• LinkSwitch系列恒压/恒流式单片开关电源的应用

        摘要:由恒压/恒流式开关电源被广泛用于电池充电器中。但传统的电路设计需要使用许多元器件,不仅电路复杂,而且性能较差。介绍了一种专用的LinkSwitch系列恒压/恒流式单片开关电源,具有性能先进、电路简单、成本低廉等优点,适合构成4W以下的各种电池充电器或电源适配器。     关键词:恒压/恒流;单片开关电源;充电器;输出特性;电路设计 引言 恒压/恒流(CV/CC)式开关电源是最常用的一种特种电源。2002年9月,PI公司率先推出了LinkSwitch系列(包含LNK500、LNK501)高效率恒压/恒流式三端单片开关电源芯片,它是世界上第一个专门为取代4W以下小功率线性稳压电源而研制的高集成度、低成本、高压功率转换芯片。2004年3月,该公司又研制出LNK520型恒压或恒压/恒流式三端单片开关电源。由LinkSwitch构成的恒压/恒流式开关电源,价格堪与线性电源相媲美。它比传统的线性电源体积小,重量轻,特别适合于低成本电池充电器。这种开关电源可在恒压、恒流两种工作模式下自动转换,比用TOPSwitch-Ⅱ构成的恒压/恒流式特种开关电源大约可节省20个元器件。当额定输出功率为3W时,LinkSwitch允许采用EE13型磁芯,以进一步减小开关电源的体积。 LinkSwitch系列单片开关电源可替代线性电源,广泛用于各种个人电子设备(手机、无绳电话、掌上电脑、数码相机、MP3播放器、电动剃须刀等)的电池充电器或电源适配器,也可以应用在电视机等家用电器的待机电源及各种辅助电源中。 1 LinkSwitch系列单片开关电源的性能特点 1)LinkSwitch系列产品采用PI公司的EcoSmart?技术,将700V功率MOSFET、PWM控制器、高压启动、电流限制和过热保护等电路集成在一个芯片中。该芯片只有3个引脚,对LNK500、LNK501而言,仅须配14个外围元器件,即可构成具有恒压/恒流(CV/CC)输出特性的特种开关电源。用做电源适配器时,LinkSwitch工作在恒压区,可为负载提供稳定的电压,此时恒流区用来提供过载保护及短路时的自动重启动保护。做电池充电器时,LinkSwitch工作在恒流区,充电完毕自动转入恒压区;若在充电过程中因负载短路而使输出电压降至2V以下,则进入自动重启动阶段。与线性稳压电源相比,其功耗可降低70%。 2)LNK500、LNK501在宽范围输入(交流85~265V)时的最大输出功率为3W,交流230V固定输入时的最大输出功率为4W。通常将LinkSwitch设计在不连续模式下工作。利用光耦反馈技术可提高恒压输出的精度和稳定度,而利用外部稳压管进行二次稳压能改善恒流特性。图1    3)该器件采用新颖的初级恒压、恒流控制方案,包括初级钳位、反馈、内部供电和回路补偿等电路,极大地简化了外围电路的设计。LNK500/501不需要辅助绕组及外部恒压/恒流控制电路,完全由初级感应电压UOR来控制恒压/恒流输出。 4)具有完善的保护功能,包括过热保护,过电流保护,输出短路情况下的过载保护,开路故障保护和软启动功能。 5)功率MOSFET的漏极击穿电压为700V,极限电流固定为254mA,漏-源通态电阻为28Ω(典型值),最大占空比为77%。自动重启动频率为300Hz。过热保护温度为+135℃,当温度降至+70℃时芯片才恢复正常工作。 2 LinkSwitch系列单片开关电源的典型应用 由LNK501构成恒压/恒流式电池充电器的电路如图1所示。该电池充电器的主要技术指标如下:恒压区的额定输出电压Uo=+5.5V,恒流区的输出电流IOM=500mA,最大输出功率POM=2.75W;当交流输入电压u=85~265V时,电源效率η≥72%;当交流输入电压u=230V或115V时,空载功耗分别为260mW或200mW。 RF(FusibleResistor)采用10Ω、1W的熔断电阻器,当输入端发生短路故障时能起到过流保护作用。BR为1A、600V的整流桥,亦可用4只1N4005型硅整流管来代替。C1、L和C2构成π型滤波器。LNK501的开关频率为42kHz,允许使用简单的EMI滤波器滤除电磁干扰,而且一般不需要初级返回端与次级返回端之间并联一只安全电容(亦称Y电容)。 由1A、600V的硅二极管VD1(1N4937)和0.1μF电容器C4组成钳位保护电路,用来吸收由高频变压器漏感产生的尖峰电压。初级绕组的感应电压值(UOR)亦称次级反射电压,它与输出电压UO之间存在下述关系式:UOR=n(UO+UF1)(式中n为初级与次级的匝数比,UF1为次级整流管的压降)。这表明UOR能反映输出电压的高低。因此,利用取样电容C4所获得的反馈电压同样能反映出UO的变化情况。电阻R1的作用就是将C4上的反馈电压转换成反馈电流(即控制端电流IC),进而去调节LNK501的输出占空比,实现稳压目的。利用R2可降低开关噪声。根据实际需要还可在初、次级返回端之间并联一只1000~2200pF、耐压值为1.5kV的安全电容C6,进一步抑制电磁干扰,具体接线方法如图1中虚线所示。 在恒压区域内,输出电压受占空比控制。当IC>2mA时,进入恒压区,输出电压及占空比同时降低;在IC=2.3mA时,进行过电流保护,使占空比降至30%。若UO降到2V以下,则C3放电,使LNK501进入自动重启动阶段,迅速将输出电流限制在50mA以下。若实际输出功率超过POM,则UO↓→UOR↓→IC↓,从而限制了漏极电流ID的进一步增大。若因输出端发生短路故障而导致输出功率继续增大,则IC下降到0.9mA,迫使控制端电容Cc放电,LNK501就进入自动重启动阶段。上述自动保护功能提高了电池充电器在工作时的安全性。在空载或轻载的情况下,芯片的功耗随开关频率的降低而降低。 该恒压/恒流式电池充电器的输出特性如图2所示。图2中的实线代表极限值。次级整流管VD2采用11DQ06型1A/60V肖特基二极管,亦可用MBR160代替。3 电路设计要点 3.1 最大输出功率 LinkSwitch在交流85~265V宽范围输入、交流230V固定输入时的最大连续输出功率(POM)分别为3W、4W。为达到最大连续输出功率,设计电路时应注意以下事项。 1)设计的直流输入电压最小值UImin≥90V。当交流输入电压u=85~265V时,输入滤波电容的容量可按3μF/W的比例系数来选取。对于交流230V或115V固定输入电压,可按1μF/W的比例系数来选取。 2)LinkSwitch是专门设计在不连续模式下工 作的,此时初级绕组感应电压UOR的范围是40~60V。若设计成连续模式,会导致环路工作不稳定。 3)次级整流管应采用肖特基二极管。图1中的VD2就采用1A/60V的肖特基二极管。 4)预先可假定电源效率η=70%。 5)源极引脚必须与印制板上的覆铜箔接触良好,以保证将热量及时散发出去,使芯片温度不超过+100℃。 除了受温度条件、通风状况、封装形式、电源结构等因素的影响之外,在给定条件下LinkSwitch的最大输出功率还与高频变压器磁芯的大小、导磁率、初级电感容量、最小输入电压、输入滤波电容的容量、输出电压、整流管压降等参数有关,这会造成实际的POM值与设计值不相等。 3.2 高频变压器 在非连续模式下,当功率MOSFET关断时,已存储在高频变压器中的能量就转换为次级输出。若不考虑次级损耗的情况下,则高频变压器的最大转换功率为 式中:LP为初级电感量; I2LIMITf为系数,它代表初级极限电流的平方与开关频率的乘积,其典型值为I2LIMITf= PM所对应的控制端电流用IDCT来表示,IDCT可用来设定LinkSwitch电源的最大输出功率点POM。 当开关电源从恒流区开始工作时,初级电感量(LP)对峰值输出功率(POPK)起决定作用,该参数应加以控制。若估计的POPK值允许有±20%的变化量,则LP值允许偏差±10%,磁芯的气隙δ≥0.08mm。 若采用EE13型磁芯,取δ=0.08mm,LP允许有±10%的偏差,初级感应电压UOR=40~60V,则LinkSwitch的最大输出功率可达2.7W。选择尺寸较大的磁芯能提升感应电压UOR,进而提高输出功率。例如,选择EE16型磁芯时,最大输出功率为3W。如不考虑空载时的功率损耗,还可采用EE19型磁芯,在交流230V输入时,UOR>70V,将输出功率提高到5W。UOR还影响恒流输出特性曲线的线性度。在完成设计前应检查恒流输出特性。    3.3 影响输出特性的因素 LinkSwitch输出特性的余量由LinkSwitch的余量以及外部电路来决定。采用如图1所示电路时,最大输出功率为2.75W,输出电压的变化量为±10%,输出电流的变化量为±20%。影响输出特性的因素主要有初级漏感、次级整流管的压降和输出引线上的电阻。例如,当初级漏感达到50μH时将导致空载时的输出电压大约上升30%。如果增加光耦反馈电路并利用外部稳压管进行二次稳压,那么整个负载范围内的输出电压变化量可降低到±5%。 3.4 关键元器件的选择 下面以图1为例,介绍选择外围关键元器件的原则。 1)钳位二极管VD1应选择耐压为600V甚至更高的快恢复或超快恢复二极管,不能用普通的低速二极管。 2)钳位电容C4可采用0.1μF、100V的金属膜或塑料薄膜电容,容量误差在±5%、±10%或±20%均可,但不推荐使用陶瓷电容,因为该种电容受温度和电压变化的影响较大、容易引起输出电压的波动。 3)控制端电容C3可为LinkSwitch的上电过程或自动重启动阶段提供控制电压。设计电池充电器时,C3应选择0.22μF、10V的电容器,以保证有足够的时间去启动电路。 4)选择反馈电阻R1的原则是在最大输出功率时能使2.3mA的反馈电流流入控制端。R1的准确值还要看所设计的UOR值。适当增大R1值可改变电池充电器的输出特性,如图3所示。 图3中的虚线框代表典型的输出特性曲线,实线框表示增大R1值以后的实际工作区,虚线箭头分别表示恒压区及恒流区的变化方向。由图3可见,增大R1值能提高平均输出电压UO(恒压曲线向上移动),减小平均输出电流IO(恒流曲线向左移动)。其变化特征是RFB↑→UO↑→IO↓。 5)如需要增加安全电容滤除次级上的瞬态干扰,应将安全电容并联在初级电路返回端与次级电路返回端之间。安全电容的容量很小,但耐压值必须达到1.5kV才符合IEC标准。    3.5 示波器的接线方式 在用示波器观察LinkSwitch的输出波形时,如果将探针接源极S,地线接初级的返回端,那么探头分布电容上的电荷可能造成误触发,使LinkSwitch达到极限电流。正确的方法是按图4所示,将探头的地线接LinkSwitch的漏极D,以直流作为参考点。由于漏极上有直流高压,因此,在电源的进线端必须接隔离变压器T1。 4 结语 LinkSwitch系列恒压/恒流式三端单片开关电源采用初级恒压、恒流控制方案,它不需要辅助绕组及外部恒压/恒流控制电路,极大地简化了外围电路的设计,为实现小功率CV/CC式开关电源的优化设计创造了有利条件。

