负载跨三个数量级，效率曲线为什么救不了待机时间

端侧设备的电流表上有两个数：待机十几微安，工作峰值几十毫安，两头差一千多倍。效率是比值，待机时间是绝对值。一颗峰值效率 90%、静态电流 40 微安的降压芯片，在 12 微安负载下的实际效率只有 11.7%，待机天数比一颗峰值效率 80% 的开关电容方案少一半多。

效率是比值，待机是绝对值

待机时间按电荷算，不按效率算。电池标 300 mAh，负载恒定 12 微安，理想情况能撑 25000 小时，折 1041 天。实际输入电流由两部分组成：

Iin = Pout / (η × Vin) + Iq

式中 Pout 是负载功率，η 是转换效率，Vin 是电池电压，Iq 是芯片自身工作消耗的静态电流。第一项是变换损耗，第二项是固定开销。负载越小，第一项越小，第二项一动不动。

12 微安乘 0.9 V，Pout 是 10.8 微瓦。这一项在毫瓦级的负载下，两个方案的差距能差出几十微瓦；在十微瓦级，任何一点固定开销都是压倒性的。

二比一的理想上限是 90%

开关电容变换器的效率上限由拓扑定，不由器件定。2:1 结构在电容和负载之间搬运电荷，等效于先把 2.0 V 降到 1.0 V 的中间节点，再送到 0.9 V 的输出。

理想情况下，每搬一库仑电荷，输入放出的能量是 2.0 V 乘电荷量，输出拿到的能量是 0.9 V 乘电荷量，比值 0.9。上限就是 90%，跟开关管多好、电容多大都没关系。超过 90% 的 2:1 开关电容转换器不存在。

实测这颗做到了 80.1%，峰值出现在 10 mA 负载。差的 10 个百分点在开关损耗、栅极驱动和寄生电容上，`tank` 电容只有 1.2 nF，片上能做的大小受面积限制，芯片总面积 0.956 mm²。

十二微安到十七点八毫安

这颗芯片的负载范围是 12 微安到 17.8 mA，比值 1483 倍，跨三个数量级。效率在 10 mA 处到顶 80.1%，往两头都掉。

往重载掉是因为导通损耗和开关损耗随电流走，17.8 mA 满载时是 76.7%。往轻载掉是另一套机制：负载电流小于 17 微安之后，效率跌到 60% 以下，掉的原因不是变换本身，是控制器自己的偏置。

如果偏置是固定的，效率曲线在轻载端会塌得更狠。举一个对照：同样 2.0 V 进、0.9 V 出，一颗常规同步降压的峰值效率 90%，静态电流 40 微安。12 微安负载下，Pout 是 10.8 微瓦，变换损耗折 12 微瓦，静态开销 40 微安乘 2.0 V 等于 80 微瓦，输入总功率 92 微瓦，实际效率 11.7%。效率表上写着 90%，实际用起来是 11.7%。

图 1　宽负载范围内的效率曲线与静态电流占比（依据原文第 4 节实测数据绘制）

偏置电流不缩放就白提效率

把两套方案放进同一块 300 mAh 电池里看。

常规降压，12 微安负载，输入电流 46 微安，电池撑 6522 小时，合 272 天。

这颗开关电容，12 微安负载下效率 60%，输入电流 20 微安，电池撑 15000 小时，合 625 天。

峰值效率差了 10 个百分点，待机天数差 2.3 倍。原因不在效率，在偏置会不会跟着负载缩。这颗芯片用的是自适应偏置的脉冲频率调制，负载电流降下来，控制器的偏置电流同步降，静态开销从微安级压到不足 1 微安。

反过来说，把峰值效率从 80.1% 提到 85%，在 10 mA 上省 6 微瓦，在 12 微安上只省 0.4 微瓦。待机时间的账在另一头。

真实设备的负载还不是恒定的。以一副眼镜为例，大部分时间挂在耳朵上，只有唤醒词检测在跑，取 12 微安；真正干活时芯片拉 17.8 mA，占空比看使用习惯。按 300 mAh 电池算三种情况。占空比 1%，平均电流是 0.99 乘 20 加上 0.01 乘 23200，约 252 微安，续航 1191 小时，合 50 天。占空比 0.1%，平均 43 微安，续航 6944 小时，合 289 天。同样一块电池，使用习惯差十倍，续航差六倍。

