110V AC进行倍压整流。该设计充分发挥了TOP232Y的软启动、欠压保护、严格的限流特性和开关频率高等优良特性,使得高频变压器可选EE19型磁芯。此外,由于TOP232Y增加了高压漏极端与低压端的间距,减小了引脚之间的漏电,因此电源能在较恶劣的环境下使用。C1为直流高压的高频退耦电容,当U1与待机电源距离很近时可省去C1。线路检测电路R1用于设定欠压值UUV。取R1=3.9MΩ时,UUV=IUV·R1=50μA×3.9MΩ=UI>195V DC时,才重新接通电源。 反馈绕组电压经过VD4和C6整流滤波后产生15V的反馈电压,一方面作为+15V输出(未与初级隔离),另一方面还经过光敏三极管给TOP232Y的控制端提供偏压。R4,R6和R7均为取样电阻,用来检测3.3V和5V输出电压的变化量。R2是LED的限TL431C提供偏流。C8为软启动电容,能消除刚接通电源时产生的电压过冲现象。空载时利用TOP232Y跳过周期的特性,可以满足PC机待机电源低功耗的指标。

    时间:2004-12-04 关键词: 单片机 开关电源 电源技术解析 应用 系列 topswitch-fx

  • 新型高性能锂电池充电器的设计方案

    摘要:新型高性能充电组合电路(充电器) 是由DS2770、 DS2720等芯片组合成设计而成,本文介绍该设计方案的功能和特点.     关键词:充电控制与保护     电量计量     1-Wire接口      Li+锂电池组 前言     Li+锂电池因具有体积小、重量轻与能量密度高等优势,所以在GSM/CDMA和数码相机、摄像机及PDA等高端便携式产品中被广泛应用.它们都需要在内建立一个高性能的锂离子电池充电器, 以保证Li+电池在使用中避免过充电、过放电等损害现象的发生,从而,随之带来的是要求锂电池充电器具有严格与完善的保护电路,才能真正实现各项安全保护特性。     为此,应用新型的DS2770和DS2720芯片可以设计一个具有充电控制、电源控制、电量计数、电池保护、计时和对电池组能识别等功能的高性能锂电池充电器组合方案.见图1所示.从而用它可替代目前市场上的现有的锂电池保护/充电控制电路---充电器。下面就该高性能锂电池充电器组合设计的功能与特点作一说明. 1 充电组合电路---充电器的组成     1.1 见图1所示.整个组合电路分别有DS2770是充电控制器/电量计、DS2720电池保护器、DS2415实时时钟(RTC)三个芯片组成. 它们均公用一个地(Vss或Gnd)、电源(Vdd)和通信线(DQ或DATA)。而所有的电容(从C1到C10)和电阻(从R1到R12)的作用是对干扰信号滤波及对ESD的保护.图1 新型高性能锂电池充电器设计方案图   该充电器的负载(即主设备)是通过PACK+和PACK-引脚获得电源,而充电器与主系统的数据通信是通过标准的l-Wire接口(标为DATA )进行. DS2720芯片的的PS引脚和主系统的开/关控制相连接, 且作充电器的使能输入(低电平有效). 图1中引脚Charge·source可连接到充电电源, 而充电电流能按照电池额定的充电条件加以限制,其充电电压最高至15V.    整个充电器在工作模式下消耗不足100μA的典型电流,而处于静止状态(即锂电池不处于充电状)时典型消耗电流不到20μA。     1.2 对DS2770芯片功能与特点作一介绍     DS277是一款集成了电池电量计量和锂离子或镍基电池充电控制器的新型芯片, 其框图见图2所示。它还包含一个可选择的25mΩ检测电组,用来实现充电电流测量。内置的测量电路能检测电压和温度值,作为充电终止的判据和安全充电环境的判据。所有测量结果保存在16字节的SRAM存储器中,它的40字节的EEPROM留给用户使用。与主系统所有信息交换都通过它的标准的l-Wire通信接口实现。该芯片为低功耗,工作状态耗电仅为80μA,静态消耗电流为0.5μA,    其引脚功能说明:     UV: 当电池电压检测为低值时的输出端,其低电平有效.     CC: 充电控制输出,其低电平有效.     Vch: 充电电压输入.     SnS: 电流捡测电阻连接端.     Vdd与Vss:芯片电源端     Vss: 地端     DATA:数据输入/输出端     LS1与LS2: 电流检测输入端.     Vin: 电池电压检测输入 2 关于充电组合电路的保护特性     见图1中部.应用外接的二只N沟道MOSFET保护管(IRF840)VP3与VP4和DS2720芯片来实现对单体Li+或锂聚合物电池安全保护. 即可以达到保护电池免受过量充电、过量消耗、过高放电电流以及过高温度损害等安全特性。DS2720具有细小电流充电功能,可恢复已深度放电的电池。用主系统软件还能够通过DS2720与DS2770芯片的DQ引脚检测到电池产生故障的原因并由主系统向用户汇报。     需要指出的是MOSFET 管被接在了充电组合电路的高端,位于充电电源和Li+电池正端之间,见图1所示. 为确保其数据在发生保护性故障或当充电组合电路处于休眠模式时不丢失,最好由Li+或锂聚合物电池直接给DS2770和DS2415供电。否则的话,当MOSFET被关掉时数据将丢失。该DS2720芯片为低功耗,工作状态耗电仅为12.5μA,静态消耗电流为1.5μA.    其DS2720其引脚功能:    PLS电池组的正端输入    PS: 系统(功率)开关捡测输入,低电平有效。    DQ: 数据输入/输出.    CP: 电量储存容量.    CC: 充电控制输入    DC: 放电控制输出. 3 关于充电与控制     DS2770的功能之一是利用简单的限流型电源给电池充电,.通过控制外部PNP晶体管(VP1(FMMT718型)和VP2(4403型),DS2770能以恒定电流给Li+或锂聚合物基的电池组进行充电,直到电压上升到工厂没定的4.1V或4.2V限值。然后,它以脉冲充电方式注满电池。     DS2770还提供了一 ·个辅助的充电终止控制,即当电池温度超过+50℃或超过用户设定的最大充电时间均能终止充电。要启动充电,只需接·个限流型电源(最高15V)到chargesource端即可。4 关于充电电量计数     DS2770也可用作一个高精度电量计。电流测量通过一个内部的25mΩ检测电阻实现(见图2所示),其最低分辨率为62.5μA,动态范围高达±2A的平均电流。     在GSM/CDMA应用中,DS2770可十分容易地跟踪放电电流,它内部的自动补偿功能可在芯片整个工作范围之内保持测量的精确度,并能对所累加的电流、电压和温度进行实时测量,再加上保存于DS2770内EEPROM的电池特性数据,使得主系统处理器能够精确计算出电量,同时仅消耗很少的系统资源。而且由于DS2770直接由电池驱动,电量计数信息在电池组被拿开或由于保护性故障电源失效时不会被丢失。 5 实时时钟RTC     DS2415为主系统提供了一个精度达2分钟/月的RTC。它需要一个32.768kHz/6pF的外部晶体连接到DS2415的Xl和X2引脚。由于DS2415直接由电池供电,这是种结构是其它充电器电路所没有的优势。而将DS2415时钟置于MOSFET管的内侧,可以为主系统提供 一个高精度保障的时钟,甚至当主系统电源失去时也可以保持正确的时间信息,免去了在主系统中增加超级电容或纽扣电池作为备用电源的麻烦。   DS2415引脚功能:   Vbat充电电压输入脚2.5v.-5.5v.   其它类似上述也标明. 6 电池组信息的保存    DS2770含有40字节的EEPROM留给用户访问,而DS2720又额外增加了8个字节。电池组制造商可以利用这些空间保存相关的电池组信息,例如电池化学类型,组装日期,用于电量计数的电池特有信息等,一旦写入EEPROM将永久锁定,甚至于当主系统电源丢失和ESD事件发生时仍能保证数据的完整性.此外,每个芯片具有一 个唯一 ·的64位序列码,以便于让主系统或充电器识别。 结束语  按此方案实施的高性能锂电池充电组合路--充电器其特点是操作简单、成本低廉、性能优异、安全可靠等。应该说具有较高的性能价格比。