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  • 基于滑模变结构控制的三相有源电力滤波器

        摘要:针对广泛使用的非线性负载(如整流器)产生谐波和功率因数较低的问题,设计了一种基于滑模变结构控制策略的用以抑制电网谐波、提高负载功率因数的三相并联型有源电力滤波器(shunt active power filter,简称SAPF)。在建立SAPF数学模型的基础上,结合滑模变结构控制(sliding mode variable structure control,简称SMC)的优点,提出了基于滑模变结构控制的并联型有源电力滤波器(SMC-SAPF)。仿真与实验结果表明此方案是可行的。     关键词:数学模型;滑模变结构控制;并联型有源电力滤波器 引言 近年来,非线性负荷的广泛应用对供电质量造成了严重污染,电力系统中的谐波日益严重,同时,保证电网安全、稳定运行,为用户提供高质量的电能的要求也越来越高。有源电力滤波器作为抑制谐波的有效手段,得到了广泛的重视并取得了很大的发展。有源电力滤波器的实质就是一个任意波形发生器[1],通过一定的算法检测到负荷侧所需要的谐波电流,就发出相应的谐波电流,从而达到补偿的目的。经补偿后系统电流将接近理想的正弦波。为了实现这一目标,需要采用适当的控制策略来控制逆变器开关。目前常用PWM和滞环控制产生开关决策以控制逆变器,对要求的电网电流都是开环的。这就意味着即使补偿电流的检测和计算非常准确,也很难保证对电源电流的精确跟踪,达到良好的调节补偿效果。因此,以并联有源电力滤波器为控制对象,在建立其数学模型的基础上,结合变结构控制和滑模控制的优点,提出了一种综合控制方法。通过使用滑模变结构控制对开关器件进行“开”或“关”状态调节。1 并联型有源电力滤波器(SAPF)数学模型 SAPF的原理在大量文献中已有详尽说明,这里只作简单介绍。图1所示为并联型有源电力滤波器原理图。图1中交流侧的电感用于滤去载波分量;同时又作为惯性环节。直流侧的电容主要起能量缓冲的作用。由前面的分析可知,当ic和负载电流iL合成产生一个与电源相电压几乎同相位的正弦波电流时,电网的功率因数便接近于1。假设主电路三相电源对称且稳定,开关器件IGBT为理想开关,其控制用开关函数描述,开关函数可定义为 其状态方程为 Z=AX+BE    (2) 式中:X=[ic ai cb icc Uo]; E=[ua ub uc0]; Z=diag[L L L C]; B=diag[1 1 1 1/R]; La=Lb=Lc=L为SAPF侧滤波电感; R为SAPF侧电容等效电阻。 根据图1的电路结构图可得到式(3)微分方程。 L=[La,Lb,Lc],us=[ua,ub,uc],iL=[iLa,iLb,iLc] 式中:L为SAPF的电感; us为电源电压。 由于SAPF的作用是通过逆变器输出把电源电流is调解成与电源电压us同相位的正弦波作为控制系统的设计目标。假设电源电压为正弦波,设定电源电流的给定值is*为 式中:k为一标量,其大小决定于负载有功功率和SAPF所消耗的有功功率,这将由逆变器直流侧电容电压的闭环控制来调整。 于是采用SAPF进行电网补偿的问题,转化为如何使电源电流is很好地跟踪参考给定电流is*。采用变结构控制时可定义状态变量为 整理式(3)、式(5),可得状态方程 则状态方程(6)可以写为 式(8)可以详细写为 2 滑模变结构控制器设计 2.1 可达性条件 根据滑模变结构理论[4],定义滑模切换线为 根据变结构可达性条件,必须满足s<0 即 也就是 SAPF的变结构控制率为 2.2 等效连续控制 当系统进入滑动模态时满足条件 由式(13)、(14)、(15)可以求得等效控制 由于-1?veqk?1,如果系统在满足式(16)和开关频率无限高的情况下,控制逆变器开关,可以使系统工作在切换线上,这样is将紧紧跟踪is*。虽然实际系统不可能工作在无限高的切换频率下,按-1?veqk?1进行控制的系统不可能始终工作在滑模切换线上,但总能保持趋向于切换线而不受外部扰动的影响。 2.3 稳定性分析 当系统状态点未到达滑模切换线时,定义李雅普诺夫函数为 分析可知上式是正定的。则 根据式(11)可知 当系统状态点到达滑模切换线时, 由此,可以看出滑模变结构控制策略在SAPF中的应用有它的理论依据。图23 SAPF的控制系统 系统的控制框图如图2所示,直接将电源侧的输入电流is作为控制对象,使其为正弦波,且与电源电压同相,达到功率因数为1的目的。系统采用双闭环控制,外环为电压环,一方面控制直流侧的电压使其稳定在给定值附近,另一方面,根据有功功率的流动并利用功率平衡获取参考输入电流的幅值k,与同步信号相乘后作为电流参考信号is*。内环是电流环,检测实际输入电流is与参考电流is*的误差,其误差经SMC控制电路产生相应的PWM波控制电路中各个开关管的导通和截止,从而达到实时跟踪控制电源实际电流的目的。控制中,外环电压环采用PI控制。另外,为了避免同一桥臂上两个功率器件在换流时出现的瞬间短路,电路设计上还设置了死区延时,以保证同一桥臂上器件顺序通断。4 仿真与实验验证 4.1 仿真验证 为了验证本文中所论述的控制策略的正确性,先将本文所提出的方法用Matlab中的SIMULNK进行了仿真验证。仿真条件为:电网电压150V,工频50Hz;三相有源滤波器的电容C=3300μF,电感La=Lb=Lc=5mH,非线性负载为三相全桥整流电路,直流侧LL=100mH,RL=17.8Ω。为说明SMC控制策略的优越性,除了对SMC仿真外,在相同条件下还用电流滞环比较法进行了仿真。负载电流波形如图3所示,电流滞环控制策略波形如图4所示,SMC控制策略所得波形如图5所示。从图中可以看出,使用SMC控制方法时,不仅直流侧电容电压稳定快,而且并联型有源滤波器也取得了良好的补偿性能,交流侧电流已比较接近理想正弦波形了。    4.2 实验验证 当有源电力滤波器补偿不同大小的三相不控整流负载的谐波与无功电流时,补偿电流与?偿后网侧电流波形如图6所示。5 结语 采用滑模变结构控制可以避免补偿电流给定值is*的复杂计算,使控制变得简单且易于实现。由于实现了对is*跟踪的闭环控制,故可获得良好的调节性能。仿真和实验结果表明,此方法不仅加快了系统的响应速度,而且实现简单明了,能有效地增强控制系统的稳定性,改善系统的动、静态性能。提出的基于滑模变结构控制的并联型有源电力滤波器在不增加硬件成本的条件下取得了较常规方法更优良的补偿性能,有一定的应用前景。图6

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  • TI 全面射频产品系列

        日前,德州仪器 (TI) 宣布推出三款射频 (RF) 芯片组,即 2.5 GHz 的 TRF11xx 芯片组、3.5 GHz 的 TRF12xx 芯片组以及 5.8 GHz 的 TRF24xx 芯片组,进一步扩展了其用于宽带无线接入的全面无线信号链解决方案系列。TI 的新款芯片组经过精心设计,可支持 IEEE 802.16d/e 标准射频前端,适用于无线基站、接入点设备以及回程设备、点到点微波与公共安全频段应用等。这些新型芯片组不仅支持基于 IEEE 802.16 标准的两种新兴的 WiMAX 与 WiBro 应用,而且还支持传统的固定无线接入。     2.5 GHz TRF112xx 芯片组与 3.5 GHz TRF122xx 芯片组均由四个芯片组成,每个芯片都具有全面集成的超外差接收机与发送器。这些 RF 芯片组通过以低 IF 连接到数据转换子系统的实际接口,来支持频分双工 (FDD)、半频分双工 (HFDD) 以及时分双工 (TDD) 模式。TI 灵活的 RF 芯片组符合当今苛刻的屏蔽要求,而其接收机具有出色的灵敏度及阻断抑制功能。     经过优化的功率放大器(TRF1123 与 TRF1223)也可弥补 2.5 GHz TRF11xx 以及 3.5 GHz TRF12xx 的不足之处。这两款功率放大器支持的频率范围分别为 2.1 - 2.7 GHz 与 3.3 - 3.8 GHz,能够提供出色的三阶输出截取点 (OIP3),达 45dBm 或更高,从而能够支持复杂的 OFDM(正交频分复用)信号。在要求更大输出功率的应用中,还可将这些功率放大器用作驱动器放大器。     TI 的新型 TRF2432 与 TRF2436 外差 (heterodyne) 收发器芯片组是市场上集成度最高的解决方案,这些芯片组具有两个芯片。这些芯片由 IF 与 RF 收发器组成,支持 4.9 – 5.9 GHz 空中接口频带。该芯片组可通过复杂的 I/Q 接口支持 TDD 模式。此款高度集成的芯片组可缩小空间,不仅有助于简化设计,而且还能节约材料清单 (BOM) 成本。     TI 通过其 ADS5500 模数转换器 (ADC) 以及 DAC5687 数模转换器,为无线局端 OEM 厂商提供全面的模拟信号链解决方案。这两款转换器均可由数字升压或降压转换器 GC5016 提供支持,GC5016 能够处理最高 20 MHz 的宽带宽。TI 的 CDC7005 可以同时为上述各个混合信号芯片提供时钟,具有低抖动性能,能够最大限度地提高特定 ADC 的性能。     此外,TI 还提供了新一代可编程数字信号处理器 (DSP),其能够在单个芯片上处理多个空中接口标准以及各种基站产品。1GHz TMS320TCI6482 DSP 的时钟频率几乎是目前市场上其它解决方案的两倍,但功耗仅为 3 瓦,对无线局端系统来说不愧为业界最低功耗的 DSP。TI 灵活的芯片组以及全面的信号链产品使得 OEM 厂商能够以最经济有效的方式支持各种新技术。     2.5 GHz TRF11xx、3.5 GHz TRF12xx 以及 5.8 GHz TRF24xx 这三款 TI 芯片组目前已开始提供样片。

