B类pa的push pull 分析

单晶体管B类放大器（图1）使用高Q值谐振电路作为负载，以抑制较高的谐波分量。由于采用了高Q值谐振电路，输出电压仅包含基波分量，使放大器能够再现输入信号。尽管集电极电流是半波整流的正弦波，但高Q值谐振电路使输出电压成为基波频率的正弦波，从而短路了谐波分量。

除了使用高Q值谐振电路外，我们还可以通过迫使两个半正弦波脉冲以相反的方向通过负载，来消除B类放大器中的谐波分量。这种方法被称为推挽放大器。本文介绍了推挽配置的基本概念，并提供了一些示例计算和此类放大器与电感负载的A类放大器之间的比较。

推挽配置通常在本科阶段引入，因此大多数电子工程师（EEs）至少对它有一些了解。然而，当涉及到射频（RF）和微波实现时，这种放大器可能会涉及一些额外的复杂性，特别是在目标是在宽频带上实现高输出功率和高效率时。尽管如此，推挽式B类射频功率放大器的工作原理与B类音频功率放大器非常相似。

Push-Pull 结构

实现推挽放大器有多种不同的方法。图2展示了一种通常被称为变压器耦合推挽功率放大器的配置。它采用了两个B类晶体管，一个在波形的正半周期内导通，另一个在负半周期内工作。

这两个晶体管（Q1和Q2）在交替的半周期内工作。为了驱动这两个晶体管，我们需要输入信号及其极性反转。注意，这两个晶体管都是NPN类型。

电源（VCC）连接到变压器的中心抽头。根据所示的波形，晶体管Q1在第一个半周期内被驱动导通。在这个半周期内，晶体管Q2保持关闭状态。当Q1打开且Q2关闭时，电路可以简化为图3所示。

在图3中，晶体管Q1从VCC汲取集电极电流（ic1）。根据变压器的特性，变压器次级中的电流流入RL。这产生了输出电压的正半周期。

图4展示了下一个半周期，当Q1关闭且Q2打开时的情况。

同样，集电极电流（ic2）也是从VCC汲取的。然而，流过初级绕组的电流方向是相反的。这改变了输出电流的方向，产生了输出电压波形的负半周期。这样，变压器就能适当地合成集电极电流，以产生基波频率的正弦波输出，而不是整流后的正弦波。

推挽式和A类配置中的功率

图5展示了与推挽电路相关的三个功率项（PL、PCC和PTran）如何随集电极交流电流的幅度变化，同时还绘制了放大器的功率效率。

图中所使用的参数RL,C定义为(m/n)(RL)^2，它表示当另一个晶体管关闭时，从每个晶体管的集电极看进去的等效负载电阻。其中，m和n代表变压器的匝数比，RL是负载电阻的实际值。

从图5中，我们可以看到随着集电极交流电流（ic）从零增加到其最大值，以下情况会发生：

1. 负载功率（PL）随ic的平方增加。

2. 从电源汲取的功率（PCC）线性增加。

3. 晶体管中的功耗（PTran）在ic达到最大值时达到最大。

4. 每个晶体管中的最大功耗是推挽级可以传递给负载的最大功率的五分之一。

现在，让我们将这与图6进行对比，图6再现了电感负载A类配置中的功率项。

在A类放大器中，晶体管始终处于导通状态。即使没有施加交流信号，也会从电源中汲取恒定的直流电流。因此，电源供给功率（PCC）始终保持恒定，并且在没有交流信号的情况下也不为零。由于晶体管始终处于导通状态，因此会在晶体管中产生大量热量，从而浪费大量功率。

对于B类放大器，电源供给功率（PCC）随集电极电流线性增加。当交流信号的幅度非常小时，晶体管中不会消耗功率，从而导致更高的效率。

计算推挽放大器的效率

要计算推挽配置的效率，我们需要找到从电源汲取的直流功率（PCC）和传递给负载的交流功率（PL）。我们首先来看PCC。

每个晶体管汲取的电流是半波整流的正弦波。然而，从电源汲取的总电流（在上面的图中标记为icc）是全波整流的正弦波。下面的图7显示了icc的波形。T是输入正弦波的周期，Ip表示流过晶体管的最大电流。