    时间:2004-12-04 关键词: 方案 充电器 锂电池 新型 电源技术解析 设计 高性能

  • 基于混沌理论的微弱信号检测的DSP实现

    摘要:针对数字信号处理器(DSP)系统集成度高、速度快、功耗低、适合大量数据实时处理的特点,从应用的角度研究基于混少不了理论的微弱信号检测原理;深入讨论其应用于DSP的实用化,构建一个优化的TMS320C6203为核心的真实系统,实时实现基于混沌方法的微北信号检测。     关键词:DPS 混沌理论微弱信号检测 引言 在实际的数据采集和信号处理系统中,由于信号的幅值较小,测量时又受到信号端、传输器件及变换器件等本身存在的本底噪声的影响,表现出的总体效果是有用信号被大量的噪声和干扰所淹没。如何检测这种强噪声干扰情况下的微弱信号,是信号处理中的重要研究内容。许多科研工作者已提出了一些有效的处理方法,如基于高增益的宽带波束形成的微弱信号检测方法及微弱信号的相干检测法等,但都存在灵敏度不高或适应性不强的问题。混沌系统对小信号的敏感性及对噪声的强免疫力,使它在微弱信号检测中的应用潜力很大。    DSP以其高度的集成度,极快的处理速度,较低的功耗,能满足实时性的要求等在信号处理中占据了重要的地位。本文构建了一优化的DSP实验系统,把基于混沌理论的微弱信号检测真正应用于实际的系统中。实验表明,此系统能很好地实现微弱信号的检测及其特性的测量,具有较高的精度和广泛的应用前景。 1 基于混沌理论检测微弱信号的原理 改进Duffing方程的具体形式为: 其中fcos(wτ)为周期策动力,k为阻尼比,-x+x3为非线性恢复力。 理论研究表明,当k取某一固定值,f从0逐渐增加到临界值Fd时,系统状态从周期1内轨运动转变为混沌运动;进一步增加超过阈值Fc,系统以外加周期力的频率进行大尺度的周期振荡。取f=F0,F0稍大于Fc,当用小幅度的、与周期策动力频率相近的周期信号以及白噪声对改进的Duffing振子进行摄动时,系统将时而处于大尺度周期运动状态,时而处于混沌运动状态,从而出现阵发性混沌现象。通过观测混沌系统相轨迹变化,可知待检信号中是否含有周期信号,调节周期策动力的值改变系统的状态可以求得信号的由于上述原因值。在阵发性混沌历程中,当ω·Δω(Δω为相对频差)很小时系统对策动力的缓慢变化能够很好地响应,因此周期和混沌的出现是泾渭分明的。在微小频差的影响下,系统以周期T=2π/ω·ωΔ进行混沌运动。根据系统处于周期运动状态时速度等间隔地通过零点,而系统处于混沌状态时速度过零点的时间间隔不定,可通过比较速度过零点的时间间隔有无规律,判断系统是处于大尺度周期运动状态还是处于混沌状态。若从某一时刻tx开始速度值在某一容差δ范围内过零点的时间间隔基本相同,可以认为系统从tx开始进入大尺度周期运动状态,从而得到每个周期内系统进行大尺度周期运动状态的起始时刻。相减取平均,得阵发混沌运动的周期T,这样即可求得弱信号的频率值。2 系统设计 系统由A/D转换器、数据缓存单元(FIFO)、DSP和USP2.0接口电路以及相应的电源转换电路、Flash程序保存单元等组成,基本框图如图1所示。 基于实际信号采样时间的要求,为满足数据的处理时间、系统数据传输的需要,并考虑到芯片的价格、供货周期、应用情况等其它因素,系统中A/D、DSP、FIFO、USB分别选用TI公司的ADS5422、TMS320C6203B,IDT公司的IDT70V024以及Cypress公司的CY7C68013。 外界输入信号经A/D采样后,采集到的数据先保存在FIFO中,数据采集结束后DSP从FIFO中读取数据开始信号处理。信号处理的算法已编成程序保存在外部的Flash芯片上,供DSP上电读程序到其内部RAM单元,全速运行程序。信号处理后的数据通过USB2.0接口依次传送到主机方,把数据数值存储在PC机内,以便进行相应的数值分析,实时显示检测结果并绘制相应的图形,如显示有无信号。若有,进一步显示所检测到的微弱信号的幅值、频率等。 3 信号处理算法程序流程 基于混沌理论检测微弱信号的信号处理算法流程如图2(a)所示。大致分为三个功能模块,包括:判断有无角频率为ω的微弱信号,求微弱信号的幅值和信号的频率。求微弱信号的具体流程如图2(b)所示。    图2(b)中,输入为式(1)的解y,输出为微弱信号的频率。 4 信号处理程序算法的优化 按照CCS(Code composer Studio,代码设计套件)环境下支持的优化C的方法编程,实现任务的功能后,考虑到C编译器产生的代码不会使用到一些特殊、高效的DSP指令,而线性汇编则使用DSP的汇编指令。同时不必考虑指令的并进运行情况、指令的延时和寄存器的使用,对代码进行多方面的优化,包括:将能够并行执行的指令并行执行;处理软件流水线中的流水线等待问题;分配寄存器的使用;为指令分配功能单元等。因此,对于程序中耗时比较大的部分可以利用线性汇编语言进一步优化。采用C语言和汇编语言的混合编程,既保证程序的结构化和可读性,又保证应用的实时性,以满足系统对实时性和代码长度的要求。例如,对于应用改进的Euler方法求系统输出的前三点值的C代码(h,k,f,a为已知系统参数): void Euler(float *x,float *y){ int i; float t1,t2,t11,t22; for(i=0;i<3;i++){ t1=h*y[i]+x[i]; t11=h*((-k)*y[i]+x[i]-powf(x[i],3)+f*Xf[i]+a*s[i]+Zs[i]+y[i]; t2=h*t11+x[i]; t22=y[i]+h*((-k)*t11+t1-powf(t1,3)+f*Xf[i+1]+a*s[i+1]+Zs[i+1]); x[i+1]=(t1+t2)/2; y[i+1]=(t11+t22)/2; } } 相应的线性汇编程序见网站www.dpj.com.cn。 优化前,在CCS上测得的C程序段消耗时钟周期为39763个,而优化后的线性汇编所消耗时钟周期为3879个,效率显著提高。5 结果分析与结论 设定系统参数使PC显示系统相轨迹是临界状态,然后依次加入外界输入信号。 ①加入纯噪声信号。当只有白噪声Zs并入系统时,不论怎么调节Duffing阵子的参数ω,从时间图像上观测发现系统始终处于混沌状态,如图3所示。可见噪声虽然强烈,但是吸引子仍能将相点束缚在轨道内。说明混沌系统对噪声具有强免疫力。 ②加入混有噪声的待测周期信号。将信号y(t)=Asin(ω0t)+randn并入系统,A、ω0分别为待测信号由于幅值及角频率,取A=0.005, ω0=600.5rad/s,randn是均匀分布在(-1,1)之间的均值为0的白噪声。由于混沌系统对周期信号非常敏感,当ω以公比0.03增大到ω0附近,即ω=ω1=597.03rad/s和ω=ω2=614.94rad/s时,从时间图像上可以观测到有规律的阵发混沌现象,如图4所示。根据系统阵发混沌运动的周期T,可由ω±(2π/T)求微弱信号的角频率。求得微弱信号角频率为601.737rad/s,与实际值600.5rad/s相比,误差非常小,精度比较高。这证明了,运用此DSP系统可以较好地检测出微弱信号及其相关特性,具有广泛的应用前景。