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  • 矩阵式变换器设计中的干扰抑制技术

        摘要:介绍了矩阵式变换器输入滤波器的设计方法。利用半软电流换流和优化开关顺序能够减少导通损耗,同时提高波形质量。输入滤波器设计的困难在于要符合现存和将要出台的EMC法规。比较了利用软件仿真和实际测量所得DSP控制的功率变换器的扰动电压,并对与输入滤波器设计的关系进行了研究。     关键词:输入滤波器设计;电磁兼容;矩阵式变换器;四步换流 1 概述 矩阵式变换器是一种强迫换相的交-交变换器,它由9个可控的双向开关,利用PWM控制将交流供电电源直接变换成负载所需的变压变频电源,其结构如图1所示。双向开关使用两个IGBT共集电极反向串联,利用器件内部的续流二极管以阻挡反向电压,结构紧凑,方便简单,开关损耗也较低。输入侧的L-C滤波器可有效减少输入电流的开关频率谐波。图12 EMI分析 矩阵式变换器是AC/AC直接变换,电网和负载会相互直接影响,电网的波动会直接对负载(如异步电机)产生干扰;用IGBT和反并联二极管构成的双向开关,以及它们的控制电路DSP和CPLD等高速集成电路,都存在着高的di/dt,它们通过线路或元器件的引线电感引起瞬态电磁噪声,其频率为几千Hz,成为不可忽略的噪声源;PWM调制技术在各种电力电子装置中的广泛应用,在它们的主功率电路中,通常会流过一系列的PWM功率脉冲,其重复频率视应用场合可达几千Hz,因而这些脉冲电流中所包含的谐波可以达到几MHz乃至几十MHz的范围,而且它们产生的电磁噪声强度很大;而周围的设备和装置也会辐射电磁波,它们也成为不可忽视的干扰源。这些干扰源通过传导和辐射等方式对输出和输入电流、电压产生影响,必须想办法将其抑制或减少在可以接受的范围之内。    世界各国对电气设备的电磁兼容性均制定了相应的标准,特别是西欧,从1996年1月开始已强制严格执行其标准,我国也有相应的标准和法规,因此,必须采用输入滤波器减少矩阵式变换器产生的开关频率谐波,本文重点介绍输入滤波器的设计。 3 减少开关过程干扰 为了保证开关之间的安全切换,同一相输出的任意两组开关不能同时导通,否则将造成输入两相短路而产生电流峰值;三相开关也不能同时断开,否则就造成感性负载开路而感应高电压。但实际所采用的半导体开关器件IGBT不可能达到理想的瞬时导通和关断,在即将关断的器件退出导通之前,即将导通的器件不能达到理想状况的瞬时导通状态,换流时无法避免短暂的开通重叠或关断死区,因此,为了减少开关过程的干扰,安全的换流通常不能一步完成。    四步安全换流的思想是尽量减少短路和开路的危险开关状态。从开关S1到开关S2换流过程如图2所示。 当iL>0时,四步开关顺序是:关S1n,开S2p,关S1p,开S2n。 当iL<0时,四步开关顺序是:关S1p,开S2n,关S1n,开S2p。 可见,四步换流成功地构成了对两个双向开关的换向控制,既阻止了可能使电源发生短路的开关组合,又保证了在任意时刻给负载提供至少一条流通路径,而且即将关断的器件被即将开通的器件施以反压时可以实现零电流开关,因此,采用四步换流方案可以减少50%的平均开关损耗。    优化开关顺序是将开关顺序设置为S1,S2,S3,S0,S3,S2,S1,即采用半对称PWM开关顺序,采用优化后的开关顺序可以减少33%的平均开关损耗。 4 输入滤波器设计 4.1 开关频率谐波 利用仿真和实验的方法可以得到三相输入电流的频谱,可以比较仿真和实验波形中开关频率及其谐波的峰值及其位置,并以此作为滤波器设计的依据。    利用Matlab仿真的输出频率为30Hz的输入电流频谱如图3所示。图4是实际的开关频率为20kHz,功率为3.5kW的矩阵式变换器的未滤波的输入电流频谱。可见,在仿真和实验波形之间有很多相关性,它们在开关频率附近谐波成分很大。 在矩阵式变换器驱动感应电机的系统中,电机启动过程的电磁转矩波形如图5所示。由图5可知,感应电机启动时转矩最大,由此产生的干扰电压也最大。知道了干扰电压的频谱,可以开始设计满足要求的输入滤波器了。 4.2 设计方法 可以采用多相LC滤波电路或带谐波选择的单相LC滤波器,但显然增加了系统的复杂性。本实验采用单相的LC滤波电路来满足设计要求。    输入滤波器的设计必须满足截止频率低于开关频率,体积和重量应尽可能小,在滤波电感上的压降应尽可能小,功率因数应尽可能大。为了减少对电网的干扰,矩阵式变换器要尽可能保证接近1的功率因数,因此,矩阵式变换器必须尽可能补偿由引入输入滤波器的延迟,因为电容是造成延迟的主要因素,所以输入电流比输入电压有一个延迟角。为了确保空间矢量调制策略的正确执行,我们设定π/6为最大的可以接受的延迟角。 输入滤波器设计根据图6所示,矩阵式变换器看成是一个电流源,为了得到功率因数为1,必须尽可能确保输入电流iL和输入电压Ui同相。    由图6可得 矩阵式变换器的延迟角(电流落后)限制为π/6,则 式中:ωc=1/[(LC)]为滤波器截止角频率。 滤波器电感引起的电压延迟可以忽略[5],滤波器的截止频率比电网频率高一个数量级[6],滤波器电容的最大值取决于输入电流的峰值[7]或理想的输出功率[8][9]。这些值在矩阵式变换器低输入电流工作时尤为重要。考虑到式(5)与式(6) 或 利用基尔霍夫电流定理,得到电容电压的脉动为 电容电压波动在低的输入/输出电压传输比和低的功率因数时变大。 由式(9),当功率为3.3kW时,对电容的限制是C<38.3μF这里取5μF/630V。 滤波器的截止频率fc应选择在电网频率 (50Hz)和开关频率(20kHz)之间,通常和电网频率和开关频率都有10倍关系,因此,这里我们取fc为1kHz左右。 根据上面确定的电容值,可以得到L的取值范围,这里取L为5mH。 4.3 实验验证 在设计好滤波器的参数后,通过实验可以检验参数的选择是否符合要求。 满载时电感上的最大电压降为 式中:Un是额定输入相电压; In是额定输入相电流。 由计算可知,满载时最大的电压降为0.01%。 加上滤波器后输入电流的频谱如图7所示,可见输入电流中基波含量占了绝对部分,开关频率及谐波含量已经明显减少,而且由图8可知输入电流和电压基本正弦且同相,因此,滤波器很好地实现了设计要求。5 结语 电力电子设备的EMI污染越来越受到各方的关注,各国也相继出台了有关EMC的法规。矩阵式变换器(MC)作为一种极具优势的电能利用技术,也必须具有良好的EMC性能。电网的波动会对矩阵式变换器(MC)的工作产生影响,MC也会对电网产生污染,因此,必须采取措施减少开关过程干扰,并增加输入滤波器。本文详细地介绍了MC输入滤波器的设计过程,仿真和实验结果论证了这种设计的可靠性和实用性。

