功放系列：A 类功率放大器：共射极 PA

射频功率放大器。功率放大器（PA）出现在发射器的输出端，负责向天线提供射频功率。我们可以预期功率放大器的峰值交流电流在200 mA或更高的范围内，这不是一个小信号。

这就引出了功率放大器和线性小信号放大器之间的重要区别。PA的交流电流通常与其静态偏置电流相当。由于PA处理大量的交流电流，而较大的偏置电流意味着不太线性的工作，因此我们可以预期PA基本上是非线性的。即使是 A 类功率放大器（线性度最高的 PA 类型，也是本文的主要主题）通常也被设计为提供与晶体管偏置电流相等的峰值交流电流。

电源效率和功率处理能力

由于PA设计用于在输出端提供大量功率，因此是RF收发机中最耗电的模块。例如，如果向天线提供 30 kW 功率的 PA 效率仅为 50%，则放大器本身将消耗 30 kW。这可能是一个相当具有挑战性的热管理问题。

效率是一个主要问题，无论PA是向广播发射机的天线提供几万瓦的功率，还是为便携式通信设备的天线提供几瓦的功率。即使在低功耗、便携式应用中，低效率的 PA 在产生可用输出功率方面也不太有效——事实上，PA 会浪费电池提供的可用功率。使用更高效的 PA，电池供电的设备使用时间可以更长。

PA设计的另一个挑战来自功率放大器通常处理的大信号。考虑一个便携式设备，它为 50 Ω天线提供 1 W 的射频功率。这需要通过天线提供 20 V 的峰峰值电压摆幅和 200 mA 的峰值电流。如您所见，即使在这种低功耗应用中，晶体管也必须处理高电压和电流水平，才能在输出端提供所需的射频功率。

同时，在更高功率的应用中，有源器件必须处理更大的电压和电流。晶体管在它们可以处理的最大电压和电流水平以及它们可以燃烧而不会损坏的最大功率方面受到限制，因此这可能是有问题的。

我们可以将共发射极放大器用作PA吗？

让我们研究一下使用共发射极（或共源）级作为PA的可能性。我们能否仅仅通过使用足够大的晶体管来有效地提供大量的输出功率？假设图1所示的共发射极级为50 Ω负载电阻（RL).

图 1.共发射极放大器。

为了将图1中的电路用作PA，我们显然需要使用能够耗散几瓦到几十瓦的功率晶体管而不会损坏。然而，首要问题仍然是如何最大限度地提高电路的输出功率。

负载电压和电流的乘积决定了输送的功率。因此，为了实现最大输出功率，应选择偏置点以最大限度地提高负载的电压和电流摆幅。当晶体管偏置在其放大区域的中间时，可实现最大摆幅。为了找到合适的偏置点，我们为集电极分支编写一个KVL方程：

（1）

其中：

iC 是总集电极电流
vCE 表示集电极和发射极之间的总电压，包括直流和交流分量。

这个方程给出了电路的交流负载线，也在图2中绘制出来。任何可能的iC值及其相应的vCE都落在交流负载线上。

图2.共发射极电路的交流负载线

在我们的简单例子中，交流和直流负载线是相同的。这使得确定电压和电流限制变得容易——当晶体管截止（iC = 0）时，整个供电电压因此出现在集电极和发射极之间（vCE = VCC）。另一方面，对于一个饱和的晶体管，在集电极和发射极之间出现一个非常小的电压降（通常为0.1伏）。忽略这个小电压降，我们找到了集电极电流的最大值：

（2）

交流负载线显示了电路中的电流和电压限制。通过将所采用的特定类型晶体管（BJT、FET等）的特征曲线叠加在交流负载线上，我们可以轻松确定信号何时超出晶体管的线性范围。

为了获得最大摆幅，我们选择偏置点（ICQ和VCEQ）位于交流负载线的中间。ICQ是静态集电极电流：

（3）

而VCEQ是静态集电极-发射极电压：

因此，通过RL流过的交流电流的峰值为：

（4）

换句话说，在最大输出功率的情况下，我们可以假设集电极电流由偏置电流ICQ和幅值为ic,max的正弦电流组成：

（5）

其中 ⍵ 是交流信号的频率。

计算功率效率

传递给负载的功率有两个组成部分：来自偏置电流的直流功率和我们希望最大化的交流功率。由于我们知道集电极的峰值交流电流（ic,max），我们可以计算传递到负载的交流功率的平均值，如下所示：