    时间:2004-12-04 关键词: DSP 检测 信号 实现 电源技术解析 基于 理论 混沌 微弱

  • 基于DSP的纸币号码识别系统

    摘要:本文给出并实现了一种基于DSP的纸币号码识别系统。该系统通过视频解码器SAA7113将纸币号码图像转换成数字图像,并通过复杂可编程逻辑器件CPLD对SAA7113输出的数字图像进行开窗处理,以减小DSP的图像数据处理量和存储量。该系统的特点是在采用TI公司较廉价的54x系列DSP条件下,可以实现每秒25幅号码图象的视频采集速度,为实现具有纸币号码自动识别记录功能的点钞机奠定了基础。此外,该系统还提供了与PC机通信的异步串行接口。     关键字:视频解码器 DSP  CPLD 异步串口     1 引言     近年来,钱币、特别是纸币被抢劫事件不断发生,严重影响了社会治安,也使银行在经济上受到了严重的损失。如果被抢劫的钱币不能在市场上流通,将从一个方面抑制银行抢劫事件的发生。其中一种解决方案是记录每一捆纸币的号码,将被抢劫的纸币号码建立一个数据库。在货币流通市场提供一种纸币号码自动识别装置,比如说与点钞机结合,将货币号码识别数据与被抢劫号码数据库比较,一旦有相同号码出现,便可确认目前流通的钱币为被抢劫的钱币,从而限制其流通,同时也有利于抢劫案件的侦破。另外,由于纸币号码的唯一性,通过识别纸币上的号码,可以帮助识别假币。国外有一种验钞打号机,可以对典型的纸币,比如美元、英镑等进行自动识别和号码打印,这种装置的典型识别速度为1张/秒。不过还没有点钞机附带号码自动识别装置的文献报道。     近些年,国内也有一些单位研制开发纸币号码自动识别装置,例如南京航空航天大学开发了一种基于单片机的纸币号码识别系统[3],利用线阵CCD实现纸币图象的采集,利用单片机实现号码的定位与识别。其主要问题是难以提高号码的识别速度。哈尔滨工业大学开发了一种基于DSP的纸币号码识别系统[4],其识别速度为8张/秒,但该速度为在PC机上的仿真结果,实际样机没有实现。此外,该系统采用CIS(即接触式线型图象传感器)获得纸币图像信号,存在传感器磨损问题。     针对以上情况,本文给出一种基于DSP的纸币号码识别系统,利用面阵CCD摄象机采集纸币号码图象,即每秒采集25幅图象,而目前的点钞机点钞速度为每秒十几张左右,从而可以实现与点钞机的配合使用。该系统由以下几个部分组成:(1)利用Philip公司专业视频解码器SAA7113实现纸币号码图像的数字化;(2)利用TI公司的数字信号处理器TMS320VC5410实现数字纸币号码图像的采集和处理;(3)利用TI公司的异步串行接口芯片TL16C550完成整个系统与PC机之间的通信。     2 硬件设计原理     基于DSP的纸币号码识别系统的工作原理:从面阵CCD摄像头摄取的纸币模拟视频图像,经专业视频解码器转换为数字图像。数字视频信号经图像缓存FIFO存入DSP的数据空间,作为后续图像识别的数据来源。视频解码器同时分离出行场同步信号和象素时钟参考信号,作为图像缓存模块的控制信号。为了保存和记录号码,经识别后的纸币号码数据存储在快速闪烁存储器FLASH中,或根据需要通过异步串口传送给PC机。复杂可编程逻辑器件CPLD在整个系统中起到全局逻辑控制和对采集的纸币图像实现开窗处理的作用。系统的总体结构框图如图1所示。     3 图像采集模块     3.1视频解码芯片SAA7113在系统中的应用     SAA7113是一种高集成度并且支持隔行扫描、多种数据输出格式的视频解码器,内置的I2C界面提供了简单的对芯片内部电路的控制功能。对SAA7113的控制主要包括对输入模拟信号的预处理、色度和亮度的控制,输出数据格式及输出图象同步信号的选择控制等。     在整个系统中对图象的识别处理主要是针对灰度图像进行的,在SAA7113所提供的多种数据输出格式中,RAW格式在8位输出管脚上直接输出与象素时钟相对应的象素灰度值,此种数据格式与其它格式相比对灰度图像的采集将更直接。     SAA7113的输出RTS0和RTS1是多功能复用管脚,通过对子地址寄存器SA12写入不同的控制字,可将两输出管脚配置为行同步、帧同步、奇偶场同步等不同的信号。在本系统中将RTS0设置为行同步信号,RTS1设置为场同步信号,同时SAA7113还输出象素时钟的同步参考信号LLC。     通过I2C总线协议对SAA7113的各个控制寄存器进行设置,使其满足系统要求。由于DSP芯片是处理型的器件,它的控制能力比较弱,通用I/O口比较少,而单片机具有很好的控制功能,因此对SAA7113的初始化工作使用AT89C51单片机来完成。AT89C51单片机内部无硬件I2C总线接口,在此将单片机的P1.0口设置为串行数据线SDA,P1.1设置为串行时钟线SCL,通过软件模拟I2C总线,对视频解码器SAA7113进行初始化,其硬件原理如图2所示。     3.2使用CPLD实现对图像的开窗处理     利用象素时钟LLC2和行同步信号HS实现行截取的VHDL程序: process(LLC2,HS)variable temp: std_logic_vector(10 downto 0);begin  if(LLC2'event and LLC2='1')  then if(HS='1' )  then  temp:=temp+'1'; if(temp>80 and temp<241) then Href<='1';else  Href<='0';end if;   else Href<='0';end if;  end if;end process;     从SAA7113输出的数字视频图像为整幅图像,可是对识别有用的图像大小为40x200,为减少图像数据的存储量和处理量。