    数字电源 干扰 技术 设计 变换器 抑制 矩阵式 电源技术解析

  • 矩阵式变换器设计中的干扰抑制技术

        摘要:介绍了矩阵式变换器输入滤波器的设计方法。利用半软电流换流和优化开关顺序能够减少导通损耗,同时提高波形质量。输入滤波器设计的困难在于要符合现存和将要出台的EMC法规。比较了利用软件仿真和实际测量所得DSP控制的功率变换器的扰动电压,并对与输入滤波器设计的关系进行了研究。     关键词:输入滤波器设计;电磁兼容;矩阵式变换器;四步换流 1 概述 矩阵式变换器是一种强迫换相的交-交变换器,它由9个可控的双向开关,利用PWM控制将交流供电电源直接变换成负载所需的变压变频电源,其结构如图1所示。双向开关使用两个IGBT共集电极反向串联,利用器件内部的续流二极管以阻挡反向电压,结构紧凑,方便简单,开关损耗也较低。输入侧的L-C滤波器可有效减少输入电流的开关频率谐波。图12 EMI分析 矩阵式变换器是AC/AC直接变换,电网和负载会相互直接影响,电网的波动会直接对负载(如异步电机)产生干扰;用IGBT和反并联二极管构成的双向开关,以及它们的控制电路DSP和CPLD等高速集成电路,都存在着高的di/dt,它们通过线路或元器件的引线电感引起瞬态电磁噪声,其频率为几千Hz,成为不可忽略的噪声源;PWM调制技术在各种电力电子装置中的广泛应用,在它们的主功率电路中,通常会流过一系列的PWM功率脉冲,其重复频率视应用场合可达几千Hz,因而这些脉冲电流中所包含的谐波可以达到几MHz乃至几十MHz的范围,而且它们产生的电磁噪声强度很大;而周围的设备和装置也会辐射电磁波,它们也成为不可忽视的干扰源。这些干扰源通过传导和辐射等方式对输出和输入电流、电压产生影响,必须想办法将其抑制或减少在可以接受的范围之内。    世界各国对电气设备的电磁兼容性均制定了相应的标准,特别是西欧,从1996年1月开始已强制严格执行其标准,我国也有相应的标准和法规,因此,必须采用输入滤波器减少矩阵式变换器产生的开关频率谐波,本文重点介绍输入滤波器的设计。 3 减少开关过程干扰 为了保证开关之间的安全切换,同一相输出的任意两组开关不能同时导通,否则将造成输入两相短路而产生电流峰值;三相开关也不能同时断开,否则就造成感性负载开路而感应高电压。但实际所采用的半导体开关器件IGBT不可能达到理想的瞬时导通和关断,在即将关断的器件退出导通之前,即将导通的器件不能达到理想状况的瞬时导通状态,换流时无法避免短暂的开通重叠或关断死区,因此,为了减少开关过程的干扰,安全的换流通常不能一步完成。    四步安全换流的思想是尽量减少短路和开路的危险开关状态。从开关S1到开关S2换流过程如图2所示。 当iL>0时,四步开关顺序是:关S1n,开S2p,关S1p,开S2n。 当iL<0时,四步开关顺序是:关S1p,开S2n,关S1n,开S2p。 可见,四步换流成功地构成了对两个双向开关的换向控制,既阻止了可能使电源发生短路的开关组合,又保证了在任意时刻给负载提供至少一条流通路径,而且即将关断的器件被即将开通的器件施以反压时可以实现零电流开关,因此,采用四步换流方案可以减少50%的平均开关损耗。    优化开关顺序是将开关顺序设置为S1,S2,S3,S0,S3,S2,S1,即采用半对称PWM开关顺序,采用优化后的开关顺序可以减少33%的平均开关损耗。 4 输入滤波器设计 4.1 开关频率谐波 利用仿真和实验的方法可以得到三相输入电流的频谱,可以比较仿真和实验波形中开关频率及其谐波的峰值及其位置,并以此作为滤波器设计的依据。    利用Matlab仿真的输出频率为30Hz的输入电流频谱如图3所示。图4是实际的开关频率为20kHz,功率为3.5kW的矩阵式变换器的未滤波的输入电流频谱。可见,在仿真和实验波形之间有很多相关性,它们在开关频率附近谐波成分很大。 在矩阵式变换器驱动感应电机的系统中,电机启动过程的电磁转矩波形如图5所示。由图5可知,感应电机启动时转矩最大,由此产生的干扰电压也最大。知道了干扰电压的频谱,可以开始设计满足要求的输入滤波器了。 4.2 设计方法 可以采用多相LC滤波电路或带谐波选择的单相LC滤波器,但显然增加了系统的复杂性。本实验采用单相的LC滤波电路来满足设计要求。    输入滤波器的设计必须满足截止频率低于开关频率,体积和重量应尽可能小,在滤波电感上的压降应尽可能小,功率因数应尽可能大。为了减少对电网的干扰,矩阵式变换器要尽可能保证接近1的功率因数,因此,矩阵式变换器必须尽可能补偿由引入输入滤波器的延迟,因为电容是造成延迟的主要因素,所以输入电流比输入电压有一个延迟角。为了确保空间矢量调制策略的正确执行,我们设定π/6为最大的可以接受的延迟角。 输入滤波器设计根据图6所示,矩阵式变换器看成是一个电流源,为了得到功率因数为1,必须尽可能确保输入电流iL和输入电压Ui同相。    由图6可得 矩阵式变换器的延迟角(电流落后)限制为π/6,则 式中:ωc=1/[(LC)]为滤波器截止角频率。 滤波器电感引起的电压延迟可以忽略[5],滤波器的截止频率比电网频率高一个数量级[6],滤波器电容的最大值取决于输入电流的峰值[7]或理想的输出功率[8][9]。这些值在矩阵式变换器低输入电流工作时尤为重要。考虑到式(5)与式(6) 或 利用基尔霍夫电流定理,得到电容电压的脉动为 电容电压波动在低的输入/输出电压传输比和低的功率因数时变大。 由式(9),当功率为3.3kW时,对电容的限制是C<38.3μF这里取5μF/630V。 滤波器的截止频率fc应选择在电网频率 (50Hz)和开关频率(20kHz)之间,通常和电网频率和开关频率都有10倍关系,因此,这里我们取fc为1kHz左右。 根据上面确定的电容值,可以得到L的取值范围,这里取L为5mH。 4.3 实验验证 在设计好滤波器的参数后,通过实验可以检验参数的选择是否符合要求。 满载时电感上的最大电压降为 式中:Un是额定输入相电压; In是额定输入相电流。 由计算可知,满载时最大的电压降为0.01%。 加上滤波器后输入电流的频谱如图7所示,可见输入电流中基波含量占了绝对部分,开关频率及谐波含量已经明显减少,而且由图8可知输入电流和电压基本正弦且同相,因此,滤波器很好地实现了设计要求。5 结语 电力电子设备的EMI污染越来越受到各方的关注,各国也相继出台了有关EMC的法规。矩阵式变换器(MC)作为一种极具优势的电能利用技术,也必须具有良好的EMC性能。电网的波动会对矩阵式变换器(MC)的工作产生影响,MC也会对电网产生污染,因此,必须采取措施减少开关过程干扰,并增加输入滤波器。本文详细地介绍了MC输入滤波器的设计过程,仿真和实验结果论证了这种设计的可靠性和实用性。

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  • 基于频率跟踪型PWM控制的臭氧发生器电源的研究

       摘要:介质阻挡放电型臭氧发生器电源负载呈容性,随负载外加电压的升高,间隙放电逐渐增强,其总的负载等效电容逐渐变大。针对负载的这一特点,提出了一种对负载谐振型高频逆变电源输出电流进行闭环频率跟踪的PWM控制策略。这种策略逻辑明确,控制性能优越,实现简单、可靠。针对在实现过程中的关键问题,提出新的解决方法。所有的分析都得到实验验证。     关键词:容性负载;频率跟踪;PWM控制 1 概述 臭氧的强氧化能力和杀菌能力使其在水处理、化学氧化、食品加工和医疗卫生等许多领域具有广泛的应用[1][2][3]。臭氧发生器的物理结构和等效电路如图1所示。当臭氧发生器负载两端的外加电压低于气体放电起始电压Vs时,放电通道不发生放电现象,此时臭氧发生器可以等效为放电通道的间隙电容Cg和绝缘介质电容Cd串联。当外加电压高于Vs时,放电通道开始放电,放电通道中的氧气因放电而生成臭氧。绝缘介质电容Cd基本保持不变,但负载总的等效电容Cz具有随外加电压的升高而逐渐变大的特点,其等效电路如图1(b)所示。电阻R等效为放电时能量的消耗。由于臭氧发生器负载总的等效电容Cz和升压变压器的漏感Ls构成一个串联谐振电路,其固有谐振频率fo为 由式(1)可知,随着臭氧发生器负载外加电压的逐渐升高,负载总的等效电容Cz逐渐增大,使得负载固有谐振频率fo逐渐降低。    负载频率漂移的特性给电源的设计带来了不小的困难。臭氧发生器电源分为整流与逆变两部分。整流部分采用二极管不控整流电路。逆变部分的电路结构一般采用如图2所示的电压型全桥结构。负载电压是一个方波,通过调节其宽度来实现输出功率的调节,并使电路工作在谐振状态,这就要求负载电压的基波分量与负载电流同相。如前所述,由于臭氧发生器电源的负载固有谐振频率是会发生变化的,为了保证电源工作在谐振状态,要求电源工作频率跟踪谐振回路的谐振频率;也就是要求臭氧发生电源具有频率自动跟踪的能力。2 频率跟踪型PWM控制基本原理 频率跟踪型PWM控制策略的基本原理如图3所示。通过用幅值相等、方向相反的两个直流电平与三角调制波相比较,产生初始调制信号,图3(e),(f),(g),(h)分别为S1~S4的门极控制信号,逆变器的输出电压如图3(i)所示,可以看出,这种控制策略具有桥内移相控制的特性,此电压的基波分量与图3(b)中的三角波相同。如果能够保证该三角波与负载电流同相同频,就可以保证电路工作在谐振状态,且具有频率跟踪的功能。三角波在变频跟踪的同时必须保持幅度恒定。控制直流电平的幅值可实现对输出脉冲宽度进行线性调节。与文献[4]所提出的两个正弦波相交的调制方法相比,这种调制方法有如下优点: 1)只需要采集一个信号,而文献[4]的方法需要两个,其中之一为电流信号; 2)直流电平与三角波相交,最大幅度调制比为1,调节范围宽; 3)三角波幅值固定,频率跟踪负载,因而调节线性度好,可方便地引入许多优异的控制方法。 从图3可知,如果保持三角波信号与输出电流信号同相,则可以保证电源的输出基波功率因数为1。调节直流电位的幅值则可实现输出功率的调节。图33 控制策略硬件实现 通过上面的分析,可知该控制策略实现的关键是三角波信号的获取,这个三角波信号幅度恒定并与逆变器输出电流同相同频,实际上是完成将一个频率连续变化的正弦波转换为三角波的功能。其硬件结构示意图如图4所示。给定正弦波经频率/电压变换将频率信号转换为电平信号,通过对电容的充放电得到三角波。为了获得双极性三角波,该电路中由双电源工作的555电路完成反馈功能。这种变换电路产生的三角波具有频率跟踪、相位正确、幅度恒定的特点。图44 实验结果 为了验证上述的分析,研制了一台工作频率为20kHz的实验装置。系统主电路的整流部分采用三相不控整流,逆变部分采用IGBT作为开关器件,结构如图2所示。不考虑相位补偿,由图4方法产生的三角波与正弦波有固定的相位差90°。而实际系统要求三角调制波的相位与系统的输出电流同相,解决这一问题有两种方案:一是对检测得到的输出电流进行积分或者微分处理,补偿相位差;另一种更直接的方案是采用负载电路中电容的电压作为图4中的给定信号,该信号与输出电流相差90°,满足系统工作要求。本文的实验采用后一种方案,如图5所示,其中相位补偿时间为3μs。图5,6,7分别是三角波生成,开关管的驱动信号和逆变器输出电压电流波形。5 结语 新型PWM控制策略成功地满足了臭氧发生电源频率跟踪的要求。这种控制策略性能优越,逻辑明了,实现简单易行。在控制电路的实现中,三角调制波的产生是一个关键问题,本文给出了一种功能稳定、结构简单、价格便宜的实现方法。所有的分析都通过实验结果加以验证。

