运算放大器： 单位增益稳定放大器和非完全补偿放大器

 大家公认的事实是单位增益稳定放大器比非完全补偿放大器更流行，且取得了压倒性的优势。这说明什么呢?

单位增益稳定放大器(一般称为UGS)通常在增益配置为1时是稳定的，它将输出信号完全反馈到运放的反向输入端。但是，将运放增益设置为1的时候当做稳定性最差的情况是不正确的，我们把这种情况看做是常见的恶劣条件才比较合理。

非完全补偿放大器有更小的补偿电容，所以获得了更大的增益带宽和更高的压摆率。尽管更高的速度通常需要更多功耗，在相同的电流下工作时，非完全补偿放大器能够达到更高的速度，但这必须是在噪声增益远大于1，而不是单位增益的情况下。我的同事Soufiane最近写了一些关于非完全补偿放大器的文章，但是我还有其他一些观点。

图1画出了理想的UGS和非完全补偿放大器的增益和频率响应曲线的关键部分。非完全补偿放大器的增益带宽积是10MH z，UGS的增益带宽积2MHz，非完全补偿放大器的增益带宽积是UGS的5倍，压摆率也比UGS高。通常情况下，UGS的单位增益带宽略小于它的增益带宽积。非完全补偿放大器的单位增益带宽是它的增益带宽积的一半。我们不能使这些运放的噪声增益接近单位增益带宽，因为在3MHz的第二个极点会极大地影响这个区域的增益或者相位，相位裕量将会相当小或者为零。

非完全补偿放大器好像有一些神秘，使得一些用户不知道他们的电路是否稳定。

图2a显示了一个普遍的错误。尽管这个运放的增益为-10，但是反馈回路上的一个电容使得高频部分的频率响应曲线变得不平坦。在稳定性涉及到单位增益的高频部分，这个电容可以视为短路。使用一个较小的电容来补偿反馈网络以获得平坦的响应曲线是可取的，但是一个大电容会造成曲线不平坦，这肯定会带来问题。

同样地，图2b中的并联反馈滤波器带来了一些问题，牺牲了滤波器的部分低频增益。图2c中的积分器也是另一种不恰当的非完全补偿放大器的应用。

我们已经提升了运放的设计能力。现在我们变得更聪明且拥有更好的IC设计流程。我们现在可制造功耗只有几百微安的运放，而在过去需要几十毫安。所以，现代的UGS在速度和功耗上能够更加接近，甚至优于过去的非完全补偿放大器。尽管如此，非完全补偿型放大器在一些要求更高的应用场合可能会是一个更好的方案。

我并不是完全鼓励选择非完全补偿放大器而不是UGS。这两种运放都有他们各自的优劣，你应该根据你的实际设计来做选择。无论你选择哪种运放，你应该清楚地理解它们之间的差异和存在的问题。

下面是一些非完全补偿放大器和UGS的对比：

OPA228(OPA227UGS版本)精密，低噪声BJT运放

OPA637(OPA627UGS版本)精密，高速JFET运放

OPA345(OPA344UGS版本)轨对轨CMOS运放

LMP7717(LMP7715UGS版本)88MHz CMOS运放