通过调整CCD摄像头与点钞机之间的位置,利用视频解码器的行、场同步信号HS、VS和象素时钟参考信号LLC,使用VHDL语言,对感兴趣的图像区域进行开窗处理。具体做法为:在场信号VS为高的期间,对行信号HS进行计数, 使感兴趣的图像期间的场信号输出为高,在其它区域其场信号为低,这样得到新的场信号VREF。与场截取相类,利用行信号HS和象素时钟LLC2,得到新的行信号HREF。这样通过两个计数器实现了图像的开窗处理。本文给出了对图像进行开窗处理的框图,并给出了行截取的VHLD程序,对列的截取VHDL程序与行截取相类似。     3.3利用DSP实现图像的采集     SAA7113上电初始化之后将一直处于工作状态,其象素时钟参考信号LLC为27MHz,为象素时钟的二倍,即象素时钟为13.5MHz。这么快的时钟频率如果直接进行图像采集的话将出现数据丢失的现象。本文采用了先进先出阵列FIFO作为图像缓存,将图像数据先存入FIFO中,通过DSP读取FIFO中的图像数据,来完成图像的采集。CCD摄像头输出PAL制,场频为50Hz的视频信号,其行周期为64us,场周期为20ms。在本系统中图像大小为40x200,通过示波器可看到截取后的场周期为2.56ms,而DSP的读写周期为10ns,通过DSP的读写程序所需时间大约为3ms左右,与点钞机相连接,将有充足的时间实现图像的采集。     由于FIFO是没有片选的,对FIFO控制主要是对其读写信号有效的控制。FIFO写有效经CPLD图像截取后的行场同步信号以及象素时钟信号来控制。在FIFO写完一场图像数据之后,利用半满信号作为DSP的中断信号,通过中断服务子程序将图像数据存入DSP的数据空间作为识别处理的数据来源。对FIFO的读控制通过将其映射到DSP的I/O空间来实现,为了与其它器件进行区分使用地址线A15和A14参与译码。当FIFO的读信号为高时,数据总线为高阻状态,从而实现总线隔离。     4 DSP存储空间的设计     DSP芯片由于其改进的哈佛结构,处理速度快,特殊的DSP指令和快速地实现各种数字信号处理算法的特点,广泛地应用于各种图像处理系统中。在本系统选用TMS320VC5410作为中央处理器,该芯片的读写周期为10ns,具有丰富的片上资源[2]。     根据纸币号码图像大小和号码识别算法的要求,本系统在DSP外扩了一片64Kx16的RAM,其中0x0000—0x3fff的存储区映射到DSP的程序空间,0x8000—0xffff的存储区映射到DSP的数据空间。同时外扩了一片256Kx16的FLASH芯片SST39VF400A,根据DSP系统程序加载的特点,将FLASH地址为0x8000—0xffff的存储区在程序下载的过程中映射到DSP的数据空间,在程序加载的过程中映射到DSP的程序空间,其空间的区分通过DSP的通用I/O口XF来进行控制。FLASH的地址为0x0000—0x7fff和0x10000—0x1ffff和0x20000—0x2ffff的存储区映射到DSP的程序空间,作为识别的号码结果的记录存储而用。     5 利用TL16C550实现与PC机之间的通信     在图像采集调试及对号码的算法调试中,为了检验图像效果,需将图像在PC机中呈现出来。由于TMS320VC5410的串口是同步串行口,而与PC机通信却是异步串行收发,本文采用了异步串行收发器TL16C550来实现DSP与PC机之间的通信。TL16C550是TI公司生产的一种具有异步串行通信功能的大规模集成电路,通过对寄存器选择输入端A0、A1、A2的不同配置来实现对该器件的控制。     在本系统中将其映射到DSP的I/O空间0x8000的地址,将DSP的地址线A2、A1、A0与550的寄存器选择控制引脚A2、A1、A0相连,即通过对DSP的I/O空间地址为0x8000-0x8007的空间进行寄存器的访问。在TL16C550中接收和发送使用的是同一个中断信号INTRPT,对数据的接收和发送通过使能不同的中断,通过中断方式实现系统与PC机之间的通信。     6系统的软件设计     采用手工编写的汇编语言程序虽然具有执行速度快的优点,但用汇编语言编写程序特别是识别算法的程序将是比较费时费力的[4]。为了提高程序开发的效率,采用TMS320C54x的C语言进行软件开发[5]。整个系统的软件流程图如图6所示:     目前字符识别的算法很多,有背景特征点法,模板匹配法,结构特征分析判断法,神经网络识别算法等。结构特征分析判断法从字符的结构本身出发,检测号码的结构特征,具有快速分类的特点,根据系统速度的要求,本文对采集到的号码图像就采用了此种识别算法来完成纸币号码的识别。     7结束语     本系统通过使用TI公司的数字信号处理器实现纸币号码的采集,使用Altera公司的复杂可编程逻辑器件CPLD实现对图像的截取,图像采集效果非常好。该系统除有通用图像处理系统的功能外,特别适合动态图像的处理,具有极高的实时性。 参考文献:1. TMS320C54X DSP Reference Set, Volume 1:CPU and Peripherals,Texas Instruments, http://www.ti.com,19992. TMS320VC5410 Data book, Texas Instruments, http://www.ti.com,20003. 刘建业等,纸币号码读入识别系统的单片机实现,工业控制计算机,2002,15(1),69-714. 张庆峰,基于DSP的纸币号码识别系统的研究,哈尔滨工业大学硕士学位论文,20035. 刘益成等,TMS320C54X DSP应用程序设计与开发,北京航空航天大学出版社,20026. 张勇等,C/C++语言硬件程序设计,西安电子科技大学出版社,2003