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  • 不对称半桥同步整流DC/DC变换器

        摘要:简要介绍了不对称半桥同步整流变换器的工作原理,对同步整流管的驱动方式进行了比较和选择,并在分析变换器的整流损耗的基础上,总结出了影响整流损耗和变换器效率的各种参数。     关键词:不对称半桥;同步整流;损耗 引言 目前,对低压大电流输出变换器的研究已经成为重要的课题之一,如何提高这类变换器的效率是研究的重点。在传统的DC/DC变换器中,对于低的输出电压,即使采用通态电压只有0.5V的肖特基二极管作为输出的整流器件,其输出压降造成的损耗亦相当可观。同步整流技术可有效减小整流损耗,适合同步整流技术的拓扑有多种形式,其中,采用同步整流的不对称半桥变换器具有显著优势,下面将对该变换器的工作原理,同步整流驱动方式的选择以及同步整流管损耗作详尽的分析。 1 不对称半桥变换器 不对称半桥DC/DC变换器是一种采用互补控制技术的变换器,与对称半桥变换器不同,该变换器两个主开关管的导通时间不相等,而是互补的,“不对称”由此而来。相对于其他电路拓扑,不对称半桥DC/DC变换器具有众多优点[1][2],诸如实现了软开关;开关电压应力小;结构简单,所用元器件少;由于变压器副边是中心抽头型,输出滤波电感较小。将同步整流技术与不对称半桥变换器结合使用,可使变换器适合高频工作,并能获得很高效率。图1    不对称半桥DC/DC变换器如图1所示[3]。图中,S1及S2为主开关;D1及C1和D2及C2分别为S1及S2的寄生元器件;n1及n2分别为两个次级与初级的匝数比;SR1及SR2为次级同步整流管,其工作方式等效于整流二极管;Lr为变压器漏感;Lm为励磁电感,所有的电压与电流已在图中标出。 为了简化分析,作如下假设: 1)滤波电感足够大,工作于电流连续模式; 2)变压器励磁电感和漏感都折算到原边; 3)开关寄生电容为常量,不随电压变化; 4)所有开关管和二极管都是理想的; 5)电容Cp上的电压在一个开关周期内保持不变。 1.1 工作原理 设占空比为D,开关周期为T,S1在DT时间内导通。一个开关周期内S2上的平均电压为DVin,由于变压器的平均电压为零,因此Cp上的电压也为DVin,可将变换器的工作过程分为4个阶段,图2为主要的电压电流波形。图2    阶段1〔ta~tb〕主开关管S1开通,S2关断。此时励磁电流im以Vm/Lm的速率增加,p点电压vp=Vin(1-D);图中it=n1iSR1-n2iSR2为变压器次级绕组反射到初级的电流,流过初级绕组的电流ip=im+it; 阶段2〔tb~tc〕主开关管S1及S2都关断,S2的ZVS过程开始; 阶段3〔tc~td〕主开关管S2开通,S1关断。此时励磁电流以|Vm|/Lm的速率减小,p点电压vp=-VinD; 阶段4〔td~te〕主开关管S1及S2都关断,S1的ZVS过程开始。 1.2 ZVS分析 S1和S2的ZVS过程是相似的,所以,这里只对S2的ZVS过程作分析,该过程〔tb~tc〕也有4个工作模态。 模态1图1中主开关管S1关断,此时S2,D1,D2和SR2都处于关断状态,仅SR1导通。电容C2放电,电压线性下降;C1充电,电压线性上升。p点电压vp线性下降,m点电压vm也线性下降,由于电压vm仍然是正向的,因而im继续增大,但速率会下降。当vp减小到零时,im增大到最大值,整流管SR2导通,此工作模态结束。如图3(a)所示。图3    模态2整流管SR1及SR2导通,S1,S2,D1,D2关断。此时,电容C1及C2和漏感Lr开始谐振,C2上的电压继续下降,vp转为负值。由于SR1及SR2导通,vm和vf为零,励磁电流im保持不变。在次 级,iSR2增大,同时iSR1减小,因而it=n1iSR1-n2iSR2下降。当it下降到零时,此模态结束。如图3(b)所示。 模态3SR1及SR2仍导通,S1,S2,D1,D2仍关断,电容C1及C2和漏感Lr继续谐振。此时it已经换向,当C2上电压下降为零时,D2导通,该模态结束。此时导通S2,S2为零电压开通。如图3(c)所示。 模态4S2,D2,SR1,SR2导通,S1及D1关断。此时漏感上电压为-VinD,ip线性下降,it反向增大,当it反向增大到n2iSR2时,SR1关断。如图3(d)所示。 2 同步整流管驱动方式的选择 同步整流技术的基础是使用导通压降较低的MOSFET代替二极管整流,这样就存在MOSFET的驱动问题,下面将对适合于不对称半桥同步整流变换器的驱动方式进行讨论。 同步整流技术按其驱动信号类型可以分为电流驱动型和电压驱动型,选择何种驱动方式直接影响变换器的效率和复杂程度。图4    2.1 电流型驱动 电流驱动同步整流是通过检测流过自身的电流来获得MOSFET驱动信号[4],由于检测电流而造成的功率损耗很大,而且它不可避免要将电流信号转换为电压信号,增加了成本,性价比低,在这里不作讨论。 2.2 电压型驱动 同步整流的电压驱动又分为自驱动,外驱动(控制驱动)和混合驱动3种。 图4(a)所示的是采用自驱动同步整流的不对称半桥DC/DC变换器[5]。该电路不需要附加驱动电路,结构简单。但缺点是两个MOSFET的驱动时序不够精确,MOSFET不能在整个周期内代替二极管整流,使得负载电流流经寄生二极管的时间较长,造成了较大的损耗,限制了效率的提高。而且当输出电压很低时,次级绕组输出端电压也会相应降低,无法起到完全驱动同步整流管的作用。 电压型外驱动,又称为控制驱动,使用外驱动的不对称半桥同步整流器的电路如图4(b)所示。为了实现驱动同步,附加驱动电路须由变换器主开关管的驱动信号控制,通常使用电压型控制驱动方法能使电源的效率达到最高,但是缺点是驱动电路过于复杂。 电压型混合驱动是一种新的方法,使用混合驱动的不对称半桥同步整流变换器[5],如图4(c)所示,这种方法既能按较精确的时序给出驱动电压信号,同时其附加的驱动电路也较外驱动简单,所以,已被普遍接受应用于各种拓扑中。 综合比较这3种电压型驱动方式可得知,在不对称半桥同步整流变换器中最好的选择是采用电压混合型驱动。这样不仅可使变换器达到高效率,而且驱动电路简单,容易控制。 3 同步整流管损耗分析 在不对称半桥变换器中采用同步整流技术的主要目的是降低整流损耗,提高变换器效率,所以,有必要对变换器中同步整流管的损耗作一下简要分析[5]。 MOSFET模型如图5所示[6],其中Rdson为导通电阻,Cgs及Cds和Cgd为MOSFET的寄生电容,其值是非线性的,与MOSFET上所施加的电压有关。在本文中为了简化分析,认为寄生电容值是不变的。 以图4(a)所示的自驱动型同步整流变换器为例,理想的电压和电流波形如图6所示。同步整流管总的损耗PLOSS为 式中:PSR1CON及PSR2CON为两个同步整流管的导通损耗; PSR1SW及PSR2SW为两个同步整流管的开关损耗; PD3CON及PD4CON为两个同步整流管的体二极管的导通损耗。 3.1 同步整流管的导通损耗 SR1的导通损耗为 式中:Io为输出电流; Rdson1为S1的通态电阻。 SR2的导通损耗为 式中:Rdson2为S2的通态电阻。 因此,总的导通损耗PCON为 3.2 同步整流管的开关损耗 假设所有寄生电容为线性,整流管SR1的开关损耗为 式中:Vin为输入电压; f为开关频率; n=1/n1=1/n2为初级与次级的匝数比。 同样地,SR2的开关损耗为 式中:Cgdp为vgd>0时的Cgd; Cgdn为vgd<0时的Cgd。 因此,同步整流管总的开关损耗PSW为 式中:CTOT=Cgs+Cds+Cgdp+Cgdn为所有寄生电容之和。 3.3 同步整流管体二极管的导通损耗 两个体二极管的导通损耗PDCON为 PDCON=PD3CON+PD4CON=(ty+tz)IoVD/T    (14) 式中:VD为体二极管的通态电压。    将式(4),式(13),式(14)相加就是图3(a)中变换器总的整流损耗PLOSS。通过以上分析,可以看出变换器的整流损耗与以下参数有关,即输出电流Io;输入电压Vin;开关频率f;漏感Lr;MOSFET自身参数值。在这些影响因素中,漏感Lr的选择至关重要。显然,Lr越大,损耗越大,因此,为了提高效率,Lr应尽可能小。但是,同时又要保证Lr足够大,以实现主开关管的ZVS,所以,在选择Lr的值时,要综合考虑两方面的影响,使变换器的性能最优。 4 结语 不对称半桥DC/DC变换器是一种能实现软开关的变换器,与其它拓扑相比,具有很多优点。本文对同步整流技术在不对称半桥变换器中的应用,从电路工作原理到同步整流驱动方式的选择作了全面的介绍,并在此基础上,分析了变换器的整流损耗,使对影响整流损耗的参数有了全面的认识。