你可以很容易地验证，幅度为Ip的全波整流正弦波具有一个直流分量，其值为(2Ip)/π。了解到这一点，我们就可以计算出电源提供的平均功率为：

（1）

现在我们来计算传递给负载的功率。考虑到变压器的电流缩放，如果icc的峰值为Ip，那么流过负载的电流就是一个幅度为(m/n)Ip的正弦波形。因此，RL两端的电压可以表示为：

（2）

传递给负载的平均功率为：

（3）

方程3与方程1一起，给出了电路的效率：

（4）

为了找到放大器的最大效率，我们需要根据VCC找到Ip的最大值。我们可以通过注意到集电极电压具有VCC的最大摆动幅度来找到这种关系。换句话说，假设晶体管的饱和电压为零（VCE(sat) = 0），集电极电压可以从零伏特摆动到2VCC。

考虑到变压器的电压缩放，我们观察到输出电压摆动的最大幅度为(n/m)VCC。另一方面，从方程2我们知道，输出摆动为(m/n)IpRL。将这两个值相等，我们找到了对应于最大电压摆动的电流幅度：

(5)

将这个值代入效率方程（方程4）中，我们可以找到最大效率：

(6)

这与单晶体管B类放大器的最大效率相同。

晶体管中的最大功耗

晶体管在不被损坏的情况下能够承受的最大功率是有限制的。因此，了解给定功率放大器中的晶体管将消耗多少功率是很重要的。

在推挽配置中的两个晶体管中消耗的功率等于电源提供的直流功率减去传递给负载的功率（PCC - PL）。这个值的一半消耗在每个晶体管中，即：

(7)

其中ic表示集电极交流电流的幅度。通过对这个函数关于ic求导，我们可以验证ic的最大值出现在：

(8)

将这个值代入方程4，我们可以找到每个晶体管中的最大功耗：

(9)

产生相反极性的输入

正如我们之前讨论的，变压器耦合的推挽配置需要输入信号和该信号的逆信号。图8展示了如何在推挽配置的输入端使用一个中心抽头的变压器，以从一个单端输入信号产生相反极性的信号。

初级绕组和次级绕组的两个段每个都有k匝。由于匝数比为1，输入信号（vs）出现在次级绕组的两个绕组上。然而，由于中心抽头连接到偏置电压（Vbias），节点A和B的电压在Vbias周围以相反的方向摆动。

节点A的电压与输入信号同相，而节点B的电压与输入信号相差180度。Vbias被适当地选择，以使晶体管刚好低于其导通点。考虑到这一点，让我们来看一个例子。

示例：选择匝数比以获得最大输出功率

假设图8中的推挽放大器的晶体管具有以下规格：

最大集电极电流（ic,max）= 1 A。
最大集电极-发射极击穿电压（BVCEO）= 40 V。
晶体管在不损坏的情况下能够承受的最大功率（PC,max）= 4 W。

让我们找到输出变压器的适当匝数比，以便向50 Ω负载提供最大功率。

首先，我们将找到集电极的电压和电流摆动。为了找到相应的输出摆动，我们将通过变压器的匝数比进行缩放。我们知道半正弦波集电极电流的幅度受到晶体管允许的最大电流的限制：Ip = ic,max = 1 A。此外，由于集电极电压从0摆动到2VCC，我们应选择供电电压为BVCEO的一半，以避免损坏晶体管。

因此，我们有VCC = 20 V，这对应于集电极处20 V的电压摆动幅度。变压器次级的电流和电压摆动分别为(m/n) × 1 A和(n/m) × 20 V。使用欧姆定律，我们可以将输出电压和电流摆动与负载电阻联系起来：

最后，我们使用方程9来找到每个晶体管中的最大功耗：

这低于晶体管规定的最大值（PC,max = 4 W）。