    时间:2004-12-04 关键词: 系统 DSP 识别 电源技术解析 基于 号码 纸币

  • TMS320LF2407 DSP控制器的串行通信设计

        一 引言      TI公司的TMS320LF2407型DSP微控制器内嵌的异步串行口(SCI)支持CPU与其它使用标准格式的异步外设之间的数字通讯,通过RS-232接口可以方便地进行DSP之间或与PC机之间的异步通信。而串行外设接口(SPI)是一个高速同步串行输入/输出(I/O)端口,常用于DSP控制器和外部器件或其它控制器间的通讯。本设计正是通过TMS320LF2407所带有的SCI模块进行两台DSP的数据传输通信。同时还利用了DSP2407的SPI模块和I/O口作了显示以及键盘扩展电路,以便能实时监控数据的收发。此实例电路结构简单易懂,非常适合刚接触DSP的初学者使用,具有很好的参考价值。     二  硬件原理设计     此设计主要包含两大模块:一是DSP之间的串行通讯模块:二是DSP与显示器及键盘的串行显示接口模块。以下分别详细介绍每一模块的硬件原理及软件设计。     2.1  SPI外设显示接口模块:SPI是一个高速同步串行输入/输出端口,它允许一个具有可编程串行外设接口长度(1到16位)的串行位流,以可编程的位传送速率从设备移入或移出。本设计利用SPI口外接4片74LS164作为4位LED显示器的静态显示接口,把LF2407的SPISIMO引脚作为数据输出线,SPICLK引脚作为移位时钟脉冲。74LS164为TTL单向8位移位寄存器,可实现串行输入,并行输出。其中A,B(第1、2脚)为串行数据输入端,两个引脚按逻辑与运算规律输入信号,用同一个输入信号时可并接。CLK(第8脚)为时钟输入端,可连接到串行口的SPICLK端。     2.2  串行通讯接口(SCI)模块:     SCI模块的接收器和发送器是双缓冲的,每一个都有它单独的使能和中断标志位。两者可以单独工作,或者在全双工方式下同时工作。SCI使用奇偶校验,超时,帧出错监测确保数据的准确传输。SCI 的两个外部引脚SCITXD(数据发送端)和 SCIRXD(数据接收端)在不用来通讯时可作普通的I/O。SCI有一个16位的波特率选择寄存器,在40M的晶振下,可以设定从76bps~1875Kbps不同的波特率。图2是TMS320LF2407的串行通讯接口电路。该电路采用了符合RS-232标准的驱动芯片MAX232进行串行通讯。MAX232芯片功耗低,集成度高,+5V供电,具有两个接收和发送通道。由于TMS320LF2407采用 +3.3V供电,所以在MAX232 与TMS320LF2407之间必须加电平转换电路。本设计系统采用了一个二极管(1N4007)和三个电阻进行电平转换。整个接口电路简单,可靠性高。 图2   TMS320LF2407的串行通讯接口电路     三  系统软件及通讯协议设计     软件及通讯协议设计主要包括了DSP系统初始化,SPI初始化,SCI初始化,SCI发送接收数据,SPI显示数据五大部分。     3.1  DSP系统初始化     此部分程序设计主要是为了使DSP进入正常的工作状态。其主要的设计步骤如下图示。     3.2  SPI与SCI初始化     TMS320LF2407的SPI和SCI初始化包括以下几大部分:把相对应的I/O口配置成具有SPI,SCI的特殊功能;时钟模式的选定;波特率选择;发送接收数据长度选择;内部相对应的时钟使能。所有设置都是通过相对应的SPI,SCI控制寄存器实现的。具体步骤如下图示。     3.3  SCI发送接收数据及SPI显示:  通讯协议采用异步串行通讯方式,波特率为9600bps,数据包括8位数据位、无、奇偶校验位、1个低电平起始位和1个高电平停止位。采用地址位多处理器模式。通讯软件设计采用查询方式,即查询到相应标志位满足条件时,就发送一个数据并送往SPI模块显示。具体设计步骤如图5所示。     四  结束语     本应用实例已通过调试,若要实现DSP与PC机之间的通信,只需要在PC机上使用MSCOMM控件,使端口传输和接收数据,方便地为应用程序提供串行通信功能。通过实际运行表明,利用TMS320LF2407的SPI,SCI模块实现DSP之间或与PC机的通信,与传统的C51单片机相比,其电路简单,设置灵活,运行速度更快,性能可靠稳定。

    时间:2004-12-04 关键词: 通信 DSP 控制器 串行 电源技术解析 设计 tms320lf2407

  • TMS320LF2407 DSP控制器的串行通信设计

        一 引言      TI公司的TMS320LF2407型DSP微控制器内嵌的异步串行口(SCI)支持CPU与其它使用标准格式的异步外设之间的数字通讯,通过RS-232接口可以方便地进行DSP之间或与PC机之间的异步通信。而串行外设接口(SPI)是一个高速同步串行输入/输出(I/O)端口,常用于DSP控制器和外部器件或其它控制器间的通讯。本设计正是通过TMS320LF2407所带有的SCI模块进行两台DSP的数据传输通信。同时还利用了DSP2407的SPI模块和I/O口作了显示以及键盘扩展电路,以便能实时监控数据的收发。此实例电路结构简单易懂,非常适合刚接触DSP的初学者使用,具有很好的参考价值。     二  硬件原理设计     此设计主要包含两大模块:一是DSP之间的串行通讯模块:二是DSP与显示器及键盘的串行显示接口模块。以下分别详细介绍每一模块的硬件原理及软件设计。     2.1  SPI外设显示接口模块:SPI是一个高速同步串行输入/输出端口,它允许一个具有可编程串行外设接口长度(1到16位)的串行位流,以可编程的位传送速率从设备移入或移出。本设计利用SPI口外接4片74LS164作为4位LED显示器的静态显示接口,把LF2407的SPISIMO引脚作为数据输出线,SPICLK引脚作为移位时钟脉冲。74LS164为TTL单向8位移位寄存器,可实现串行输入,并行输出。其中A,B(第1、2脚)为串行数据输入端,两个引脚按逻辑与运算规律输入信号,用同一个输入信号时可并接。CLK(第8脚)为时钟输入端,可连接到串行口的SPICLK端。     2.2  串行通讯接口(SCI)模块:     SCI模块的接收器和发送器是双缓冲的,每一个都有它单独的使能和中断标志位。两者可以单独工作,或者在全双工方式下同时工作。SCI使用奇偶校验,超时,帧出错监测确保数据的准确传输。SCI 的两个外部引脚SCITXD(数据发送端)和 SCIRXD(数据接收端)在不用来通讯时可作普通的I/O。SCI有一个16位的波特率选择寄存器,在40M的晶振下,可以设定从76bps~1875Kbps不同的波特率。图2是TMS320LF2407的串行通讯接口电路。该电路采用了符合RS-232标准的驱动芯片MAX232进行串行通讯。MAX232芯片功耗低,集成度高,+5V供电,具有两个接收和发送通道。由于TMS320LF2407采用 +3.3V供电,所以在MAX232 与TMS320LF2407之间必须加电平转换电路。本设计系统采用了一个二极管(1N4007)和三个电阻进行电平转换。整个接口电路简单,可靠性高。 图2   TMS320LF2407的串行通讯接口电路     三  系统软件及通讯协议设计     软件及通讯协议设计主要包括了DSP系统初始化,SPI初始化,SCI初始化,SCI发送接收数据,SPI显示数据五大部分。     3.1  DSP系统初始化     此部分程序设计主要是为了使DSP进入正常的工作状态。其主要的设计步骤如下图示。     3.2  SPI与SCI初始化     TMS320LF2407的SPI和SCI初始化包括以下几大部分:把相对应的I/O口配置成具有SPI,SCI的特殊功能;时钟模式的选定;波特率选择;发送接收数据长度选择;内部相对应的时钟使能。所有设置都是通过相对应的SPI,SCI控制寄存器实现的。具体步骤如下图示。     3.3  SCI发送接收数据及SPI显示:  通讯协议采用异步串行通讯方式,波特率为9600bps,数据包括8位数据位、无、奇偶校验位、1个低电平起始位和1个高电平停止位。采用地址位多处理器模式。通讯软件设计采用查询方式,即查询到相应标志位满足条件时,就发送一个数据并送往SPI模块显示。具体设计步骤如图5所示。     四  结束语     本应用实例已通过调试,若要实现DSP与PC机之间的通信,只需要在PC机上使用MSCOMM控件,使端口传输和接收数据,方便地为应用程序提供串行通信功能。通过实际运行表明,利用TMS320LF2407的SPI,SCI模块实现DSP之间或与PC机的通信,与传统的C51单片机相比,其电路简单,设置灵活,运行速度更快,性能可靠稳定。