    电源DC/DC DC/DC 变换器 同步 整流 不对 电源技术解析

  • 不对称半桥同步整流DC/DC变换器

        摘要:简要介绍了不对称半桥同步整流变换器的工作原理,对同步整流管的驱动方式进行了比较和选择,并在分析变换器的整流损耗的基础上,总结出了影响整流损耗和变换器效率的各种参数。     关键词:不对称半桥;同步整流;损耗 引言 目前,对低压大电流输出变换器的研究已经成为重要的课题之一,如何提高这类变换器的效率是研究的重点。在传统的DC/DC变换器中,对于低的输出电压,即使采用通态电压只有0.5V的肖特基二极管作为输出的整流器件,其输出压降造成的损耗亦相当可观。同步整流技术可有效减小整流损耗,适合同步整流技术的拓扑有多种形式,其中,采用同步整流的不对称半桥变换器具有显著优势,下面将对该变换器的工作原理,同步整流驱动方式的选择以及同步整流管损耗作详尽的分析。 1 不对称半桥变换器 不对称半桥DC/DC变换器是一种采用互补控制技术的变换器,与对称半桥变换器不同,该变换器两个主开关管的导通时间不相等,而是互补的,“不对称”由此而来。相对于其他电路拓扑,不对称半桥DC/DC变换器具有众多优点[1][2],诸如实现了软开关;开关电压应力小;结构简单,所用元器件少;由于变压器副边是中心抽头型,输出滤波电感较小。将同步整流技术与不对称半桥变换器结合使用,可使变换器适合高频工作,并能获得很高效率。图1    不对称半桥DC/DC变换器如图1所示[3]。图中,S1及S2为主开关;D1及C1和D2及C2分别为S1及S2的寄生元器件;n1及n2分别为两个次级与初级的匝数比;SR1及SR2为次级同步整流管,其工作方式等效于整流二极管;Lr为变压器漏感;Lm为励磁电感,所有的电压与电流已在图中标出。 为了简化分析,作如下假设: 1)滤波电感足够大,工作于电流连续模式; 2)变压器励磁电感和漏感都折算到原边; 3)开关寄生电容为常量,不随电压变化; 4)所有开关管和二极管都是理想的; 5)电容Cp上的电压在一个开关周期内保持不变。 1.1 工作原理 设占空比为D,开关周期为T,S1在DT时间内导通。一个开关周期内S2上的平均电压为DVin,由于变压器的平均电压为零,因此Cp上的电压也为DVin,可将变换器的工作过程分为4个阶段,图2为主要的电压电流波形。图2    阶段1〔ta~tb〕主开关管S1开通,S2关断。此时励磁电流im以Vm/Lm的速率增加,p点电压vp=Vin(1-D);图中it=n1iSR1-n2iSR2为变压器次级绕组反射到初级的电流,流过初级绕组的电流ip=im+it; 阶段2〔tb~tc〕主开关管S1及S2都关断,S2的ZVS过程开始; 阶段3〔tc~td〕主开关管S2开通,S1关断。此时励磁电流以|Vm|/Lm的速率减小,p点电压vp=-VinD; 阶段4〔td~te〕主开关管S1及S2都关断,S1的ZVS过程开始。 1.2 ZVS分析 S1和S2的ZVS过程是相似的,所以,这里只对S2的ZVS过程作分析,该过程〔tb~tc〕也有4个工作模态。 模态1图1中主开关管S1关断,此时S2,D1,D2和SR2都处于关断状态,仅SR1导通。电容C2放电,电压线性下降;C1充电,电压线性上升。p点电压vp线性下降,m点电压vm也线性下降,由于电压vm仍然是正向的,因而im继续增大,但速率会下降。当vp减小到零时,im增大到最大值,整流管SR2导通,此工作模态结束。如图3(a)所示。图3    模态2整流管SR1及SR2导通,S1,S2,D1,D2关断。此时,电容C1及C2和漏感Lr开始谐振,C2上的电压继续下降,vp转为负值。由于SR1及SR2导通,vm和vf为零,励磁电流im保持不变。在次 级,iSR2增大,同时iSR1减小,因而it=n1iSR1-n2iSR2下降。当it下降到零时,此模态结束。如图3(b)所示。 模态3SR1及SR2仍导通,S1,S2,D1,D2仍关断,电容C1及C2和漏感Lr继续谐振。此时it已经换向,当C2上电压下降为零时,D2导通,该模态结束。此时导通S2,S2为零电压开通。如图3(c)所示。 模态4S2,D2,SR1,SR2导通,S1及D1关断。此时漏感上电压为-VinD,ip线性下降,it反向增大,当it反向增大到n2iSR2时,SR1关断。如图3(d)所示。 2 同步整流管驱动方式的选择 同步整流技术的基础是使用导通压降较低的MOSFET代替二极管整流,这样就存在MOSFET的驱动问题,下面将对适合于不对称半桥同步整流变换器的驱动方式进行讨论。 同步整流技术按其驱动信号类型可以分为电流驱动型和电压驱动型,选择何种驱动方式直接影响变换器的效率和复杂程度。图4    2.1 电流型驱动 电流驱动同步整流是通过检测流过自身的电流来获得MOSFET驱动信号[4],由于检测电流而造成的功率损耗很大,而且它不可避免要将电流信号转换为电压信号,增加了成本,性价比低,在这里不作讨论。 2.2 电压型驱动 同步整流的电压驱动又分为自驱动,外驱动(控制驱动)和混合驱动3种。 图4(a)所示的是采用自驱动同步整流的不对称半桥DC/DC变换器[5]。该电路不需要附加驱动电路,结构简单。但缺点是两个MOSFET的驱动时序不够精确,MOSFET不能在整个周期内代替二极管整流,使得负载电流流经寄生二极管的时间较长,造成了较大的损耗,限制了效率的提高。而且当输出电压很低时,次级绕组输出端电压也会相应降低,无法起到完全驱动同步整流管的作用。 电压型外驱动,又称为控制驱动,使用外驱动的不对称半桥同步整流器的电路如图4(b)所示。为了实现驱动同步,附加驱动电路须由变换器主开关管的驱动信号控制,通常使用电压型控制驱动方法能使电源的效率达到最高,但是缺点是驱动电路过于复杂。 电压型混合驱动是一种新的方法,使用混合驱动的不对称半桥同步整流变换器[5],如图4(c)所示,这种方法既能按较精确的时序给出驱动电压信号,同时其附加的驱动电路也较外驱动简单,所以,已被普遍接受应用于各种拓扑中。 综合比较这3种电压型驱动方式可得知,在不对称半桥同步整流变换器中最好的选择是采用电压混合型驱动。这样不仅可使变换器达到高效率,而且驱动电路简单,容易控制。 3 同步整流管损耗分析 在不对称半桥变换器中采用同步整流技术的主要目的是降低整流损耗,提高变换器效率,所以,有必要对变换器中同步整流管的损耗作一下简要分析[5]。 MOSFET模型如图5所示[6],其中Rdson为导通电阻,Cgs及Cds和Cgd为MOSFET的寄生电容,其值是非线性的,与MOSFET上所施加的电压有关。在本文中为了简化分析,认为寄生电容值是不变的。 以图4(a)所示的自驱动型同步整流变换器为例,理想的电压和电流波形如图6所示。同步整流管总的损耗PLOSS为 式中:PSR1CON及PSR2CON为两个同步整流管的导通损耗; PSR1SW及PSR2SW为两个同步整流管的开关损耗; PD3CON及PD4CON为两个同步整流管的体二极管的导通损耗。 3.1 同步整流管的导通损耗 SR1的导通损耗为 式中:Io为输出电流; Rdson1为S1的通态电阻。 SR2的导通损耗为 式中:Rdson2为S2的通态电阻。 因此,总的导通损耗PCON为 3.2 同步整流管的开关损耗 假设所有寄生电容为线性,整流管SR1的开关损耗为 式中:Vin为输入电压; f为开关频率; n=1/n1=1/n2为初级与次级的匝数比。 同样地,SR2的开关损耗为 式中:Cgdp为vgd>0时的Cgd; Cgdn为vgd<0时的Cgd。 因此,同步整流管总的开关损耗PSW为 式中:CTOT=Cgs+Cds+Cgdp+Cgdn为所有寄生电容之和。 3.3 同步整流管体二极管的导通损耗 两个体二极管的导通损耗PDCON为 PDCON=PD3CON+PD4CON=(ty+tz)IoVD/T    (14) 式中:VD为体二极管的通态电压。    将式(4),式(13),式(14)相加就是图3(a)中变换器总的整流损耗PLOSS。通过以上分析,可以看出变换器的整流损耗与以下参数有关,即输出电流Io;输入电压Vin;开关频率f;漏感Lr;MOSFET自身参数值。在这些影响因素中,漏感Lr的选择至关重要。显然,Lr越大,损耗越大,因此,为了提高效率,Lr应尽可能小。但是,同时又要保证Lr足够大,以实现主开关管的ZVS,所以,在选择Lr的值时,要综合考虑两方面的影响,使变换器的性能最优。 4 结语 不对称半桥DC/DC变换器是一种能实现软开关的变换器,与其它拓扑相比,具有很多优点。本文对同步整流技术在不对称半桥变换器中的应用,从电路工作原理到同步整流驱动方式的选择作了全面的介绍,并在此基础上,分析了变换器的整流损耗,使对影响整流损耗的参数有了全面的认识。

