为什么PWM需要滤波？我们需要滤掉的到底是什么

在电机驱动、开关电源、LED调光这些场景中，PWM(脉冲宽度调制)是最常用的功率调节方式，但PWM天生带有开关纹波，必须加滤波电路才能输出平滑的电压/电流。很多开发者为了滤除纹波绞尽脑汁：加大电容、增加电感、多阶滤波，结果导致PCB体积变大、成本升高、动态响应变慢，甚至还会引入额外的功耗。其实，我们完全可以从PWM生成架构入手，通过常用的“加倍”策略，从根源降低纹波幅度，大幅减轻后端滤波的压力——这就是本文要聊的“通过加倍减轻PWM滤波要求”，从原理到实践，带你看懂如何用小滤波获得更好的效果。

一、为什么PWM需要滤波?我们需要滤掉的到底是什么

要聊怎么减轻滤波要求，首先得明白PWM的纹波到底来自哪里。PWM本质是一系列固定频率的方波，通过改变高电平占空比来改变平均输出电压，比如10V供电、50%占空比的PWM，平均电压就是5V。但原始PWM输出是跳变的方波，不是平滑的直流，必须通过滤波把高频的开关分量去掉，留下平均直流分量，才能给后级电路使用。

传统单路PWM的输出纹波幅度，几乎等于整个PWM的供电电压，比如12V供电的PWM，输出峰峰值纹波就是12V，哪怕平均电压是6V，纹波幅度还是12V，必须靠LC滤波把这么大的纹波衰减几十甚至上百分贝才能用。滤波电路要滤掉这么大的纹波，就必须用大电感大电容，截止频率也要远低于PWM开关频率，这就是传统PWM滤波压力大的根源。

那我们能不能让PWM本身的纹波幅度变小?这样不就不需要大滤波了吗?“加倍”策略就是从这个思路出发的：通过把单路PWM变成两路互补或者多级交叠的PWM，让输出纹波的幅度直接减半甚至缩小到原来的几分之一，从根源降低滤波的要求，让小体积低成本的滤波就能满足需求。

二、最常用的加倍策略：互补双路PWM，纹波直接减半

最容易实现、最常用的加倍方式就是互补对称双路PWM架构，不管是MCU的定时器还是专用PWM驱动芯片，现在都能轻松输出两路互补的PWM，我们把这两路PWM分别通过半桥输出，再通过滤波叠加，就能让输出纹波直接减半，滤波压力一下子小了一半。

原理：互补PWM抵消一半纹波跳变

我们来看具体的工作原理：假设PWM供电电压是VCC，传统单路PWM输出电平在0和VCC之间跳变，电平跳变幅度是VCC，输出平均电压Vout = D * VCC，其中D是占空比，范围从0到1。

现在我们做两路互补PWM，第一路PWM占空比是D，第二路PWM占空比就是1-D，两路分别驱动半桥的两个桥臂，输出端分别接一个小电感，两个电感的另一端连接在一起作为输出，就是一个基本的互补加倍拓扑。这个时候输出电压什么时候跳变呢?当第一路输出高电平时，第二路输出低电平，输出电压是(VCC + 0)/2 = VCC/2;当第一路输出低电平，第二路输出高电平，输出电压是(0 + VCC)/2 = VCC/2，哎，这里当占空比D=50%的时候，输出电压居然一直是VCC/2，纹波直接变成了0!

那占空比不是50%的时候呢?比如D=25%，那么在一个开关周期里：有25%的时间第一路高、第二路低，输出是VCC/2;有25%的时间第一路低、第二路高，输出还是VCC/2;剩下50%的时间，两路都是低，输出是0，所以整个周期里，电平只有0和VCC/2两种跳变，跳变幅度只有VCC/2，刚好是传统单路PWM的一半，平均输出就是D*VCC = 25% VCC，符合我们的调压需求，纹波幅度却直接减半了。

再看D=75%的情况，75%的时间总有一路是高，输出是VCC/2，只有25%的时间两路都是高，输出是VCC，跳变幅度还是VCC，平均输出是75%VCC，纹波幅度还是只有传统的一半。也就是说，不管占空比是多少，互补对称PWM的输出纹波最大幅度只有传统单路PWM的一半，天生纹波就小一半。

带来的滤波收益：滤波体积减半，纹波更小

纹波幅度减半，对滤波来说意味着什么?我们需要的衰减倍数直接减半，原来需要衰减100倍才能得到100mV以下的纹波，现在只需要衰减50倍就够了。具体来说：

LC滤波的截止频率可以提高一倍，所以电感和电容的体积可以直接缩小一半，原来需要100uH的电感，现在只要47uH就够了，原来需要100uF的电容，现在只要47uF，PCB成本和体积都能降下来。