    时间:2004-12-04 关键词: 通信 DSP 控制器 串行 电源技术解析 设计 tms320lf2407

  • 双核DSP片TMS320VC5421的并行引导方案

      摘要:介绍了利用双核DSP芯片TMS320VC5421的片内Bootloader程序实现并行引导的设计方案,给出了其软件及硬件的具体实现方法。     关键词:TMS320VC5421;Bootloader;并行引导;Boot表;FLASH;CPLD 1 引言 TMS320VC5421?1、2?(以下简称VC5421)是TI公司推出的一款双核定点DSP芯片,它拥有两个DSP子系统,每个子系统都有一个DSP核,并且均有独立的数据和程序存储空间,可以进行两核之间的通信,并且两个子系统共享一套片外总线。此外,每个子系统各自拥有2k 16bit字的片内ROM,并存储有Bootloader程序。当DSP芯片上电或复位时,两个DSP核可分别启动自身独立的Bootloader程序,以实现用户程序的上电自举。 双核DSP自启动和单核DSP自启动的实现方法有较大的差别,这一点在DSP系统设计中需要特别注意。本文对双核DSP芯片VC5421的引导模式进行了深入的分析和研究,给出了使用16位并行引导模式进行双核DSP引导的实现方案。 2 TMS320VC5421的Boot模式 VC5421可提供16位并行引导、8位并行引导和串行EEPROM引导等三种Boot模式来实现用户程序的上电自举。 其中16位并行引导模式是通过片外存储器接口(EMIF)以DMA方式将代码从16-bit字宽的片外数据存储器搬移到片内程序存储空间; 8位并行引导模式则是通过片外存储器接口(EMIF)以DMA方式将代码从8-bit字宽的片外数据存储器搬移到片内的程序存储空间; 而串行EEPROM引导模式主要是通过多通道缓冲串口2(McBSP 2)从主设备中搬移代码并实现上电自举。 和54系列中其它芯片不同的是,VC5421片内ROM中的Bootloader程序并不支持HPI、并行I/O和标准串口模式的自启动方式。在其所支持的三种boot模式中,16位并行引导模式是最常用的。本文对这种模式进行了深入分析,给出了使用该模式进行双核DSP程序引导的方案,并通过实验验证了该方案的正确性。    2.1 并行引导模式的选择 VC5421的两个DSP核在DSP芯片上电或复位时,到底以哪种模式实现上电自举,主要由两个核的公共引脚XIO和各自的GPIO0/ROMEN、GPIO1引脚决定。当XIO为0(低电平)时,将不从ROM引导,也就是说,将不使用VC5421片内ROM中的Bootloader程序实现上电引导,而是用HPI模式实现上电自举;当XIO为1(高电平),GPIO0/ROMEN为0时,将使用片外存储器中用户自己编写的Bootloader程序实现上电自举;当XIO为1? GPIO/ROMEN为1? GPIO1为0或1时,将分别使用并行或者串行引导模式实现上电自举。因此,在实施相应的上电自举前,必须将引脚状态设置正确,以保证Bootloader程序按预定的模式执行。Bootloader模式的选择流程见图1。 当Bootloader程序检测到并行引导模式时,程序将以DMA方式从片外数据存储区的0000h单元取出模式选择字(BSW)来进一步决定是8位还是16位的并行引导模式。10AAh意味着选择了16位并行引导模式,而如果选择8位并行引导模式,取出的两个字节将是08h和AAh。之后,程序将按照Boot表进行加载。图2是并行引导模式的选择流程。 2.2 16位并行引导模式的Boot表 Bootloader程序要搬移的代码必须组织成一定的格式,这就是Boot表。16位并行引导模式的Boot表如表1所列。表1 16位并行导模式Boot表 DMA外部数据存储地址 数 据 内 容 含    义 0000h 10AAh 16位并行引导标志 0001h 7FFFh SWWSR 0002h F000h BSCR 0003h 0000h 程序入门XPC 0004h 5000h 程序入口地址 0005h 002Ch 代码长度 0006h 0000h 目的XPC 0007h 5000h 目的地址 0008h 7761h 程序代码 …… …… 程序代码 …… …… 程序代码 0034h 0000h Boot表结束 此外,需要注意的是,由于在多数程序中都有跳转指令或循环指令,所以,Boot表中的程序入口地址必须和程序的cmd文件中分配的地址保持一致,也就是说,当在CCS中进行调试时,如果程序Load到5000h,Boot表中的程序入口地址就应该是5000h。 2.3 Boot表的生成 Boot表可由hex500格式转换工具生成,也可以自己编写一个文件格式转换程序来把.out文件转换成所需的文件格式。本设计通过编写一个C++程序来将.out文件转换成.hex文件,然后再在文件的开始处增加相应的标志位和寄存器设置字,从而形成完整的Boot表。3 VC5421片外总线冲突的解决方案 由于VC5421是双核DSP,每个核有各自的存储空间和Bootloader程序,但两核共享一套片外总线和一个XIO引脚。这样,当两核的复位引脚A_RS和B_RS同时收到复位低电平信号时,将同时申请片外总线的控制权。这就造成了申请片外总线的冲突。