    功率器件 DC/DC 变换器 同步 整流 不对 电源技术解析

  • 一种串联谐振逆变器控制方法的探讨

        摘要:介绍了一种电压软开关移相控制PWM感应加热串联谐振逆变器,分析了移相脉宽的调功方法,讨论了实现零电压开关的条件,提出了在各种负载条件下实现功率器件ZVS的控制策略。     关键词:脉宽调制;移相;零电压开关 引言 本文分析了移相PWM控制串联谐振逆变器的实现。通过改变移相角来调节传送给负载的功率,对功率MOSFET输出电容的影响,提出了一种控制方案以确保功率器件在各种负载条件下实现ZVS,保证全桥拓扑结构中MOSFET的柔性切换,使开关频率紧密地跟随谐振频率,使逆变器工作在功率因数接近1的准谐振状态。1 移相控制串联谐振逆变器工作原理 全桥架构的串联谐振逆变器如图1所示。4个开关管S1~S4,分别以50%的占空比开通,其中S1及S4为基准臂开关,S2及S3为移相臂开关,每个桥臂上的功率管以180°的相位差开通与关断,两个桥臂开关的驱动信号之间相差一个相位角φ,控制时序如图2所示。使输出的正负交替电压之间插入一个箝位到零点的电压值,这样只要改变相位角φ就可以相应改变输出电压的有效值,最终达到调节输出功率的目的。当采用移相调功方法时,电路的工作频率变化较小,具有良好的负载适应性。特别是当负载阻抗具有较高品质因数时,其调功范围内频率变化更小。图2    当工作频率在谐振频率之上,即负载呈现感性状态,负载电流io落后于准方波电压vAB,如图2所示。要实现功率管的零电压开通,必须要有足够的能量用来抽走将要开通的开关管的输出电容上的电荷;并给同一桥臂要关断的开关管的结电容充电。开关管输出电容放电结束后二极管续流,此时给出驱动信号,开关管将在零电压状态开通。如果开关频率紧跟谐振点频率保持恒定,由于φ角的增大,负载电流在S3开通前变成正相,ZVS将不能实现。为了防止失去ZVS状态,应确保开关管输出电容的完全放电,所以控制器需要提高开关频率,在S3开通前去获得更大的负相负载电流。本系统利用了电路上的寄生元件,使得全桥架构中的4个开关器件都能运行于零电压切换,不仅降低了切换损失与开关应力,也不象硬开关PWM那样需要采用缓冲吸收电路。 2 移相控制串联谐振逆变器的分析 系统的全桥架构等效电路如图3所示。由图3可知下列关系的存在: 准方波电压vAB,近似正弦波的负载电流io。当工作在谐振点之上,可获得ZVS,槽路电流以一定的相位α落后于槽路电压,如图2所示。相位滞后可表示为 式中:Zin为输入阻抗。 在槽路电压为正,槽路电流为负的时刻,相差β是决定ZVS实现的基本要素。获得ZVS的βmin的数学表达式可以从以下电量分析中得到:槽路电流必须足够大,能使储存在S3的能量qcoss释放,且在β范围内提供给S4能量,应当注意qcoss也是Vin储存在输出电容Coss中的能量。根据这些电量之间的联系,βmin可由式(2)得到。 式中:Ip为负载峰值电流。 所以实现ZVS所需的频率是一个输出电容电量与满载电流之间的函数;可获得在失去ZVS状态前所允许的最大相移,如式(3)所示。 ?max=2(α-βmin)    (3) 图4给出了针对不同负载值关于频率标么值ωn的几条φmax曲线。    该曲线展示了假如使用理想开关器件Coss=0,即βmin=0时,对ZVS来讲所允许的最大相移。但对实际应用来讲,βmin大于零,φmax小于理想状况。通过计算传送给等效阻抗的功率可以得到输出功率的表达式为 标称输出频率表达式为 式(4)与式(5)联立得 对功率调节而言,Q值的大小与所允许的最大相移大小相对应。倘若期望的输出功率由给定的功率要求所限定,为保证功率的恒定,在低Q值下工作时,所需的相移角就可能比?max大,这样将会失去ZVS状态。为减小βmin,增大?max,应使环流能量尽量小,所以,开关频率应尽可能接近谐振频率,在保证ZVS条件下,可以通过工作在比谐振频率略高的频率级别,即通过使负载工作在感性条件下来解决。 3 控制目标及策略 本系统的控制目标是,调节输出功率,并在各种负载条件下保持ZVS。 对功率调节来讲,如果对于各种负载条件下,βmin已知,一种利用开关频率和移相的调功方法可以用式(1)、式(2)、式(3)和式(6)迭代后获得。因此,本文提出了一种确保在各种负载条件下实现ZVS的控制策略,包含3种简化控制实现的选择,即固定β相位控制;固定β时间控制与随峰值电流补偿β时间控制。 最简单的实现方法是为适合于最坏的负载状况,即调节β为一个恒定的相位值βfixed。βfixed是保证ZVS状况下,对负载变化范围中所需要的βmin的最大值,它可以通过式(2)获得。在保证ZVS的最低Q值处将产生βmin的最大值,因为,此时槽路电流最小。给定Pn,Q和βfixed,可通过式(1)、式(3)和式(6)迭代获得ωn和?。所选择的Pn值应当是对于负载变化范围中的最大值,从而减小环流能量损失。较大的Pn值意味着开关频率将紧随谐振点频率和较大的Zo。但这将导致大的开通率,并减小了次级电容峰值电压,从而允许低电压等级的次级电容的应用。    分析表明,固定β时间的调节较之固定β相位调节只是稍稍改善了逆变器的功率因数。对于固定相位控制来讲,α只是比固定时间控制略大。随着负载参数的增大,对固定相位控制来讲tβ增大,然而对于固定时间控制,tβ和预期一样保持恒量。因此,固定时间控制对于tβ是理想的,即tβfixed=βfixed/ωn。把归一化时间转化为实际的时间时,tβ需要乘以。选择一个较高的Pn是为了得到更高的归一化频率。因为逆变器将进一步地工作在谐振点附近。在这种状态下的控制策略将确保ZVS。 在此,我们选择随峰值电流补偿β时间控制的方式。tβ不再被一个固定的时间值而是由变化的时间策略所控制。在这种实现方式下,随着Q值的增大,槽路峰值电流Ip会随之增大。对于更高的峰值电流tβ可能会减小,这个与负载峰值电流有联系的β可由式(2)体现。一个控制系统应能实现随着负载峰值电流的增大而自动减小tβfixed的初始值。控制根据式(7)来实现。 tβ=tβfixed-KIp    (7) 式中:Ip为峰值电流; K为最理想增益。 图5表示,当固定Q值时,采用峰值电流补偿控制,与固定时间或固定相位控制方法相比较,功率因数有了进一步的提高(α相对小)。4 结语 本文阐明了一种控制策略,提出了在各种负载条件下获得ZVS的实现方法。通过改变移相角进行输出功率的调节,改变开关频率去确保ZVS状态。设计者可以依据负载的不同要求及不同的应用场合采用该控制方法。

    功率器件 方法 探讨 控制 逆变器 谐振 串联 电源技术解析

  • 电压型滞环控制的同步Buck变换器

        摘要:阐述了电压型滞环控制和同步Buck变换器的基本原理,并对两项技术结合起来的电压型滞环控制的同步Buck变换器进行了详细的分析。对电压型滞环控制与传统电压型控制在负载瞬态变化时的输出电压进行了仿真比较。结果表明该控制方案所具有对负载瞬态变化有近乎同步响应的优点。在实际应用中采用TI公司的TPS5210芯片实现了滞环控制,验证了仿真结果。最后简要给出了对电压型滞环控制的开关频率进行估算的方法。     关键词:电压型滞环控制;同步Buck变换器;滞环宽度 引言 降低运行电压,获得高性能和高功率密度的下一代微处理器,对电源设计提出了更高的要求。在提高微处理器的速度和积成密度的同时降低功率损耗,所需的运行电压降到1V以下, 从而引起电源电流增大。当微处理器发生状态转换时,电压调节模块(VRM)的输出变化率将大于50A/us。这将引起处理器电源电压的尖峰。这些瞬时尖峰的最大值必须限制在一定范围内,例如2%~3%甚至更低。由于处理器的电压变低,对负载瞬态所允许电压偏移量的要求将更为严格。通过使用板上VRM接近处理器的分布式功率系统(DPS),能够用来满足所有系统的要求。现在大多使用的非绝缘低电压调节器模块(LVRM)是Buck的衍生,例如传统Buck,同步Buck.和准方波Buck。绝缘的LVRM有对称和不对称的半桥,有源钳位正激,反激和推挽。本文介绍了同步Buck变换器[1][2][3]。传统的同步变换器的控制技术包括PWM电压型控制,PWM电流型控制和变频电流型控制。重点介绍了电压型同步变换器的滞环控制技术[4][5],它与上述其他的控制技术相比有很多优点,例如:电路简单,不需要反馈环路的补偿,负载瞬态有近乎同步的响应,没有限制开关导通时间等。1 滞环控制 滞环控制,也叫做bang?bang控制或纹波调节器控制,即将输出电压维持在内部参考电压为中心的滞环宽度内。图1是滞环控制的基本原理图。原理波形如图2所示,在t0时刻输出电压vo下降到VL,此时滞环比较器的同相端输出电压低于反相端的参考值,比较器输出的为高电平,开关管导通,电感充电,电感电流上升,输出电压上升。在t1时刻,滞环比较器的同相端输出电压已经增加到等于反相端的参考值,但是根据滞环比较器的特点,此时比较器还将继续保持原来的状态。这种状态一直将维持到vo上升到VH时,即t2时刻,此时比较器翻转,输出电压为低电平,开关管关断,电感通过D续流,电感电流下降,输出电压下降,这种状态将一直维持到t3时刻,即下一个周期的到来。图22 同步Buck变换器 2.1 同步Buck变换器的组成 同步Buck变换器是传统Buck的一种变形。主要的开关器件采用一个功率MOSFET,驱动采用和传统Buck变换器一样的方式。传统Buck变换器的整流,通常采用的是肖特基二极管,而同步Buck变换器则采用一个功率MOSFET来替代,驱动采用与主开关管互补的方式,即一个MOSFET导通,另一个则关断。电路图如图3所示。    2.2 同步Buck变换器与传统Buck变换器的比较 由于MOSFET的导通电阻小于二极管的导通电阻,因此可以提高变换器的效率。在设计同步Buck变换器时,最为注意的是两个MOSFET要交错的导通,而避免同时导通。死区设计是有必要的。采用PSPICE仿真所得的结果如图4和图5所示。    图4和图5是在相同的参数下仿真所得的传统Buck变换器和同步Buck变换器的输出功率,可以很明显地看出同步Buck变换器比传统的Buck变换器在效率上得到了很大的提高,与理论分析是完全吻合的。 3 同步Buck变换器的滞环电压控制 3.1 原理分析 滞环控制的同步Buck的原理图如图6所示。图7是在一个理想情况下,参考电压为2V,滞环宽度为50mV的理想输出电压的波形图。如果输出电压等于或者低于参考值减去滞环宽度的一半(VL=1.975V)时,控制器就断开低端的MOSFET开通高端的MOSFET。这是功率级的开状态,因为它会引起输出电压的上升。如果输出电压达到或者超过参考值加上滞环宽度的一半(VH=2.025V)时,控制器就断开高端的MOSFET并开通低端的MOSFET。这是功率级的关状态,因为它会引起输出电压的下降。滞环控制的方法能保持输出电压在参考电压周围滞环宽度的范围内。当输出负载电流增大或输入电压瞬态变化而使得输出电压偏离到滞环宽度以外,控制器将连续不断地开通或关断功率MOSFET,使输出电压返回到滞环的范围内,在输出滤波允许的条件下将以最快的速度对输出电压进行矫正。图6    滞环控制与其它控制相比最大的优点在于它的响应速度,这点将在后面的仿真中得到验证。这是因为,不像其它的控制那样,滞环控制不需要慢的反馈环。在开关周期内,当瞬态发生时即响应瞬态负载电流。它的瞬态响应时间仅与滞环比较器和驱动电路的延迟有关。比较器输入端的高频滤波电容也增加了一些额外的延迟。这些延迟大都与选取技术水平有关,因此,滞环控制在理论上是最快的控制方式。 3.2 开关频率的估算 在输出滤波因数决定后,应该估计电源的开关频率。如果估计的开关频率太高,功率MOSFET的开关损耗就高,导致效率低于最佳的效率。如果估计的开关频率太低,电感值会增大,从而引起不理想的瞬态响应。    为了正确地估算出滞环调节器的开关频率,图8中的输出电压是所需稳定状态的值。图7中输出电压的纹波也被研究。电容包括引起纹波的三个参数是:ESR,ESL和电容值。 Vp-p(t)=Vc(t)+VESR(t)+VESL(t)    (1) 参考[4],功率级变换器的开关频率的代数式为 式中:Vin为输入电压; Vo为输出电压。图8    3.3 仿真与实际应用 图9和图10分别是采用PSPICE仿真所得到的滞环电压控制和传统电压型控制在负载发生变化时输出电压的波形图。可以明显地看出滞环控制的输出电压重新进入稳定状态的时间为0.1ms,对于负载瞬态有近乎同步的响应。而传统电压型控制则需要4ms的时间。 在实际的应用中,采用TI公司的TPS5210芯片设计完成了输入电压为12V,输出电压为2V,输出电流峰值为20A的电压型滞环控制的同步Buck变换器,其工作效率可以达到88%,从而验证了该理论的适用性。4 结语 电压型滞环控制比其他的控制方法有很多的优点,例如:电路简单,不需要反馈环路的补偿,对于负载瞬态有近乎同步的响应,对开关导通时间没有限制等。本文对电压型滞环控制和同步Buck变换器的基本原理进行了阐述,并详细分析了两项技术结合的电压型滞环控制的同步Buck变换器技术,并将电压型滞环控制与传统电压型控制对瞬态负载变化的输出电压进行了仿真比较和实际应用验证。文章最后简单地给出了对滞环控制的开关频率进行估算的方法。