开关频率跟着负载走

宽负载范围靠调频实现。这颗芯片的振荡器输出 20 kHz 到 49 MHz，满载 17.8 mA 时跑到 47 MHz，频率对负载的斜率约 5 kHz/微安。10 微安负载对应 50 kHz 上下，比满载低三个数量级。

调频解决的是开关损耗。开关损耗正比于频率，轻载时把频率降下来，这部分跟着降。副作用是纹波。频率低，每个周期搬的电荷少，输出电容要够大才能压住纹波。片上 `tank` 电容 1.2 nF，全负载范围纹波压在 72 mV 以内，满载时 15 mV。

72 mV 对 0.9 V 的输出是 8%。这个数在后级还有 LDO 的场合无所谓，直接给数字电路供电就要看门限。选型时纹波和静态电流得一起看，只看其中一个会踩空。

待机电流从 20 微安降到 15 微安，在 0.1% 占空比下能多出 60 多天，在 1% 占空比下只多 8 天。优化哪一头，取决于占空比落在哪个区间。厂商宣传的“待机一个月”和“续航一周”不矛盾，说的是两种用法。

峰值那一端的账也要算。17.8 mA 在 3.7 V 电池上，如果电池内阻 150 毫欧，瞬时压降 2.7 mV，可以忽略；换成 CR2032 那样的纽扣电池，内阻 20 欧，压降 356 mV，直接掉到欠压保护以下。所以待机优化的前提是供电体系撑得住峰值，撑不住的话，再怎么降静态电流也没用。

静态电流还会随温度走。亚阈值区的漏电按指数上升，粗略的规律是每升 10 ℃ 翻一倍。25 ℃ 标称的 1 微安，到 55 ℃ 可能变成 8 微安。可穿戴设备的外壳贴着皮肤，稳定在 33 到 35 ℃，比实验室高 10 ℃，静态电流按这条规律翻一倍；玩具放在窗台上晒，外壳到 60 ℃ 不稀奇，翻三倍。这些设备没有风扇，热量只能靠外壳散，温度又反过来推高静态电流，形成一个弱正反馈。设计时把静态电流按最高工作温度校核，不要用 25 ℃ 的数据手册值。芯片手册里通常会给一条 Iq 随温度变化的曲线，取 60 ℃ 那一点的数值做待机计算，得到的续航才接近实际。

两百毫伏的下冲谁来接

宽负载范围还要扛得住负载跳变。实测 10 mA 跳到 100 微安再跳回来，输出过冲 70 mV，下冲 200 mV。下冲比过冲大三倍，因为负载突然加重时，环路要把频率从 50 kHz 拉到 47 MHz，这段时间里电荷只能从 1.2 nF 的电容上取。

200 mV 对 0.9 V 是 22%。如果后级是射频功放或者图像传感器，这个跌落会直接体现成一次复位或者一帧坏图。解决办法是加一颗 10 微法级的去耦电容，把瞬态能量从片上挪到板级，代价是启动时的浪涌和板面积。

片内电容帮不上这个忙。1.2 nF 在 0.9 V 下只存 1.08 纳库电荷，17.8 mA 的负载 61 纳秒就把它取空。这个容量管的是开关周期内的纹波，管不了毫秒级的负载阶跃。阶跃能量必须由板级电容提供，片上电容只负责把开关瞬间的电流缺口补上。

图 2　负载阶跃下的输出电压响应与纹波口径（依据原文第 5 节实测波形绘制）

两相 90 度交错也是为这件事加的。两相错开，输出电流的脉动频率翻倍，同样的电容下纹波减半，瞬态响应也快一档。代价是两套功率管和两套驱动，面积换性能。这颗芯片的芯片面积 0.956 mm²，两相已经占了将近一半的版面，再加相位就要动工艺节点。

一句话，待机时间由静态电流的绝对值决定，效率只在这个绝对值足够小之后才开始起作用。

内容来源：Journal of Low Power Electronics and Applications（MDPI 开放获取），2020 年第 10 卷第 1 期，文章号 5

原文标题：High-Efficiency Switched-Capacitor DC-DC Converter with Three Decades of Load Current Range Using Adaptively-Biased PFM

作者：Anurag Veerabathini, Paul M. Furth

DOI：10.3390/jlpea10010005

配图说明：两张图均由本文自行绘制，为原理示意，非原文原图复制

改动声明：本文为对开放获取文献的技术编译与解读，标题、行文与配图为原创

来源：21ic电子网