而且Bootloader程序总是检查该核有没有片外总线的控制权,如果没有,将循环检查直到取得片外总线的控制权。为了避免这种情况的发生,应该以合理的顺序给两个核上电。 由于VC5421中A核带有用来控制时钟频率的锁相环电路,所以应该先对A核进行复位,再启动A核,然后利用A核的用户程序来控制B核的复位,以实现两个核的启动。 根据系统需要,本设计使用Altera公司的CPLD芯片来产生各种控制信号。其电路连接示意图如图3所示。A核的复位信号A_RS由CPLD芯片直接给出,并在系统上电或复位的同时对A核进行复位。而B核的复位信号B_RS则通过CPLD映射到DSP的I/O空间0000h地址单元的第6位:B核复位控制位(在系统复位后值为0)如图4所示。在A核启动后,通过用户程序写B_RS位可为B核提供复位信号。4 VC5421的并行引导自启动操作 4.1 用户程序的搬移 两个DSP核要完成各自的功能,执行的用户程序是不尽相同的,而且A核的用户程序还要控制B核的复位,因此两个DSP核的Boot表内容是不同的。由DMA方式内部存储器图可知,程序空间的第0页和第1页属于A核,第2页和第3页属于B核。因此,需要注意的是,当Bootloader程序搬移用户程序时,A核的用户程序要被搬移到内部程序空间的第0页上,而B核的用户程序则要被搬移到第2页上。于是B核Boot表中的程序入口XPC和目的XPC应被设置成0002h。 4.2 Boot表的放置 本系统用4Mbit(256k×16)FLASH器件SST39VF400A作为片外数据存储器。页选信号由DSP通过CPLD给出,并且映射到DSP中I/O空间的0000h地址单元的低5位(系统复位后5位均为0,即第0页)。如图4所示。另外,此地址单元的第5位(CFG位)是控制FLASH映射的配置位。当CFG为0时,FLASH被映射到DMA片外数据空间的0000h,此时,Bootloader程序可以以DMA方式从FLASH中搬移数据并进行自启动;当CFG为1时,FLASH被映射到CPU片外数据空间的8000h,在这种情况下,可以通过程序向FLASH中烧写数据。因此,这一位在系统上电或复位后将被设置成0,以使A核能够顺利启动。 由于两个DSP核的Boot表内容不同,故应视Boot表的大小,将两个Boot表放到FLASH的不同页上,以便对两个核分别实行引导。本设计将A核的Boot表放到第0页,将B核的Boot表放到第1页。图5    4.3 外总线控制权的释放 如图5所示,在GPIO控制寄存器(地址3Ch)中,XIO_GRANT位为1代表相应的DSP核取得了片外总线的控制权;而在还没有取得控制权(XIO_GRANT位为0)但在申请片外总线的控制权时,相应的XIO_REQ位应置为1;CORE_SEL位用于表示程序在哪个核上运行,当在CPU A上运行时,读A核的GPIO控制寄存器的CORE_SEL位将返回到“0”,而当同一个程序在CPU B上运行时,读B核的GPIO控制寄存器的CORE_SEL位将返回到“1”。有关GPIO控制寄存器的其它相关位,设计时可查阅有关的参考文献?1?。 4.4 FLASH的烧写 笔者根据SST39VF400A的资料编写了一个DSP程序,该程序可同时将A核的Boot表烧写到FLASH的第0页,而将B核的Boot表烧写到第1页。 在系统上电或复位后,A核首先运行它的Boot-loader程序(此时FLASH的第0页映射到DMA片外数据空间的0000h地址单元),A核启动后执行用户程序。用户程序首先将页选设置成第1页,这样,FLASH的第一页将被映射到DMA片外数据空间的0000h;然后,A核释放片外总线控制权,并给B核发出复位信号,此时由于只有B核复位,且A核已释放片外总线的控制权,因此,B核将申请到片外总线控制权,同时执行Bootloader程序的启动以完成整个DSP引导。完整的启动过程流程图如图6所示,下面是A核的启动测试程序代码: ·mmregs ·titlc ″testLEDA″ ·global begin ·text ?............. begin? stm #0x000,0x0061 ;设置页选信号 portw ox0061,00h call wait andm #0xffcf,3ch ;释放片外总线 call wait ; 控制权 stm #0x0041?0x0061 ;给B核复位信号 portw 0x0061,00h call wait stm #0x0001,0x0061 portw 0x0061,00h flash: rsbs 1,xf ;发光二极管亮 call wait ssbx 1,xf ;发光二极管灭 call wait b flash ;----Subroutine to wait for some time---- wait: stm #80,ar6 loop0: stm #30000,ar7- loop1: nop banz loop1,*ar7- banz loop0,*ar6- ret 5 实验验证 本设计中,在DSP的A_XF和B_XF脚上连接两个发光二极管,同时使被加载的用户程序通过循环来设置/清除这两个引脚以使两个发光二极管以不同的频率闪烁,以此来验证用户程序是否成功加载。系统上电后,两个发光二极管先后以不同的频率开始闪烁,说明DSP的A核、B核均成功地实现了上电自举。