（6）

请注意，这是负载的最大交流功率。当没有交流信号时，将零交流功率传递到负载。

我们可以使用以下方程计算由供电电压传递的平均功率。方程6帮助我们创建右侧更复杂版本，这将很快证明是有用的：

（8）

其中T是信号的周期。

正弦项在一个周期内的平均值为零，因此方程8简化为：

（9）

ICQ的公式可以在方程3中找到。

最后，使用方程7和9，可以计算放大器的最大效率：

（10）

这意味着为了将1瓦传递到负载，电源必须提供4瓦。额外的3瓦中的一部分在晶体管中损失；其余部分作为RL中的直流功率丢失。实际上，实现的效率可以远低于25％。

既然我们知道如何计算最大效率，让我们找到最佳负载。

计算最佳负载

综合考虑方程3和方程4，显示了晶体管必须在最大输出功率的情况下与RL之间存在某种关系。换句话说，对于给定的偏置条件，存在一个最佳负载，最大化输出功率。

基于最大功率传输定理，我们可能期望最佳RL取决于晶体管的输出阻抗。然而，它仅取决于VCC和偏置点。这实际上是一个有趣（有时令人困惑）的点，但它值得更详细的解释，这将等到另一个时候。现在，让我们考虑图3中的共发射极电路。

图3. 具有12V供电电压和0.75A静态电流的共发射极放大器。

鉴于VCC = 12 V和ICQ = 0.75 A的供电电压和静态电流，什么数值的RL会产生最大的输出功率？

通过重写方程3以解出RL，我们得到了最佳负载电阻的公式。

（11）

对于上述给定的供电电压和静态电流值，这计算为：

（12）

图4显示了三种不同负载电阻值的负载线：RL = 4 Ω、8 Ω和13.33 Ω。这张图帮助我们可视化对于给定的静态电流，不同的负载电阻如何产生不同的电压摆幅，因而产生不同的输出功率值。

图4. 三种不同负载电阻值的负载线：RL = 4 Ω（紫色）、RL = 8 Ω（蓝色）和RL = 13.33 Ω（橙色）。

结果如下：

当RL = 4 Ω时，我们观察到ICQ = 0.75 A时，VCEQ = 9 V。在这种情况下，峰峰摆幅为6 V（与RL = 8 Ω相比为一半）。
最佳值RL = 8 Ω导致DC集电极-发射极电压为VCEQ = 6 V，位于负载线的中间。
RL = 13.33 Ω导致VCEQ = 2 V，再次产生小于最佳值的峰峰摆幅。

在这篇文章的计算部分，我们首先问的是是否可以使用简单的共发射极级别高效地传递大量输出功率。似乎答案是否定的。但为什么呢？

共发射极的缺点

使用简单的共发射极级别，偏置电流总是流经负载。因此，在负载中总是会浪费相当于RLICQ²的直流功率，仅用于偏置晶体管。使用方程7，可以验证这个直流功率是我们可以传递给负载的最大交流功率的两倍。

这是电路效率差的一个原因。此外，我们计算的是最大可能的效率。如果交流信号低于最大摆幅，效率将进一步降低。

电路的另一个缺点是，对于给定的供电电压，它提供了相对较小的电压摆幅。例如，考虑将1瓦的射频功率传递到50Ω天线的问题。正如我们上面提到的，这需要通过天线提供20伏的峰峰电压摆幅和200毫安的峰值电流。

正如图2中的交流负载线所示，最大峰值摆幅等于VCC。因此，我们需要一个大于20伏的供电电压才能向天线提供1瓦的功率！许多便携设备使用远远小于这个的供电电压。

感性负载的A类功率放大器

图5显示了更实用的A类放大器的基本图。通过使用电感和隔直电容，这个放大器规避了一些上述问题。

图5. 感性负载A类放大器的基本图。

让我们检查上述模型的标记部分。

RL 是电阻器，代表我们希望传递功率的实际负载。
L1 是电感器，足够大，以在感兴趣的频率上充当交流开路——我们称这样的电感器为“射频电感”。
VCC 是供电电压。正如我们将在下一篇文章中看到的，感性负载级可以具有对称的电压摆幅，其值是VCC的两倍。
Req 是最大化输出功率的最佳负载。
C1 是电容器，它阻止直流电流，但在感兴趣的频率上作为交流短路。
匹配网络用于将RL变换为Req。由于匹配网络几乎总是使用（电感器或者电容器）实现，传递到匹配网络输入的功率会在RL中耗散。为了防止RL中的任何直流耗散，集电极通过C1连接到匹配网络。正如上面提到的，C1用于阻止直流电流。

在这个系列的下一篇文章中，我们将更深入地讨论感性负载的A类放大器。