如果保持滤波参数不变，输出纹波可以直接降低一半，纹波性能直接提升一倍，对开关电源来说，输出电压精度更高，对电机驱动来说，电流纹波更小，发热更低，对音频PWM来说，底噪更低，音质更好。

这个收益是从架构本身带来的，不需要增加太多成本，只要MCU支持两路互补PWM就能实现，现在几乎所有MCU定时器都支持互补输出，所以非常容易落地。

三、更进一步：倍频交错PWM，等效开关频率加倍，滤波压力指数下降

除了互补对称架构，还有一种常用的加倍策略是交错并联PWM，把两路PWM的开关相位错开半个周期，并联输出，等效开关频率直接加倍，纹波也会大幅降低，滤波要求自然就下来了。

原理：相位交错，等效开关频率加倍，纹波相互抵消

交错PWM的原理也很简单：传统单路PWM开关频率是f，纹波的基波频率就是f，我们现在做两路相同占空比的PWM，第二路PWM的相位比第一路错开180度，也就是半个周期，然后把两路输出并联在一起，叠加之后总输出纹波的基波就会相互抵消，等效开关频率变成2f，纹波幅度也会大幅降低。

举个例子，开关频率100kHz，占空比50%，传统单路PWM每个周期有一次0到VCC的跳变，纹波基波就是100kHz。两路交错之后，第一路在t=0升沿，第二路在t=5us升沿(100kHz周期是10us，半个周期就是5us)，所以总输出每5us就会跳变一次，跳变次数变成两倍，等效开关频率就是200kHz。

纹波幅度呢?并联交错之后，两路纹波反向叠加，输出电流纹波的峰峰值会降低到原来单路的一半甚至更小，具体幅度和占空比有关，大部分常用占空比下，纹波幅度都比单路小一半以上，等效开关频率加倍之后，滤波电路的衰减效率也会指数提升——LC滤波对开关频率的衰减是和频率平方成正比的，开关频率加倍，衰减倍数就是原来的4倍，也就是说，原来需要多阶滤波才能达到的纹波指标，现在一阶LC就够了，滤波要求直接降了一个等级。

适合场景：大功率多路并联，纹波小滤波容易

交错PWM加倍特别适合大功率开关电源、大功率电机驱动场景，大功率应用本来就需要多路并联分流，把每一路PWM错开相位，不需要增加额外的器件，就能获得纹波降低、等效频率升高的收益，后端滤波只需要用小很多的LC就能满足要求，比单路大电流PWM加大型滤波的方案成本更低、体积更小。比如现在很多大功率PC电源，就是用多相交错PWM，不仅纹波小，动态响应也更好，滤波电容还比单路方案小很多。

四、开关电源领域：加倍降压架构，从根源降低纹波

我们拿最常用的降压开关电源举个例子，看看加倍架构怎么减轻滤波要求。传统的单管Buck电路，输出电流纹波峰峰值是： ΔI = (Vout * (1 - Vout/Vin)) / (L * f)如果我们改成两相交错Buck，也就是两路Buck交错180度并联，总输出电流纹波ΔI_total = |ΔI1 + ΔI2|，因为相位错开，两路纹波反向抵消，最终总纹波只有原来单路的一半不到，等效开关频率变成2f，同样的输出纹波要求下，电感总容量可以做到原来的一半，输出电容也可以减小一半。

我们来算个实际的例子：输入12V，输出5V，开关频率100kHz，要求输出纹波峰峰值小于50mV，单路Buck需要多大的滤波?计算下来需要47uH电感加100uF输出电容，才能满足要求，如果用两相交错加倍，开关频率还是100kHz每相，等效开关频率200kHz，只需要两个22uH电感加一个47uF电容，总电感体积差不多，但纹波更小，或者保持纹波不变，可以用两个10uH电感加22uF电容，总体积比单路方案小一半，成本还更低，滤波压力减轻非常明显。

现在很多高性能降压芯片都内置了两相交错加倍架构，比如TI的TPS5432，就是内置两相交错，输出纹波比同功率单路方案小很多，后端只需要很小的输出电容就能满足要求，特别适合给MCU、射频芯片供电，体积小纹波低。

五、音频领域：D类放大器的加倍PWM，滤波更简单音质更好

D类放大器就是用PWM放大音频信号，对PWM纹波滤波要求非常高，如果滤波不干净，PWM开关纹波会窜到输出喇叭，产生明显的底噪，影响音质。现在大部分高性能D类功放都用了加倍的PWM架构，也就是我们常说的全桥互补PWM，本质就是我们前面说的互补对称加倍架构，直接把输出纹波减半，滤波要求大幅降低。