    时间:2004-12-04 关键词: 方案 DSP 并行 双核 电源技术解析 引导 tms320vc5421

  • 基于TMS320F206的电网数据处理板设计

     摘要:介绍了基于DSP芯片TMS320F206的电网采样处理板的软、硬件设计方法,对硬件各模块电路的工作原理作了重点的讨论,同时给出了该电网数据处理板的主程序和中断处理程序流程图。     关键词:TMS320F206;MAX125;16C552 1 引言 随着电力系统新型负荷及非线性负荷的大量增加,电力系统的电压和电流波形会发生严重畸变,从而给电力系统带来很大的“电网污染”。特别是用户内部短路以及开关操作、变压器或电容器组投切时的短时中断均会引起暂态、瞬时过电压以及电压凹陷、凸起或短时供电中断等电能质量扰动问题。同时电网系统中的谐波成份也越来越复杂,严重的电力“污染”对某些行业(如医院的精密仪器、微计算机系统以及智能电子、工业过程控制中的微处理器等)构成了巨大的威胁,甚至造成“瀑布”式的连锁反映,从而引发电网崩溃的事件。所以,电力系统中电网数据的精确采集、故障判断、数据处理已成为电网正确运行的焦点。    现有的电网质量分析板受器件和分析方法的限制,大多对系统中的暂态、短时扰动信息难以快速、准确地捕捉。随着高速数字信号处理?DSP?技术的发展及其制造成本的降低,DSP技术在电力系统的各个研究领域得到了广泛的应用。表1是DSP方式与传统芯片处理方式的能力对比,从中可以看出DSP用作处理器的优势。表1 DSP与传统芯片处理能力对比表 CPU系统 采样通道数 DFT计算时间 采样时间/(μs) 采样结果精度(%) TMS320F206晶振:10MHz 40 整型30点28μs 24 0.2 80C196晶振:12MHz 16 整型12点1500μs 160 0.5 80C51晶振:12MHz 8 整型12点1500μs 60 0.5 2 基于TMS320F206的硬件设计 基于DSP处理板的主体设计思想是采用DSP芯片TMS320F206构成数字处理系统,并以下位机为主体实现实时采样、数据处理、分析和短时储存,然后与上位机进行数据通讯,以及利用远程计算机进行展示和数据库存储管理等。具体操作如下: (1)用处理板测量并计算三相电流、电压的有效值、有功功率、无功功率以及功率因数;对40Hz~2MHz频率输入信号进行测频采样; (2)对数据进行处理,分析查错,给出报警类别,并给出开关量输出信号以便进行开合闸操作;图2    (3)对电压、电流的l~63次谐波进行分析,给出幅度、相位以及三相电压、电流的总畸变率; (4)通过16C552芯片UART扩展2个RS-232和一个RS-485接口以便与上位机进行数据交换,同时扩展一并行口以与打印机相连; (5)用看门狗进行刷新、复位并实时检测系统; 该处理板的主控芯片选用定点DSP芯片TMS320F206。系统的硬件功能框图如图1所示。 该电网采样数据处理板的功能是在数字信号处理芯片TMS320F206的控制下完成的。数据采样模块采用的3片高速14位A/D芯片MAX125在工作时外接与16C552公用的16MHz时钟,因其并行接口数据访问和总线释放的时间特性与DSP的特性兼容,因此,其转换结果可由DSP不加等待状态而直接读取。3片MAX125在此用12路进行同步采样?不用的通道为防干扰应接地。电压、电流等模拟量通过变压器转换成-5V~+5V的电压,并在滤波后接入MAX125,转换开始信号由DSP的引脚TOUT提供给3片MAX125的CONVST引脚,并在上升沿启动采样,片内的时序发生器可控制指定的通道以使其按顺序进行转换,并将结果存储在片内14Bit×4的RAM中,转换结束后,每片MAX125的INT引脚变低?3片通过CPLD或门输出给DSP。读取结果时,执行连续读操作,第一次读到的是第一通道的数据,第二次读的是第二通道的数据,依此类推。 16C552是TI?TLl6C552?、EXAR?ST16C552? 、VLSI?VL16C552?等公司生产的异步通信芯片。在采样处理板中?16C552可作为RS232、RS485串口和打印机并口的扩展芯片,并通过MAX232驱动芯片来和MAX1486驱动芯片与上位机进行通讯。图2为UART扩展的电路图。图4    由于TMS320F206仅有一个同步通讯口,因而设计中采用DSP的UART扩展。同时由于输入输出接口的资源有限,故采用了CPLD扩展。图2中将DSP及电源、地、光电耦合器等做了简化,有兴趣的读者可以查询相关资料。本系统中16C552的串口和并口都工作在中断工作方式,16C552的CLK端外接15.9744MHz晶振时,可通过设置除数寄存器的高、低位DLM、DLL来确定通讯的波特率。 在硬件电路设计中,l6C552的片内寄存器选择线A0~A2以及读写信号均由DSP直接控制。串、并行通道的片选线CSA、CSB和CSP则由CPLD直接控制,可根据需要选择串行通信方式还是并行通信方式。为防止干扰,系统加入了光电隔离器,由于RS232电平与CMOS电平不同,因此RS232驱动器与CMOS电平连接时必须经过电平转换,MAX232就是完成这一功能的。另外,用MAXl486来实现与RS485的通讯,该驱动芯片的OE、H/F可决定电路是工作在半双工还是全双工状态,并可由CPLD来控制选择。l6C552的并口可直接连接到PC机的并口上而无须电平转换。通讯时,通过中断INT1~INT3可向CPLD逻辑块发生申请,并由DSP响应。    为了便于调试和实现程序加载、设置软件断点等功能,系统扩展了32k的快速SRAM来将程序、参数放入其中,调试成功后,可将待固化程序通过仿真器烧入TMS320F206的第一块16k字的Flash中,第二块用于固化放置重要参数。为了调试方便和有效利用资源,程序、数据片选应采用图3所示的连接方式,调试时程序选用前16k(8000H~BFFFH)的SRAM,后16k(C000H~FFFFFH)用于存放数据参数。 该系统能测量40Hz~2MH的信号频率。测量工频时,电网信号经变压器降压后,再经过滤波器和比较器送给CPLD进行计数测量。8MHz(CLK)晶振脉冲输入可以使用单独的有源晶振,也可以用CPLD对已有的16MHz晶振分频得到。 选用完成系统电源监控的看门狗复位芯片MAX1232,可设置为自动刷新和手动复位结合方式。当电压检测器监控到Vcc低于所选择的容限时,系统将输出并保持复位电平;以使DSP能在一定时间内触发ST端来刷新看门狗。如果ST在250ms间隔内未触发,MAX1232自动发出信号来复位系统。3 基于TMS320F206的软件流程 该数据采集处理板通过TMS320F206内部定时器中断来启动A/D转换,中断周期被设置为每周波采样64点,即约312.5ns触发一次中断。MAX125的12路A/D转换完成后,电路将触发中断信号INT0给DSP。实时数据由DSP通过连续读脉冲将数据存到内、外部扩展RAM或通过通讯扩展芯片传给上位机。当数据采样达到64个点后,开始执行FFT单元。通常将FFT算法程序块存到DSP内部存储单元B0中,该单元是一个64点同址基2 时间抽取的FFT模块。通过DSP算法可实现对各项电能质量指标及其它电参数的计算与分析,同时进行数据处理(包括谐波分析和不平衡度分析),也就是在采样点采样后实时检测信号的峰值、有效值等信息,以判断过压、欠压、振荡等电能质量问题。最后将实时波形或分析谱结果传送到PC上位机或其它网络上。系统的每个采样周期的时间分配见图4 所示。其软件主程序和中断处理程序流程图分别见图5、图6 所示。4 结束语 我国对电网质量研究起步较晚,目前使用的电网质量检测设备与发达国家还有一定距离,因此,电网污染问题仍然有待于进一步解决,传统的采样装置有待于进一步优化提高,本文设计的电力采样处理板采用DSP芯片构成数字处理系统,以下位机为主体实现实时采样、数据处理、分析和短时储存,同时与上位机进行数据通讯并利用远程计算机展示和存储管理数据库。实验证明:利用该设备可提高系统的运算速度和精度?而且性价比很高。

    时间:2004-12-04 关键词: 电网 电源技术解析 基于 设计 数据处理 tms320f206

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