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  • Linear 同步降压型DC转换器

        凌特公司(Linear Technology)推出双输出、高效率、 2.25MHz 、同步降压型稳压器 LTC3548,该器件从一个输出通道提供高达 800mA 的持续输出电流,而从另一个通道提供高达 400mA 的电流。LTC3548 采用恒定频率和电流模式架构,在 2.5V 至 5.5V 的输入电压范围内工作,非常适用于单节锂离子电池、多节碱性或镍氢金属电池应用。它能产生两个独立并低至 0.6V 的输出电压,从而能够为最新一代低压 DSP 和微控制器供电。其 2.25MHz 开关频率允许使用高度低于 1mm 的纤巧型低成本陶瓷电容器和电感器。双输出架构、微小外部组件和裸露焊盘的扁平(0.75mm)3mm x 3mm DFN 封装使 LTC3548 成为可用于双输出电压轨的最紧凑同步降压型解决方案。凌特公司还提供采用具引线的 MSOP-10E 封装。     LTC3548 使用 RDS(ON) 仅为 0.35W 的内部开关,可提供高达 95% 的效率。它还利用低压降 100% 占空比工作来使输出电压高达 VIN,进一步延长了电池工作时间。无负载静态电流仅为 40uA(两个输出通道),关机时 <1uA,从而确保最长的电池寿命。LTC3548 利用自动突发模式(Burst ModeÒ)工作,以在负载电流下降到低于持续工作所需水平时减少栅极电荷损失,并在轻负载时提供最高效率。如果应用是噪声敏感的,用户可以禁用突发模式,而代之以更低噪声的脉冲跳跃模式。其它特点包括短路保护、上电复位输出和可选外部同步功能。此外,LTC3548 可用陶瓷电容器稳定工作,实现了很低的输出电压纹波。LTC3548 非常适用于需要电流高达 400mA 和 800mA、高效率以及很小占板面积的双输出手持应用。     LTC3548EDD 采用 DFN-10 封装,而 LTC3548EMSE 采用耐热增强型 MSOP 封装。两款器件都有现货供应,以 1,000 片为单位批量购买,每片均为 2.60 美元。 性能概要:LTC3548 ·    高效率:高达 95% ·    非常低的静态电流:仅为 40uA ·    2.25MHz 恒定频率工作 ·    低纹波突发模式工作 ·    高开关电流:0.7A 和1.2A ·    低 RDS(ON) 内部开关:0.35W ·    电流模式工作以获得卓越的电压和负载瞬态响应 ·    短路保护 ·    低压降工作:100% 占空比 ·    从 5V 直到 0.6V 的输出电压 ·    上电复位输出 ·    外部可同步的振荡器

    数字电源 转换器 Linear dc 同步 电源新品

  • IR DirectFET MOSFET芯片组

        国际整流器公司(International Rectifier,简称IR)近日推出两款新型的30V DirectFET MOSFET同步降压转换器芯片组。新品适用于安装了最新款Intel和AMD处理器的笔记本电脑设计,满足其更小体积、更高效率和良好散热的要求。     新品的每一款芯片组都包含一个控制MOSFET和一个同步MOSFET,而每个器件都经过特别设计,在同步DC-DC降压转换器电路中发挥最佳性能。控制MOSFET具有更低的开关损耗,同步MOSFET的传导损耗更低(低导通电阻),逆向恢复电荷也很低。     其中一款芯片组包含IRF6617控制场效应管和IRF6611同步场效应管,能在高密度、空间有限的电路板中达到最佳的性能,每个功率通道可达20A。另一款芯片组则包含IRF6637控制场效应管和IRF6678同步场效应管,适用于每个功率通道高于20A的应用,可有效提升热性能。     IRF6617控制场效应管采用小罐(ST)DirectFET封装,IRF6637控制场效应管则采用中罐(MP)DirectFET封装。为了方便修改现有设计,两款同步场效应管都采用中罐(MX)DirectFET封装,可以轻松地将IRF6611替换为IRF6678,满足更大电流和散热性能的需求。     新的芯片组有助于电路设计人员缩减高频、大电流DC-DC转换器的体积。这些转换器适用于高档电脑和服务器,以及先进的电信和数据通信系统。     IR的DirectFET MOSFET封装已经获得了专利,其中汇集了一系列标准塑料分立封装不具备的设计优点。金属腔构造能发挥双面冷却功能,把用以驱动先进微处理器的高频DC-DC降压转换器的电流处理效率增加一倍。此外,采用DirectFET封装的器件均不含铅和溴化物。

    电源DC/DC 芯片组 MOSFET ir directfet 电源新品

  • IR DirectFET MOSFET芯片组

        国际整流器公司(International Rectifier,简称IR)近日推出两款新型的30V DirectFET MOSFET同步降压转换器芯片组。新品适用于安装了最新款Intel和AMD处理器的笔记本电脑设计,满足其更小体积、更高效率和良好散热的要求。     新品的每一款芯片组都包含一个控制MOSFET和一个同步MOSFET,而每个器件都经过特别设计,在同步DC-DC降压转换器电路中发挥最佳性能。控制MOSFET具有更低的开关损耗,同步MOSFET的传导损耗更低(低导通电阻),逆向恢复电荷也很低。     其中一款芯片组包含IRF6617控制场效应管和IRF6611同步场效应管,能在高密度、空间有限的电路板中达到最佳的性能,每个功率通道可达20A。另一款芯片组则包含IRF6637控制场效应管和IRF6678同步场效应管,适用于每个功率通道高于20A的应用,可有效提升热性能。     IRF6617控制场效应管采用小罐(ST)DirectFET封装,IRF6637控制场效应管则采用中罐(MP)DirectFET封装。为了方便修改现有设计,两款同步场效应管都采用中罐(MX)DirectFET封装,可以轻松地将IRF6611替换为IRF6678,满足更大电流和散热性能的需求。     新的芯片组有助于电路设计人员缩减高频、大电流DC-DC转换器的体积。这些转换器适用于高档电脑和服务器,以及先进的电信和数据通信系统。     IR的DirectFET MOSFET封装已经获得了专利,其中汇集了一系列标准塑料分立封装不具备的设计优点。金属腔构造能发挥双面冷却功能,把用以驱动先进微处理器的高频DC-DC降压转换器的电流处理效率增加一倍。此外,采用DirectFET封装的器件均不含铅和溴化物。

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  • Linear检测负载电流的电子断路器

        凌特公司(Linear Technology)推出采用外部 MOSFET 的 RDS(ON) 检测负载电流的电子断路器 LTC4213,从而去除了对检测电阻的需求。这种新方法不仅降低了开关通路上的电压和功率损耗,而且降低了成本并简化了设计。这尤其有利于低电压系统,因为检测电阻电压降占去了极大部分电源电压。就超低电压应用而言,LTC4213 工作在 2.3V 至 6V 的偏置电源电压范围,并监视从地到 6V 的电压。 该电子断路器提供 3 个引脚可选的 VDS 门限,分别为 25mV、50mV 和 100mV。所选择的引脚可以动态步进,从而在启动时允许更高断路器门限,并在电源电流稳定后降低门限。该断路器还通过集成快慢比较器,提供用于过流保护的双电平和双响应时间功能。这样一来,通过区分轻微过流故障或灾难性的短路状态,进一步提高了断路器的性能。     LTC4213 的精确性能使其非常适用于需要连续低压电源保护的系统。LTC4213 采用 12 引线 DFN 封装,规定工作于商用和工业温度范围,以 1,000 片为单位批量购买,每片起价为 1.50 美元。 性能概要:LTC4213 ·    无需检测电阻 ·    把负载电压控制在 0V 至 6V ·    响应时间为 1us 的快速断路器 ·    3个可选断路器门限 ·    双电平过流保护 ·    用于外部 N 沟道 FET 的高端驱动 ·    欠压闭锁 ·    断路器待命中断时 READY 引脚发出信号 ·    小型塑料(3mm×2mm)DFN 封装

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  • 预计大陆LED设计生产能力5年内将超越台湾

      台湾Power Opto的主席、SMD LED和LED灯专家Sam Ling表示,随着中国政府开始推动对本地企业的支持,台湾的LED封装公司将开始面临来自大陆的更多竞争。Ling担心在五年内,大陆的LED的设计和制造能力将超越台湾地区。   中国政府正积极地支持本地的LED产业,并在去年分别在大连,上海,南昌和厦门成立了四个国家设计,封装和制造基地。而第五个、位于深圳的基地,将于今年4月16日开始投入使用。   Ling指出,在这些基地里,企业间的合作和技术共享是被鼓励的,这会有益于业界整体水平的提高。他还拿台湾的LED产业来做对比:台湾的企业都是单枪匹马地做开发,而且还没有政府的支持——完全是一种会阻碍业界发展的系统。   例如,尽管LED封装公司目前投入了很多的精力到手机用的高流明白色LED技术里面,但是因为封装材料和发热的问题,他们在提高生产效率这个问题上仍然存在着困难。   此外,台湾的LED制造商还面临着价格的压力。据Topology Research的调查显示,自从去年第三季度以来,蓝色LED芯片,高流明蓝色LED芯片和白色LED的价格就一直在下跌。   因为大陆地区产量的增加,台湾地区的LED制造商在2005年可能会面临低增长。大陆地区LED的出货量去年增长了20%,达到240亿单位,而且预计今年会有另外25%的增长,将达到300亿单位。 

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