传统单端D类功放，输出PWM摆幅是0到VCC，纹波幅度VCC，输出必须加一个大体积的低通滤波，还要隔直电容，才能接到喇叭上。用全桥互补加倍PWM之后，输出摆幅是-VCC到+VCC，共模纹波相互抵消，差模纹波幅度减半，而且不需要隔直电容，LC低通滤波器的截止频率可以做到更高，电感电容体积可以缩小一半，开关纹波更容易滤除，底噪更低，音质更好。我们现在用的蓝牙音箱里面的D类功放，几乎都是全桥互补架构，就是为了减轻滤波压力，同时获得更好的音质，小体积就能出好效果。

六、加倍策略的落地注意事项：避开这些坑不踩雷

加倍架构虽然能减轻滤波要求，但落地的时候也要注意几个问题，不然反而会出问题：

1. 互补PWM一定要加死区，防止桥臂直通

两路互补PWM输出直接驱动半桥的时候，一定要留足够的死区时间，防止上桥臂还没关断，下桥臂就打开，导致电源直通短路，烧坏功率器件。死区也不要留太大，死区太大会额外增加纹波，抵消加倍带来的好处，根据你的功率器件开关速度，留几ns到几百ns的死区就够了，现在大部分MCU定时器都支持自动可调死区，配置一下就好，非常方便。

2. 交错PWM相位精度要够，否则抵消效果差

交错PWM的纹波抵消效果依赖相位精度，如果相位偏差太大，不能刚好错开180度，纹波抵消效果就会变差，甚至可能纹波反而叠加变大。所以设计的时候，一定要用同一个定时器生成两路PWM，保证相位同步，不要用两个不同的定时器分别生成，频率偏差都会导致相位偏移，影响纹波抵消效果。

3. 功率器件的导通损耗会略有上升，做好权衡

不管是互补还是交错架构，都需要两路功率器件，总导通损耗会比单路略高一点，但这个损耗增加非常小，换来的是滤波体积减小、纹波降低，大部分场景都是划算的。如果是对效率要求特别高的场景，可以用更低导通电阻的功率器件，抵消损耗的增加，收益还是远大于成本。

4. 加倍之后还是要做滤波，只是要求变低

很多人以为加倍之后纹波就没了，不需要滤波了，这是错的，加倍只是降低纹波幅度，提高等效频率，不是完全消除纹波，还是需要加基本的滤波，只是滤波参数可以做小，要求变低了。比如原来需要二阶LC，现在一阶LC就够，原来需要大电容，现在用小电容就够，不是完全不用滤波。

七、加倍方案的收益总结：为什么说这是性价比最高的纹波优化

我们来总结一下，通过加倍架构减轻PWM滤波要求，到底能带来哪些实际收益：

纹波幅度减半，滤波要求直接降低：从根源减小纹波，比单纯增大滤波元件的性价比高太多，不需要增加太多成本，就能获得更好的纹波性能;

滤波元件体积缩小，成本降低：原来需要大电感大电容，现在用小一半的元件就能满足要求，PCB面积减小，BOM成本降低，对消费电子这种对体积成本敏感的产品特别友好;

动态响应更好：滤波元件小了，LC的阻抗更低，动态响应速度更快，对负载变化的响应更快，电源稳定性更好;

容易落地，不需要额外成本：现在大部分MCU都支持多路互补PWM输出，只需要改一下PWM配置，换一下拓扑，不需要增加额外的芯片成本，就能获得收益，开发难度非常低。

其实，电源和驱动设计里，一直有一个思路就是“最好的滤波，就是从根源减少纹波”，与其在后端拼命加滤波，不如从PWM生成端就把纹波降下来，加倍就是最简单、最容易实现的根源优化方法，不管是新手做项目还是量产产品设计，都能拿来用，效果立竿见影。

很多人一提到PWM纹波滤波，第一反应就是加更大的电感电容、加多阶滤波，却忽略了从PWM架构本身入手优化。加倍架构是几十年前就有的经典设计，直到现在还在广泛使用，就是因为它用最简单的方法，解决了滤波压力大的问题，几乎不需要额外成本，就能获得纹波降低、体积缩小的收益。不管你是做开关电源、电机驱动还是D类功放，都可以试试这个方法，把原来需要大滤波才能解决的纹波问题，从根源就减轻一半，设计起来会轻松很多。

现在的功率器件集成度越来越高，很多芯片已经把双路互补、交错PWM集成进去了，我们只需要知道怎么用它的特性，就能轻松设计出纹波小、体积小的产品，这就是架构优化的魅力——用对了架构，很多问题根本不需要复杂的调试就能解决。